JP2008154377A - 多相ｄｃ−ｄｃコンバータおよび多相ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】軽負荷時における損失の低減を図ると共に、負荷から回生されるエネルギーを電源側へ効率よく戻すことが可能な多相ＤＣ−ＤＣコンバータおよび多相ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提供すること。
【解決手段】出力負荷電流の経路には、電流センサＣＳが備えられる。シャント抵抗Ｒ１の一端はトランジスタＱ１２のソース端子に接続され、他端は基準電圧端子ＴＳに接続される。またシャント抵抗Ｒ１の両端は、検出アンプＡＭＰ１に接続される。出力端子Ｖｏには、不図示の自動車の操作ハンドル用のモータが接続される。シャント抵抗電流Ｉ１２がしきい値ＩＴＨを超えて上昇すると、同期整流素子であるトランジスタＱ１１のスイッチング動作が開始される。その後電流センサＣＳにおいて出力電流Ｉｏの逆流の終了が検出されると、トランジスタＱ１１のスイッチング動作が停止される。
【選択図】図１

Description

本発明は、多相ＤＣ−ＤＣコンバータおよび多相ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法に関し、特に多相ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換における電力効率の向上に関するものである。

図５に、特許文献１に開示されている、多相多重型の昇降圧コンバータの回路図を示す。特許文献１の構成によれば、低圧側電圧を昇圧して高圧側に出力する場合の動作は次のようになる。各トランジスタ１０４Ａ、１０４Ｂ、…１０４Ｘが制御手段１０５からの駆動するパルスによって位相が２π／Ｎずれた状態で順次ＯＮされる。各トランジスタ１０４Ａ、１０４Ｂ、…１０４ＸがＯＮのときには、各リアクトル１０２Ａ、１０２Ｂ、…１０２Ｘのトランジスタ側は接地されることになるので、直流電源１０１から各リアクトル１０２Ａ、１０２Ｂ、…１０２Ｘを通って順次電流が流れる。各トランジスタ１０４Ａ、１０４Ｂ、…１０４ＸがＯＮからＯＦＦとなるとリアクトルに蓄えられたエネルギーに応じた電流がダイオード１０７Ａ、１０７Ｂ、…１０７Ｘを通じて順次流れる。このとき高圧側の電圧は電圧検出回路１０６ａによって監視されていて所定の設定電圧以上のときのみ各トランジスタ１０４Ａ、１０４Ｂ、…１０４ＸをＯＦＦとする構成としている。

次に、高圧側電圧を降圧して低圧側に出力する場合の動作は次のようになる。各トランジスタ１０３Ａ、１０３Ｂ、…１０３Ｘが制御手段１０５からの駆動するパルスによって位相が２π／Ｎずれた状態で順次ＯＮされる。各トランジスタ１０３Ａ、１０３Ｂ、…１０３ＸがＯＮすることにより高圧側からトランジスタ１０３Ａ、１０３Ｂ、…１０３Ｘとリアクトル１０２Ａ、１０２Ｂ、…１０２Ｘを通って直流電源１０１へと順次電流が流れる。次に、トランジスタ１０３ＡがＯＦＦとされるとリアクトル１０２Ａから直流電源１０１、ダイオード１０８Ａ、リアクトル１０２Ａのループで電流が流れる降圧回路として動作する。トランジスタ１０３Ａに引き続いて位相が２π／Ｎずれた状態で１０３Ｂ、１０３Ｃ、…１０３Ｘの順でＯＦＦされて、リアクトル１０２Ｂ、直流電源１０１、ダイオード１０８Ｂ、リアクトル１０２Ｂのループ、リアクトル１０２Ｘ、直流電源１０１、ダイオード１０８Ｘ、リアクトル１０２Ｘのループの順で降圧回路として動作する。

尚、その他の関連技術として、特許文献２ないし９に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータがある。

特開２００４−３５７３８８号公報 特開２００６−３４３３３号公報 特開２００１−３４６３９２号公報 特開２００４−２３６３９１号公報 特開２００３−７０２３８号公報 特開２００３−２４４９４６号公報 特開２００１−３３２３９７号公報 特開２００３−２４４９４１号公報 特開２００３−２７４６４１号公報

軽負荷時においては、各リアクトル１０２Ａ、１０２Ｂ、…１０２Ｘの電流のボトム値が負となる場合がある。このときにコイル電流の逆流を許す構成とすると、交流電流が常時流れることとなり、損失が発生する。一方、コイル電流の逆流を許さない構成とすると、負荷からの回生エネルギーを電源側に戻すことができなくなる。

