WO2022259286A1 - 信号処理装置、信号処理方法及びレーダ装置 - Google Patents

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WO2022259286A1
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signal
frequency
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frequency domain
function
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PCT/JP2021/021471
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隆也 丸山
正臣 津留
恒次 堤
翔 池田
洋 酒巻
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三菱電機株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/35—Details of non-pulse systems

Definitions

  • the present disclosure relates to a signal processing device, a signal processing method, and a radar device.
  • a FM-CW radar system As a radar system that calculates the distance from itself to an object to be ranged.
  • a conventional FM-CW radar device (hereinafter referred to as "conventional radar device”) generally includes a signal transmitter, a signal receiver, a mixer, and a distance calculator.
  • the signal transmitter radiates into space a transmission signal whose frequency changes over time.
  • the signal receiving unit receives a reflected signal, which is a transmitted signal after being reflected by an object to be range-finded.
  • the mixer generates a beat signal from the transmission signal transmitted from the signal transmission section and the reflected signal received by the signal reception section.
  • the distance calculator calculates the distance from the radar device to the object based on the beat signal.
  • Non-Patent Document 1 If it is possible to apply the MUSIC method disclosed in Non-Patent Document 1 to a conventional radar device, there is a possibility that the resolution of the distance calculated by the distance calculation unit will be improved. . However, there is a problem that the MUSIC method requires an enormous amount of calculation.
  • the present disclosure has been made to solve the above problems, and is a signal processing device and signal processing method that can improve the resolution of the calculated distance than the conventional radar device with a smaller amount of calculation than the MUSIC method.
  • the purpose is to obtain
  • the signal processing device is an even function for a beat signal generated from a transmission signal whose frequency changes over time and a transmission signal after being reflected by an object to be range-finished.
  • An even function multiplier that multiplies the first window function
  • an odd function multiplier that multiplies the beat signal by a second window function represented by an odd function
  • the first window function by the even function multiplier is an even function for a beat signal generated from a transmission signal whose frequency changes over time and a transmission signal after being reflected by an object to be range-finished.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a radar device 1 including a signal processing device 10 according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is a hardware configuration diagram showing hardware of the signal processing device 10 according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a configuration diagram showing a distance calculation unit 15 of the signal processing device 10 according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is a hardware configuration diagram of a computer when the signal processing device 10 is realized by software, firmware, or the like;
  • FIG. 4 is a flowchart showing a signal processing method, which is a processing procedure of the signal processing device 10;
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing a waveform example of a transmission signal Tx;
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing an example of a first window function w ⁇ (k);
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing an example of a second window function w ⁇ (k);
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing an example of a first frequency domain signal s n ;
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing the relationship between modulation bandwidth ⁇ f and signal strength ratio E;
  • 4 is an explanatory diagram showing a distance resolution ⁇ R of a distance R calculated by a distance calculation processing unit 34;
  • FIG. FIG. 4 is an explanatory diagram showing the relationship between the SNR of beat signal B(t) and range resolution ⁇ R;
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing a radar device 1 including a signal processing device 10 according to Embodiment 2;
  • 2 is a hardware configuration diagram showing hardware of a signal processing device 10 according to a second embodiment;
  • FIG. 8 is a configuration diagram showing a distance calculation unit 16 of the signal processing device 10 according to Embodiment 2; 4 is a flowchart showing a signal processing method, which is a processing procedure of the signal processing device 10;
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing an example of a first window function w ⁇ (k);
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing an example of a second window function w ⁇ (k);
  • FIG. 10 is an explanatory diagram showing the relationship between the variable amount ⁇ Ks and the signal intensity ratio E;
  • FIG. 10 is a configuration diagram showing a radar device 1 including a signal processing device 10 according to Embodiment 3;
  • 3 is a configuration diagram showing a specific configuration example of an odd function multiplication unit 12;
  • FIG. FIG. 5 is an explanatory diagram showing on/off of switches 54a to 54d, 55a to 55d, and 56a to 56h;
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a radar device 1 including a signal processing device 10 according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a hardware configuration diagram showing hardware of the signal processing device 10 according to the first embodiment.
  • the signal transmitter 2 includes a transmission signal generator 3 and a transmission antenna 4 .
  • the signal transmission unit 2 transmits a transmission signal Tx whose frequency f changes with time toward the object 5 to be measured.
  • the transmission signal generator 3 generates a transmission signal Tx and outputs the transmission signal Tx to the transmission antenna 4 and the mixer 8, respectively.
  • a transmission antenna 4 radiates a transmission signal Tx into space.
  • a transmission signal Tx radiated into space by the transmission antenna 4 is reflected by the object 5 to be ranged.
  • the signal receiver 6 has a receiving antenna 7 .
  • the signal receiver 6 receives a reflected signal, which is the transmission signal Tx′ after being reflected by the object 5 .
  • the signal receiver 6 outputs the received reflected signal to the mixer 8 as a received signal Rx.
  • the receiving antenna 7 is an antenna for receiving a reflected signal, which is the transmission signal Tx′ after being reflected by the object 5 .
  • the mixer 8 generates a beat signal B(t) from the transmission signal Tx transmitted from the signal transmitter 2 and the reflected signal received by the signal receiver 6 .
  • t is a variable indicating time. That is, the mixer 8 multiplies the transmission signal Tx output from the transmission signal generator 3 and the reception signal Rx output from the signal receiver 6 to generate the beat signal B(t).
  • Mixer 8 outputs beat signal B(t) to AD converter 9 .
  • the AD converter 9 converts the beat signal B(t) output from the mixer 8 from an analog signal to a digital signal.
  • the AD converter 9 outputs the digital signal to the signal processing device 10 as a digital beat signal B Dig (t).
  • the signal processing device 10 includes an even function multiplier 11 , an odd function multiplier 12 , a first Fourier transform unit 13 , a second Fourier transform unit 14 and a distance calculator 15 .
  • the even function multiplication unit 11 is implemented by, for example, an even function multiplication circuit 21 shown in FIG.
  • the even function multiplier 11 multiplies the beat signal B Dig (t) output from the AD converter 9 by a first window function w ⁇ (k) represented by an even function. k is an integer.
  • the even function multiplying section 11 outputs the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) after the first window function multiplication to the first Fourier transforming section 13 .
  • the odd function multiplying section 12 is implemented by, for example, an odd function multiplying circuit 22 shown in FIG.
  • the odd function multiplier 12 multiplies the beat signal B Dig (t) output from the AD converter 9 by a second window function w ⁇ (k) represented by an odd function.
  • the odd function multiplying section 12 outputs the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) multiplied by the second window function to the second Fourier transforming section 14 .
  • the first Fourier transform unit 13 is realized by, for example, the first Fourier transform circuit 23 shown in FIG.
  • the first Fourier transform unit 13 converts the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) multiplied by the first window function by the even function multiplier 11 into a first frequency domain signal s n that is a frequency domain signal. Convert to n is an identification number (hereinafter referred to as "frequency number") for identifying frequencies of a plurality of frequency components contained in the first frequency domain signal sn.
  • the first Fourier transform section 13 outputs the first frequency domain signal sn to the distance calculation section 15 .
  • the second Fourier transform unit 14 is realized by, for example, the second Fourier transform circuit 24 shown in FIG.
  • the second Fourier transform unit 14 transforms the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) after the second window function multiplication by the odd function multiplication unit 12 into a second frequency domain signal d n which is a frequency domain signal. Convert to The second Fourier transform section 14 outputs the second frequency domain signal dn to the distance calculation section 15 .
  • the distance calculation unit 15 is realized by, for example, the distance calculation circuit 25 shown in FIG.
