CN101064167A - 头部定位控制方法、头部位置控制装置及盘装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种头部定位控制方法、头部位置控制装置及盘装置。基于观测器控制的该头部位置控制装置具有扰动抑制功能，在不影响观测器的控制特性的情况下向该位置控制装置加入扰动抑制功能。将致动器的模型与扰动模型分离开，对于扰动模型，使用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据该状态信息来计算致动器的扰动抑制值，该传递函数的分母是用于对灵敏度函数进行整形的、分母和分子的次数相同的滤波器的分子。在不影响观测器的控制特性的情况下，可以与扰动频率的宽范围相适应地防止头部的振动。

Description

头部定位控制方法、头部位置控制装置及盘装置

技术领域

本发明涉及用于盘装置的头部定位控制方法、头部位置控制装置以及盘装置，更具体来说，涉及一种用于利用观测器控制来抑制由于扰动而产生的位置移动的头部定位控制方法、头部位置控制装置以及盘装置。

背景技术

在盘装置(如磁盘装置和光盘装置)中，将头部精确地定位在目标轨道上以提高记录密度是极其重要的。

在该定位控制中，已知的是，扰动会影响定位精度。为了通过控制***抑制该扰动，已经提出了图24到图26所示的控制***。在图24中的第一现有技术中，通过计算块100计算目标位置“r”与装置108的当前位置“y”之间的位置误差“e”，将该结果输入给控制器102，控制器102对控制量进行计算以减小位置误差“e”。该位置控制***增加有与用于驱动装置108的反馈控制***相并联的陷波滤波器的反特性滤波器104。滤波器104根据位置误差“e”产生扰动抑制量，并通过计算块106将该扰动抑制量加入控制量来抑制位置误差的特定频率附近的分量(见专利文献：USP 6,487,028 B1)。

在第二现有技术中，如图25所示，将滤波器104安装成与图24中的反馈环的控制器102相串联，从而抑制了控制器102的控制量的特定频率附近的分量(见非专利文献：R.J.Bickel and M.Tomizuka，“Disturbance observer based hybrid impedance control”，Proceedings of theAmerican Control Conference，1995，pp.729 to 733)。

在第三现有技术中，如图26所示，反馈环增加有扰动观测器。即，通过计算块112确定如下两个值之差：当在块110中将当前位置“y”除以装置108的传递函数P而得到的值(即，位置误差的二次微分值)与计算块106通知的当前值。然后使用反馈环将所计算出的差值通过带通滤波器(也被称为Q滤波器)反馈给计算块106(见以上非专利文献)。

为了处理盘的偏心率(其为周期性扰动)，已经提出了一种使用偏心率估计观测器来校正偏心率的方法(例如，专利文献：日本特开平7-50075号公报或日本特开2000-21104号公报)。

偏心率估计观测器利用状态估计增益A、B、C、F以及L，根据实际位置误差与估计位置误差之间的误差来计算致动器的控制值，并计算下一抽样的状态量(位置、速度、偏置值、偏心率量)。

其中，估计增益L包括位置估计增益L1、速度估计增益L2、偏置估计增益L3以及偏心率估计增益L4和L5。L1、L2以及L3表示控制器本身的特性，L4和L5表示对偏心率(其为周期性扰动)的响应特性。

需要用于利用这种观测器跟踪除偏心率分量以外的外部振动的定位控制。换句话说，随着盘装置的记录密度的增大，不能再忽略外部振动对头部的定位精度的影响。例如，介质的振动或头部由于介质的旋转而受到的风会影响头部的定位精度。此外，由于对盘装置的使用扩展了，现在将盘装置安装在移动设备(如便携式终端、便携式电话以及便携式AV(音频视频)设备)上，因此也需要针对宽范围的扰动频率进行调节。

在上述现有技术的扰动抑制的情况下，如果增加了用于选择性地抑制特定频率范围(如偏心率校正)的补偿器，则在将抑制范围的宽度设置成极其窄的情况下，初始控制***的特性不受影响。然而，随着现在需要针对宽范围的扰动频率进行调节，如果将抑制宽度设置成较宽，或者如果对高频范围的扰动进行抑制，则初始控制***的特性会受影响，因此难以增加期望的扰动抑制功能。

此外，在现有技术的情况下，如果在设计了一个观测器之后增加扰动抑制功能，整个控制***的特性(如极(pole)定位)会显著地变化，并需要重新设计整个观测器。换句话说，在现有技术中，确定扰动模型然后对包括控制器和扰动抑制功能的观测器进行设计，如果在设计了观测器之后增加特定扰动抑制功能，则整个观测器会受影响因此需要进行重新设计。

发明内容

鉴于上述情况，本发明的目的是提供一种头部定位控制方法、头部位置控制装置以及盘装置，其用于在不影响观测器的控制特性的情况下与各种扰动频率相适应。

本发明的另一目的是提供一种头部定位控制方法、头部位置控制装置以及盘装置，其用于在不影响观测器的控制特性的情况下与宽范围内的扰动频率相适应并防止头部的振动。

本发明的再一目的是提供一种头部定位控制方法、头部位置控制装置以及盘装置，其用于在不影响观测器的控制特性的情况下与宽范围内的扰动频率相适应并改进头部的跟踪性能。

本发明的还一目的是提供一种头部定位控制方法、头部位置控制装置以及盘装置，其用于在不影响观测器的控制特性的情况下与宽范围内的扰动频率相适应并改进头部的读/写特性。

本发明的头部定位控制方法是一种用于对通过致动器控制将头部定位到盘存储介质的预定位置处的头部定位控制方法。该头部定位控制方法具有以下步骤：根据所述头部的目标位置和从所述头部获得的当前位置来计算位置误差；根据所述位置误差与观测器的估计位置之间的估计位置误差，利用所述致动器的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息计算所述致动器的控制值；根据所述估计位置误差，利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于对灵敏度函数进行整形的、分母和分子的次数相同的滤波器的分子；以及将所述控制值与所述扰动抑制值相加并驱动所述致动器。

本发明的盘装置具有：头部，用于至少读取盘存储介质的数据；致动器，用于将所述头部定位在所述盘存储介质的预定位置处；以及控制单元，用于根据所述头部的目标位置和从所述头部获得的当前位置来计算位置误差，根据所述位置误差与观测器的估计位置之间的估计位置误差，利用所述致动器的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息计算所述致动器的控制值。并且所述控制单元根据所述估计位置误差，利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，将所述控制值与所述扰动抑制值相加并驱动所述致动器，所述传递函数的分母是用于对灵敏度函数进行整形的、分母和分子的次数相同的滤波器的分子。

