JP2008154377A - 多相dc−dcコンバータおよび多相dc−dcコンバータの制御方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】軽負荷時における損失の低減を図ると共に、負荷から回生されるエネルギーを電源側へ効率よく戻すことが可能な多相DC−DCコンバータおよび多相DC−DCコンバータの制御方法を提供すること。
【解決手段】出力負荷電流の経路には、電流センサCSが備えられる。シャント抵抗R1の一端はトランジスタQ12のソース端子に接続され、他端は基準電圧端子TSに接続される。またシャント抵抗R1の両端は、検出アンプAMP1に接続される。出力端子Voには、不図示の自動車の操作ハンドル用のモータが接続される。シャント抵抗電流I12がしきい値ITHを超えて上昇すると、同期整流素子であるトランジスタQ11のスイッチング動作が開始される。その後電流センサCSにおいて出力電流Ioの逆流の終了が検出されると、トランジスタQ11のスイッチング動作が停止される。
【選択図】図1
【解決手段】出力負荷電流の経路には、電流センサCSが備えられる。シャント抵抗R1の一端はトランジスタQ12のソース端子に接続され、他端は基準電圧端子TSに接続される。またシャント抵抗R1の両端は、検出アンプAMP1に接続される。出力端子Voには、不図示の自動車の操作ハンドル用のモータが接続される。シャント抵抗電流I12がしきい値ITHを超えて上昇すると、同期整流素子であるトランジスタQ11のスイッチング動作が開始される。その後電流センサCSにおいて出力電流Ioの逆流の終了が検出されると、トランジスタQ11のスイッチング動作が停止される。
【選択図】図1
Description
本発明は、多相DC−DCコンバータおよび多相DC−DCコンバータの制御方法に関し、特に多相DC−DCコンバータの電圧変換における電力効率の向上に関するものである。
図5に、特許文献1に開示されている、多相多重型の昇降圧コンバータの回路図を示す。特許文献1の構成によれば、低圧側電圧を昇圧して高圧側に出力する場合の動作は次のようになる。各トランジスタ104A、104B、…104Xが制御手段105からの駆動するパルスによって位相が2π/Nずれた状態で順次ONされる。各トランジスタ104A、104B、…104XがONのときには、各リアクトル102A、102B、…102Xのトランジスタ側は接地されることになるので、直流電源101から各リアクトル102A、102B、…102Xを通って順次電流が流れる。各トランジスタ104A、104B、…104XがONからOFFとなるとリアクトルに蓄えられたエネルギーに応じた電流がダイオード107A、107B、…107Xを通じて順次流れる。このとき高圧側の電圧は電圧検出回路106aによって監視されていて所定の設定電圧以上のときのみ各トランジスタ104A、104B、…104XをOFFとする構成としている。
次に、高圧側電圧を降圧して低圧側に出力する場合の動作は次のようになる。各トランジスタ103A、103B、…103Xが制御手段105からの駆動するパルスによって位相が2π/Nずれた状態で順次ONされる。各トランジスタ103A、103B、…103XがONすることにより高圧側からトランジスタ103A、103B、…103Xとリアクトル102A、102B、…102Xを通って直流電源101へと順次電流が流れる。次に、トランジスタ103AがOFFとされるとリアクトル102Aから直流電源101、ダイオード108A、リアクトル102Aのループで電流が流れる降圧回路として動作する。トランジスタ103Aに引き続いて位相が2π/Nずれた状態で103B、103C、…103Xの順でOFFされて、リアクトル102B、直流電源101、ダイオード108B、リアクトル102Bのループ、リアクトル102X、直流電源101、ダイオード108X、リアクトル102Xのループの順で降圧回路として動作する。
尚、その他の関連技術として、特許文献2ないし9に開示されているDC−DCコンバータがある。
軽負荷時においては、各リアクトル102A、102B、…102Xの電流のボトム値が負となる場合がある。このときにコイル電流の逆流を許す構成とすると、交流電流が常時流れることとなり、損失が発生する。一方、コイル電流の逆流を許さない構成とすると、負荷からの回生エネルギーを電源側に戻すことができなくなる。
本発明は前記従来技術の課題を解消するためになされたものであり、軽負荷時における損失の低減を図ると共に、負荷から回生されるエネルギーを電源側へ効率よく戻すことが可能な多相DC−DCコンバータおよび多相DC−DCコンバータの制御方法を提供することを目的とする。
前記目的を達成するために、請求項1に係る多相DC−DCコンバータは、複数のDC−DCコンバータが互いに並列接続されてなり、回生動作を伴う負荷に電力を供給する多相DC−DCコンバータにおいて、各DC−DCコンバータは、メインスイッチング素子と、同期整流スイッチング素子と、同期整流スイッチング素子に逆並列に接続された逆並列ダイオード素子と、メインスイッチング素子を流れる電流値を測定するセンス抵抗とを有し、多相DC−DCコンバータの出力負荷電流を測定する測定手段とを備え、センス抵抗を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことに応じて、DC−DCコンバータの各々に備えられる同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始し、測定手段において出力負荷電流の逆流が検知されなくなることに応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を停止することを特徴とする。
