WO2023249222A1 - 인터리브드 승압형 역률 보상 컨버터의 디지털 제어 방법 및 그 장치 - Google Patents

인터리브드 승압형 역률 보상 컨버터의 디지털 제어 방법 및 그 장치 Download PDF

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안효민
김준석
박영재
조제형
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삼성전자 주식회사
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Definitions

  • One embodiment of the present disclosure provides a method for performing high-precision current balancing (balancing) control while simplifying current sampling in a power control device including an interleaved step-up power factor correction (PFC) converter that performs digital control. and a power control device employing such a method.
  • PFC power factor correction
  • a power control device that performs current control includes a rectifier that rectifies the input current, a first switch and a second switch connected to the output of the rectifier to phase control the output of the rectifier, and a second switch that conducts the first switch.
  • a first current sensor for sensing a current a second current sensor for sensing a current passing through a second switch, a low-pass filter for filtering the current sensed by the first current sensor and the second current sensor, and a low-pass
  • the current filtered by the filter is sampled once per entire switching cycle of the first switch and the second switch, and based on the sampled current, the average value of the current conducting the first switch and the current conducting the second switch is predetermined. Balancing control is performed to ensure that the time period is the same.
  • a method of performing current control in a power control device includes the steps of rectifying the input current of the system by a rectifier, a first switch and a second switch connected to the output of the rectifier by a current sensor. Sensing the current conducting each, filtering the sensed current through a low-pass filter, and sampling the filtered current once per switching cycle of the first switch and the second switch by at least one processor. , and performing balancing control so that the average value of the current conducting the first switch and the current conducting the second switch are equal for a predetermined period based on the sampled current.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power control device including a power factor correction (PFC) circuit.
  • PFC power factor correction
  • FIG. 2 is a circuit diagram including an interleaved boost power factor correction (PFC) power control device according to an embodiment of the present disclosure.
  • PFC power factor correction
  • FIG. 3A is a circuit diagram illustrating an interleaved boost PFC power control device according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 3B is a block diagram illustrating a controller of an interleaved boost PFC power control device according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 3C is a block diagram of a balancing controller according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating an interleaved boost PFC power control device according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 5 is a circuit diagram of a power control device and a detailed block diagram of a control unit according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 6 is a circuit diagram and a block diagram of a control unit of a power control device according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 7 is a circuit diagram for balancing control according to an embodiment of the present disclosure.
  • 8A to 8D are waveforms showing current sampling when a switch included in a PFC circuit according to an embodiment of the present disclosure is operated.
  • 9A and 9B are current waveform diagrams during phase shading control according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 10a is a circuit diagram of a rectifier using an SCR according to an embodiment of the present disclosure.
  • 10B to 10D are waveform diagrams showing charging operations in a rectifier using an SCR according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 11 shows a power control device including a harmonic controller according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 12 shows a waveform of a current shape command output reflecting a non-conductive section according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 13 is a block diagram of a power control device according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 14 is a flowchart of a balancing control method according to an embodiment of the present disclosure.
  • a rectifier for rectifying an input current
  • a first switch and a second switch connected to the output of the rectifier to phase control the output of the rectifier, and a first current for sensing the current conducting the first switch.
  • a second current sensor for sensing the current passing through the sensor and the second switch
  • a low-pass filter for filtering the current sensed by the first current sensor and the second current sensor
  • a current filtered by the low-pass filter Sampling the first switch and the second switch once per entire switching cycle, and performing balancing control so that the average value of the current conducting the first switch and the current conducting the second switch is the same for a predetermined period based on the sampled current.
  • a power control device including at least one processor is provided.
  • the current value of the current filtered by the low-pass filter in the power control device is characterized by having a constant value within a predetermined deviation value within the switching cycle.
  • At least one processor in the power control device is characterized in that it performs power factor correction according to balancing control.
  • the at least one processor in the power control device samples the filtered current once per switching cycle of the first switch and the second switch to determine the difference between the current flowing in the first switch and the current flowing in the second switch. It is characterized by simultaneously acquiring the average value per switching cycle.
  • the power control device further includes an output current sensor for sensing the output current of the rectifier, a DC link capacitor for smoothing the output voltage of the rectifier, and a voltage sensor for sensing the voltage across the DC link capacitor, wherein the output current of the rectifier and the voltage across the DC link capacitor is input to the controller, and at least one processor controls switching of the first switch and the second switch through the output of the controller.
  • the power control device further includes an input current sensor for detecting an input current, wherein at least one processor obtains a harmonic component from the input current detected by the input current sensor, and the obtained harmonic component is predetermined.
  • the size of the non-conductive section of the first switch and the second switch is determined to be smaller than the harmonic reference value of and a current command value corresponding to the determined non-conductive section size is generated.
  • At least one processor in the power control device, at least one processor generates a current command value corresponding to the determined size of the non-conductive section, wherein the at least one processor determines the size of the determined mis-switching section and the input voltage and input current of the system. It is characterized by outputting a current shape command value corresponding to the current command value based on the phase difference.
  • At least one processor in the power control device is characterized in that the obtained harmonic component is smaller than a predetermined harmonic reference value and controls the size of the non-conducting section of the first switch and the second switch to be maximized.
  • the power control device further includes a DC link capacitor for smoothing the output voltage of the rectifier, and a power factor correction (PFC) converter having at least two legs connected in parallel with the DC link capacitor, , one of the at least two legs includes a first switch and another one includes a second switch, and the at least one processor randomly selects at least one of the at least two legs, and at least one of the at least two legs is randomly selected with a PWM switching signal. It is characterized by turning on and off the first switch or the second switch included in one leg.
  • PFC power factor correction
  • the power control device further includes a DC link capacitor for smoothing the output voltage of the rectifier, and a power factor correction (PFC) converter having at least two legs connected in parallel with the DC link capacitor, One of the at least two legs includes a first switch and another leg includes a second switch, and at least one processor sequentially selects the at least two legs, and selects one of the at least two legs with a PWM switching signal. It is characterized in that it turns on and off the first switch or the second switch included in at least one leg.
  • PFC power factor correction
  • At least one processor samples the current filtered by the low-pass filter once per switching cycle of the first switch and the second switch, and the at least one processor samples the current filtered by the low-pass filter once per switching cycle. It is characterized by sampling at the point of.
  • the cutoff frequency of the low-pass filter in the power control device is set to 1/10 or less of the switching frequency of the first switch or the second switch.
  • the power control device further includes a DC link capacitor for smoothing the output voltage of the rectifier, and at least a portion of the rectifier is composed of a switch element, and at least one processor controls the switch element of the rectifier to operate the system when starting the system. It is characterized by gradually increasing the magnitude of the charging voltage charged to the DC link capacitor.
  • At least some of the switch elements of the rectifier are thyristors.
  • the current control method of the power control device includes the steps of rectifying the input current of the system by a rectifier, and conducting a first switch and a second switch connected to the output of the rectifier by a current sensor, respectively. Sensing a current, filtering the sensed current through a low-pass filter, sampling, by at least one processor, the filtered current once per switching period of the first switch and the second switch, and sampling the filtered current through a low-pass filter. Based on the current, balancing control is performed so that the average value of the current conducting the first switch and the current conducting the second switch are the same for a predetermined period of time.
  • the current value of the current filtered by the low-pass filter is characterized in that it has a constant value within a predetermined deviation value within the switching cycle.
  • the step of sampling the filtered current once per switching cycle of the first switch and the second switch includes sampling the filtered current once per switching cycle of the first switch and the second switch. It is characterized by including a step of sampling once and simultaneously obtaining average values per cycle of the current flowing through the first switch and the current flowing through the second switch.
  • a current control method of a power control device includes the steps of sensing the output current of the rectifier, sensing the voltage across the DC link capacitor, and the output current of the rectifier and the voltage across the DC link capacitor are input to the controller and the voltage across the DC link capacitor is input to the controller.
  • the method may further include controlling switching of the first switch and the second switch through an output.
  • a current control method of a power control device includes detecting an input current, obtaining a harmonic component from the detected input current, and using a first switch and a second switch so that the obtained harmonic component is smaller than a predetermined harmonic reference value. It may further include determining the size of the non-conductive section of the switch and generating a current command value corresponding to the determined size of the non-conductive section.
  • the step of generating a current command value corresponding to the determined size of the non-conductive section includes the current command value based on the phase difference between the determined mis-switching section and the input voltage and input current of the system. It is characterized in that it includes the step of outputting a current shape command value corresponding to.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power control device including a power factor correction (PFC) circuit.
  • PFC power factor correction
  • the power control device 100 includes a PFC circuit.
  • the power control device 100 consists of an input power source 10, a rectifier 20, a PFC circuit 30, and a DC link capacitor 40.
  • the power control device 100 is connected to the load 50 and consumes power according to the load 50 to handle the load 50.
  • the PFC circuit 30 may include an inductor 31, a switch 33, and a diode 35. If the inductance of the inductor 31 in the PFC circuit 30 is increased, the surge current in the mis-switching section of the switch 33 can be reduced, but the volume of the system increases.
  • the PFC circuit 30 may also typically include a rectifier 20, but is shown separately in FIG. 1.
  • the switch 33 of the PFC circuit 30 may use an active switch element.
  • the switch 33 may be composed of an Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT), a transistor, or a Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor (MOSFET), but is not limited thereto.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • the 'interleaved boost PFC power control device' may be simply referred to as the 'power control device'.
  • FIG. 2 is a circuit diagram including an interleaved boost PFC power control device according to an embodiment of the present disclosure.
  • the PFC power control device is configured as an interleaved boost PFC power control device (2000_1) as shown in Figure 2, the input and output current ripple can be reduced, so the size of the DC link capacitor (40) and the input capacitor (C in , 41) can be reduced. There is an advantage in improving efficiency.
  • the interleaved boost PFC power control device (2000_1) current imbalance problems between the legs may occur due to physical deviations and differences in heat dissipation performance of each leg containing the switch and inductor provided for interleaved operation. there is. In other words, if stress is concentrated in one leg, the durability of the entire interleaved boost PFC power control device (2000_1) may deteriorate and lead to reduced lifespan. Therefore, to solve the current imbalance problem between the legs, the imbalance between the legs can be minimized by applying a current balancing control technique.
  • the control unit 70 may detect the current flowing in each leg and perform current balancing control to balance the current between each leg.
  • Balancing control refers to current balance control that ensures that the current flowing through each leg is balanced.
  • Balancing control means controlling so that the average value of the direct current component or current flowing through leg 1 (301) and leg 2 (302) is the same or almost the same for each switching cycle of the switches (33_1, 33_2) included in each leg. You can. Therefore, the control unit 70 detects the current flowing in leg 1 (301) and leg 2 (302) detected through the current sensors CT1 (37_1) and CT2 (37_2) and the DC through the DC link voltage sensor 60.
  • the voltages on both ends of the link capacitor 40 are detected and received as input, and based on these inputs, the first switch SW1 (33_1) of leg 1 (301) and leg 2 (302) are used to balance the currents flowing in each leg. ) outputs gate signals PWM1 and PWM2 to the second switch SW2 (33_2).
  • the input power 10 may be alternating current power through a power line connected to a power outlet.
  • the input power source 10 may be a receiving device that wirelessly receives AC power from a station (not shown) according to wireless power transmission.
  • the harmonic-controlled voltage through the PFC circuit 30 is smoothed by the DC link capacitor 40 and supplied to the load 50.
  • the DC link voltage (V DC ) sensed by the DC link voltage sensor 60 and the current flowing through leg 1 (301) and leg 2 (302) sensed by the current sensors (37_1, 37_2) are all connected to the control unit (70). ) is used as input.
  • control unit 70 may be a place where control processing is performed by a processor (not shown) included in the interleaved boost PFC power control device 2000_1.
  • a processor not shown
  • a block diagram of an interleaved boost PFC power control device including a control unit 70 including a processor will be described again with reference to FIG. 13.
  • FIG. 3A is a circuit diagram illustrating an interleaved boost PFC power control device 2000_2 according to an embodiment of the present disclosure.
  • the interleaved boost PFC power control device 2000_2 detects the current of each leg using switches 33_1 and 33_2 or inductors 31_1 and 31_2. By doing this at the back end of the switches 33_1 and 33_2 rather than at the front end, there is an advantage in preventing the potentials of the current sensors 38_1 and 38_2 from becoming floating potentials.
  • the control unit 70 of the interleaved boost PFC power control device 2000_2 senses the current i 1 flowing in the first switch (SW1, 33_1) through the current sensor CT3 (38_1) and receives it as an input.
  • the current i 2 flowing through the second switch (SW2, 33_2) is sensed through the current sensor CT4 (38_2) and received as input.
  • the control unit 70 senses the current i PFC flowing in the rectifier 20 through the current sensor CT5 (38_3) of the interleaved boost PFC power control device 2000_2 and receives it as an input.
  • control unit 70 receives as an input a voltage value V DC obtained by sensing the voltage at both ends of the DC link capacitor 40 through the DC link voltage sensor 60. If necessary, the control unit 70 may also sense the voltage (Vin) across the input voltage capacitor (Cin, 41) and/or the input voltage (Vac) of the input power source 10 and receive them as input.
  • the control unit 70 sets a current command value (or voltage command) to be input to the first switch 33_1 and the second switch 33_2 through the digital controller based on the received input parameters i 1 , i 2 , i PFC , and V DC . value) is calculated and the gate signals PWM1 and PWM2 are transmitted to each switch (33_1, 33_2). Additional input parameters of the control unit 70 may further include the voltage (Vin) across the input voltage capacitor (Cin, 41) and/or the input voltage (Vac) of the input power source (10).
  • FIG. 3B is a block diagram illustrating at least a portion of the control unit 70 of the interleaved boost PFC power control device 2000_2 according to an embodiment of the present disclosure.
  • the voltage controller 701 and current controller 703 according to FIG. 3B may use a PI controller, but are not limited thereto and a P controller or PID controller may also be used.
  • the control unit 70 performs control operations by inputting the difference between V DC and the voltage command Vref to the voltage controller 701. If the output of the voltage controller 701 is multiplied by the detected input voltage (Vin) to generate a current command (i * ), and the difference between the generated current command (i * ) and i PFC is input to the current controller 703, the current The controller 703 outputs a switching duty command (d * ) of the first switch 33_1 and the second switch 33_2.
  • the balancing controller 721 receives the current i 1 and i 2 of each leg as input and uses the first switch 33_1 and the second switch 33_2 when switching to generate a PWM signal according to the switching duty command (d * ). ) is controlled so that the current generated by is balanced.
  • the PWM1 and PWM2 signals are PWM (Pulse Width Modulation) signals that are finally output to the first switch 33_1 and the second switch 33_2, respectively, according to the balancing control result according to the operation of the balancing controller 721.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • Figure 3C is a block diagram of a balancing controller according to an embodiment of the present disclosure.
  • the interleaved boost power control device 2000_2 may allow the input current to follow the input voltage.
  • the two PWM1 and PWM2 signals output by the balancing controller 721 each have the same duty ratio, but can drive two boost stages with their directions changed by 180 degrees.
  • the currents i 1 and i 2 sensed by the current sensors CT3 (38_1) and CT4 (38_2) in the balancing controller 721 are filtered through a low-pass filter 712, then sampled and compared.
  • the currents i 1 and i 2 passed through a low-pass filter, so the filtered currents i f1 and i f2 are of the first switch 33_1 and the second switch 33_2, respectively. It has a constant value during the switching period, or at least has a value within a predetermined minimum error value.
  • i 1 can vary linearly from 1.5[A] to 2.5[A] based on the rms (root mean square) value, but the filtered current i f1 varies from 2.0[A] to 2.05[A]. It can be said to have an almost constant value during one switching cycle as it is filtered to a value between ].
  • i 2 can vary linearly based on the rms value, for example from 1.7[A] to 2.7[A], but the filtered current i f2 is filtered to be a value between 2.20[A] and 2.24[A]. It can be said to have an almost constant value during one switching cycle. Accordingly, both current values i f1 and i f2 for balancing control can be obtained with one sampling without the need for multiple sampling within the entire switching cycle of the first switch 33_1 and the second switch 33_2.
  • the microcomputer processor calculates the difference between the filtered current i f1 and i f2 , multiplies it by the gain K value, uses the multiplier output, and adjusts the duty ratio through the duty ratio controller 7051 to control the first switch 33_1.
  • the gate of each switch is turned on and off using a PWM signal according to the duty ratio adjusted for the second switch 33_2.
  • the filtered current i f2 of leg 2 (302) is 2.2 [A] and the filtered current i f1 of leg 1 (301) is 2.0 [A], so leg 2 (302) has a higher current. If you have , the error between the two currents is negative (-).
  • the negative multiplier output increases the duty ratio for switching of the first switch 33_1 on leg 1 301 and thus the current i 1 also increases. In this way, current balancing control is performed.
  • 8A to 8D are waveforms showing current sampling when a switch included in a PFC circuit according to an embodiment of the present disclosure is operated.
  • the gate signal of the first switch 33_1 and the current i 1 flowing through the first switch 33_1 sensed by CT3 38_1 are shown. Since the current i 1 begins to increase linearly from the time (t1) when the gate of the first switch (33_1) is turned on, the value of the current i 1 is sampled during the period when the first switch (33_1) is turned on. It changes at each point in time. Therefore, in order to obtain the value of the current i 1 flowing during the turn-on period of the first switch 33_1 within the switching cycle of the first switch 33_1 - the average value of the current i 1 - the turn of the first switch 33_1 Current i 1 can be sampled multiple times during the -on period.