本发明的头部位置控制装置是一种用于通过控制致动器来将用于至少读取盘存储介质的数据的头部定位到所述盘存储介质上的预定位置处的头部位置控制装置，该头部位置控制装置具有：观测器，用于根据所述头部的目标位置和从所述头部获得的当前位置来计算估计位置误差，根据所述位置误差与所述观测器的估计位置之间的估计位置误差，利用所述致动器的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息计算所述致动器的控制值；扰动观测器，用于根据所述估计位置误差，利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于对灵敏度函数进行整形的、分母和分子的次数相同的滤波器的分子；以及加法块，用于将所述控制值与所述扰动抑制值相加，并驱动所述致动器。

在本发明中，优选地，所述扰动抑制值计算步骤还具有以下步骤：利用根据扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述扰动模型的极是用于根据期望的扰动频率、对所述灵敏度函数进行整形的滤波器的分子的零点。

此外，在本发明中，优选地，所述扰动抑制值计算步骤还具有以下步骤：利用根据扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述扰动模型的分母是用于根据期望的扰动频率、对所述灵敏度函数进行整形的线性或二次滤波器的分子。

此外，在本发明中，优选地，所述扰动抑制值计算步骤还具有以下步骤：根据所述估计位置误差，利用根据由传递函数定义的多个扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，根据所述状态信息来计算所述致动器的多个扰动抑制值，所述传递函数的分母是与待抑制的多个扰动频率相对应的所述多个滤波器的分子；和将所述多个扰动抑制值进行相加。

此外，在本发明中，优选地，所述控制单元利用根据扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述扰动模型的极是用于根据期望的扰动频率、对所述灵敏度函数进行整形的滤波器的分子的零点。

此外，在本发明中，优选地，所述控制单元利用根据扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述扰动模型的分母是用于根据期望的扰动频率、对所述灵敏度函数进行整形的线性或二次滤波器的分子。

此外，在本发明中，优选地，所述控制单元根据所述估计位置误差，利用根据由传递函数定义的多个扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，根据所述状态信息来计算所述致动器的多个扰动抑制值，并对所述多个扰动抑制值进行相加，所述传递函数的分母是根据待抑制的多个扰动频率的所述多个滤波器的分子。

此外，在本发明中，优选地，所述控制单元利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于执行稳定偏置补偿的线性滤波器和用于将特定频率附近抑制为陷波滤波器形式的二次滤波器的分子。

此外，在本发明中，优选地，所述控制单元利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于执行稳定偏置补偿的线性滤波器和用于均匀地抑制特定频率或更低频率的二次滤波器的分子。

此外，在本发明中，优选地，所述控制单元利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于将相对高频范围内的特定频率附近抑制为陷波滤波器形式的二次滤波器的分子。

此外，在本发明中，优选地，所述控制单元利用根据由传递函数定义的多个扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于将所述多个特定频率附近抑制为陷波滤波器形式的多个二次滤波器的分子。

此外，在本发明中，优选地，所述控制单元利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于均匀地抑制属于相对低频范围的特定频率或更低频率的二次滤波器的分子。

由于利用根据由传递函数(其分母是用于对灵敏度函数进行整形的、分母和分子的次数相同的滤波器的分子)定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据该状态信息来计算致动器的扰动抑制值，因此，在不影响观测器的控制特性的情况下，可以与扰动频率的宽范围相适应地防止头部的振动。

附图说明

图1是示出根据本发明实施例的盘装置的框图；

图2是示出图1中的盘的位置信号的图；

图3是示出图2中的位置信号的详情的图；

图4是示出根据本发明实施例的扰动观测器控制***的框图；

图5是示出图4中的扰动观测器的模拟设计过程的流程图；

图6是示出图4中的扰动观测器的数字设计过程的流程图；

图7是图4中的实施例的第一示例的整形滤波器的特性图；

图8是图4中的实施例的第一示例的开环的特性图；

图9是图4中的实施例的第一示例的灵敏度函数的特性图；

图10是图4中的实施例的第一示例的加速扰动的特性图；

图11是图4中的实施例的第二示例的整形滤波器的特性图；

图12是图4中的实施例的第二示例的开环的特性图；

图13是图4中的实施例的第二示例的灵敏度函数的特性图；

图14是图4中的实施例的第二示例的加速扰动的特性图，并且是图4的示例中的第一示例的图5的灵敏度函数的特性图；

图15是示出本发明的另一实施例的扰动观测器控制***的框图；

图16是图15中的实施例的第一示例的整形滤波器的特性图；

图17是图15中的实施例的第一示例的开环的特性图；

图18是图15中的实施例的第一示例的灵敏度函数的特性图；

图19是图15中的实施例的第一示例的加速扰动的特性图；

图20是图15中的实施例的第二示例的整形滤波器的特性图；

图21是图15中的实施例的第二示例的开环的特性图；

图22是图15中的实施例的第二示例的灵敏度函数的特性图；

图23是图15中的实施例的第二示例的加速扰动的特性图；

图24是示出第一现有技术的图；

图25是示出第二现有技术的图；以及

图26是示出第三现有技术的图。

具体实施方式

以下按盘装置、观测器的第一实施例、设计方法、第一实施例的示例、第二实施例、第二实施例的示例以及其他实施例的次序对本发明的多个实施例进行描述，但是本发明并不限于这些实施例。

盘装置

图1是示出根据本发明实施例的盘装置的框图，图2是示出图1中的磁盘的位置信号的布置的图，图3是示出图1和图2中的磁盘的位置信号的图。

图1是作为盘装置的磁盘装置。如图1所示，将磁盘4(其为磁存储介质)安装在主轴电动机5的旋转轴2处。主轴电动机5使磁盘4旋转。致动器(VCM)1具有位于末端处的磁头3，并沿磁盘4的径向移动磁头3。

致动器1包括音圈电动机(VCM)(其以所述旋转轴为中心进行旋转)。在图1中，在磁盘装置上安装有2个磁盘4，并由同一致动器1同时驱动4个磁头3。

磁头3具有读元件和写元件。磁头3由读元件(包括叠置在滑动件上的磁致电阻(MR)元件)和写元件(包括叠置在其上的写线圈)构成。

位置检测电路7将由磁头3读取的位置信号(模拟信号)转换成数字信号。读/写(R/W)电路10对磁头3的读和写进行控制。主轴电动机(SPM)驱动电路8对主轴电动机5进行驱动。音圈电动机(VCM)驱动电路6向音圈电动机(VCM)1提供驱动电流，并驱动VCM 1。