また請求項5に係る多相DC−DCコンバータの制御方法は、インダクタの他端と基準電圧端子との間に接続されるメインスイッチング素子と、インダクタとメインスイッチング素子との接続点と出力端子との間に接続される同期整流スイッチング素子と、同期整流スイッチング素子に備えられる逆並列ダイオード素子とを備えるDC−DCコンバータが複数並列接続されてなり、回生動作を伴う負荷に電力を供給する多相DC−DCコンバータの制御方法において、メインスイッチング素子に流れる電流を測定するステップと、出力負荷電流を測定するステップとを備え、メインスイッチング素子を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことに応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始し、出力負荷電流の逆流が検知されなくなることに応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を停止することを特徴とする。
多相DC−DCコンバータは、複数のDC−DCコンバータが互いに並列接続されて構成される。回生動作を伴う負荷とは、エネルギーの入力後に該入力されたエネルギーに応じたエネルギーを回生する負荷である。例として、輸送機器の操作ハンドルに備えられ、ハンドル操作をアシストするモータ(電動パワーステアリングモータ)が挙げられる。操作ハンドルでは、ハンドルがまっすぐの状態が通常の状態である。よってハンドルを回せば、その後、回した分だけハンドルを戻す必要がある。つまり、ハンドルを回す際にはモータは重負荷状態であるためエネルギーがモータに入力され、その後ハンドルを戻す際にはモータは発電機となるためエネルギーが多相DC−DCコンバータへ回生する。すなわち、エネルギーの負荷への入力と、エネルギーのDC−DCコンバータへの回生とが、セットで行われる。
またセンス抵抗は、DC−DCコンバータに備えられる。また測定手段は、多相DC−DCコンバータの出力負荷電流を測定する。
センス抵抗を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことが検知されることによって、例えば、コイル電流のノコギリ波形のボトム値が負となる不連続モードから、ノコギリ波形のボトム値が正となる連続モードへ遷移したことが検出される。不連続モードから連続モードへの遷移を検知することで、負荷へのエネルギーの入力(エネルギーの力行)が開始されたことを認識することができる。
負荷へのエネルギーの力行の開始に応じて、DC−DCコンバータの各々に備えられる同期整流スイッチング素子のスイッチング動作が開始される。エネルギーの力行時において同期整流スイッチング素子のスイッチング動作が行われることにより、エネルギーの放出経路における導通損失を低減させることができる。そしてエネルギーの力行が終了すると、次に負荷は、入力されたエネルギーに応じたエネルギーをDC−DCコンバータへ回生する。
エネルギーの回生時には、出力負荷電流が多相DC−DCコンバータへ逆流する。そして出力負荷電流が逆流しているときに同期整流スイッチング素子のスイッチング動作が行われることで、エネルギーが出力コイルに戻される。そして引き続くメインスイッチング素子の導通により、出力コイルに蓄積されたエネルギーが入力側に戻される。
また測定手段またはメインスイッチング素子に流れる電流を測定するステップにおいて、出力負荷電流の逆流の終了を検知することで、エネルギーの回生の終了が検出される。そして多相DC−DCコンバータは、回生動作の終了に応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を停止する。よって、回生動作の終了後においても同期整流が行われることにより、電流が逆流して交流電流が発生し、損失が発生する事態を防止することができる。
以上より本発明に係る多相DC−DCコンバータまたは多相DC−DCコンバータの制御方法では、負荷へのエネルギーの入力開始時点と、負荷からのエネルギーの回生の終了時点とを検出することができる。そして、負荷へのエネルギーの入力開始時点から、負荷からのエネルギーの出力の終了時点までの間において同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を行うことにより、負荷へのエネルギーの入力時においては同期スイッチングによって導通損失を低減し、負荷からのエネルギーの回生時においては入力側にエネルギーを戻すことが可能となる。これにより、多相DC−DCコンバータの電圧変換における電力効率の向上を図ることができる。
また請求項2に係る多相DC−DCコンバータは、請求項1に記載の多相DC−DCコンバータにおいて、測定手段において出力負荷電流の逆流が検知されることに応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始することを特徴とする。
測定手段において出力負荷電流の逆流の発生を検知することで、負荷からのエネルギーの回生が開始されたことを検出することができる。そしてエネルギーの回生の開始に応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作が開始される。これにより、負荷へエネルギーの入力がない場合に負荷からエネルギーが回生されるような、想定外のエネルギーの回生が生じた場合においても、負荷から回生されるエネルギーを入力側へ戻すことが可能となる。ここで想定外のエネルギーの回生とは、例えば、操作ハンドルがまっすぐの状態で輸送機器が走行中の際に輸送機器が縁石に乗り上げ、ハンドルに外力が加わり、モータが発電機として働く場合などが挙げられる。
また請求項3に係る多相DC−DCコンバータは、請求項1に記載の多相DC−DCコンバータにおいて、基準電位が供給され、センス抵抗の電流を測定する測定部を備え、センス抵抗の一端はメインスイッチング素子に接続され、センス抵抗の他端には基準電位が供給されることを特徴とする。