  • the switch in order to sample the exact current value flowing through the switch, for example, sample the current i 1 once at the turn-on point of the first switch (33_1), and current i at the turn-off point of the first switch (33_1).
  • the average value of the current i 1 value within the corresponding switching period can be determined.
  • the current i 1 is sampled multiple times within a switching cycle, thus increasing the amount of calculation of the microcomputer (or processor) provided in the power control device.
  • the microcomputer of the power control device seeks to sample the current i 1 flowing in the first switch 33_1 and the current i 2 flowing in the second switch 33_2 at point ts.
  • the first switch 33_1 is turned on, but the second switch 33_2 is turned off, so the current value corresponding to current i 1 can be sampled, but the value of current i 2 is '0'. Therefore, it cannot be said to be the result of precisely sampling all current values of each leg.
  • the current value corresponding to the current i 1 is sampled, and the current value corresponding to the current i 2 is also sampled.
  • the sampled current value corresponding to current i 1 can be viewed as the average value of the current value during the turn-on period of the first switch 33_1, but the sampled current value corresponding to current i 2 is the first switch 33_1. 2
  • the current sampling according to FIG. 8b cannot be said to be the result of precisely sampling the current value flowing through each switch, as in 8a.
  • the microcomputer of the power control device samples the current i 1 at a point (ts1) corresponding to the average value of the current value during the turn-on period of the first switch (33_1) and the second switch (33_1).
  • the current i 2 is sampled at a point (ts2) corresponding to the average value of the current value.
  • the sampling method according to FIG. 8C can be said to be the method for sampling current i 1 and current i 2 most precisely compared to FIGS. 8A and 8B.
  • the sampling operation increases, so there is a disadvantage that a high-performance microcomputer must be used.
  • the current i 1 flowing through the first switch 33_1 sensed by CT3 38_1 and the current i 2 flowing through the second switch 33_2 sensed by CT4 38_2 are both filtered by a low-pass filter.
  • the currents i 1 and i 2 filtered by the low-pass filter have an average value at any point within the switching cycle, regardless of the switching section of each switch. Therefore, the microcomputer of the power control device can simultaneously sample the average values of currents i 1 and i 2 by sampling once in any section regardless of the switching section of the switch.
  • the current i 1 and i 2 filtered by the low-pass filter may not have completely the same value within the switching cycle, but at least they will have almost the same value within the minimum error range, and this error performs balancing control. This would be a negligible error when comparing the two currents.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating an interleaved boost PFC power control device 2000_3 according to an embodiment of the present disclosure.
  • the interleaved boost PFC power control device 2000_3 according to FIG. 4 uses a current sensor as a shunt resistor rather than a current transformer (CT).
  • CT current transformer
  • the current i 1 conducting the first switch 33_1 is sensed by shunt resistor 1 (39_1), which is a current sensor
  • the current i 2 conducting the second switch 33_2 is sensed by the shunt resistor 1, which is a current sensor. It is sensed by resistance 2 (39_2), and the current i PFC flowing in the rectifier 20 is also sensed by shunt resistance 3 (39_3).
  • the interleaved boost PFC power control device 2000_3 according to FIG. 4 detects the current conducting the PFC control switches 33_1 and 33_2 using the switches 33_1 and 33_2. ) or inductors (31_1, 31_2), but by doing it at the back end of the switches (33_1, 33_2), there is an advantage in that the potential of the current sensors (39_1, 39_2) can be prevented from being a floating potential. Additionally, using a shunt resistor for current sensing has the advantage of being able to simply configure a sensing circuit without a separate insulation circuit.
  • Figure 5 is a circuit diagram of a power control device and a detailed block diagram of a control unit according to an embodiment of the present disclosure.
  • the overall control configuration is divided into three parts: a first analog unit 71, a control unit 70, and a second analog unit 73.
  • the control unit 70 may be a part that performs digital control.
  • the first analog unit 71 and the second analog unit 73 may be composed of analog circuits.
  • the control unit 70 is a block that can be executed under control by a microcomputer (or processor).
  • the first analog unit 71 may include a leg current sensing circuit (or subtractor) 711, a low-pass filter 712, a PFC current sensing circuit 713, and an input voltage sensing circuit 714.
  • the leg current sensing circuit (or subtractor) 711 is a circuit that senses the current flowing in leg 1 (301) and leg 2 (302) where each switch (33_1, 33_2) is located.
  • the leg current sensing circuit (or subtractor) 711 can sense the current at the rear end of each switch (33_1, 33_2).
  • the leg current sensing circuit (or subtractor) 711 may be composed of a CT (current transformer or current transducer) or a shunt resistor, but is not limited to this, and any means that can sense and detect the current may be used as a leg current sensing circuit ( Or it may be included in the subtractor) 711.
  • the currents i 1 and i 2 sensed by the leg current sensing circuit (or subtractor) 711 are filtered while passing through the low-pass filter 712. At this time, it is desirable to set the cutoff frequency of the low-pass filter 712 to 1/10 times or less of the switching frequency of each switch (33_1, 33_2).
  • the PFC current sensing circuit 713 is a circuit that senses iPFC flowing in the power control device 2000.
  • the PFC current sensing circuit 713 may be composed of a CT (current transformer or current transducer) or a shunt resistor, but is not limited thereto, and any means capable of sensing and detecting current may be used in the PFC current sensing circuit 713. may be included.
  • the input voltage sensing circuit 714 is a circuit that senses the input voltage of the input power source 10 of the power control device.
  • the input voltage sensing circuit 714 may be a circuit including the input voltage sensor 11. Harmonic control and power factor compensation can be performed by considering the phase difference with the input current through the sensed input voltage.
  • the control unit 70 is a part where digital control is performed by a microcomputer (or processor).
  • the control unit 70 may include a balancing controller 721, a phase estimator 722, a harmonic controller 723, a PFC controller 724, a phase shading unit 725, and a PWM generator 726.
  • the balancing controller 721 based the current value flowing through each switch obtained by sampling once during the entire switching cycle. Thus, current balancing control can be performed.
  • the phase estimator 722 can estimate the input voltage phase of the system so that the phase of the input voltage and current (i PFC ) of the system is the same as possible during power factor correction.
  • the harmonic controller 723 performs control to reduce the input current harmonics of the system. Detailed embodiments of harmonic control will be described with reference to FIGS. 11 and 12.
  • the PFC controller 724 performs power factor compensation based on the current (i PFC ) and the phase difference estimate between the input voltage and current of the system according to the phase estimator 722. As the phase difference between the input voltage and current of the system is reduced, the power factor will be improved.
  • the PFC controller 724 also performs power factor compensation based on the current command according to harmonic control by the harmonic controller 723.
  • the phase shading unit 725 is divided into two sections to prevent an increase in the stress of one leg due to unbalanced use of legs 1 (301) and legs 2 (302) to which the first switch (33_1) and the second switch (33_2) belong. Control appropriately so that the legs can be used in a balanced manner. For example, in a low-load operation in which only one leg is used, the phase shading unit 725 selects a leg randomly or sequentially selects a leg so that each leg can be used in a balanced manner. Prevents movement from becoming biased.
  • the PWM generator 726 generates switching waveforms PWM1 and PWM2 to be applied to each switch 33_1 and 33_2 based on the voltage command finally determined by the PFC controller 724.
  • the gate driver 731 that drives each switch 33_1 and 33_2 is driven by the switching waveforms PWM1 and PWM2.
  • the second analog unit 73 includes a gate driver 731 and a DC link voltage sensing circuit 732.
  • the gate driver 731 outputs an on-off signal to the gates of the first switch 33_1 and the second switch 33_2 based on the PWM switching signals PWM1 and PWM2 generated by the PWM generator 726.
  • the DC link voltage sensing circuit 732 senses the voltage across the DC link capacitor 40 and may be a circuit that replaces or includes the DC link voltage sensor 60.
  • Figure 6 is a circuit diagram of a power control device and a detailed block diagram of a control unit according to an embodiment of the present disclosure.
  • the power control device 2000_4 according to FIG. 6 is almost similar to the circuit diagram and control unit 70 of the power control device 2000 according to FIG. 5, but each leg of the rectifier 20_2 includes at least one thyristor (SCR) instead of a diode. : silicon controlled rectifier)
  • SCR thyristor
  • the charging speed in the DC link capacitor 40 can be controlled by providing T1 (21) and T2 (22).
  • the SCR controller 727 can control the charging speed of the DC link capacitor 40 by controlling the thyristors T1 (21) and T2 (22) of the rectifier (20_2).
  • FIGS. 10A to 10D For a more detailed description of thyristor control, please refer to FIGS. 10A to 10D.
  • Figure 10a is a circuit diagram of a rectifier using an SCR according to an embodiment of the present disclosure.
  • At least one thyristor T1 (21) and T2 (22) are provided in each leg of the rectifier.
  • the input power source 10 begins to be rectified, and the rectified input power source 10 is charged in the DC link capacitor 40.
  • the principle by which the input power 10 slowly charges the DC link capacitor 40 will be examined in more detail with reference to FIGS. 10B to 10D.
  • 10B to 10D are waveform diagrams showing charging operations in a rectifier using an SCR according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 10b is a waveform diagram showing the initial charging operation in a rectifier using an SCR according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 10A when T1 (21) is turned on just before the falling zero crossing of the input power supply (10), as shown in FIG. 10B, the input power supply (10) is rectified for the ⁇ t1 period and the DC link voltage (V DC ) This slowly starts to increase. Even during the next half cycle of the input power supply 10, T2(22) is turned on only near the rising zero crossing, so that the input power supply 10 is rectified only for the ⁇ t2 period, and the DC link voltage (V DC ) is reduced to ⁇ t2 period. It gradually increases in proportion to the rectified voltage achieved.
  • the turn-on time of T1(21) is advanced so that the rectification of the input power supply 10 is performed for a slightly longer period than the previous ⁇ t1, so that the rectification of the input power supply 10 is performed for the ⁇ t3 period. It comes true.
  • ⁇ t3 > ⁇ t1.
  • the turn-on time of T2 (22) is advanced so that the input power 10 is rectified for a slightly longer period than the previous ⁇ t2, and the input power 10 is rectified for the ⁇ t4 period. comes true.
  • ⁇ t4 > ⁇ t2.
  • Figure 10c can be viewed as an intermediate operation of the rectifier following the initial operation of Figure 10b in terms of time.
  • the T1 (21) trigger signal is advanced within a half cycle of the input power source 10 compared to the preceding FIG. 10A, so that rectification of the input power source 10 is performed during the ⁇ t5 period.
  • the turn-on time of T2 (22) is also advanced within a half cycle of the input power supply (10) compared to FIG. 10a, so that the DC link capacitor voltage (V DC ) value gradually increases.
  • V DC DC link capacitor voltage
  • the T1 (21) trigger signal now triggers at ⁇ /2 (90 degrees) within a half cycle of the input power (10), causing ⁇ t7 ( ⁇ t7 > ⁇ t5) and ⁇ t8 ( ⁇ t8 > ⁇ t6) periods. Rectification of the input power supply 10 is performed. It can be seen that the rectified static voltage is charged in the DC link capacitor 40, and the DC link capacitor voltage (V DC ) value further increases.
  • Figure 7 is a circuit diagram for balancing control according to an embodiment of the present disclosure.
  • the balancing controller 721 compares the DC values (or average values) of currents i 1 and i 2 flowing through leg 1 (301) and leg 2 (302) and determines that the DC value (or average value) of current i 1 is the DC value of i 2 If the value (or average value) is low, the turn-on duty of the first switch 33_1 is further increased, and conversely, the DC value (or average value) of current i 1 and i 2 is compared to determine the DC value (or average value) of current i 2 ) is lower than the DC value (or average value) of i 1 , balancing control is performed by further increasing the turn-on duty of the second switch 33_2.
  • 9A and 9B are current waveform diagrams during phase shading control according to an embodiment of the present disclosure.
  • the top graph (A) shows the input current of the power control device and the current flowing in leg 1 (301) and leg 2 (302).
  • the lower graph (B) of FIG. 9A shows the time of the upper graph (A) expanded.
  • FIG. 9B shows a waveform in which leg 1 (301) and leg 2 (302) operate together, then leg 2 (302) stops operating and only leg 1 (301) operates.
  • Figure 11 shows a power control device including a harmonic controller according to an embodiment of the present disclosure.
  • the power control device 2000 including harmonic control may be a home appliance, but is not limited thereto.
  • the power control device 2000 according to FIG. 11 can be applied not only to an air conditioner and/or an outdoor air conditioner unit, but also to a server power source and a slow charger for an electric vehicle.
  • the power control device 2000 according to FIG. 11 may include, but is not limited to, an air conditioner, a washing machine, a dryer, a light control device, a TV, a heating device, and a styler.
  • Heating devices may include, but are not limited to, a smart kettle, teapot, coffee pot, induction device, toast, air fryer, highlighter, rice cooker, etc.
  • the power control device 2000 may be implemented with more components than the illustrated components, or the power control device 2000 may be implemented with fewer components.
  • the power control device 2000 may be a home appliance, home appliance, electrical appliance, or cooking appliance. Additionally, according to an embodiment of the present disclosure, the power control device 2000 may be a home appliance sold independently or may be a device that forms part of a home appliance.
  • the input power source (Vac, 10) may be AC power through a power line connected to a power outlet.
  • the input power source 10 may be a receiving device that wirelessly receives AC power from a wireless station (not shown) according to wireless power transmission.
  • the input voltage sensor 11 senses the voltage of the input power source 10 and transmits the sensed voltage information to the input of the control unit 70.
  • the current sensor CT5 (38_3) senses the current of the input power and transmits the sensed current information to the input of the control unit 70.
  • the PFC circuit 30 according to FIG. 11 may include a rectifier circuit.
  • the detailed circuit of the PFC circuit 30 may be the PFC circuit according to FIGS. 1 to 3.
  • the harmonic-controlled voltage through the PFC circuit 30 is smoothed by the DC link capacitor 40 and supplied to the load 50.
  • the voltage sensed by the input voltage sensor 61, the DC link voltage (V DC ) sensed by the DC link voltage sensor 60, and the current of the input power sensed by the current sensor CT5 (38_3) are all sent to the control unit ( 70) is used as input.
  • control unit 70 may be a place where control processing is performed by a processor or microcomputer (not shown) included in the power control device 2000.
  • a processor or microcomputer included in the power control device 2000.
  • the block diagram of the control device including the processor or microcomputer will be described in detail again in FIG. 13.
  • control unit 70 the operation of the control unit 70 will be examined in detail.
  • the harmonic extractor 7210 extracts harmonic components from the system current (i PFC ) information sensed by the current sensor 38_3. Extraction of harmonic components is handled by a processor or microcomputer, and harmonic components can be extracted using a fast Fourier transform (FFT) or a band pass filter. The types of harmonic components extracted vary depending on the performance and memory capacity of the processor or microcomputer equipped with the power control device 2000. In one embodiment, if the performance and memory capacity of the processor or microcomputer are supported, the processor or microcomputer can extract not only the third harmonic component but also high-frequency harmonic components (e.g., the 5th, 7th, and 9th harmonic components) from the grid current. You can.
  • FFT fast Fourier transform
  • the processor or microcomputer extracts harmonic components of high frequency and performs harmonic control, the power factor of the entire system including the power control device 2000 can be improved more precisely.
  • the processor or microcomputer extracts only the third harmonic component or the third and fifth harmonic components that have the greatest impact on THD (total harmonic distortion). Even if the processor or microcomputer controls only the magnitude of the third harmonic component or the third and fifth harmonic components, the harmonic control and/or power factor improvement effect according to the present disclosure can be achieved.
  • the system information estimator 7220 receives voltage information by sensing the voltage of the input power source 10 from the input voltage sensor 11.
  • the harmonic controller 723 basically calculates the current information of the input power 10 sensed by the current sensor 38_3, the harmonic components extracted by the harmonic extractor 7210, and the input power 10 from the system information estimator 7220. ) By receiving the voltage information, the phase difference between the input voltage and the input current can be determined, and the magnitude of the harmonic components can be determined.
  • the harmonic controller 723 determines that the size of the harmonic components does not meet the standard because the size of the harmonic component is larger than the predetermined standard value, and the size of the non-conductive section of the switch included in the PFC circuit 30 ( ⁇ , Outputs a control value to reduce the switching section size.
  • the harmonic controller 723 controls to increase the size of the non-conductive section ( ⁇ , non-conductive section value or mis-switching section size) of the switch included in the PFC circuit 30 if the size of the harmonic components satisfies the standard. Prints the value.
  • a predetermined standard value may be used instead of the same meaning as a 'predetermined reference value'
  • a predetermined harmonic standard value may be used instead of the same meaning as a predetermined harmonic reference value.
  • 'non-conductive section of the switch' may be used interchangeably with 'misswitching section' and are considered to have the same meaning.
  • the harmonic controller 723 can preset the size of the harmonic standard compared to the input harmonic component and store it in the internal memory. For example, IEEE standard 519 (2014) sets the following THD limits.
  • the above current shape command ref( ⁇ , ⁇ )
  • can be said to be a phase command that reflects the size of the non-conductive section.
  • the DC link voltage sensor 60 senses the voltage across the DC link capacitor 40, and the sensed DC link voltage value V DC is calculated from the DC link voltage command (calculating the difference between the DC link voltage command and the DC link voltage value). ) and is input to the voltage controller (7240).
