Netzschutzanordnung Zur Erfassung verschiedener Fehler in Energieversor- aungsnetzen ist es vorteilhaft, Netzschutzanordnungen zu verwenden, die nicht nur eine einzige elektrische Netz- grösse überwachen, sondern deren Funktion von dem Produkt zweier elektrischer Grössen unter Berücksichti gung des zwischen ihnen vorhandenen Phasenwinkels abhängt. Netzschutzanordnungen dieser Art finden insbe sondere als Erdschluss- oder Distanzrelais Verwendung.
In der Vergangenheit sind verschiedene Typen von Netz schutzanordnungen vorgeschlagen worden, die ein Induk tionsscheiben-, ein Induktionsschleifen- oder Zylinderre lais oder eine Gleichrichter-Brückenschaltung mit emp findlichem Drehspulrelais enthalten. Mit der Steigerung der Funktionsgeschwindigkeit verschiedener Elemente in Energieversorgungsnetzen ist es notwendig geworden, auch die Arbeitsgeschwindigkeit der Netzschutzanord- nung zu vergrössern. Die moderne Entwicklung strebt daher die Verwendung von Halbleiterschaltungen an, um verschiedene Signale zu erfassen und damit letztlich Kontakte von Anordnungen, wie Leistungsschalter, zu steuern.
Wenn solche Halbleiterschaltungen in Netzschutzan- ordnungen eingesetzt werden und diese Anordnungen zum schnellen Ansprechen ausgelegt sind, besteht ständig die Gefahr, dass die Relais bei Ausgleichsvorgängen ansprechen, die kein Zeichen für einen tatsächlich zu erfassenden, fehlerhaften Zustand des Energieversor gungsnetzes sind. Die Eliminierung dieser im allgemeinen nicht nennfrequenten Anteile in den Messgrössen durch Filter gibt Anlass zu Zeitverzögerungen, die in der Eigenschaft der Filter begründet sind und die unter gewissen Umständen unerwünscht sind.
Um Zeitverzögerungen bei einer Netzschutzanord- nung zu vermeiden, bei der zwei aus den Netzspannungen und/oder aus den Netzströmen abgeleitete elektrische Grössen unter Berücksichtigung des zwischen ihnen vorhandenen Phasenwinkels zur Überwachung eines Energieversorgungsnetzes dienen, wobei zumindest eine der abgeleiteten elektrischen Grössen zunächst einer auf die Netzfrequenz abgestimmten Filteranordnung zuge- führt wird, wird eine Filteranordnung vorgeschlagen, die erfindungsgemäss durch eine Steuerschaltung selbsttätig ein- und ausgeschaltet wird.
Vorteilhafterweise erfolgt das Ein- und Ausschalten der Filteranordnung durch die Steuerschaltung in Abhän gigkeit vom elektrischen Zustand des zu überwachenden Energieversorgungsnetzes derart, dass bei einem Fehler im zu überwachenden Energieversorgungsnetz die Filter anordnung eingeschaltet wird. Auf diese Weise sind durch die Filteranordnung hervorgerufene Zeitverzögerungen auf ein Minimum herabgedrückt.
Zur näheren Erläuterung der Erfindung sind in den Fig. 1 und 2 Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäs- sen Filteranordnung dargestellt.
Fig. 3 zeigt eine zum Einsatz der erfindungsgemässen Filteranordnung geeignete Netzschutzanordnung, und in der Fig.4 ist eine Anzahl von Diagrammen dargestellt, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der Netzschutzan- ordnung nach Fig. 3 geeignet sind.
In der Fig.5 ist ein Ausschnitt aus einem Energieversor gungsnetz mit den Schaltungselementen dargestellt, die zur Gewinnung von elektrischen Grössen für eine als Erdschlussrichtungsrelais ausgeführte Netzschutzanord- nung mit Nullstrom-Kompensation erforderlich sind.
Fig. 6 zeigt ' eine der Fig. 5 ähnliche Anordnung zur Gewinnung von elektrischen Grössen für eine als Erd- schlussrichtungsrelais ohne Kompensation wirkende Netzschutzanordnung.
Fig.7 gibt eine Anordnung wieder, die zur Gewin nung von elektrischen Grössen für eine als ein doppelt polarisiertes Relais wirkende Netzschutzanordnung dient, und in der Fig. 8 ist eine Netzschutzanordnung als Richtungsre lais dargestellt.
Die Fig. 9 gibt eine Reihe von Diagrammen wieder, die drei mögliche Auslösecharakteristiken der Netzschutzan- ordnung als Erdschlussrichtungsrelais zeigen; in der Fig. 10 ist eine Folge von RX-Diagrammen darge stellt, die drei mögliche Auslösecharakteristiken einer als Distanzrelais arbeitenden Netzschutzanordnung wieder geben.
Wendet man sich. zunächst der Fig. 1 zu, in der eine Filteranordnung mit der zu ihrem selbsttätigen Ein- und Ausschalten erforderlichen Steuerschaltung dargestellt ist, dann erkennt man drei Klemmen, die mit den Phasen R, S und T verbunden sind. Die mit der Phase R verbundene Klemme ist über einen Kondensator 1 und eine Spule 2 sowie über zwei gegeneinander geschaltete Zenerdioden 3 mit einem Ende der Primärwicklung eines Transformators 4 verbunden. Die Phasen S und T sind an eine Drossel 5 mit Mittenanzapfung angeschlossen. Die Phase T ist ausserdem über einen Widerstand 6 an den Verbindungspunkt der Spule 2 und den Zenerdioden 3 angeschlossen.
Die Mittenanzapfung der Drossel 5 steht mit dem anderen Ende der Primärwicklung des Transfor mators 4 in Verbindung. Der Transformator 4 hat drei Sekundärwicklungen, jeweils eine für eine der zu überwa chenden Phasen; die mit in der Figur nicht näher dargestellten Anordnungen verbundenen Sekundärwick lungen sind in der Figur unterbrochen eingezeichnet. Die ausgezogene Sekundärwicklung des Transformators 4 ist mit einem Brückengleichrichter 7 verbunden, an dessen Gleichspannungsausgang der Kondensator 8 angeschaltet ist. Über eine Drossel 9 ist die Basis eines Transistors 10 angeschlossen.
Vier Dioden 11, 12, 13 und 14 bilden eine Brückenschaltung; die Anoden der Dioden 11 und 12 sind gemeinsam an den Kollektor des Transistors 10 herangeführt, während die Kathoden der Dioden 13 und 14 gemeinsam an den Leiter 15 angeschlossen sind, der mit dem Emitter des Transistors 10 und der negativen Gleichspannungsausgangsklemme des Brückengleichrich ters 7 in Verbindung steht. Der Brückengleichrichter 7 und die Schaltungselemente 8 bis 14 bilden eine Steuer schaltung für die Filteranordnung, die im dargestellten Ausführungsbeispiel als Serienresonanzkreis ausgebildet ist.