本発明は前記従来技術の課題を解消するためになされたものであり、軽負荷時における損失の低減を図ると共に、負荷から回生されるエネルギーを電源側へ効率よく戻すことが可能な多相ＤＣ−ＤＣコンバータおよび多相ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、請求項１に係る多相ＤＣ−ＤＣコンバータは、複数のＤＣ−ＤＣコンバータが互いに並列接続されてなり、回生動作を伴う負荷に電力を供給する多相ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、各ＤＣ−ＤＣコンバータは、メインスイッチング素子と、同期整流スイッチング素子と、同期整流スイッチング素子に逆並列に接続された逆並列ダイオード素子と、メインスイッチング素子を流れる電流値を測定するセンス抵抗とを有し、多相ＤＣ−ＤＣコンバータの出力負荷電流を測定する測定手段とを備え、センス抵抗を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことに応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータの各々に備えられる同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始し、測定手段において出力負荷電流の逆流が検知されなくなることに応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を停止することを特徴とする。

また請求項５に係る多相ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、インダクタの他端と基準電圧端子との間に接続されるメインスイッチング素子と、インダクタとメインスイッチング素子との接続点と出力端子との間に接続される同期整流スイッチング素子と、同期整流スイッチング素子に備えられる逆並列ダイオード素子とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータが複数並列接続されてなり、回生動作を伴う負荷に電力を供給する多相ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、メインスイッチング素子に流れる電流を測定するステップと、出力負荷電流を測定するステップとを備え、メインスイッチング素子を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことに応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始し、出力負荷電流の逆流が検知されなくなることに応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を停止することを特徴とする。

多相ＤＣ−ＤＣコンバータは、複数のＤＣ−ＤＣコンバータが互いに並列接続されて構成される。回生動作を伴う負荷とは、エネルギーの入力後に該入力されたエネルギーに応じたエネルギーを回生する負荷である。例として、輸送機器の操作ハンドルに備えられ、ハンドル操作をアシストするモータ（電動パワーステアリングモータ）が挙げられる。操作ハンドルでは、ハンドルがまっすぐの状態が通常の状態である。よってハンドルを回せば、その後、回した分だけハンドルを戻す必要がある。つまり、ハンドルを回す際にはモータは重負荷状態であるためエネルギーがモータに入力され、その後ハンドルを戻す際にはモータは発電機となるためエネルギーが多相ＤＣ−ＤＣコンバータへ回生する。すなわち、エネルギーの負荷への入力と、エネルギーのＤＣ−ＤＣコンバータへの回生とが、セットで行われる。

またセンス抵抗は、ＤＣ−ＤＣコンバータに備えられる。また測定手段は、多相ＤＣ−ＤＣコンバータの出力負荷電流を測定する。

センス抵抗を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことが検知されることによって、例えば、コイル電流のノコギリ波形のボトム値が負となる不連続モードから、ノコギリ波形のボトム値が正となる連続モードへ遷移したことが検出される。不連続モードから連続モードへの遷移を検知することで、負荷へのエネルギーの入力（エネルギーの力行）が開始されたことを認識することができる。

負荷へのエネルギーの力行の開始に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータの各々に備えられる同期整流スイッチング素子のスイッチング動作が開始される。エネルギーの力行時において同期整流スイッチング素子のスイッチング動作が行われることにより、エネルギーの放出経路における導通損失を低減させることができる。そしてエネルギーの力行が終了すると、次に負荷は、入力されたエネルギーに応じたエネルギーをＤＣ−ＤＣコンバータへ回生する。

エネルギーの回生時には、出力負荷電流が多相ＤＣ−ＤＣコンバータへ逆流する。そして出力負荷電流が逆流しているときに同期整流スイッチング素子のスイッチング動作が行われることで、エネルギーが出力コイルに戻される。そして引き続くメインスイッチング素子の導通により、出力コイルに蓄積されたエネルギーが入力側に戻される。

また測定手段またはメインスイッチング素子に流れる電流を測定するステップにおいて、出力負荷電流の逆流の終了を検知することで、エネルギーの回生の終了が検出される。そして多相ＤＣ−ＤＣコンバータは、回生動作の終了に応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を停止する。よって、回生動作の終了後においても同期整流が行われることにより、電流が逆流して交流電流が発生し、損失が発生する事態を防止することができる。

以上より本発明に係る多相ＤＣ−ＤＣコンバータまたは多相ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法では、負荷へのエネルギーの入力開始時点と、負荷からのエネルギーの回生の終了時点とを検出することができる。そして、負荷へのエネルギーの入力開始時点から、負荷からのエネルギーの出力の終了時点までの間において同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を行うことにより、負荷へのエネルギーの入力時においては同期スイッチングによって導通損失を低減し、負荷からのエネルギーの回生時においては入力側にエネルギーを戻すことが可能となる。これにより、多相ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換における電力効率の向上を図ることができる。

