WO2023017596A1 - アンテナ装置 - Google Patents

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WO2023017596A1
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antenna device
antenna
axial direction
frequency
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拓弥 宮坂
寛明 坂本
英俊 牧村
研悟 西本
泰弘 西岡
良夫 稲澤
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q7/00—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/44—Resonant antennas with a plurality of divergent straight elements, e.g. V-dipole, X-antenna; with a plurality of elements having mutually inclined substantially straight portions
    • H01Q9/46—Resonant antennas with a plurality of divergent straight elements, e.g. V-dipole, X-antenna; with a plurality of elements having mutually inclined substantially straight portions with rigid elements diverging from single point

Definitions

  • the present disclosure relates to an antenna device.
  • Patent Document 1 discloses an antenna structure in which an antenna device combines a bow-tie antenna serving as an excitation element and a non-excitation loop antenna surrounding it.
  • the non-excited loop antenna is resonated, so the usable frequency band is limited. Therefore, in the antenna structure disclosed in Patent Document 1, there is a problem that high bidirectional directivity cannot be obtained over a wide frequency band.
  • the present disclosure has been made to solve the above problems, and aims to provide an antenna device capable of obtaining high two-way directivity over a wide frequency band.
  • An antenna device includes a first conductor that forms a ground plane, and a length dimension in a first axial direction that contacts the surface of the first conductor and is parallel to the surface of the first conductor. a second conductor; and a third conductor disposed between the first conductor and the second conductor and connected to a surface of the first conductor via a feeding point; The conductor has an opening surface orthogonal to the first axial direction.
  • high bidirectional directivity can be obtained over a wide frequency band.
  • FIG. 1 is a front perspective view showing the configuration of an antenna device according to Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a plan view showing the configuration of an antenna device according to Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a front view showing the configuration of an antenna device according to Embodiment 1;
  • FIG. It is a front perspective view showing the configuration of a conventional antenna device.
  • 1 is a plan view showing the configuration of a conventional antenna device;
  • FIG. FIG. 2 is a diagram comparing the antenna device according to Embodiment 1 and a conventional antenna device;
  • 6A is a diagram showing the current amplitude and current phase of model 1 corresponding to the configuration of the antenna device according to the first embodiment.
  • FIG. 6B is a diagram showing the current amplitude and current phase of model 2 corresponding to the configuration of the conventional antenna device.
  • FIG. 3 is a diagram showing a radiation pattern on the XY plane in model 1 and a radiation pattern on the XY plane in model 2;
  • 1 is a front perspective view showing the configuration of an antenna device to which the operating principle of a waveguide is applied;
  • FIG. 1 is a plan view showing the configuration of an antenna device to which the operating principle of a waveguide is applied;
  • FIG. 1 is a front view showing the configuration of an antenna device to which the operating principle of a waveguide is applied;
  • FIG. 4 is a diagram showing the electric field intensity in the Y-axis direction in a TE10 mode excitation conductor; It is a figure which shows the directivity of an antenna device.
  • FIG. 12A is a diagram showing directivity in the XY plane in the antenna device.
  • FIG. 12B is a diagram showing directivity in the ZX plane in the antenna device. It is a figure which shows the electric field distribution of an antenna device.
  • FIG. 13A is a diagram showing the electric field distribution on the aperture plane of the second conductor of the antenna device.
  • FIG. 13B is a diagram showing the electric field distribution on the aperture plane of the second conductor of the antenna device.
  • FIG. 4 is a diagram comparing the directional gain of the antenna device according to Embodiment 1 and the directional gain of a conventional antenna device; 4 is a front view showing another configuration of the antenna device according to Embodiment 1;
  • FIG. FIG. 10 is a diagram showing the frequency characteristics of the directional gain of the antenna device when the length of the second conductor is changed stepwise;
  • FIG. 10 is a diagram showing frequency characteristics of radiation efficiency of the antenna device when the width of the second conductor in the antenna device according to Embodiment 2 is changed stepwise;
  • FIG. 11 is a front perspective view showing the configuration of an antenna device according to Embodiment 3;
  • FIG. 11 is a front view showing the configuration of an antenna device according to Embodiment 3; It is a figure which shows the relationship between a reflection coefficient and a frequency.
  • FIG. 20A is a diagram corresponding to the specified low-power radio.
  • FIG. 20B is a diagram corresponding to Wi-Fi.
  • FIG. 4 shows the current distribution in the second conductor;
  • FIG. 21A is a current distribution diagram when the resonance frequency is 928 MHz.
  • FIG. 21B is a current distribution diagram when the resonance frequency is 2.484 GHz.
  • FIG. 12 is a front perspective view showing another configuration of the antenna device according to Embodiment 3;
  • FIG. 11 is a front perspective view showing still another configuration of the antenna device according to Embodiment 3;
  • FIG. 12 is a front perspective view showing the configuration of an antenna device according to Embodiment 4;
  • FIG. 12 is a front view showing the configuration of an antenna device according to Embodiment 4; It is a figure explaining the outline
  • 4 is a diagram showing directions of currents flowing through the antenna device according to Embodiment 1.
  • FIG. 12 is a front perspective view showing the configuration of an antenna device according to Embodiment 5;
  • Embodiment 1 An antenna device 10 according to Embodiment 1 will be described with reference to FIGS. 1 to 16. FIG.
  • FIG. 1 is a front perspective view showing the configuration of the antenna device 10 according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a plan view showing the configuration of the antenna device 10 according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a front view showing the configuration of the antenna device 10 according to Embodiment 1.
  • the front-rear direction of the antenna device 10 is indicated by an arrow in the X-axis direction, and the left-right direction (or width direction) is indicated by the Y-axis direction.
  • the height direction is indicated by an arrow in the Z-axis direction. Each arrow points in the positive direction.
  • the X-axis direction constitutes the first axis direction
  • the Y-axis direction constitutes the second axis direction.
  • the antenna device 10 shown in FIGS. 1 to 3 includes a first conductor 11, a second conductor 12, a third conductor 13, and a feeding point .
  • the first conductor 11 is a ground plane that extends infinitely on the XY plane. Note that the first conductor 11 may be a ground plane that extends finitely on the XY plane.
  • the second conductor 12 is formed, for example, by bending a flat metal plate downward on both left and right sides. Therefore, the second conductor 12 has left and right side wall portions 12a and 12b and a top plate portion 12c. Also, the second conductor 12 has two opening surfaces 12d orthogonal to the X-axis direction. These opening surfaces 12d are formed in a rectangular shape.
  • the side wall portion 12a is arranged on the left side of the antenna device 10 when viewed from the front.
  • the side wall portion 12b is arranged on the right side when viewed from the front of the antenna device 10 .
  • the lower ends of the side walls 12 a and 12 b are in contact with the surface of the first conductor 11 .
  • the top plate portion 12c is arranged parallel to the first conductor 11 and is not in contact with the first conductor 11 .
  • the length dimension of the second conductor 12 is the length L.
  • the width dimension of the second conductor 12 is the width W.
  • the height dimension of the second conductor 12 is height H.
  • the third conductor 13 is formed in a linear shape extending in the Z-axis direction. This third conductor 13 is covered with the second conductor 12 . Also, the third conductor 13 is arranged between the first conductor 11 and the second conductor 12 . The upper end of the third conductor 13 is not in contact with the top plate portion 12 c of the second conductor 12 .
  • the feeding point 14 is for exciting the third conductor 13 .
  • This feeding point 14 connects the surface of the first conductor 11 and the lower end of the third conductor 13 . Also, the feeding point 14 is arranged at the center of the second conductor 12 on the XY plane.
  • the operating principle of the array antenna is used for the lower frequency band, and the operating principle of the waveguide is used for the higher frequency band.
  • the operating principle of the antenna device 10 is not completely divided into the above two operating principles, but the operating principle of the array antenna is dominated by the lower frequency band, and the higher frequency band is guided. It is to be dominant in the operating principle of the wave tube.
  • the low-side frequency band is the 920 MHz frequency band corresponding to the specified low-power radio
  • the high-side frequency band is the 2.4 GHz frequency band corresponding to Wi-Fi.
  • FIG. 4 the principle of operation of an array antenna applied to the frequency band on the low frequency side will be explained using FIGS. 4 to 6.
  • FIG. 4 the principle of operation of an array antenna applied to the frequency band on the low frequency side will be explained using FIGS. 4 to 6.
  • the antenna device 10 shown in FIG. 1 by supplying power to the feeding point 14 , a current flows through the third conductor 13 and an electromagnetic field is generated from the third conductor 13 .
  • This electromagnetic field couples with the second conductor 12 so that current also flows in the second conductor 12 . Therefore, the side walls 12a and 12b in contact with the first conductor 11 and the third conductor 13 form a three-element array.
  • the length corresponding to the length L of the second conductor 12 is The thickness is almost negligible. Therefore, in the antenna device disclosed in Patent Document 1, the current flowing through the non-excited loop element is small, and high gain in the longitudinal direction cannot be obtained.
  • the second conductor 12 corresponding to the parasitic loop element has a three-dimensional structure having a length L in the X-axis direction. The volume through which the current flows in the second conductor 12 is increased.
  • FIG. 4 is a front perspective view showing the configuration of a conventional antenna device 10A.
  • FIG. 5 is a plan view showing the configuration of a conventional antenna device 10A.
  • An antenna device 10A shown in FIGS. 4 and 5 has a structure in which the second conductor 12 and the third conductor 13 of the antenna device 10 are formed in a sheet shape.
  • the antenna device 10A shown in FIGS. 4 and 5 includes a first conductor 11, a feed point 14, a non-excited loop element conductor 15, and an excited element conductor 16.
  • the parasitic loop element conductor 15 has left and right vertical side portions 15a and 15b, an upper side portion 15c, and an opening surface 15d.
  • the vertical side portion 15a is arranged on the left side of the upper side portion 15c when viewed from the front of the antenna device 10A.
  • the vertical side portion 15b is arranged on the right side of the upper side portion 15c when viewed from the front of the antenna device 10A.
  • the lower ends of the vertical sides 15 a and 15 b are in contact with the surface of the first conductor 11 .
  • the upper side portion 15 c is arranged parallel to the first conductor 11 and does not contact the first conductor 11 .
