JPS62277075A - 整流回路の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 〔産業上の利用分野〕 本発明はダイオードで構成されたダイオードブリッジ回
路（全波整流回路）の交流入力電流の波形を改善するた
めの整流回路の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

交流電源から直流電源を簡易に得るには一般に交ｄε電
源をダイオードブリッジ回路で整流した後にコンデンサ
で平滑して直流を得る整流回路が使用されている。この
ような整流回路における交流入力電流は交流入力電圧と
平滑コンデンサの充電電圧（直流電圧）との差で流れる
。平滑コンデンサはダイオードブリッジ回路の交流入力
電圧の平均値に相当する電圧に充電されている。このた
め、交流入力電流は交流入力電圧がピーク値付近まで大
きくなって始めて流れ出すことになる。交流入力電流は
パルス状となり３倍、５倍等の低次高調波が含まれた歪
みが大きな波形になる。このような交流入力電流の波形
を改善するには整流回路の直流出力側に昇圧チョッパ回
路を設けて正弦波状の交流入力電流を正弦波状とするこ
とが行われている。このような整流回路を用いてダイオ
ードブリッジ回路の交流入力電流の力率を改善するには
例えば、特開昭５９−１９８８７３公報に記載されてい
る方法が知られている。この方法は一定の基準電圧と平
滑コンデンサ電圧の偏差を交流入力電圧に乗じて電流指
令信号を得、この電流指令信号に交流入力電流が一致す
るようにチョッパ回路を動作させることによって力率を
良くするものである。

、　　〔発明が解決しようとする問題点〕平滑コンデン
サは通常定格負荷のときに安定に制御できるように大き
な容景のものを使用している。このため、負荷の変動が
相当大きく変化しないとこのコンデンサの端子電圧は変
化しない。そのため軽負荷領域では負荷に比例した電流
指令信号が得られない。この結果、軽負荷領域では余分
な電流を供給することになり交流入力電流の効率が低下
する。

本発明の目的は軽負荷領域でも効率よく交流入力電流の
力率を向上させることのできる整流回路の制御装置を提
供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

基１１！電圧を負荷の大きさに比例して変化させる。

基準電圧と平滑コンデンサの端子電圧から検出される直
流電圧との偏差に交流入力電圧に同期した信号を乗じて
得られる正弦波信号を電流指令信号とし、この信号に前
記の交流入力電流或はダイオードブリッジ回路の出力電
流が追従するようにスイッチング素子を制御する。

〔作用〕

基Ｑ！雷電圧負荷の大きさに比例して変化する。

このため、軽負荷状態でも負荷の変化が基準電圧に反映
される。即ち負荷が変化（増加）するとその変化に対応
して基準電圧が増加し、直流電圧との偏差が生じ、スイ
ッチング素子はこの偏差に対応して動作する。これによ
ってダイオードブリッジ回路の出力には負荷の大きさに
比例した電流が流れる。また、負荷電流は交流入力電圧
に同期するように制御されるため、負荷が変化しても常
に力率＝１の交流入力電流が受電側に流れる。

〔発明の実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。

単相交流電源１０の交流電圧はダイオードをブリッジ結
線したダイオードブリッジ回路２０に入力される。ダイ
オードブリッジ回路２０は単相交流電源１０を全波整流
した直流電圧を出力する。

この直流電圧はダイオードブリッジ回路２０の直流側に
接続された昇圧チョッパ回路３０に入力される。昇圧チ
ョッパ回路３ｏはブリッジ回路２０の直流出力母線の一
方に直列接続された平滑リアクトル３１．ダイオード３
２と、ブリッジ回路２０の直流出力母線を平滑リアクト
ル３１を介して短絡するスイッチング素子３３とで構成
される。

スイッチング素子３３としては例えば電界効果トランジ
スタやパワートランジスタなどが用いられる。昇圧チョ
ッパ回路３０には平滑コンデンサ４０が接続され、チョ
ッパ回路３０で得られたエネルギーが平滑コンデンサ４
０に貯えられる。平滑コンデンサ４０で平滑された直流
電圧がＰ　Ｗ　Ｍインバータ６０に加えられる。誘導電
動機７０はＰＷＭインバータ６０によって可変速駆動さ
れろ。

なお、ＰＷＭインバータ６０の構成や制御回路は良く知
られているので詳細説明を省略する。スイッチング素子
３３はベース駆動回路１９０がら出力されるオンオフ信
号によってオンオフ制御される。スイッチング素子３３
のオンオフによるチョッパ回路３０の通流率は比較器１
８０に入力さ九る電流指令信号ｉｔ　と電流検出器８１
から得られる電流検出信号１０との大小関係によって決
定される。電圧検出器１７０は交流型ｇ１０の交流電圧
を検出し電流指令信号発生回路１６０に与える。