  • the distance calculator 15 obtains the first frequency domain signal s n from the first Fourier transform unit 13 and the second frequency domain signal d n from the second Fourier transform unit 14 .
  • the distance calculation unit 15 determines whether the ratio of the second frequency component included in the second frequency domain signal dn to the first frequency component included in the first frequency domain signal sn is less than a threshold.
  • a search is made for the modulation bandwidth ⁇ f of the transmission signal Tx when The distance calculator 15 calculates the distance R from the radar device 1 to the object 5 based on the search result of the modulation bandwidth ⁇ f.
  • the distance calculation unit 15 calculates the first window
  • the interval width K s ⁇ K s of each finite interval in the function w ⁇ (k) and the second window function w ⁇ (k) may be searched.
  • the distance calculation unit 16 that searches for the section width K s ⁇ K s of the finite section will be described later in a second embodiment.
  • FIG. 3 is a configuration diagram showing the distance calculation unit 15 of the signal processing device 10 according to Embodiment 1.
  • the distance calculation unit 15 includes a frequency identification unit 31 , a comparison unit 32 , a modulation bandwidth adjustment unit 33 and a distance calculation processing unit 34 .
  • the frequency specifying unit 31 compares the magnitudes of the plurality of frequency components included in the first frequency domain signal sn .
  • the frequency specifying unit 31 searches for the first frequency component
  • the frequency specifying unit 31 specifies the frequency number n max of the first frequency component
  • the frequency identification unit 31 outputs the frequency number n max to the comparison unit 32 and the distance calculation processing unit 34, respectively.
  • the comparison unit 32 determines the frequency number n max specified by the frequency specifying unit 31 among the plurality of frequency components included in the second frequency domain signal d n . Identify the frequency component corresponding to .
  • the frequency of the frequency component specified by the comparison unit 32 is the frequency f max .
  • the comparison unit 32 calculates the ratio of the second frequency component
  • the comparing section 32 compares the signal strength ratio E and the strength threshold E th and outputs the comparison result between the signal strength ratio E and the strength threshold E th to the modulation bandwidth adjusting section 33 .
  • the intensity threshold E th is, for example, 3 [dB].
  • the intensity threshold value E th may be stored in the internal memory of the comparison unit 32 or may be given from the outside of the signal processing device 10 .
  • the modulation bandwidth adjustment unit 33 determines that the comparison result indicates that the signal strength ratio E is equal to or greater than the strength threshold value E Iteratively adjust the modulation bandwidth ⁇ f until it indicates that it is less than th .
  • the modulation bandwidth adjustment unit 33 outputs the modulation bandwidth ⁇ f when the comparison result indicates that the signal strength ratio E is less than the strength threshold value Eth to the distance calculation processing unit 34 as ⁇ f opt .
  • the distance calculation processor 34 calculates the distance R from the radar device 1 to the object 5 based on the modulation bandwidth ⁇ f opt output from the modulation bandwidth adjuster 33 . That is, the distance calculation processing unit 34 calculates the distance R from the radar device 1 to the object 5 from the frequency number n max output from the frequency specifying unit 31, the propagation speed c of the transmission signal, and the modulation bandwidth ⁇ f opt . calculate.
  • Each of the even function multiplication circuit 21, the odd function multiplication circuit 22, the first Fourier transform circuit 23, the second Fourier transform circuit 24 and the distance calculation circuit 25 may be, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, Parallel-programmed processors, ASICs (Application Specific Integrated Circuits), FPGAs (Field-Programmable Gate Arrays), or combinations thereof are applicable.
  • the constituent elements of the signal processing device 10 are not limited to those realized by dedicated hardware, and the signal processing device 10 may be realized by software, firmware, or a combination of software and firmware. good too.
  • Software or firmware is stored as a program in a computer's memory.
  • a computer means hardware that executes a program, for example, a CPU (Central Processing Unit), a central processing unit, a processing unit, an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a processor, or a DSP (Digital Signal Processor). do.
  • FIG. 4 is a hardware configuration diagram of a computer when the signal processing device 10 is implemented by software, firmware, or the like.
  • a memory 41 stores a program for causing a computer to execute the processing procedure of . Then, the processor 42 of the computer executes the program stored in the memory 41 .
  • FIG. 2 shows an example in which each component of the signal processing device 10 is implemented by dedicated hardware
  • FIG. 4 shows an example in which the signal processing device 10 is implemented by software, firmware, or the like.
  • this is only an example, and some components in the signal processing device 10 may be implemented by dedicated hardware, and the remaining components may be implemented by software, firmware, or the like.
  • FIG. 5 is a flowchart showing a signal processing method, which is a processing procedure of the signal processing device 10.
  • the transmission signal generator 3 generates a transmission signal Tx whose frequency f varies with time.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing a waveform example of the transmission signal Tx.
  • the horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates frequency.
  • the transmission signal Tx is a chirp modulated signal. ⁇ f is the modulation bandwidth of the transmission signal Tx, and Tm is the repetition period of the transmission signal Tx.
  • the initial value of the modulation bandwidth ⁇ f is set to ⁇ f init . Therefore, in the initial state, the transmission signal generator 3 generates a transmission signal Tx with a modulation bandwidth of ⁇ f init .
  • the transmission signal generator 3 outputs the transmission signal Tx to the transmission antenna 4 and the mixer 8, respectively.
  • the transmission antenna 4 radiates the transmission signal Tx output from the transmission signal generator 3 into space.
  • a transmission signal Tx radiated into space by the transmission antenna 4 is reflected by an object 5 to be measured by the radar device 1 .
  • the receiving antenna 7 of the signal receiving section 6 receives the reflected signal, which is the transmission signal Tx′ after being reflected by the object 5 .
  • the signal receiver 6 outputs the received reflected signal to the mixer 8 as a received signal Rx.
  • the mixer 8 multiplies the transmission signal Tx output from the transmission signal generator 3 and the reception signal Rx output from the signal receiver 6 to generate the beat signal B(t). Mixer 8 outputs beat signal B(t) to AD converter 9 .
  • the AD converter 9 Upon receiving the beat signal B(t) from the mixer 8, the AD converter 9 converts the beat signal B( t ) from an analog signal to a digital signal at the sampling period Ts. The AD converter 9 outputs the digital signal to the even function multiplier 11 and the odd function multiplier 12 as a digital beat signal B Dig (t).
  • FIG. 7 is an explanatory diagram showing an example of the first window function w ⁇ (k).
  • the first window function w ⁇ (k) shown in FIG. 7 is a window function of a rectangular window represented by an even function.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram showing an example of the second window function w ⁇ (k).
  • the second window function w ⁇ (k) shown in FIG. 8 is a sign function window function represented by an odd function.
  • the finite intervals of the first window function w ⁇ (k) and the second window function w ⁇ (k) are ⁇ (K s /2) to (K s /2).
  • the interval width of the finite interval is K s .
  • the section width Ks of the finite section is represented by the repetition period Tm of the transmission signal Tx and the sampling period Ts of the AD converter 9, as shown in the following equation (1).
  • Ks is an integer.
  • the function value of the first window function w ⁇ (k) is a finite interval ⁇ (K s /2) ⁇ k ⁇ (K s /2) “ 1" and "0" in intervals other than finite intervals.
  • the function value of the second window function w ⁇ (k) is “+j” in the finite interval ⁇ (K s /2) ⁇ k ⁇ 0, as shown in the following equation (3).
  • k 0, and is "-j" in the interval 0 ⁇ k ⁇ (K s /2).
  • the function value of the second window function w ⁇ (k) is “0” in sections other than the finite section.