  • the height dimension of the vertical sides 15a and 15b is the height H.
  • the length dimension of the upper side portion 15c (the width dimension of the non-excited loop element conductor 15) is the width W.
  • the width W is the width W.
  • the non-excited loop element conductor 15 is assumed to be a sheet-like one that does not have a thickness in the X-axis direction, but its thickness is actually about 18 ⁇ m. That is, in the antenna device 10A shown in FIG. 4, the length L of the antenna device 10 shown in FIG.
  • the excitation element conductor 16 is formed in a sheet shape extending in the Z-axis direction. This excitation element conductor 16 is covered with a non-excitation loop element conductor 15 . Also, the excitation element conductor 16 is arranged between the first conductor 11 and the non-excitation loop element conductor 15 . The upper end of the excitation element conductor 16 is not in contact with the non-excitation loop element conductor 15 .
  • model 1 a structure in which the length L of the second conductor 12 is 50 mm is hereinafter referred to as model 1.
  • FIG. 1 A structure having sheet-like non-excitation loop element conductors 15 and excitation element conductors 16 like the antenna device 10A shown in FIG.
  • the non-exciting loop element conductor 15 and the exciting element conductor 16 are formed in a sheet shape, so although they cannot stand by themselves, they have a practical structure for mounting on the board. It's becoming In addition, the parasitic loop element conductor 15 and the excitation element conductor 16 are made of metal in order to eliminate the influence of dielectric loss and the like caused by the substrate.
  • FIG. 6A is a diagram showing the current amplitude and current phase of model 1 corresponding to the configuration of the antenna device 10 according to the first embodiment.
  • the frequency is, for example, 928 MHz.
  • the current amplitude value of the side wall portions 12a and 12b is a relative value when the value of the current flowing through the third conductor 13 is 1, and is 0.60A.
  • the current phase value of the side walls 12a and 12b is a relative value when the current phase value of the third conductor 13 is 0, and is 40°.
  • FIG. 6B is a diagram showing the current amplitude and current phase of model 2 corresponding to the configuration of the conventional antenna device 10A.
  • the frequency is, for example, 928 MHz.
  • the current amplitude value of the vertical sides 15a and 15b is a relative value when the value of the current flowing through the excitation element conductor 16 is 1, and is 0.15A.
  • the current phase value of the vertical sides 15a and 15b is a relative value when the current phase value of the excitation element conductor 16 is 0, and is 25°.
  • the side wall portions 12a and 12b and the vertical side portions 15a and 15b have almost no current phase value, but the current amplitude values of the side wall portions 12a and 12b are different from those of the vertical side portions 15a and 15b. It is larger than the current amplitude value of 15b. Therefore, the antenna device 10 has an increased gain in the X-axis direction compared to the conventional antenna device 10A.
  • the electric field distribution can be obtained by using the following formula (1), for example, can be calculated.
  • N is the number of elements
  • d is the antenna element interval
  • ⁇ is the angle of the direction in which the electric field is to be obtained. Note that ⁇ is the wavelength.
  • FIG. 7 is a diagram showing a radiation pattern on the XY plane in model 1 and a radiation pattern on the XY plane in model 2.
  • FIG. The dashed line in FIG. 7 indicates the radio wave radiation pattern of model 1, and the solid line in FIG. 7 indicates the radiation pattern of model 2.
  • the radiation pattern shown in FIG. 7 is obtained using the above formula (1).
  • the antenna device 10 has an increased gain in the X-axis direction compared to the conventional antenna device 10A.
  • FIG. 8 the principle of operation of waveguides applied to the higher frequency band will be described with reference to FIGS. 8 to 15.
  • FIG. 8 is a front perspective view showing the configuration of an antenna device 10B to which the principle of waveguide operation is applied.
  • FIG. 9 is a plan view showing the configuration of an antenna device 10B to which the principle of waveguide operation is applied.
  • FIG. 10 is a front view showing the configuration of an antenna device 10B to which the principle of waveguide operation is applied.
  • FIG. 11 is a diagram showing the electric field intensity in the TE10 mode excitation conductor 17 in the Y-axis direction.
  • FIG. 12 is a diagram showing the directivity of the antenna devices 10 and 10B.
  • FIG. 13 is a diagram showing electric field distributions of the antenna devices 10 and 10B.
  • An antenna device 10B shown in FIG. 8 has a structure including a TE10 mode excitation conductor 17 instead of the third conductor 13 and feeding point 14 in the antenna device 10 shown in FIG. That is, the antenna device 10B includes a first conductor 11, a second conductor 12, and a TE10 mode excitation conductor 17.
  • FIG. 8 shows a structure including a TE10 mode excitation conductor 17 instead of the third conductor 13 and feeding point 14 in the antenna device 10 shown in FIG. That is, the antenna device 10B includes a first conductor 11, a second conductor 12, and a TE10 mode excitation conductor 17.
  • the TE10 mode excitation conductor 17 is provided between the first conductor 11 and the second conductor 12 .
  • the TE10 mode is a fundamental (lowest-order) mode in which an electromagnetic field propagates through a waveguide, and indicates a mode that has an electric field component only in the Z-axis direction. For this reason, in the antenna device 10B shown in FIGS.
  • the electric field strength in the Y-axis direction in the TE10 mode excitation conductor 17 has a minimum value at the side wall portions 12a and 12b and a maximum value at the central portion between the side wall portions 12a and 12b.
  • FIG. 12A is a diagram showing the directivity of the antenna devices 10 and 10B on the XY plane when the length L of the second conductor 12 is 50 mm.
  • FIG. 12B is a diagram showing the directivity in the ZX plane of the antenna devices 10 and 10B when the length L of the second conductor 12 is 50 mm.
  • the solid lines in FIGS. 12A and 12B indicate the directivity of the antenna device 10, and the dashed lines indicate the directivity of the antenna device 10B.
  • the frequency is 2.484 GHz, for example.
  • FIG. 13A is a diagram showing the electric field distribution on the opening surface 12d of the second conductor 12 of the antenna device 10 when the length L of the second conductor 12 is 50 mm.
  • FIG. 13B is a diagram showing the electric field distribution at the aperture 12d of the second conductor 12 of the antenna device 10B when the length L of the second conductor 12 is 50 mm.
  • the direction of the electric field when the third conductor 13 is excited is parallel to the opening surface 12 d of the second conductor 12 .
  • 13B in the antenna device 10B, the direction of the electric field when excited by the TE10 mode excitation conductor 17 is parallel to the opening surface 12d of the second conductor 12.
  • the electromagnetic field when the third conductor 13 is excited and the electromagnetic field when excited by the TE10 mode excitation conductor 17 are almost the same. Therefore, in the antenna device 10, the second conductor 12 operates as a waveguide, and the second conductor 12 exhibits the effect of a waveguide.
  • the antenna device 10 can improve the directivity of the waveguide in the X-axis direction.
  • the antenna device 10 according to Embodiment 1 can increase the directional gain in the X-axis direction by increasing the length L of the second conductor 12 .
  • FIG. 14 is a diagram comparing the directional gain of the antenna device 10 according to Embodiment 1 and the directional gain of the conventional antenna device 10A.
  • the horizontal axis of FIG. 14 indicates frequency [GHz], and the vertical axis of FIG. 14 indicates directivity gain [dBi] in the X-axis direction.
  • a solid line in FIG. 14 indicates the directional gain of the antenna device 10 .
  • the dashed line in FIG. 14 indicates the directional gain of the conventional antenna device 10A.
  • the directional gain of the antenna device 10 is larger than the directional gain of the conventional antenna device 10B in a wide frequency band.
  • the frequency band ranges, for example, from 0.8 to 3.0 GHz.
  • FIG. 15 is a front view showing another configuration of the antenna device 10 according to the first embodiment. As shown in FIG. 15 , in the antenna device 10 , the upper end of the third conductor 13 may abut on the top plate portion 12 c of the second conductor 12 .
  • FIG. 16 is a diagram showing the frequency characteristics of the directional gain of the antenna device 10 when the length L of the second conductor 12 is changed stepwise.
  • the horizontal axis in FIG. 16 indicates frequency [GHz], and the vertical axis in FIG. 16 indicates directivity gain [dBi] in the X-axis direction.
  • FIG. 16 shows an example in which the length L of the second conductor 12 is changed stepwise to 50 mm, 100 mm, 150 mm, 200 mm, 250 mm and 300 mm.
  • the frequency ranges, for example, from 0.5 to 2.5 GHz.
  • the relationship is [(3/4)* ⁇ ] ( ⁇ is the wavelength). Therefore, it is desirable that the upper limit of the length L for the frequency to be used is [(3/4)* ⁇ ].
  • the antenna device 10 includes the first conductor 11 that constitutes the ground plane, and the first axis that is in contact with the surface of the first conductor 11 and parallel to the surface of the first conductor 11.
  • a second conductor 12 having a length dimension in the direction and disposed between the first conductor 11 and the second conductor 12, with respect to the surface of the first conductor 11, via the feeding point 14
  • a connecting third conductor 13 is provided, and the second conductor 12 has an opening surface 12d perpendicular to the first axial direction. Therefore, the antenna device 10 can obtain high bidirectional (X-axis direction) directivity over a wide frequency band.
  • the upper limit of the length dimension of the second conductor 12 is from 1/2 wavelength to 1/4 wavelength of the lowest frequency of the operating frequency band. Therefore, the antenna device 10 can prevent deterioration of bidirectional directivity.
  • the second conductor 12 has a width dimension in a second axial direction orthogonal to the first axial direction, and the width dimension of the second conductor 12 is the lowest frequency of the operating frequency band. is a value corresponding to 1/2 wavelength of . Therefore, the antenna device 10 can prevent deterioration of bidirectional directivity.
  • the second conductor 12 includes a top plate portion 12c arranged parallel to the surface of the first conductor 11 and provided on both sides of the top plate portion 12c. side walls 12a and 12b that abut on the surface of the . Therefore, the antenna device 10 can obtain high bidirectional directivity over a wide frequency band with a simple configuration.
  • FIG. 17 is a diagram showing frequency characteristics of radiation efficiency of the antenna device 10 when the width of the second conductor 12 is changed stepwise in the antenna device according to the second embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram showing frequency characteristics of radiation efficiency of the antenna device 10 when the width W of the second conductor 12 is changed stepwise.
