DE3015889C2 - Gegentakt-Ausgangskreis - Google Patents

Description

gekennzeichnet durch

e) einen Stromspiegelkreis (CM) mit zwei Transistoren (Qb, Qs) vom zweiten Leitfähigkeitstyp, deren Emitter zusammen mit der anderen Klemme des zweittn Pegelverschiebungskreises (LS₂) verbunden sind, ν obei die Eingangsklemme und die Ausgangsklemme des Stromspiegelkreises (CM) an die ander Klemme des ersten Pegelverschiebungskreises (LS\) bzw. die Basis des ersten Transistors (Q\) angeschlossen sind.

2. Gegentakt-Ausgangskreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei dem ersten Transistor (Ql) und dem dritten Transistor (Q 2) des ersten Leitfähigkeitstyps um pnp-Transistoren und bei dem zweiten Transistor (Q 3) und dem vierten Transistor (Q 4) des zweiten Leitfähigkeitstyps um npn-Transistoren handelt.

3. Gegentakt-Ausgangskreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die pnp-Transistoren (Qi, Q 2) und die npn-Tansistoren (Q3, Q4) als Horizontaltransistoren bzw. als Vertikaltransistoren ausgebildet sind und Bestandteile eines monolithischen integrierten Halbleiterschaltkreises bilden.

4. Gegentakt-Ausgangskreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein fünfter Transistor (Q 13) vom zweiten Leitfähigkeitstyp vorhanden ist, daß das Eingangssignal der Basis des dritten Transistors (Q 2) über den Emitter-Kollektor-Weg des fünften Transistors zugeführt wird und daß zwischen der Ausgangsklemme und der Basis des fünften Transistors ein dritter Pegelverschiebungskreis (LS 3) liegt

5. Gegentakt-Ausgangskreis nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen A-Verstärkungstransistor (QS), dessen Kollektor mit der genannten einen Klemme des ersten Pegelverschiebungskreises (LSX) verbunden ist, einen ersten Konstantstrom· kreis (IOX), der zwischen der anderen Klemme des ersten Pegelverschiebungskreises und dem ersten Betriebsspannungspunkt liegt, um als Last für den A-Verstärkungstransistor zu wirken, einen zweiten Konstantstromkreis (IO 2), der zwischen den miteinander verbundenen Emittern der beiden Transistoren (Q 8, Q 9) des Stromspiegelkreises (CM) einerseits und dem zweiten Betriebsspannungspunkt andererseits liegt, sowie einen zwischen dew ersten Betriebspotentialpunkt und dem dritten Pegelverschiebungskreis (LSS) angeschlossenen dritten Konstantstromkreis (IO Z).

6. Gegentakt-Ausgangskreis nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen Vorverstärker (7) mit einer Eingangsklemme (+), einer negativen Rückkopplungsklemme (—) und einer Ausgangsklemme zum Treiben der Basis des A-Verstärkungstransistors (QS), ein zwischen der Ausgangsklemme des Gegentakt-Ausgangskreises und der negativen Rückkopplungsklemme des Vorverstärkers angeschlossenes negatives Rückkopplungsnetzwerk (8), einen Ausgangskopplungskondensator (103), dessen eine Klemme an die Ausgangsklemme des Gegentakt-Ausgangskreises angeschlossen ist, eine zwischen der anderen Klemme des Ausgangskopplungskondensators und dem zweiten Betriebspotentialpunkt angeschlossene Lautsprecherlast (RL) sowie in die Lautsprecherlast überbrückendes Netzwerk (CXM, RiGS) zum Verhindern des Entstehens von Schwingungen.

7. Gegentakt-Ausgangskreis nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren (Q 8, Q 9) des Stromspiegelkreises (CM) im wesentlichen die gleiche Größe haben, daß die Stromverstärkungsfaktoren des ersten Transistors (Q X) und des dritten Transistors (Q 2) im wesentlichen den gleichen Wert haben und daß die Stromverstärkungsfaktoren des zweiten Transistors (QS) und des vierten Transistor'. (Q4) im wesentlichen den gleichen Wert haben.

45 Die Erfindung betrifft einen Gegentakt-Ausgangskreis, der

a) eine erste Transistorgruppe mit mindestens einem zwischen einem ersten Betriebspotentialpunkt und einer Ausgangsklemme liegenden Teil, bestehend aus einem ersten Transistor eines ersten Leitfähigkeitstyps und einem zweiten Transistor des komplementären Leitfähigkeitstyps, die eine Komplementär-Darlington-Schaltung bildet,

b) eine zweite Transistorgruppe mit mindestens einem zwischen der Ausgangsklemme uqd einem zweiten Betriebspotentialpunkt liegenden Teil, bestehend aus einem dritten Transistor des ersten Leitfihigkeitstyps und einem vierten Transistor des komplementären Leitfähigkeitstyps, die eine Komplementlr-Darllngton-Schaltung bilden, wobei der Basis des dritten Transistors ein Eingangssignal zugeführt wird,