電流指令信号発生回路１６０にはＰＩ（比例十積分）補
償回路１５０から出力される電圧補正信号ΔＥも入力さ
れる。ＰＩ補償回路１５０には減算器１３０から得られ
た電圧偏差信号が入力される。ｗｔｓ器１３０は基準電
圧発生回路１４０から出力される基準電圧信号ＥＯ傘と
Ｆ／Ｖ変換器１２０から出力される直流電圧検出信号Ｅ
ｏとの偏差を発生する。平滑コンデンサ４０の両端間に
抵抗５０が接続され、平滑コンデンサ電圧は抵抗ＳＯに
よって分圧される。分圧して得た電圧はＶ／Ｆ変換器１
００に入力される。Ｖ／Ｆ変換器１００は平滑コンデン
サ４０の端子電圧の大きさに比例した周波数を持つ方形
波信号を発生する。

この方形波信号はフォトカプラ１１０に入力される。フ
ォトカプラ１１０は電圧的に絶縁するために用いられる
。フォトカプラ１１０によって絶縁された方形波信号は
Ｆ／Ｖ変換器１２０に入力され、このＦ／Ｖ変換器１２
０から直流電圧検出信号Ｅ。が得られる。電流検出器８
ｏはＰＷＭインバータ６０に流れるインバータ入力電流
を検出する。電流検出器８０によって検出されたインバ
ータ入力電流はフィルタ回路９０に入力され、高調波成
分を除去される。フィルタ回路９ｏから負荷の大きさに
比例した負荷電流Ｉｏが得られる。負荷電流Ｉｎは基準
電圧発生回路１４０に入力される。基準電圧発生回Ｍ１
４０は負荷電流１ｏに対応して図示特性の基準電圧信号
Ｅｏを発生する。

次に第１図の動作を第２図に示すタイムチャートを参照
して説明する。

ｆｆｉ流検出器８０はインバータ入力電流を基づいて負
荷の大きさに比例した負荷電流Ｉｏを発生する。基準電
圧発生回路１４０は（１）式に従って負荷電流ＩＱに比
例した基準電圧信号Ｅｏ◆を発生する。

ＥＯ：無負荷における基準電圧 （励磁電流相当） （Ｅ　ｏ）、□二計容最大値電圧 Ｉ　ｏｏ　：定格負荷相当の負荷を流 会荷電流ｒｏに対応した電流指令信号ｉ＃は次のように
して得られる。平滑コンデンサ４０の端子電圧は抵抗５
ｏに分圧され、この値はＶ／Ｆ変換器１００．７オトカ
プラ１１０．Ｆ／Ｖ変換器１２０によって絶縁された電
圧検出信号Ｅｏに変換される。減算器１３０によって基
４！電圧信号Ｅｏから電圧検出信号ＥＯの値が差し引か
れる。

減算器１３０から得られた電圧偏差が零になるまでＰＩ
補償器１５０は作動する。第２図に示すタイムチャート
の時刻ｔ１では既に減算器１３０から出力される偏差が
零となって、定常状態となっている場合を示す。このた
めＰＩ補償器１５０から出力される電圧補正信号ΔＥの
値は一定の値に保たれている。この結果、電流指令信号
ｉｒ＊ｊま電圧補正信号ΔＥに比例した一定振幅を持っ
た正弦波となる。この電流指令信号主１１１は電流検出
器８１から得られる交流入力電流ｉｏの値との大小関係
が比較器１８０で比較される。時刻ｔ、１では電流指令
信号１−は電流検出信号ｉ。より大きくなっており、比
較器１８０はその出力信号ｇを“Ｏ＋ｔレベルにする。

信号ｇが“Ｏ＋ｊレベルになるとスイッチング素子３３
はオフする。このため。

交流入力電流ｉｏｚは減少する。時刻ｔｚでは電流検出
信号ｉｏが電流指令信号ｉ−より小さくなる。

このとき、比較器１８０は出力信号ｇを７１１　Ｉ＋レ
ベルにする。この結果、ダイオードブリッジ回路２ｏの
直流出力端子は平滑リアクトル３１．スイッチング索子
３３によって短絡されるため、交流入力電流１ｏは増加
する。時刻ｔ３では電流検出信号ｉｏが電流指令信号ｉ
傘より大きくなり、比較器１８０は出力信号ｇをＩＩ　
ＯＩＩレベルにする。