また請求項２に係る多相ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１に記載の多相ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、測定手段において出力負荷電流の逆流が検知されることに応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始することを特徴とする。

測定手段において出力負荷電流の逆流の発生を検知することで、負荷からのエネルギーの回生が開始されたことを検出することができる。そしてエネルギーの回生の開始に応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作が開始される。これにより、負荷へエネルギーの入力がない場合に負荷からエネルギーが回生されるような、想定外のエネルギーの回生が生じた場合においても、負荷から回生されるエネルギーを入力側へ戻すことが可能となる。ここで想定外のエネルギーの回生とは、例えば、操作ハンドルがまっすぐの状態で輸送機器が走行中の際に輸送機器が縁石に乗り上げ、ハンドルに外力が加わり、モータが発電機として働く場合などが挙げられる。

また請求項３に係る多相ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１に記載の多相ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、基準電位が供給され、センス抵抗の電流を測定する測定部を備え、センス抵抗の一端はメインスイッチング素子に接続され、センス抵抗の他端には基準電位が供給されることを特徴とする。

測定部には基準電位が供給される。基準電位としては、例えば接地電位が挙げられる。そしてセンス抵抗の他端にも、基準電位が供給される。これにより、センス抵抗と測定部とで共通の基準電位が用いられるため、測定部において検出した電圧をダウンコンバート等する必要がなくなる。よって測定部の回路の簡略化を図る事が可能となる。

またセンス抵抗で、各相のＤＣ−ＤＣコンバータの各々の出力電流を間接的に測定することができる。そして測定した電流値を用いて、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御などを行うことができる。また測定手段により、多相ＤＣ−ＤＣコンバータの出力負荷電流を直接的に測定することができる。そして測定した出力負荷電流値を用いて、ＤＣ−ＤＣコンバータの各相間の電流バランスの制御を行うことが可能となる。また測定手段により出力負荷電流を直接的に測定することから、内部地絡や入出力地絡による過電流の検出等を高精度に行うことが可能となる。

以上より、測定部とセンス抵抗と測定手段との組合せにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの各々のスイッチング制御と、多相ＤＣ−ＤＣコンバータ全体での電流バランスの制御との両方を行うことができる回路を、簡略化して構成することが可能となる。よって多相ＤＣ−ＤＣコンバータのコスト削減、実装スペース削減等を図ることが可能となる。

また請求項４に係る多相ＤＣ−ＤＣコンバータは、一端が入力端子に接続されるインダクタと、インダクタの他端と基準電圧端子との間に接続されるメインスイッチング素子と、インダクタとメインスイッチング素子との接続点と出力端子との間に接続される同期整流スイッチング素子と、同期整流スイッチング素子に備えられる逆並列ダイオードとを備えるＤＣ−ＤＣコンバータが複数並列接続されてなり、回生動作を伴う負荷に電力を供給する多相ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、一端がメインスイッチング素子に接続され、他端が基準電圧端子に接続されるセンス抵抗と、出力負荷電流を測定する測定手段とを備え、センス抵抗を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことに応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始し、出力負荷電流の逆流が検知されなくなることに応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を停止することを特徴とする。

これにより、負荷へのエネルギーの入力開始時点から、負荷からのエネルギーの出力の終了時点までの間において同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を行うことができる。そして負荷へのエネルギーの入力時においては同期整流によって導通損失を低減し、負荷からのエネルギーの回生時においては入力側にエネルギーを戻すことが可能となる。よって、多相ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換における電力効率の向上を図ることが可能となる。

本発明によれば、軽負荷時における損失の低減を図ると共に、負荷から回生されるエネルギーを電源側へ効率よく戻すことが可能な多相ＤＣ−ＤＣコンバータおよび多相ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提供することができる。

以下、本発明の多相ＤＣ−ＤＣコンバータについて具体化した実施形態を図１乃至図４に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。第１実施形態を説明する。図１は、本実施形態に係る多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図である。多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、インダクタＬ１、トランジスタＱ１１およびＱ１２、逆並列ダイオードＤ１１およびＤ１２、シャント抵抗Ｒ１からなる第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータと、インダクタＬ２、トランジスタＱ２１およびＱ２２、逆並列ダイオードＤ２１およびＤ２２、シャント抵抗Ｒ２からなる第２の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータとの２つの同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータとが互いに並列接続されることで、２相の多相ＤＣ−ＤＣコンバータとして構成される。