c) einen ersten Pegelverschiebungskrei· mit einer Klemme zum Zufahren de» Bingtngssignals und

d) einen zweiten Pegervenchtemiflgskreis mit einer

Klemme, die mit der Basis des zweiten Transistors der ersten Transistorgruppe verbunden ist,

umfaßt

Ein komplementärer Gegentakt-Ausgangskreis, der sich als monolithischer integrierter Halbleiterschaltkreis herstellen läßt, ist z.B. in der US-PS 31 97 710 beschrieben. Bei diesem bekannten Gegentakt-Ausgangskreis sind die npn-Transistoren als sogenannte Horizontaltransistoren ausgebildet Hierbei ist eine ι ο erste Gruppe von Transistoren mit zwei Vertikal-npn-Transistoren in einer Darlington-Schaltung zwischen einem ersten Betriebspotentialpunkt und einer Ausgangsklemme angeordnet, und eine zweite Gruppe von Transistoren mit einem Horizontal-pnp-Transistor und zwei weiteren Vertikal· npn-Transistoren ist in Form einer Darlington-Schaltung zwischen der Ausgangs- * klemme und einem zweiten Betriebspotentialpunkt angeordnet

Beim Ausgangssignal des bekannten Gegentakt-Ausgangskreises ergibt sich ein relativ großer Klirrfaktor durch einen Unterschied zwischen der Ausgangsverstärkung während einer positiven Kalbperiode und der Ausgangsverstärkung während einer negativen Halbperiode, der auf einen Unterschied zwischen dem Stromverstärkungsfaktor der ersten Transisiorengruppe und dem Stromverstärkungsfaktor der zweiten Transistorengruppe zurückzuführen ist In der DE-OS 22 33 260 wurde zur Verringerung des Klirrfaktors bei einem komplementären Gegentakt-Ausgangskreis vorgeschlagen, einen Basis-Emitter-Obergang eines weiteren Horizonal-pnp-Transistors in der Vorwärtsrichtung zwischen der Basis und dem Emitter des Horizontalpnp-Transistors der zweiten Gruppe anzuordnen und den Kollektor und die Basis des zusätzlichen Horizontal-pnp-Transistors miteinander zu verbinden.

Bei der Vorwärtsschaltung des Basis-Emitter-Übergangs des zweiten Transistors zwischen der Basis und dem Emitter des ersten Transistors und beim Vorhandensein einer Verbindung zwischen dem Kollektor und der Basis des zweiten Transistors bilden der erste und der zweit** Transistor einen sogenannten Konstantstromkreis bzw. einen Stromspiegelkreis, wie er z. B. aus der US-PS 33 91 311 bzw. aus 1969 IEEE International Solid-State Circuits Conference »Digest of Technical Papers«, Februar 1969, S. 16-17, bekannt ist Bekanntlich ist bei dem Konstantstromkreis das Verhältnis zwischen dem Eingangsstrom und dem Ausgangsstrom gleich dem Verhältnis zwischen den Stromkoeffizienten bzw. den Emitterflächen der beiden den Konstantstemkreis bildenden Transistoren.

Bei dem komplementären Gegentakt-Ausgangskreis nach der DE-OS 22 33 260 nimmt somit das Verhältnis zwischen dem Eingangsstrom und dem Ausgangsstrom bei dem Konstantstromkreis den Wert lan, wenn das Verhältnis zwischen den Stromkoeffizienten bzw. den Emitterflächen der beiden Horizontal-pnp-Transistoren der zweiten Transistorgruppe, die den Konstantstromkreis bildet, mit 1 festgelegt wird Da die Ausgangsverstärkung während der positiven Halbperiode und diejenige während der negativen Halbperiode bei dem komplementären Gegentakt-Ausgangskreis durch den Stromverstärküngsfäktöf der beiden eine Darlington-Schaltung bildenden Vertikal-npn-Transistoren der ersten Transistorgruppe und den Stromver- Stärkungsfaktor der beiden eine Darlington-Schaltung bildenden Vertikaltransistoren der zweiten Transistorgruppe bestimmt werden, hat die Differenz zwischen der Ausgangsverstärkung der positiven Halbperiode und der Ausgangsverstärkung der negativem Halbperiode nur eine geringe Größe,

Jedoch ist die maximale Ausgangsspannung vowim**), die an der Ausgangsklemme des komplementären Gegentakt-Ausgangskreises nach der DE-OS 22 33 260 verfügbar ist, durch die nachstehende Gleichung gegeben:

c) = Vcc-2V_BE. (1)

Hierin bezeichnet Vcc die Speisespannung und Vbe die Basis-Emitter-Spannung jedes der beiden eine Darlington-Schaltung bildenden Vertikal-npn-Transistoren der ersten Transistorgruppe.