微控制器(MCU)14根据来自位置检测电路7的数字位置信号对当前位置进行检测(解调)，并根据所检测到的当前位置与目标位置之间的误差来计算VCM驱动指示值。换句话说，微控制器14执行位置解调和包括扰动抑制(在图4以及随后的图中描述)的伺服控制。只读存储器(ROM)13存储MCU 14的控制程序。随机存取存储器(RAM)12存储用于MCU 14的处理的数据。

硬盘控制器(HDC)11基于伺服信号的扇区号判断在一个轨道中的位置，并记录/再现数据。缓冲区15的随机存取存储器(RAM)临时地存储读数据或写数据。HDC 11通过接口IF(如USB(通用串行总线)、ATA或SCSI(小型计算机***接口))与主机相通信。总线9将这些组成元件连接起来。

如图2所示，在磁盘4上，将伺服信号(位置信号)16按等间隔、从外周向内周、沿周向布置在每条轨道上。每条轨道都具有多个扇区，图2中的实线表示记录有伺服信号16的位置。如图3所示，位置信号由伺服标记ServoMark、轨道编号GrayCode(格雷码)、索引Index以及偏移量信息(伺服脉冲)PosA、PosB、PosC以及PosD构成。图3中的虚线示出了轨道中心。

由头部3读取图3中的位置信号，并利用轨道编号GrayCode和偏移量信息PosA、PosB、PosC以及PosD来检测磁头在径向上的位置。此外，基于索引信号Index获得磁头在周向上的位置。

例如，将在检测到索引信号时的扇区号设置为编号0，每当检测到伺服信号时对该编号增加计数，以获得轨道的每个扇区的扇区号。当记录和再现数据时，使用伺服信号的扇区号作为基准。在一个轨道中存在一个索引信号。可以设置扇区号来代替索引信号。

图1中的MCU 14通过位置检测电路7确认致动器1的位置，执行伺服计算，并向VCM 1提供合适的电流。换句话说，在寻道控制中，可以通过从粗调控制到整定(settling)控制以及跟踪控制的过渡，将头部移动到目标位置。在任何情况下，必须检测头部的当前位置。

为了如此地确认位置，预先在磁盘上记录伺服信号，如在图2中提及的。换句话说，如图3所示，预先在磁盘上记录表示伺服信号的起始位置的伺服标记、表示轨道编号的格雷码、索引信号以及表示偏移量的信号PosA到PosD。通过磁头读取这些信号，并通过位置检测电路7将这些伺服信号转换成数字值。

扰动观测器的第一实施例

图4是示出由图1中的MCU 14执行的用于抑制扰动的定位控制***的第一实施例的框图。该定位控制***是检测扰动频率并抑制扰动的观测器控制***。

图4所示的观测器是包括以下公式(1)、(2)、(3)、(4)以及(5)所示的偏置补偿的当前观测器：

$\left(\begin{array}{c}x\left(k\right)\\ v\left(k\right)\\ b\left(k\right)\\ z1\left(k\right)\\ z2\left(k\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}x\left(k\right)\\ v\left(k\right)\\ b\left(k\right)\\ z1\left(k\right)\\ z2\left(k\right)\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}L1\\ L2\\ L3\\ L4\\ L5\end{array}\right)(y\left(k\right)-x\left(k\right))---\left(1\right)$

$u\left(k\right)=-\left(\begin{array}{cc}F1& F2\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left(k\right)\\ v\left(k\right)\end{array}\right)---\left(2\right)$

$\mathrm{uout}\left(k\right)=u\left(k\right)-\left(\begin{array}{ccc}F3& F4& F5\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}b\left(k\right)\\ z1\left(k\right)\\ z2\left(k\right)\end{array}\right)---\left(3\right)$

$\left(\begin{array}{c}x(k+1)\\ v(k+1)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left(k\right)\\ v\left(k\right)\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\frac{1}{\mathrm{Lp}}{T}^2\left(\begin{array}{c}1/2\\ 1\end{array}\right)u\left(k\right)---\left(4\right)$

$\left.\begin{array}{c}b(k+1)=b\left(k\right)\\ \left(\begin{array}{c}z1(k+1)\\ z2(k+1)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}a11& a12\\ a21& a22\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}z1\left(k\right)\\ z2\left(k\right)\end{array}\right)\end{array}\right\}---\left(5\right)$

换句话说，本实施例是将扰动模型50与控制器的模型分离开的控制***的示例。在图4中，第一计算块30从通过对由头部3读取的伺服信息进行解调而获得的观测位置y[k]减去目标位置“r”，以计算出实际位置误差er[k]。第二计算块32从实际位置误差er[k]减去观测器的估计位置x[k]，以计算出估计位置误差e[k]。

在控制器模型中，将该估计位置误差e[k]输入给状态估计块34，并利用控制器的估计增益La(L1，L2)计算估计校正值(公式(1)的右手侧)。然后在加法块36中将该结果加入来自延迟块46的状态量(公式(1)的左手侧)x[k]和v[k]，并如公式(1)所示地获得了估计位置x[k]和估计速度v[k]。在公式(1)中，将估计位置误差e[k]表示为(y[k]-x[k])。

在第四计算块38中将估计值x[k]和v[k]乘以状态反馈增益(-Fa＝F1，F2)，并如公式(2)所示地获得致动器1的第一驱动值u[k]。另一方面，在第五计算块42中将来自加法块36的公式(1)的估计值x[k]和v[k]乘以估计增益Aa(公式(4)中的2×2矩阵(1，0))，并在第六计算块40中将第四计算块38中的驱动值u[k]乘以估计增益Ba(公式(4)中的与u[k]相乘的值)。在加法块44中将这两个相乘结果相加，并获得了公式(4)中的下一抽样的估计状态量x[k+1]和v[k+1]。

将下一抽样的估计状态量输入给如上所述的延迟块46，并在状态估计块34中由估计校正值来校正。对于来自加法块36的公式(1)的估计值，在第七计算块48中获得估计位置x[k]，并将其输入给上述第二计算块32。

另一方面，在扰动模型50中，将估计位置误差e[k]输入给扰动状态估计块51，并利用估计增益Ld1(L3，L4，L5)来计算估计校正值(公式(1)的右手侧)。然后在加法块56中将该结果与来自延迟块52的状态量(公式(1)的左手侧)相加，然后如公式(1)所示地获得了估计偏置值b[k]和估计扰动抑制值z1[k]和z2[k]。