  • the output of the voltage controller 7240 can be said to be a current size command.
  • the output current size command is input to the current controller 7250 along with the output
  • the current controller 7250 calculates the final current command value by multiplying the current magnitude command by
  • a gate signal for the output is output.
  • the PFC circuit 30 outputs a current waveform by the current shape command
  • the generation of the current shape command according to Equation 1 is only an example, and the current command can be generated by other methods.
  • the harmonic controller 723, voltage controller 7240, and current controller 7250 may generally use a proportional integral controller (PI controller), but is not limited thereto.
  • PI controller proportional integral controller
  • the magnitude of the DC voltage across the DC link capacitor 40 is greater than the magnitude of the input voltage of the system due to the boost operation of the power control device 2000 by the PFC circuit 30 according to FIG. 11.
  • Figure 12 shows a waveform of a current shape command output reflecting a non-conductive section according to an embodiment of the present disclosure.
  • (1210) is converted to a current shape command in the shape of
  • (1230) will be determined so that the size ⁇ of the non-conducting section of the switch becomes larger.
  • Figure 13 is a block diagram of a power control device according to an embodiment of the present disclosure.
  • the power control device block diagram corresponds to and can be applied to all of the power control devices according to FIGS. 1 to 7 and FIG. 11 as well as the power control device 2000.
  • the block diagram of the power control device according to FIG. 13 may include a microcomputer or processor 2200 that performs gate control of the PFC circuit 30 and overall control of the control unit 70, in addition to a circuit diagram according to the system.
  • the power control device 2000 includes a driver 2100, a processor 2200, a communication interface 2300, a sensor unit 2400, and an output interface 2500. ), a user input interface 2600, and a memory 2700. All components of the power control device 2000 are not essential, and each component may be added or subtracted depending on the manufacturer's design philosophy.
  • the driver 2100 may receive power from an external power source and supply current to the load according to a drive control signal from the processor 2200.
  • the driver 2100 may include an EMI (Electro Magnetic Interference) filter 2111, a rectifier circuit 2112, an inverter circuit 2113, a PFC circuit 30, and a low-pass filter 712, but is limited thereto. no.
  • EMI Electro Magnetic Interference
  • the EMI filter 2111 blocks high-frequency noise contained in AC power supplied from an external power source (ES: External Source) and allows AC voltage and AC current of a predetermined frequency (for example, 50Hz or 60Hz) to pass. there is.
  • ES External Source
  • a fuse and relay may be provided between the EMI filter 2111 and the external power source (ES) to block overcurrent. AC power from which high-frequency noise has been blocked by the EMI filter 2111 is supplied to the rectifier circuit 2112.
  • the rectifier circuit 2112 may be a circuit included in the rectifier 20.
  • the rectifier circuit 2112 can convert alternating current power into direct current power.
  • the rectifier circuit 2112 converts an alternating current voltage whose size and polarity (positive or negative voltage) changes over time into a direct current voltage whose size and polarity are constant, and whose size and direction (positive or negative voltage) changes over time.
  • Alternating current (current or negative current) of which the magnitude changes can be converted into direct current with a constant magnitude.
  • Rectifier circuit 2112 may include a bridge diode.
  • rectifier circuit 2112 may include four diodes.
  • a bridge diode can convert an alternating current whose polarity changes with time into a positive voltage whose polarity is constant, and can convert an alternating current whose direction changes with time into a positive current whose direction is constant.
  • rectifier circuit 2112 may include two diodes and two thyristors. One thyristor and one diode can form one rectifying leg, and another thyristor and one diode can form another rectifying leg. However, this is a case where the input power is single-phase. If the input power is three-phase, a rectifier circuit 2112 including three legs with three thyristors and three diodes can be formed.
  • the processor 2200 may control the thyristor so that the voltage charged in the DC link capacitor 40 increases gradually rather than suddenly.
  • the inverter circuit 2113 may include a switching circuit that supplies or blocks current to a load (not shown).
  • the switching circuit may include a first switch and a second switch.
  • the first switch and the second switch may be connected in series between the plus line and minus line output from the rectifier circuit 2112.
  • the first switch and the second switch may be turned on or turned off according to a driving control signal from the processor 2200.
  • the inverter circuit 2113 can control the current supplied to the load.
  • the magnitude and direction of the current flowing in the load may change depending on the turn on/off of the first and second switches included in the inverter circuit 2113.
  • alternating current may be supplied to the load.
  • Alternating current in the form of a sine wave is supplied to the load according to the switching operations of the first switch and the second switch.
  • the longer the switching period of the first switch and the second switch e.g., the smaller the switching frequency of the first switch and the second switch
  • the greater the current supplied to the load, and the strength of the magnetic field (power) output to the load When the control device 2000 is a heating device, the output of the heating device may increase. In FIG.
  • the inverter circuit 2113 may be needed when supplying alternating current to a load, so the inverter circuit 2113 may not be needed in the power control device 2000 that supplies direct current to the load.
  • switch control is required through the switches 33_1 and 33_2 of each leg 301 and 302, so a separate inverter circuit is required. It is not necessary.
  • the inverter circuit 2113 of the power control device 2000 may be replaced with the PFC circuit 30.
  • the driver 2100 of the power control device 2000 may include a low-pass filter 712.
  • the low-pass filter 712 may be comprised of an analog circuit or implemented with digital programming.
  • the DC value or average value of the current (i 1 , i 2 ) detected in each leg (301, 302) through the low-pass filter 712 can be easily obtained by sampling once at any point during the switching cycle.
  • the processor 2200 controls the overall operation of the power control device 2000.
  • the processor 2200 executes programs stored in the memory 2700, thereby operating the driver unit 2100, the communication interface 2300, the sensor unit 2400, the output interface 2500, the user input interface 2600, and the memory 2700. can be controlled.
  • the processor 2200 may be equipped with an artificial intelligence (AI) processor.
  • Artificial intelligence (AI) processors may be manufactured in the form of dedicated hardware chips for artificial intelligence (AI), or may be manufactured as part of an existing general-purpose processor (e.g. CPU or application processor) or graphics-specific processor (e.g. GPU). It may also be mounted on the heating device 2000.
  • the processor 2200 may perform controller operations of the harmonic extractor, harmonic controller, current controller, and voltage controller included in the control unit 70 of the power control device 2000.
  • the controller of the harmonic controller, current controller, and voltage controller may be a PI controller, but is not limited thereto.
  • Information on the harmonic component standard values of the power control device 2000 may be stored in the memory 2700.
  • the processor 2200 may include a communication interface 2300 to operate on an IoT (Internet of Things) network or a home network, as needed.
  • IoT Internet of Things
  • the communication interface 2300 may include a short-range communication unit 2310 and a long-distance communication unit 2320.
  • the short-range communication unit (2310) includes a Bluetooth communication unit, BLE (Bluetooth Low Energy) communication unit, Near Field Communication interface, WLAN (Wi-Fi) communication unit, Zigbee communication unit, and infrared (IrDA) communication unit. , infrared Data Association) communication unit, WFD (Wi-Fi Direct) communication unit, UWB (Ultra Wideband) communication unit, Ant+ communication unit, etc., but is not limited thereto.
  • the long-distance communication unit 2320 transmits and receives wireless signals with at least one of a base station, an external terminal, and a server on a mobile communication network.
  • the wireless signal may include various types of data according to voice call signals, video call signals, or text/multimedia message transmission and reception.
  • the long-distance communication unit 2320 may include, but is not limited to, a 3G module, 4G module, 5G module, LTE module, NB-IoT module, LTE-M module, etc.
  • the power control device 2000 can communicate with an external server or other electrical device and transmit and receive data through the communication interface 2300.
  • the sensor unit 2400 may include a current sensor 1600, an input voltage sensor 11, and a DC link voltage sensor 60.
  • the current sensor 1600 may be placed at various locations in the circuit of the power control device 2000 to obtain current (mainly alternating current) information.
  • the current sensor 1600 includes a sensor (37_1, 38_1, or 39_1) that senses the current flowing in leg 1 (301), a sensor (37_2, 38_2, or 39_2) that senses the current flowing in leg 2 (302), and a sensor 38_3 that senses i PFC , which is the current of the system.
  • the input voltage sensor 11 is used to sense voltage information of the input power source 10 of the power control device 2000.
  • the DC link voltage sensor 1800 can be used as an input to the voltage controller 7240 by sensing the DC link voltage.
  • the output interface 2500 is for outputting audio signals or video signals and may include a display unit 2510 and an audio output unit 2520.
  • the power control device 2000 may display information related to the power control device 2000 through the display unit 2510.
  • the power control device 2000, power factor information of the power control device 2000, or each harmonic component value e.g., % of each harmonic component relative to the input current or A (ampere)
  • each harmonic component value e.g., % of each harmonic component relative to the input current or A (ampere)
  • the display unit 2510 can be used as an input device in addition to an output device.
  • the display unit 2510 includes a liquid crystal display, a thin film transistor-liquid crystal display, a light-emitting diode (LED), an organic light-emitting diode, It may include at least one of a flexible display, a 3D display, and an electrophoretic display. Additionally, depending on the implementation form of the power control device 2000, it may include two or more display units 2510.
  • the audio output unit 2520 may output audio data received from the communication interface 2300 or stored in the memory 2700. Additionally, the audio output unit 2520 may output audio signals related to functions performed by the power control device 2000.
  • the sound output unit 2520 may include a speaker, a buzzer, etc.
  • the output interface 2500 may output at least one of power factor information and harmonic component information through the display unit 2510.
  • the output interface 2500 may display the current power level, operation mode (eg, low noise mode, normal mode, high power mode, etc.), power factor control status, current power factor, etc.
  • the user input interface 2600 is for receiving input from the user.
  • the user input interface 2600 includes a key pad, a dome switch, and a touch pad (contact capacitive type, pressure resistance type, infrared detection type, surface ultrasonic conduction type, and integral tension measurement type). , piezo effect method, etc.), a jog wheel, or a jog switch, but is not limited thereto.
  • the user input interface 2600 may include a voice recognition module.
  • the power control device 2000 may receive a voice signal, which is an analog signal, through a microphone, and convert the voice portion into computer-readable text using an Automatic Speech Recognition (ASR) model.
  • ASR Automatic Speech Recognition
  • the power control device 2000 can acquire the user's utterance intention by interpreting the converted text using a Natural Language Understanding (NLU) model.
  • NLU Natural Language Understanding
  • the ASR model or NLU model may be an artificial intelligence model.
  • Artificial intelligence models can be processed by an artificial intelligence-specific processor designed with a hardware structure specialized for processing artificial intelligence models. Artificial intelligence models can be created through learning.
  • An artificial intelligence model may be composed of multiple neural network layers. Each of the plurality of neural network layers has a plurality of weight values, and neural network calculation is performed through calculation between the calculation result of the previous layer and the plurality of weights.
  • Linguistic understanding is a technology that recognizes and applies/processes human language/characters, including Natural Language Processing, Machine Translation, Dialog System, Question Answering, and Voice Recognition. /Speech Recognition/Synthesis, etc.
  • the memory 2700 may store programs for processing and control of the processor 2200, and may store input/output data (e.g., power factor information of the power control device 2000, information on harmonic components, etc.). It may be possible.
  • the memory 2700 may store an artificial intelligence model.
  • the memory 2700 is a flash memory type, a hard disk type, a multimedia card micro type, a card type memory (for example, SD or XD memory, etc.), and RAM.
  • RAM Random Access Memory
  • SRAM Static Random Access Memory
  • ROM Read-Only Memory
  • EEPROM Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory
  • PROM Programmable Read-Only Memory
  • magnetic memory magnetic disk
  • magnetic disk and may include at least one type of storage medium among optical disks.
  • the power control device 2000 may operate a web storage or cloud server that performs a storage function on the Internet.
  • Figure 14 is a flowchart of a method of performing balancing control in a power control device according to an embodiment of the present disclosure.
  • step 1410 the input current of the system is rectified by the rectifier 20.
  • the rectifier 20 usually uses a diode, but as seen in FIG. 6, it may be composed of an active element capable of switching, such as a thyristor.
  • the control unit 70 can reduce the stress on the DC link capacitor by allowing initial DC link charging to occur slowly by the thyristor (SCR).
  • the current sensor senses the current conducting each of the first switch 33_1 and the second switch 33_2 connected to the output of the rectifier 20.
  • the current sensing may be sensed at the front end of the inductor placed in front of each switch, but is sensed at the rear end of each switch to provide a common It can be used to form a ground.
  • step 1430 the current sensed in each leg 301 and 302 is filtered by a low-pass filter circuit or digital low-pass filtering.
  • step 1440 the low-pass filtered current has almost the same value - a value within a predetermined error value - within the switching cycle, so the processor 2200 detects all of the currents sensed in each leg 301 and 302 only once. Just sample. That is, the current flowing in the first switch (33_1) and the current flowing in the second switch (33_2) are sampled only once within the cycle of the entire cycle of the first switch (33_1) and the entire cycle of the second switch (33_2). It can be sampled precisely.
  • step 1450 the processor 2200 of the power control device causes the average value of the current conducting the first switch 33_1 and the current conducting the second switch 33_2 to be equal for a predetermined period based on the sampled current. Perform balancing control.
  • the processor 2200 performs power factor compensation of the system according to balancing control.
  • the power control device (2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4) according to an embodiment of the present disclosure may be applied to home appliances, but is not limited thereto.
  • the power control device (2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4) according to an embodiment of the present disclosure may be an interleaved boost PFC power control device and may be applied to electrical devices including various home appliances.
  • the power control device (2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4) according to an embodiment of the present disclosure can be applied not only to an air conditioner and/or an outdoor air conditioner unit, but also to a server power and a slow charger for an electric vehicle.
  • the power control device (2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4) according to an embodiment of the present disclosure may include an air conditioner, a washing machine, a dryer, a light, a TV, a heating device, and a styler.
  • Heating devices may include, but are not limited to, a smart kettle, teapot, coffee pot, induction device, toast, air fryer, highlighter, rice cooker, etc.
  • power control devices 2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, and 2000_4 may be implemented with more components than those shown, or the power control device 2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4 may be implemented with fewer components. ) can be implemented.
  • power control devices (2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4) may be referred to as interleaved boost PFC power control devices, household appliances, home appliances, cooking devices, or electrical devices, and these terms are used interchangeably. It can be used or replaced.
  • electric devices including power control devices (2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4) may be independently sold home appliances or may be devices that form part of home appliance products.
  • interleaved boost PFC power control devices 2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, and 2000_4 throughout this specification are shown and described as interleaved boost PFC power control devices employing two legs, in one embodiment of the present disclosure The same can be applied to an interleaved boost PFC power control device having three or more legs (2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4) for balancing control.
  • the current sampling method according to the present disclosure enables precise current detection by sampling the current value for balancing control only once per switching cycle. Therefore, simplified digital control of current samples is possible, so a high-performance microcomputer does not need to be used. .
  • Computer-readable media can be any available media that can be accessed by a computer and includes both volatile and non-volatile media, removable and non-removable media. Additionally, computer-readable media may include both computer storage media and communication media.
  • Computer storage media includes both volatile and non-volatile, removable and non-removable media implemented in any method or technology for storage of information such as computer-readable instructions, data structures, program modules or other data.
  • Communication media typically includes computer readable instructions, data structures, program modules, or other data in a modulated data signal such as a carrier wave, or other transmission mechanism, and includes any information delivery medium. Additionally, some embodiments of the present disclosure may be implemented as a computer program or computer program product that includes instructions executable by a computer, such as a computer program executed by a computer.
  • a storage medium that can be read by a device may be provided in the form of a non-transitory storage medium.
  • 'non-transitory storage medium' simply means that it is a tangible device and does not contain signals (e.g. electromagnetic waves). This term refers to cases where data is semi-permanently stored in a storage medium and temporary storage media. It does not distinguish between cases where it is stored as .
  • a 'non-transitory storage medium' may include a buffer where data is temporarily stored.
  • Computer program products are commodities and can be traded between sellers and buyers.
  • a computer program product may be distributed in the form of a machine-readable storage medium (e.g. compact disc read only memory (CD-ROM)) or through an application store or between two user devices (e.g. smartphones). It may be distributed in person or online (e.g., downloaded or uploaded). In the case of online distribution, at least a portion of the computer program product (e.g., a downloadable app) is stored on a machine-readable storage medium, such as the memory of a manufacturer's server, an application store's server, or a relay server. It can be temporarily stored or created temporarily.
  • a machine-readable storage medium such as the memory of a manufacturer's server, an application store's server, or a relay server. It can be temporarily stored or created temporarily.

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Abstract

본 개시의 일 실시예에 따른 역률 보상을 위한 전력 제어 장치는, 입력 전류를 정류하는 정류부, 정류부 출력을 위상 제어하기 위해 정류부 출력과 연결되는 제 1 스위치 및 제 2 스위치, 제 1 스위치를 도통하는 전류를 센싱하기 위한 제 1 전류 센서 및 제 2 스위치를 도통하는 전류를 센싱하기 위한 제 2 전류 센서, 제 1 전류 센서와 제 2 전류 센서에 의해 센싱되는 전류를 필터링하는 저역 통과 필터, 및 저역 통과 필터에 의해 필터링된 전류를 제 1 스위치와 제 2 스위치의 스위칭 전체 주기당 1회 샘플링하고, 샘플링된 전류에 기초하여 제 1 스위치를 도통하는 전류와 제 2 스위치를 도통하는 전류의 평균값이 소정의 기간 동안 같아지도록 밸런싱 제어를 수행하는 적어도 하나의 프로세서를 포함한다.