  • the even function multiplier 11 When receiving the digital beat signal B Dig (t) from the AD converter 9, the even function multiplier 11 multiplies the digital beat signal B Dig (t) by the first window function w ⁇ (k). (step ST1 in FIG. 5). The even function multiplying section 11 outputs the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) after the first window function multiplication to the first Fourier transforming section 13 .
  • the odd function multiplier 12 When receiving the digital beat signal B Dig (t) from the AD converter 9, the odd function multiplier 12 multiplies the digital beat signal B Dig (t) by the second window function w ⁇ (k). (step ST2 in FIG. 5).
  • the odd function multiplying section 12 outputs the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) multiplied by the second window function to the second Fourier transforming section 14 .
  • the first Fourier transform unit 13 acquires the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) after the first window function multiplication from the even function multiplication unit 11 .
  • the first Fourier transform unit 13 transforms the beat signal B Dig (t)w ⁇ ( k ) into a first frequency domain signal sn, which is a signal in the frequency domain (step ST3 in FIG. 5).
  • the first Fourier transform section 13 outputs the first frequency domain signal sn to the distance calculation section 15 .
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing an example of the first frequency domain signal sn .
  • the horizontal axis indicates the frequency number n
  • the vertical axis indicates the signal strength
  • n max is the frequency of the largest frequency component among the plurality of frequency components included in the first frequency domain signal s n , that is, the signal strength
  • the second Fourier transform unit 14 acquires the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) after the second window function multiplication from the odd function multiplication unit 12 .
  • the second Fourier transform unit 14 transforms the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) into a second frequency domain signal d n that is a frequency domain signal (step ST4 in FIG. 5).
  • the second Fourier transform section 14 outputs the second frequency domain signal dn to the distance calculation section 15 .
  • the frequency identification unit 31 of the distance calculation unit 15 acquires the first frequency domain signal sn from the first Fourier transform unit 13 .
  • the frequency specifying unit 31 compares the magnitudes of the plurality of frequency components included in the first frequency domain signal sn .
  • the frequency specifying unit 31 selects the largest frequency component among the plurality of frequency components included in the first frequency domain signal sn , i.e., the first frequency Find the maximum signal strength
  • the frequency specifying unit 31 searches for the largest frequency component among the plurality of frequency components included in the first frequency domain signal s n as the first frequency component
  • the frequency specifying unit 31 determines, as the first frequency component
  • the frequency specifying unit 31 specifies the frequency number n max of the first frequency component
  • the frequency identification unit 31 outputs the first frequency component
  • the comparison unit 32 acquires the first frequency component
  • the comparison unit 32 identifies, as the second frequency component
  • the comparison unit 32 calculates a signal strength ratio E, which is the ratio of the second frequency component
  • the comparison unit 32 compares the signal strength ratio E and the threshold value E th and outputs the comparison result between the signal strength ratio E and the strength threshold value E th to the modulation bandwidth adjustment unit 33 .
  • the modulation bandwidth adjustment unit 33 modulates A control signal C1 instructing change of the bandwidth ⁇ f is output to the transmission signal generator 3 (step ST7 in FIG. 5).
  • the transmission signal generator 3 increases the modulation bandwidth ⁇ f of the transmission signal Tx by ⁇ f, for example, and generates the transmission signal Tx with the modulation bandwidth of ( ⁇ f+ ⁇ f). and outputs the transmission signal Tx to the transmission antenna 4 and the mixer 8, respectively.
  • control signal C1 When the control signal C1 is output from the modulation bandwidth adjuster 33, the transmission antenna 4 , the signal receiver 6, the mixer 8 and the AD converter 9 perform the same operations as above again.
  • the signal processing device 10 performs the processing of steps ST1 to ST6 again.
  • the control signal C1 is repeatedly output from the modulation bandwidth adjustment unit 33 to the transmission signal generator 3 until the comparison result output from the comparison unit 32 indicates that the signal strength ratio E is less than the strength threshold value Eth . be.
  • FIG. 10A is an explanatory diagram showing the relationship between the modulation bandwidth ⁇ f and the signal strength ratio E.
  • the horizontal axis indicates the modulation bandwidth ⁇ f
  • the vertical axis indicates the signal strength ratio E.
  • ⁇ f opt is the modulation bandwidth when the signal strength ratio E is less than the strength threshold E th .
  • the signal strength ratio E varies with changes in the modulation bandwidth ⁇ f, as shown in FIG. 10A.
  • FIG. 10B is an explanatory diagram showing the distance resolution ⁇ R of the distance R calculated by the distance calculation processing section 34. As shown in FIG. In FIG. 10B, the horizontal axis indicates the distance R, and the vertical axis indicates the signal strength ratio E. In FIG. The distance resolution ⁇ R is a distance width corresponding to a constant width of the signal strength ratio E.
  • the range resolution ⁇ R when the signal strength ratio E is less than the strength threshold Eth is smaller than the range resolution ⁇ R when the signal strength ratio E is greater than or equal to the strength threshold Eth.
  • the smaller the distance resolution ⁇ R the higher the accuracy of calculation of the distance R by the distance calculation processing unit 34 .
  • the distance calculation processing unit 34 acquires the frequency number n max from the frequency identification unit 31 and acquires the modulation bandwidth ⁇ f opt from the modulation bandwidth adjustment unit 33 . As shown in the following equation (5), the distance calculation processing unit 34 calculates the distance R is calculated (step ST8 in FIG. 5).
  • the propagation speed c is the speed of light in the medium through which the radio wave, which is the transmission signal TX, travels.
  • the distance calculation processing section 34 outputs the calculated distance R to, for example, a signal processing section (not shown). For example, if the distance R is equal to or less than the distance threshold, the signal processing unit performs processing such as outputting an alarm signal.
  • a distance resolution ⁇ R of the distance R calculated by the distance calculation processing unit 34 is represented by the following equation (6).
  • FIG. 11 is an explanatory diagram showing the relationship between the SNR of the beat signal B(t) and the range resolution ⁇ R.
  • the horizontal axis indicates the SNR [dB] of the beat signal B(t)
  • the vertical axis indicates the range resolution ⁇ R [mm].
  • FIG. 11 shows that when the initial value ⁇ f init of the modulation bandwidth ⁇ f is, for example, 3 [GHz], the distance resolution ⁇ R is 20 [mm ] indicates that
  • a signal processing device that implements the MUSIC method converts the beat signal B(t) into a signal in the frequency domain, and then calculates the correlation matrix of the signal in the frequency domain. It is necessary to perform processing for calculation. The amount of calculation in each of the correlation matrix calculation process and the eigenvector calculation process increases as the number of matrix elements constituting the correlation matrix increases. It is quite voluminous compared to the processing or the processing of one comparison.
  • the signal processing device 10 shown in FIG. 1 multiplies the beat signal B Dig (t) by the first window function w ⁇ (k) , t) is multiplied by the second window function w ⁇ (k). Further, the signal processing device 10 shown in FIG.
  • the amount of calculation in each of the processing of multiplying the first window function w ⁇ (k), the processing of multiplying the second window function w ⁇ (k), and the processing of searching for the modulation bandwidth ⁇ f is the correlation matrix
  • the amount of calculation is extremely small compared to the amount of calculation in the calculation process and the calculation process of the eigenvectors.
  • the beat signal generated from the transmission signal whose frequency changes over time and the transmission signal after being reflected by the object 5 to be range-finished is represented by an even function.
  • An even function multiplication unit 11 that multiplies the first window function
  • an odd function multiplication unit 12 that multiplies the beat signal by a second window function represented by an odd function
  • the even function multiplication unit 11 A first Fourier transform unit 13 that transforms the beat signal multiplied by the window function into a first frequency domain signal that is a signal in the frequency domain
  • an odd function multiplication unit 12 converts the beat signal multiplied by the second window function into
  • the signal processing device 10 is configured to include a second Fourier transform unit 14 that transforms the signal into a second frequency domain signal that is a signal in the frequency domain.