測定部には基準電位が供給される。基準電位としては、例えば接地電位が挙げられる。そしてセンス抵抗の他端にも、基準電位が供給される。これにより、センス抵抗と測定部とで共通の基準電位が用いられるため、測定部において検出した電圧をダウンコンバート等する必要がなくなる。よって測定部の回路の簡略化を図る事が可能となる。
またセンス抵抗で、各相のDC−DCコンバータの各々の出力電流を間接的に測定することができる。そして測定した電流値を用いて、DC−DCコンバータのスイッチング制御などを行うことができる。また測定手段により、多相DC−DCコンバータの出力負荷電流を直接的に測定することができる。そして測定した出力負荷電流値を用いて、DC−DCコンバータの各相間の電流バランスの制御を行うことが可能となる。また測定手段により出力負荷電流を直接的に測定することから、内部地絡や入出力地絡による過電流の検出等を高精度に行うことが可能となる。
以上より、測定部とセンス抵抗と測定手段との組合せにより、DC−DCコンバータの各々のスイッチング制御と、多相DC−DCコンバータ全体での電流バランスの制御との両方を行うことができる回路を、簡略化して構成することが可能となる。よって多相DC−DCコンバータのコスト削減、実装スペース削減等を図ることが可能となる。
また請求項4に係る多相DC−DCコンバータは、一端が入力端子に接続されるインダクタと、インダクタの他端と基準電圧端子との間に接続されるメインスイッチング素子と、インダクタとメインスイッチング素子との接続点と出力端子との間に接続される同期整流スイッチング素子と、同期整流スイッチング素子に備えられる逆並列ダイオードとを備えるDC−DCコンバータが複数並列接続されてなり、回生動作を伴う負荷に電力を供給する多相DC−DCコンバータにおいて、一端がメインスイッチング素子に接続され、他端が基準電圧端子に接続されるセンス抵抗と、出力負荷電流を測定する測定手段とを備え、センス抵抗を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことに応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始し、出力負荷電流の逆流が検知されなくなることに応じて、同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を停止することを特徴とする。
これにより、負荷へのエネルギーの入力開始時点から、負荷からのエネルギーの出力の終了時点までの間において同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を行うことができる。そして負荷へのエネルギーの入力時においては同期整流によって導通損失を低減し、負荷からのエネルギーの回生時においては入力側にエネルギーを戻すことが可能となる。よって、多相DC−DCコンバータの電圧変換における電力効率の向上を図ることが可能となる。
本発明によれば、軽負荷時における損失の低減を図ると共に、負荷から回生されるエネルギーを電源側へ効率よく戻すことが可能な多相DC−DCコンバータおよび多相DC−DCコンバータの制御方法を提供することができる。
以下、本発明の多相DC−DCコンバータについて具体化した実施形態を図1乃至図4に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。第1実施形態を説明する。図1は、本実施形態に係る多相DC−DCコンバータ1の回路図である。多相DC−DCコンバータ1は、インダクタL1、トランジスタQ11およびQ12、逆並列ダイオードD11およびD12、シャント抵抗R1からなる第1の同期整流型DC−DCコンバータと、インダクタL2、トランジスタQ21およびQ22、逆並列ダイオードD21およびD22、シャント抵抗R2からなる第2の同期整流型DC−DCコンバータとの2つの同期整流型DC−DCコンバータとが互いに並列接続されることで、2相の多相DC−DCコンバータとして構成される。
第1の同期整流型DC−DCコンバータの構成を説明する。トランジスタQ11、Q12は、トランジスタQ11のソース端子とトランジスタQ12のドレイン端子とが接続点X1で接続される。そしてトランジスタQ11のドレイン端子は、出力端子Voに接続される。また出力負荷電流の経路には、電流センサCSが備えられる。電流センサCSは、非接触のコアレス電流センサであり、別途電源を必要としないセンサである。そして電流センサCSの出力は、CPU10に接続される。シャント抵抗R1の一端はトランジスタQ12のソース端子に接続され、他端は基準電圧端子TSに接続される。ここでシャント抵抗R1に流れる電流を、シャント抵抗電流I12とする。接続点X1と入力端子Viとの間には、インダクタL1が接続されている。ここで入力端子Viから接続点X1へ向かう方向にインダクタL1を流れる電流を、インダクタ電流IL1とする。シャント抵抗R1の両端は、検出アンプAMP1に接続される。検出アンプAMP1には、接地電位が供給される。また検出アンプAMP1の出力はCPU10に接続される。またトランジスタQ11、Q12には、ソース端子からドレイン端子に向かって順方向に逆並列ダイオードD11、D12が接続されている。
入力端子Viと基準電圧端子TSとの間にはコンデンサC1が接続され、出力端子Voと基準電圧端子TSとの間にはコンデンサC2が接続される。またゲート制御部20が備えられ、ゲート制御部20の出力端子は、トランジスタQ11、Q12、Q21、Q22のゲート端子に各々接続される。またゲート制御部20の入力端子には、CPU10が接続される。なお、第2の同期整流型DC−DCコンバータの構成は、第1の同期整流型DC−DCコンバータと同様の構成を有するであるため、ここでは詳細な説明は省略する。