第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を説明する。トランジスタＱ１１、Ｑ１２は、トランジスタＱ１１のソース端子とトランジスタＱ１２のドレイン端子とが接続点Ｘ１で接続される。そしてトランジスタＱ１１のドレイン端子は、出力端子Ｖｏに接続される。また出力負荷電流の経路には、電流センサＣＳが備えられる。電流センサＣＳは、非接触のコアレス電流センサであり、別途電源を必要としないセンサである。そして電流センサＣＳの出力は、ＣＰＵ１０に接続される。シャント抵抗Ｒ１の一端はトランジスタＱ１２のソース端子に接続され、他端は基準電圧端子ＴＳに接続される。ここでシャント抵抗Ｒ１に流れる電流を、シャント抵抗電流Ｉ１２とする。接続点Ｘ１と入力端子Ｖｉとの間には、インダクタＬ１が接続されている。ここで入力端子Ｖｉから接続点Ｘ１へ向かう方向にインダクタＬ１を流れる電流を、インダクタ電流ＩＬ１とする。シャント抵抗Ｒ１の両端は、検出アンプＡＭＰ１に接続される。検出アンプＡＭＰ１には、接地電位が供給される。また検出アンプＡＭＰ１の出力はＣＰＵ１０に接続される。またトランジスタＱ１１、Ｑ１２には、ソース端子からドレイン端子に向かって順方向に逆並列ダイオードＤ１１、Ｄ１２が接続されている。

入力端子Ｖｉと基準電圧端子ＴＳとの間にはコンデンサＣ１が接続され、出力端子Ｖｏと基準電圧端子ＴＳとの間にはコンデンサＣ２が接続される。またゲート制御部２０が備えられ、ゲート制御部２０の出力端子は、トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２のゲート端子に各々接続される。またゲート制御部２０の入力端子には、ＣＰＵ１０が接続される。なお、第２の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成は、第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータと同様の構成を有するであるため、ここでは詳細な説明は省略する。

出力端子Ｖｏには、不図示の自動車の操作ハンドル用のモータが接続される。ハンドル用のモータは、回生動作を伴う負荷であり、エネルギーの入力後に該入力されたエネルギーに応じたエネルギーを回生する負荷である。操作ハンドルにおいては、ハンドルがまっすぐの状態が通常の状態である。そしてハンドルを回せば、その後回した分だけ戻すことにより、元のまっすぐの状態に戻す必要がある。そして輸送機器の走行中などにおいては、ハンドルをまっすぐに維持しようとする外力がハンドルに働く。するとハンドルをまっすぐの状態から回すときには、ハンドルに力を加える必要があるため、モータは重負荷状態となり、回す量に応じたエネルギーをモータに入力する必要がある。その後、ハンドルを回した状態からまっすぐの状態へ戻すときには、ハンドルに外力がかかるため、モータは発電機となり、回した量に応じたエネルギーがモータからＤＣ−ＤＣコンバータへ回生される。すなわち、モータへのエネルギーの入力と、モータからのエネルギーの回生とが、セットで行われる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路動作を図１ないし図３を参照して説明する。なお説明の簡略化のため、第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。まず図２のタイミングチャートを用いて、ハンドルがまっすぐの状態からハンドルの回転を開始する場合における、多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を説明する。図２の期間Ｐ１においては、ハンドルがまっすぐの状態である。このときモータは動作しないため無負荷状態である。期間Ｐ１の無負荷時においては、インダクタ電流ＩＬ１のノコギリ波形のボトム値が負となる。このとき同期整流素子であるトランジスタＱ１１をスイッチングすると、インダクタ電流ＩＬ１の電流方向が反転して、負荷からインダクタＬ１に向かって電流が逆流するため、交流電流が常に流れることになり、損失が大きくなる。そこで軽負荷時においては、トランジスタＱ１１のスイッチング動作を停止することで、逆流が防止される。このときインダクタ電流ＩＬ１が不連続となるため、電流の不連続モードと呼ばれる。

また出力電流Ｉｏが電流センサＣＳで測定され、測定結果がＣＰＵ１０へ取り込まれる。そしてＣＰＵ１０は、出力電流Ｉｏの値を用いて、多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１の相間の電流バランス等の制御や、内部地絡や入出力地絡による過電流の検出を行う。ここで期間Ｐ１の無負荷時においては、出力電流Ｉｏの値はゼロとされる。

またシャント抵抗電流Ｉ１２が、検出アンプＡＭＰ１で測定される。検出アンプＡＭＰ１には、接地電位が供給される。またシャント抵抗Ｒ１の他端には、基準電圧端子ＴＳが接続される。また基準電圧端子ＴＳには接地電位が供給される。すると、シャント抵抗Ｒ１と検出アンプＡＭＰ１とで共通の接地電位が用いられるため、検出アンプＡＭＰ１は、検出した電圧をダウンコンバート等する必要がなくなる。よって別電源を設ける必要がなくなるため、検出アンプＡＭＰ１を例えば差動増幅回路のみで構成することができるようになる。これにより、検出アンプＡＭＰ１の回路の簡略化を図る事が可能となる。