Somit weist die maximale Ausgangsspannung des komplementären Gegentakt-Ausgangskreises nach der DE-OS 22 33 260 eine relativ hohe Restspannung 2 Vbe auf. Um eine höhere Ausgangsspannung dadurch zu erzielen, daß ein kleinerer Wert der Restspannung herbeigeführt wird, wurde bereits vorgeschlagen, zwischen der Ausgangsklemme des komplementären Gegentakt-Ausgangskreises und den beiden eine Darlington-Schaltung bildenden Y;vtikal-npn-Tansistoren der ersten Transistorgruppe eiuen sogenannten Bootstrap-Kondensator anzuordnen. Durch eine positive Rückkopplung über den Bootstrap-Kondensator wird das Basispotential der Vertikal-npn-Transistoren der ersten Transistorgruppe auf einen Wert gebracht, der höher ist als die Speisespannung Vcc, so daß die Vertikal-npn-Transistoren der ersten Transistorgruppe in ihre Sättigungsbereiche gebracht werden. Somit liefert der komplementäre Gegntakt-Ausgangskreis, bei dem ein Bootstrap-Kondensator vorhanden ist, eine maximale Ausgangsspannung von v'ounmax) gemäß der nachstehen Gleichung:

(2)

Hierin bezeichnet Vcc die Speisespannung und V«?«»; die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung jedes der Vertikal-npn-Transistoren der ersten Transistcwgruppe. Wir der Bootstrap-Kondensator bei dem komplementären Gegentakt-Ausgangskreis nach der DE-OS 2133 260 verwendet, weist somit die maximale Ausgangsspannung v'ounmu) eine relativ kleine Restspannung von VcBfat) auf. !doch ist ein Bootstrap-Kondensator teuer, und er muß als gesondertes Schaltungselement hergestellt werden, da es schwierig ist, ihn als Bestandteil eines monolithischen integrierten HaIbleiterschaltkeises auszubilden. Somit erhöhen sich die Kosten des integrierten Schaltkreises, da man Zuleitungen zum Anschließen des getrennt ausgebildeten Bootstrap-Kondefisators benötigt

Ferner ist ein Gegentaktkreis zum Erzeugen einer maximalen Ausgangsspannung mit einer relativ kleinen Res».spannung ohne Verwendung eines Bootstrap-Kreises bekannt, z. B. aus der japanischen Offenlegungsschrift Nr. 35 351/78.

Bei diesem bekannten Gegentakt-Ausgangskreis sind eine umgekehrte Darlington-Schaltung bildende Transistoren Qi, Q'J sowie Qt, QA vorhanden, die gemäß Fi g. 1 Ausgangskreise bilden.

Die maximale Ausgangsspannung V'ourtn,.*), die sich dem Gegentakt-Ausgangskreis nach Fig.* entnehmen läßt, ist durch die nachstehende Gleichung gegeben:

Hierin bezeichnet Vcc die Speisespannung, Vbeqi die Basis-Emitter-Spannung des npn-Transistors Q3 und VcE<s,tK>i die Kollektor- Emitter-Sättigungsspannung des pnp-Transistors Q1.

Somit ist die dem Gegentakt-Ausgangskreis nach F i g. 1 entnehmbare maximale es Ausgangsspannung v'Oirrrmäx) relativ hoch, obwohl kein Bootstrap-Kondensator verwendet wird.

Gemäß der Erfindung hat es sich gezeigt, daß sich der Klirrfaktor der Schaltung nach F i g. 1 wegen Harmonischer der zweiten Ordnung verschlechtert wenn das Ausmaß der negativen Rückkopplung im Bereich hoher Frequenzen abnimmt.

Eine nähere Untersuchung ergab die folgenden Tatsachen:

Zu der in F i g. 1 dargestellten Schaltung gehören die pnp-Transistoren Qi und Q2 als Treibertransistoren und die npn-Transistoren (?3und <?4 als Ausgangstransis'.orsn. doch büde¹ d?r Transistor Q 1 zum F.rzeiigen einer positiven Ausgangshalbperiode eine Stromspiegelschaltung nur mit dem Transistor Q9', so daß bei der Erzeugung der positiven Ausgangshalbperiode ein npn-Eingangstransistor QS' der Stromspiegelschaltung im wesentlichen als Treibertransistor wirkt.

Die nachstehende Gleichung gibt eine Verstärkung (\ j'v.)up für den Fail an. daß der Transistor Q 3 während der positiven Ausgangshalbwelle leitfähig ist:

(v Iv )up - /ι.,,,, /ι.,,,·. ■ S_hl)!