  • the signal processing device 10 A distance calculation unit 15 searches for the modulation bandwidth of the transmission signal and calculates the distance from the radar device 1 to the object 5 based on the search result of the modulation bandwidth. Therefore, the signal processing device 10 can improve the resolution of the calculated distance as compared to the conventional radar device with less calculation amount than the MUSIC method.
  • the distance calculation unit 16 calculates each , and calculates the distance R from the radar device 1 to the object 5 based on the search result of the interval width K s - ⁇ K s .
  • FIG. 12 is a configuration diagram showing a radar device 1 including a signal processing device 10 according to Embodiment 2.
  • FIG. 13 is a hardware configuration diagram showing hardware of the signal processing device 10 according to the second embodiment.
  • FIG. 14 is a configuration diagram showing the distance calculation unit 16 of the signal processing device 10 according to the second embodiment.
  • the same reference numerals as those in FIGS. 1, 2 and 3 denote the same or corresponding parts, so description thereof will be omitted.
  • the distance calculation unit 16 is implemented by, for example, a distance calculation circuit 26 shown in FIG.
  • the distance calculator 16 obtains the first frequency domain signal s n from the first Fourier transform unit 13 and the second frequency domain signal d n from the second Fourier transform unit 14 .
  • the distance calculator 16 calculates the signal strength, which is the ratio of the second frequency component included in the second frequency domain signal dn to the first frequency component included in the first frequency domain signal sn .
  • the distance calculator 16 calculates the distance R from the radar device 1 to the object 5 based on the search result of the section width K s - ⁇ K s .
  • the distance calculation unit 16 includes a frequency identification unit 31, a comparison unit 32, a section width adjustment unit 35, and a distance calculation processing unit 36, as shown in FIG. If the comparison result output from the comparison unit 32 indicates that the signal strength ratio E is equal to or greater than the strength threshold value E th , the section width adjustment unit 35 determines that the comparison result indicates that the signal strength ratio E is equal to or greater than the strength threshold value E th The section width K s ⁇ K s is repeatedly adjusted until it indicates that it is less than . The interval width adjustment unit 35 outputs the interval width K s ⁇ K s when the comparison result indicates that the signal intensity ratio E is less than the intensity threshold value E th to the distance calculation processing unit 36 .
  • the distance calculation processing section 36 calculates the distance R from the radar device 1 to the object 5 based on the section width K s ⁇ K s output from the section width adjusting section 35 . That is, the distance calculation processing unit 36 calculates the frequency number n max output from the frequency specifying unit 31, the propagation speed c of the transmission signal, the interval width K s ⁇ K s output from the interval width adjusting unit 35, and the interval A distance R from the radar device 1 to the object 5 is calculated from the section width Ks before adjustment by the width adjustment unit 35 and the modulation bandwidth ⁇ f.
  • Each of the even function multiplication circuit 21, the odd function multiplication circuit 22, the first Fourier transform circuit 23, the second Fourier transform circuit 24 and the distance calculation circuit 26 may be, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, This includes parallel programmed processors, ASICs, FPGAs, or combinations thereof.
  • the constituent elements of the signal processing device 10 are not limited to those realized by dedicated hardware, and the signal processing device 10 may be realized by software, firmware, or a combination of software and firmware. good too.
  • the even function multiplier 11, the odd function multiplier 12, the first Fourier transform unit 13, the second Fourier transform unit 14, and the distance calculation unit 16 each 4 is stored in the memory 41 shown in FIG. Then, the processor 42 shown in FIG. 4 executes the program stored in the memory 41 .
  • FIG. 13 shows an example in which each component of the signal processing device 10 is implemented by dedicated hardware
  • FIG. 4 shows an example in which the signal processing device 10 is implemented by software, firmware, or the like.
  • this is only an example, and some components in the signal processing device 10 may be implemented by dedicated hardware, and the remaining components may be implemented by software, firmware, or the like.
  • FIG. 15 is a flowchart showing a signal processing method, which is a processing procedure of the signal processing device 10.
  • the transmission signal generator 3 generates a transmission signal Tx whose frequency f varies with time.
  • the modulation bandwidth ⁇ f of the transmission signal Tx is fixed at the initial value ⁇ f init and is not adjusted by the distance calculation section 16 .
  • the transmission signal generator 3 outputs the transmission signal Tx to the transmission antenna 4 and the mixer 8, respectively.
  • the transmission antenna 4 radiates the transmission signal Tx output from the transmission signal generator 3 into space.
  • a transmission signal Tx radiated into space by the transmission antenna 4 is reflected by an object 5 to be measured by the radar device 1 .
  • the receiving antenna 7 of the signal receiving section 6 receives the reflected signal, which is the transmission signal Tx′ after being reflected by the object 5 .
  • the signal receiver 6 outputs the received reflected signal to the mixer 8 as a received signal Rx.
  • the mixer 8 multiplies the transmission signal Tx output from the transmission signal generator 3 and the reception signal Rx output from the signal receiver 6 to generate the beat signal B(t). Mixer 8 outputs beat signal B(t) to AD converter 9 .
  • the AD converter 9 Upon receiving the beat signal B(t) from the mixer 8, the AD converter 9 converts the beat signal B( t ) from an analog signal to a digital signal at the sampling period Ts. The AD converter 9 outputs the digital signal to the even function multiplier 11 and the odd function multiplier 12 as a digital beat signal B Dig (t).
  • FIG. 16 is an explanatory diagram showing an example of the first window function w ⁇ (k).
  • the first window function w ⁇ (k) shown in FIG. 16 is a window function of a rectangular window represented by an even function.
  • FIG. 17 is an explanatory diagram showing an example of the second window function w ⁇ (k).
  • the second window function w ⁇ (k) shown in FIG. 17 is a sign function window function represented by an odd function.
  • the finite intervals of the first window function w ⁇ (k) and the second window function w ⁇ (k) are ⁇ (K s /2) to (K s /2) ⁇ ⁇ K s and the interval width of the finite interval is K s ⁇ K s .
  • the section width K s ⁇ K s of the finite section is adjusted by adjusting the variable amount ⁇ K s by the distance calculator 16 .
  • the function value of the first window function w ⁇ (k) is a finite interval ⁇ (K s /2) ⁇ k ⁇ (K s /2) ⁇ K s It is "1" in intervals and "0” in intervals other than finite intervals.
  • the function value of the second window function w ⁇ (k) is “0” in sections other than the finite section.
  • the even function multiplier 11 When receiving the digital beat signal B Dig (t) from the AD converter 9, the even function multiplier 11 multiplies the digital beat signal B Dig (t) by the first window function w ⁇ (k). (step ST11 in FIG. 15). The even function multiplying section 11 outputs the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) after the first window function multiplication to the first Fourier transforming section 13 .
  • the odd function multiplier 12 When receiving the digital beat signal B Dig (t) from the AD converter 9, the odd function multiplier 12 multiplies the digital beat signal B Dig (t) by the second window function w ⁇ (k). (step ST12 in FIG. 15).
  • the odd function multiplying section 12 outputs the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) multiplied by the second window function to the second Fourier transforming section 14 .
  • the first Fourier transform unit 13 acquires the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) after the first window function multiplication from the even function multiplication unit 11 .
  • the first Fourier transform unit 13 transforms the beat signal B Dig (t)w ⁇ ( k ) into a first frequency domain signal sn, which is a signal in the frequency domain (step ST13 in FIG. 15).
  • the first Fourier transform unit 13 outputs the first frequency domain signal sn to the distance calculation unit 16 .