出力端子Voには、不図示の自動車の操作ハンドル用のモータが接続される。ハンドル用のモータは、回生動作を伴う負荷であり、エネルギーの入力後に該入力されたエネルギーに応じたエネルギーを回生する負荷である。操作ハンドルにおいては、ハンドルがまっすぐの状態が通常の状態である。そしてハンドルを回せば、その後回した分だけ戻すことにより、元のまっすぐの状態に戻す必要がある。そして輸送機器の走行中などにおいては、ハンドルをまっすぐに維持しようとする外力がハンドルに働く。するとハンドルをまっすぐの状態から回すときには、ハンドルに力を加える必要があるため、モータは重負荷状態となり、回す量に応じたエネルギーをモータに入力する必要がある。その後、ハンドルを回した状態からまっすぐの状態へ戻すときには、ハンドルに外力がかかるため、モータは発電機となり、回した量に応じたエネルギーがモータからDC−DCコンバータへ回生される。すなわち、モータへのエネルギーの入力と、モータからのエネルギーの回生とが、セットで行われる。
DC−DCコンバータ1の回路動作を図1ないし図3を参照して説明する。なお説明の簡略化のため、第1の同期整流型DC−DCコンバータについて説明する。まず図2のタイミングチャートを用いて、ハンドルがまっすぐの状態からハンドルの回転を開始する場合における、多相DC−DCコンバータ1の動作を説明する。図2の期間P1においては、ハンドルがまっすぐの状態である。このときモータは動作しないため無負荷状態である。期間P1の無負荷時においては、インダクタ電流IL1のノコギリ波形のボトム値が負となる。このとき同期整流素子であるトランジスタQ11をスイッチングすると、インダクタ電流IL1の電流方向が反転して、負荷からインダクタL1に向かって電流が逆流するため、交流電流が常に流れることになり、損失が大きくなる。そこで軽負荷時においては、トランジスタQ11のスイッチング動作を停止することで、逆流が防止される。このときインダクタ電流IL1が不連続となるため、電流の不連続モードと呼ばれる。
また出力電流Ioが電流センサCSで測定され、測定結果がCPU10へ取り込まれる。そしてCPU10は、出力電流Ioの値を用いて、多相DC−DCコンバータ1の相間の電流バランス等の制御や、内部地絡や入出力地絡による過電流の検出を行う。ここで期間P1の無負荷時においては、出力電流Ioの値はゼロとされる。
またシャント抵抗電流I12が、検出アンプAMP1で測定される。検出アンプAMP1には、接地電位が供給される。またシャント抵抗R1の他端には、基準電圧端子TSが接続される。また基準電圧端子TSには接地電位が供給される。すると、シャント抵抗R1と検出アンプAMP1とで共通の接地電位が用いられるため、検出アンプAMP1は、検出した電圧をダウンコンバート等する必要がなくなる。よって別電源を設ける必要がなくなるため、検出アンプAMP1を例えば差動増幅回路のみで構成することができるようになる。これにより、検出アンプAMP1の回路の簡略化を図る事が可能となる。
ここでシャント抵抗電流I12は、トランジスタQ12がオンのときのみ流れる電流である。そしてCPU10は、シャント抵抗電流I12の値に応じて、第1の同期整流型DC−DCコンバータのスイッチング制御等を行う。またCPU10は、シャント抵抗電流I12を測定することにより、第1の同期整流型DC−DCコンバータの出力負荷電流を間接的に監視することができる。
次に、時刻t1でハンドルの回転を開始する場合を説明する。この時はモータが動作し、ハンドルの回転動作をアシストするため、負荷は無負荷状態から重負荷状態へ遷移する。よってインダクタ電流IL1およびシャント抵抗電流I12が増加する。
そして時刻t2において、シャント抵抗電流I12がしきい値ITHを超えて上昇すると、しきい値ITHを超えたことが、検出アンプAMP1において検出される。(図2、矢印A1)。ここでしきい値ITHは、予め定められる値であり、本実施形態ではインダクタ電流IL1のノコギリ波形のボトム値が0以上となるときの、インダクタ電流IL1のピーク値である。よって、インダクタ電流IL1が不連続モードから連続モードへ遷移したことがCPU10において認識される。
そしてCPU10からゲート制御部20に対して、時刻t2以降においてトランジスタQ11のスイッチング動作を行う指令が行われる。よってトランジスタQ11は、時刻t2以降の期間P2において、トランジスタQ12と相補にスイッチング動作を行う。これにより、インダクタL1に蓄積されたエネルギーは、逆並列ダイオードD11とトランジスタQ11との経路によって負荷側へ放出されるため、導通損失を低減させることができる。
次に図3のタイミングチャートを用いて、ハンドルを回転させた状態からまっすぐの状態へ戻す場合を説明する。自動車が走行中の状態において、時刻t3でハンドルをまっすぐの状態に戻す動作が開始されるとする。このときハンドルにはまっすぐの状態へ戻ろうとする外力が加わっている状態であるため、モータは発電機として動作する。すると、ハンドルを回した量に応じたエネルギーが、モータからDC−DCコンバータへ回生される。そして回生エネルギーは、一定の期間P3(図3)をかけて、多相DC−DCコンバータ1側に戻される。そしてエネルギーの回生中においては出力電流Ioが逆流するため、期間P3においては出力電流Ioは負の値となる。
そして期間P3の期間中においては、トランジスタQ11のスイッチング動作が継続される。モータから回生されるエネルギーは、トランジスタQ11が導通、トランジスタQ12が非導通の期間において、インダクタL1に蓄積される。そしてその後のトランジスタQ11が非導通、トランジスタQ12が導通の期間において、インダクタL1に蓄積されたエネルギーが入力端子Viへ戻される。なお期間P3中の時刻t4において、シャント抵抗電流I12がしきい値ITHを超えて下降すると、インダクタ電流IL1が連続モードから不連続モードへ遷移したことが検知される(図3、矢印A2)。しかし期間P3の期間中であるため、トランジスタQ11のスイッチング動作が継続される。これは、時刻t4において不連続モードに遷移しても、モータからのエネルギーの回生は継続しているため、回生されるエネルギーを入力端子Vi側へ戻す必要があるためである。