Sf,

Hierin bezeichnen Sfq\ und Seq?' Emitterabmessungen, d. h., die Emitterumfangslängen der Transistoren Q\ und Q9'. Andererseits ergibt sich die Verstärkung (vJv,)n* für den Fall, daß der Transistor QA während der negativen Ausgangshalbperiode leitfähig ist, aus der nachstehenden Gleichung:

(ι /ν i„„ - h.,,ι- /?.,,,; ■ R₁Ih)

Bei den Gleichungen (4) und (5) ist es unschwer möglich, die Stromverstärkungsfaktoren hftQs und Λ>«?4 der Transistoren Q3 und Q4 annähernd gleich groß zu machen, da es sich in beiden Fällen um npn-Transistoren handelt, doch ist es schwierig, die Stromverstärkungsfaktoren hfeoi' und /i/rtp: des npn-Transistors QS' und des pnp-Transistors Q 2 annähernd gleich groß zu machen, und zwar auch dann, wenn diese Transistoren als gesonderte Schaltungselemente ausgebildet sind, und es ist nahezu unmöglich, wenn diese Transistoren Bestandteile eines monolithischen integrierten Schaltkreises bilden.

Bei monolithischen integrierten Schaltkreisen werden bekanntlich die npn-Transistoren als Vertikaltransistoren und die pnp-Transistoren als Horizontaltransistoren ausgebildet. Wegen verschiedener Streuvorgänge, die sich bei der Herstellung monolithischer integrierter Schaltkreise ergeben, liegen die Stromverstärkungsfaktoren der Vertikal-npn-Transistoren zwischen 50 und 200. während die Stromverstärkungsfaktoren der Horizontal-pnp-Transistoren zwischen 30 und 200 liegen. Bei der Herstellung monolithischer integrierter Schaltkreise werden die Prozeßbedingungen so eingestellt, daß die Strom Verstärkungsfaktoren der Vertikalnpn-Transistoren einen Wert in einem vorbestimmten Bereich annehmen, während die Werte der Stromvcrstärkungsfaktoren der Horizontal-pnp-Transistoren gewöhnlich bei der Festlegung der ProzeBbedingungen nicht streng berücksichtigt werden.

Zwar könnte es möglich sein, das Verhältnis zwischen den Verstärkungswerten für die positiven und negativen Ausgangshalbperioden mit Hilfe der Verstärkung der Stromspiegelschaltung zu regeln, zu der die pnp-Transistoren Qi und QV gehören, wobei dieses Verhältnis dem Verhältnis Shq\/Sfqi' zwischen den Emitterflächen entspricht, doch ist dies wegen der Streuung der Kennwerte der Vorrichtung unzweckmäßig.

ίο infolgedessen erscheinen wegen des Unterschiedes zwischen den Verstärkungswerten für die positiven und negativen Ausgangshalbperioden die zweiten Harmonischen, die zu einer außergewöhnlichen Verschlechterung des Klirrfaktors führen, insbesondere wenn sich

r> das Ausmaß der ngativen Rückkopplung im Bereich hoher Frequenzen verringert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gegentakt-Ausgangskreis zu schaffen, der es ermöglicht, eine relativ hohe maximale Ausgangsspannung

:<) ohne Verwendung eines Bootstrap-Kondensators zu erzeugen und eine Verbesserung des Klirrfaktors zu erreichen, der sich anderenfalls infolge der zweiten Harmonischen bei einem offenen Kreis ergeben würde. Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe ausgehend von

:> einem Gegentakt-Ausgangskreis der eingangs genannten Art gelöst durch einen Stromspiegelkreis mit zwei Transistoren vom zweiten Leitfähigkeitstyp, deren Emitter zusammen mit der anderen Klemme des zweiten Pegelverschiebungskreises verbunden sind,

in wobei die Eingangsklemme und die Ausgangsklemme des Stromspiegelkreises an die andere Klemme des ersten Pegelverschiebungskreises bzw. die Basis des ersten Transistors angeschlossen ist.

Ausführungsbeispiel der Erfindung werden im folgen-

)i den anhand schematischer Zeichnungen näher erläutert: es zeigt

F i g. 1 den Aufbau eines Gegentakt-Ausgangskreises bekannter Art.
(5) Fig. 2 die Schaltung einer Ausführungsform der

4" Erfindung und

F i g. 3 die Schaltung einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

Bei der in F i g. 2 dargestellten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Gegentakt-Ausgangskreises bildet

4j eine erste Transistorgruppe TX mit einem pnp-Transistor Q 1 als Treibertransistor und einem npn-Transistor Q 3, der mit dem Transistor Qi eine Darlington-Schaltung als Ausgangstransistor bildet, einen B-Ausgangsverstärkerkreis zum Erzeugen einer positiven Ausgangshalbperiode, während eine zweite Transistorgruppe T2 mit einem pnp-Transistor Q 2 als T-eibertransistor und einem npn-Transistor QA als Bestandteil einer Darlington-Schaltung und als Ausgangstransistor einen B-Verstärkerausgangskreis zum Erzeugen einer negativen Ausgangshalbwelle bildet.

Die beiden Transistorengruppen Π und T2 sind zwischen einer Speisespannungsklemme VCC und eine Erdungsklemme in Reihe geschaltet, um einen Gegentakt-Ausgangskveis zu bilden.