  • the horizontal axis of FIG. 17 indicates frequency [GHz], and the vertical axis of FIG. 17 indicates radiation efficiency [dB].
  • This FIG. 17 shows an example in which the width W is changed stepwise to 50 mm, 100 mm, 150 mm and 200 mm.
  • the frequency ranges, for example, from 0.5 to 2.5 GHz.
  • the waveguide When considering the second conductor 12 as a waveguide, the waveguide has an index called a cutoff frequency. At frequencies below this cut-off frequency, electromagnetic waves do not propagate in the waveguide and are rapidly attenuated.
  • the cutoff frequency is the frequency at which the width of the waveguide is half a wavelength. For example, if the width W of the second conductor 12 is 150 mm, the cutoff frequency is 1 GHz where 150 mm is the half wavelength.
  • electromagnetic waves with a frequency of 1 GHz or less are attenuated without propagating through the material of the second conductor 12 . Attenuation of electromagnetic waves can be confirmed by radiation efficiency. If a decrease in radiation efficiency is observed, this means that the electromagnetic waves are attenuated by the cutoff frequency.
  • the radiation efficiency does not significantly decrease even at 900 MHz and 800 MHz where the frequency is less than 1 GHz.
  • the frequency of the electromagnetic wave becomes lower than 1 GHz, the radiation efficiency of the electromagnetic wave is greatly reduced.
  • the second conductor 12 does not have the length L necessary for the electromagnetic waves to completely attenuate, the radiation efficiency does not decrease even at frequencies slightly lower than 1 GHz. That is, electromagnetic waves propagate without attenuation.
  • the second conductor 12 with a width W other than 150 mm can also be used.
  • the antenna device 10 can prevent the radiation efficiency from deteriorating over a wide frequency band by setting the width W of the second conductor 12 to approximately the cutoff frequency.
  • Embodiment 3 An antenna device 30 according to Embodiment 3 will be described with reference to FIGS. 18 to 23. FIG.
  • the antenna device 10 according to Embodiment 1 increases the directional gain over a wide frequency band.
  • the operating band of this antenna device 10 is only the range of the resonance frequency of the third conductor 13 .
  • the antenna device 30 according to Embodiment 3 widens its operating band by changing the excitation element to a tapered monopole antenna 31 .
  • FIG. 18 is a front perspective view showing the configuration of the antenna device 30 according to Embodiment 3.
  • FIG. 19 is a front view showing the configuration of the antenna device 30 according to the third embodiment.
  • the antenna device 30 includes a first conductor 11, a second conductor 12, a third conductor 13, a feeding point 14, and a tapered monopole antenna as the third conductor. 31.
  • a tapered monopole antenna 31 is arranged between the first conductor 11 and the second conductor 12 .
  • a lower end of the tapered monopole antenna 31 is in contact with the first conductor 11 via the feeding point 14 .
  • the upper end of tapered monopole antenna 31 is not in contact with second conductor 12 .
  • the height dimension of the tapered monopole antenna 31 is the height Ht.
  • the tapered monopole antenna 31 has a tapered structure in which the width dimension gradually increases from the lower end to the upper end.
  • the third conductor 13 of Embodiment 1 is a filamentary monopole.
  • the operating band of the antenna device 30 is limited to the resonance frequency range of the third conductor 13 .
  • the antenna device 30 uses a tapered monopole antenna 31 instead of the third conductor 13 . Therefore, in the antenna device 30, resonance occurs due to coupling with the second conductor 12 in addition to the resonance of the tapered monopole antenna 31 itself, so that the operating band is increased.
  • the third conductor 13, which is a filamentary monopole is coupled with the second conductor 12, but the coupling force is weak.
  • the tapered monopole antenna 31 is strongly coupled with the second conductor 12, leading to an increase in the operating band of the antenna device 30.
  • FIG. 20 is a diagram showing the relationship between reflection coefficient and frequency.
  • the horizontal axis in FIG. 20 indicates frequency [GHz], and the vertical axis in FIG. 20 indicates directivity gain [dBi] in the X-axis direction.
  • This FIG. 20 shows an example in which the length L of the second conductor 12 is changed stepwise to 50 mm, 100 mm and 150 mm.
  • FIG. 20A is a diagram corresponding to the specified low-power radio, and the frequency band shown in FIG. 20A is 0.5 to 1.0 GHz.
  • FIG. 20B is a diagram corresponding to Wi-Fi, and the frequency band shown in FIG. 20B is 2.0 to 2.8 GHz.
  • the reflection coefficient is -10 dB or less regardless of the value of the length L. This is because the height Ht of the tapered monopole antenna 31 is about 1/4 wavelength of 2.4 GHz.
  • resonance can be confirmed at 750 MHz when the length L is 50 mm. Also, when the length L is 100 mm, resonance can be confirmed at 900 MHz. Furthermore, when the length L is 150 mm, resonance can be confirmed at 920 MHz, and the reflection coefficient is -10 dB or less.
  • the antenna device 30 can be made dual-band by providing the tapered monopole antenna 31, and the resonance frequency on the low frequency side can be changed by changing the length L of the second conductor 12. be able to. This is because the resonance on the low frequency side utilizes the coupling between the excitation element and the second conductor 12 .
  • FIG. 21 is a diagram showing the current distribution of the second conductor 12.
  • FIG. 21A is a current distribution diagram when the resonance frequency is 928 MHz.
  • FIG. 21B is a current distribution diagram when the resonance frequency is 2.484 GHz. Note that the length L of the second conductor 12 is 150 mm. As is clear from FIG. 21, it can be understood that the resonance on the low frequency side utilizes the coupling between the second conductor 12 and the tapered monopole antenna 31 .
  • a monoconical antenna 32 having a monoconical antenna shape or a branched antenna shape A branched monopole antenna 33 may be provided.
  • FIG. 22 is a front perspective view showing the configuration of an antenna device 30A according to Embodiment 3.
  • the antenna device 30A includes a first conductor 11, a second conductor 12, a third conductor 13, a feeding point 14, and a monoconical antenna 32 as the third conductor.
  • the monoconical antenna 32 is obtained by forming the third conductor 13 into a monoconical antenna shape.
  • the monoconical antenna 32 is arranged between the first conductor 11 and the second conductor 12 .
  • the lower end of the monoconical antenna 32 is in contact with the first conductor 11 via the feeding point 14 .
  • the upper end of monoconical antenna 32 is not in contact with second conductor 12 .
  • the monoconical antenna 32 has a conical shape whose diameter gradually increases from the lower end to the upper end.
  • FIG. 23 is a front perspective view showing the configuration of an antenna device 30B according to Embodiment 3.
  • the antenna device 30B includes a first conductor 11, a second conductor 12, a third conductor 13, a feeding point 14, and a branch monopole antenna 33 as the third conductor.
  • the branch monopole antenna 33 is obtained by making the third conductor 13 into a branch antenna shape.
  • the branched monopole antenna 33 has an antenna main body 33a and a branched antenna 33b.
  • the antenna main body 33a extends linearly in the Z-axis direction.
  • the branch antenna 33b is provided so as to branch off from the middle portion of the antenna main body 33a with respect to the antenna main body 33a.
  • a branch monopole antenna 33 is arranged between the first conductor 11 and the second conductor 12 . At this time, the lower end of the antenna main body 33a is in contact with the first conductor 11 via the feeding point 14. As shown in FIG. The upper end of the antenna main body 33 a and the upper end of the branch antenna 33 b are not in contact with the second conductor 12 .
  • the antenna main body 33a and the branch antenna 33b have different element lengths, they have different resonant frequencies. Therefore, in the antenna device 30B, the antenna main body 33a and the branch antenna 33b resonate at two mutually different frequencies.
  • the antenna devices 30A and 30B can be made dual-band, like the antenna device 30.
  • the third conductor is the tapered monopole antenna 31 that tapers from the feeding point 14 toward the second conductor 12 . Therefore, the antenna device 30 can widen its operating band.
  • the third conductor is a monoconical antenna 32 that expands conically from the feed point 14 toward the second conductor 12 . Therefore, the antenna device 30A can widen its operating band.
  • the third conductor is a branched monopole antenna 33
  • the branched monopole antenna 33 is composed of an antenna main body 33a and a branched antenna 33b branched from the middle portion of the antenna main body 33a. and Therefore, the antenna device 30B can widen its operating band.
  • Embodiment 4 An antenna device 40 according to Embodiment 4 will be described with reference to FIGS. 24 and 25. FIG.
  • FIG. 24 is a front perspective view showing the configuration of the antenna device 40 according to Embodiment 4.
  • FIG. FIG. 25 is a front view showing the configuration of the antenna device 40 according to the fourth embodiment.
  • the antenna device 40 according to the fourth embodiment has a structure including a second conductor 41 instead of the second conductor 12 of the antenna device 10 according to the first embodiment.
  • the antenna device 40 includes a first conductor 11 , a third conductor 13 , a feeding point 14 and a second conductor 41 .
  • the second conductor 12 according to Embodiment 1 has a rectangular shape when viewed from the front of the antenna device 10
  • the second conductor 41 according to Embodiment 4 has a rectangular shape when viewed from the front of the antenna device 40. and has a semi-elliptical shape.
  • the second conductor 41 is made of metal, for example.
  • the second conductor 41 is provided on the surface of the first conductor 11 with the feeding point 14 as the center.
  • the second conductor 41 covers the third conductor 13 from above.
  • the length dimension of the second conductor 41 is the length L.
  • the second conductor 41 has a long-axis radius A in the Y-axis direction and a short-axis radius B in the Z-axis direction. Note that the major axis direction radius A and the minor axis direction radius B are dimensional values different from each other.
  • the second conductor 41 has two opening surfaces 41a perpendicular to the X-axis direction. These opening surfaces 41a are formed in a semi-elliptical shape.
  • the principle of an array antenna is applied to the antenna device 40.
  • the third conductor 13 excited by the feeding point 14 is coupled with the second conductor 41, so that current flows through them. Therefore, the antenna device 40 can increase the directional gain in the X-axis direction in a wide frequency band.