時刻t5において、電流センサCSにおいて出力電流Ioの逆流の終了が検出されることで、モータからの回生が終了したことがCPU10において検知される。よって、時刻t5以降においてトランジスタQ11のスイッチング動作を停止する旨の指令が、CPU10からゲート制御部20に対して行われる。これにより、不連続モード時においてモータからのエネルギーの回生がない期間に同期整流を行うことにより、交流電流が常に流れて損失が発生してしまう事態を防止することができる。
このように同期整流素子であるトランジスタQ11は、シャント抵抗R1および検出アンプAMP1で不連続モードから連続モードへの遷移を検出し、同期整流を開始する。そして電流センサCSでモータからのエネルギーの回生の終了を検出し、同期整流を終了する。このようにトランジスタQ11のスイッチング動作の開始と停止が、ヒステリシスを有して行われることで、モータからの回生エネルギーの全てを入力端子Viに戻すことが可能となる。
以上詳細に説明したとおり、第1実施形態に係る多相DC−DCコンバータによれば、負荷へのエネルギーの入力開始時点と、負荷からのエネルギーの回生の終了時点とを検出し、負荷へのエネルギーの入力開始時点から、負荷からのエネルギーの回生の終了時点までの間において、同期整流素子のスイッチング動作を行うことができる。よって負荷へのエネルギーの入力時においては、導通損失を低減することができる。また負荷からのエネルギーの回生時においては、同期整流素子のスイッチング動作を行うことよって、入力端子Vi側にエネルギーを回生することができる。またエネルギーの回生の終了後においては、同期整流素子のスイッチング動作を停止することによって、損失を低減することができる。これにより、軽負荷時における損失の低減を図ると共に、負荷から回生されるエネルギーを電源側へ効率よく戻すことが可能となるため、多相DC−DCコンバータの電圧変換における電力効率の向上を図ることができる。
また第1実施形態に係る多相DC−DCコンバータ1によれば、各相の同期整流型DC−DCコンバータの各々に対応して備えられた検出アンプAMP1、AMP2およびシャント抵抗R1、R2と、各相に共通に備えられた一つの電流センサCSとの組合せにより、各相の同期整流型DC−DCコンバータの各々のスイッチング制御と、各相の電流バランスの制御と、過電流の検出とを同時に行うことができる。
従来の回路構成では、同期整流型DC−DCコンバータの各々のスイッチング制御と、相間の電流バランスの制御と、過電流の検出とを同時に行うためには、第1に、各相の同期整流型DC−DCコンバータの出力電流を直接センス抵抗で測定する構成が挙げられる。しかしこの場合、シャント抵抗R1、R2を、例えばインダクタL1、L2に直列に接続する必要がある。するとシャント抵抗R1、R2の基準電位は入力端子Viの電位となり、検出アンプAMP1、AMP2の基準電位は接地電位となり、電位差が発生するため、検出アンプAMP1、AMP2に別電源を使用する必要が生じ、回路規模が増大する問題があった。また第2の回路構成として、電流センサCSを同期整流型DC−DCコンバータの各々の出力に備える構成が挙げられる。しかし電流センサCSは高価であり、体積も大きいため、多相DC−DCコンバータのコストアップや回路規模の増大を招く問題があった。
しかし第1実施形態に係る多相DC−DCコンバータ1によれば、検出アンプAMP1、AMP2およびシャント抵抗R1、R2により、各相の同期整流型DC−DCコンバータの各々のスイッチング制御を行うことができる。このときシャント抵抗R1、R2を、基準電圧端子TSとメインスイッチング素子であるトランジスタQ12、Q22との間に接続する構成とすることで、シャント抵抗R1、R2と検出アンプAMP1、AMP2とで共通の接地電位が用いられる。これにより、検出アンプAMP1に別電源を使用する必要がなくなり、検出アンプAMP1、AMP2の回路の簡略化を図る事が可能となる。また電流センサCSにより、多相DC−DCコンバータ1全体の電流バランスの制御等を行うことができる。このとき電流センサCSは、各相の同期整流型DC−DCコンバータの各々に備える必要はなく、各相に共通に1つのみ備えれば、相間の電流バランス等の制御を行うことができる。また電流センサCSは出力電流Ioを直接測定するため、内部地絡や入出力地絡による過電流の検出を高精度に行うことが可能となる。
以上より、各相の同期整流型DC−DCコンバータの各々に対応して備えられた検出アンプおよびセンス抵抗と、各相に共通に備えられた一つの電流センサとを組合せることにより、各相の同期整流型DC−DCコンバータの各々のスイッチング制御と、多相DC−DCコンバータの相間の電流バランスの制御と、過電流の検出との全てを行うことが可能な多相DC−DCコンバータを、コスト削減や実装スペース削減等を図りつつ実現することが可能となる。
第2実施形態を、図4のタイミングチャートを用いて説明する。第2実施形態は、モータへエネルギーの入力がない場合に、モータからエネルギーが回生される場合(すなわちモータから想定外のエネルギーの回生が行われる場合)における実施形態である。ここで想定外のエネルギーが回生される場合とは、例えば、操作ハンドルがまっすぐの状態で輸送機器が走行中のときにおいて、輸送機器が縁石に乗り上げる場合などが挙げられる。輸送機器が時刻t11において縁石に乗り上げた場合を説明する。この場合ハンドルに外力が加わるため、モータが発電機となり、モータから多相DC−DCコンバータ1へエネルギーが回生される。よって出力電流Ioの逆流が発生し、コンデンサC2に充電が行われる。この出力電流Ioの逆流電流が電流センサCSで検知され、検出結果が電流センサCSからCPU10へ報知される。そして時刻t11以降において、CPU10からゲート制御部20に対して、トランジスタQ11のスイッチング動作を開始する指令が出される。よって、入力端子Viにエネルギーが回生される。