在第八计算块58中将估计值b[k]、z1[k]以及z2[k]乘以状态反馈增益(Fd1＝F3，F4，F5)，并如公式(3)所示地获得致动器1的扰动抑制驱动值。另一方面，在第九计算块54中将来自加法块56的公式(1)的估计值b[k]、z1[k]以及z2[k]乘以估计增益Ad1(公式(5)中的增益b[k]和2×2矩阵A的增益)，并将该结果输入给延迟块52，以获得下一抽样的估计值b[k+1]、z1[k+1]以及z2[k+1]。

然后在加法块60中从驱动值u[k]减去扰动抑制驱动值，以获得公式(3)的输出驱动值uout[k]。

换句话说，利用控制器模型和扰动模型将估计增益L分开，并利用控制器模型和扰动模型将反馈增益F分开，使得分开地设计控制器模型和扰动模型。

观测器的设计方法

以下参照图5和图6对观测器(其中分离了扰动模型)的设计方法进行描述。

首先参照图5对第一设计方法进行描述。

(S10)通过观测器控制来设计初始控制器。换句话说，设定控制对象模型。

(S12)然后确定用于进行整形的滤波器形式。换句话说，设定整形滤波器的数量、各滤波器的极和零点。对于用于进行整形的滤波器形式，在线性滤波器或二次滤波器中分子和分母的次数相同。

(S14)然后利用整形滤波器的零点，构造其分母是滤波器的分子的表达式的扰动模型。

(S16)将该扰动模型加入步骤S10中的观测器的模型。加入该扰动模型意味着指定灵敏度函数的零点。

(S18)然后指定整个观测器控制***的多个极。这些极包括用于初始设计的极和用于进行整形的滤波器的极。换句话说，针对包括整形滤波器的极的扩展模型(整个模型)执行极定位，并对观测器的估计增益L1到L5和矩阵A进行设计。

(S20)只对控制对象模型执行极定位，并对状态反馈增益F进行设计。

(S22)将扰动模型的输出增益加入状态反馈增益，并对综合模型的反馈增益进行设计。按此方式，对包括扰动模型的观测器进行设计。

换句话说，在本发明中，通过灵敏度函数和加速扰动特性来判断对位置扰动、外部振动以及冲击的抑制性能。因此，通过设计灵敏度函数和加速扰动特性的形式赋予了期望的扰动抑制功能。

以下利用示例对设计过程进行描述。首先通过公式(6)中的模拟公式给出当致动器1是双积分模型时的观测器控制***。

$\left.\begin{array}{c}s\left(\begin{array}{c}x\\ v\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}0& 1\\ 0& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ v\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\left(\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right)u+\left(\begin{array}{c}L1\\ L2\end{array}\right)(y-x)\\ y=\left(\begin{array}{cc}1& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ v\end{array}\right)\\ u=-\left(\begin{array}{cc}\mathrm{Fx}& \mathrm{Fv}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ v\end{array}\right)\end{array}\right\}---\left(6\right)$

在公式(6)中，s为拉普拉斯算符，x为估计位置，v为估计速度，y为当前位置，r为目标位置，L1和L2为位置和速度的估计增益，u为驱动电流，B1/m为驱动器1的力常数。

对于该控制***的灵敏度函数1/(1+CP)，由以下公式(7)的线性滤波器来定义扰动抑制，以通过该线性滤波器对灵敏度函数进行整形。

$\frac{s+{\mathrm{\ω}}_1}{s-{\mathrm{\ω}}_2}---\left(7\right)$

换句话说，当设置该滤波器时，灵敏度函数具有当将1/(1+CP)乘以公式(7)时的形式。

作为扰动模型，为观测器提供以下公式(8)(其分母是公式(7)的滤波器的分子)的传递函数的模型。

$\frac{1}{s+{\mathrm{\ω}}_1}---\left(8\right)$

公式(7)的滤波器的分母(ω₂)用于进行极定位。

通过为公式(6)的观测器提供该扰动模型，根据公式(6)获得了以下公式(9)。

$\left.\begin{array}{c}s\left(\begin{array}{c}x\\ v\\ b\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}0& 1& 0\\ 0& 0& 1\\ 0& -{\mathrm{\ω}}_1& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ v\\ b\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\left(\begin{array}{c}0\\ 1\\ 0\end{array}\right)u+\left(\begin{array}{c}L1\\ L2\\ L3\end{array}\right)(y-x)\\ y=\left(\begin{array}{ccc}1& 0& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ v\\ b\end{array}\right)\\ u=-\left(\begin{array}{ccc}\mathrm{Fx}& \mathrm{Fv}& K\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ v\\ b\end{array}\right)\\ K=\frac{m}{\mathrm{Bl}}\end{array}\right\}---\left(9\right)$

在公式(9)中，“b”为估计扰动值，并且在本示例中由稳定偏置估计值的参数来表示它。为了对公式(9)中的观测器的估计增益L1、L2以及L3进行设计，指定用于设计公式(6)中的初始观测器的极和公式(7)中的整形滤波器的极(分母)：-ω₂。

在公式(9)中，针对反馈增益只设计(Fx，Fv)。扰动模型是可观测的但不是可控制的，因此不能改变扰动模型的反馈增益。对于扰动模型，指定与用于设计观测器的估计增益的扰动模型相同的扰动模型。在公式(9)中，扰动模型的反馈增益(输出增益)是K＝m/B1。

按此方式，通过观测器控制来设计初始控制器，然后确定用于根据待抑制的扰动频率来进行整形的滤波器形式。其中整形滤波器是线性或二次滤波器，并且分子与分母的次数必须相同。如果滤波器的分子与分母的次数不相同，即，例如，如果分母的次数大于分子的次数(ω₁/(s+ω₂))，则该滤波器的频率特性是：增益随着频率范围变大而减小，并且如果将初始灵敏度函数乘以该增益，则初始灵敏度函数(即控制器的特性)显著地变化。

并且构造了其分母是滤波器的分子的表达式的扰动模型，并将该扰动模型加入观测器的模型(公式(9))。加入该扰动模型意味着指定了灵敏度函数的零点。

然后指定整个观测器控制***的极。这些极包括用于初始控制器模型的极和用于进行整形的滤波器的极(-ω₂)。

换句话说，由整形滤波器来定义为了抑制扰动而要引入的频率特性，并构造其分母是整形滤波器的分子的表达式的扰动模型，并将该扰动模型加入初始观测器。因此，即使抑制宽度很宽，或者即使要抑制高频范围内的扰动，也可以在不影响初始控制器的特性的情况下提供扰动模型。

