CN105374372A - 盘装置及控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及盘装置及控制装置。根据实施方式，输出用于消除包括于头的位置误差的预定频率的第1干扰的第1信号，且输出变更了该第1信号的增益及相位的第2信号，并利用该第2信号，对操作量或位置误差进行校正。

Description

盘装置及控制装置

关联申请

本申请要求以美国临时专利申请62/043,191号(申请日：2014年8月28日)为基础申请的优先权。本申请通过参照该基础申请而包括基础申请的全部的内容。

技术领域

本实施方式一般地涉及盘装置及控制装置。

背景技术

用于使相对于旋转的盘的盘面上的目标位置对头进行定位时的精度提高，必需对例如盘颤等的旋转非同步干扰(NRRO：Non-RepeatableRun-out，非重复性偏离)进行压制。在此，旋转非同步干扰是指以与盘的旋转不同步的频率(以下，称为压制对象频率)产生的干扰。作为对旋转非同步干扰进行压制的方法之一，有在通常的反馈***追加消除旋转非同步干扰的滤波器(以下，称为NRRO压制滤波器)的方法。

可是，根据在通常的反馈***追加NRRO压制滤波器的方法，在压制对象频率的周围的频率的灵敏度函数的增益及相位会与未用NRRO压制滤波器的情况下的灵敏度函数的增益及相位不一致，存在头的定位时的精度不提高的情况。

发明内容

本发明的实施方式提供可以使头的定位精度进一步提高的盘装置及控制装置。

根据实施方式，提供具备头、致动器、比较部、控制部、第1滤波器、第2滤波器和校正部的盘装置，其中，所述头用于进行对于盘的数据的写入及读出；所述致动器在盘的盘面上使头移动；所述比较部求得盘面中的头的控制位置与目标位置的位置误差；所述控制部将用于消除位置误差的操作量输出于致动器；所述第1滤波器输出用于消除包括于位置误差的预定频率的第1干扰的第1信号；所述第2滤波器输出变更了第1信号的增益及相位的第2信号；所述校正部利用第2信号，对操作量或位置误差进行校正。

附图说明

图1是表示第1实施方式涉及的盘驱动器的硬件构成之一例的框图。

图2是表示第1实施方式涉及的盘驱动器的功能构成之一例的图。

图3(a)及(b)是表示使匹配误差比率β[z]变化的情况下的1/(1+B[z])之一例的图。

图4(a)及(b)是表示使匹配误差ψ[z]变化的情况下的1/(1+B[z])之一例的图。

图5(a)及(b)是表示第1实施方式涉及的盘驱动器的反馈***的灵敏度函数之一例的图。

图6是表示第2实施方式涉及的盘驱动器的功能构成之一例的图。

具体实施方式

在以下参照附图，对实施方式涉及的盘装置及控制装置详细地进行说明。还有，并非通过这些实施方式而限定本发明。

(第1实施方式)

图1是表示第1实施方式涉及的盘驱动器的硬件构成之一例的框图。本实施方式涉及的盘驱动器(盘装置之一例)如示于图1地，为具有由通过垂直磁记录方式记录数据的记录介质(所谓垂直磁记录介质)等构成的盘1和用于通过垂直磁记录方式在盘1记录数据的头10的磁盘装置。

盘1固定于主轴电动机2，设置为进行旋转运动。头10搭载于致动器3，设置为可以移动于盘1的盘面的半径方向。致动器3通过音圈电动机(VCM)4旋转驱动，在盘1的盘面上使头10移动。并且，头10具有用于在盘1写入数据的写头和用于从盘1读出数据的读头。

并且，盘驱动器如示于图1地，具有头放大器集成电路(以下，称为头放大器IC)11、读/写通道(以下，称为R/W通道)12、硬盘控制器(HDC)13、和作为处理器之一例的中央处理单元(CPU)14。在本实施方式中，R/W通道12、HDC13和CPU14组入为1个芯片的集成电路15。