  • the second Fourier transform unit 14 acquires the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) after the second window function multiplication from the odd function multiplication unit 12 .
  • the second Fourier transform unit 14 transforms the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) into a second frequency domain signal d n that is a frequency domain signal (step ST14 in FIG. 15).
  • the second Fourier transform section 14 outputs the second frequency domain signal dn to the distance calculation section 16 .
  • the frequency identification unit 31 of the distance calculation unit 16 acquires the first frequency domain signal sn from the first Fourier transform unit 13 .
  • the frequency specifying unit 31 compares the magnitudes of the plurality of frequency components included in the first frequency domain signal sn .
  • the frequency specifying unit 31 selects the largest frequency component among the plurality of frequency components included in the first frequency domain signal sn , i.e., the first frequency Find the maximum signal strength
  • the frequency specifying unit 31 searches for the largest frequency component among the plurality of frequency components included in the first frequency domain signal s n as the first frequency component
  • the frequency specifying unit 31 determines, as the first frequency component
  • the frequency specifying unit 31 specifies the frequency number n max of the first frequency component
  • the frequency identification unit 31 outputs the first frequency component
  • the frequency identification unit 31 also outputs the frequency number n max to the distance calculation processing unit 36 .
  • the comparison unit 32 acquires the first frequency component
  • the comparison unit 32 identifies, as the second frequency component
  • the comparison unit 32 calculates a signal strength ratio E, which is the ratio of the second frequency component
  • the comparison unit 32 compares the signal strength ratio E and the strength threshold E th and outputs the comparison result between the signal strength ratio E and the strength threshold E th to the interval width adjustment unit 35 .
  • the interval width adjustment unit 35 adjusts the finite interval A control signal C 2 instructing a change in the section width K s - ⁇ K s of is output to each of the even function multiplying section 11 and the odd function multiplying section 12 (step ST17 in FIG. 15).
  • the even function multiplying section 11 changes the variable amount ⁇ K s to obtain the section width K s ⁇ K of the finite section in the first window function w ⁇ (k). Adjust s .
  • the odd function multiplying section 12 Upon receiving the control signal C 2 from the section width adjusting section 35, the odd function multiplying section 12 changes the variable amount ⁇ K s to obtain the section width K s ⁇ K of the finite section in the second window function w ⁇ (k). Adjust s .
  • the signal processing device 10 performs the processing of steps ST11 to ST16 again.
  • the interval width adjustment unit 35 controls the even function multiplication unit 11 and the odd function multiplication unit 12, respectively. Signal C2 is repeatedly output.
  • FIG. 18 is an explanatory diagram showing the relationship between the variable amount ⁇ Ks and the signal intensity ratio E.
  • the horizontal axis indicates the variable amount ⁇ Ks
  • the vertical axis indicates the signal intensity ratio E.
  • ⁇ K sopt is a variable amount when the signal strength ratio E is less than the strength threshold E th .
  • the signal strength ratio E fluctuates as the variable amount ⁇ Ks changes. Further, the fluctuation of the signal strength ratio E accompanying the change of the variable amount ⁇ Ks becomes gentler as the SNR of the beat signal B(t) becomes smaller.
  • the distance calculation processing unit 36 acquires the section width K s ⁇ K sopt or the variable amount ⁇ K sopt from the section width adjusting unit 35 . As shown in the following equation (9), the distance calculation processing unit 36 calculates the frequency number n max output from the frequency specifying unit 31, the propagation speed c of the transmission signal, the interval width K s ⁇ K s , and the interval
  • the distance R from the radar device 1 to the object 5 is calculated from the initial section width Ks before being adjusted by the width adjustment unit 35 and the modulation bandwidth ⁇ f init (step ST18 in FIG. 15).
  • the distance calculation processing section 36 outputs the calculated distance R to, for example, a signal processing section (not shown).
  • the section width adjustment unit 35 outputs the adjusted section width K s ⁇ K sopt to the distance calculation processing unit 36, and the distance calculation processing unit 36 outputs the adjusted section width K s
  • the distance R is calculated based on - ⁇ K sopt .
  • the distance R may be calculated.
  • the beat signal generated from the transmission signal whose frequency changes with the passage of time and the transmission signal after being reflected by the object 5 to be distance-measured is represented by an even function.
  • An even function multiplication unit 11 that multiplies the first window function
  • an odd function multiplication unit 12 that multiplies the beat signal by a second window function represented by an odd function
  • the even function multiplication unit 11 A first Fourier transform unit 13 that transforms the beat signal multiplied by the window function into a first frequency domain signal that is a signal in the frequency domain
  • an odd function multiplication unit 12 converts the beat signal multiplied by the second window function into
  • the signal processing device 10 is configured to include a second Fourier transform unit 14 that transforms the signal into a second frequency domain signal that is a signal in the frequency domain.
  • the signal processing device 10 A distance calculation unit that searches for the section width of each finite section in the first window function and the second window function, and calculates the distance R from the radar device 1 to the object 5 based on the search result of the section width 16. Therefore, the signal processing device 10 can increase the resolution of the calculated distance more than the conventional radar device with less calculation amount than the MUSIC method. In the signal processing device 10 according to Embodiment 2, the distance calculator 16 does not need to control the transmission signal generator 3 . Therefore, the resolution of the calculated distance can be improved only by internal processing of the signal processing device 10 .
  • Embodiment 3 In the third embodiment, the signal processing device 10 in which the even function multiplying section 11 and the odd function multiplying section 12 are implemented by analog circuits will be described.
  • FIG. 19 is a configuration diagram showing a radar device 1 including a signal processing device 10 according to Embodiment 3. As shown in FIG. In FIG. 19, the same reference numerals as those in FIGS. 1 and 12 denote the same or corresponding parts, so description thereof will be omitted.
  • the signal processing device 10 shown in FIG. 19 includes a Fourier transform unit 50 and an amplitude comparator 57 instead of the first Fourier transform unit 13 and the second Fourier transform unit 14 .
  • the Fourier transform unit 50 transforms the beat signal B Dig (t) output from the AD converter 9 into a frequency domain signal fft n , which is a frequency domain signal.
  • the Fourier transform section 50 outputs the frequency domain signal fft n to the distance calculation section 58 .
  • the even function multiplier 11 has a first integrator 51 .
  • the first integrator 51 integrates the beat signal B(t) output from the mixer 8 that is included in the finite interval of the first window function w ⁇ (k).
  • the first integrator 51 outputs the integration result qs of the beat signal to the amplitude comparator 57 .
  • the odd function multiplier 12 includes a 90 degree phase shifter 52 , a 180 degree phase shifter 53 , a second integrator 54 , a third integrator 55 and an adder 56 .
  • the 90-degree phase shifter 52 phase-shifts the beat signal B(t) output from the mixer 8 by 90 degrees.
  • the 90-degree phase shifter 52 outputs the 90-degree phase-shifted beat signal B(t)' to the 180-degree phase shifter 53 and the second integrator 54, respectively.
  • the 180-degree phase shifter 53 shifts the phase of the beat signal B(t)' by 90 degrees by the 90-degree phase shifter 52 by 180 degrees.
  • the 180-degree phase shifter 53 outputs the 180-degree phase-shifted beat signal B(t)′′ to the third integrator 55 .
  • the second integrator 54 integrates the beat signal in the first half of the beat signal B(t)′ after the 90-degree phase shift by the 90-degree phase shifter 52 .
  • the second integrator 54 outputs the beat signal integration result S2 to the adder 56 .
  • the third integrator 55 integrates the beat signal in the latter half of the beat signal "after being phase-shifted by 180 degrees by the 180-degree phase shifter 53".
  • the third integrator 55 outputs the beat signal integration result S3 to the adder 56 .