  • the major axis direction radius A and the minor axis direction radius B have different dimension values, but the major axis direction radius A and the minor axis direction radius B may have the same dimension value. That is, the second conductor 41 may be semicircular. In this case, even if the second conductor 41 is formed in a semicircular shape, the antenna device 40 has a directivity gain in the X-axis direction in a wide frequency band in the same manner as when the second conductor 41 is formed in a semielliptical shape. can be increased.
  • the second conductor 12 is formed in a semi-elliptical shape or a semi-circular shape when viewed from the first axial direction. Therefore, the antenna device 40 can obtain high bidirectional directivity over a wide frequency band with a simple configuration.
  • Embodiment 5 An antenna device 50 according to Embodiment 5 will be described with reference to FIGS. 26 and 28. FIG.
  • the antenna device 10 according to Embodiment 1 has a structure in which the second conductor 12 and the third conductor 13 are provided on one surface of the first conductor 11 .
  • the antenna device 50 according to Embodiment 5 has a structure that is symmetrical with respect to the XY plane by removing the first conductor 11 using image theory.
  • the image theory is that when an electric current and a ground plane exist in a certain space, they are symmetrical with respect to the ground plane, have the same size, have opposite tangential directions, and the same normal direction. There is a directional image current.
  • FIG. 26 is a diagram explaining the outline of the image theory. As shown in FIG. 26, current 51 and image current 52 exist symmetrically with respect to ground plane 53 . It is assumed that the ground plane 53 is on the ZX plane and the current 51 exists in the -Y-axis direction.
  • an image current 52 exists in the +Y-axis direction.
  • the distance from the image current 52 to the ground plane 53 is equal to the distance from the current 51 to the ground plane 53 .
  • the magnitude of the image current 52 is equal to the magnitude of the current 51 .
  • the tangential direction (X-axis direction) of the image current 52 to the ground plane 53 is opposite to the tangential direction of the current 51 to the ground plane 53 .
  • the direction of the normal to the ground plane 53 of the image current 52 (orientation in the Y-axis direction) is the same as the direction of the normal to the ground plane 53 of the current 51 .
  • an electromagnetic field is generated only on the side of the ground plane 53 where the current 51 exists, and no electromagnetic field is generated on the side of the ground plane 53 where the image current 52 exists. Therefore, when the ground plane 53 is removed from the space, it is necessary to use the image current 52 in order to express an equivalent electromagnetic field.
  • FIG. 27 is a diagram showing directions of the current 51 flowing through the antenna device 10 according to the first embodiment. As shown in FIG. 27, a current 51 and an image current 52 are flowing through the antenna device 10 . In FIG. 27, the flow of the current 51 is indicated by a solid line, and the flow of the image current 52 is indicated by a broken line.
  • a current 51 flows through the second conductor 12 and the third conductor 13 by being excited from the feeding point 14 to the third conductor 13 .
  • the image current 52 is the image current of the current 51 using image theory. Applying the image theory to the flow of the current 51 in this way, it can be considered that there exists an image current 52 that is the object of the current 51 for the first conductor 11 .
  • FIG. 28 is a front perspective view showing the configuration of the antenna device 50 according to Embodiment 5.
  • FIG. The antenna device 50 according to the fifth embodiment shown in FIG. 28 has a structure symmetrical with respect to the XY plane by removing the first conductor 11 serving as the ground plane from the antenna device 10 according to the first embodiment. is.
  • the antenna device 50 has a second conductor 54 , a third conductor 55 and a feeding point 14 .
  • the second conductor 54 has a structure in which the second conductor 12 is symmetrical with respect to the XY plane. Therefore, the length dimension of the second conductor 54 is the length L. As shown in FIG. The width dimension of the second conductor 54 is the width W. As shown in FIG. The height dimension of the second conductor 54 is 2H. The height 2H of the second conductors 54 is twice the height H of the second conductors 12 . Also, the second conductor 54 has two opening surfaces 54a orthogonal to the X-axis direction. These opening surfaces 54a are formed in a rectangular shape.
  • the third conductor 55 has a structure in which the third conductor 13 is provided as a target with respect to the XY plane. Therefore, the third conductor 13 has a monopole antenna shape, whereas the third conductor 55 has a dipole antenna shape.
  • the antenna device 50 as a whole has a structure that is symmetrical with respect to the XY plane.