そして時刻t12において、電流センサCSにおいて出力電流Ioの逆流の終了が検出されることで、モータからの回生が終了したことが検知される。すると時刻t12以降においてトランジスタQ11のスイッチング動作を停止する旨の指令が、CPU10からゲート制御部20に対して行われる。よって、不連続モード時においてモータからのエネルギーの回生がない期間に同期整流を行うことにより、交流電流が常に流れて損失が発生してしまう事態を防止することができる。これにより、電流センサCSで逆流電流が検知された時点から、逆流電流が検知されなくなるまでの期間中において、トランジスタQ11およびQ21のスイッチング動作が行われる。
以上詳細に説明したとおり、第2実施形態に係る多相DC−DCコンバータによれば、電流センサCSで逆流電流が検知された時点から、逆流電流が検知されなくなるまでの期間中において、トランジスタQ11のスイッチング動作を行うことができる。これにより、モータから想定外のエネルギーの回生が行われる場合においても、モータからの回生エネルギーを入力端子Viに戻すことが可能となる。
尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。本実施形態の多相DC−DCコンバータでは、入力電圧を昇圧して負荷へ供給する場合について記載したが、この形態に限られない。入力電圧を降圧して負荷へ供給する場合においても本発明を適用できることは言うまでもない。この場合、入力電圧を供給する高圧電源は図1の出力端子Voに接続され、負荷は入力端子Viに接続され、電流センサCSは入力端子Viに接続される。またトランジスタQ11およびQ21がメインスイッチング素子となり、トランジスタQ12およびQ22が同期整流素子となる。またシャント抵抗R1、R2の一端はトランジスタQ11およびQ21のドレイン端子に接続され、他端は出力端子Voに接続される。そして前述したように、負荷へのエネルギーの入力開始時点から、負荷からのエネルギーの回生の終了時点までの間において、同期整流素子であるトランジスタQ12およびQ22のスイッチング動作が行われる。これにより、負荷からのエネルギーを昇圧した上で、高圧電源側へ回生する多相DC−DCコンバータを構成することが可能となる。
また本実施形態の多相DC−DCコンバータ1では、電流センサCSにより出力電流Ioを測定することで、負荷からのエネルギーの回生が行われる期間を直接的に測定するとしたが、この形態に限られない。電流センサCSを備えず、測定手段として負荷からのエネルギーの回生が行われる期間を演算によって求める演算手段をCPU10に設ける形態としてもよい。
回生期間の算出は、出力電流Ioの電流値と、負荷に出力電流Ioが供給される期間と、負荷に入力されたエネルギーのうちDC−DCコンバータへ回生するエネルギーの割合(効率η)とを用いて求められる。出力電流Ioの電流値および負荷に出力電流Ioが供給される期間は、シャント抵抗電流I12、I22の測定結果に基づいて、CPU10において間接的に算出される。また効率ηは回路構成等によって定まる値であり、予め定められる値である。CPU10では、出力電流Ioの電流値と負荷に出力電流Ioが供給される期間とに基づいて、負荷に入力されたエネルギー量が算出される。そして負荷に入力されたエネルギー量に効率ηをかけることで、モータから多相DC−DCコンバータ1へ回生する回生エネルギー量が算出される。そして算出された回生エネルギー量を全て入力側へ戻すために必要と考えられる回生期間が、CPU10で算出される。CPU10は、トランジスタQ11およびQ21のスイッチング動作を回生期間の間行う旨の指令を、ゲート制御部20に対して出力する。
これにより、高価であり、体積も大きい電流センサCSを削減できるため、多相DC−DCコンバータ1のさらなるコスト削減や回路規模の縮小化を図ることができる。
また本実施形態の多相DC−DCコンバータ1では、電流センサCSにより出力電流Ioを測定することで、負荷からのエネルギーの回生の終了時を検出するとしたが、この形態に限られない。測定手段として既存の電圧センサを用い、コンデンサC2の電圧を測定することで、エネルギーの回生の終了を検出する形態としてもよいことは言うまでもない。これにより、電流センサCSを省略することができるため、さらなる回路規模の小型化やコストダウンを図ることが可能となる。
また本実施形態では、多相DC−DCコンバータ1に接続される負荷として輸送機器の操作ハンドルに備えられるモータを挙げたが、これに限られない。エネルギーの入力後に該入力されたエネルギーに応じたエネルギーを回生する負荷(すなわち負荷へのエネルギーの力行と負荷からのエネルギーの回生とがセットになっている負荷)であれば本発明が適用できることは言うまでもない。
また本実施形態では、多相DC−DCコンバータ1は2相であるとしたが、これに限られず、3相以上のDC−DCコンバータであってもよいことは言うまでもない。
また本実施形態では、多相DC−DCコンバータ1のトランジスタQ11およびQ21は逆並列ダイオードD11、D12を備えるとしたが、この形態に限られない。逆並列ダイオードD11、D12の代わりに、トランジスタQ11およびQ21のボディダイオードを用いる形態でも良いことは言うまでもない。また、予め定められた所定値として、インダクタ電流IL1のノコギリ波形のボトム値が0以上となるときの、インダクタ電流IL1のピーク値としたが、損失が許容される程度にずらしてもよい。