Der Serienresonanzkreis besteht aus der Drossel 16 und dem Kondensator 17 sowie aus zwei Widerständen 18 und 19 und ist zwischen zwei Klemmen KI und K2 angeordnet. Die Klemmen K1 und K2 sind die Eingangs klemmen der Filteranordnung. Die Bauelemente 16, 17 und 18 sind vorgesehen, um die gewünschte Filtercharak teristik zu gewinnen, und der Widerstand 19 ist genügend gross gewählt, um die Resonanzschärfe so weit zu erniedrigen, dass nur sehr wenig Energie in der Filteran ordnung gespeichert werden kann. Die Funktion der Filteranordnung ist im folgenden näher erläutert: Tritt ein Fehler im zu überwachenden Energieversor gungsnetz ein, dann fliesst ein Strom von der Phase R durch die Primärwicklung des Transformators 4 zur Mittenanzapfung der Drossel 5.
Die Filteranordnung ist so dimensioniert, dass im ungestörten Betrieb kein Ein gangssignal am Transformator 4 ansteht. Wenn indessen eine Unsymmetrie infolge eines Fehlers auftritt, dann wird dem Transformator 4 eine Eingangsgrösse zuge führt. Die beiden gegeneinandergeschalteten Zenerdioden 3 bilden einen Schwellwert, so dass die Schaltung bei kleinen Unsymmetrien nicht erregt werden kann.
Die Ausgangsgrösse des Transformators 4 wird über den Brückengleichrichter 7 dem Kondensator 8 zugeführt, der die Ausgangsgrösse zusammen mit der Drossel 9 speichert, um sicherzustellen, dass, wenn einmal ein Signal erzeugt worden ist, dieses Signal an der Basis des Transistors 10 für eine ausreichende Zeitdauer ansteht, z.B. für etwa 100 ms. Solange der Transistor 10 durchgesteuert ist, sind die Klemmen G und H kurzgeschlossen, wodurch der Widerstand 19 unwirksam ist. Unter diesen Umständen ist die Filteranordnung eingeschaltet und daher wirksam und unterdrückt, falls sie auf die Netzfrequenz abge stimmt ist, nicht-nennfrequente Störgrössen.
Wie oben bereits ausgeführt wurde, ist die Filteranordnung nur beim Auftreten eines Fehlers wirksam, so dass keine Energie zu Beginn eines Fehlers gespeichert ist. Auf diese Weise sind die Vorteile einer Ausfilterung gegeben, ohne den Nachteil von Zeitverzögerungen in Kauf nehmen zu müssen, die durch- die Energiespeicherung im Filter verursacht werden.
Fig. 2 zeigt eine weitere Filteranordnung, die Wider stände 20 und 21 und einen Parallelresonanzkreis enthält, der die Drossel 22 und den Kondensator 23 aufweist. Die Klemmen G und H der Anordnung nach Fig. 1, das sind die Klemmen der aus den Dioden 11 bis 14 bestehenden Brücke, sind in Reihe mit dem Parallelresonanzkreis geschaltet. Wenn die Klemmen G und H offen sind, dann ist der auf die Netzfrequenz abgestimmte Resonanzkreis unwirksam, so dass keine Energie in ihm gespeichert werden kann.
Wenn indessen ein Fehler auftritt, und die Klemmen G und H kurzgeschlossen sind, dann wird der Parallelresonanzkreis wirksam und lässt nur die netzfre- quenten Messgrössen an die Ausgangsklemme K2 wei ter.
Betrachtet man nun die Fig. 3, dann erkennt man, dass eine Eingangsklemme 24 dieser Netzschutzanord- nung über einen Widerstand 25, über eine Primärwick lung eines Wandlers 26, über eine Sekundärwicklung einer Zwei-Wicklungs-Drossel 27 und über einen Kon densator 28 mit einer weiteren Eingangsklemme D verbunden ist. Dioden 29, 30, 31 und 32 sind in Form eines Ringmodulators angeordnet. Ein Ende der mitten angezapften Sekundärwicklung des Wandlers 26 ist mit dem Verbindungspunkt der Dioden 29 und 30 und das andere Ende der Sekundärwicklung mit dem Verbin dungspunkt der Dioden 31 und 32 verbunden.
Die Eingangsklemmen C und D sind an die Primärwicklung einer Zwei-Wicklungs-Drossel 33 herangeführt, deren Sekundärwicklung mit einem Ende an die Mittenanzap- fung der Sekundärwicklung des Wandlers 26 und mit ihrem anderen Ende über einen Kondensator 34 an den Abgriff einer Potentiometeranordnung angeschlossen ist, die aus einer an die Verbindungspunkte der Dioden 29 und 31 bzw. 30 und 32 angeschlossenen, aus den Widerständen 35, 36 und 37 bestehenden Reihenschal tung gebildet ist. Die Anschlüsse X in den beiden Teildarstellungen der Fig.3 sind ebenso wie die An schlüsse Y untereinander verbunden.
Die Ausgangsspan nung des Ringmodulators liegt über den Widerstand 38 an der Basis des Transistors 39, dessen Kollektor über den Widerstand 40 mit der positives Potential führenden Stromversorgungsleitung 41 und dessen Emitter mit der negatives Potential führenden Stromversorgungsleitung 42 verbunden ist; der Widerstand 38 liegt im Eingangs kreis einer die Ausgangsspannung des Ringmodulators intergrierenden Schaltungsanordnung.
Der Kollektor des Transistors 39 ist auch über den Widerstand 43 an die Basis des Transistors 44 angeschlossen, dessen Kollektor über den Widerstand 45 an die Stromversorgungsleitung 41 angeschlossen ist; der Emitter des Transistors 44 steht unter Zwischenschaltung des Widerstandes 46 mit der Stromversorgungsleitung 42 in Verbindung. Der Emitter des Transistors 44 ist auch unmittelbar mit der Basis des Transistors 47 verbunden, dessen Kollektor über einen festen Widerstand 48 und einen einstellbaren Widerstand 49 mit der Stromversorgungsleitung 41 in Verbindung steht; der Emitter des Transistors 47 ist über eine Diode 50 mit der Stromversorgungsleitung 42 verbunden.
Der Kollektor des Transistors 47 steht auch über einen Widerstand 51 mit einem Kondensator 52 in Verbindung, der andererseits an die Stromversorgungsleitung 42 ange schlossen ist. Der Kollektor des Transistors 47 ist mit einer Auswerteeinrichtung über eine Vierschichtdiode 53, einen Widerstand 54 und einen Widerstand 55 auch mit der Stromversorgungsleitung 42 verbunden. Der Verbin dungspunkt der Widerstände 54 und 55 ist über eine Diode 56 und einen Kondensator 57 ebenfalls an die Stromversorgungsleitung 42 angeschlossen.
Der Verbin dungspunkt der Diode 56 und des Kondensators 57 ist mittels Widerstände 58 und 59 mit der Stromversor gungsleitung 42 verbunden, und der Verbindungspunkt der Widerstände 58 und 59 ist an die Basis eines Transistors 60 herangeführt; der Emitter dieses Transi stors 60 ist an die Stromversorgungsleitung 42 ange schlossen, während sein Kollektor über die Wicklung eines Relais 61 mit der Stromversorgungsleitung 41 in Verbindung steht.