  • this antenna device 50 has a structure in which the antenna device 10 is provided as a target with respect to the XY plane by applying the image theory, it is possible to obtain the same effect as that of the antenna device 10 .
  • the antenna device 50 sandwiches the surface of the first conductor 11 to be removed using image theory, and extends in the first axial direction parallel to the surface of the first conductor 11. and a third conductor 55 arranged inside the second conductor 54 and connected to the surface of the first conductor 11 via the feeding point 14.
  • the second conductor 54 and the third conductor 55 are symmetrical structures with respect to the first conductor 11, the second conductor 54 having an opening surface 54a orthogonal to the first axial direction. Therefore, the antenna device 50 can obtain high bidirectional (X-axis direction) directivity over a wide frequency band.
  • the aperture surface 54a is formed in a rectangular shape. Therefore, the antenna device 50 can obtain high bidirectional directivity over a wide frequency band with a simple configuration.
  • the present disclosure can freely combine each embodiment, modify any component of each embodiment, or omit any component in each embodiment. .
  • the antenna device can obtain high two-way directivity over a wide frequency band by including the opening surface of the second conductor orthogonal to the first axial direction. suitable for use.
  • antenna device 11 first conductor, 12 second conductor, 12a, 12b side wall portion, 12c top plate portion, 12d opening surface, 13 third conductor , 14 feed point, 15 non-excited loop element conductor, 15a, 15b vertical side portion, 15c upper side portion, 15d opening surface, 16 excitation element conductor, 17 TE10 mode excitation conductor, 31 tapered monopole antenna, 32 monoconical antenna, 33 branch monopole antenna, 33a antenna main body, 33b branch antenna, 41 second conductor, 41a aperture, 51 current, 52 image current, 53 ground plane, 54 second conductor, 54a aperture, 55 third conductor.

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Abstract

アンテナ装置（１０）は、地板を構成する第１の導体（１１）と、第１の導体（１１）の表面に当接し、第１の導体（１１）の表面に平行となる第１の軸方向において、長さ寸法を有する第２の導体（１２）と、第１の導体（１１）と第２の導体（１２）との間に配置され、第１の導体（１１）の表面に対して、給電点（１４）を介して接続する第３の導体（１３）とを備え、第２の導体（１２）は、第１の軸方向と直交する開口面（１２ｄ）を有する。

Description

アンテナ装置
　本開示は、アンテナ装置に関する。
　特許文献１には、アンテナ装置は、励振素子となるボウタイアンテナと、これを囲う非励振ループアンテナとを組み合わせた、アンテナ構造が開示されている。
特許第３７７５２７０号公報
　特許文献１に開示されたアンテナ構造においては、非励振ループアンテナは、共振させるものであるため、使用周波数帯域が限定されてしまう。このため、特許文献１に開示されたアンテナ構造においては、広い周波数帯域に亘って、高い双方向指向性が得られないという課題がある。
　本開示は、上記のような課題を解決するためになされたもので、広い周波数帯域に亘って、高い双方向指向性を得ることができるアンテナ装置を提供することを目的とする。
　本開示に係るアンテナ装置は、地板を構成する第１の導体と、第１の導体の表面に当接し、第１の導体の表面に平行となる第１の軸方向において、長さ寸法を有する第２の導体と、第１の導体と第２の導体との間に配置され、第１の導体の表面に対して、給電点を介して接続する第３の導体とを備え、第２の導体は、第１の軸方向と直交する開口面を有するものである。
　本開示によれば、広い周波数帯域に亘って、高い双方向指向性を得ることができる。
実施の形態１に係るアンテナ装置の構成を示す前方斜視図である。 実施の形態１に係るアンテナ装置の構成を示す平面図である。 実施の形態１に係るアンテナ装置の構成を示す正面図である。 従来のアンテナ装置の構成を示す前方斜視図である。 従来のアンテナ装置の構成を示す平面図である。 実施の形態１に係るアンテナ装置と従来のアンテナ装置とを対比した図である。図６Ａは、実施の形態１に係るアンテナ装置の構成に対応したモデル１の電流振幅及び電流位相を示す図である。図６Ｂは、従来のアンテナ装置の構成に対応したモデル２の電流振幅及び電流位相を示す図である。 モデル１におけるＸＹ平面での放射パターンと、モデル２におけるＸＹ平面での放射パターンとを示す図である。 導波管の動作原理が適用されたアンテナ装置の構成を示す前方斜視図である。 導波管の動作原理が適用されたアンテナ装置の構成を示す平面図である。 導波管の動作原理が適用されたアンテナ装置の構成を示す正面図である。 ＴＥ１０モード励振導体におけるＹ軸方向の電界強度を示す図である。 アンテナ装置の指向性を示す図である。図１２Ａは、アンテナ装置におけるＸＹ平面での指向性を示す図である。図１２Ｂは、アンテナ装置におけるＺＸ平面での指向性を示す図である。 アンテナ装置の電界分布を示す図である。図１３Ａは、アンテナ装置の第２の導体における開口面での電界分布を示す図である。図１３Ｂは、アンテナ装置の第２の導体における開口面での電界分布を示す図である。 実施の形態１に係るアンテナ装置の指向性利得と従来のアンテナ装置の指向性利得とを対比した図である。 実施の形態１に係るアンテナ装置の他の構成を示す正面図である。 第２の導体の長さを段階的に変化させた場合におけるアンテナ装置の指向性利得の周波数特性を示す図である。 実施の形態２に係るアンテナ装置における第２の導体の幅を段階的に変化させた場合におけるアンテナ装置の放射効率の周波数特性を示す図である。 実施の形態３に係るアンテナ装置の構成を示す前方斜視図である。 実施の形態３に係るアンテナ装置の構成を示す正面図である。 反射係数と周波数との関係を示す図である。図２０Ａは、特定小電力無線に対応した図である。図２０Ｂは、Ｗｉ－Ｆｉに対応した図である。 第２の導体の電流分布を示す図である。図２１Ａは、共振周波数が９２８ＭＨｚのときの電流分布図である。図２１Ｂは、共振周波数が２．４８４ＧＨｚのときの電流分布図である。 実施の形態３に係るアンテナ装置の他の構成を示す前方斜視図である。 実施の形態３に係るアンテナ装置の更に他の構成を示す前方斜視図である。 実施の形態４に係るアンテナ装置の構成を示す前方斜視図である。 実施の形態４に係るアンテナ装置の構成を示す正面図である。 イメージセオリの概要について説明した図である 実施の形態１に係るアンテナ装置に流れる電流の向きを示す図である。 実施の形態５に係るアンテナ装置の構成を示す前方斜視図である。
　以下、本開示をより詳細に説明するために、本開示を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　実施の形態１に係るアンテナ装置１０について、図１から図１６を用いて説明する。
　図１は、実施の形態１に係るアンテナ装置１０の構成を示す前方斜視図である。図２は、実施の形態１に係るアンテナ装置１０の構成を示す平面図である。図３は、実施の形態１に係るアンテナ装置１０の構成を示す正面図である。
　なお、図１－図５、図７－図９、図１４においては、アンテナ装置１０の前後方向は、Ｘ軸方向の矢印で示し、その左右方向（又は幅方向）はＹ軸方向で示し、その高さ方向はＺ軸方向の矢印で示す。各矢印は、正の方向を示している。また、Ｘ軸方向は、第１の軸方向を構成し、Ｙ軸方向は、第２の軸方向を構成するものである。
　図１から図３に示すアンテナ装置１０は、第１の導体１１、第２の導体１２、第３の導体１３、及び、給電点１４を備えている。
　第１の導体１１は、ＸＹ平面上において無限に延びる地板である。なお、第１の導体１１は、ＸＹ平面上において有限で延びる地板であっても良い。
　第２の導体１２は、例えば、平板状の金属板を、その左右両側を下方に向けて折り曲げられることにより形成されたものである。このため、第２の導体１２は、左右の側壁部１２ａ，１２ｂ及び天板部１２ｃを有している。また、第２の導体１２は、Ｘ軸方向と直交する開口面１２ｄを２つ有している。これらの開口面１２ｄは、矩形状に形成されている。
　側壁部１２ａは、アンテナ装置１０の正面から見て左側に配置されている。側壁部１２ｂは、アンテナ装置１０の正面から見て右側に配置されている。各側壁部１２ａ，１２ｂの下端は、第１の導体１１の表面に当接している。天板部１２ｃは、第１の導体１１と平行に配置されており、当該第１の導体１１とは当接していない。このとき、第２の導体１２の長さ寸法は、長さＬである。第２の導体１２の幅寸法は、幅Ｗである。第２の導体１２の高さ寸法は、高さＨである。なお、各開口面１２ｄのＸ軸方向の設置位置は、それぞれ、Ｘ＝±Ｌ／２となっている。
　第３の導体１３は、Ｚ軸方向に延びるような線状に形成されている。この第３の導体１３は、第２の導体１２に覆われている。また、第３の導体１３は、第１の導体１１と第２の導体１２との間に配置されている。第３の導体１３の上端は、第２の導体１２の天板部１２ｃに当接していない。
　給電点１４は、第３の導体１３を励振させるためのものである。この給電点１４は、第１の導体１１の表面と、第３の導体１３の下端との間を、繋いでいる。また、給電点１４は、ＸＹ平面上における第２の導体１２の中心に配置されている。