即使在设计一个观测器之后加入扰动抑制功能，整个控制***的特性的变化也很小，因此不必重新设计整个观测器。

下面对当整形滤波器是二次滤波器时的情况进行描述。由以下公式(10)定义二次滤波器：

$\frac{s^2+2{\mathrm{\ζ}}_1{\mathrm{\ω}}_{1}s+{\mathrm{\ω}}_1^2}{s^2+2{\mathrm{\ζ}}_2{\mathrm{\ω}}_{2}s+{\mathrm{\ω}}_2^2}---\left(10\right)$

如上所述，由以下公式(11)给出其分母是整形滤波器的分子的表达式的扰动模型。

$\frac{1}{s^2+2{\mathrm{\ζ}}_1{\mathrm{\ω}}_{1}s+{\mathrm{\ω}}_1^2}---\left(11\right)$

存在三种可用于为初始控制器(公式(6))的观测器提供该扰动模型的可能方法。

第一方法是与公式(9)完全类似地直接提供公式(11)的扰动模型。换句话说，如果扰动的状态估计量为z1和z2，扰动的估计增益为L3和L4，由于这是二次滤波器，因此得到了公式(12)：

$\left.\begin{array}{c}s\left(\begin{array}{c}x\\ v\\ z1\\ z2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cccc}0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 1\\ 0& 0& -{\mathrm{\ω}}_1^2& -2{\mathrm{\ζ}}_1{\mathrm{\ω}}_{\text{1}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ v\\ z1\\ z2\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\left(\begin{array}{c}0\\ 1\\ 0\\ 0\end{array}\right)u+\left(\begin{array}{c}L1\\ L2\\ L3\\ L4\end{array}\right)(y-x)\\ y=\begin{array}{c}\left(\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ v\\ z1\\ z2\end{array}\right)\end{array}\\ u=-\left(\begin{array}{cccc}\mathrm{Fx}& \mathrm{Fv}& K& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ v\\ z1\\ z2\end{array}\right)\\ K=\frac{m}{\mathrm{Bl}}\\ \end{array}\right\}---\left(12\right)$

第二方法是通过分散ω₁的平方项对公式(12)进行变换，从而获得公式(13)：

第三方法是将公式(13)中的ω₁的符号取反，从而获得公式(14)：

可以按照以上多种方法中的任一方法进行设计。当将模型转换成数字控制***时，第二方法和第三方法尤其有效。换句话说，两个状态变量z1与z2相平衡，并且这两个状态变量的观测器的估计增益值L3和L4不会变得相差很远。

此时，对于极，指定公式(10)的整形滤波器的极(根据公式(10)的分母＝0来导出)和用于设计初始观测器控制***的极，并对值L1、L2、L3以及L4进行设计。

由以下公式(15)给出综合了该二次滤波器整形和常规稳定偏置估计的观测器控制***：

按此方式，可以首先考虑用于进行整形的滤波器形式，然后在设计过程中可以将扰动模型加入观测器。因此可以采用自由形式的整形，而不受初始扰动模型的物理响应特性的限制。

图5是对模拟设计的描述。另一方面，为了设计数字控制***，使用图6中的设计流程。

在图6中，使用相同的标号表示与图5中的步骤相同的步骤。如图6所示，在步骤S16中在模拟空间中对扰动模型进行建模，并构造扩展模型。在(在步骤S30中)将该扩展模型转换到数字空间中(数字化)之后，在步骤S18中指定数字控制中的极定位。

在扰动模型具有二次滤波器的特性的情况下，如果将扩展模型转换成离散***，扰动模型的两个变量z1和z2都会影响用于设计观测器的估计增益的矩阵A中的致动器1。

因此对其进行校正，使得扰动模型的仅一个变量会影响致动器1，或者，更具体来说，只有与模拟设计相同的变量会影响致动器1。换句话说，在进行了数字化之后，在步骤S32中对扩展模型进行校正。

具体来说，如果对公式(13)的使用二次滤波器的模拟模型进行数字化(z变换，然后变换成SI单位)，则获得了公式(16)：

$\left.\begin{array}{c}z\left(\begin{array}{c}x\left[k\right]\\ v\left[k\right]\\ z1\left[k\right]\\ z2\left[k\right]\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cccc}1& T& A13& A14\\ 0& 1& A23& A24\\ 0& 0& A33& A34\\ 0& 0& A43& A44\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left[k\right]\\ v\left[k\right]\\ z1\left[k\right]\\ z2\left[k\right]\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\left(\begin{array}{c}{T}^2/2\\ T\\ 0\\ 0\end{array}\right)u\left[k\right]\\ y=\left(\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left[k\right]\\ v\left[k\right]\\ z1\left[k\right]\\ z2\left[k\right]\end{array}\right)\end{array}\right\}---\left(16\right)$

在公式(16)中，z为Z变换器，T为抽样周期。这里必须关注矩阵A，即A13、A14、A23以及A24。通过进行数字化，A14和A24均不会变成“0”。换句话说，在用于设计观测器的估计增益的矩阵A中，扰动模型的两个变量z1和z2都会影响致动器1。

因此，在对模拟模型进行数字化之后，对矩阵A(通过该矩阵，扰动模型的状态变量z1和z2会影响致动器1)的系数进行置换。

在公式(16)中的示例的情况下，将矩阵A校正为以下公式(17)：

$\left.\begin{array}{c}A14=A24=0\\ A13=T^2/2\\ A23=T\end{array}\right\}---\left(17\right)$

同样，在数字控制***中，距离的单位是轨道，以最大电流为“1”对电流值进行归一化，按抽样频率而不是按秒，对速度和加速度进行归一化。按相同的方式，将公式(15)中的模拟形式观测器转换成电流观测器形式，然后获得了公式(18)：

按此方式，如果将扰动模型设计成其中可以分离扰动模型的结构，则可以分别为扰动模型提供公式(18)，如图4所示。

换句话说，将公式(18)与公式(1)到(5)进行比较，公式(2)和(4)是其中控制器模型独立的公式(18)，公式(3)和(5)是其中将扰动模型50是分离的公式(18)。