Unmittelbar an die Basis des Treibertransistors Q2 der Transistorengruppe für das negative Halbwellenausgangssignal wird ein Kollektorausgangssignal eines Verstärkungstransistors Q 5 angelegt, der ein einer A-Verstärkung unterzogenes Ausgangssignal liefert, bei dem es sich um ein Eingangssignal des Gegentakt-Ausgangökrciscs handelt.

Andererseits wird an die Basis des Treibertransistors QX der Transistorengruppe TX für das positive

Halbwellenausgangssignal über eine Stromspiegelschaltung CM mit zwei npn-Transistoren QS und C? 9 ein umgekehrtes Kollektorausgangssignal des Verstärkungstransistors QS angelegt, der ein einer A-Verstärkung unterzogefies Ausgangssignal liefert, bei dem außerdem eine Pegelverschiebung durch eine erste Pegelverschiebungsschaltung LS \ herbeigeführt wird, um die Überschneidungsverzerrung zu verringern.

Uir,. den Ausgangstransistor Q 3 vorzuspannen, ist eine zweite Pegelverschiebungsschaltung LS2 mit einer in der Vorwärtsrichtung vorgespannten Diode QXQ oder einem als Diode geschalteten Transistor zwischen der Basis des Ausgangstransistors Q 3 und den miteinander verbundenen Emittern der Transistoren Q8 und Q9 der Strumspiegelschaltung CMangeordnet, und ein Konstantstromkreis IO 2 ist an die miteinander verbundenen Emitter der die Stromspiegelschaltung CM bildenden Transistoren QS und Q 9 angeschlossen.

Da die in der Vorwärtsrichtung vorgespannte Diode Q 10. welche die zweite Pegelverschiebungsschaltung LS 2 bildet, zwischen der Stromspiegelschaltung CM und der Basis des Ausgangstransistors Q3 liegt, ergibt sich als maximaler Wert der Ausgangsspannung r,-, der durch die nachstehende Gleichung gegebene Wert:

Hierin bezeichnet V«-die Speisespannung und
Vbfqw und VBEQi die Basis-Emitter-Spannung des Transistors QSbzw. Q 10 bzw. ζ)3.

W gen der Verwendung der zweiten Pegelverschiebungsschaltung LS 2 weist daher die maximale '\usgangsspannung v^m«; des erfindungsgemäßen Gegentakt-Ausgangskreises eine relativ kleine Restspannung Vbe auf, obwohl nicht von einem Bootstrap-Kondensator Gebrauch gemacht wird.

Sollten die Enden der zweiten Pegelverschiebungsschaltung LS 2 kurzgeschlossen werden, würde die maximale Ausgangsspannung v'o(aux) eine relativ hohe Restspannung 2Vbe entsprechend der nachstehenden Gleichung aufweisen:

' Bf. ys

(7)

Wegen der Verwendung der zweiten Pegelverschiebungsschaltung LS 2 kann somit die maximale Ausgangsspannung v^_mjt;einen hohen Wert in der Nähe der Speisespannung Vcc annehmen, ohne daß ein Bootstrap-Kondensator benötigt wird.

Ein Konstantstromkreis IO 1 im Kollektorkreis des Verstärkungstransistors Q 5 bildet eine Kollektorlast für diesen Transistor.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltung läßt sich der Klirrfaktor der Kennlinie bei offenem Kreis leicht verbessern, da der Treibertransistor Q1 der eine umgekehrte Darlington-Schaltung bildenden Transistoren Ql und Q 3 zum Erzeugen des positiven Halbperioden-Ausgangssignals im wesentlichen als Treibertransistor wirkt, so daß die Transistoren Q1 und Q 3 den eine umgekehrte Darlington-Schaltung bildenden Transistoren Q 2 und QA zum Erzeugen des negativen Halbperioden-Ausgangssignals analog sind.

Wenn der das positive Halbperioden-Ausgangssignal liefernde Transistor Q 3 leitfähig ist ergibt sich eine Verstärkung (ν,/ν^αρ aus der nachstehender. Gleichung:

(»'„/ν,)up = /;,_ft,|

S_Fqc,.

Hierin bezeichnet Λ«? ι den Stromverstärkungsfaktor -, des Transistors Q 1, hf_eQ₃ den Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q 3, Seq» die Emitterfläche des Transistors QS₁ Rl den Widerstand eines die Last bildenden Lautsprechers, hjbQs die gemeinsame Basisein gangsimpedanz des Transistors Q5 und Seqv die ι ο Emitterfläche des Transistors Q 9.

Andererseits ist die Verstärkung (Vo/vjow für das negative Halbperioden-Ausgangssignal durch die vorstehend angegebene Gleichung (5) gegeben, die hier erneut wiedergegeben ist:

ll-,

ι lh,

Hierin bezeichnet hr,-02 den Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q 2 und hr_c>)* den Stromverstärkungsfaktor des Transistors O 4.