　次に、アンテナ装置１０の動作について説明する。
　アンテナ装置１０の動作原理においては、低域側の周波数帯域にアレーアンテナの動作原理が用いられ、高域側の周波数帯域に導波管の動作原理が用いられている。但し、アンテナ装置１０の動作原理は、完全に上記２つの動作原理に切り分けられるのではなく、低域側の周波数帯域がアレーアンテナの動作原理に支配的になり、高域側の周波数帯域が導波管の動作原理に支配的になるということである。例えば、低域側の周波数帯域は、特定小電力無線に対応した９２０ＭＨｚの周波数帯であり、高域側の周波数帯域は、Ｗｉ－Ｆｉに対応した２．４ＧＨｚの周波数帯である。
　先ず、低域側の周波数帯域に適用されるアレーアンテナの動作原理について、図４から図６を用いて説明する。
　図１に示すアンテナ装置１０においては、給電点１４に対して給電することで、第３の導体１３に電流が流れて、当該第３の導体１３から電磁界が発生する。この電磁界は、第２の導体１２と結合するため、当該第２の導体１２にも電流が流れる。このため、第１の導体１１と接している側壁部１２ａ，１２ｂと、第３の導体１３とによって、３素子アレーが形成される。
　一方、特許文献１に開示されたアンテナ装置においては、励振素子となるボウタイアンテナに対して給電することで、発生した電磁界の結合を利用して、非励振ループ素子に電流を流して、３素子アレーを形成させている。
　しかしながら、特許文献１に開示されたアンテナ装置においては、誘電体基板又は窓ガラス上にプリントアンテナを形成することを前提としているため、第２の導体１２の長さＬに対応する長さは、殆ど無視できる厚みである。このため、特許文献１に開示されたアンテナ装置においては、非励振ループ素子に流れる電流が小さく、前後方向への高利得を得ることができない。
　これに対して、実施の形態１に係るアンテナ装置１０においては、非励振ループ素子に相当する第２の導体１２が、Ｘ軸方向の長さＬの寸法を有する立体構造となることで、当該第２の導体１２における電流の流れる体積が増加している。
　図４は、従来のアンテナ装置１０Ａの構成を示す前方斜視図である。図５は、従来のアンテナ装置１０Ａの構成を示す平面図である。図４及び図５に示すアンテナ装置１０Ａは、アンテナ装置１０の第２の導体１２及び第３の導体１３をシート状に形成した構造となっている。
　図４及び図５に示すアンテナ装置１０Ａは、第１の導体１１、給電点１４、非励振ループ素子導体１５、及び、励振素子導体１６を備えている。
　非励振ループ素子導体１５は、左右の縦辺部１５ａ，１５ｂ、上辺部１５ｃ、及び、開口面１５ｄを有している。縦辺部１５ａは、アンテナ装置１０Ａの正面から見て、上辺部１５ｃの左側に配置されている。縦辺部１５ｂは、アンテナ装置１０Ａの正面から見て、上辺部１５ｃの右側に配置されている。各縦辺部１５ａ，１５ｂの下端は、第１の導体１１の表面に当接している。上辺部１５ｃは、第１の導体１１と平行に配置されており、当該第１の導体１１とは当接していない。このとき、縦辺部１５ａ，１５ｂの高さ寸法は、高さＨである。上辺部１５ｃの長さ寸法（非励振ループ素子導体１５の幅寸法）は、幅Ｗである。
　非励振ループ素子導体１５は、Ｘ軸方向への厚みを有さない、シート状のものを想定しているが、実際には、その厚みは、１８μｍ程度となっている。つまり、図４に示すアンテナ装置１０Ａは、図１に示すアンテナ装置１０において、長さＬを限りなく小さくし、ほぼ無視できる程度の長さ寸法としたものである。
　励振素子導体１６は、Ｚ軸方向に延びるようなシート状に形成されている。この励振素子導体１６は、非励振ループ素子導体１５に覆われている。また、励振素子導体１６は、第１の導体１１と非励振ループ素子導体１５との間に配置されている。励振素子導体１６の上端は、非励振ループ素子導体１５に当接していない。
　ここでは、アンテナ装置１０におけるアンテナ装置１０Ａに対する優位性を説明するため、２つのモデルについて考える。図１に示すアンテナ装置１０において、第２の導体１２の長さＬを５０ｍｍとした構造を、以下、モデル１と称す。また、図４に示すアンテナ装置１０Ａのように、シート状をなす非励振ループ素子導体１５及び励振素子導体１６を有する構造を、以下、モデル２と称す。
　図５に示すように、非励振ループ素子導体１５及び励振素子導体１６は、シート状に形成されているため、それら自身で自立することができないものの、基板への実装については実用的な構造となっている。また、非励振ループ素子導体１５及び励振素子導体１６は、基板による誘電体損失等の影響を取り除くために、金属製となっている。
　図６Ａは、実施の形態１に係るアンテナ装置１０の構成に対応したモデル１の電流振幅及び電流位相を示す図である。周波数は、例えば、９２８ＭＨｚである。この図６Ａに示すように、側壁部１２ａ，１２ｂの電流振幅値は、第３の導体１３に流れる電流値を１とした場合の相対値であって、０．６０Ａとなっている。また、側壁部１２ａ，１２ｂの電流位相値は、第３の導体１３の電流位相値を０とした場合の相対値であって、４０°となっている。
　図６Ｂは、従来のアンテナ装置１０Ａの構成に対応したモデル２の電流振幅及び電流位相を示す図である。周波数は、例えば、９２８ＭＨｚである。この図６Ｂに示すように、縦辺部１５ａ，１５ｂの電流振幅値は、励振素子導体１６に流れる電流値を１とした場合の相対値であって、０．１５Ａとなっている。また、縦辺部１５ａ，１５ｂの電流位相値は、励振素子導体１６の電流位相値を０とした場合の相対値であって、２５°となっている。
　図６Ａ及び図６Ｂに示すように、側壁部１２ａ，１２ｂと縦辺部１５ａ，１５ｂとにおいては、電流位相値が殆ど変化しないものの、側壁部１２ａ，１２ｂの電流振幅値が縦辺部１５ａ，１５ｂの電流振幅値よりも大きくなっている。このため、アンテナ装置１０は、従来のアンテナ装置１０Ａよりも、Ｘ軸方向の利得が増加する。
　アレーアンテナの励振分布、即ち、各アンテナに励振する電力の振幅値及び位相値と、アンテナ間の間隔とが、既知である場合、例えば、下記に示す式（１）を用いて、電界分布が計算可能となる。式（１）においては、Ｎは素子数、ｋは波数（＝２*π／λ）、ｄはアンテナ素子間隔、αは電界を求めたい方向の角度である。なお、λは波長である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　図７は、モデル１におけるＸＹ平面での放射パターンと、モデル２におけるＸＹ平面での放射パターンとを示す図である。図７の破線は、モデル１の電波放射パターンを示しており、図７の実線は、モデル２の放射パターンを示している。この図７に示す放射パターンは、上記式（１）を用いて求めたものである。図７からも解るように、アンテナ装置１０は、従来のアンテナ装置１０Ａよりも、Ｘ軸方向の利得が増加する。
　次に、高域側の周波数帯域に適用される導波管の動作原理について、図８から図１５を用いて説明する。
　図８は、導波管の動作原理が適用されたアンテナ装置１０Ｂの構成を示す前方斜視図である。図９は、導波管の動作原理が適用されたアンテナ装置１０Ｂの構成を示す平面図である。図１０は、導波管の動作原理が適用されたアンテナ装置１０Ｂの構成を示す正面図である。図１１は、ＴＥ１０モード励振導体１７におけるＹ軸方向の電界強度を示す図である。図１２は、アンテナ装置１０，１０Ｂの指向性を示す図である。図１３は、アンテナ装置１０，１０Ｂの電界分布を示す図である。
　図８に示すアンテナ装置１０Ｂは、図１に示すアンテナ装置１０における第３の導体１３及び給電点１４に替えて、ＴＥ１０モード励振導体１７を備えた構造となっている。即ち、アンテナ装置１０Ｂは、第１の導体１１、第２の導体１２、及び、ＴＥ１０モード励振導体１７を備えている。
　図８から図１０に示すように、ＴＥ１０モード励振導体１７は、第１の導体１１と第２の導体１２との間に設けられている。このＴＥ１０モード励振導体１７は、Ｘ軸方向において、第２の導体１２の中央部に配置されている。即ち、ＴＥ１０モード励振導体１７は、Ｘ＝０ｍｍの位置に配置されている。また、ＴＥ１０モード励振導体１７は、Ｙ軸方向において、側壁部１２ａ，１２ｂ間に配置されている。即ち、ＴＥ１０モード励振導体１７は、Ｙ＝－Ｗ/２～Ｗ/２に亘って配置されている。
　ここで、ＴＥ１０モードとは、電磁界が導波管を伝搬する基本（最低次）モードであり、Ｚ軸方向にしか電界の成分を持たないモードのことを示す。このため、図８から図１０に示すアンテナ装置１０Ｂにおいては、ＴＥ１０モードの電界が、第２の導体１２の開口面１２ｄと平行である。
　図１１に示すように、ＴＥ１０モード励振導体１７におけるＹ軸方向の電界強度は、Ｙ＝±Ｗ/２において最小値となり、Ｙ＝０において最大値となる。言い換えれば、ＴＥ１０モード励振導体１７におけるＹ軸方向の電界強度は、側壁部１２ａ，１２ｂにおいて最小値となり、側壁部１２ａ，１２ｂ間における中央部において最大値となる。
　そこで、図８に示すＴＥ１０モード励振導体１７の励振によって発生した電磁界と、図１に示す第３の導体１３の励振によって発生した電磁界とが一致すれば、第２の導体１２の動作が導波管の動作と同等であることを証明することができる。
　図１２Ａは、第２の導体１２の長さＬを５０ｍｍとした場合の、アンテナ装置１０，１０ＢにおけるＸＹ平面での指向性を示す図である。図１２Ｂは、第２の導体１２の長さＬを５０ｍｍとした場合のアンテナ装置１０，１０ＢにおけるＺＸ平面での指向性を示す図である。図１２Ａ及び１２Ｂの実線は、アンテナ装置１０の指向性を示しており、その破線は、アンテナ装置１０Ｂの指向性を示している。このように、アンテナ装置１０の指向性とアンテナ装置１０Ｂの指向性とは、一致している。なお、図１２Ａ及び図１２Ｂにおいては、周波数は、例えば、２．４８４ＧＨｚである。
　図１３Ａは、第２の導体１２の長さＬを５０ｍｍとした場合の、アンテナ装置１０の第２の導体１２における開口面１２ｄでの電界分布を示す図である。図１３Ｂは、第２の導体１２の長さＬを５０ｍｍとした場合の、アンテナ装置１０Ｂの第２の導体１２における開口面１２ｄでの電界分布を示す図である。なお、図１３Ａ及び図１３Ｂは、Ｘ＝２５ｍｍの位置における第２の導体１２の縦断面図である。
　図１３Ａに示すように、アンテナ装置１０において、第３の導体１３を励振した場合の電界の向きは、第２の導体１２の開口面１２ｄと平行となっている。また、図１３Ｂに示すように、アンテナ装置１０Ｂにおいて、ＴＥ１０モード励振導体１７によって励振した場合の電界の向きは、第２の導体１２の開口面１２ｄと平行となっている。また、第３の導体１３を励振した場合の電磁界と、ＴＥ１０モード励振導体１７によって励振した場合の電磁界とは、殆ど一致している。このため、アンテナ装置１０においては、第２の導体１２が導波管として動作するため、当該第２の導体１２が導波管の効果を発揮する。アンテナ装置１０は、導波管のＸ軸方向における指向性を向上させることができる。
　実施の形態１に係るアンテナ装置１０は、第２の導体１２の長さＬを大きくすることによって、Ｘ軸方向への指向性利得を増加させることができる。図１４は、実施の形態１に係るアンテナ装置１０の指向性利得と従来のアンテナ装置１０Ａの指向性利得とを対比した図である。図１４の横軸は、周波数［ＧＨｚ］を示し、図１４の縦軸は、Ｘ軸方向の指向性利得［ｄＢｉ］を示す。図１４の実線は、アンテナ装置１０の指向性利得を示している。図１４の破線は、従来のアンテナ装置１０Ａの指向性利得を示している。この図１４に示すように、アンテナ装置１０の指向性利得は、広い周波数帯域において、従来のアンテナ装置１０Ｂの指向性利得よりも大きくなっている。周波数帯域は、例えば、０．８～３．０ＧＨｚの範囲となっている。
　なお、図１５は、実施の形態１に係るアンテナ装置１０の他の構成を示す正面図である。この図１５に示すように、アンテナ装置１０においては、第３の導体１３の上端は、第２の導体１２の天板部１２ｃに当接しても良い。