  • the adder 56 adds the integration result S2 of the beat signal by the second integrator 54 and the integration result S3 of the beat signal by the third integrator 55 .
  • the amplitude comparator 57 compares the ratio q d /q s of the addition result q d by the adder 56 to the integration result q s of the beat signal by the first integrator 51 and the amplitude threshold A th .
  • the amplitude threshold A th is a threshold corresponding to the intensity threshold E th .
  • the amplitude threshold Ath may be stored in the internal memory of the amplitude comparator 57 or may be given from the outside of the signal processing device 10 .
  • the amplitude comparator 57 outputs the result of comparison between the ratio q d /q s and the amplitude threshold A th to the distance calculator 58 .
  • the distance calculation unit 58 is implemented by, for example, the distance calculation circuit 25 shown in FIG.
  • the distance calculator 58 searches for the modulation bandwidth ⁇ f of the transmission signal Tx when the comparison result of the amplitude comparator 57 indicates that the ratio q d /q s is less than the amplitude threshold A th .
  • the distance calculator 58 calculates the distance R from the radar device 1 to the object 5 based on the search result of the modulation bandwidth ⁇ f.
  • the transmission signal generator 3 generates a transmission signal Tx whose frequency f varies with time.
  • the initial value of the modulation bandwidth ⁇ f is set to ⁇ f init . Therefore, in the initial state, the transmission signal generator 3 generates a transmission signal Tx with a modulation bandwidth of ⁇ f init .
  • the transmission signal generator 3 outputs the transmission signal Tx to the transmission antenna 4 and the mixer 8, respectively.
  • the transmission antenna 4 radiates the transmission signal Tx output from the transmission signal generator 3 into space.
  • a transmission signal Tx radiated into space by the transmission antenna 4 is reflected by an object 5 to be measured by the radar device 1 .
  • the receiving antenna 7 of the signal receiving section 6 receives the reflected signal, which is the transmission signal Tx′ after being reflected by the object 5 .
  • the signal receiver 6 outputs the received reflected signal to the mixer 8 as a received signal Rx.
  • the mixer 8 multiplies the transmission signal Tx output from the transmission signal generator 3 and the reception signal Rx output from the signal receiver 6 to generate the beat signal B(t).
  • the mixer 8 outputs the beat signal B(t) to the AD converter 9, the first integrator 51 and the 90-degree phase shifter 52, respectively.
  • the AD converter 9 Upon receiving the beat signal B(t) from the mixer 8, the AD converter 9 converts the beat signal B( t ) from an analog signal to a digital signal at the sampling period Ts. The AD converter 9 outputs the digital signal to the Fourier transform section 50 as a digital beat signal B Dig (t). Upon receiving the beat signal B Dig (t) from the AD converter 9, the Fourier transform unit 50 converts the beat signal B Dig (t) into a frequency domain signal fft n , which is a frequency domain signal. The Fourier transform section 50 outputs the frequency domain signal fft n to the distance calculation section 58 .
  • the first integrator 51 When receiving the beat signal B(t) from the mixer 8, the first integrator 51 integrates the beat signal in the first half of the beat signal B(t). That is, the first integrator 51 integrates the beat signal contained in the interval ⁇ (K s /2) to (K s /2), which is the finite interval of the first window function w ⁇ (k). do.
  • the first integrator 51 outputs the integration result qs of the beat signal to the amplitude comparator 57 .
  • the beat signal integration result q s corresponds to the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) after the first window function multiplication.
  • the 90-degree phase shifter 52 receives the beat signal B(t) from the mixer 8, it shifts the phase of the beat signal B(t) by 90 degrees.
  • the 90-degree phase shifter 52 outputs the 90-degree phase-shifted beat signal B(t)' to the 180-degree phase shifter 53 and the second integrator 54, respectively. If the beat signal B(t) output from the mixer 8 is an I + signal of the I (In phase) phase, then the beat signal B(t)' after the 90 degree phase shift is the Q (Quadrature) phase. corresponds to the Q + signal of
  • the 180-degree phase shifter 53 When the 180-degree phase shifter 53 receives the 90-degree phase-shifted beat signal B(t)' from the 90-degree phase shifter 52, the 180-degree phase shifter 53 phase-shifts the 90-degree phase-shifted beat signal B(t)' by 180 degrees. Let The 180-degree phase shifter 53 outputs the 180-degree phase-shifted beat signal B(t)′′ to the third integrator 55 . If the beat signal B(t) output from the mixer 8 is the I-phase I + signal, the beat signal B(t)'' after the phase shift of 180 degrees corresponds to the Q - phase Q- signal. .
  • the second integrator 54 When the second integrator 54 receives the 90-degree phase-shifted beat signal B(t)' from the 90-degree phase shifter 52, the first half section of the 90-degree phase-shifted beat signal B(t)' is Integrate the beat signal of That is, the second integrator 54 calculates ⁇ (K s /2) Integrate the beat signal contained in the interval of ⁇ 0. The second integrator 54 outputs the beat signal integration result S2 to the adder 56 .
  • the third integrator 55 When the third integrator 55 receives the 180-degree phase-shifted beat signal "from the 180-degree phase shifter 53," it integrates the beat signal in the latter half of the 180-degree phase-shifted beat signal. That is, the third integrator 55 detects the 180-degree phase-shifted beat signal in the interval from 0 to (K s /2) in the finite interval of the second window function w ⁇ (k). Integrate the contained beat signal. The third integrator 55 outputs the beat signal integration result S3 to the adder 56 .
  • the adder 56 obtains the integration result S 2 of the beat signal from the second integrator 54 and the integration result S 3 of the beat signal from the third integrator 55 .
  • the adder 56 adds the integration result S2 of the beat signal and the integration result S3 of the beat signal.
  • the addition result q d by the adder 56 corresponds to the beat signal B Dig (t)w ⁇ (k) after being multiplied by the second window function.
  • the amplitude comparator 57 obtains the beat signal integration result qs from the first integrator 51 and the addition result qd from the adder 56 .
  • the amplitude comparator 57 calculates the ratio qd / qs of the addition result qd to the integration result qs of the beat signal.
  • An amplitude comparator 57 compares the ratio q d /q s with an amplitude threshold A th .
  • the amplitude comparator 57 outputs the result of comparison between the ratio q d /q s and the amplitude threshold A th to the distance calculator 58 .
  • a distance calculator 58 obtains the frequency domain signal fft n from the Fourier transform unit 50 .
  • the distance calculator 58 compares the magnitudes of a plurality of frequency components included in the frequency domain signal fftn .
  • the distance calculator 58 searches for the largest frequency component among the plurality of frequency components included in the frequency domain signal fftn , that is, the maximum signal strength
  • the distance calculator 58 searches for the largest frequency component among the plurality of frequency components included in the frequency domain signal fftn .
  • the frequency component to be searched is not limited to the highest frequency component as long as it is a sufficiently large frequency component compared to the noise component.
  • the distance calculation unit 58 may search for, for example, the second largest frequency component or the third largest frequency component among the plurality of frequency components included in the wavenumber domain signal fftn . good.
  • the distance calculator 58 identifies the frequency number n max of the maximum signal strength
  • the distance calculator 58 acquires the comparison result between the ratio q d /q s and the amplitude threshold A th from the amplitude comparator 57 . If the comparison result indicates that the ratio q d /q s is equal to or greater than the amplitude threshold value A th , the distance calculation unit 58 sends the control signal C 1 instructing the change of the modulation bandwidth ⁇ f to the transmission signal generator 3 .
  • the transmission signal generator 3 increases the modulation bandwidth ⁇ f of the transmission signal Tx by, for example, ⁇ f, generates the transmission signal Tx with a modulation bandwidth of ( ⁇ f+ ⁇ f), A transmission signal Tx is output to each of the transmission antenna 4 and the mixer 8 .