Description

인터리브드 승압형 역률 보상 컨버터의 디지털 제어 방법 및 그 장치
본 개시의 일 실시예들은 디지털 제어를 수행하는 인터리브드 승압형 역률 보상(power factor correction, PFC) 컨버터를 포함하는 전력 제어 장치에서 전류 샘플링을 간소화하면서도 고정밀 전류 평형(밸런싱) 제어를 할 수 있는 방법 및 그러한 방법을 채용한 전력 제어 장치에 관한 것이다.
가전기기를 포함하여 모든 전기기기는 전력 손실을 줄이고 전력 효율을 최적으로 하는 것이 전력 사용 측면에서 유리하다. 또한, 전력 제어 장치와 같은 전기기기는 높은 스위칭 주파수로 구동되므로, 이러한 전력 제어 장치의 스위칭을 디지털 제어하는 마이컴이 감당해야 하는 제어량을 줄일 수 있다면 전력 제어 장치가 고성능 마이컴을 사용하지 않아도 되므로 전력 제어 장치의 가격 경쟁력 측면에서도 유리하다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전류 제어를 수행하는 전력 제어 장치는 입력 전류를 정류하는 정류부, 정류부 출력을 위상 제어하기 위해 정류부 출력과 연결되는 제 1 스위치 및 제 2 스위치, 제 1 스위치를 도통하는 전류를 센싱하기 위한 제 1 전류 센서 및 제 2 스위치를 도통하는 전류를 센싱하기 위한 제 2 전류 센서, 제 1 전류 센서와 제 2 전류 센서에 의해 센싱되는 전류를 필터링하는 저역 통과 필터, 및 저역 통과 필터에 의해 필터링된 전류를 제 1 스위치와 제 2 스위치의 스위칭 전체 주기당 1회 샘플링하고, 샘플링된 전류에 기초하여 제 1 스위치를 도통하는 전류와 제 2 스위치를 도통하는 전류의 평균값이 소정의 기간 동안 같아지도록 밸런싱 제어를 수행한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치에서 전류 제어를 수행하는 방법은, 정류부에 의해 계통의 입력 전류를 정류하는 단계, 전류 센서에 의해, 정류부의 출력과 연결되는 제 1 스위치와 제 2 스위치를 각각 도통하는 전류를 센싱하는 단계, 센싱된 전류를 저역 통과 필터를 통해 필터링하는 단계, 적어도 하나의 프로세서에 의해, 필터링된 전류를 제 1 스위치와 제 2 스위치의 스위칭 주기당 1회 샘플링하는 단계, 및 샘플링된 전류에 기초하여 제 1 스위치를 도통하는 전류와 제 2 스위치를 도통하는 전류의 평균값이 소정의 기간 동안 같아지도록 밸런싱 제어를 수행하는 단계를 포함한다.
도 1은 PFC(power factor correction) 회로를 포함한 전력 제어 장치의 회로도이다.
도 2는 본 개시의 일 실시예에 따른 인터리브드(interleaved) 부스트(boost) PFC(power factor correction) 전력 제어 장치를 포함하는 회로도이다.
도 3a는 본 개시의 일 실시예에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치를 도시하는 회로도이다.
도 3b는 본 개시의 일 실시예에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치의 제어기를 도시하는 블록도이다.
도 3c는 본 개시의 일 실시예에 따른 밸런싱 제어기의 블록도이다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치를 도시하는 회로도이다.
도 5는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치의 회로도와 제어부의 상세 블록도이다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치의 회로도와 제어부의 블록도이다.
도 7은 본 개시의 일 실시예에 따른 밸런싱 제어를 위한 회로도이다.
도 8a 내지 도 8d는 본 개시의 일 실시예에 따른 PFC 회로에 포함된 스위치 동작 시 전류 샘플링을 보여주는 파형이다.
도 9a 및 도 9b는 본 개시의 일 실시예에 따른 페이즈 쉐딩 제어 시 전류 파형도이다.
도 10a는 본 개시의 일 실시예에 따른 SCR을 이용한 정류부 회로도이다.
도 10b 내지 도 10d는 본 개시의 일 실시예에 따른 SCR을 이용한 정류기에서 충전 동작을 도시하는 파형도이다.
도 11은 본 개시의 일 실시예에 따른 고조파 제어기가 포함된 전력 제어 장치를 도시한다.
도 12는 본 개시의 일 실시예에 따라 미도통 구간을 반영한 전류 모양 지령 출력의 파형을 도시한다.
도 13은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치의 블록도이다.
도 14는 본 개시의 일 실시예에 따른 밸런싱 제어 방법의 흐름도이다.
본 개시에서 사용되는 용어에 대해 간략히 설명하고, 본 개시의 일 실시예에 대해 구체적으로 설명하기로 한다.
본 개시에서 사용되는 용어는 본 개시의 일 실시예에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 본 개시의 실시예의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 개시에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌, 그 용어가 가지는 의미와 본 개시의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다.
본 개시 전체에서 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있음을 의미한다. 또한, 본 개시에 기재된 "...부", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현되거나 하드웨어와 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고하여 본 개시의 실시예에 대하여 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 개시의 일 실시예는 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 개시의 일 실시예를 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 본 개시 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
전기기기로 구성되는 계통에서 인터리브드 역률 제어 전력 제어 장치에서 각 레그에 구비된 스위치 도통 전류를 센싱하여 전류 평형(밸런싱) 제어를 수행할 때, 최소한의 전류 샘플링을 하여 밸런싱 제어를 할 수 있는 방법이 필요하다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 입력 전류를 정류하는 정류부, 정류부 출력을 위상 제어하기 위해 정류부 출력과 연결되는 제 1 스위치 및 제 2 스위치, 제 1 스위치를 도통하는 전류를 센싱하기 위한 제 1 전류 센서 및 제 2 스위치를 도통하는 전류를 센싱하기 위한 제 2 전류 센서, 제 1 전류 센서와 제 2 전류 센서에 의해 센싱되는 전류를 필터링하는 저역 통과 필터, 및 저역 통과 필터에 의해 필터링된 전류를 제 1 스위치와 제 2 스위치의 스위칭 전체 주기당 1회 샘플링하고, 샘플링된 전류에 기초하여 제 1 스위치를 도통하는 전류와 제 2 스위치를 도통하는 전류의 평균값이 소정의 기간 동안 같아지도록 밸런싱 제어를 수행하는 적어도 하나의 프로세서를 포함하는 전력 제어 장치가 제공된다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치에서 저역 통과 필터에 의해 필터링된 전류의 전류값은 스위칭 주기 내에서 소정의 편차값 이내에서 일정한 값을 가지는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치에서 적어도 하나의 프로세서는 밸런싱 제어에 따라 역률 보상을 수행하는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치에서 적어도 하나의 프로세서는, 필터링된 전류를 제 1 스위치와 제 2 스위치의 스위칭 주기당 1회 샘플링함으로써, 제 1 스위치에 흐르는 전류와 제 2 스위치에 흐르는 전류의 스위칭 주기 당 평균값을 동시에 획득하는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치는 정류부 출력 전류를 센싱하는 출력 전류 센서, 정류부 출력 전압을 평활화하는 DC 링크 커패시터, 및 DC 링크 커패시터 양단의 전압을 센싱하는 전압 센서를 더 포함하되, 정류부 출력 전류와 DC 링크 커패시터 양단의 전압은 제어기에 입력되고 적어도 하나의 프로세서는 제어기의 출력을 통해 제 1 스위치와 제 2 스위치의 스위칭을 제어하는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치는 입력 전류를 검출하는 입력 전류 센서를 더 포함하되, 적어도 하나의 프로세서는 입력 전류 센서에 의해 검출된 입력 전류로부터 고조파 성분을 획득하고, 획득된 고조파 성분이 소정의 고조파 기준값보다 작아지도록 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 미도통 구간 크기를 결정하고, 결정된 미도통 구간 크기에 대응되는 전류 지령값을 생성하는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치에서 적어도 하나의 프로세서가 결정된 미도통 구간 크기에 대응되는 전류 지령값을 생성하는 것은, 적어도 하나의 프로세서가, 결정된 미스위칭 구간과 계통의 입력 전압과 입력 전류의 위상차에 기초하여 전류 지령값에 대응되는 전류 모양 지령값을 출력하는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치에서 적어도 하나의 프로세서는 획득된 고조파 성분이 소정의 고조파 기준값보다 작으면서도 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 미도통 구간 크기가 최대가 되도록 제어하는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치는 정류부의 출력 전압을 평활화하는 DC 링크 커패시터, 및 DC 링크 커패시터와 병렬로 연결되는 적어도 2개의 레그(leg)를 갖는 PFC(power factor correction) 컨버터를 더 포함하되, 적어도 2개의 레그(leg) 중 하나는 제 1 스위치, 또 다른 하나는 제 2 스위치를 포함하고, 적어도 하나의 프로세서는 적어도 2개의 레그 중 적어도 하나를 임의로 선택하고, PWM 스위칭 신호로 임의로 선택된 적어도 하나의 레그에 포함된 제 1 스위치 또는 제 2 스위치를 온오프하는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치는 정류부 출력 전압을 평활화하는 DC 링크 커패시터, 및 DC 링크 커패시터와 병렬로 연결되는 적어도 2개의 레그(leg)를 갖는 PFC(power factor correction) 컨버터를 더 포함하되, 적어도 2개의 레그(leg) 중 하나는 제 1 스위치, 또 다른 레그는 제 2 스위치를 포함하고, 적어도 하나의 프로세서는 적어도 2개의 레그를 순차적으로 선택하고, PWM 스위칭 신호로 적어도 2개의 레그 중 선택된 적어도 하나의 레그에 포함된 제 1 스위치 또는 제 2 스위치를 온오프하는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치에서 적어도 하나의 프로세서가 저역 통과 필터에 의해 필터링된 전류를 제 1 스위치와 제 2 스위치의 스위칭 주기당 1회 샘플링하는 것은, 적어도 하나의 프로세서가 스위칭 주기 중 임의의 지점에서 샘플링하는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치에서 저역 통과 필터의 차단 주파수는 제 1 스위치 또는 제 2 스위치의 스위칭 주파수의 1/10 이하로 설정되는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치는 정류부 출력 전압을 평활화하는 DC 링크 커패시터를 더 포함하고, 정류부 중 적어도 일부는 스위치 소자로 구성되되, 적어도 하나의 프로세서는 정류부의 스위치 소자를 제어하여 계통 기동 시 DC 링크 커패시터에 충전되는 충전 전압의 크기를 점진적으로 증가시키는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따라, 전력 제어 장치에서 정류부의 스위치 소자 중 적어도 일부는 싸이리스터인 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치의 전류 제어 방법은 정류부에 의해 계통의 입력 전류를 정류하는 단계, 전류 센서에 의해, 정류부의 출력과 연결되는 제 1 스위치와 제 2 스위치를 각각 도통하는 전류를 센싱하는 단계, 센싱된 전류를 저역 통과 필터를 통해 필터링하는 단계, 적어도 하나의 프로세서에 의해, 필터링된 전류를 제 1 스위치와 제 2 스위치의 스위칭 주기당 1회 샘플링하는 단계, 및 샘플링된 전류에 기초하여 제 1 스위치를 도통하는 전류와 제 2 스위치를 도통하는 전류의 평균값이 소정의 기간 동안 같아지도록 밸런싱 제어를 수행하는 단계를 한다.
일 실시예에 따른 전력 제어 장치의 전류 제어 방법에서 저역 통과 필터에 의해 필터링된 전류의 전류값은 스위칭 주기 내에서 소정의 편차값 이내의 일정한 값을 가지는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따른 전력 제어 장치의 전류 제어 방법에서 필터링된 전류를 제 1 스위치와 제 2 스위치의 스위칭 주기당 1회 샘플링하는 단계는, 필터링된 전류를 제 1 스위치와 제 2 스위치의 스위칭 주기당 1회 샘플링하여 제 1 스위치에 흐르는 전류와 제 2 스위치에 흐르는 전류의 주기 당 평균값을 동시에 획득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
일 실시예에 따른 전력 제어 장치의 전류 제어 방법은 정류부 출력 전류를 센싱하는 단계, DC 링크 커패시터 양단의 전압을 센싱하는 단계, 및 정류부 출력 전류와 DC 링크 커패시터 양단의 전압은 제어기에 입력되고 제어기의 출력을 통해 제 1 스위치와 제 2 스위치의 스위칭을 제어하는 단계를 더 포함할 수 있다.
일 실시예에 따른 전력 제어 장치의 전류 제어 방법은 입력 전류를 검출하는 단계, 검출된 입력 전류로부터 고조파 성분을 획득하는 단계, 획득된 고조파 성분이 소정의 고조파 기준값보다 작아지도록 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 미도통 구간 크기를 결정하는 단계, 및 결정된 미도통 구간 크기에 대응되는 전류 지령값을 생성하는 단계를 더 포함할 수 있다.
일 실시예에 따른 전력 제어 장치의 전류 제어 방법에서 결정된 미도통 구간 크기에 대응되는 전류 지령값을 생성하는 단계는, 결정된 미스위칭 구간과 계통의 입력 전압과 입력 전류의 위상차에 기초하여 전류 지령값에 대응되는 전류 모양 지령값을 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
도 1은 PFC(power factor correction) 회로를 포함한 전력 제어 장치의 회로도이다.
도 1은 PFC 회로를 포함한 전력 제어 장치(100)를 도시한다. 전력 제어 장치(100)는 입력 전원(10)과 정류부(20), PFC 회로(30), 및 DC 링크 커패시터(40) 로 이루어진다. 전력 제어 장치(100)는 부하(50)와 연결되어 부하(50)에 따른 전력을 소비하면서 부하(50)를 감당하게 된다. PFC 회로(30)는 인덕터(31)와 스위치(33) 및 다이오드(35)를 포함할 수 있다. PFC 회로(30)에서 인덕터(31)의 인덕턴스를 크게 하면 스위치(33)의 미스위칭 구간에서 서지(surge) 전류를 작게 할 수는 있으나, 시스템의 부피가 커진다. 반면에 PFC 회로(30)에서 인덕터(31)의 인덕턴스를 작게 하면 스위치(33)의 미스위칭 구간에서 서지(surge) 전류가 커질 수 있고 그 결과 전력 제어 장치(100)가 고조파 규격을 만족하지 못할 수 있다. 따라서, 인덕터(31)의 인덕턴스를 작게 하면서도 고조파 규격을 만족하는 능동적인 PFC 회로(30) 제어가 필요할 수 있다. 일 실시예에 따라 PFC 회로(30)는 보통 정류부(20)도 포함할 수 있으나, 도 1에서는 별도로 도시되고 있다. PFC 회로(30)의 스위치(33)는 능동 스위치 소자를 사용할 수 있다. 스위치(33)는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)나 트랜지스터(transistor), MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)로 구성될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
본 명세서 전반에 걸쳐 '인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치'는 간략하게 '전력 제어 장치'로 지칭될 수 있다.
도 2는 본 개시의 일 실시예에 따른 인터리브드(interleaved) 부스트(boost) PFC 전력 제어 장치를 포함하는 회로도이다.
PFC 전력 제어 장치를 도 2와 같이 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_1)로 구성하면 입출력 전류 리플을 줄일 수 있으므로 DC 링크 커패시터(40) 및 입력 커패시터(Cin, 41)의 크기를 줄일 수 있고 효율이 향상되는 장점이 있다. 다만, 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_1)에서 인터리브드 동작을 위해 구비되는, 스위치와 인덕터가 포함된 각 레그(leg)의 물리적 편차와 방열 성능 차이로 인해 레그들 간의 전류 불평형 문제가 발생할 수 있다. 다시 말해서, 하나의 레그에 스트레스가 집중되면 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_1) 전체의 내구성이 저하되고 수명 감소로 이어질 수 있다. 따라서, 이러한 레그 간의 전류 불평형 문제를 해결하기 위해 전류의 밸런싱 제어(current balancing control) 기법을 적용하여 레그 간의 불평형이 최소화 될 수 있다.
제어부(70)는 각 레그에 흐르는 전류를 검출하여 각 레그 간 전류의 평형을 맞추는 전류 평형(밸런싱) 제어를 수행할 수 있다. 밸런싱 제어는 각 레그에 흐르는 전류가 평형이 되도록 하는 전류 평형 제어를 의미한다. 밸런싱 제어는 각 레그에 포함된 스위치(33_1, 33_2)의 스위칭 주기마다 레그 1(301)과 레그 2(302)에 흐르는 전류의 직류 성분 또는 전류의 평균값이 동일하거나 거의 동일하도록 제어하는 것을 의미할 수 있다. 따라서, 제어부(70)는 전류 센서 CT1(37_1)과 CT2(37_2)를 통해 검출한 레그 1(301)에 흐르는 전류 및 레그 2(302)에 흐르는 전류와 DC 링크 전압 센서(60)를 통해 DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압을 검출하여 이들을 입력으로 수신하고, 이들 입력에 기초하여 각 레그에 흐르는 전류가 서로 평형이 되도록 레그 1(301)의 제 1 스위치 SW1(33_1)과 레그 2(302)의 제 2 스위치 SW2(33_2)에 게이트 신호 PWM1과 PWM2를 출력한다.