以上の動作が絵返されることによって電流指令信号主＋
１に追従した交流入力電流が流れる。

次に、Ａ点で負荷が変化（増加）した場合について説明
する。

Ａ点で負荷が増加すると、インバータ入力電流は直ちに
増加し基？ｉ！！電圧信号ＥＤ傘の大きさもこれに連動
して急激に変化する。この結果、減算器１３０から正の
偏差（ＥＯ傘＞Ｅｏ）が発生し、電圧補正信号ΔＥが増
加する。電圧補正信号ΔＥの増加は減算器１３０の偏差
が零になるＢ点まで１ｗ１続する。これによって電流指
令信号ｉ拳もＰＩ補償器１５０の時定数で決まる応答速
度で増加する。

交流入力電流ｉｏは電流指令信号ｉ１１に追従するよう
にスイッチング素子３３が制御されるため、Ａ点から直
ちに増加する。これに対応して交流入力電流も増加する
。この結果負荷の変化に追従した交流入力電流が得られ
る。

以上のように制御するのであるが、負荷の大小に無関係
に負荷の大きさに比例したかつ交流電圧に同期した正弦
波の交流入力電流が得られる。このため５無負荷状態か
ら全負荷状態に至る広い負荷で、電源力率＝１と高調波
の少ない交流入力電流が得られる。また負荷に比例した
交流入力電流が流れるため、効率が向上する。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は軽負荷時にも負荷に相当
する電流（全波整流回路の交流入力電流）を流すことが
できるので効率よく高力率の制御を行える。

なお、以上の実施例では交流入力電流を検出していたが
、ダイオードブリッジ回路の出力電流でも良い。この場
合、電流指令信号は実施例で説明した交流信号の絶対値
波形にすれば良い。

また負荷電流としては実施例では、インバータ入力電流
としたが負荷トルクに比例した下記の量でも良い。ＰＷ
Ｍインバータで誘導電動機を駆動している場合は１次電
流中の有効分′を流２すベリ周波数、更に速度制御して
いる場合は、速度指令と実速度の偏差及びこの偏差を使
用して求められる有効分電流、すべり周波数等の演算値
が負荷トルクに比例する量に相当する。ＰＷＭインバー
タで同期電動機を速度制御している場合は速度指令と実
速度の偏差及びこの偏差に比例した量が負荷トルクに比
例した量になる。

また負荷トルクにほぼ比例する量として１次電流を整流
して得られる平均電流などでも良い。

以上述べた量に比例して基準電圧の大きさを変化させる
ことにより広い負荷範囲で電源力率＝１が達せられる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図の動作を説明するタイムチャートである。 １ｏ・・交流入力電圧、２０・・・ダイオードブリッジ
回路、３１・・・直流リアクトル、３２・・・ダイオー
ド、３３・・・素子スイッチング、４０・・・平滑コン
デンサ、６０・・・ＰＷＭインバータ、７ｏ・・・誘導
電動機、８０．８１・・電流検出器、９０・・・フィル
タ回路、１００・・・Ｖ／Ｆ変＠器、１１０・・・フォ
トカプラ。 １２０−Ｆ／Ｖ変換器、１３０・・・減算器、１４０・
・・基準電圧発生回路、１５０・・・ＰＩ補償回路、１
６０・・・電流指令発生回路、１７０−電圧検出器、１
８０・・・比例器、１９ｏ・・・ベース駆動回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する全波整
   流回路と、該全波整流回路の直流出力母線間に接続され
   るスイッチング素子と、該スイッチング素子のオンオフ
   によつて制御された直流電圧を平滑して負荷に印加する
   平滑コンデンサとを有する整流回路において、前記平滑
   コンデンサの両端電圧の大きさを定める基準電圧信号を
   出力する基準電圧発生手段と、前記平滑コンデンサの両
   端電圧を検出する電圧検出手段と、前記交流電圧に同期
   した位相で、振幅が前記基準電圧信号と前記電圧検出手
   段で検出した電圧検出信号の偏差に比例した正弦波電流
   指令信号を発生する電流指令発生手段と、前記全波整流
   回路の入力電流あるいは出力電流と前記正弦波電流指令
   信号を比較してその大小関係に基づき前記スイッチング
   素子をオンオフ制御するオンオフ制御手段と、前記負荷
   の大きさを検出する負荷検出手段とを具備し、前記基準
   電圧発生手段は前記負荷の大きさに比例して前記基準電
   圧信号の大きさを変えるようにしたことを特徴とする整
   流回路の制御装置 ２、特許請求の範囲第１項において、前記負荷検出手段
   は前記負荷に流れる電流によつて負荷の大きさを検出す
   ることを特徴とする整流回路の制御装置。