　図１６は、第２の導体１２の長さＬを段階的に変化させた場合におけるアンテナ装置１０の指向性利得の周波数特性を示す図である。図１６の横軸は、周波数［ＧＨｚ］を示し、図１６の縦軸は、Ｘ軸方向の指向性利得［ｄＢｉ］を示す。この図１６は、第２の導体１２の長さＬを、５０ｍｍ、１００ｍｍ、１５０ｍｍ、２００ｍｍ、２５０ｍｍ、及び、３００ｍｍと段階的に変化させた例を示している。周波数は、例えば、０．５～２．５ＧＨｚの範囲となっている。
　図１６に示すように、アンテナ装置１０の指向性利得は、長さＬ＝１５０ｍｍ以上において、特定の周波数で低下している。具体的には、アンテナ装置１０は、長さＬ＝１５０ｍｍにおいて、１．４ＧＨｚで指向性利得が低下している。また、アンテナ装置１０は、長さＬ＝２００ｍｍにおいて、１．１ＧＨｚで指向性利得が低下している。更に、アンテナ装置１０は、長さＬ＝２５０ｍｍにおいて、０．９ＧＨｚで指向性利得が低下している。そして、アンテナ装置１０は、長さＬ＝３００ｍｍにおいて、０．８ＧＨｚで指向性利得が低下している。
　指向性利得が落ち込む周波数の波長の比を考えると、［（３/４）*λ］（λは波長）の関係となっている。このため、使用したい周波数に対する長さＬの上限値は、［（３/４）*λ］が望ましい。
　以上、実施の形態１に係るアンテナ装置１０は、地板を構成する第１の導体１１と、第１の導体１１の表面に当接し、第１の導体１１の表面に平行となる第１の軸方向において、長さ寸法を有する第２の導体１２と、第１の導体１１と第２の導体１２との間に配置され、第１の導体１１の表面に対して、給電点１４を介して接続する第３の導体１３とを備え、第２の導体１２は、第１の軸方向と直交する開口面１２ｄを有する。このため、アンテナ装置１０は、広い周波数帯域に亘って、高い双方向（Ｘ軸方向）指向性を得ることができる。
　アンテナ装置１０においては、第２の導体１２の長さ寸法は、使用周波数帯域の最低周波数の１／２波長から１／４波長までを、上限値とする。このため、アンテナ装置１０は、双方向指向性の低下を防止することができる。
　アンテナ装置１０においては、第２の導体１２は、第１の軸方向と直交する第２の軸方向において、幅寸法を有し、第２の導体１２の幅寸法は、使用周波数帯域の最低周波数の１／２波長に対応する値である。このため、アンテナ装置１０は、双方向指向性の低下を防止することができる。
　アンテナ装置１０においては、第２の導体１２は、第１の導体１１の表面に対して平行に配置される天板部１２ｃと、天板部１２ｃの両側部に設けられ、第１の導体１１の表面と当接する側壁部１２ａ，１２ｂとを有する。このため、アンテナ装置１０は、簡素な構成で、広い周波数帯域に亘って、高い双方向指向性を得ることができる。
実施の形態２．
　実施の形態２に係るアンテナ装置について、図１７を用いて説明する。図１７は、実施の形態２に係るアンテナ装置における第２の導体１２の幅を段階的に変化させた場合におけるアンテナ装置１０の放射効率の周波数特性を示す図である。
　実施の形態２に係るアンテナ装置においては、第２の導体１２の幅Ｗを変化させた場合について説明する。図１７は、第２の導体１２の幅Ｗを段階的に変化させた場合におけるアンテナ装置１０の放射効率の周波数特性を示す図である。図１７の横軸は、周波数［ＧＨｚ］を示し、図１７の縦軸は、放射効率［ｄＢ］を示す。この図１７は、幅Ｗを、５０ｍｍ、１００ｍｍ、１５０ｍｍ、及び、２００ｍｍと段階的に変化させた例を示している。周波数は、例えば、０．５～２．５ＧＨｚの範囲となっている。
　第２の導体１２を導波管として考える場合、当該導波管には、カットオフ周波数と呼ばれる指標が存在する。このカットオフ周波数以下の周波数においては、電磁波は、導波管内を伝搬せず、急激に減衰する。カットオフ周波数は、導波管の幅が半波長となる周波数である。例えば、第２の導体１２における幅Ｗが１５０ｍｍであった場合、１５０ｍｍが半波長となる１ＧＨｚの周波数が、カットオフ周波数となる。
　従って、周波数が１ＧＨｚ以下となる電磁波は、第２の導体１２の材料中を伝搬せず減衰する。電磁波の減衰は、放射効率によって確認することができる。放射効率の低下が見られた場合、これは、電磁波がカットオフ周波数によって減衰していることを意味している。
　図１７に示すように、Ｗ＝１５０ｍｍの場合、周波数が１ＧＨｚ未満となる９００ＭＨｚ及び８００ＭＨｚにおいても、放射効率は、大きく低下していない。理論的には、１ＧＨｚを境にして、電磁波が低周波になることで、その放射効率が大きく低下する。しかしながら、第２の導体１２は、電磁波が完全に減衰するまでに必要な長さＬを有していないため、放射効率は、１ＧＨｚよりも少し低周波側でも低下しない。即ち、電磁波は、減衰せずに伝搬する。
　幅Ｗが１５０ｍｍ以外の場合でも、電磁波は、カットオフ周波数で急激に減衰せずに、当該カットオフ周波数付近を境に緩やかに低下し、カットオフ周波数よりも若干低周波側でも、カットオフにはならない。このため、幅Ｗが１５０ｍｍ以外の第２の導体１２についても、使用可能となっている。
　従って、第２の導体１２の幅Ｗを設定する場合、その幅Ｗが、およそカットオフ周波数よりも少し低い周波数まで使用できることを考慮する必要がある。このように、アンテナ装置１０は、第２の導体１２の幅Ｗをカットオフ周波数程度とすることで、広い周波数帯域に亘って、放射効率の低下を防止することができる。
実施の形態３．
　実施の形態３に係るアンテナ装置３０について、図１８から図２３を用いて説明する。
　実施の形態１に係るアンテナ装置１０は、広い周波数帯域に亘って、指向性利得を増加させるものである。このアンテナ装置１０の動作帯域は、第３の導体１３の共振周波数の範囲のみである。これに対して、実施の形態３に係るアンテナ装置３０は、励振素子をテーパ型モノポールアンテナ３１に変更することで、その動作帯域を広くさせるものである。
　図１８は、実施の形態３に係るアンテナ装置３０の構成を示す前方斜視図である。図１９は、実施の形態３に係るアンテナ装置３０の構成を示す正面図である。
　図１８及び図１９に示すように、アンテナ装置３０は、第１の導体１１、第２の導体１２、第３の導体１３、給電点１４、及び、第３の導体としてのテーパ型モノポールアンテナ３１を備えている。
　テーパ型モノポールアンテナ３１は、第１の導体１１と第２の導体１２との間に配置されている。テーパ型モノポールアンテナ３１の下端は、給電点１４を介して、第１の導体１１に当接している。テーパ型モノポールアンテナ３１の上端は、第２の導体１２に当接していない。テーパ型モノポールアンテナ３１の高さ寸法は、高さＨｔである。テーパ型モノポールアンテナ３１は、幅寸法が下端から上端に向かうに従って徐々に大きくなるような、テーパ構造となっている。
　実施の形態１の第３の導体１３は、線条モノポールである。この結果、アンテナ装置３０の動作帯域は、第３の導体１３の共振周波数の範囲のみとなる。これに対して、アンテナ装置３０は、その第３の導体１３に替えて、テーパ型モノポールアンテナ３１を用いている。このため、アンテナ装置３０は、テーパ型モノポールアンテナ３１自身の共振に加えて、第２の導体１２との結合により共振が生じるため、動作帯域が増加する。線条モノポールとなる第３の導体１３は、第２の導体１２との結合が生じるものの、その結合力は弱い。テーパ型モノポールアンテナ３１は、第２の導体１２と強く結合し、アンテナ装置３０の動作帯域の増加に繋がる。
　図２０は、反射係数と周波数との関係を示す図である。図２０の横軸は、周波数［ＧＨｚ］を示し、図２０の縦軸は、Ｘ軸方向の指向性利得［ｄＢｉ］を示す。この図２０は、第２の導体１２の長さＬを、５０ｍｍ、１００ｍｍ、及び、１５０ｍｍと段階的に変化させた例を示している。図２０Ａは、特定小電力無線に対応した図であり、当該図２０Ａで示す周波数帯域は、０．５～１．０ＧＨｚである。図２０Ｂは、Ｗｉ－Ｆｉに対応した図であり、当該図２０Ｂで示す周波数帯域は、２．０～２．８ＧＨｚである。
　図２０Ｂに示すように、Ｗｉ－Ｆｉに対応する２．４ＧＨｚにおいては、長さＬがどのような値でも、反射係数が－１０ｄＢ以下となっている。これは、テーパ型モノポールアンテナ３１の高さＨｔが、２．４ＧＨｚのおよそ１／４波長になっているためである。これに対して、特定小電力無線に対応する０．５～１．０ＧＨｚにおいては、長さＬが５０ｍｍとなる場合、７５０ＭＨｚで共振を確認することができる。また、長さＬが１００ｍｍとなる場合、９００ＭＨｚで共振を確認することができる。更に、長さＬが１５０ｍｍとなる場合、９２０ＭＨｚで共振を確認することができ、反射係数が－１０ｄＢ以下となっている。
　従って、アンテナ装置３０は、テーパ型モノポールアンテナ３１を備えることにより、デュアルバンド化が可能となるが、第２の導体１２の長さＬを変えることにより、低周波側の共振周波数を変更することができる。これは、低周波側の共振が、励振素子と第２の導体１２との結合を利用しているためである。
　図２１は、第２の導体１２の電流分布を示す図である。図２１Ａは、共振周波数が９２８ＭＨｚのときの電流分布図である。図２１Ｂは、共振周波数が２．４８４ＧＨｚのときの電流分布図である。なお、第２の導体１２の長さＬは、１５０ｍｍとしている。この図２１から明らかなように、低周波側の共振が、第２の導体１２とテーパ型モノポールアンテナ３１との結合を利用していることが理解できる。
　なお、図２２及び図２３に示すように、実施の形態３に係るアンテナ装置３０においては、テーパ型モノポールアンテナ３１に替えて、モノコニカルアンテナ形状をなすモノコニカルアンテナ３２、又は、分岐アンテナ形状をなす分岐モノポールアンテナ３３を備えても構わない。
　図２２は、実施の形態３に係るアンテナ装置３０Ａの構成を示す前方斜視図である。アンテナ装置３０Ａは、第１の導体１１、第２の導体１２、第３の導体１３、給電点１４、及び、第３の導体としてのモノコニカルアンテナ３２を備えている。モノコニカルアンテナ３２は、第３の導体１３をモノコニカルアンテナ形状にしたものである。
　モノコニカルアンテナ３２は、第１の導体１１と第２の導体１２との間に配置されている。モノコニカルアンテナ３２の下端は、給電点１４を介して、第１の導体１１に当接している。モノコニカルアンテナ３２の上端は、第２の導体１２に当接していない。モノコニカルアンテナ３２は、径寸法が下端から上端に向かうに従って徐々に大きくなるような、円錐状となっている。
　図２３は、実施の形態３に係るアンテナ装置３０Ｂの構成を示す前方斜視図である。アンテナ装置３０Ｂは、第１の導体１１、第２の導体１２、第３の導体１３、給電点１４、及び、第３の導体としての分岐モノポールアンテナ３３を備えている。分岐モノポールアンテナ３３は、第３の導体１３を分岐アンテナ形状にしたものである。
　分岐モノポールアンテナ３３は、アンテナ本体３３ａ及び分岐アンテナ３３ｂを有している。アンテナ本体３３ａは、Ｚ軸方向において直線的に延びている。分岐アンテナ３３ｂは、アンテナ本体３３ａに対して、当該アンテナ本体３３ａの途中部分から分岐するように設けられている。
　分岐モノポールアンテナ３３は、第１の導体１１と第２の導体１２との間に配置されている。このとき、アンテナ本体３３ａの下端は、給電点１４を介して、第１の導体１１に当接している。アンテナ本体３３ａの上端及び分岐アンテナ３３ｂの上端は、第２の導体１２に当接していない。
　アンテナ本体３３ａ及び分岐アンテナ３３ｂは、互いに素子長が異なるため、互いに共振する周波数が異なっている。このため、アンテナ装置３０Ｂにおいては、アンテナ本体３３ａと分岐アンテナ３３ｂとが、互いに異なる２つの周波数において共振する。
　従って、アンテナ装置３０Ａ，３０Ｂは、アンテナ装置３０と同様に、デュアルバンド化が可能となる。
　以上、実施の形態３に係るアンテナ装置３０においては、第３の導体は、給電点１４から第２の導体１２に向かうに従ってテーパ状に広がる、テーパ型モノポールアンテナ３１である。このため、アンテナ装置３０は、その動作帯域を広くすることができる。
　実施の形態３に係るアンテナ装置３０Ａにおいては、第３の導体は、給電点１４から第２の導体１２に向かうに従って円錐状に拡がる、モノコニカルアンテナ３２である。このため、アンテナ装置３０Ａは、その動作帯域を広くすることができる。