Der Wicklung des Relais 61 ist eine Diode 62 zur Löschung parallelgeschaltet. Die Kontakte des Relais 61 bestehen aus einem einpoligen Umschaltkontakt mit überlappender Kontaktgabe. Die festen Kontakte dieses Relais sind miteinander über eine Schutzschaltung ver bunden, die einen Widerstand 63 und einen Kondensator 64 aufweist.
Ein Kondensator 65 ist der aus der Diode 53 und dem Widerstand 54 bestehenden Reihenschaltung parallelge schaltet, und der Verbindungspunkt des Kondensators 65 und des Widerstandes 54 ist über eine Diode 66 und über einen Kondensator 67 mit der Stromversorgungsleitung 42 verbunden. Der Verbindungspunkt der Diode 66 und des Kondensators 67 ist mit der negatives Potential führenden Stromversorgungsleitung 41 über Widerstände 68 und 69 verbunden. Der Verbindungspunkt der Wider stände 68 und 69 ist an die Basis eines Transistors 70 herangeführt, dessen Emitter mit der Stromversorgungs leitung 42 und dessen Kollektor über einen Widerstand 71 mit der Stromversorgungsleitung 41 in Verbindung steht.
Der Kollektor des Transistors 70 ist ausserdem über einen Widerstand 72 an die Basis eines Transistors 73 angeschlossen, dessen Emitter an die Stromversor gungsleitung 42 und dessen Kollektor über einen Wider stand 74 an die Stromversorgungsleitung 41 angeschlos sen ist; der Kollektor des Transistors 73 ist mit einer Ausgangsklemme 75 verbunden, die auch mit der Strom versorgungsleitung 42 über eine Zenerdiode 76 in Verbin dung steht.
Die Stromversorgung erfolgt über Anschlussklemmen 77 und 78, wobei die Anschlussklemme 78 direkt mit der Stromversorgungsleitung 42 und die Klemme 77 über einen Widerstand 79 mit der positives Potential führen den Stromversorgungsleitung 41 in Verbindung steht. Eine Zenerdiodenanordnung 80 und eine Schutzdiode 81 sowie ein Kondensator 82 sind zueinander parallel zwi schen den Stromversorgungsleitungen 41 und 42 angeord net.
Zur Erläuterung der Funktion der in der Fig, 3 ausgeführten Netzschutzanordnung soll folgendes ausge führt werden: Die Induktivität der Primärwicklung des Wandlers 26 und die Sekundärwicklung der Zwei-Wicklungs-Drossel 27 bilden zusammen mit der Kapazität des Kondensators 28 einen Resonanzkreis, der auf die Netzfrequenz abge stimmt ist. Vorteilhafterweise ist der im Resonanzkreis eingefügte Widerstand 25 durch die Steuerschaltung gemäss Fig. 1 zu beeinflussen.
In ähnlicher Weise bildet die Induktivität der Sekundärwicklung der Zwei-Wick- lungs-Drossel 33 mit der Kapazität des Kondensators 34 einen auf die Netzfrequenz abgestimmten Reihenreso- nanzkreis. Diese beiden auf die Netzfrequenz abgestimm ten Resonanzkreise sind verhältnismässig unempfindlich gegenüber Ausgleichsvorgängen.
Da die Schaltungsele mente zwischen den Eingangsklemmen 24 und D einen Reihenresonanzkreis darstellen, nehmen die Ströme im Resonanzfall ein Maximum an, so dass die Ausgangs- grösse an der Sekundärwicklung des Wandlers 26 bei der Resonanzfrequenz ein Maximum aufweist. In ähnlicher Weise erreicht der Strom durch die Sekundärwicklung der Zwei-Wicklungs-Drossel 33 bei der Resonanzfre quenz ein Maximum.
Wie oben bereits ausgeführt, sind die Dioden 29, 30, 31, 32 als Ringmodulator oder Phasendetektor angeord net, so dass, wenn die beiden von der Sekundärwicklung des Wandlers 36 und der Sekundärwicklung der Zwei- Wicklungs-Drossel 33 zugeführten Ströme zur selben Zeit die gleiche Polarität aufweisen, der Verbindungspunkt der Dioden 29 und 31 positives Potential relativ zum Verbindungspunkt der Dioden 30 und 32 aufweist; dadurch entsteht an der Basis des Transistors 39 ein positives Potential, durch das der Transistor durchlässig Gesteuert wird.
Im Gegensatz dazu wird im dem Falle, in dem die beiden oben näher bezeichneten Ströme unter schiedliche Polarität aufweisen oder einer von ihnen Null ist, von dem Ringmodulator eine negative Spannung oder eine Spannung mit dem Wert Null abgegeben, wodurch der Transistor 39 gesperrt wird.
Ist der Transistor 39 durchgeschaltet, dann liegt sein Kollektor etwa auf dem Potential der negatives Potential führenden Stromversorgungsleitung 42, wodurch der Transistor 44 gesperrt wird, der wiederum seinerseits den Transistor 47 sperrt. Im gesperrten Zustand des Transi stors 47 liegt sein Kollektor etwa auf dem Potential der Stromversorgungsleitung 41, wenn man von dem Span nungsabfall an den Widerständen 48 und 49 absieht, und der Kondensator 52 lädt sich über die Widerstände 49, 48 und 51 auf.
Wenn die sich am Kollektor des Transistors 47 bildende Spannung die Durchbruchspannung der Diode 53 erreicht, die z.B. eine Vierschichtdiode ist, dann bricht diese Diode durch und die in dem Kondensator 52 gespeicherte Ladung wird über den Widerstand 54 und über die Diode 56 auf den Kondensator 57 und über den Widerstand 54 und über die Diode 66 auf den Kondensa tor 67 übertragen. Da die Spannung, die den Durchbruch bestimmt, der Spannung an der Vierschichtdiode 53 entspricht, ist es zur zufriedenstellenden ,Funktion der Schaltung erforderlich, dass die Spannung an der Vier schichtdiode der Potentialdifferenz zwischen dem Kollek tor des Transistors 47 und Masse entspricht.
Die Dioden 56 und 66 schaffen die notwendige Trennung zwischen der der Vierschichtdiode nachgeordneten Schaltungsan ordnung (Auswerteeinrichtung), so dass die Potentiale an den Kondensatoren 57 und 67 nicht am Verbindungs punkt der Widerstände 54 und 55 erscheinen können.
Wenn der Kondensator 57 geladen ist, dann steigt die Spannung an dem aus den Widerständen 58 und 59 bestehenden Potentiometer, wodurch die Basis des Tran sistors 60 auf ein positives Potential angehoben wird; der Transistor 60 wird durchgeschaltet, was einen Stromfluss durch die Wicklung des Relais 61 zur Folge hat.
In ähnlicher Weise verändert sich die Spannung an dem aus den Widerständen 68 und 69 bestehenden Potentiometer, wodurch die Basis des Transistors 70 positiv und der Transistor ebenfalls durchlässig gesteuert wird. Wenn der Transistor 70 leitend wird, liegt sein Kollektor nahezu auf dem Potential der Stromversor gungsleitung 42; der Transistor 73 wird dadurch ge sperrt, und das Potential an seinem Kollektor steigt auf das der Stromversorgungsleitung 41, wodurch eine positi ve Spannung an der Ausgangsklemme 75 hervorgerufen wird. Ein Auslösesignal kann von der Netzschutzanord- nung entweder über Kontakte des Relais 61 oder an der Ausgangsklemme 75 abgenommen werden; dies ist von den nachgeordneten Anordnungen abhängig.