Wenn gemäß der vorstehenden Gleichung (8) die Verstärkung des Stromspiegelkreises CM den Wert I hat. d. h.. wenn (Sw* = Sy*), und wenn die pnp-Transistoren Q 1 und Q2 sowie die npn-Transistoren Q3 und Q 4 unter den gleichen Prozeßbedingungen hergestellt worden sind, sind die Stromvestärkungsfaktoren der Transistoren bei jedem Transistorpaar annähernd gleich, d. h. hraji = hu<)2 und hfcQ^—hr_eQt,so daß sich die bei der Vorrichtung auftretenden Streuungen gegenseitig aufheben. Daher ist es möglich, gleich große Verstärkungsgrade zu erzielen, so daß (VrJv₁)Up-(Vj v)ow. um die Erzeugung der zweiten Harmonischen zu verhindern und hierdurch den Klirrfaktor bei der Leerlaufverstärkung zu verbessern.

Wird die erfindungsgemäße Schaltung als mit negativer Rückkopplung arbeitende Schaltung ausgebildet, verschlechtert sich daher der Klirrfaktor nicht wesentlich, und zwar selbst dann nicht, wenn das Ausmaß der Rückkopplung im Hochfrequenzbereich verringert wird.

Wird die erfindungsgemäße Schaltung als monolithischer integrierter Schaltkreis ausgebildet, kann man die Verstärkungsgrade leicht aufeinander abstimmen, indem man für die Verstärkung des Stromspiegelkreises CMden Wert 1 festsetzt, so daß Seqs-Seq9. wobei für die pnp-Transistoren Qi und Q 2 der gleiche Aufbau verwendet wird wie bei den npn-Transistoren Q 3 und QA.

Wird die erfindungsgemäße Schaltung aus getrennten Schaltungselementen aufgebaut, kann man zur Abstimmung der Verstärkungsgrade Schaltungselemente mit gleichen Kennlinien verwenden. In diesem Fall läßt sich eii.e Verringerung der Kosten erreichen, denn bei der beschriebenen bekannten Schaltung bedingt das Auswählen von Schaltungselementen mit den gewünschten Kennwerten einen hohen Kostenaufwand.

Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die Ausführungsform nach Fig.2, sondern man kann zusätzlich Widerstände vorsehen, um das Entstehen von Schwingungen zu verhindern oder um den Leerlaufstrom zu stabilisieren. Der Konstantstromkreis, der im gemeinsamen Emitterkreis des Stromspiegelkreises CM angeordnet ist, kann einfach als Stromweg ausgebildet sein, doch wenn ein Konstantstromkreis verwendet wird, wird eine negative Rückkopplung durch den Strom bewirkt, der durch den Vorspanntransistor Q10 fließt, urn die Vorspannung weiter zu stabilisieren.

Die Transistoren können bezüglich ihres Leitfähig-

keitstyps miteinander vertauscht werden.

F i g. 3 zeigt die Schaltung einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, bei der die in ein gestrichelt gezeichnetes Rechteck eingeschlossenen Schaltungselemente unter Anwendung eines Herstellungsverfahrens ■> bekannter Art auf einem einzigen Siliziumchip erzeugt werden. Die in Kreise eingeschlossenen Zahlen bezeichnen die Zuleitungen des monolithischen integrierten Schaltkreises. Innerhalb des genannten Bereiches werden alle npn-Transistoren des monolithischen ι ο Schaltkreises als Vertikaltransistoren ausgebildet, während alle pnp-Transistoren als Horizontaltransistoren ausgebildet werden.

Gemäß Fig. 3 bilden ein npn-Transistor QIl, eine Zenerdiode ZDl und Widerstände Rl, R 2 einen r, Konstantspannungsregler 6, der einem Vorverstärker 7 eine im wesentlichen konstante Betriebsspannung VR zuführt, die von der Speisespannung Vcc praktisch unabhängig ist.

Einer Eingangsklemme + des Vorverstärkers 7 wird _>i> über einen Eingangskopplungskondensator ClOl ein Eingangssignal IN zugeführt, und das Ausgangssignal vi des Vorverstärkers wird der Basis eines A-Verstärkertransistors Q 5 zugeführt.

Zwischen dem Kollektor und der Basis des A-Verstär- _>-, kungstransistors Q5 liegt ein Phasenausgleichskondensator Cl. Der Kollektor des A-Verstärkungstransistors Q 5 ist mit einem npn-Trasistor Q12 eines Konstantstromkreises /Ol über einen npn-Transistor Q6 eines ersten Pegelverschiebungskreises LS1 verbunden, um jo die Überkreuzungsverzerrung zu verringern.