일 실시예에 따라, 입력 전원(10)은 아웃렛(power outlet)에 연결되는 전원선을 통한 교류 전원일 수 있다. 일 실시예에 따라, 입력 전원(10)은 무선 전력 전송에 따라 스테이션(도시되지 않음)으로부터 무선으로 교류 전원을 수신하는 수신 장치일 수 있다.
전류 센서 CT1(37_1)과 CT2(37_2)는 각각 레그 1(301)과 레그 2(302)에 흐르는 전류를 센싱하고, 센싱된 전류 정보를 제어부(70)의 입력으로 전달한다.
PFC 회로(30)를 통해 고조파 제어된 전압은 DC 링크 커패시터(40)에 의해 평활화되어 부하(50)에 공급된다. DC 링크 전압 센서(60)에 의해 센싱된 DC 링크 전압(VDC), 그리고 전류 센서(37_1, 37_2)에 의해 센싱된 레그 1(301)과 레그 2(302)에 흐르는 전류는 모두 제어부(70)의 입력으로 사용된다.
일 실시예에서, 제어부(70)는 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_1)가 구비한 프로세서(도시되지 않음)에 의한 제어 프로세싱이 이루어지는 곳일 수 있다. 프로세서를 포함하는 제어부(70)를 포함한 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치의 블록도는 도 13에서 다시 설명하도록 한다.
도 3a는 본 개시의 일 실시예에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_2)를 도시하는 회로도이다.
도 3a에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_2)는 도 2에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_1)와 달리 각 레그의 전류 검출을 스위치(33_1, 33_2)나 인덕터(31_1, 31_2) 앞단에서 하는 것이 아니라 스위치(33_1, 33_2) 뒷단에서 함으로써, 전류 센서(38_1, 38_2)의 전위가 플로우팅(floating) 전위가 되지 않도록 할 수 있는 장점이 있다.
따라서, 도 3a에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_2)의 제어부(70)는 전류 센서 CT3(38_1)을 통해 제 1 스위치 (SW1, 33_1)에 흐르는 전류 i1을 센싱하여 입력으로 수신하고, 전류 센서 CT4(38_2)를 통해 제 2 스위치(SW2, 33_2)에 흐르는 전류 i2를 센싱하여 입력으로 수신한다. 또한, 제어부(70)는 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_2)의 전류 센서 CT5(38_3)를 통해 정류부(20)에 흐르는 전류 iPFC를 센싱하여 입력으로 수신한다. 또한, 제어부(70)는 DC 링크 전압 센서(60)를 통해 DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압을 센싱한 전압값 VDC를 입력으로 수신한다. 필요에 따라 제어부(70)는 입력 전압 커패시터(Cin, 41) 양단의 전압(Vin) 및/또는 입력 전원(10)의 입력 전압(Vac)도 센싱하여 이를 입력으로 수신할 수 있다.
제어부(70)는 수신한 입력 파라미터 i1, i2, iPFC, VDC 에 기초하여 디지털 제어기를 통해 제 1 스위치(33_1)와 제 2 스위치(33_2)에 입력할 전류 지령값 (혹은 전압 지령값)을 산출하여 게이트 신호 PWM1과 PWM2를 각 스위치(33_1, 33_2)로 전송하게 된다. 제어부(70)의 추가 입력 파라미터는 입력 전압 커패시터(Cin, 41) 양단의 전압(Vin) 및/또는 입력 전원(10)의 입력 전압(Vac)를 더 포함할 수 있다.
도 3b는 본 개시의 일 실시예에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_2)의 제어부(70)의 적어도 일부를 도시하는 블록도이다. 도 3b에 따른 전압제어기(701)와 전류제어기(703)는 PI 제어기를 사용할 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니고 P 제어기나 PID 제어기도 사용될 수 있다.
제어부(70)는 VDC 와 전압 지령 Vref간의 차이값을 전압제어기(701)에 입력하여 제어연산을 수행한다. 전압제어기(701)의 출력과 검출된 입력 전압(Vin)을 곱하여 전류 지령(i*)을 생성하고 생성된 전류 지령(i*)과 iPFC의 차이값을 전류제어기(703)에 입력하면 전류제어기(703)는 제 1 스위치(33_1)와 제 2 스위치(33_2)의 스위칭 듀티 지령(d*)을 출력한다. 밸런싱 제어기(721)는 각 레그의 전류 i1과 i2를 입력으로 받아 스위칭 듀티 지령(d*)에 따라 PWM 신호를 생성하기 위한 스위칭을 할 때 제 1 스위치(33_1)과 제 2 스위치(33_2)에 의해 생성되는 전류가 평형(balancing)이 되도록 제어한다. PWM1과 PWM2 신호는 밸런싱 제어기(721)의 동작에 따른 밸런싱 제어 결과에 따라 최종적으로 제 1 스위치(33_1)와 제 2 스위치(33_2)에 각각 출력하는 PWM(Pulse Width Modulation) 신호이다.
인터리브드 부스트 전력 제어 장치(2000_2)에서 밸런싱 제어를 하는 방법은 여러가지가 있을 수 있지만, 아래에서 일례를 설명하도록 한다.
도 3c는 본 개시의 일 실시예에 따른 밸런싱 제어기의 블록도이다.
전류의 밸런싱 제어를 위한 일례로 인터리브드 부스트 전력 제어 장치(2000_2)에서 입력 전류가 입력 전압을 추종하도록 할 수 있다. 밸런싱 제어기(721)에 의해 출력되는 두 개의 PWM1, PWM2 신호는 각각 같은 듀티비를 가지고 있지만, 방향이 180도 바뀐 채로 두 개의 부스트 스테이지를 구동할 수 있다. 도 3c에 따르면, 밸런싱 제어기(721)에서 전류 센서 CT3(38_1)과 CT4(38_2)에 의해 센싱되는 전류 i1과 i2는 저역 통과 필터(712)를 통해 필터링된 후 샘플링되어 서로 비교된다. 이 때 전류 샘플링 시 본 개시의 일 실시예에 따라 전류 i1과 i2는 저역 통과 필터를 통과했으므로 필터링된 전류 if1과 if2는 각각 제 1 스위치(33_1)와 제 2 스위치(33_2)의 스위칭 주기 동안 일정한 값을 가지거나 적어도 소정의 최소한의 에러값 이내의 값을 가지게 된다. 예를 들어서 스위칭 한 주기 동안 i1는 rms(root mean square) 값 기준으로 1.5[A]에서 2.5[A]까지 선형적으로 변할 수 있지만, 필터링된 전류 if1은 2.0[A]에서 2.05[A] 사이의 값이 되도록 필터링 되어 스위칭 한 주기 동안 거의 일정한 값을 가진다고 할 수 있다. 마찬가지로, i2는 rms 값 기준으로 예를 들어 1.7[A]에서 2.7[A]까지 선형적으로 변할 수 있지만, 필터링된 전류 if2는 2.20[A]에서 2.24[A] 사이의 값이 되도록 필터링 되어 스위칭 한 주기 동안 거의 일정한 값을 가진다고 할 수 있다. 따라서, 제 1 스위치(33_1)와 제 2 스위치(33_2)의 전체 스위칭 주기 내에서 여러 번의 샘플링을 할 필요없이 1회의 샘플링으로 밸런싱 제어를 위한 전류값 if1과 if2 모두를 얻을 수 있다.
마이컴 혹윽 프로세서는 필터링된 전류 if1과 if2 간의 차이값을 구한 후 게인 K값을 곱하여 그 곱수 출력(multiplier)을 이용해 듀티비 제어기(7051)를 통해 듀티비를 조정하여 제 1 스위치(33_1)와 제 2 스위치(33_2)에 조정된 듀티비에 따른 PWM 신호로 각 스위치의 게이트를 온-오프한다. 예를 들어 앞선 예와 같이 레그 2(302)의 필터링된 전류 if2는 2.2[A]이고 레그 1(301)의 필터링된 전류 if1은 2.0[A]이므로 레그 2(302)가 더 높은 전류를 가지고 있다면, 두 전류간의 오차는 음수(-)이다. 음수인 곱수 출력은 레그 1(301) 상의 제 1 스위치(33_1)의 스위칭을 위한 듀티비를 증가시키고 따라서 전류 i1도 증가한다. 이러한 방법으로 전류의 밸런싱 제어를 수행하게 된다.
정밀한 밸런싱 제어를 위해서는 두 전류 i1과 i2 크기를 정확하게 샘플링하는 것이 중요하다. 보통, 전류 센서인 CT(current transformer)의 출력이 톱니파(saw waves)이기 때문에, 두 전류 모두 같은 지점에서 샘플링을 해야 전류 밸런싱을 위한 올바른 비교가 가능하다. 전류 샘플링에 관한 내용을 상세히 살펴보기 위해 도 8a 내지 도 8d를 참조하도록 한다.
도 8a 내지 도 8d는 본 개시의 일 실시예에 따른 PFC 회로에 포함된 스위치 동작 시 전류 샘플링을 보여주는 파형이다.
도 8a를 참조하면, 제 1 스위치(33_1)의 게이트 신호와 CT3(38_1)에서 센싱되는 제 1 스위치(33_1)에 흐르는 전류(i1)가 도시된다. 전류 i1은 제 1 스위치(33_1)의 게이트가 턴-온 되는 시점(t1)부터 선형적으로 증가하기 시작하므로 제 1 스위치(33_1)가 턴-온 되고 있는 구간 동안 전류 i1의 값은 샘플링 시점마다 달라진다. 따라서, 제 1 스위치(33_1)의 스위칭 주기 내에서 제 1 스위치(33_1)의 턴-온 구간 동안 흐르는 전류 i1의 값 - 전류 i1의 평균값 - 을 구하기 위해서, 제 1 스위치(33_1)의 턴-온 구간 동안 여러 번 전류 i1를 샘플링할 수 있다. 또는 스위치에 흐르는 정확한 전류값을 샘플링하기 위해서는, 예를 들어, 제 1 스위치(33_1)의 턴-온 시점에서 전류 i1을 한번 샘플링하고, 제 1 스위치(33_1)의 턴-오프 시점에서 전류 i1을 다시 한번 샘플링하여 샘플링된 두 개의 전류값의 평균을 산출하여 해당 스위칭 주기 내에서 전류 i1 값의 평균값이 결정될 수 있다. 하지만, 이러한 방법 모두 전류 i1 를 스위칭 한 주기 내에서 여러 번 샘플링하게 되므로 전력 제어 장치 내에 구비된 마이컴(혹은 프로세서)의 연산량을 증가시킨다.
도 8a를 참조하면, 전력 제어 장치의 마이컴은 ts 지점에서 제 1 스위치(33_1)에 흐르는 전류 i1과 제 2 스위치(33_2)에 흐르는 전류 i2를 샘플링하고자 한다. ts 지점에서는 제 1 스위치(33_1)가 턴-온 상태이지만 제 2 스위치(33_2)가 턴-오프 상태이므로 전류 i1에 대응되는 전류값을 샘플링할 수 있지만, 전류 i2의 값은 '0' 이므로 각 레그의 모든 전류값을 정밀하게 샘플링한 결과라고 할 수 없다.
도 8b를 참조하면, 도 8a와 달리 전류 i1에 대응되는 전류값이 샘플링되고, 전류 i2에 대응되는 전류값도 샘플링된다. 그러나, 전류 i1에 대응되는 샘플링된 전류값은 제 1 스위치(33_1)의 턴-온 구간 동안 전류값의 평균값(average value)이라고 볼 수 있으나, 전류 i2에 대응되는 샘플링된 전류값은 제 2 스위치(33_2)의 턴-온 구간동안 전류값의 최소값에 해당된다. 따라서, 도 8b에 따른 전류 샘플링의 경우도 8a에서와 마찬가지로 각 스위치에 흐르는 전류값을 정밀하게 샘플링한 결과라고 할 수 없다.
도 8c를 참조하면, 전력 제어 장치의 마이컴은 제 1 스위치(33_1)의 턴-온 구간 동안 전류값의 평균값(average value)에 대응되는 지점(ts1)에서 전류 i1를 샘플링하고, 제 2 스위치(33_2)의 턴-온 구간동안 전류값의 평균값(average value)에 대응되는 지점(ts2)에서 전류 i2를 샘플링한다. 도 8c에 따른 샘플링 방법은 전류 i1와 전류 i2를 도 8a와 도 8b 대비 가장 정밀하게 샘플링하는 방법이라고 할 수 있다. 하지만, 도 8c의 경우도 제 1 스위치(33_1)와 제 2 스위치(33_2)를 각각 샘플링하게 되므로 샘플링 연산이 증가하게 되므로 고성능 마이컴을 사용하여야 하는 단점이 있다.
도 8d를 참조하면 CT3(38_1)에서 센싱되는 제 1 스위치(33_1)흐르는 전류 i1과 CT4(38_2)에서 센싱되는 제 2 스위치(33_2)흐르는 전류 i2는 모두 저역 통과 필터에 의해 필터링된다. 저역 통과 필터에 의해 필터링된 전류 i1과 i2는 각 스위치의 스위칭 구간에 상관없이 스위칭 주기 내에서 어떤 지점에서도 평균값을 가지게 된다. 따라서, 전력 제어 장치의 마이컴은 스위치의 스위칭 구간에 상관없이 어느 구간에서 1회 샘플링을 하여도 전류 i1과 i2의 평균값을 동시에 샘플링할 수 있게 된다. 물론 저역 통과 필터에 의해 필터링된 전류 i1과 i2가 스위칭 주기 내에서 완전히 동일한 값을 가지지 않을 수 있으나 적어도 최소한의 오차범위 내의 값 이내에서 거의 동일한 값을 가지게 될 것이며 이러한 오차는 밸런싱 제어를 수행함에 있어서 두 전류를 비교하는데 있어서 무시해도 될 만한 오차일 것이다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_3)를 도시하는 회로도이다.
도 4에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_3)는 도 3a에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_2)와 비교할 때, 전류 센서를 CT(current transformer)가 아닌 션트 저항(shunt resistors)으로 구성한 차이가 있다. 도 4를 참조하면, 제 1 스위치(33_1)를 도통하는 전류 i1은 전류 센서인 션트 저항 1(39_1)에 의해 센싱되고, 제 2 스위치(33_2)를 도통하는 전류 i2는 전류 센서인 션트 저항 2(39_2)에 의해 센싱되고, 정류부(20)에 흐르는 전류 iPFC 역시 션트 저항 3(39_3)에 의해 센싱된다.
도 4에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_3)는 도 2에 따른 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000_1)와 달리 PFC 제어용 스위치(33_1, 33_2)를 도통하는 전류 검출을 스위치(33_1, 33_2)나 인덕터(31_1, 31_2) 앞단에서 하는 것이 아니라 스위치(33_1, 33_2) 뒷단에서 함으로써, 전류 센서(39_1, 39_2)의 전위가 플로우팅(floating) 전위가 되지 않도록 할 수 있는 장점이 있다. 또한, 전류 센싱을 션트 저항으로 할 경우 별도의 절연 회로 없이 간단하게 센싱 회로를 구성할 수 있는 장점이 있다.
도 5는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치의 회로도와 제어부의 상세 블록도이다.
도 5를 참조하면, 전체 제어구성은 제 1 아날로그부(71), 제어부(70), 제 2 아날로그부(73)으로 3 부분으로 나누어진다. 제어부(70)는 디지털 제어를 수행하는 부분일 수 있다.
제 1 아날로그부(71)와 제 2 아날로그부(73)는 아날로그 회로로 구성될 수 있다. 제어부(70)는 마이컴(혹은 프로세서)에 의한 제어에 의해 수행될 수 있는 블록이다.
제 1 아날로그부(71)는 레그 전류 센싱회로(혹은 감산기)(711), 저역 통과 필터(712), PFC 전류 센싱회로(713), 입력 전압 센싱 회로(714)를 포함할 수 있다.
레그 전류 센싱회로(혹은 감산기)(711)는 각 스위치(33_1, 33_2)가 있는 레그 1(301)과 레그 2(302)에 흐르는 전류를 센싱하는 회로이다. 바람직하게, 레그 전류 센싱회로(혹은 감산기)(711)는 각 스위치(33_1, 33_2) 뒷단에서 전류를 센싱할 수 있다. 레그 전류 센싱회로(혹은 감산기)(711)는 CT(current transformer 혹은 current transducer) 혹은 션트 저항으로 구성될 수 있으나 이에 한정되는 것은 아니고, 전류를 센싱하고 검출할 수 있는 어떤 수단도 레그 전류 센싱회로(혹은 감산기)(711)에 포함될 수 있다. 레그 전류 센싱회로(혹은 감산기)(711)에 의해 센싱된 전류 i1과 i2는 저역 통과 필터(712)를 통과하면서 필터링된다. 이 때 저역 통과 필터(712)의 차단 주파수는 각 스위치(33_1, 33_2)의 스위칭 주파수의 1/10배 이하로 설정하는 것이 바람직하다.
PFC 전류 센싱회로(713)는 전력 제어 장치(2000)에 흐르는 iPFC를 센싱하는 회로이다. PFC 전류 센싱회로(713)는 CT(current transformer 혹은 current transducer) 혹은 션트 저항으로 구성될 수 있으나 이에 한정되는 것은 아니고, 전류를 센싱하고 검출할 수 있는 수단은 어떤 것도 PFC 전류 센싱회로(713)에 포함될 수 있다.