尚、電流センサCSは測定手段の一例、シャント抵抗R1およびR2はセンス抵抗の一例、トランジスタQ11およびQ21は同期整流スイッチング素子の一例、トランジスタQ12およびQ22はメインスイッチング素子の一例、検出アンプAMP1およびAMP2は測定部のそれぞれ一例である。
1 多相DC−DCコンバータ
10 CPU
20 ゲート制御部
AMP1、AMP2 検出アンプ
C1、C2 コンデンサ
CS 電流センサ
D11、D12 逆並列ダイオード
I12、I22 シャント抵抗電流
IL1 インダクタ電流
Io 出力電流
L1、L2 インダクタ
Q11、Q12、Q21、Q22 トランジスタ
R1、R2 シャント抵抗
TS 基準電圧端子
Vi 入力端子
Vo 出力端子
10 CPU
20 ゲート制御部
AMP1、AMP2 検出アンプ
C1、C2 コンデンサ
CS 電流センサ
D11、D12 逆並列ダイオード
I12、I22 シャント抵抗電流
IL1 インダクタ電流
Io 出力電流
L1、L2 インダクタ
Q11、Q12、Q21、Q22 トランジスタ
R1、R2 シャント抵抗
TS 基準電圧端子
Vi 入力端子
Vo 出力端子
Claims (5)
- 複数のDC−DCコンバータが互いに並列接続されてなり、回生動作を伴う負荷に電力を供給する多相DC−DCコンバータにおいて、
前記各DC−DCコンバータは、メインスイッチング素子と、同期整流スイッチング素子と、前記同期整流スイッチング素子に逆並列に接続された逆並列ダイオード素子と、前記メインスイッチング素子を流れる電流値を測定するセンス抵抗とを有し、
前記多相DC−DCコンバータの出力負荷電流を測定する測定手段とを備え、
前記センス抵抗を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことに応じて、前記DC−DCコンバータの各々に備えられる同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始し、
前記測定手段において前記出力負荷電流の逆流が検知されなくなることに応じて、前記同期整流スイッチング素子の前記スイッチング動作を停止することを特徴とする多相DC−DCコンバータ。 - 前記測定手段において前記出力負荷電流の逆流が検知されることに応じて、前記同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始することを特徴とする請求項1に記載の多相DC−DCコンバータ。
- 基準電位が供給され、前記センス抵抗の電流を測定する測定部を備え、
前記センス抵抗の一端はメインスイッチング素子に接続され、
前記センス抵抗の他端には前記基準電位が供給されることを特徴とする請求項1に記載の多相DC−DCコンバータ。 - 一端が入力端子に接続されるインダクタと、
前記インダクタの他端と基準電圧端子との間に接続されるメインスイッチング素子と、
前記インダクタと前記メインスイッチング素子との接続点と出力端子との間に接続される同期整流スイッチング素子と、
前記同期整流スイッチング素子に備えられる逆並列ダイオードと
を備えるDC−DCコンバータが複数並列接続されてなり、回生動作を伴う負荷に電力を供給する多相DC−DCコンバータにおいて、
一端が前記メインスイッチング素子に接続され、他端が前記基準電圧端子に接続されるセンス抵抗と、
出力負荷電流を測定する測定手段とを備え、
前記センス抵抗を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことに応じて、前記同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始し、
前記出力負荷電流の逆流が検知されなくなることに応じて、前記同期整流スイッチング素子の前記スイッチング動作を停止することを特徴とする多相DC−DCコンバータ。 - 前記インダクタの他端と基準電圧端子との間に接続されるメインスイッチング素子と、
前記インダクタと前記メインスイッチング素子との接続点と出力端子との間に接続される同期整流スイッチング素子と、
前記同期整流スイッチング素子に備えられる逆並列ダイオード素子と
を備えるDC−DCコンバータが複数並列接続されてなり、回生動作を伴う負荷に電力を供給する多相DC−DCコンバータの制御方法において、
前記メインスイッチング素子に流れる電流を測定するステップと、
出力負荷電流を測定するステップとを備え、
前記メインスイッチング素子を流れる電流値が予め定められた所定値を超えて上昇したことに応じて、前記同期整流スイッチング素子のスイッチング動作を開始し、
前記出力負荷電流の逆流が検知されなくなることに応じて、前記同期整流スイッチング素子の前記スイッチング動作を停止することを特徴とする多相DC−DCコンバータの制御方法。
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JP2006340354A JP2008154377A (ja) | 2006-12-18 | 2006-12-18 | 多相dc−dcコンバータおよび多相dc−dcコンバータの制御方法 |
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Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010119289A (ja) * | 2008-11-14 | 2010-05-27 | Ford Global Technologies Llc | 多相dc−dcコンバータ制御システム |
JP2012029487A (ja) * | 2010-07-26 | 2012-02-09 | Mitsubishi Electric Corp | 多重チョッパ装置 |
JP2013255425A (ja) * | 2013-09-11 | 2013-12-19 | Leach International Corp | 電力制御装置の理想ダイオードを模倣するシステム及びその方法 |