ここでシャント抵抗電流Ｉ１２は、トランジスタＱ１２がオンのときのみ流れる電流である。そしてＣＰＵ１０は、シャント抵抗電流Ｉ１２の値に応じて、第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御等を行う。またＣＰＵ１０は、シャント抵抗電流Ｉ１２を測定することにより、第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力負荷電流を間接的に監視することができる。

次に、時刻ｔ１でハンドルの回転を開始する場合を説明する。この時はモータが動作し、ハンドルの回転動作をアシストするため、負荷は無負荷状態から重負荷状態へ遷移する。よってインダクタ電流ＩＬ１およびシャント抵抗電流Ｉ１２が増加する。

そして時刻ｔ２において、シャント抵抗電流Ｉ１２がしきい値ＩＴＨを超えて上昇すると、しきい値ＩＴＨを超えたことが、検出アンプＡＭＰ１において検出される。（図２、矢印Ａ１）。ここでしきい値ＩＴＨは、予め定められる値であり、本実施形態ではインダクタ電流ＩＬ１のノコギリ波形のボトム値が０以上となるときの、インダクタ電流ＩＬ１のピーク値である。よって、インダクタ電流ＩＬ１が不連続モードから連続モードへ遷移したことがＣＰＵ１０において認識される。

そしてＣＰＵ１０からゲート制御部２０に対して、時刻ｔ２以降においてトランジスタＱ１１のスイッチング動作を行う指令が行われる。よってトランジスタＱ１１は、時刻ｔ２以降の期間Ｐ２において、トランジスタＱ１２と相補にスイッチング動作を行う。これにより、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーは、逆並列ダイオードＤ１１とトランジスタＱ１１との経路によって負荷側へ放出されるため、導通損失を低減させることができる。

次に図３のタイミングチャートを用いて、ハンドルを回転させた状態からまっすぐの状態へ戻す場合を説明する。自動車が走行中の状態において、時刻ｔ３でハンドルをまっすぐの状態に戻す動作が開始されるとする。このときハンドルにはまっすぐの状態へ戻ろうとする外力が加わっている状態であるため、モータは発電機として動作する。すると、ハンドルを回した量に応じたエネルギーが、モータからＤＣ−ＤＣコンバータへ回生される。そして回生エネルギーは、一定の期間Ｐ３（図３）をかけて、多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１側に戻される。そしてエネルギーの回生中においては出力電流Ｉｏが逆流するため、期間Ｐ３においては出力電流Ｉｏは負の値となる。

そして期間Ｐ３の期間中においては、トランジスタＱ１１のスイッチング動作が継続される。モータから回生されるエネルギーは、トランジスタＱ１１が導通、トランジスタＱ１２が非導通の期間において、インダクタＬ１に蓄積される。そしてその後のトランジスタＱ１１が非導通、トランジスタＱ１２が導通の期間において、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが入力端子Ｖｉへ戻される。なお期間Ｐ３中の時刻ｔ４において、シャント抵抗電流Ｉ１２がしきい値ＩＴＨを超えて下降すると、インダクタ電流ＩＬ１が連続モードから不連続モードへ遷移したことが検知される（図３、矢印Ａ２）。しかし期間Ｐ３の期間中であるため、トランジスタＱ１１のスイッチング動作が継続される。これは、時刻ｔ４において不連続モードに遷移しても、モータからのエネルギーの回生は継続しているため、回生されるエネルギーを入力端子Ｖｉ側へ戻す必要があるためである。

時刻ｔ５において、電流センサＣＳにおいて出力電流Ｉｏの逆流の終了が検出されることで、モータからの回生が終了したことがＣＰＵ１０において検知される。よって、時刻ｔ５以降においてトランジスタＱ１１のスイッチング動作を停止する旨の指令が、ＣＰＵ１０からゲート制御部２０に対して行われる。これにより、不連続モード時においてモータからのエネルギーの回生がない期間に同期整流を行うことにより、交流電流が常に流れて損失が発生してしまう事態を防止することができる。

このように同期整流素子であるトランジスタＱ１１は、シャント抵抗Ｒ１および検出アンプＡＭＰ１で不連続モードから連続モードへの遷移を検出し、同期整流を開始する。そして電流センサＣＳでモータからのエネルギーの回生の終了を検出し、同期整流を終了する。このようにトランジスタＱ１１のスイッチング動作の開始と停止が、ヒステリシスを有して行われることで、モータからの回生エネルギーの全てを入力端子Ｖｉに戻すことが可能となる。