입력 전압 센싱 회로(714)는 전력 제어 장치의 입력 전원(10)의 입력 전압을 센싱하는 회로이다. 입력 전압 센싱 회로(714)는 입력 전압 센서(11)를 포함하는 회로일 수 있다. 센싱된 입력 전압을 통해 입력 전류와의 위상차를 고려하여 고조파 제어 및 역률 보상을 수행할 수 있다.
제어부(70)는 마이컴(혹은 프로세서)에 의한 디지털 제어가 수행되는 부분이다. 제어부(70)는 밸런싱 제어기(721), 위상 추정기(722), 고조파 제어기(723), PFC 제어기(724), 페이즈 쉐딩부(725), PWM 생성기(726)를 포함할 수 있다.
밸런싱 제어기(721)는 제 1 스위치(33_1)와 제 2 스위치(33_2)에 흐르는 전류가 저역 통과 필터(712)를 통과하면 스위칭 전체 주기 동안 1회의 샘플링에 의해 구한 각 스위치에 흐르는 전류값에 기초하여 전류 밸런싱 제어를 수행할 수 있다.
위상 추정기(722)는 역률 보상 시 계통의 입력 전압과 전류(iPFC)의 위상이 최대한 같아지도록 하기 위해 계통의 입력 전압 위상을 추정할 수 있다.
고조파 제어기(723)는 계통의 입력 전류 고조파를 저감하기 위한 제어를 수행한다. 고조파 제어에 대한 상세한 실시예는 도 11과 도 12를 참조하여 설명하도록 한다.
PFC 제어기(724)는 전류(iPFC)와 위상 추정기(722)에 따른 계통의 입력 전압과 전류 간의 위상 차이 추정에 기초하여 역률 보상을 수행한다. 계통의 입력 전압과 전류 간의 위상 차이를 줄일수록 역률이 개선될 것이다. PFC 제어기(724)는 또한 고조파 제어기(723)에 의한 고조파 제어에 따른 전류 지령에 기초해서 역률 보상을 수행한다.
페이즈 쉐딩부(725)는 제 1 스위치(33_1)과 제 2 스위치(33_2)가 속한 레그 1(301)과 레그 2(302)의 불균형적 사용으로 인한 어느 한 레그의 스트레스 증가를 방지하기 위해 두 레그가 평형적으로 사용될 수 있도록 적절히 제어한다. 예를 들어, 어느 하나의 레그만 사용되는 저부하 동작에서, 각 레그가 평형적으로 사용될 수 있도록 페이즈 쉐딩부(725)는 임의로 레그를 선택하거나 순차적으로 레그를 선택하는 방식에 의해 어느 한 레그에 동작이 편향되는 것을 방지한다.
PWM 생성기(726)는 PFC 제어기(724)에 의해 최종적으로 결정된 전압 지령에 기초하여 각 스위치(33_1, 33_2)에 인가될 스위칭 파형 PWM1과 PWM2를 생성한다. 스위칭 파형 PWM1과 PWM2에 의해 각 스위치(33_1, 33_2)를 구동하는 게이트 드라이버(731)가 구동된다.
제 2 아날로그부(73)는 게이트 드라이버(731) 및 DC 링크 전압 센싱 회로(732)를 포함한다. 게이트 드라이버(731)는 PWM 생성기(726)에 의해 생성된 PWM 스위칭 신호(PWM1, PWM2)에 기초하여 제 1 스위치(33_1)와 제 2 스위치(33_2)의 게이트에 온-오프 신호를 출력한다. DC 링크 전압 센싱 회로(732)는 DC 링크 커패시터(40) 양단 전압을 센싱하며, DC 링크 전압 센서(60)를 대체하거나 포함하는 회로일 수 있다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치의 회로도와 제어부의 상세 블록도이다.
도 6에 따른 전력 제어 장치(2000_4)는 앞선 도 5에 따른 전력 제어 장치(2000)의 회로도와 제어부(70)와 거의 유사하나 정류부(20_2)의 한 레그마다 다이오드 대신 적어도 하나의 싸이리스터(SCR: silicon controlled rectifier) T1(21)과 T2(22)를 구비하여 DC 링크 커패시터(40)에서의 충전 속도가 제어될 수 있다. 따라서, SCR 제어기(727)는 정류부(20_2)의 싸이리스터 T1(21)과 T2(22)를 제어하여 DC 링크 커패시터(40)에서의 충전 속도를 제어할 수 있다.
싸이리스터 제어에 대한 좀더 상세한 설명을 위해 도 10a 내지 도 10d를 참조하도록 한다.
도 10a는 본 개시의 일 실시예에 따른 SCR을 이용한 정류부 회로도이다.
도 10a를 참조하면, 정류부 각 레그마다 적어도 하나의 싸이리스터 T1(21)과 T2(22)가 구비되어 있음을 알 수 있다. T1(21), T2(22)에 트리거 신호가 입력됨 따라 입력 전원(10)이 정류되기 시작하고, 정류된 입력 전원(10)은 DC 링크 커패시터(40)에 충전된다. DC 링크 커패시터(40)에 입력 전원(10)이 서서히 충전되는 원리는 도 10b 내지 도 10d를 참조하여 좀더 상세히 살펴보도록 한다.
도 10b 내지 도 10d는 본 개시의 일 실시예에 따른 SCR을 이용한 정류기에서 충전 동작을 도시하는 파형도이다.
도 10b는 본 개시의 일 실시예에 따른 SCR을 이용한 정류기에서 초기 충전 동작을 도시하는 파형도이다.
도 10b에서는 DC 링크 커패시터(40)의 최초 충전 개시를 위한 정류부의 초기 동작이 이루어진다.
도 10a에서 입력 전원(10)의 하강 제로 크로싱 직전에 T1(21)을 턴-온하면 도 10b에서 보는 바와 같이 △t1 기간 만큼의 입력 전원(10) 정류가 이루어지고 DC 링크 전압(VDC)이 서서히 증가하기 시작한다. 입력 전원(10)의 다음 반주기 동안에도 T2(22)는 상승 제로 크로싱 근방 부근에서야 턴-온되어 △t2 기간 만큼 만 입력 전원(10) 정류가 이루어지고 DC 링크 전압(VDC)이 △t2 기간 만큼 이루어진 정류 전압에 비례하여 서서히 증가한다.
다음 입력 전원(10) 반주기에서는 앞선 △t1 보다는 조금 더 긴 기간 동안 입력 전원(10)의 정류가 이루어지도록 T1(21)의 턴-온 시점을 앞당겨서 △t3 기간 만큼 입력 전원(10)의 정류가 이루어진다. 여기서 △t3 > △t1 이다. 마찬가지로 입력 전원(10) 다음 반주기에서는 앞선 △t2보다는 조금 더 긴 기간 동안 입력 전원(10)의 정류가 이루어지도록 T2(22)의 턴-온 시점을 앞당겨서 △t4 기간 만큼 입력 전원(10)의 정류가 이루어진다. 여기서 △t4 > △t2 이다.
도 10c는 시간적으로 도 10b의 초기 동작에 이어지는 정류부의 중간 동작이라고 볼 수 있다.
도 10c를 참조하면, T1(21) 트리거 신호는 앞선 도 10a 대비 입력 전원(10)의 반 주기 내에서 더 앞당겨져서 입력 전원(10)의 정류는 △t5 기간 동안 이루어진다. 여기서, △t4> △t3 이다. 마찬가지로 T2(22) 트리거 신호에 의해 T2(22)의 턴-온 시점도 도 10a 대비 입력 전원(10)의 반 주기 내에서 더 앞당겨져서 DC 링크 커패시터 전압(VDC) 값은 점점 증가함을 알 수 있다. 여기서, △t6 > △t4 이다.
T1(21) 트리거 신호는 이제 입력 전원(10)의 반 주기 내의 π/2 (90도) 지점에서 트리거링이 이루어져 △t7(△t7 > △t5), △t8(△t8 > △t6) 기간 만큼 입력 전원(10)의 정류가 이루어진다. 정류된 정압은 DC 링크 커패시터(40)에 충전되며 DC 링크 커패시터 전압(VDC) 값은 더욱 증가함을 알 수 있다.
도 10d를 참조하면, DC 링크 커패시터(40)의 충전이 완료되어 DC 링크 커패시터 전압(VDC)은 최대치를 유지하게 된다. 싸이리스터 T1(21)과 T2(22)는 제로 크로싱 지점과 동일한 지점에서 턴온되므로 싸이리스터 T1(21)과 T2(22)가 실질적으로 다이오드와 동일한 정류를 수행하게 된다. DC 링크 커패시터(40)의 충전이 완료된 상태에서는 △t9 + △t10 = 2π(360도)가 된다.
이러한 방식에 의해 DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압(VDC)을 급격히 올리지 않고 서서히 올리면서 계통의 안정을 꾀할 수 있다.
도 7은 본 개시의 일 실시예에 따른 밸런싱 제어를 위한 회로도이다.
전류 제어 장치의 레그 1(301)과 레그 2(302)에 흐르는 전류 i1과 i2는 각각 센싱 회로를 거쳐 스케일링될 수 있다. 레그 전류 센싱 회로(711)를 거쳐 스케일링된 전류 i1과 i2는 저역 통과 필터(712)를 거치면서 필터링된다. 필터링된 전류는 스위칭 주기 동안 마이컴(혹은 프로세서)에 의해 1회 필터링된다. 밸런싱 제어기(721)는 레그 1(301)과 레그 2(302)에 흐르는 전류 i1과 i2의 DC 값(혹은 평균값)을 비교하여 전류 i1의 DC 값(혹은 평균값)이 i2의 DC 값(혹은 평균값)이 낮으면 제 1 스위치(33_1)의 턴-온 듀티를 더 증가시키고, 반대로 전류 i1과 i2의 DC 값(혹은 평균값)을 비교하여 전류 i2의 DC 값(혹은 평균값)이 i1의 DC 값(혹은 평균값)보다 낮으면 제 2 스위치(33_2)의 턴-온 듀티를 더 증가시키면서 밸런싱 제어를 한다.
도 9a 및 도 9b는 본 개시의 일 실시예에 따른 페이즈 쉐딩 제어 시 전류 파형도이다.
도 9a를 참조하면, 상단 그래프 (A)는 전력 제어 장치의 입력 전류와 레그 1(301) 및 레그 2(302)에 흐르는 전류를 도시하고 있다. 도 9a 하단 그래프 (B)는 상단 그래프 (A)의 시간을 확장하여 보여주고 있다. 전력 제어 장치의 레그 2(302) 만을 동작시키는 경우 레그 1(301)에 흐르는 전류는 없다. 보통 저부하나 레그 1(301)이 고장나는 경우 레그 2(302)만을 동작시킬 수 있다. 레그 2(302) 동작이 이루어지는 중간에 레그 1(301)을 동작시키게 되면 레그 1(301)에 흐르는 전류 i1 및 레그 2(302)에 흐르는 전류 i2가 함께 나타나게 된다.
도 9b는 반대로 레그 1(301)과 레그 2(302)가 함께 동작하다가 레그 2(302) 동작을 중단하고 레그 1(301)만 동작하는 파형을 도시한다.
도 11은 본 개시의 일 실시예에 따른 고조파 제어기가 포함된 전력 제어 장치를 도시한다.
도 11에 따르면, 고조파 제어를 포함하는 전력 제어 장치(2000)는 가전기기일 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니다. 본 개시의 일실시예에 따라 도 11에 따른 전력 제어 장치(2000)는 에어컨 및/또는 에어컨 실외기에 적용될 수 있을 뿐 아니라 서버파워, 전기자동차 완속 충전기에도 적용될 수 있다. 또한, 도 11에 따른 전력 제어 장치(2000)는 공기 조화기, 세탁기, 건조기, 전등 제어 장치, TV, 가열장치, 및 스타일러(styler) 등을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 가열장치는 스마트 주전자(smart kettle), 차주전자(teapot), 커피포트(coffee pot), 인덕션 장치, 토스트, 에어프라이어, 하이라이트, 밥솥 등을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
도 11에 따른 전력 제어 장치(2000)에서 도시된 구성요소 모두가 필수구성요소인 것은 아니다. 도시된 구성요소보다 더 많은 구성요소에 의해 전력 제어 장치(2000)가 구현될 수도 있고, 그보다 적은 구성요소에 의해서 전력 제어 장치(2000)가 구현될 수 있다. 본 개시의 일 실시예에 따라 전력 제어 장치(2000)는 가전 장치, 가전기기, 전기기기 또는 조리기기일 수 있다. 또한 본 개시의 일 실시예에 따라 전력 제어 장치(2000)는 독립되어 판매되는 가전 장치일 수도 있고 가전 장치의 일부 제품을 구성하는 장치일 수도 있다.
이하에서는 전력 제어 장치(2000)의 각 구성에 대해서 살펴보기로 한다.
일 실시예에 따라, 입력 전원(Vac, 10)은 아웃렛(power outlet)에 연결되는 전원선을 통한 교류 전원일 수 있다. 일 실시예에 따라, 입력 전원(10)은 무선 전력 전송에 따라 무선 스테이션(도시되지 않음)으로부터 무선으로 교류 전원을 수신하는 수신 장치일 수 있다.
입력 전압 센서(11)는 입력 전원(10)의 전압을 센싱하여 센싱된 전압 정보를 제어부(70)의 입력으로 전달한다. 전류 센서 CT5(38_3)는 입력 전원의 전류를 센싱하고, 센싱된 전류 정보를 제어부(70)의 입력으로 전달한다.
일 실시예에 따라, 도 11에 따른 PFC 회로(30)는 정류회로를 포함할 수 있다. PFC 회로(30)의 상세 회로는 도 1 내지 도 3에 따른 PFC 회로일 수 있다. PFC 회로(30)를 통해 고조파 제어된 전압은 DC 링크 커패시터(40)에 의해 평활화되어 부하(50)에 공급된다. 입력 전압 센서(61)에 의해 센싱된 전압과 DC 링크 전압 센서(60)에 의해 센싱된 DC 링크 전압(VDC), 그리고 전류 센서 CT5(38_3)에 의해 센싱된 입력 전원의 전류는 모두 제어부(70)의 입력으로 사용된다.
일 실시예에서, 제어부(70)는 전력 제어 장치(2000)가 구비한 프로세서 혹은 마이컴 (도시되지 않음)에 의한 제어 프로세싱이 이루어지는 곳일 수 있다. 프로세서 혹은 마이컴을 포함하는 제어장치의 블록도는 도 13에서 다시 상세히 설명하도록 한다.
이하에서는 제어부(70)의 동작을 상세히 살펴보기로 한다.
고조파 추출기(7210)는 전류 센서(38_3)에 의해 센싱된 계통의 전류(iPFC) 정보로부터 고조파 성분들을 추출한다. 고조파 성분의 추출은 프로세서 혹은 마이컴(micom)이 담당하며, 고속 푸리에 변환(FFT, fast Fourier transform) 혹은 대역통과필터(band pass filter)를 사용하여 고조파 성분들이 추출될 수 있다. 추출되는 고조파 성분들의 종류는 전력 제어 장치(2000)가 구비한 프로세서 혹은 마이컴의 성능과 메모리 용량에 따라 달라진다. 일 실시예에서, 프로세서 혹은 마이컴의 성능과 메모리 용량이 뒷받침된다면, 프로세서 혹은 마이컴은 계통 전류로부터 제 3 고조파 성분 뿐 아니라 높은 주파수의 고조파 성분(예컨대, 제 5, 7, 9 고조파 성분)까지 추출할 수 있다. 프로세서 혹은 마이컴이 높은 주파수의 고조파 성분까지 추출하여 고조파 제어를 수행하면 전력 제어 장치(2000)가 포함된 전체 계통(시스템)의 역률(power factor)이 더 정밀하게 개선될 수 있다. 하지만, 만일 프로세서 혹은 마이컴의 성능과 메모리 용량이 한정적이라면 프로세서 혹은 마이컴은 THD(total harmonic distortion)에 가장 큰 영향을 주는 제 3 고조파 성분 또는 제 3 고조파 성분과 제 5 고조파 성분만 추출한다. 프로세서 혹은 마이컴이 제 3 고조파 성분 또는 제 3 고조파 성분과 제 5 고조파 성분의 크기만을 제어하여도 본 개시에 따른 고조파 제어 및/또는 역률 개선 효과를 거둘 수 있다.
계통 정보 추정기(7220)는 입력 전압 센서(11)로부터 입력 전원(10)의 전압을 센싱한 전압 정보를 수신한다. 고조파 제어기(723)는 기본적으로 전류 센서(38_3)에 의해 센싱된 입력 전원(10)의 전류 정보, 고조파 추출기(7210)에 의해 추출된 고조파 성분, 및 계통 정보 추정기(7220)로부터 입력 전원(10)의 전압 정보를 수신하여 입력 전압과 입력 전류 간의 위상 차를 판단할 수 있고, 고조파 성분들의 크기를 판단할 수 있다.
고조파 제어기(723)는 만일 고조파 성분의 크기가 소정의 규격값보다 더 커서 고조파 성분들의 크기가 규격을 만족하지 않는다고 판단하며, PFC 회로(30)가 포함하는 스위치의 미도통 구간 크기(δ, 미스위칭 구간 크기)를 줄이도록 제어값을 출력한다.