第一实施例的示例

图7到图10是示出本发明的第一实施例的第一示例的图，其中图7是整形滤波器的特性图，图8是开环特性图，图9是灵敏度函数的特性图，图10是加速扰动的特性图。

图7到图10是将1600Hz抑制成陷波形式的示例。在由于盘介质的振动或头部悬浮的风的激励而施加了高频范围的情况下，必须抑制高频范围。尤其是如果盘介质的旋转频率高，则在具有高轨道密度的装置中该频率扰动在高频范围中的影响变得显著。

在这种高频范围的情况下，即使在控制器中串联地***陷波滤波器的反特性，也难以抑制扰动。而且，如增益特性所示，需要反复试验以调节滤波器系数，以实现降低增益然后增大增益的特性。

在本实施例中，如图7所示，设计了一种用于只抑制特定频率的整形滤波器。通过公式(10)所示的二次滤波器来设计该整形滤波器。在公式(10)中，ω₁＝2π*1600，ω₂＝ω₁，ζ₁＝0.025并且ζ₂＝0.05。

对于该整形滤波器的频率特性，如图7中的上部曲线图中的频率对增益特性和下部曲线图中的频率对相位特性所示，在1600Hz附近抑制了增益，并且相位一旦在1600Hz附近下降然后随即升高。

使用如此设计的整形滤波器构造上述观测器。对于通过该观测器构造的控制***的开环特性，如图8中的上部曲线图中的频率对增益特性和下部曲线图中的频率对相位特性所示，增益在1600Hz处下降，相位在1600Hz附近升高。

因此，对于控制***的灵敏度函数，如图9中的频率对增益特性所示，在1600Hz附近抑制了增益。同样，对于控制***的加速扰动特性，如图10中的频率对增益特性所示，在1600Hz附近抑制了增益。

图11到图14是示出本发明的第一实施例的第二示例的图，其中图11是整形滤波器的特性图，图12是开环特性图，图13是灵敏度函数的特性图，图14是加速扰动的特性图。

图11到图14是均匀地抑制低频范围的示例。在除盘介质的偏心率以外对外部振动的抑制宽度还很宽的情况下，必须均匀地抑制低频范围。存在许多低频范围中的外部振动分量，并且其影响是显著的。常规观测器难以在低频范围内实现宽的抑制宽度。

在本实施例中，如图11所示，设计了用于抑制宽范围内的低频的整形滤波器。通过公式(10)所示的二次滤波器来设计该整形滤波器。在该整形滤波器的情况下，在公式(10)中，ω₁＝2π*200，ω₂＝2π*400，ζ₁＝0.5并且ζ₂＝0.5。

对于该整形滤波器的频率特性，如图11中的上部曲线图中的频率对增益特性和下部曲线图中的频率对相位特性所示，当频率超过低频范围的下限(100Hz)时增益逐渐增大，并在低频范围的上限处(在此情况下是在500Hz附近)变成大致恒定的，并且相位在低频范围的下限(100Hz)与在低频范围的上限(在此情况下是在500Hz附近)之间形成了峰值。

使用如此设计的整形滤波器构造上述观测器。对于通过该观测器构造的控制***的开环特性，如图12中的上部曲线图中的频率对增益特性和下部曲线图中的频率对相位特性中的粗线所示，增益在低频范围处升高，相位在低频范围附近升高。

因此，对于控制***的灵敏度函数，如图13中的频率对增益特性中的粗线所示，在低频范围附近抑制了增益。同样，对于控制***的加速扰动特性，如图14中的频率对增益特性中的粗线所示，在低频范围内抑制了增益。

如本示例所示，可以容易地实现扰动抑制观测器，以抑制高频范围或抑制低频处的宽范围，常规地，这是很难的。

观测器的第二实施例

图15是示出由图1中的MCU 14执行的用于抑制扰动的定位控制部的第二实施例的框图。

该定位控制***是对扰动频率进行检测并通过自适应控制来抑制该扰动的观测器控制***，并且是将图4中的扰动模型分离开并且提供了多个扰动模型的自适应控制***。

在图15中，使用相同的标号表示与图4中的那些组成元件相同的组成元件，并且扰动模型50-1、...、50-N中的每一个都由图4所示的扰动自适应控制模型的块51、52、54、56以及58构成。

针对需要跟踪的每个扰动频率设置各扰动模型50-1、...、50-N。在加法块62中对各扰动模型50-1、...、50-N的输出进行相加，并将结果输出给计算块60。该模型的操作与图4相同，因此略去对它的描述。

公式(19)到(23)给出了当存在两个扰动模型50-1和50-2时的观测器，公式(19)到(23)是针对两个模型对公式(1)到(5)的扩展。

$\left(\begin{array}{c}x\left(k\right)\\ v\left(k\right)\\ b\left(k\right)\\ z1\left(k\right)\\ z2\left(k\right)\\ z3\left(k\right)\\ z4\left(k\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}x\left(k\right)\\ v\left(k\right)\\ b\left(k\right)\\ z1\left(k\right)\\ z2\left(k\right)\\ z3\left(k\right)\\ z4\left(k\right)\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}L1\\ L2\\ L3\\ L4\\ L5\\ L6\\ L7\end{array}\right)(y\left(k\right)-x\left(k\right))---\left(19\right)$

$u\left(k\right)=-\left(\begin{array}{cc}F1& F2\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left(k\right)\\ v\left(k\right)\end{array}\right)---\left(20\right)$

$\mathrm{uout}\left(k\right)=u\left(k\right)-\left(\begin{array}{ccccc}F3& F4& F5& F6& F7\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}b\left(k\right)\\ z1\left(k\right)\\ z2\left(k\right)\\ z3\left(k\right)\\ z4\left(k\right)\end{array}\right)---\left(21\right)$

$\left(\begin{array}{c}x(k+1)\\ v(k+1)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left(k\right)\\ v\left(k\right)\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}{\frac{1}{\mathrm{Lp}}T}^2\left(\begin{array}{c}1/2\\ 1\end{array}\right)u\left(k\right)---\left(22\right)$

b(k+1)＝b(k)

$\left(\begin{array}{c}z1(k+1)\\ z2(k+1)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}a11& a12\\ a21& a22\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}z1\left(k\right)\\ z2\left(k\right)\end{array}\right)---\left(23\right)$

$\left(\begin{array}{c}z3(k+1)\\ z4(k+1)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}a11& a12\\ a21& a22\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}z3\left(k\right)\\ z4\left(k\right)\end{array}\right)$