  • the control signal C1 is output from the distance calculator 58, the transmission antenna 4 , the signal receiver 6, the mixer 8, the AD converter 9, and the signal processor 10 again perform the same operations as above.
  • the control signal C1 is repeatedly output from the distance calculator 58 to the transmission signal generator 3 until the comparison result indicates that the ratio q d /q s is less than the amplitude threshold A th .
  • the distance calculation unit 58 determines that the current modulation bandwidth ⁇ f is the adjusted modulation bandwidth ⁇ f opt . .
  • the distance calculator 58 calculates the distance R from the radar device 1 to the object 5 from the frequency number nmax , the propagation speed c of the transmission signal, and the modulation bandwidth ⁇ fopt , as shown in Equation (5). .
  • the distance calculator 58 outputs the calculated distance R to, for example, a signal processor (not shown).
  • the signal processing device 10 is similar to the signal processing device 10 shown in FIG. With a small amount of calculation, the resolution of the calculated distance can be improved as compared with the conventional radar device.
  • FIG. 20 is a configuration diagram showing a specific configuration example of the odd function multiplier 12.
  • the 90-degree phase shifter 52 included in the odd function multiplier 12 outputs four signals whose phases are different from each other by 90 degrees, i.e., the I + signal, as the 90-degree phase-shifted beat signal B(t)'. , the I ⁇ signal, the Q + signal and the Q ⁇ signal, respectively.
  • the second integrator 54 included in the odd function multiplier 12 comprises switches 54a-54d and capacitors 54e-54f.
  • the third integrator 55 included in the odd function multiplier 12 includes switches 55a-55d and capacitors 55e-55f.
  • the adder 56 included in the odd function multiplier 12 has switches 56a to 56h.
  • the I + terminal of 90 degree phase shifter 52 is connected to one end of each of switches 54a and 54b.
  • the I - terminal of 90 degree phase shifter 52 is connected to one end of each of switches 54c and 54d.
  • the Q + terminal of the 90 degree phase shifter 52 is connected to one end of each of the switches 55c and 55d.
  • the Q - terminal of 90 degree phase shifter 52 is connected to one end of each of switches 55a and 55b.
  • switch 54 a is connected to the I + terminal of 90-degree phase shifter 52 .
  • the other end of switch 54a is connected to one end of each of capacitor 54e and switches 56e and 56f.
  • One end of switch 54b is connected to the I + terminal of 90-degree phase shifter 52 .
  • the other end of switch 54b is connected to one end of each of capacitor 54f and switches 56g and 56h.
  • switch 54 c One end of the switch 54 c is connected to the I ⁇ terminal of the 90° phase shifter 52 .
  • the other end of switch 54c is connected to one end of each of capacitor 54e and switches 56e and 56f.
  • One end of switch 54 d is connected to the I ⁇ terminal of 90° phase shifter 52 .
  • the other end of switch 54d is connected to one end of each of capacitor 54f and switches 56g and 56h.
  • One end of the capacitor 54e is connected to the other ends of the switches 54a and 54c and to the one ends of the switches 56e and 56f.
  • the other end of the capacitor 54e is connected to the ground.
  • One end of the capacitor 54f is connected to the other ends of the switches 54b and 54d and to one ends of the switches 56g and 56h.
  • the other end of the capacitor 54f is connected to the ground.
  • One end of the switch 55 a is connected to the Q ⁇ terminal of the 90-degree phase shifter 52 .
  • the other end of switch 55a is connected to one end of each of capacitor 55e and switches 56a and 56b.
  • One end of the switch 55b is connected to the Q ⁇ terminal of the 90-degree phase shifter 52 .
  • the other end of switch 55b is connected to one end of each of capacitor 55f and switches 56c and 56d.
  • One end of the switch 55 c is connected to the Q + terminal of the 90-degree phase shifter 52 .
  • the other end of the switch 55c is connected to one end of each of the capacitor 55e and the switches 56a and 56b.
  • One end of the switch 55 d is connected to the Q + terminal of the 90-degree phase shifter 52 .
  • the other end of switch 55d is connected to one end of each of capacitor 55f and switches 56c and 56d.
  • One end of the capacitor 55e is connected to the other ends of the switches 55a and 55c and to one ends of the switches 56a and 56b. The other end of the capacitor 55e is connected to the ground.
  • One end of the capacitor 55f is connected to the other ends of the switches 55b and 55d and to one ends of the switches 56c and 56d. The other end of the capacitor 55f is connected to the ground.
  • One end of the switch 56a is connected to the other ends of the switches 55a and 55c, and also connected to one ends of the capacitor 55e and the switch 56b.
  • the other end of switch 56 a is connected to amplitude comparator 57 .
  • One end of the switch 56b is connected to the other ends of the switches 55a and 55c, and also connected to one ends of the capacitor 55e and the switch 56a.
  • the other end of the switch 56b is connected to the ground.
  • One end of the switch 56c is connected to the other ends of the switches 55b and 55d, and also connected to one ends of the capacitor 55f and the switch 56d.
  • the other end of the switch 56c is connected to the ground.
  • One end of the switch 56d is connected to the other ends of the switches 55b and 55d, and also connected to one ends of the capacitor 55f and the switch 56c.
  • the other end of switch 56 d is connected to amplitude comparator 57 .
  • One end of the switch 56e is connected to the other ends of the switches 54a and 54c, and also connected to one ends of the capacitor 54e and the switch 56f.
  • the other end of switch 56 e is connected to amplitude comparator 57 .
  • One end of the switch 56f is connected to the other ends of the switches 54a and 54c, and also connected to one ends of the capacitor 54e and the switch 56e.
  • the other end of the switch 56f is connected to the ground.
  • One end of the switch 56g is connected to the other ends of the switches 54b and 54d, and also connected to one ends of the capacitor 54f and the switch 56h.
  • the other end of switch 56g is connected to the ground.
  • One end of the switch 56h is connected to the other ends of the switches 54b and 54d, and is also connected to one end of the capacitor 54f and the switch 56g.
  • the other end of switch 56 h is connected to amplitude comparator 57 .
  • the wiring of the 90-degree phase shifter 52 and the third integrator 55 are crossed. That is, the Q + terminal of the 90-degree phase shifter 52 is connected to the switches 55c and 55d, and the Q - terminal of the 90-degree phase shifter 52 is connected to the switches 55a and 55b. Therefore, the wiring corresponds to the 180-degree phase shifter 53 shown in FIG.
  • FIG. 21 is an explanatory diagram showing on/off of the switches 54a to 54d, 55a to 55d, and 56a to 56h.
  • switches 56b, 56c, 56f and 56g are turned on while the signal level of ⁇ r is H level
  • switches 56b, 56c, 56f and 56f are turned on while the signal level of ⁇ r is L level.
  • 56g is turned off.
  • the switches 54a, 54d, 55a and 55d are turned on while the signal level of ⁇ w is at H level
  • the switches 54a, 54d, 55a and 55d are turned off while the signal level of ⁇ w is at L level.
  • the switches 54b, 54c, 55b and 55c are turned on while the signal level of ⁇ w bar is H level, and the switches 54b, 54c, 55b and 55c are turned on while the signal level of ⁇ w bar is L level. turn off.
  • the switches 56a, 56d, 56e and 56h are turned on while the signal level of ⁇ h is at H level, and the switches 56a, 56d, 56e and 56h are turned off while the signal level of ⁇ h is at L level. Become.
  • the switches 56b, 56c, 56f and 56g are turned on, and the charges stored in the capacitors 54e, 54f, 55e and 55f are discharged.