头放大器IC11使相应于从R/W通道12输入的写数据的写信号(电流)流过头10。并且，头放大器IC11对从头10输出的读信号(通过头10从盘1读出的数据)进行放大，传送于R/W通道12。

R/W通道12为信号处理电路。在本实施方式中，R/W通道12对从HDC13输入的写数据进行编码而输出于头放大器IC11。并且，R/W通道12根据从头放大器IC11传送的读信号对读数据进行解码而输出于HDC13。

HDC13为可以进行与未图示的主机***(例如，个人计算机等)的通信的通信接口。具体地，HDC13在与未图示的主机***之间，交换写数据及读数据。

CPU14为盘驱动器的主控制器，实行通过头10进行的读或写的控制处理、对盘1的盘面上的头10的位置进行控制的伺服控制处理等的各种控制处理。CPU14通过读出存储于ROM(ReadOnlyMemory，只读存储器)等的记录介质的程序而实行，实行各种控制处理。

图2是表示第1实施方式涉及的盘驱动器的功能构成之一例的图。本实施方式涉及的盘驱动器如示于图2地，具有在伺服控制处理的实行时对头10的位置进行反馈控制的反馈***140。

反馈***140如示于图2地，具有控制部141、设备142、比较部143、NRRO压制滤波器144(第1滤波器之一例)、匹配滤波器145(第2滤波器之一例)、减法部146和加法部147。

比较部143求得作为盘1的盘面上的头10的控制位置y[k]与目标位置r[k]之差的位置误差e[k]。在本实施方式中，比较部143求得从相应于通过HDC13从未图示的主机***等输入的指令的目标位置r[k]减去头10的控制位置y[k]的值作为位置误差e[k]。

控制部141通过CPU14实现，以传递函数C[z]表示。控制部141从比较部143输入位置误差e[k]，将用于消除该输入的位置误差e[k]的操作量对于设备142(致动器3)进行输出。设备142为作为控制对象之一例的致动器3，以传递函数P[z]表示。设备142相应于从控制部141输出的操作量旋转驱动，在盘1(控制对象之一例)的盘面上使头10移动。

NRRO压制滤波器144对作为与盘1的旋转(工作周期之一例)不同步的压制对象频率ω₀(预定频率之一例)的干扰的NRRO(Non-RepeatableRun-out，非重复性偏离)干扰d[k](第1干扰之一例)进行推定。而且，NRRO压制滤波器144输出作为用于消除该推定的NRRO干扰d[k]的第1信号之一例的推定干扰信号ud[k]。还有，虽然在本实施方式中，NRRO压制滤波器144输出用于消除NRRO干扰d[k]的推定干扰信号ud[k]，但是只要输出用于消除包括于通过比较部143求出的位置误差e[k]的预定频率的干扰的推定干扰信号ud[k]即可，并非限定于此，例如，也可以输出用于消除包括于通过比较部143求出的位置误差e[k]的与盘1的旋转同步的预定频率的干扰的推定干扰信号ud[k]。

在本实施方式中，NRRO压制滤波器144如以下述的式(1)表示地，通过不考虑从后述的NRRO压制信号u[k]直到相加NRRO干扰d[k]为止的传递函数Tud(以下，称为第1传递函数)的压制对象频率ω₀中的增益α与相位φ的传递函数A＇[z]表示。若换言之，则NRRO压制滤波器144如以下述的式(2)表示地，通过从考虑到在第1传递函数Tud[z]的压制对象频率ω₀的增益α及相位φ的传递函数A[z]去掉增益α及相位φ的传递函数A＇[z]表示。即，NRRO压制滤波器144通过使传递函数A[z]的增益α为1且使该传递函数A[z]的相位φ为0的传递函数A＇[z]表示。

$A^{\′}\left[z\right]={\mathrm{\μ}}_0\frac{z^2-\mathrm{\η}z\cos {\mathrm{\ω}}_{0}T}{z^2-2\mathrm{\η}z\cos {\mathrm{\ω}}_{0}T+{\mathrm{\η}}^2}...\left(1\right)$