US8988912B2 (en) | 2008-10-23 | 2015-03-24 | Leach International Corporation | System and method for emulating an ideal diode in a power control device |
KR20180071965A (ko) * | 2016-12-20 | 2018-06-28 | 도요타지도샤가부시키가이샤 | 전기 자동차용의 전원 시스템 |
KR20180136268A (ko) * | 2017-06-14 | 2018-12-24 | 엘지전자 주식회사 | 전력 변환 장치 및 그 제어 방법 |
KR20190060220A (ko) * | 2017-11-24 | 2019-06-03 | 엘지전자 주식회사 | 인터리브드 pfc 제어 장치 |
CN112152462A (zh) * | 2020-08-27 | 2020-12-29 | 东南大学 | 一种Buck-Boost LLC两级变换器的能量反馈的轻载控制方法 |
WO2023249222A1 (ko) * | 2022-06-23 | 2023-12-28 | 삼성전자 주식회사 | 인터리브드 승압형 역률 보상 컨버터의 디지털 제어 방법 및 그 장치 |
US12040724B2 (en) | 2020-07-16 | 2024-07-16 | Stmicroelectronics Asia Pacific Pte Ltd | LDO free wireless power receiver having regtifier |
US12040628B2 (en) | 2020-07-16 | 2024-07-16 | Stmicroelectronics Asia Pacific Pte Ltd | LDO free wireless power receiver having regtifier |
-
2006
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Cited By (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8988912B2 (en) | 2008-10-23 | 2015-03-24 | Leach International Corporation | System and method for emulating an ideal diode in a power control device |
JP2010119289A (ja) * | 2008-11-14 | 2010-05-27 | Ford Global Technologies Llc | 多相dc−dcコンバータ制御システム |
JP2012029487A (ja) * | 2010-07-26 | 2012-02-09 | Mitsubishi Electric Corp | 多重チョッパ装置 |
JP2013255425A (ja) * | 2013-09-11 | 2013-12-19 | Leach International Corp | 電力制御装置の理想ダイオードを模倣するシステム及びその方法 |
KR101971369B1 (ko) | 2016-12-20 | 2019-08-13 | 도요타지도샤가부시키가이샤 | 전기 자동차용의 전원 시스템 |
KR20180071965A (ko) * | 2016-12-20 | 2018-06-28 | 도요타지도샤가부시키가이샤 | 전기 자동차용의 전원 시스템 |
KR102024606B1 (ko) | 2017-06-14 | 2019-09-24 | 엘지전자 주식회사 | 전력 변환 장치 및 그 제어 방법 |
KR20180136268A (ko) * | 2017-06-14 | 2018-12-24 | 엘지전자 주식회사 | 전력 변환 장치 및 그 제어 방법 |
KR101986297B1 (ko) | 2017-11-24 | 2019-06-07 | 엘지전자 주식회사 | 인터리브드 pfc 제어 장치 |
KR20190060220A (ko) * | 2017-11-24 | 2019-06-03 | 엘지전자 주식회사 | 인터리브드 pfc 제어 장치 |
US12040724B2 (en) | 2020-07-16 | 2024-07-16 | Stmicroelectronics Asia Pacific Pte Ltd | LDO free wireless power receiver having regtifier |
US12040628B2 (en) | 2020-07-16 | 2024-07-16 | Stmicroelectronics Asia Pacific Pte Ltd | LDO free wireless power receiver having regtifier |
CN112152462A (zh) * | 2020-08-27 | 2020-12-29 | 东南大学 | 一种Buck-Boost LLC两级变换器的能量反馈的轻载控制方法 |
CN112152462B (zh) * | 2020-08-27 | 2021-10-15 | 东南大学 | 一种Buck-Boost LLC两级变换器的能量反馈的轻载控制方法 |
WO2023249222A1 (ko) * | 2022-06-23 | 2023-12-28 | 삼성전자 주식회사 | 인터리브드 승압형 역률 보상 컨버터의 디지털 제어 방법 및 그 장치 |
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