在此情况下，在扰动模型50-1中，位置和速度的估计量(变量)为z1和z2，估计增益为L3、L4以及L5，输出增益为F3、F4以及F5；在扰动模型50-2中，位置和速度的估计量(变量)为z3和z4，估计增益为L6和L7，输出增益为F6和F7。

同样，在本示例中，如图6所示，通过整形滤波器来设计各扰动模型，并按同样的方式设计扩展模型。利用该结构，如在以下示例中所述，可以抑制多个特定频率。

第二实施例的示例

图16到图19是示出本发明的第二实施例的第一示例的图，其中图16是整形滤波器的特性图，图17是开环特性图，图18是灵敏度函数的特性图，图19是加速扰动的特性图。

图16到图19是将三个频率抑制成陷波形式的NRRO(不可重复旋转)滤波器的示例。当抑制宽度增大以处理各种扰动时，对多个频率的抑制是有效的。

为了抑制多个频率，必须以多个步骤向控制器***陷波滤波器的反特性，因此对它的调节是困难的。

在本实施例中，如图16所示，设计了用于抑制三个特定频率(1000Hz、1100Hz、1600Hz)的整形滤波器。对于该整形滤波器，设计了公式(10)所示的三个二次滤波器。在公式(10)中，第一滤波器为ω₁＝2π*1020，ω₂＝2π*1000，ζ₁＝0.025并且ζ₂＝0.05。第二滤波器为ω₁＝2π*1090，ω₂＝2π*1210，ζ₁＝0.025并且ζ₂＝0.05，第三滤波器为ω₁＝2π*1600，ω₂＝2π*1600，ζ₁＝0.025并且ζ₂＝0.05，将这些滤波器串联连接。换句话说，设计了图15所示的三个扰动模型。

对于该整形滤波器的频率特性，如图16中的上部曲线图中的频率对增益特性和下部曲线图中的频率对相位特性所示，在1000Hz附近、1100Hz附近以及1600Hz附近的三个位置处抑制了增益，相位一旦在1000Hz附近下降，然后随即升高，然后在1100Hz附近处下降，然后在1600Hz附近处升高，然后下降。

使用如此设计的整形滤波器构造上述观测器。对于通过该观测器构造的控制***的开环特性，如图17中的上部曲线图中的频率对增益特性和下部曲线图中的频率对相位特性中的粗线所示，增益在1000Hz、1100Hz以及1600Hz处下降，而相位在1000Hz下降，并且将相位设置成在1100Hz和1600Hz附近具有峰值。

因此，对于控制***的灵敏度函数，如图18中的频率对增益特性中的粗线所示，在1000Hz、1100Hz以及1600Hz附近处抑制了增益。同样，对于控制***的加速扰动特性，如图19中的频率对增益特性中的粗线所示，在1000Hz、1100Hz以及1600Hz附近处抑制了增益。

图20到图23是示出本发明的第二实施例的第二示例的图，其中图20是整形滤波器的特性图，图21是开环特性图，图22是灵敏度函数的特性图，图23是加速扰动的特性图。

图20到图23是带阻的示例，其均匀地抑制了低频范围内的特定频带范围。在对外部振动的抑制宽度很宽并且对加速扰动的跟踪性能很高的情况下，必须均匀地抑制低频范围内的特定频带宽度。在低频范围中存在许多外部振动分量，并且其影响是显著的。常规观测器难以在低频范围内实现宽的抑制宽度。

在本实施例中，图20示出了用于抑制宽范围内的低频内的特定频带的整形滤波器。在该整形滤波器的情况下，设计了公式(10)所示的两个二次滤波器。在公式(10)中，第一滤波器为ω₁＝2π*200，ω₂＝2π*150，ζ₁＝0.15并且ζ₂＝0.3，第二滤波器为ω₁＝2π*300，ω₂＝2π*350，ζ₁＝0.15并且ζ₂＝0.3，将这些滤波器串联连接。

对于该整形滤波器的频率特性，如图20中的上部曲线图中的频率对增益特性和下部曲线图中的频率对相位特性所示，当频率超过了低频范围内的下限(150Hz)时增益下降，在200到300Hz处变成恒定的，然后在低频范围内向上限(在此情况下是在500Hz附近)升高，然后变成大致恒定的，相位在低频范围内的下限(150Hz)处形成最低峰值，在低频范围内的上限(在此情况下是在350Hz附近)处形成了最高峰值。

使用如此设计的整形滤波器构造包括图15中的两个扰动模型的上述观测器。对于通过该观测器构造的控制***的开环特性，如图21中的上部曲线图中的频率对增益特性和下部曲线图中的频率对相位特性中的粗线所示，增益在150Hz到500Hz附近升高，相位在低频范围内的下限(150Hz)附近升高，在低频范围内的上限(在此情况下是在350Hz附近)处下降。

因此，对于该控制***的灵敏度函数，如图22中的频率对增益特性中的粗线所示，在低频范围(150Hz到500Hz)内的一定宽度中抑制了增益。同样，对于该控制***的加速扰动特性，如图23中的频率对增益特性中的粗线所示，在低频范围(150Hz到500Hz)内的一定宽度中改进了增益。换句话说，在具有一定宽度的特定频率中加速扰动特性的增益升高了，并且可以抑制加速扰动特性的峰值。

如本示例所示，可以容易地实现扰动抑制观测器，以抑制多个不同扰动频率或抑制低频范围内的特定频带的宽的宽度，常规地，这是很难的。

其他实施例

在以上多个实施例中，作为示例，描述了应用于磁盘装置的头部定位装置的扰动观测器控制，但是也可以将本发明应用于其他盘装置，如光盘装置。根据需要，扰动频率的数量可以是任意的，相应地，扰动模型的数量可以是任意的。利用二次滤波器对多个示例进行了描述，但是根据所需抑制频率，可以使用线性滤波器或线性滤波器与二次滤波器的组合。

利用多个实施例对本发明进行了描述，但是在本发明的基本特征的范围内可以按各种方式对本发明进行修改，不应将这些变化形式排除在本发明的范围以外。

使用根据由传递函数(其分母是用于对灵敏度函数进行整形的、分母和分子的次数相同的滤波器的分子)定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据该状态信息来计算致动器的扰动抑制值，因此，在不影响观测器的控制特性的情况下，可以与扰动频率的宽范围相适应地防止头部的振动。

本申请基于并要求于2006年4月28日提交的在先日本专利申请2006-125113号的优先权，通过引用将其全部内容并入于此。

Claims (20)