$A\left[z\right]=\frac{{\mathrm{\μ}}_0}{\mathrm{\α}}\frac{z^2\cos \mathrm{\φ}-\mathrm{\η}z\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}T+\mathrm{\φ})}{z^2-2\mathrm{\η}z\cos {\mathrm{\ω}}_{0}T+{\mathrm{\η}}^2}$

$\mathrm{\α}={\left|\frac{P\left[z\right]}{1+P\left[z\right]C\left(z\right)}\right|}_{z=e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}T}}$

$\mathrm{\φ}=\arg \left(\frac{P\left[z\right]}{1+P\left[z\right]C\left(z\right)}\right){|}_{z=e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}T}}$

$T_{\mathrm{ud}}\left[z\right]=\frac{P\left[z\right]}{1+P\left[z\right]C\left(z\right)}...\left(2\right)$

在此，μ₀及η为任意的常数。T为采样周期。

匹配滤波器145输出作为变更了推定干扰信号ud[k]的增益及相位的第2信号之一例的NRRO压制信号u[k]。在本实施方式中，匹配滤波器145以对推定干扰信号ud[k]的增益及相位恰按第1传递函数Tud[z]的逆特性的增益及相位的量进行变更的传递函数(以下，称为第2传递函数表示)。即，匹配滤波器145对NRRO压制信号u[k]的增益及相位直到相加NRRO干扰d[k]为止，按第1传递函数Tud[z]的增益α及相位φ的量而变化进行消除，

在本实施方式中，匹配滤波器145相对于NRRO压制滤波器144串联地连接。并且，匹配滤波器145如示于下述式(3)地，通过具有第1传递函数Tud[z]的逆特性的第2传递函数F[z]表示。

$F\left[z\right]=\frac{1+P\left[z\right]C\left[z\right]}{P\left[z\right]}...\left(3\right)$

可是，匹配滤波器145存在无法以在式(3)示出的第2传递函数F[z]表示的情况。该情况下，匹配滤波器145输出变更为从压制对象频率ω₀在预定范围内的频率的推定干扰信号ud[k]的增益及相位与第2传递函数F[z]的增益及相位相一致的NRRO压制信号u[k]。在此，预定范围为以压制对象频率ω₀为基准欲使灵敏度函数的变动变少的频率的范围。在本实施方式中，预定范围为压制对象频率ω₀附近的频率。

例如，匹配滤波器145在使预定范围为ω1≤ω≤ω2的情况下，如示于下述式(4)地，通过在预定范围内具有第1传递函数Tud[z]的逆特性的第2传递函数F[ejωT]表示。

减法部146为基于从匹配滤波器145输出的NRRO压制信号u[k]对从控制部141输出的操作量进行校正的校正部之一例。在本实施方式中，减法部146从由控制部141输出的操作量减去从匹配滤波器145输出的NRRO压制信号u[k]。由此，因为即使在加法部147中相对于控制位置y[k]包括NRRO干扰d[k]，也能够对包括于头10的控制位置y[k]的NRRO干扰d[k]进行抑制，所以能够使伺服控制处理时的头10的定位精度提高。

接下来，关于在匹配滤波器145的增益或相位和第1传递函数Tud[z]的逆特性的增益α或相位φ(例如，增益α：“1”，相位φ：“0”)产生误差(以下，称为匹配误差)的情况下的对反馈***的灵敏度函数的影响进行说明。

首先，从示于图2的反馈***140去除匹配滤波器145，使仅在压制对象频率ω₀的匹配效果包括于NRRO压制滤波器144的反馈***(以下，称为第1基准反馈***)的灵敏度函数S[z]以下述式(5)表示。包括于灵敏度函数S[z]的L[z]为以下述式(5)表示的开环传递函数。

L[z]＝P[z](C[z]+A[z])