Es bestehen bei der erfindungsgemässen Netzschutz anordnung zwei Einstellmöglichkeiten zur Beeinflussung des Auslösebereiches, von denen die eine in der Einstel lung des einstellbaren Widerstandes 36 besteht. Dieser Widerstand ist vorgesehen, um einen Abgleich des Ring- modulators derart zu erzielen, dass bei verschiedenen Nullbedingungen der Eingangsgrössen am Ringmodula- tor eine Ausgangsspannung mit dem Werte Null auftritt.
Beispielsweise soll bei einer von der Sekundärwicklung der Zwei-Wicklungs-Drossel 33 abgegebenen Eingangs- grösse und bei einer Eingangsgrösse Null von der Sekundärwicklung des Wandlers 26 keine Ausgangsspan nung an den Klemmen des Ringmodulators erscheinen. Üblicherweise wird an die Klemmen 24 und D eine der Leitungsspannung proportionale Messgrösse und an die Klemmen C und D eine aus dem Leitungsstrom abgelei tete Messgrösse angelegt.
Die zweite Einstellmöglichkeit zur Bestimmung des Auslöseverhal_tens der erfindungsgemässen Netzschutzan- ordnung besteht in einer Beeinflussung der Ladezeitkon- stanten für den Kondensator 52. Der Ladekreis dieses Kondensators enthält zu diesem Zwecke den einstellba ren Widerstand 49. Da die Vierschichtdiode 53 durch bricht, wenn der Kondensator 52 eine vorbestimmte Spannung aufweist, hängt die Betätigung des Relais der erfindungsgemässen Netzschutzanordnung von der Zeit dauer ab, die der Kondensator 52 zum Aufladen auf die vorbestimmte Spannung benötigt.
Durch Änderung des Widerstandes 49 kann die Ladegeschwindigkeit des Kon- densators 52 eingestellt werden. Um eine unerwünschte Betätigung des Relais 61 zu vermeiden, wenn eine Reihe von Durchbrüchen der Vierschichtdiode 53 mit einer damit verbundenen Aufladung der Kondensatoren 57 und 67 eintritt, ist es erforderlich, dass die Vierschicht diode in ihrer Funktion von einer Spannung abhängig ist, die der Potentialdifferenz zwischen dem Kollektor des Transistors 47 und dem Minuspotential entspricht. Wie oben bereits ausgeführt wurde, trennen die Dioden 56 und 66 die Kondensatoren 57 und 67 von der Vier schichtdiode ab.
Der Widerstand 55 verbindet den Ver bindungspunkt der Dioden 56 und 66 und des Widerstan des 54 mit dem Minuspotential, wobei der Widerstands wert des Widerstandes 55 erheblich kleiner als der Sperrwiderstand der Dioden 56 und 66 ist. Daher liegt dieser Punkt nahezu auf Minuspotential, und die wirksa me Spannung an der Vierschichtdiode 53 entspricht der Potentialdifferenz zwischen dem Kollektor des Transi stors 47 und Minuspotential.
Durch Änderung des Wi derstandes 49 kann daher die Charakteristik der erfin- dungsgemässen Netzschutzanordnung eingestellt werden, indem dadurch die Zeitdauer festgelegt wird, während der Transistor 47 leitend sein muss, bevor die Netzschutz anordnung anspricht, und dies wiederum bestimmt die Phasendifferenz zwischen den dem Ringmodulator zuge führten Grössen, bei der eine Auslösung stattfindet. Wendet man sich nun der Fig.4 zu, dann erkennt man in dem Diagramm a eine Darstellung der Span nung im zu überwachenden Energieversorgungsnetz über der Zeit.
Diese Darstellung wird als Bezugskurve für die ferner gezeigten Diagramme verwendet. Das Diagramm b zeigt einen Strom, der in Phase mit der Kurve nach Diagramm a ist; dieser Strom kann in einer der Phasen oder im Nulleiter der Stromwandler auftreten und kann als eine Eingangsgrösse für den Ringmodulator verwen det werden.
Nimmt man an, dass die Kurve nach a die eine Eingangsgrösse des Ringmodulators ist, dann ist die Kurve nach Diagramm c ein weiterer Strom, der als weitere Eingangsgrösse für den Ringmodulator verwen det werden kann; der weitere Strom weist eine Phasendif ferenz von 90 zur Kurve nach Diagramm a auf. Das Diagramm d zeigt einen weiteren Strom, der dem Ringmodulator unter bestimmten Umständen zugeführt wird, wobei der Strom um 180 gegenüber der Bezugs spannung nach Diagramm a phasenverschoben ist.
Das Diagramm e zeigt die Ausgangsspannung des Ring- modulators, die der Basis des Transistors 39 zu geführt wird, wenn die Eingangsgrössen des Ring- modulators in ihren Kurvenläufen den Darstellungen nach a und b entsprechen. Man erkennt, dass der Ringmodulator eine nahezu konstante Ausgangsgrösse abgibt, solange sich eine oder beide seiner Eingangsgrös- sen nicht dem Wert Null nähern, so dass eine nahezu konstante Ausgangsspannung mit spitzen Einbrüchen bis zur Nullinie entsteht.
Das Diagramm f zeigt die Ausgangsgrösse des Ringmodulators, wenn ihm Ein- gangsgrössen gemäss den Diagrammen a und c zugeführt werden.
Man stellt fest, dass jeweils nahezu konstante positive Ausgangsimpulse erzeugt werden, wenn die in den Diagrammen a und c dargestellten Grössen entweder beide negative oder beide positive Polarität aufweisen, und dass nahezu konstante negative Ausgangsimpulse dann hervorgerufen werden, wenn die Grösse gemäss a positiv und die gemäss c negativ ist oder umgekehrt, wenn die Grösse gemäss c positiv und die gemäss a negativ ist.
Das Diagramm g zeigt die Ausgangsspannung des Ringmodulators, wenn seinen Eingängen elektrische Grössen gemäss den Diagrammen a und d zugeführt werden; man erkennt, dass die Ausgangsspannung des Ringmodulators negativ mit etwa konstanter Amplitude mit dazwischen liegenden, bis zur Nullinie reichenden Spitzen besteht, wobei die Spitzen dann auftreten, wenn sich eine oder beide Grössen nach a und d hichsicht- lich ihrer Polarität ändern.
Da der Transistor 39 nur dann leitend wird, wenn die ihm zugeführte Spannung positive Polarität aufweist, zeigt die Ausgangsgrösse des Transistors 39 eine Kurvenform ähnlich der nach den Diagrammen e und f , abgesehen davon, dass sie beschnitten ist und keinen Ausschlag in negativer Rich tung aufweist. Folglich wird die Kurve nach g unter drückt, da keine Werte unterhalb der Nullinie in der Ausgangsgrösse des Transistors 39 erscheinen; deshalb ist auch die Kurve f als Ausgangsgrösse des Transi stors 39 durch die Nullinie begrenzt.