반대로 고조파 제어기(723)는 만일 고조파 성분들의 크기가 규격을 만족하면, PFC 회로(30)가 포함하는 스위치의 미도통 구간 크기(δ, 미도통 구간 값 혹은 미스위칭 구간 크기)를 증가시키도록 제어값을 출력한다. 참고로, 본 명세서 전반에 걸쳐서 소정의 규격값은 '소정의 기준값'과 동일한 의미로 대체되어 사용될 수 있고, 소정의 고조파 규격값은 소정의 고조파 기준값과 동일한 의미로 대체되어 사용될 수 있다. 또한, 본 명세서 전반에 걸쳐서 '스위치의 미도통 구간'은 '미스위칭 구간'과 서로 대체되어 사용될 수 있으며 동일한 의미로 간주된다.
고조파 성분의 규격은 국가별로 그리고 전력 레벨 별로 그 기준이 다르다. 따라서 개별 국가와 전력 레벨에 따라 고조파 제어기(723)는 입력되는 고조파 성분과 비교하는 고조파 규격의 크기를 미리 정해서 내부 메모리에 저장할 수 있다. 예를 들어 IEEE standard 519 (2014년)에서는 다음과 같은 THD 제한을 두고 있다.
Bus voltage V at PCC* Individual Harmonics(%) Total harmonic distortion THD(%)
V ≤ 1.0 kV 5.0 8.0
1.0 kV < V ≤69kV 3.0 5.0
69kV < V ≤161kV 1.5 2.5
161kV < V 1.0 1.5**
* PCC: Point of common coupling
** 고전압 시스템은 THD 2.0 %까지 허용
일 실시예에서, 고조파 제어기(723)는 스위치 미도통 구간 크기(δ)와 입력 전원(10)의 전압 정보를 통해 결정된 전압의 위상정보(θ)에 기초하여 전류 모양 지령 ref(θ, δ) = |sinα|를 출력한다. 위 전류 모양 지령 ref(θ, δ) = |sinα|은 미도통 구간 크기를 반영한 위상 지령이라고 할 수 있다. DC 링크 전압 센서(60)는 DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압을 센싱하고 센싱된 DC 링크 양단 전압값 VDC는 DC 링크 전압 지령과 연산(DC 링크 전압 지령과 DC 링크 양단 전압값의 차이 산출)되어 전압제어기(7240)에 입력된다. 전압제어기(7240)의 출력은 전류 크기 지령이라고 할 수 있다. 출력된 전류 크기 지령은 고조파 제어기(723)의 출력 |sinα|, 전류 센서(38_3)에 의해 센싱된 전류 정보와 함께 전류제어기(7250)에 입력된다. 전류제어기(7250)는 전류 크기 지령에 전류 위상 및 전류 모양 지령인 |sinα|를 곱한 최종 전류 지령값을 산출하고, PWM(pulse width modulation) 생성기(726)는 PFC 회로(30)의 스위치 제어를 위한 게이트 신호를 출력하게 된다. 일 실시예에서, 제어기(720)의 동작에 따라 PFC 회로(30)는 아래 수학식 1에 따른 전류 모양 지령 |sinα|에 의한 전류 파형을 출력한다.
Figure PCTKR2023004809-appb-img-000001
Figure PCTKR2023004809-appb-img-000002
Figure PCTKR2023004809-appb-img-000003
수학식 1에 따른 전류 모양 지령 생성은 일 실시예일 뿐 다른 방식에 의해 전류 지령을 생성할 수 있다.
도 11에서 고조파 제어기(723), 전압 제어기(7240), 및 전류 제어기(7250)는 일반적으로 PI 제어기(proportional integral controller)를 사용할 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니다.
일 실시예에서, 도 11에 따른 PFC 회로(30)에 의한 전력 제어 장치(2000)의 부스트 동작에 의해 DC 링크 커패시터(40) 양단의 DC 전압 크기는 계통의 입력 전압의 크기보다 크다.
도 12는 본 개시의 일 실시예에 따라 미도통 구간을 반영한 전류 모양 지령 출력의 파형을 도시한다.
도 12를 참조하면, 연속적인 사인(sin)파형의 전류 파형 |sinθ|(1210)는 미도통 구간 크기 δ가 결정되면 도 12에 도시된 바와 같은 |sinα|(1230) 모양의 전류 모양 지령에 따른 전류 파형을 가지게 된다. 전류 파형을 고려할 때 |sinα|(1230)는 |sinθ|(1210)보다 고조파 성분이 증가할 것이다. 만일 |sinα|(1230)의 고조파 성분이 소정의 고조파 규격값보다 커지면 전력 제어 장치(2000)의 제어에 의해 미도통 구간 크기 δ가 작아지고, |sinα|(1230) 파형은 |sinθ|(1210) 파형에 더 접근하게 된다. 반대로 |sinα|(1230)의 고조파 성분이 소정의 고조파 규격값보다 작아지면, 스위치의 미도통 구간 크기 δ가 더 커지도록 |sinα|(1230)의 전류 파형이 결정될 것이다.
도 13은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치의 블록도이다.
전력 제어 장치 블록도는 전력 제어 장치(2000)뿐 아니라 도 1 내지 도 7 및 도 11에 따른 전력 제어 장치 모두에 대응되고 적용될 수 있다. 도 13에 따른 전력 제어 장치의 블록도는 계통에 따른 회로도와 더불어 PFC 회로(30)의 게이트 제어, 제어부(70)의 전반적인 제어를 수행하는 마이컴 혹은 프로세서(2200)를 포함할 수 있다.
도 13에 도시된 바와 같이, 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치(2000)는, 구동부(2100), 프로세서(2200), 통신 인터페이스(2300), 센서부(2400), 출력 인터페이스(2500), 사용자 입력 인터페이스(2600), 메모리(2700)를 포함할 수 있다. 전력 제어 장치(2000)의 각 구성요소들은 모두 필수적인 것은 아니며, 제조사의 설계 사상에 따라 각 구성요소들은 가감될 수 있다.
이하 상기 구성요소들에 대해 차례로 살펴본다.
구동부(2100)는 외부 전원으로부터 전력을 공급받고, 프로세서(2200)의 구동 제어 신호에 따라 부하에 전류를 공급할 수 있다. 구동부(2100)는 EMI (Electro Magnetic Interference) 필터(2111), 정류 회로(2112), 인버터 회로(2113), PFC 회로(30), 저역 통과 필터(712)를 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
EMI 필터(2111)는 외부 전원(ES: External Source)으로부터 공급되는 교류 전력에 포함된 고주파 잡음을 차단하고, 미리 정해진 주파수(예를 들어, 50Hz 또는 60Hz)의 교류 전압과 교류 전류를 통과시킬 수 있다. EMI 필터(2111)와 외부 전원(ES) 사이에는 과전류를 차단하기 위한 퓨즈(Fuse)와 릴레이(Relay)가 마련될 수 있다. EMI 필터(2111)에 의하여 고주파 잡음이 차단된 교류 전력은 정류 회로(2112)에 공급된다.
정류 회로(2112)는 정류부(20)가 포함하는 회로일 수 있다. 정류 회로(2112)는 교류 전력을 직류 전력으로 변환할 수 있다. 예를 들어, 정류 회로(2112)는 시간에 따라 크기와 극성(양의 전압 또는 음의 전압)이 변화하는 교류 전압을 크기와 극성이 일정한 직류 전압으로 변환하고, 시간에 따라 크기와 방향(양의 전류 또는 음의 전류)이 변화하는 교류 전류를 크기가 일정한 직류 전류로 변환할 수 있다. 정류 회로(2112)는 브리지 다이오드를 포함할 수 있다. 예를 들어, 정류 회로(2112)는 4개의 다이오드를 포함할 수 있다. 브리지 다이오드는 시간에 따라 극성이 변화하는 교류 전압을 극성이 일정한 양의 전압으로 변환하고, 시간에 따라 방향이 변화하는 교류 전류를 방향이 일정한 양의 전류로 변환할 수 있다. 일 실시예에서, 정류 회로(2112)는 2개의 다이오드와 2개의 싸이리스터를 포함할 수 있다. 1개의 싸이리스터와 1개의 다이오드가 1개의 정류 레그를 구성하고, 또 다른 1개의 싸이리스터와 1개의 다이오드로 또 다른 1개의 정류 레그를 구성할 수 있다. 하지만, 이는 입력 전원이 단상인 경우로서, 만일 입력 전원이 3상이면, 3개의 싸이리스터와 3개의 다이오드로 3개의 레그를 포함하는 정류 회로(2112)를 구성할 수 있다. 프로세서(2200)는 싸이리스터를 제어하여, DC 링크 커패시터(40)에 충전되는 전압이 급격하게 증가하지 않고 서서히 증가하도록 제어할 수 있다.
인버터 회로(2113)는 부하(도시되지 않음)에 전류를 공급하거나 차단하는 스위칭 회로를 포함할 수 있다. 스위칭 회로는 제 1 스위치와 제 2 스위치를 포함할 수 있다. 제 1 스위치와 제 2 스위치는 정류 회로(2112)로부터 출력되는 플러스 라인과 마이너스 라인 사이에서 직렬로 연결될 수 있다. 제 1 스위치와 제 2 스위치는 프로세서(2200)의 구동 제어 신호에 따라 턴-온되거나 턴-오프될 수 있다.
인버터 회로(2113)는 부하에 공급되는 전류를 제어할 수 있다. 예를 들어, 인버터 회로(2113)에 포함된 제 1 스위치와 제 2 스위치의 턴 온/턴 오프에 따라 부하에 흐르는 전류의 크기 및 방향이 변화할 수 있다. 이 경우, 부하에는 교류 전류가 공급될 수 있다. 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 스위칭 동작에 따라 부하에 사인파 형태의 교류 전류가 공급된다. 또한, 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 스위칭 주기가 길수록(예컨대, 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 스위칭 주파수가 작을수록) 부하에 공급되는 전류가 커질 수 있으며, 부하에 출력하는 자기장의 세기(전력 제어 장치(2000)가 가열 장치일 때 가열 장치의 출력)가 커질 수 있다. 도 13에서 인버터 회로(2113)는 부하에 교류를 공급할 때 필요할 수 있으므로 부하에 직류를 공급하는 전력 제어 장치(2000)에서는 인버터 회로(2113)가 필요하지 않을 수 있다. 또한 전력 제어 장치(2000)가 본 개시의 일 실시예에 따른 인터리브드 부스트 전력 장치인 경우에는 각 레그(301, 302)의 스위치(33_1, 33_2)를 통해 스위치 제어가 필요하므로 별도의 인버터 회로가 필요하지 않다. 다시 말해, 일 실시예에 따라 전력 제어 장치(2000)의 인버터 회로(2113)는 PFC 회로(30)로 대체되어 사용될 수 있다.
전력 제어 장치(2000)의 구동부(2100)는 저역 통과 필터(712)를 포함할 수 있다. 저역 통과 필터(712)는 아날로그 회로로 구성될 수도 있고 디지털 프로그래밍으로로 구현될 수도 있다. 저역 통과 필터(712)를 통해 각 레그(301, 302)에서 검출되는 전류(i1, i2)를 스위칭 주기 동안 임의의 시점에서 1회의 샘플링으로 전류의 DC값 혹은 평균값을 손쉽게 구할 수 있다.
프로세서(2200)는, 전력 제어 장치(2000)의 전반적인 동작을 제어한다. 프로세서(2200)는 메모리(2700)에 저장된 프로그램들을 실행함으로써, 구동부(2100), 통신 인터페이스(2300), 센서부(2400), 출력 인터페이스(2500), 사용자 입력 인터페이스(2600), 메모리(2700)를 제어할 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 의하면, 프로세서(2200)는, 인공 지능(AI) 프로세서를 탑재할 수도 있다. 인공 지능(AI) 프로세서는, 인공 지능(AI)을 위한 전용 하드웨어 칩 형태로 제작될 수도 있고, 기존의 범용 프로세서(예: CPU 또는 application processor) 또는 그래픽 전용 프로세서(예: GPU)의 일부로 제작되어 가열 장치(2000)에 탑재될 수도 있다.
본 개시의 일 실시예에 의하면, 프로세서(2200)는 전력 제어 장치(2000)의 제어부(70)가 포함하는 고조파 추출기, 고조파 제어기, 전류제어기, 전압제어기의 제어기 동작을 수행할 수 있다. 여기서 고조파 제어기, 전류제어기, 전압제어기의 제어기는 PI 제어기일 수 있으나 이에 한정되는 것은 아니다. 전력 제어 장치(2000)의 고조파 성분 규격값에 대한 정보는 메모리(2700)에 저장되어 있을 수 있다.
프로세서(2200)는 필요에 따라 IoT(Internet of Things) 네트워크 상에서 동작하거나 홈 네트워크에서 동작하도록 통신 인터페이스(2300)를 포함할 수 있다.
통신 인터페이스(2300)는, 근거리 통신부(2310), 원거리통신부(2320)를 포함할 수 있다. 근거리 통신부(2310, short-range wireless communication interface)는, 블루투스 통신부, BLE(Bluetooth Low Energy) 통신부, 근거리 무선 통신부(Near Field Communication interface), WLAN(와이파이) 통신부, 지그비(Zigbee) 통신부, 적외선(IrDA, infrared Data Association) 통신부, WFD(Wi-Fi Direct) 통신부, UWB(Ultra Wideband) 통신부, Ant+ 통신부 등을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 원거리통신부(2320)는, 이동 통신망 상에서 기지국, 외부의 단말, 서버 중 적어도 하나와 무선 신호를 송수신한다. 여기에서, 무선 신호는, 음성 호 신호, 화상 통화 호 신호 또는 문자/멀티미디어 메시지 송수신에 따른 다양한 형태의 데이터를 포함할 수 있다. 원거리통신부(2320)는, 3G 모듈, 4G 모듈, 5G 모듈, LTE 모듈, NB-IoT 모듈, LTE-M 모듈 등을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
본 개시의 일 실시예에 의하면, 통신 인터페이스(2300)를 통해 전력 제어 장치(2000) 외부의 서버나 다른 전기기기와 통신을 하고 데이터를 송수신할 수 있다.
센서부(2400)는 전류 센서(1600), 입력 전압 센서(11), 및 DC 링크 전압 센서(60)를 포함할 수 있다. 전류 센서(1600)는 전력 제어 장치(2000) 회로의 다양한 위치에 배치되어, 전류(주로 교류 전류) 정보를 획득할 수 있다. 예를 들어, 전류 센서(1600)는 레그 1(301)에 흐르는 전류를 센싱하는 센서(37_1, 38_1 또는 39_1), 레그 2(302)에 흐르는 전류를 센싱하는 센서(37_2, 38_2 또는 39_2), 및 계통의 전류인 iPFC를 센싱하는 센서(38_3)를 포함할 수 있다. 입력 전압 센서(11)는 전력 제어 장치(2000)의 입력 전원(10)의 전압 정보를 센싱하는데 사용된다. DC 링크 전압 센서(1800)는 DC 링크 전압을 센싱하여 전압 제어기(7240) 입력으로 사용될 수 있다.
출력 인터페이스(2500)는, 오디오 신호 또는 비디오 신호의 출력을 위한 것으로, 디스플레이부(2510)와 음향 출력부(2520) 등이 포함될 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 의하면, 전력 제어 장치(2000)는 디스플레이부(2510)를 통해서 전력 제어 장치(2000)와 관련된 정보를 표시해 줄 수 있다. 예를 들어, 전력 제어 장치(2000), 전력 제어 장치(2000)의 역률 정보나 각 고조파 성분값(예를 들어 입력 전류 대비 각 고조파 성분의 % 혹은 A(ampere))를 디스플레이부(2510)에 표시할 수 있다.
디스플레이부(2510)와 터치패드가 레이어 구조를 이루어 터치 스크린으로 구성되는 경우, 디스플레이부(2510)는 출력 장치 이외에 입력 장치로도 사용될 수 있다. 디스플레이부(2510)는 액정 디스플레이(liquid crystal display), 박막 트랜지스터 액정 디스플레이(thin film transistor-liquid crystal display), 발광 다이오드(LED, light-emitting diode), 유기 발광 다이오드(organic light-emitting diode), 플렉시블 디스플레이(flexible display), 3차원 디스플레이(3D display), 전기영동 디스플레이(electrophoretic display) 중에서 적어도 하나를 포함할 수 있다. 그리고 전력 제어 장치(2000)의 구현 형태에 따라 디스플레이부(2510)를 2개 이상 포함할 수도 있다.
음향 출력부(2520)는 통신 인터페이스(2300)로부터 수신되거나 메모리(2700)에 저장된 오디오 데이터를 출력할 수 있다. 또한, 음향 출력부(2520)는 전력 제어 장치(2000)에서 수행되는 기능과 관련된 음향 신호를 출력할 수 있다. 음향 출력부(2520)는 스피커(speaker), 버저(Buzzer) 등을 포함할 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 의하면, 출력 인터페이스(2500)는 역률 정보, 고조파 성분 정보 중 적어도 하나를 디스플레이부(2510)를 통해 출력할 수 있다. 본 개시의 일 실시예에 의하면, 출력 인터페이스(2500)는 현재 파워 레벨, 동작 모드(예컨대, 저소음 모드, 일반 모드, 고출력 모드 등), 역률 제어 상태, 현재 역률 등을 표시할 수도 있다.