以上詳細に説明したとおり、第１実施形態に係る多相ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、負荷へのエネルギーの入力開始時点と、負荷からのエネルギーの回生の終了時点とを検出し、負荷へのエネルギーの入力開始時点から、負荷からのエネルギーの回生の終了時点までの間において、同期整流素子のスイッチング動作を行うことができる。よって負荷へのエネルギーの入力時においては、導通損失を低減することができる。また負荷からのエネルギーの回生時においては、同期整流素子のスイッチング動作を行うことよって、入力端子Ｖｉ側にエネルギーを回生することができる。またエネルギーの回生の終了後においては、同期整流素子のスイッチング動作を停止することによって、損失を低減することができる。これにより、軽負荷時における損失の低減を図ると共に、負荷から回生されるエネルギーを電源側へ効率よく戻すことが可能となるため、多相ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換における電力効率の向上を図ることができる。

また第１実施形態に係る多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１によれば、各相の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの各々に対応して備えられた検出アンプＡＭＰ１、ＡＭＰ２およびシャント抵抗Ｒ１、Ｒ２と、各相に共通に備えられた一つの電流センサＣＳとの組合せにより、各相の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの各々のスイッチング制御と、各相の電流バランスの制御と、過電流の検出とを同時に行うことができる。

従来の回路構成では、同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの各々のスイッチング制御と、相間の電流バランスの制御と、過電流の検出とを同時に行うためには、第１に、各相の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を直接センス抵抗で測定する構成が挙げられる。しかしこの場合、シャント抵抗Ｒ１、Ｒ２を、例えばインダクタＬ１、Ｌ２に直列に接続する必要がある。するとシャント抵抗Ｒ１、Ｒ２の基準電位は入力端子Ｖｉの電位となり、検出アンプＡＭＰ１、ＡＭＰ２の基準電位は接地電位となり、電位差が発生するため、検出アンプＡＭＰ１、ＡＭＰ２に別電源を使用する必要が生じ、回路規模が増大する問題があった。また第２の回路構成として、電流センサＣＳを同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの各々の出力に備える構成が挙げられる。しかし電流センサＣＳは高価であり、体積も大きいため、多相ＤＣ−ＤＣコンバータのコストアップや回路規模の増大を招く問題があった。

しかし第１実施形態に係る多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１によれば、検出アンプＡＭＰ１、ＡＭＰ２およびシャント抵抗Ｒ１、Ｒ２により、各相の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの各々のスイッチング制御を行うことができる。このときシャント抵抗Ｒ１、Ｒ２を、基準電圧端子ＴＳとメインスイッチング素子であるトランジスタＱ１２、Ｑ２２との間に接続する構成とすることで、シャント抵抗Ｒ１、Ｒ２と検出アンプＡＭＰ１、ＡＭＰ２とで共通の接地電位が用いられる。これにより、検出アンプＡＭＰ１に別電源を使用する必要がなくなり、検出アンプＡＭＰ１、ＡＭＰ２の回路の簡略化を図る事が可能となる。また電流センサＣＳにより、多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の電流バランスの制御等を行うことができる。このとき電流センサＣＳは、各相の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの各々に備える必要はなく、各相に共通に１つのみ備えれば、相間の電流バランス等の制御を行うことができる。また電流センサＣＳは出力電流Ｉｏを直接測定するため、内部地絡や入出力地絡による過電流の検出を高精度に行うことが可能となる。

以上より、各相の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの各々に対応して備えられた検出アンプおよびセンス抵抗と、各相に共通に備えられた一つの電流センサとを組合せることにより、各相の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの各々のスイッチング制御と、多相ＤＣ−ＤＣコンバータの相間の電流バランスの制御と、過電流の検出との全てを行うことが可能な多相ＤＣ−ＤＣコンバータを、コスト削減や実装スペース削減等を図りつつ実現することが可能となる。

第２実施形態を、図４のタイミングチャートを用いて説明する。第２実施形態は、モータへエネルギーの入力がない場合に、モータからエネルギーが回生される場合（すなわちモータから想定外のエネルギーの回生が行われる場合）における実施形態である。ここで想定外のエネルギーが回生される場合とは、例えば、操作ハンドルがまっすぐの状態で輸送機器が走行中のときにおいて、輸送機器が縁石に乗り上げる場合などが挙げられる。輸送機器が時刻ｔ１１において縁石に乗り上げた場合を説明する。この場合ハンドルに外力が加わるため、モータが発電機となり、モータから多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１へエネルギーが回生される。よって出力電流Ｉｏの逆流が発生し、コンデンサＣ２に充電が行われる。この出力電流Ｉｏの逆流電流が電流センサＣＳで検知され、検出結果が電流センサＣＳからＣＰＵ１０へ報知される。そして時刻ｔ１１以降において、ＣＰＵ１０からゲート制御部２０に対して、トランジスタＱ１１のスイッチング動作を開始する指令が出される。よって、入力端子Ｖｉにエネルギーが回生される。