Das Diagramm h zeigt das Potential im Kollektor des Transistors 47, wenn seiner Basis eine Grösse nach e zugeführt wird. Sobald der Transistor 39 durchge schaltet ist, ist der Transistor 47 gesperrt und der Kondensator 52 beginnt sich über die Widerstände 49, 48 und 51 aufzuladen. Wie oben bereits ausgeführt, ist die Aufladungsgeschwindigkeit von der Einstellung des ver änderbaren Widerstandes 49 abhängig. Der Kondensator 52 beginnt sich aufzuladen; bevor seine Spannung jedoch die Bezugslinie r im Diagramm h erreicht, geht die Kurve nach e durch Null, wodurch der Transistor 39 gesperrt, der Transistor 47 durchgeschaltet und der Kondensator 52 auf Null entladen wird.
Im folgenden Zyklus beginnt sich der Kondensator 52 wieder aufzula den, wenn der Transistor 47 gesperrt ist, und die Spannung am Kollektor des Transistors 47 steigt so lange, bis sie die Bezugslinie r erreicht; in diesem Augenblick bricht die Vierschichtdiode 53 durch, und ein Teil der Ladung des Kondensators 52 wird über die Widerstände 51 und 54 sowie über die Diode 56 auf den Kondensator 57 übertragen, wodurch die Spannung am Kondensator 52 abnimmt. Der Transistor 47 bleibt indessen gesperrt, und der Ladevorgang setzt sich ent sprechend der zweiten Ladekurve fort, bis der Transistor 39 nochmals gesperrt, der Transistor 47 dadurch geöffnet und der Kondensator 52 entladen wird.
Das. Diagramm h zeigt auch, was geschieht, wenn der Widerstand 49 in seinem Wert vermindert wird. Betrachtet man den Kurvenabschnitt, der im Punkte M beginnt, dann erkennt man, dass die Steigung dieses Kurvenabschnittes erheblich steiler als der vorhergehen den Abschnitte ist, weil der Widerstand 49 kleiner gewor den ist. Die Bezugslinie r wird daher schneller erreicht. Die Vierschichtdiode 53 bricht durch, und die Kondensa toren 52 u. 57 beginnen sich wieder aufzuladen, nachdem die Spannung entsprechend der Ladungsübertragung vom Kondensator 52 auf den Kondensator 57 vermindert worden ist.
Die Spannung am Kollektor des Transistors 47 steigt noch einmal bis zur Bezugslinie r an, und man erkennt, dass wegen der trennenden Diode 56 die Span nung an der Vierschichtdiode 53 tatsächlich der Poten tialdifferenz zwischen dem Kollektor des Transistors 47 und Masse entspricht. Die Vierschichtdiode 53 bricht daher nochmals durch, und es wird weitere Ladung vom Kondensator 52 auf den Kondensator 57 übertragen. Der Kondensator 52 beginnt sich danach nochmals so lange aufzuladen, bis entweder der Transistor 47 leitend wird oder die Vierschichtdiode 53 durchbricht, je nachdem, was zuerst eintritt.
Wie im Diagramm h dargestellt, ist angenommen, dass der Transistor 47 noch einmal leitend wird, da die Kurve e nochmals auf Null abfällt, wodurch der Kondensator 52 vollständig entladen wird, und der Zyklus neu beginnt.
Wenn der Widerstand 49 noch weiter vermindert wird, dann nimmt die Aufladungsgeschwindigkeit des Kondensators 52 noch mehr zu, wie dies die letzten beiden Kurvenabschnitte in der Darstellung h zeigen. Die Vorgänge laufen in der eben beschriebenen Weise ab, mit Ausnahme davon, dass die Aufladungsgeschwindig- keit grösser ist und dass die Spannung die Bezugslinie r in einer kürzeren Zeit erreicht; dadurch findet eine grössere Zahl von Durchbrüchen der Vierschichtdiode 53 sowie von Energieübertragungen vom Kondensator 52 auf den Kondensator 57 statt.
Es ist verständlich, dass gleichzeitig mit der Energieübertragung vom Kondensator 52 auf den Kondensator 57 auch ein Energietransport vom Kondensator 52 zum Kondensator 67 über den Widerstand 54 und die Diode 66 erfolgt.
Nunmehr sei das Diagramm i der Fig. 4 betrachtet, das die Spannung am Kollektor des Transistors 47 zeigt, wenn der Basis des Transistors 39 eine Grösse nach f zugeführt wird. Man erkennt, dass so lange keine Ände rung der Kollektorspannung eintritt, bis die Kurve nach f positiv wird; dann wird nämlich der Transistor 39 leitend und der Transistor 47 gesperrt, und der Konden- sator 52 beginnt sich aufzuladen. Es sei angenommen, dass er sich in derselben Weise, wie im Diagramm h gezeigt, auflädt, d.h. der Widerstand 49 ist genauso eingestellt wie bei den ersten drei Kurvenabschnitten des Diagramms h .
Man erkennt, dass das Potential am Kollektor des Transistors 47 die Durchbruchspannung der Vierschichtdiode 53 nicht erreicht, so dass sich der Kondensator 52 so lange auflädt, bis der Transistor 47 leitend wird und dadurch den Kondensator zur Entla dung am Ende der positiven Halbwelle der Spannung nach f veranlasst. Der Kondensator 52 bleibt entladen, bis die Spannung nach Diagramm f wieder positiv wird; in diesem Augenblick beginnt sich der Kondensator 52 wiederum aufzuladen, aber er erreicht noch nicht die Durchbruchspannung der Vierschichtdiode.
Beim nächsten Impuls des Diagramms i indessen ist angenommen, dass der Widerstand 49 in seinem Wert derart vermindert worden ist, wie es bereits im Hinblick auf das Diagramm h angenommen worden ist. Man erkennt nun, dass die Aufladungsgeschwindigkeit des Kondensators 52 grösser geworden ist und dass das Potential am Kollektor des Transistors 47 schneller ansteigt und die Bezugslinie r erreicht; es bricht dann die Vierschichtdiode 53 durch, wodurch ein Energie transport zum Kondensator 57 über den Widerstand 54 und die Diode 56 erfolgt. Der Kondensator 52 beginnt sich danach wieder aufzuladen, aber bevor seine Span nung die Bezugslinie r nochmals erreicht, wird der Transistor 39 gesperrt, da die Kurve f negative Polari tät annimmt.
Gleichzeitig wird der Transistor 47 leitend und der Kondensator 52 entladen. Dieser Vorgang wie derholt sich nochmals, wenn die Kurve f wieder positive Polarität annimmt.
Wenn, wie im weiteren Verlauf des Diagramms h gezeigt wurde, der Widerstand 49 noch weiter vermindert wird, dann lädt sich der Kondensator 52 noch schneller auf, und die Spannung steigt noch schneller an; sie erreicht die Bezugslinie r , wo dann die Vierschichtdio- de 53 durchbricht und damit eine teilweise üb-ertragung der Energie von Kondensator 52 auf den Kondensator 57 ermöglicht. Der Kondensator 52 beginnt sich nochmals aufzuladen und erreicht wiederum die Bezugslinie r , wobei dann die Vierschichtdiode nochmals durchbricht und weitere Ladung auf den Kondensator 57 übertragen wird.