$\begin{array}{c}S\left[z\right]=\frac{1}{1+L\left[z\right]}\\ =\frac{1}{1+P\left[z\right]C\left[z\right]}\frac{1}{1+\frac{P\left[z\right]}{1+P\left[z\right]C\left[z\right]}A\left[z\right]}\end{array}...\left(5\right)$

在此，A[z]如所述地，使仅在压制对象频率ω₀的匹配效果包括于NRRO压制滤波器144的传递函数A＇[z]。

如示于式(5)地，第1基准反馈***的灵敏度函数S[z]为，在不存在NRRO压制滤波器144及匹配滤波器145的反馈***(以下，称为第2基准反馈***)的灵敏度函数(1/(1+P[z]C[z]))相乘作为NRRO压制滤波器144的项的影响项(1/(1+P[z]/(1+P[z]C[z]))A[z])。在此，影响项为相对于灵敏度函数S[z]，考虑到NRRO压制滤波器144在压制对象频率ω₀及该压制对象频率ω₀的周围的频率中产生的影响的项。作为包括于影响项的(P[z]/(1+P[z]C[z]))A[z])的B[z]通过下述式(6)表示。

$\begin{array}{c}\frac{P\left[z\right]}{1+P\left[z\right]C\left[z\right]}A\left[z\right]=\frac{P\left[z\right]}{1+P\left[z\right]C\left[z\right]}\frac{{\mathrm{\μ}}_0}{\mathrm{\α}}\frac{z^2\cos \mathrm{\φ}-\mathrm{\η}z\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}T+\mathrm{\φ})}{z^2-2\mathrm{\η}z\cos {\mathrm{\ω}}_{0}T+{\mathrm{\η}}^2}\\ ={\mathrm{\μ}}_0\mathrm{\β}\left[z\right]\frac{z^2\cos \mathrm{\ψ}\left[z\right]-\mathrm{\η}z\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}T+\mathrm{\ψ}[z\left]\right)}{z^2-2\mathrm{\η}z\cos {\mathrm{\ω}}_{0}T+{\mathrm{\η}}^2}=:B\left[z\right]\end{array}$

$\mathrm{\β}\left[z\right]=\frac{P\left[z\right]}{1+P\left[z\right]C\left[z\right]}{\left|\frac{1+P\left[z\right]C\left[z\right]}{P\left[z\right]}\right|}_{z=e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}T}}$

$\mathrm{\ψ}\left[z\right]=\arg \left(\frac{P\left[z\right]}{1+P\left[z\right]C\left[z\right]}\right){|}_{z=e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}T}}-\arg \left(\frac{P\left[z\right]}{1+P\left[z\right]C\left(z\right)}\right)...\left(6\right)$

在此，β[z]为以第1传递函数Tud[z]的逆特性的增益α：“1”为基准的匹配滤波器145的增益的匹配误差的比率(以下，称为匹配误差比率)。ψ[z]为以第1传递函数Tud[z]的逆特性的相位φ：“0”为基准的匹配滤波器145的相位的匹配误差。

图3是表示使匹配误差比率β[z]变化的情况下的1/(1+B[z])之一例的图。图3(a)的纵轴为影响项的增益，横轴为频率。图3(b)的纵轴为影响项的相位，横轴为频率。影响项如示于图3(a)地，在匹配误差比率β[z]直到0.5～1.5地变化的情况下，如示于图3(b)地，在压制对象频率ω₀(例如，1000Hz)的周围的频率(例如，800Hz、1200Hz)中，以匹配误差比率β[z]为1的情况下的影响项的相位为基准的影响项的相位的变动增加，对灵敏度函数S[z]的影响变大。