사용자 입력 인터페이스(2600)는, 사용자로부터의 입력을 수신하기 위한 것이다. 사용자 입력 인터페이스(2600)는 키 패드(key pad), 돔 스위치(dome switch), 터치 패드(접촉식 정전 용량 방식, 압력식 저항막 방식, 적외선 감지 방식, 표면 초음파 전도 방식, 적분식 장력 측정 방식, 피에조 효과 방식 등), 조그 휠, 조그 스위치 중 적어도 하나일 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
사용자 입력 인터페이스(2600)는 음성 인식 모듈을 포함할 수 있다. 예를 들어, 전력 제어 장치(2000)는 마이크로폰을 통해 아날로그 신호인 음성 신호를 수신하고, ASR(Automatic Speech Recognition) 모델을 이용하여 음성 부분을 컴퓨터로 판독 가능한 텍스트로 변환할 수 있다. 전력 제어 장치(2000)는 자연어 이해(Natural Language Understanding, NLU) 모델을 이용하여 변환된 텍스트를 해석하여, 사용자의 발화(utterance) 의도를 획득할 수 있다. 여기서 ASR 모델 또는 NLU 모델은 인공지능 모델일 수 있다. 인공지능 모델은 인공지능 모델의 처리에 특화된 하드웨어 구조로 설계된 인공지능 전용 프로세서에 의해 처리될 수 있다. 인공지능 모델은 학습을 통해 만들어 질 수 있다. 여기서, 학습을 통해 만들어진다는 것은, 기본 인공지능 모델이 학습 알고리즘에 의하여 다수의 학습 데이터들을 이용하여 학습됨으로써, 원하는 특성(또는, 목적)을 수행하도록 설정된 기 정의된 동작 규칙 또는 인공지능 모델이 만들어짐을 의미한다. 인공지능 모델은, 복수의 신경망 레이어들로 구성될 수 있다. 복수의 신경망 레이어들 각각은 복수의 가중치들(weight values)을 갖고 있으며, 이전(previous) 레이어의 연산 결과와 복수의 가중치들 간의 연산을 통해 신경망 연산을 수행한다.
언어적 이해는 인간의 언어/문자를 인식하고 응용/처리하는 기술로서, 자연어 처리(Natural Language Processing), 기계 번역(Machine Translation), 대화 시스템(Dialog System), 질의 응답(Question Answering), 음성 인식/합성(Speech Recognition/Synthesis) 등을 포함한다.
메모리(2700)는, 프로세서(2200)의 처리 및 제어를 위한 프로그램을 저장할 수도 있고, 입/출력되는 데이터들(예컨대, 전력 제어 장치(2000)의 역률 정보, 고조파 성분에 관한 정보 등)을 저장할 수도 있다. 메모리(2700)는 인공지능 모델을 저장할 수도 있다.
메모리(2700)는 플래시 메모리 타입(flash memory type), 하드디스크 타입(hard disk type), 멀티미디어 카드 마이크로 타입(multimedia card micro type), 카드 타입의 메모리(예를 들어 SD 또는 XD 메모리 등), 램(RAM, Random Access Memory) SRAM(Static Random Access Memory), 롬(ROM, Read-Only Memory), EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory), PROM(Programmable Read-Only Memory), 자기 메모리, 자기 디스크, 광디스크 중 적어도 하나의 타입의 저장매체를 포함할 수 있다. 또한, 전력 제어 장치(2000)는 인터넷(internet)상에서 저장 기능을 수행하는 웹 스토리지(web storage) 또는 클라우드 서버를 운영할 수도 있다.
도 14는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치에서 밸런싱 제어를 수행하는 방법의 흐름도이다.
1410 단계에서, 정류부(20)에 의해 계통의 입력 전류가 정류된다. 정류부(20)는 보통 다이오드를 사용하지만, 앞선 도 6에서 살펴본 바와 같이 싸이리스터와 같은 스위칭이 가능한 능동 소자로 구성될 수 있다. 제어부(70)는 싸이리스터(SCR)에 의해 초기 DC 링크 충전이 서서히 이루어지도록 하여 DC 링크 커패시터의 스트레스를 줄일 수 있다.
1420 단계에서, 전류 센서는 정류부(20)의 출력과 연결되는 제 1 스위치(33_1)와 제 2 스위치(33_2)를 각각 도통하는 전류를 센싱한다. 이 때 전류 센싱은 인터리브드 방식으로 제 1 스위치(33_1)와 제 2 스위치(33_2)를 구동할 때, 각 스위치 앞단에 배치되는 인덕터의 앞단에서 센싱할 수도 있으나, 각 스위치의 후단에서 센싱하여 공통 그라운드를 형성하도록 할 수 있다.
1430 단계에서, 저역 통과 필터 회로 또는 디지털 저역 통과 필터링에 의해 각 레그(301, 302)에서 센싱된 전류는 필터링된다.
1440 단계에서, 저역 통과 필터링된 전류는 스위칭 주기 내에서 거의 동일한 값 - 소정의 오차값 이내의 값 - 을 가지므로, 프로세서(2200)가 각 레그(301, 302)에서 센싱된 전류 모두를 1회만 샘플링 하면 된다. 즉, 제 1 스위치(33_1)의 주기와 제 2 스위치(33_2)의 주기 전체를 합한 주기 내에서 단 한번의 샘플링으로 제 1 스위치(33_1)에 흐르는 전류와 제 2 스위치(33_2)에 흐르는 전류를 정밀하게 샘플링할 수 있다.
1450 단계에서, 전력 제어 장치의 프로세서(2200)는, 샘플링된 전류에 기초하여 제 1 스위치(33_1)를 도통하는 전류와 제 2 스위치(33_2)를 도통하는 전류의 평균값이 소정의 기간 동안 같아지도록 밸런싱 제어를 수행한다. 프로세서(2200)는 밸런싱 제어에 따라 계통의 역률 보상을 수행한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)는 가전기기에 적용될 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니다. 본 개시의 일실시예에 따른 전력 제어 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)는 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치일 수 있으며, 다양한 가전장치를 비롯한 전기기기에 적용될 수 있다. 본 개시의 일실시예에 따른 전력 제어 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)는 에어컨 및/또는 에어컨 실외기에 적용될 수 있을 뿐 아니라 서버파워, 전기자동차 완속 충전기에도 적용될 수 있다. 또한, 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)는 공기 조화기, 세탁기, 건조기, 전등, TV, 가열장치, 및 스타일러(styler) 등을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 가열장치는 스마트 주전자(smart kettle), 차주전자(teapot), 커피포트(coffee pot), 인덕션 장치, 토스트, 에어프라이어, 하이라이트, 밥솥 등을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)에서 도시된 구성요소 모두가 필수구성요소인 것은 아니다. 도시된 구성요소보다 더 많은 구성요소에 의해 전력 제어 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)가 구현될 수도 있고, 그보다 적은 구성요소에 의해서 전력 제어 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)가 구현될 수 있다. 본 명세서 전반에 걸쳐서 전력 제어 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)는 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치, 가전 장치, 가전기기, 조리기기 혹은 전기장치로 지칭될 수 있으며, 이들 용어는 서로 교환되거나 대체되어 사용될 수 있다. 또한 본 명세서 전반에 걸쳐서 전력 제어 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)를 포함하는 전기기기는 독립되어 판매되는 가전 장치일 수도 있고 가전 장치의 일부 제품을 구성하는 장치일 수도 있다.
본 명세서 전반에 걸친 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)는 2개의 레그를 채용하는 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치로 도시되고 설명되었지만, 본 개시의 일 실시예에 따른 밸런싱 제어를 위한 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4) 3개 이상의 레그를 가지는 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치에도 동일하게 적용될 수 있다.
본 개시에 따른 전류 샘플링 방법에 의해, 밸런싱 제어를 위한 전류값 샘플링을 스위칭 주기 당 1회만으로 정밀한 전류 검출이 가능하고, 따라서, 전류 샘플을 간소화한 디지털 제어가 가능하므로 고성능 마이컴이 사용되지 않아도 된다.
본 개시의 일부 실시예는 컴퓨터에 의해 실행되는 프로그램 모듈과 같은 컴퓨터에 의해 실행가능한 명령어를 포함하는 기록 매체의 형태로도 구현될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 가용 매체일 수 있고, 휘발성 및 비휘발성 매체, 분리형 및 비분리형 매체를 모두 포함한다. 또한, 컴퓨터 판독가능 매체는 컴퓨터 저장 매체 및 통신 매체를 모두 포함할 수 있다. 컴퓨터 저장 매체는 컴퓨터 판독가능 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈 또는 기타 데이터와 같은 정보의 저장을 위한 임의의 방법 또는 기술로 구현된 휘발성 및 비휘발성, 분리형 및 비분리형 매체를 모두 포함한다. 통신 매체는 전형적으로 컴퓨터 판독가능 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈, 또는 반송파와 같은 변조된 데이터 신호의 기타 데이터, 또는 기타 전송 메커니즘을 포함하며, 임의의 정보 전달 매체를 포함한다.　 또한, 본 개시의 일부 실시예는 컴퓨터에 의해 실행되는 컴퓨터 프로그램과 같은 컴퓨터에 의해 실행가능한 명령어를 포함하는 컴퓨터 프로그램 또는 컴퓨터 프로그램 제품 (computer program product)으로도 구현될 수 있다.
기기로 읽을 수 있는 저장매체는, 비일시적(non-transitory) 저장매체의 형태로 제공될 수 있다. 여기서, '비일시적 저장매체'는 실재(tangible)하는 장치이고, 신호(signal)(예: 전자기파)를 포함하지 않는다는 것을 의미할 뿐이며, 이 용어는 데이터가 저장매체에 반영구적으로 저장되는 경우와 임시적으로 저장되는 경우를 구분하지 않는다. 예로, '비일시적 저장매체'는 데이터가 임시적으로 저장되는 버퍼를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 본 문서에 개시된 다양한 실시예들에 따른 방법은 컴퓨터 프로그램 제품(computer program product)에 포함되어 제공될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 상품으로서 판매자 및 구매자 간에 거래될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 기기로 읽을 수 있는 저장 매체(예: compact disc read only memory (CD-ROM))의 형태로 배포되거나, 또는 어플리케이션 스토어를 통해 또는 두개의 사용자 장치들(예: 스마트폰들) 간에 직접, 온라인으로 배포(예: 다운로드 또는 업로드)될 수 있다. 온라인 배포의 경우에, 컴퓨터 프로그램 제품(예: 다운로더블 앱(downloadable app))의 적어도 일부는 제조사의 서버, 어플리케이션 스토어의 서버, 또는 중계 서버의 메모리와 같은 기기로 읽을 수 있는 저장 매체에 적어도 일시 저장되거나, 임시적으로 생성될 수 있다.

Claims (15)

  1. 입력 전류를 정류하는 정류부(20);
    상기 정류부(20)의 출력을 위상 제어하기 위해 상기 정류부(20)의 출력과 연결되는 제 1 스위치(33_1) 및 제 2 스위치(33_2);
    상기 제 1 스위치(33_1)를 도통하는 전류를 센싱하기 위한 제 1 전류 센서(38_1) 및 상기 제 2 스위치(33_2)를 도통하는 전류를 센싱하기 위한 제 2 전류 센서(38_2);
    상기 제 1 전류 센서(38_1)와 상기 제 2 전류 센서(38_2)에 의해 센싱되는 전류를 필터링하는 저역 통과 필터(712); 및
    상기 저역 통과 필터(712)에 의해 필터링된 전류를 상기 제 1 스위치(33_1)와 상기 제 2 스위치(33_2)의 스위칭 전체 주기당 1회 샘플링하고, 상기 샘플링된 전류에 기초하여 상기 제 1 스위치(33_1)를 도통하는 전류와 상기 제 2 스위치(33_2)를 도통하는 전류의 평균값이 소정의 기간 동안 같아지도록 밸런싱 제어를 수행하는 적어도 하나의 프로세서(2200)를 포함하는 전력 제어 장치(2200).
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 저역 통과 필터에 의해 필터링된 전류의 전류값은 상기 스위칭 주기 내에서 소정의 편차값 이내에서 일정한 값을 가지는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 밸런싱 제어에 따라 역률 보상을 수행하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 필터링된 전류를 상기 제 1 스위치와 상기 제 2 스위치의 스위칭 주기당 1회 샘플링함으로써, 상기 제 1 스위치에 흐르는 전류와 상기 제 2 스위치에 흐르는 전류의 스위칭 주기 당 평균값을 동시에 획득하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 정류부(20)의 출력 전류를 센싱하는 출력 전류 센서(38_3);
    상기 정류부(20)의 출력 전압을 평활화하는 DC 링크 커패시터(40); 및
    상기 DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압을 센싱하는 전압 센서(60)를 더 포함하되,
    상기 정류부(20)의 출력 전류와 상기 DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압은 제어기에 입력되고 상기 적어도 하나의 프로세서(2200)는 상기 제어기의 출력을 통해 상기 제 1 스위치(33_1)와 상기 제 2 스위치(33_2)의 스위칭을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 입력 전류를 검출하는 입력 전류 센서를 더 포함하되,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 입력 전류 센서에 의해 검출된 상기 입력 전류로부터 고조파 성분을 획득하고, 상기 획득된 고조파 성분이 소정의 고조파 기준값보다 작아지도록 상기 제 1 스위치 및 상기 제 2 스위치의 미도통 구간 크기를 결정하고, 상기 결정된 미도통 구간 크기에 대응되는 전류 지령값을 생성하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서가 상기 결정된 미도통 구간 크기에 대응되는 상기 전류 지령값을 생성하는 것은,
    상기 적어도 하나의 프로세서가,
    상기 결정된 미스위칭 구간과 계통의 입력 전압과 상기 입력 전류의 위상차에 기초하여 상기 전류 지령값에 대응되는 전류 모양 지령값을 출력하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 획득된 고조파 성분이 소정의 고조파 기준값보다 작으면서도 상기 제 1 스위치 및 상기 제 2 스위치의 미도통 구간 크기가 최대가 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  9. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 정류부(20)의 출력 전압을 평활화하는 DC 링크 커패시터(40); 및
    상기 DC 링크 커패시터(40)와 병렬로 연결되는 적어도 2개의 레그(leg)(301, 302)를 갖는 PFC(power factor correction) 컨버터를 더 포함하되,
    상기 적어도 2개의 레그(leg)(301, 302) 중 하나는 상기 제 1 스위치(33_1), 또 다른 하나는 상기 제 2 스위치(33_2)를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서(2200)는 상기 적어도 2개의 레그(301, 302) 중 적어도 하나를 임의로 선택하고, PWM 스위칭 신호로 상기 임의로 선택된 적어도 하나의 레그에 포함된 상기 제 1 스위치(33_1) 또는 상기 제 2 스위치(33_2)를 온오프하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치(2000).
  10. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 정류부(20)의 출력 전압을 평활화하는 DC 링크 커패시터(40); 및
    상기 DC 링크 커패시터(40)와 병렬로 연결되는 적어도 2개의 레그(leg)(301, 302)를 갖는 PFC(power factor correction) 컨버터를 더 포함하되,
    상기 적어도 2개의 레그(leg)(301, 302) 중 하나는 상기 제 1 스위치(33_1), 또 다른 레그는 상기 제 2 스위치(33_2)를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서(2200)는 상기 적어도 2개의 레그(301, 302)를 순차적으로 선택하고, 상기 PWM 스위칭 신호로 상기 적어도 2개의 레그 중 선택된 적어도 하나의 레그에 포함된 상기 제 1 스위치(33_1) 또는 상기 제 2 스위치(33_2)를 온오프하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치(2000).
  11. 제 1 항 내지 제 10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서가 상기 저역 통과 필터에 의해 필터링된 전류를 상기 제 1 스위치와 상기 제 2 스위치의 스위칭 주기당 1회 샘플링하는 것은, 상기 적어도 하나의 프로세서가 상기 스위칭 주기 중 임의의 지점에서 샘플링하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  12. 제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 저역 통과 필터의 차단 주파수는 상기 제 1 스위치 또는 제 2 스위치의 스위칭 주파수의 1/10 이하로 설정되는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  13. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 정류부(20)의 출력 전압을 평활화하는 DC 링크 커패시터(40)를 더 포함하고,
    상기 정류부 중 적어도 일부는 스위치 소자(21, 22)로 구성되되,
    상기 적어도 하나의 프로세서(2200)는 상기 정류부(20)의 스위치 소자(21, 22)를 제어하여 계통 기동 시 상기 DC 링크 커패시터(40)에 충전되는 충전 전압의 크기를 점진적으로 증가시키는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치(2000).
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 정류부의 스위치 소자 중 적어도 일부는 싸이리스터인 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  15. 정류부에 의해 계통의 입력 전류를 정류하는 단계(1410);
    전류 센서에 의해, 상기 정류부의 출력과 연결되는 제 1 스위치와 제 2 스위치를 각각 도통하는 전류를 센싱하는 단계(1420);
    상기 센싱된 전류를 저역 통과 필터를 통해 필터링하는 단계(1430);
    적어도 하나의 프로세서에 의해, 상기 필터링된 전류를 상기 제 1 스위치와 상기 제 2 스위치의 스위칭 주기당 1회 샘플링하는 단계(1440); 및
    상기 샘플링된 전류에 기초하여 상기 제 1 스위치를 도통하는 전류와 상기 제 2 스위치를 도통하는 전류의 평균값이 소정의 기간 동안 같아지도록 밸런싱 제어를 수행하는 단계(1450)를 포함하는, 전력 제어 장치의 전류 제어 방법.
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