そして時刻ｔ１２において、電流センサＣＳにおいて出力電流Ｉｏの逆流の終了が検出されることで、モータからの回生が終了したことが検知される。すると時刻ｔ１２以降においてトランジスタＱ１１のスイッチング動作を停止する旨の指令が、ＣＰＵ１０からゲート制御部２０に対して行われる。よって、不連続モード時においてモータからのエネルギーの回生がない期間に同期整流を行うことにより、交流電流が常に流れて損失が発生してしまう事態を防止することができる。これにより、電流センサＣＳで逆流電流が検知された時点から、逆流電流が検知されなくなるまでの期間中において、トランジスタＱ１１およびＱ２１のスイッチング動作が行われる。

以上詳細に説明したとおり、第２実施形態に係る多相ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、電流センサＣＳで逆流電流が検知された時点から、逆流電流が検知されなくなるまでの期間中において、トランジスタＱ１１のスイッチング動作を行うことができる。これにより、モータから想定外のエネルギーの回生が行われる場合においても、モータからの回生エネルギーを入力端子Ｖｉに戻すことが可能となる。

尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。本実施形態の多相ＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧を昇圧して負荷へ供給する場合について記載したが、この形態に限られない。入力電圧を降圧して負荷へ供給する場合においても本発明を適用できることは言うまでもない。この場合、入力電圧を供給する高圧電源は図１の出力端子Ｖｏに接続され、負荷は入力端子Ｖｉに接続され、電流センサＣＳは入力端子Ｖｉに接続される。またトランジスタＱ１１およびＱ２１がメインスイッチング素子となり、トランジスタＱ１２およびＱ２２が同期整流素子となる。またシャント抵抗Ｒ１、Ｒ２の一端はトランジスタＱ１１およびＱ２１のドレイン端子に接続され、他端は出力端子Ｖｏに接続される。そして前述したように、負荷へのエネルギーの入力開始時点から、負荷からのエネルギーの回生の終了時点までの間において、同期整流素子であるトランジスタＱ１２およびＱ２２のスイッチング動作が行われる。これにより、負荷からのエネルギーを昇圧した上で、高圧電源側へ回生する多相ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することが可能となる。

また本実施形態の多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、電流センサＣＳにより出力電流Ｉｏを測定することで、負荷からのエネルギーの回生が行われる期間を直接的に測定するとしたが、この形態に限られない。電流センサＣＳを備えず、測定手段として負荷からのエネルギーの回生が行われる期間を演算によって求める演算手段をＣＰＵ１０に設ける形態としてもよい。

回生期間の算出は、出力電流Ｉｏの電流値と、負荷に出力電流Ｉｏが供給される期間と、負荷に入力されたエネルギーのうちＤＣ−ＤＣコンバータへ回生するエネルギーの割合（効率η）とを用いて求められる。出力電流Ｉｏの電流値および負荷に出力電流Ｉｏが供給される期間は、シャント抵抗電流Ｉ１２、Ｉ２２の測定結果に基づいて、ＣＰＵ１０において間接的に算出される。また効率ηは回路構成等によって定まる値であり、予め定められる値である。ＣＰＵ１０では、出力電流Ｉｏの電流値と負荷に出力電流Ｉｏが供給される期間とに基づいて、負荷に入力されたエネルギー量が算出される。そして負荷に入力されたエネルギー量に効率ηをかけることで、モータから多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１へ回生する回生エネルギー量が算出される。そして算出された回生エネルギー量を全て入力側へ戻すために必要と考えられる回生期間が、ＣＰＵ１０で算出される。ＣＰＵ１０は、トランジスタＱ１１およびＱ２１のスイッチング動作を回生期間の間行う旨の指令を、ゲート制御部２０に対して出力する。

これにより、高価であり、体積も大きい電流センサＣＳを削減できるため、多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１のさらなるコスト削減や回路規模の縮小化を図ることができる。

また本実施形態の多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、電流センサＣＳにより出力電流Ｉｏを測定することで、負荷からのエネルギーの回生の終了時を検出するとしたが、この形態に限られない。測定手段として既存の電圧センサを用い、コンデンサＣ２の電圧を測定することで、エネルギーの回生の終了を検出する形態としてもよいことは言うまでもない。これにより、電流センサＣＳを省略することができるため、さらなる回路規模の小型化やコストダウンを図ることが可能となる。

また本実施形態では、多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１に接続される負荷として輸送機器の操作ハンドルに備えられるモータを挙げたが、これに限られない。エネルギーの入力後に該入力されたエネルギーに応じたエネルギーを回生する負荷（すなわち負荷へのエネルギーの力行と負荷からのエネルギーの回生とがセットになっている負荷）であれば本発明が適用できることは言うまでもない。