图4是表示使匹配误差ψ[z]变化的情况下的1/(1+B[z])之一例的图。图4(a)的纵轴为影响项的增益，横轴为频率。图4(b)的纵轴为影响项的相位，横轴为频率。影响项如示于图4(b)地，在匹配误差比率ψ[z]直到－40deg～40deg地变化的情况下，如示于图4(a)地，在压制对象频率ω₀(例如，1000Hz)的周围的频率(例如，800Hz、1200Hz)中，以匹配误差ψ[z]为0deg的情况下的影响项的相位为基准的影响项的增益的变动增加，对灵敏度函数S[z]的影响变大。

另一方面，根据示于图2的反馈***140，因为能够通过匹配滤波器145使匹配误差变小，对该反馈***140的灵敏度函数的变动进行抑制，所以能够使伺服控制处理时的头10的定位精度进一步提高。

由此，因为能够防止以未采用NRRO压制滤波器144及匹配滤波器145的反馈***的灵敏度函数为基准的采用NRRO压制滤波器144及匹配滤波器145的反馈***140的在压制对象频率ω₀的周围的频率的灵敏度函数的变动变大，所以能够使伺服控制处理时的头10的定位精度进一步提高。在此，所谓灵敏度函数的变动是指：相对于未采用NRRO压制滤波器144及匹配滤波器145的反馈***的灵敏度函数增益及相位，采用NRRO压制滤波器144及匹配滤波器145的反馈***140的灵敏度函数的增益及相位不相一致。

图5是表示第1实施方式涉及的盘驱动器的反馈***的灵敏度函数之一例的图。图5(a)的纵轴为灵敏度函数的增益，横轴为频率。图5(b)的纵轴为灵敏度函数的相位，横轴为频率。第1基准反馈***的灵敏度函数的增益及相位如示于图5(a)及图5(b)地，在压制对象频率ω₀(例如，1000Hz)中，比第2基准反馈***的灵敏度函数的增益及相位变小。但是，第1基准反馈***的灵敏度函数如示于图5(a)及图5(b)地，在压制对象频率ω₀的周围的频率(例如，200Hz～2000Hz)中，相对于第2基准反馈***的灵敏度函数产生变动。

相对于此，反馈***140的灵敏度函数如示于图5(a)及图5(b)地，在压制对象频率ω₀的周围的频率中，相对于第2基准反馈***的灵敏度函数的变动减少。由此，能够使伺服控制处理时的头10的定位精度进一步提高。

根据第1实施方式，对推定干扰信号ud[k]的增益及相位恰按第1传递函数Tud[z]的逆特性的增益及相位的量进行了变更。其结果，能够得到能够使伺服控制处理时的头10的定位精度进一步提高的效果。

(第2实施方式)

本第2实施方式为利用从匹配滤波器145输出的NRRO压制信号u[k]对位置误差e[k]进行校正的例，在以下的说明中，关于与第1实施方式同样的构成将说明进行省略。

图6是表示第2实施方式涉及的盘驱动器的功能构成之一例的图。本实施方式涉及的盘驱动器的反馈***600如示于图6地，具有基于从匹配滤波器145输出的NRRO压制信号u[k]作为对从比较器143输出的位置误差e[k]进行校正的校正部之一例的减法部601。

在本实施方式中，减法部601从由比较部143输出的位置误差e[k]减去从匹配滤波器145输出的NRRO压制信号u[k]。由此，因为即使相对于控制位置y[k]包括NRRO干扰d[k]，也能够对包括于头10的控制位置y[k]的NRRO干扰d[k]进行抑制，所以能够使头10的伺服控制的精度提高。

并且，匹配滤波器145对推定干扰信号ud[k]的增益及相位恰按第1传递函数Tud[z]的逆特性的增益及相位的量进行变更。由此，因为匹配误差变小，能够防止以第2基准反馈***的灵敏度函数为基准的采用NRRO压制滤波器144及匹配滤波器145的情况下的在压制对象频率ω₀的周围的频率的灵敏度函数的变动变大，所以能够使伺服控制处理时的头10的定位精度进一步提高。