Danach beginnt sich der Kondensator 52 wiederum aufzuladen, aber bevor seine Spannung die Bezugslinie r erreicht, wird die Kurve f negativ, so dass der Transistor 39 gesperrt und der Transistor 47 leitend wird. Dieser Vorgang wiederholt sich, wenn die Kurve f noch einmal positive Polarität annimmt.
Das Diagramm j der Fig.4 zeigt die Zeiten, während der die Transistoren 60 oder 70 leitend sind, da beide demselben Gesetz gehorchen. Das Diagramm j bezieht sich besonders auf das Diagramm h und man erkennt, dass der Transistor 60 gesperrt bleibt, bis die Kurve h die Bezugslinie r erreicht; in diesem Augenblick wird durch die infolge der übertragenen Ladung an dem Kondensator 57 liegenden Spannung der Transistor 60 durchgeschaltet. Die Ladung des Konden- sators 57 hält den Transistor 60 leitend, bis der Konden sator 57 über die Widerstände 58 und 59 ausreichend entladen ist, wobei sich das Potential an der Basis des Transistors 60 dem der Stromversorgungsleitung 42 nä hert.
Der gleiche Vorgang läuft beim zweiten Impuls des Diagramms j ab. Beim dritten Impuls indessen ist zweimal Ladung vom Kondensator 52 auf den Konden sator 57 übertragen worden, und die Entladung beginnt nicht, bevor die zweite Ladungsübertragung abgeschlos sen ist. Danach entlädt sich der Kondensator 57 allmäh lich, und der Transistor 60 wird möglicherweise nichtlei tend; er wird auch nicht wieder leitend, bis weitere Ladung vom Kondensator 52 auf den Kondensator 57 beim Durchbruch der Vierschichtdiode 53 übertragen worden ist. Wenn der Wert des Widerstandes 48 noch weiter vermindert wird, lädt sich der Kondensator 52 noch schneller auf, und die Zahl der Ladungsübergänge vom Kondensator 52 auf den Kondensator 57 vergrössert sich.
Wie die letzten Kurvenabschnitte des Diagramms j zeigen, beginnt sich der Kondensator 57 nicht eher zu entladen, bis die letzte Ladung übertragen worden ist; der Transistor 60 bleibt daher fast die ganze Zeit leitend.
Das Diagramm k ähnelt dem Diagramm j , be zieht sich aber insbesondere auf das Diagramm i . Man erkennt, dass der Transistor 60 gesperrt bleibt, bis der dritte Abschnitt der Kurve i zum ersten Mal die Bezugslinie r erreicht, wodurch eine Energieübertra gung vom Kondensator 52 zum Kondensator 57 veran- lasst wird. Dadurch wird die Basis des Transistors 60, wie oben bereits erläutert, positiv und bleibt so lange positiv, bis die Ladung über die Widerstände 58 und 59 abgebaut ist. Der Transistor 60 bleibt daher für eine begrenzte Zeit leitend und wird nochmals durchgeschaltet, wenn die Kurve i die Bezugslinie r wieder erreicht.
Wenn der Widerstand 49 noch weiter vermindert wird, erreicht die Kurve i die Bezugslinie r noch schneller, und der Transistor 60 wird zu einem früheren Zeitpunkt leitend und bleibt auch für einen grösseren Teil des Zykluses leitend, wie dies in den beiden letzten Kurvenabschnitten des Diagramms k wiedergegeben ist.
Aus den obigen Ausführungen geht hervor, dass der Transistor 60 durch entsprechend bemessene Widerstän de und Kondensatoren für unterschiedlich lange Perio denabschnitte in Abhängigkeit von der Kurvenform, die der Basis des Transistors 39 zugeführt wird, leitend gehalten werden kann. Dadurch wiederum kann das Relais 61 in Abhängigkeit von der Kurvenform der dem Transistor 39 zugeführten Grösse zum Ansprechen ge bracht werden und gehalten werden.
Durch Änderung des Widerstandes 49 kann die Wirkung einer elektrischen Grösse (Ausgangsgrösse des Ringmodulators) auf den Transistor 39 verändert werden, so dass das Relais 61 unter Berücksichtigung seiner Ansprechcharakteristik mit einer ihm eigenen Verzögerung ansprechen und in Abhängigkeit von einer bestimmten Kurvenform der der Basis des Transistors 39 zugeführten elektrischen Grösse gehalten oder zum Abfallen gebracht werden kann, was gleichbedeutend mit der Aussage ist, dass das Relais in Abhängigkeit von einem bestimmten Phasenwinkel zwi schen den Eingangsgrössen des Ringmodulators betätigt wird.
Wie aus den Diagrammen j und k ersichtlich ist, ist die Schaltung so ausgebildet, dass das Relais 61 bei Kurvenformen, wie sie die ersten beiden Kurvenabschnit te der Darstellung j und die letzten beiden Kurvenab schnitte des Diagramms k zeigen, anspricht und bei Kurvenformen, wie sie die letzten Abschnitte der Kurve j zeigen, angesprochen bleiben wird, aber bei Kurven- verläufen, wie sie in den ersten Abschnitten der Darstel lung k wiedergegeben sind, abfällt. Die Grössen nach j und k erscheinen in invertierter Form an der Ausgangsklemme 75 und können dazu verwendet wer den, um andere Einrichtungen zu steuern oder eine Anzeige für den Schaltzustand des Relais zu geben.
Die Zeit, die zur Aufladung des Kondensators 52 bis zur Durchbruchspannung der Vierschichtdiode 53 erfor derlich ist, möge a genannt werden und in elektrischen Graden ausgedrückt werden, wobei bei einer Netzfre quenz von 50 Hz 360 gleich 20 ms entsprechen. Berück sichtigt man dies und betrachtet die Fig. 9, in der das Diagramm A die Verhältnisse bei a gleich 90 veran schaulicht, dann zeigt der senkrecht verlaufende Vektor Vo die Verlagerungsspannung an der Dreieckwicklung eines Drehstromtransformators bei Erdschluss.
Die Re laisanordnung ist so eingestellt, dass sie bei maximaler Impulsdauer der der Basis des Transistors 39 zugeführten Impulse betätigt wird, wenn der zugeführte Strom der Spannung um 90 vor- oder nacheilt. Der im Diagramm A in waagerechter Richtung nach rechts zeigende Vektor stellt daher die Grösse Jo bei maximaler Impulsdauer der der Basis des Transistors 39 zugeführten Spannung dar. Bei diesen Festlegungen spricht das Relais an, wenn der Stromvektor irgendwo innerhalb des Bereichs von 90 zur Jo-Linie bzw. zum waagerechten Vektor liegt.