Der Gegentakt-Ausgangskreis besteht im wesentlichen aus einer ersten Transistorgruppe Ti und einer zweiten Transistorgruppe T2. Die erste Transistorgruppe Tl liegt zwischen der Klemme 5 zum Zuführen der η Speisespannung Vcc und einer Ausgangsklemme 4, und hierzu gehören ein pnp-Transistor Ql und ein npn-Transistor Q 3, die eine umgekehrte Darlington-Schaltung bilden. Ein Teil der zweiten Transistorgruppe Γ2 liegt zwischen der Ausgangsklemme 4 und einer Erdungsklemme 3, und hierzu gehören ein pnp-Transistor Q 2 und ein npn-Transistor Q 4, die eine umgekehrte Darlington-Schaltung bilden. Der Emitter des pnp-Transistors Q 2 ist an die Klemme 5 zum Zuführen der Speisespannung angeschlossen.

An die Basis des pnp-Transistors Q 2 ist über einen das Entstehen von Schwingungen verhindernden Widerstand A3 und den Emitter-Kollektor-Leitungsweg eines npn-Transistors Q13 der Kollektorausgang eines A-Verstärkungstransistors Q 5 angeschlossen. Da die Basis des npn-Transistors Q13 mit der Ausgangsklemme durch den KoL'ektor-Emitter-Leitungsweg eines npn-Transistors Q14 einer dritten Pegelverschiebungsschaltung L53 verbunden ist, kommt der npn-Transistor Q13 im wesentlichen als Transistor mit gemeinsamer Basis zur Wirkung. Der Kollektor des Transistors Q13 ist über einen Belastungswiderstand Λ 4 an die Speiseklemme Vcc angeschlossen, so daß der Basis-Emitter-Obergang des pnp-Transistors Q 2 durch einen Spannungsabfall an dem Belastungswiderstand R 4 durch einen Kollektorsignalstrom des Transistors Q13 angetrieben wird.

Andererseits wird das Kollektorausgangssignal des A-Verstärkungstransistors Q 5 dem Stromspiegelkreis CAi über die erste Pegelverschiebungsschaltung LS1 zugeführt Zu dem Stromspiegelkreis gehören npn-Transistoren QS and Q 9 mit gleich großen Emitterf!ä- chen 5bps und Seq* so daß die Verstärkung des Kreises CM, d. h., das Verhältnis zwischen den Kollektorströmen der Transistoren Q 8 und 09 gleich 1 ist. Die miteinander v- rbundenen Emitter der npn-Transistoren Q 8 und Q 9 des Stromspiegelkreises CM sind an einen Konstantstrornkreis /O 2 angeschlossen, zu dem ein npn-Transistor Q 15 und ein Widerstand R 5 gehören.

Eine zweite Pegelverschiebungsschaltung LS 2 liegt zwischen den miteinander verbundenen Emittern der npn-Transistoren Q 8, Q9 des Stromspiegelkreises CM und der Basis des Transistors Q 3 der ersten Transistorgruppe Π. Zu dem zweiten Pegelverschiebungskreis LS2 gehört ein npn-Transistor Q10. Ebenso wie bei der Ausführungsform nach F i g. 2 ermöglicht es die Verwendung der zweiten Pegelverschiebungsschaltung LS2, eine hohe maximale Ausgangsspannung v.ymawin der Nähe der Speisespannung Vcrzu erzielen.

Damit sich der Ausgangsklemme 4 eine möglichst niedrige Ausgangsspannung v^mm) entnehmen läßt, die dem Erdpotential nahe benachbart ist, ist eine dritte Pegelverschiebungsschaltung LS3 zwischen der Ausgangskiemme 4 und der Basis des npn-Transistors Q J3 angeordnet. Zu ihr gehört ein npn-Transistor Q14, dessen Kollektor mit der Basis des npri-Transistors Q 13 und seiner eigenen Basis verbunden ist. Ein Strom, der zu der dritten Pegelverschiebungsschaltung £.53 fließt, wird von dem Kollektor eines pnp-Transistors Q16 aus zugeführt, der einen Konstantstromkreis /O3 bildet.

Somit ist die niedrigste Ausgangsspannung v^mint, die der Ausgangsklemme 4 entnommen werden kann, durch die nachstehende Gleichung gegeben:

1 — 'f'F

(10)

Hierin bezeichnet V_CE(„tK)s die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des Transistors Q5, Vbeqsz die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q13 undVflßju die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q14. Durch eine entsprechende Wahl der Transistoren Q13 und Q 14 derart, daß sie die gleichen Kennwerte haben, insbesondere bezüglich der Größe des Emitters, kann man gleich hohe Basis-Emitter-Spannungen VflEpnund Vbeq μ erreichen. Unter diese Bedingungen kann man die vorstehende Gleichung (10) wie folgt abändern:

— '

CElsaiQi ■

(11)

Die Stärke der Ströme, die durch die drei Konstantstromkreise IO1, IO2 und /O3 fließen, richtet sich nach einem ersten Vorspannstrom IB I₁ der durch einen Vorspannkreis fließt, zu dem Widerstände RS, R 9, R10, die npn-Transistoren Q17, Q18 und und ein pnp-Transistor Q19 gehören. Dieser erste Vorspann strom IBi ist durch die nachstehende Gleichung gegeben:

/in =

^BEQlS

Rg + R₉

. (12)

Die Stärke des zweiten Vorspannstroms IB 2, der durch den Emitter-Kollektor-Weg des pnp-Transistors Q19 und den Kollektor-Emitter-Weg des npn-Transistors Q18 fließt, ergibt sich aus der folgenden Gleichung:

hi =

+ R₉ I₁

'Bl

(13)

Pie Star!·.-; der durch die Konstantstromkreise IO1 umi IO2 fließenden konstanten Ströme /α?/.? und Icqm kann dadurch gewählt und auf jeden gewünschten Wert festgelegt werden, daß man die Emitterabmessungen der pnp-Transistoren Q19, Q12 und Q16 entsprechend wählt. Dagegen ergibt sich die Stärke des durch den Konstantstromkreis IO2 fließenden konstanten Strom wie folgt:

R₁

(14)

Der Mmitterstrom /,,,,·, des Transistors Q13 ergibt sich aus der folgenden Gleichung:

'/Ul '■

' HI (I."

Wählt man die konstanten Ströme

(15)

und /ry„

p iäGi sich gcmaö der Gleichung (!!) d;c

niedrigste Ausgangsspannung v^_m,r.) mit dem gewünschten Werterzielen.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 3 haben die Emitter Srys und SrQtder npn-Transistoren Q8und Q9 des Stromspiegelkreises CM die gleiche Größe. Der Horizontal-pnp-Transistor Q 1 der ersten Transistorgruppe Π und der Horizontal-pnp-Transistor Q2 der zweiten Transistorgruppe 72 haben Emitterflächen StQ] bzw. Sto2. die um das 40fache größer sind als die Emitterflächen der übrigem für schwache Signale

bestimmten Horizontal-pnp-Transistoren (z. B. Transistor Qi9), und sie weisen gleich große Stomver tärkungsfaktoren hf_C \ bzw. h/_{r 2} auf. l">ie Emitterflächen Sf.qi und Seqa des Vertikal-npn-Transistors Q3 der ersten Transistorgruppe Γ1 und des Vertikal-npn-Transistors (?4 der zweiten Transistorgruppe Tl sind um das 280fache größer als die Emitterflächen der übrigen für schwache Signale bestimmte Vertikal-npn-Transistoren (z. B. Transistor Q18), und sie weisen gleich große Strom Verstärkungsfaktoren hr_cj und hf_e* auf.

Bei der Ausführungsform nach Fig.3 ist es ebei.M* wie bei derjenigen nach F i g. 2 möglich, eine hohe maximale Ausgangsspannung ohne Verwendung eines Bootstrap-Kondensators zu erzielen, der Klirrfaktor beim Leerlaufbetrieb läßt sich verkleinern, und man kann der Schaltung eine niedrige Mindestausgangsspannung entnehmen.

Bei der Ausführungsform nach Fig.3 liegt ein Widerstand RW für eine negative Rückkopplung zwischen der Ausgangsklemme 5 und einer negativen

negative Rückkopplungsschaltung 8 mit Widerständen R 101, R 102 und einem Kondensator C102 ist zwischen der Klemme 4 und der Klemme 2 angeschlossen. Die Ausgangsspannung v_o des Gegentakt-Ausgangskreises wird dem die Last bildenden Lautsprecher RL über einen Ausgangskopplungskondensator 103 zugeführt. Der Lautsprecher RL ist durch einen mit einem Widerstand R 103 in Reihe geschalteten Kondensator C104 überbrückt, um das Entstehen von Schwingungen zu verhindern.

Hierzu 2 Matt Zcichnimccn

Claims (1)

1. Patentansprüche;
   I, Gegentakt-Ausgangskreis, der

   a) eine erste Transistorgruppe (T,) mit mindestens einem zwischen einem ersten Eetriebspotentialpunkt und einer Ausgangsklemme liegenden Teil, bestehend aus einem ersten Transistor (Qi) eines ersten Leitfähigkeitstyps und einem ίο zweiten Transistor (Q₃) des komplementären Leitfähigkeitstyps, die eine Komplementär-Darlington-Schaltung bilden,

   b) eine zweite Transistorgruppe ^T^) mit mindestens einem zwischen der Ausgangsklemme und einem zweiten Betriebspotential liegenden Teil, bestehend aus einem dritten Transistor (Qß des ersten Leitfähigkeitstyps und einem vierten Transistor (Qi) des komplementären Leitfähigkeitstyps, die eine Komplementär-Darlington-Schaltung bilden, wobei der Basis des dritten Transistors ein Eingangssignal zugeführt wird,

   c) einen ersten Pegelverschiebungskreis (LSi) mit einer Klemme zum Zuführen des Eingangssignals und

   d) einen zweiten Pegelverschiebungskreis (LS₂) mit einer Klemme, die mit der Basis des zweiten Transistors der ersten Transistorgruppe verbunden ist, umfaßt,