また本実施形態では、多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１は２相であるとしたが、これに限られず、３相以上のＤＣ−ＤＣコンバータであってもよいことは言うまでもない。

また本実施形態では、多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１のトランジスタＱ１１およびＱ２１は逆並列ダイオードＤ１１、Ｄ１２を備えるとしたが、この形態に限られない。逆並列ダイオードＤ１１、Ｄ１２の代わりに、トランジスタＱ１１およびＱ２１のボディダイオードを用いる形態でも良いことは言うまでもない。また、予め定められた所定値として、インダクタ電流ＩＬ１のノコギリ波形のボトム値が０以上となるときの、インダクタ電流ＩＬ１のピーク値としたが、損失が許容される程度にずらしてもよい。

尚、電流センサＣＳは測定手段の一例、シャント抵抗Ｒ１およびＲ２はセンス抵抗の一例、トランジスタＱ１１およびＱ２１は同期整流スイッチング素子の一例、トランジスタＱ１２およびＱ２２はメインスイッチング素子の一例、検出アンプＡＭＰ１およびＡＭＰ２は測定部のそれぞれ一例である。

多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図である。 多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１のタイミングチャート（その１）である。 多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１のタイミングチャート（その２）である。 第２実施形態に係る多相ＤＣ−ＤＣコンバータのタイミングチャートである。 特許文献１の多相多重型の昇降圧コンバータの回路図である。

符号の説明

１ 多相ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０ ＣＰＵ
２０ ゲート制御部
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２ 検出アンプ
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
ＣＳ 電流センサ
Ｄ１１、Ｄ１２ 逆並列ダイオード
Ｉ１２、Ｉ２２ シャント抵抗電流
ＩＬ１ インダクタ電流
Ｉｏ 出力電流
Ｌ１、Ｌ２ インダクタ
Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２ トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ シャント抵抗
ＴＳ 基準電圧端子
Ｖｉ 入力端子
Ｖｏ 出力端子

Claims (5)

1. 複数のＤＣ−ＤＣコンバータが互いに並列接続されてなり、回生動作を伴う負荷に電力を供給する多相ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記各ＤＣ−ＤＣコンバータは、メインスイッチング素子と、同期整流スイッチング素子と、前記同期整流スイッチング素子に逆並列に接続された逆並列ダイオード素子と、前記メインスイッチング素子を流れる電流値を測定するセンス抵抗とを有し、
   前記多相ＤＣ−ＤＣコンバータの出力負荷電流を測定する測定手段とを備え、
   前記センス抵抗を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことに応じて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの各々に備えられる同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始し、
   前記測定手段において前記出力負荷電流の逆流が検知されなくなることに応じて、前記同期整流スイッチング素子の前記スイッチング動作を停止することを特徴とする多相ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記測定手段において前記出力負荷電流の逆流が検知されることに応じて、前記同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始することを特徴とする請求項１に記載の多相ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 基準電位が供給され、前記センス抵抗の電流を測定する測定部を備え、
   前記センス抵抗の一端はメインスイッチング素子に接続され、
   前記センス抵抗の他端には前記基準電位が供給されることを特徴とする請求項１に記載の多相ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 一端が入力端子に接続されるインダクタと、
   前記インダクタの他端と基準電圧端子との間に接続されるメインスイッチング素子と、
   前記インダクタと前記メインスイッチング素子との接続点と出力端子との間に接続される同期整流スイッチング素子と、
   前記同期整流スイッチング素子に備えられる逆並列ダイオードと
   を備えるＤＣ−ＤＣコンバータが複数並列接続されてなり、回生動作を伴う負荷に電力を供給する多相ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   一端が前記メインスイッチング素子に接続され、他端が前記基準電圧端子に接続されるセンス抵抗と、
   出力負荷電流を測定する測定手段とを備え、
   前記センス抵抗を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことに応じて、前記同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始し、
   前記出力負荷電流の逆流が検知されなくなることに応じて、前記同期整流スイッチング素子の前記スイッチング動作を停止することを特徴とする多相ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記インダクタの他端と基準電圧端子との間に接続されるメインスイッチング素子と、
   前記インダクタと前記メインスイッチング素子との接続点と出力端子との間に接続される同期整流スイッチング素子と、
   前記同期整流スイッチング素子に備えられる逆並列ダイオード素子と
   を備えるＤＣ−ＤＣコンバータが複数並列接続されてなり、回生動作を伴う負荷に電力を供給する多相ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
   前記メインスイッチング素子に流れる電流を測定するステップと、
   出力負荷電流を測定するステップとを備え、
   前記メインスイッチング素子を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことに応じて、前記同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始し、
   前記出力負荷電流の逆流が検知されなくなることに応じて、前記同期整流スイッチング素子の前記スイッチング動作を停止することを特徴とする多相ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。

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