Durch andere Einstellung des Widerstandes 49 kann x auch zu 120 festgelegt werden, so dass dann die Aufladezeit annähernd 6,7 ms betragen wird; das Relais spricht dann an, wenn der Stromvektor - wie im Diagramm B gezeigt - innerhalb eines Bereichs von 60 zum waagerechten Vektor liegt. Wie in der Darstellung D der Fig. 9 veranschaulicht, kann a auch auf 60 festgelegt werden; in diesem Falle spricht das Relais an, wenn der Stromvektor innerhalb eines Be reichs von 120 zum waagerechten Vektor liegt. Es ist offensichtlich, dass verschiedene andere Einstellwerte für a zur Anpassung der Netzschutzanordnung an besonde re Netzbedingungen möglich sind.
Die Fig. 5, 6, 7 und 8 zeigen verschiedene Anwen dungsmöglichkeiten der erfindungsgemässen Netzschutz anordnung. Zunächst sei die Fig. 5 betrachtet, die eine Anordnung zum Einsatz der erfindungsgemässen Netz schutzanordnung als Erdschlussrichtungsrelais wieder gibt. Man erkennt, dass die Leiter R, S und T eines Drehstromnetzes an die im Dreieck geschalteten Primär wicklungen eines Drehstromtransformators 83 geschaltet sind. Die Sekundärwicklungen des Transformators sind im Stern geschaltet, und der Sternpunkt ist mit Erde verbunden. Die Enden der Sekundärwicklungen des Transformators 83 sind an die Last über einen Leistungs schalter 84 angeschlossen.
Die Spannung der verschiede nen Phasen an den Sekundärwicklungen des Transforma tors 83 ist mittels Spannungswandler 85, 86 und 87 zusammengefasst, die in Sternschaltung an die Phasen R, S, T angeschlossen sind mit geerdetem Sternpunkt. Die Sekundärwicklungen der Spannungswandler 85, 86 und 87 sind in Reihe geschaltet an die Eingangsklemme 24 angeschlossen. Die Lastströme werden mittels Strom wandler 88, 89 und 90 erfasst und der Nullstrom wird gemessen, indem die jeweils einen sekundären Anschluss- klemmen der Stromwandler gemeinsam an den Stern punkt D herangeführt sind und die jeweils anderen Anschlussklemmen an Erde und an den Schaltungspunkt A angeschlossen sind.
Entsprechend bezeichnete Klem men in den Fig.5 und 3 sind miteinander verbunden. Man erkennt, dass die erste dem Ringmodulator zuge führte Spannung an der Eingangsklemme 24 liegt und die Anordnung polarisiert, indem sie eine Bezugsspannung bildet. Der mittels der Stromwandler 88, 89 und 90 gewonnene Strom Jo fliesst durch die Primärwicklung der Zwei-Wicklungs-Drossel 27 von der Klemme A zur Klemme B. Die Klemme B ist mit der Klemme C verbunden, so dass derselbe Strom auch durch die Primärwicklung der Zwei-Wicklungs-Drossel 33 zur Klemme D fliesst.
Am Ausgang der Sekundärwicklung der Zwei-Wicklungs-Drossel 33 steht die zweite Ein- gangsgrösse für den Ringmodulator an, so dass der Nullstrom hinsichtlich seiner Phase im Ringmodulator mit der Bezugsspannung verglichen werden kann. Gleich zeitig wird eine dem Nullstrom proportionale Spannung in Reihe mit der Bezugsspannung geschaltet, um die Un empfindlichkeit zu kompensieren, die unter Umständen bei kleiner Quellimpedanz und niedrigem Fehlerstrom auftreten kann.
Fig.6 zeigt eine Anordnung mit Spannung- und Strompolarisation. Wie oben beschrieben, liefert das Drehstromnetz R, S und T Strom an den Transformator 83, dessen Sekundärwicklungen im Stern geschaltet sind, wobei der Sternpunkt geerdet ist. Der Strom vom Sternpunkt nach Erde wird über einen Stromwandler 91 geführt, dessen sekundäre Ausgangsgrösse an die Klem men A und B angeschlossen ist. Die Spannung zur Polarisation wird - wie oben beschrieben - aus den Spannungen der drei Phasen mittels der Spannungswand- ler 85, 86 und 87 abgeleitet, und der Nullstrom fliesst von der Klemme C zur Klemme D nach Erde.
Die Funktion ist ähnlich der der Anordnung nach Fig. 5; die Phasenla ge des Nullstromes wird verglichen mit der Phasenlage einer Grösse, die aus der mittels der Spannungswandler 85, 86 und 87 abgeleiteten Spannung sowie dem mittels des Stromwandlers 91 gewonnenen Strom besteht.
Fig. 7 stellt eine den oben beschriebenen Anordnun gen ähnliche Netzschutzanordnung dar, bei der nur eine Strompolarisation vorgenommen wird. Der Strom des Stromwandlers 91 wird den Klemmen A und B zuge führt, und der Nullstrom von der Klemme C nach Erde fliesst über die Klemmen C und D, so dass der Phasen winkel zwischen diesen beiden Strömen gemessen wird.
In der Fig.8 ist eine als Distanzschutz wirkende Schaltungsanordnung zur Betätigung einer Gruppe von drei erfindungsgemässen Netzschutzanordnungen wieder gegeben. Wie bei den oben behandelten Anordnungen sind auch bei dem in dieser Figur dargestellten Ausfüh rungsbeispiel die Netzleistungen mit R, S und T bezeich net; sie sind über einen Leistungsschalter 84 abschaltbar. Der Strom über den Leistungsschalter durchfliesst auch die Stromwandler 88, 89 und 90. Um ein Auslösesignal zu gewinnen, ist es erforderlich, mehrere Faktoren zu berücksichtigen, z.B. muss eine Anordnung auf Spannun gen zwischen den Netzleitungen R, S und T ansprechen.
Zu diesem Zwecke ist ein Spannungswandler 92 vorgese hen, der an die drei Phasen angeschlossen ist; die Spannung zwischen den sekundären Klemmen 24a und 24b entspricht dann der Spannung zwischen den Phasen R und S. Diese Spannung kann den Klemmen 24 und D (Fig. 3) der Netzschutzanordnung zugeführt werden, um sie als Bezugsspannung für den Ringmodulator zu ver wenden. Die andere Eingangsgrösse für den Ringmodula- tor ist nicht nur von der Spannung zwischen den Phasen R und S, sondern auch vom Strom in der Phase R und vom Strom in der Phase S abhängig.
Um diese Eingangs- grösse zu gewinnen, sind Wandler 93, 94 und 95 vorgese hen, von denen der Wandler 93 ein Signal abgibt, das von dem Strom durch den Stromwandler 88 - dieser Strom durchfliesst nämlich eine Primärwicklung des Wandlers 93 - und vom Strom in Phase S vom Stromwandler 89 dieser Strom durchfliesst eine zweite Primärwicklung des Wandlers 93 - in der Weise abhängig ist, dass die sekundäre Ausgangsgrösse des Wandlers 93 dem Strom in der Phase R abzüglich dem Strom in der Phase S entspricht.
In ähnlicher Weise ist die sekundäre Ausgangsgrösse des Wandlers 94 eine Funktion des Stromes in Phase S abzüglich des Stromes in Phase T und die sekundäre Ausgangsgrösse des Wandlers 95 eine Funktion des Stromes in Phase T abzüglich des Stromes in Phase R. Die Spannung an den Klemmen Ca und Da entspricht daher der geometrischen Differenz der Span nung URS und einer dem Strom dRs proportionalen Messgrösse.