在本实施方式中，匹配滤波器145也如示于下述式(7)地，通过具有第1传递函数Tud[z]的逆特性的第2传递函数F[z]表示。

$F\left[z\right]=\frac{1+P\left[z\right]C\left[z\right]}{P\left[z\right]C\left[z\right]}...\left(7\right)$

根据第2实施方式，利用从匹配滤波器145输出的NRRO压制信号u[k]，对位置误差e[k]进行了校正。其结果，能够得到与第1实施方式同样的作用效果。

虽然对本发明的几个实施方式进行了说明，但是这些实施方式提示为例，并非意图要对发明的范围进行限定。这些新的实施方式可以在其他的各种方式下实施，在不脱离发明的要旨的范围，能够进行各种省略、替换、变更。这些实施方式和/或其变形包括于发明的范围和/或要旨，并且包括于与记载于权利要求的范围的发明及其等同的范围。

Claims (7)

1.一种盘装置，其特征在于，具备：

头，其用于进行对于盘的数据的写入及读出；

致动器，其在所述盘的盘面上使所述头移动；

比较部，其求得所述盘面中的所述头的控制位置与目标位置的位置误差；

控制部，其将用于消除所述位置误差的操作量输出于所述致动器；

第1滤波器，其输出用于消除包括于所述位置误差的预定频率的第1干扰的第1信号；

第2滤波器，其输出变更了所述第1信号的增益及相位的第2信号；和

校正部，其利用所述第2信号，对所述操作量或所述位置误差进行校正。

2.根据权利要求1所述的盘装置，其特征在于：

所述第2滤波器以对所述第1信号的增益及相位恰按直到所述第1干扰为止的第1传递函数的逆特性的增益及相位的量进行变更的第2传递函数表示。

3.根据权利要求2所述的盘装置，其特征在于：

所述第2滤波器以所述预定频率为基准仅以预定范围内的频率，对所述第1信号的增益及相位，恰按所述第1传递函数的逆特性与增益及相位的量进行变更。

4.根据权利要求3所述的盘装置，其特征在于：

所述第1滤波器通过以下述式(8)表示的传递函数A＇[z]表示，

$A^{\′}\left[z\right]={\mathrm{\μ}}_0\frac{z^2-\mathrm{\η}z\cos {\mathrm{\ω}}_{0}T}{z^2-2\mathrm{\η}z\cos {\mathrm{\ω}}_{0}T+{\mathrm{\η}}^2}...\left(8\right)$

μ₀及η为任意的常数，ω₀为所述预定频率，T为采样周期。

5.根据权利要求4所述的盘装置，其特征在于：

所述第2传递函数以下述式(9)表示，

$F\left[z\right]=\frac{1+P\left[z\right]C\left[z\right]}{P\left[z\right]}...\left(9\right)$

P[z]为表示所述致动器的传递函数，C[z]为表示所述控制部的传递函数。

6.根据权利要求4所述的盘装置，其特征在于：

所述第2传递函数以下述式(10)表示，

$F\left[e^{\mathrm{j\ωT}}\right]\widetilde{\‾}\frac{1+P\left[e^{\mathrm{j\ωT}}\right]C\left[e^{\mathrm{j\ωT}}\right]}{P\left[e^{\mathrm{j\ωT}}\right]},{\mathrm{\ω}}_1\≤\mathrm{\ω}\≤{\mathrm{\ω}}_2...\left(10\right)$

P[e^jωT]为表示所述致动器的传递函数，C[e^jωT]为表示所述控制部的传递函数，ω₁为所述预定范围的下限的频率，ω₂为所述预定范围的上限的频率。

7.一种控制装置，其特征在于，具备：

比较部，其求得控制对象的控制位置与目标位置的位置误差；

控制部，其将用于消除所述位置误差的操作量对于所述控制对象进行输出；

第1滤波器，其输出用于消除包括于所述位置误差的预定频率的第1干扰的第1信号；

第2滤波器，其输出变更了所述第1信号的增益及相位的第2信号；和

校正部，其利用所述第2信号，对所述操作量或所述位置误差进行校正。