　実施の形態３に係るアンテナ装置３０Ｂにおいては、第３の導体は、分岐モノポールアンテナ３３であり、分岐モノポールアンテナ３３は、アンテナ本体３３ａと、アンテナ本体３３ａの途中部分から分岐する分岐アンテナ３３ｂとを有する。このため、アンテナ装置３０Ｂは、その動作帯域を広くすることができる。
実施の形態４．
　実施の形態４に係るアンテナ装置４０について、図２４及び図２５を用いて説明する。
　図２４は、実施の形態４に係るアンテナ装置４０の構成を示す前方斜視図である。図２５は、実施の形態４に係るアンテナ装置４０の構成を示す正面図である。
　実施の形態４に係るアンテナ装置４０は、実施の形態１に係るアンテナ装置１０の第２の導体１２に替えて、第２の導体４１を備えた構造となっている。アンテナ装置４０は、第１の導体１１、第３の導体１３、給電点１４、及び、第２の導体４１を備えている。
　実施の形態１に係る第２の導体１２は、アンテナ装置１０の正面から見て、矩形状であるのに対して、実施の形態４に係る第２の導体４１は、アンテナ装置４０正面から見て、半楕円形状となっている。この第２の導体４１は、例えば、金属で形成されている。
　第２の導体４１は、給電点１４を中心として、第１の導体１１の表面に設けられている。この第２の導体４１は、第３の導体１３を上方から覆っている。また、第２の導体４１の長さ寸法は、長さＬである。第２の導体４１は、Ｙ軸方向において、長軸方向半径Ａを有し、Ｚ軸方向において、短軸方向半径Ｂを有している。なお、長軸方向半径Ａと短軸方向半径Ｂとは、互いに異なる寸法値である。
　また、第２の導体４１は、Ｘ軸方向と直交する開口面４１ａを２つ有している。これらの開口面４１ａは、半楕円形状に形成されている。
　アンテナ装置４０には、アレーアンテナの原理が適用されている。アンテナ装置４０においては、給電点１４よって励振された第３の導体１３が、第２の導体４１と結合することで、それらに電流が流れる。このため、アンテナ装置４０は、広い周波数帯域において、Ｘ軸方向への指向性利得を増加させることができる。
　なお、実施の形態４に係るアンテナ装置４０においては、長軸方向半径Ａと短軸方向半径Ｂとは、互いに異なる寸法値となっているが、長軸方向半径Ａと短軸方向半径Ｂとは、同じ寸法値であっても良い。即ち、第２の導体４１は、半円形状であっても良い。この場合、アンテナ装置４０は、第２の導体４１を半円形状としても、第２の導体４１を半楕円形状としたときと同じように、広い周波数帯域において、Ｘ軸方向への指向性利得を増加させることができる。
　以上、実施の形態４に係るアンテナ装置４０においては、第２の導体１２は、第１の軸方向から見て、半楕円形状又は半円形状に形成される。このため、アンテナ装置４０は、簡素な構成で、広い周波数帯域に亘って、高い双方向指向性を得ることができる。
実施の形態５．
　実施の形態５に係るアンテナ装置５０について、図２６及び図２８を用いて説明する。
　実施の形態１に係るアンテナ装置１０は、第１の導体１１の１つに面に、第２の導体１２及び第３の導体１３を設ける構造である。これに対して、実施の形態５に係るアンテナ装置５０は、イメージセオリを用いて、第１の導体１１を除去し、ＸＹ平面に対して対象となる構造となっている。
　ここで、イメージセオリとは、ある空間中に電流と地板とが存在する場合、地板に対して対称で大きさが等しく、接線方向の向きが逆向きで、且つ、法線方向の向きが同じ向きとなるイメージ電流と呼ばれるものが存在するというものである。
　図２６は、イメージセオリの概要について説明した図である。この図２６に示すように、電流５１とイメージ電流５２とは、地板５３に対して対称に存在する。地板５３は、ＺＸ平面とし、電流５１は、－Ｙ軸方向に存在すると仮定する。
　このとき、＋Ｙ軸方向にイメージ電流５２が存在する。このイメージ電流５２から地板５３までの距離は、電流５１から地板５３までの距離と等しい。また、イメージ電流５２の大きさは、電流５１の大きさと等しい。更に、イメージ電流５２の地板５３に対する接線方向の向き（Ｘ軸方向の向き）は、電流５１の地板５３に対する接線方向の向きとは、逆向きとなる。イメージ電流５２の地板５３に対する法線方向の向き（Ｙ軸方向の向き）は、電流５１の地板５３に対する法線方向の向きとは、同じ向きとなる。
　実際には、地板５３に対して電流５１が存在する側のみに、電磁界が発生し、地板５３に対してイメージ電流５２が存在する側には、電磁界が発生しない。そこで、地板５３を空間から除去した場合、同等の電磁界を表現するためには、イメージ電流５２を用いる必要がある。
　図２７は、実施の形態１に係るアンテナ装置１０に流れる電流５１の向きを示す図である。この図２７に示すように、アンテナ装置１０には、電流５１及びイメージ電流５２が流れている。図２７においては、電流５１の流れを実線で示し、イメージ電流５２の流れを破線で示している。
　電流５１は、給電点１４から第３の導体１３に励振されたことにより、第２の導体１２及び第３の導体１３に流れる。これに対して、イメージ電流５２は、イメージセオリを用いて、電流５１のイメージ電流となるものである。このように、電流５１の流れに対してイメージセオリを適用すると、第１の導体１１に対して電流５１と対象となるイメージ電流５２が存在すると考えることができる。
　図２８は、実施の形態５に係るアンテナ装置５０の構成を示す前方斜視図である。この図２８に示す実施の形態５に係るアンテナ装置５０は、実施の形態１に係るアンテナ装置１０から、地板となる第１の導体１１を除去し、ＸＹ平面に対して対称な構造を備えるものである。アンテナ装置５０は、第２の導体５４、第３の導体５５、及び、給電点１４を備えている。
　第２の導体５４は、ＸＹ平面に対して第２の導体１２を対象に備えた構造となっている。このため、第２の導体５４の長さ寸法は、長さＬである。第２の導体５４の幅寸法は、幅Ｗである。第２の導体５４の高さ寸法は、高さ２Ｈとなる。第２の導体５４の高さ２Ｈは、第２の導体１２の高さＨの２倍である。また、第２の導体５４は、Ｘ軸方向と直交する開口面５４ａを２つ有している。これらの開口面５４ａは、矩形状に形成されている。
　第３の導体５５は、ＸＹ平面に対して第３の導体１３を対象に備えた構造となっている。このため、第３の導体１３は、モノポールアンテナ形状であるのに対して、第３の導体５５は、ダイポールアンテナ形状となっている。
　このように、アンテナ装置５０は、全体として、ＸＹ平面に対して対称となる構造となっている。このアンテナ装置５０は、イメージセオリを適用することで、ＸＹ平面に対してアンテナ装置１０を対象に備えた構造となるものの、当該アンテナ装置１０と同等の効果を得ることができる。
　以上、実施の形態５に係るアンテナ装置５０は、イメージセオリを用いて除去される第１の導体１１の表面を挟み込み、第１の導体１１の表面に平行となる第１の軸方向において、長さ寸法を有する第２の導体５４と、前記第２の導体５４の内部に配置され、第１の導体１１の表面に対して、給電点１４を介して接続する第３の導体５５とを備え、第２の導体５４及び第３の導体５５は、第１の導体１１に対して対象となる構造であり、第２の導体５４は、第１の軸方向と直交する開口面５４ａを有する。このため、アンテナ装置５０は、広い周波数帯域に亘って、高い双方向（Ｘ軸方向）指向性を得ることができる。
　アンテナ装置５０においては、開口面５４ａは、矩形状に形成される。このため、アンテナ装置５０は、簡素な構成で、広い周波数帯域に亘って、高い双方向指向性を得ることができる。
　なお、本開示はその開示の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　本開示に係るアンテナ装置は、第１の軸方向と直交する第２の導体の開口面を備えることで、広い周波数帯域に亘って、高い双方向指向性を得ることができ、アンテナ装置等に用いるのに適している。
　１０，１０Ａ，１０Ｂ，３０，３０Ａ，３０Ｂ，４０，５０　アンテナ装置、１１　第１の導体、１２　第２の導体、１２ａ，１２ｂ　側壁部、１２ｃ　天板部、１２ｄ　開口面、１３　第３の導体、１４　給電点、１５　非励振ループ素子導体、１５ａ，１５ｂ　縦辺部、１５ｃ　上辺部、１５ｄ　開口面、１６　励振素子導体、１７　ＴＥ１０モード励振導体、３１　テーパ型モノポールアンテナ、３２　モノコニカルアンテナ、３３　分岐モノポールアンテナ、３３ａ　アンテナ本体、３３ｂ　分岐アンテナ、４１　第２の導体、４１ａ　開口面、５１　電流、５２　イメージ電流、５３　地板、５４　第２の導体、５４ａ　開口面、５５　第３の導体。

Claims (10)

  1. 　地板を構成する第１の導体と、
    　前記第１の導体の表面に当接し、前記第１の導体の表面に平行となる第１の軸方向において、長さ寸法を有する第２の導体と、
    　前記第１の導体と前記第２の導体との間に配置され、前記第１の導体の表面に対して、給電点を介して接続する第３の導体とを備え、
    　前記第２の導体は、第１の軸方向と直交する開口面を有する
    　ことを特徴とするアンテナ装置。
  2. 　前記第２の導体の長さ寸法は、使用周波数帯域の最低周波数の１／２波長から１／４波長までを、上限値とする
    　ことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  3. 　前記第２の導体は、第１の軸方向と直交する第２の軸方向において、幅寸法を有し、
    　前記第２の導体の幅寸法は、使用周波数帯域の最低周波数の１／２波長に対応する値である
    　ことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  4. 　前記第２の導体は、
    　前記第１の導体の表面に対して平行に配置される天板部と、
    　前記天板部の両側部に設けられ、前記第１の導体の表面と当接する側壁部とを有する
    　ことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  5. 　前記第３の導体は、前記給電点から前記第２の導体に向かうに従ってテーパ状に広がる、テーパ型モノポールアンテナである
    　ことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  6. 　前記第３の導体は、前記給電点から前記第２の導体に向かうに従って円錐状に拡がる、モノコニカルアンテナである
    　ことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  7. 　前記第３の導体は、分岐モノポールアンテナであり、
    　前記分岐モノポールアンテナは、アンテナ本体と、前記アンテナ本体の途中部分から分岐する分岐アンテナとを有する
    　ことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  8. 　前記第２の導体は、第１の軸方向から見て、半楕円形状又は半円形状に形成される
    　ことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  9. 　イメージセオリを用いて除去される第１の導体の表面を挟み込み、前記第１の導体の表面に平行となる第１の軸方向において、長さ寸法を有する第２の導体と、
    　前記第２の導体の内部に配置され、前記第１の導体の表面に対して、給電点を介して接続する第３の導体とを備え、
    　前記第２の導体及び前記第３の導体は、前記第１の導体に対して対象となる構造であり、
    　前記第２の導体は、第１の軸方向と直交する開口面を有する
    　ことを特徴とするアンテナ装置。
  10. 　前記開口面は、矩形状に形成される
    　ことを特徴とする請求項９記載のアンテナ装置。
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