Zwischen der Sekundärwicklung des Wandlers 93 und der Klemme Ca ist eine Filteranordnung 97 vorgesehen, die selbsttätig ein- und ausschaltbar ist. Ähnliche Anord nungen 98 und 99 sind zwischen den Sekundärwicklun gen des Wandlers 94 und der Klemme Cb sowie der Sekundärwicklung des Wandlers 95 und der Klemme Cc vorgesehen. Die Funktion dieser Anordnungen ist bereits in Verbindung mit den Fig. 1 und 2 näher beschrieben worden.
Wenn die Klemme Ca mit der Klemme C der Fig. 3 und die Klemme Da mit der Klemme D der Fig.3 verbunden ist und die Klemme 24a mit der Klemme 24 der Fig. 3 in Verbindung steht, dann arbeitet die erfin- dungsgemässe Netzschutzanordnung als Distanzrelais.
Um die Auslösesignale der drei Netzschutzanordnungen zusammenzufassen, wobei jede Anordnung zur Überwa chung einer Phase dient, kann für jede Phase jeweils ein Ringmodulator und jeweils eine getrennte, integrierende Schaltungsanordnung verwendet werden, und erst die einzelnen Auslösesignale können in einer nachgeordneten Schaltung zusammengefasst werden.
Zu diesem Zwecke können die Anordnungen nach Fig.3 zwischen den Punkten E und F offen sein, und die Klemme F der Fig.8 kann mit der Klemme F der Fig.3 und die Klemme E der Netzschutzanordnung der Phase R mit der Klemme Ea der Fig. 8 verbunden werden. In ähnli cher Weise kann die Klemme E der Schutzanordnung für die Phase S mit der Klemme Eb der Fig. 8 und die Klemme E der Schutzanordnung für die Phase T mit der Klemme Ec der Fig. 8 verbunden werden.
Der gemeinsa me, die nachgeordnete Schaltung bildende Teil einer derartigen Anordnung, der an die Klemme F angeschlos sen ist, kann als gemeinsamer Ausgang für alle drei Phasen dienen; das an der Klemme L der Fig. 1 auftre- tendeAuslösesignal einer derartigen kombiniertenSchutz- anordnung kann der Klemme L in Fig. 8 zugeführt werden, um den Leistungsschalter 84 zu betätigen.
Es ist zweckmässig, wenn bei einer derartigen Schutz anordnung die Sekundärwicklung der Zwei-Wicklungs- Drossel 33 und der Kondensator 34 keinen Resonanz kreis bilden, da ein Resonanzkreis in diesem Falle eine unerwünschte Verzögerung verursachen würde. Der Kon densator 34 wird daher zweckmässigerweise fortgelassen. Die selektive Funktion dieses abgestimmten Resonanz kreises wird im vorliegenden Falle vorteilhafterweise durch selbsttätig ein- und ausschaltbare Filteranordnun gen 97, 98 und 99 übernommen, die bereits in Verbin dung mit den Fig. 1 und 2 beschrieben worden sind.
Um das Problem besser erfassen zu können, soll zuerst betrachtet werden, welches Signal an den Klem men Ca und Da ansteht. Dies ist in der Tat die Spannung zwischen den Phasen R und S abzüglich einer von der Differenz zwischen den Strömen in den Phasen R und S abhängigen Funktion. Unter normalen Betriebsbedingun gen ist der letztere Teil dieser Funktion nahezu Null und die Spannung zwischen den Phasen R und S ist eine Konstante. Daher wird, wenn dieses Signal einer Filteran- ordnung zugeführt wird, diese Filteranordnung mit einer Leistung beaufschlagt, von der ein bestimmter Betrag gespeichert wird.
Wenn nun ein Fehler auftritt, muss der der Differenz zwischen dem Strom in Phase R und dem Strom in der Phase S proportionale Faktor sein Vorzei chen umkehren; der Betrag der Energie, der in dem umgekehrten Vorzeichnen verfügbar ist, hängt von der Grösse des Fehlerstromes und von der Lage des Fehler ortes ab. Es ist daher einleuchtend, dass sich, damit die Netzschutzanordnung kleine Fehlerströme oder Fehler in geringen Entfernungen erfassen kann, die Spannung an den Klemmen C und D rasch ändern können muss und dass es nicht erforderlich sein muss, dass die in der Filteranordnung gespeicherte Energie erst abgebaut wer den muss. Zu diesem Zwecke sind die Filteranordnungen 97, 98 und 99 selbsttätig ein- und ausschaltbar und nur beim Auftreten eines Fehlers wirksam.
Alle oben aufgeführten Vorteile der erfindungsgemäs sen Netzschutzanordnung sind bei den verschiedenen Anwendungs- und Einsatzmöglichkeiten erzielbar, und es sei beispielsweise im Zusammenhang mit der Anordnung gemäss Fig. 8 festgestellt, dass die Ausgangsgrösse an der Klemme 24a der Primärwicklung der Zwei-Wicklungs- Drossel 26 zugeführt wird und dass diese einen Teil eines Resonanzkreises bildet, der mit grösserer Empfindlich keit auf Signale mit der Netzfrequenz als auf Signale mit anderen Frequenzen reagiert, wobei der gemeinsame Ausgang der Anordnung nach Fig. 8 eine vorteilhafte Verminderung der Zahl der Elemente ermöglicht,
die zur Überwachung bzw. Auslösung erforderlich sind.
Es ist verständlich, dass die erfindungsgemässe Netz- schutzanordnung auch noch in anderer Weise Anwen dung finden kann und dass eine ganze Anzahl von Bauelementen durch in der Wirkung gleichartige ersetzt werden kann; so kann z.B. in der Anordnung nach Fig. 1 die Steuerschaltung unter der Voraussetzung durch einen mechanischen Schalter ersetzt werden, dass dieser Schal ter eine genügend hohe Schaltgeschwindigkeit aufweist.
Wie oben bereits erwähnt, zeigt die Fig. 10 in den Darstellungen A, B und C drei mögliche Auslösebereiche in der RX-Ebene, die allein durch Veränderung von a erreichbar sind.
Wenn a zu 90 gewählt ist, wird die übliche mho-Charakteristik erzielt, Wird a zu 120 ge wählt, wie dies in der Darstellung B der Fig. 10 gezeigt ist, dann ist der Auslösebereich kleiner, wodurch die Wahrscheinlichkeit einer Fehlauslösung bei Pendelungen herabgesetzt ist;
eine Netzschutzanordnung mit einer solchen Charakteristik ist daher besonders für lange Übertragungsleitungen geeignet. In der Darstellung C ist ein Auslösebereich gezeigt, bei der a kleiner als 90 , beispielsweise 60 , gewählt ist, wodurch ein Auslösebe- reich entsteht, der bei kurzen Leitungen wegen seiner grösseren Unempfindlichkeit gegen Lichtbogenwiderstän- de nützlich ist. Es ist selbstverständlich, dass unter Umständen Zwischenwerte für a vorteilhaft sein kön nen.