1、一种用于对通过致动器将头部的位置定位到盘存储介质的预定位置处进行控制的头部定位控制方法，该头部定位控制方法包括以下步骤：

位置误差计算步骤，根据所述头部的目标位置和从所述头部获得的当前位置来计算位置误差；

控制值计算步骤，根据所述位置误差与观测器的估计位置之间的估计位置误差，利用所述致动器的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息计算所述致动器的控制值；

扰动抑制值计算步骤，根据所述估计位置误差，通过利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于对灵敏度函数进行整形的、分母和分子的次数相同的滤波器的分子；以及

相加步骤，将所述控制值与所述扰动抑制值相加，并驱动所述致动器。

2、根据权利要求1所述的头部定位控制方法，其中，所述扰动抑制值计算步骤还包括以下步骤：

利用根据扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，所述扰动模型的极是用于根据期望的扰动频率对所述灵敏度函数进行整形的滤波器的所述分子的零点；和

根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值。

3、根据权利要求1所述的头部定位控制方法，其中，所述扰动抑制值计算步骤还包括以下步骤：

根据期望的扰动频率，利用根据扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，所述扰动模型的分母是用于对所述灵敏度函数进行整形的线性或二次滤波器的所述分子；和

根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值。

4、根据权利要求1所述的头部定位控制方法，其中，所述扰动抑制值计算步骤还包括以下步骤：

根据所述估计位置误差，利用根据由传递函数定义的多个扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，所述传递函数的分母是与待抑制的多个扰动频率相对应的所述多个滤波器的所述分子；

根据所述状态信息来计算所述致动器的多个扰动抑制值；和

将所述多个扰动抑制值相加。

5、一种盘装置，该盘装置包括：

头部，用于至少读取盘存储介质的数据；

致动器，用于将所述头部定位在所述盘存储介质的预定位置处；以及

控制单元，用于根据所述头部的目标位置和从所述头部获得的当前位置来计算位置误差，根据所述位置误差与观测器的估计位置之间的估计位置误差，利用所述致动器的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的控制值，

其中，所述控制单元根据所述估计位置误差，使用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，将所述控制值与所述扰动抑制值相加并驱动所述致动器，所述传递函数的分母是用于对灵敏度函数进行整形的、分母和分子的次数相同的滤波器的分子。

6、根据权利要求5所述的盘装置，其中，所述控制单元利用根据扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述扰动模型的极是用于根据期望的扰动频率、对所述灵敏度函数进行整形的滤波器的所述分子的零点。

7、根据权利要求5所述的盘装置，其中，所述控制单元利用根据扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述扰动模型的分母是用于根据期望的扰动频率、对所述灵敏度函数进行整形的线性或二次滤波器的所述分子。

8、根据权利要求5所述的盘装置，其中，所述控制单元根据所述估计位置误差，利用根据由传递函数定义的多个扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，根据所述状态信息来计算所述致动器的多个扰动抑制值，并将所述多个扰动抑制值进行相加，所述传递函数的分母是与待抑制的多个扰动频率相对应的所述多个滤波器的所述分子。

9、根据权利要求5所述的盘装置，其中，所述控制单元利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于执行稳定偏置补偿的线性滤波器和用于将特定频率附近的范围抑制为陷波滤波器形式的二次滤波器的所述分子。

10、根据权利要求5所述的盘装置，其中，所述控制单元利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于执行稳定偏置补偿的线性滤波器和用于均匀地抑制特定频率或更低频率的二次滤波器的所述分子。

11、根据权利要求9所述的盘装置，其中，所述控制单元利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于将处于相对高频范围内的所述特定频率附近抑制为陷波滤波器形式的二次滤波器的所述分子。

12、根据权利要求9所述的盘装置，其中，所述控制单元利用根据由传递函数定义的多个扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于将所述多个特定频率附近抑制为陷波滤波器形式的多个二次滤波器的所述分子。

13、根据权利要求10所述的盘装置，其中，所述控制单元利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于均匀地抑制处于相对低频范围内的所述特定频率或更低频率的二次滤波器的所述分子。

14、一种头部位置控制装置，该头部位置控制装置用于通过对致动器进行控制来将用于至少读取盘存储介质的数据的头部定位到所述盘存储介质上的预定位置处，该头部位置控制装置包括：

观测器，用于根据所述头部的目标位置和从所述头部获得的当前位置来计算估计位置误差，根据所述位置误差与所述观测器的估计位置之间的估计位置误差，利用所述致动器的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的控制值；

扰动观测器，用于根据所述估计位置误差，利用根据由传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于对灵敏度函数进行整形的、分母和分子的次数相同的滤波器的分子；以及

加法块，用于将所述控制值与所述扰动抑制值相加，并驱动所述致动器。

15、根据权利要求14所述的头部位置控制装置，其中，所述扰动观测器利用根据扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述扰动模型的极是用于根据期望的扰动频率、对所述灵敏度函数进行整形的滤波器的所述分子的零点。

16、根据权利要求14所述的头部位置控制装置，其中，所述扰动观测器利用根据扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述扰动模型的分母是用于根据期望的扰动频率、对所述灵敏度函数进行整形的线性或二次滤波器的所述分子。

17、根据权利要求14所述的头部位置控制装置，其中，所述扰动观测器根据所述估计位置误差，利用根据传递函数定义的多个扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，根据所述状态信息来计算所述致动器的多个扰动抑制值，并对所述多个扰动抑制值进行相加，所述传递函数的分母是根据待抑制的多个扰动频率的所述多个滤波器的所述分子。

18、根据权利要求14所述的头部位置控制装置，其中，所述扰动观测器利用根据传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于执行稳定偏置补偿的线性滤波器和用于将特定频率附近范围抑制为陷波滤波器形式的二次滤波器的所述分子。

19、根据权利要求14所述的头部位置控制装置，其中，所述扰动观测器利用由传递函数定义的扰动模型确定的估计增益来生成状态信息，根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于执行稳定偏置补偿的线性滤波器和用于均匀地抑制特定频率或更低频率的二次滤波器的所述分子。

20、根据权利要求18所述的头部位置控制装置，其中，所述扰动观测器利用根据传递函数定义的扰动模型而确定的估计增益来生成状态信息，并根据所述状态信息来计算所述致动器的扰动抑制值，所述传递函数的分母是用于将处于相对高频范围内的所述特定频率附近抑制为陷波滤波器形式的二次滤波器的所述分子。

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