  • the signal level of ⁇ w becomes H level during the period of T m /2, thereby turning on the switches 54a, 54d, 55a and 55d.
  • the I + signal charges the capacitor 54e
  • the I ⁇ signal charges the capacitor 54f
  • the Q 1 - signal charges the capacitor 55e
  • the Q 1 + signal charges the capacitor 55f.
  • switches 54b, 54c, 55b, and 55c are at the H level during a period of T m /(2 ⁇ n max ) while the signal level of ⁇ w bar is at the H level.
  • the I 1 + signal charges the capacitor 54f
  • the I ⁇ signal charges the capacitor 54e.
  • the Q 1 - signal charges the capacitor 55f
  • the Q 1 + signal charges the capacitor 55e.
  • the switches 56a, 56c, 56e, and 56h are turned on, and the voltage of d(t) from the odd function multiplier 12 is amplified. Output to comparator 57 .
  • the voltage d(t) takes a smaller value as the modulation bandwidth ⁇ f increases the range resolution ⁇ R of the distance R calculated by the distance calculation processing unit 34 .
  • the present disclosure is suitable for signal processing devices, signal processing methods, and radar devices.
  • 1 radar device 2 signal transmission unit, 3 transmission signal generator, 4 transmission antenna, 5 object, 6 signal reception unit, 7 reception antenna, 8 mixer, 9 AD converter, 10 signal processing device, 11 even function multiplier, 12 odd function multiplication unit, 13 first Fourier transform unit, 14 second Fourier transform unit, 15 distance calculation unit, 16 distance calculation unit, 21 even function multiplication circuit, 22 odd function multiplication circuit, 23 first Fourier transform circuit, 24 second Fourier transform circuit, 25 distance calculation circuit, 26 distance calculation circuit, 31 frequency identification unit, 32 comparison unit, 33 modulation bandwidth adjustment unit, 34 distance calculation processing unit, 35 section width adjustment unit, 36 distance Calculation processing unit, 41 memory, 42 processor, 50 Fourier transform unit, 51 first integrator, 52 90 degree phase shifter, 53 180 degree phase shifter, 54 second integrator, 54a to 54d switches, 54e to 54f capacitor, 55 third integrator, 55a to 55d switches, 55e to 55f capacitors, 56 adder, 56a to 56h switches, 57 amplitude comparator, 58 distance calculator.

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Abstract

時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号と測距対象の物体（５）による反射後の送信信号とから生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算する偶関数乗算部（１１）と、ビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算する奇関数乗算部（１２）と、偶関数乗算部（１１）による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換する第１のフーリエ変換部（１３）と、奇関数乗算部（１２）による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換する第２のフーリエ変換部（１４）とを備えるように、信号処理装置（１０）を構成した。また、信号処理装置（１０）は、第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、送信信号の変調帯域幅を探索し、変調帯域幅の探索結果に基づいて、レーダ装置（１）から物体（５）までの距離を算出する距離算出部（１５）、又は、第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、第１の窓関数及び第２の窓関数におけるそれぞれの有限区間の区間幅を探索し、区間幅の探索結果に基づいて、レーダ装置（１）から物体（５）までの距離を算出する距離算出部（１６）を備えている。

Description

信号処理装置、信号処理方法及びレーダ装置
　本開示は、信号処理装置、信号処理方法及びレーダ装置に関するものである。
　自己から測距対象の物体までの距離を算出するレーダ装置として、ＦＭ－ＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ）方式のレーダ装置がある。従来のＦＭ－ＣＷ方式のレーダ装置（以下「従来のレーダ装置」という）は、一般的に、信号送信部、信号受信部、ミクサ及び距離算出部を備えている。信号送信部は、時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号を空間に放射する。信号受信部は、測距対象の物体による反射後の送信信号である反射信号を受信する。ミクサは、信号送信部から送信される送信信号と信号受信部により受信された反射信号とからビート信号を生成する。距離算出部は、ビート信号に基づいて、当該レーダ装置から物体までの距離を算出する。
　ところで、距離分解能を高める技術として、ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ　ＳＩｇｎａｌ　Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法がある（非特許文献１を参照）。
O. Schmidt, "Multiple Emitter Location Signal Parameter Estimation" IEEE Trans. Antennas and Propagation, vol. AP-34, No.3. 1986.
　従来のレーダ装置に対して、仮に、非特許文献１に開示されているＭＵＳＩＣ法を適用することが可能であるとすれば、距離算出部により算出される距離の分解能が高められる可能性がある。しかしながら、ＭＵＳＩＣ法の計算量は、膨大であるという課題があった。
　本開示は、上記のような課題を解決するためになされたもので、ＭＵＳＩＣ法よりも少ない計算量で、従来のレーダ装置よりも算出距離の分解能を高めることができる信号処理装置及び信号処理方法を得ることを目的とする。
　本開示に係る信号処理装置は、時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号と測距対象の物体による反射後の送信信号とから生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算する偶関数乗算部と、ビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算する奇関数乗算部と、偶関数乗算部による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換する第１のフーリエ変換部と、奇関数乗算部による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換する第２のフーリエ変換部と、第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、送信信号の変調帯域幅、又は、第１の窓関数及び第２の窓関数におけるそれぞれの有限区間の区間幅を探索し、変調帯域幅の探索結果、又は、区間幅の探索結果に基づいて、レーダ装置から物体までの距離を算出する距離算出部とを備えるものである。
　本開示によれば、ＭＵＳＩＣ法よりも少ない計算量で、従来のレーダ装置よりも、算出距離の分解能を高めることができる。
実施の形態１に係る信号処理装置１０を含むレーダ装置１を示す構成図である。 実施の形態１に係る信号処理装置１０のハードウェアを示すハードウェア構成図である。 実施の形態１に係る信号処理装置１０の距離算出部１５を示す構成図である。 信号処理装置１０が、ソフトウェア又はファームウェア等によって実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。 信号処理装置１０の処理手順である信号処理方法を示すフローチャートである。 送信信号Ｔｘの波形例を示す説明図である。 第１の窓関数ｗΣ（ｋ）の一例を示す説明図である。 第２の窓関数ｗΔ（ｋ）の一例を示す説明図である。 第１の周波数領域信号ｓｎの一例を示す説明図である。 変調帯域幅Δｆと信号強度比Ｅとの関係を示す説明図である。 距離算出処理部３４により算出される距離Ｒの距離分解能ΔＲを示す説明図である。 ビート信号Ｂ（ｔ）のＳＮＲと距離分解能ΔＲとの関係を示す説明図である。 実施の形態２に係る信号処理装置１０を含むレーダ装置１を示す構成図である。 実施の形態２に係る信号処理装置１０のハードウェアを示すハードウェア構成図である。 実施の形態２に係る信号処理装置１０の距離算出部１６を示す構成図である。 信号処理装置１０の処理手順である信号処理方法を示すフローチャートである。 第１の窓関数ｗΣ（ｋ）の一例を示す説明図である。 第２の窓関数ｗΔ（ｋ）の一例を示す説明図である。 可変量ΔＫｓと信号強度比Ｅとの関係を示す説明図である。 実施の形態３に係る信号処理装置１０を含むレーダ装置１を示す構成図である。 奇関数乗算部１２の具体的な構成例を示す構成図である。 スイッチ５４ａ～５４ｄ，５５ａ～５５ｄ，５６ａ～５６ｈのオンオフを示す説明図である。
　以下、本開示をより詳細に説明するために、本開示を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る信号処理装置１０を含むレーダ装置１を示す構成図である。
　図２は、実施の形態１に係る信号処理装置１０のハードウェアを示すハードウェア構成図である。
　図１に示すレーダ装置１は、信号送信部２、信号受信部６、ミクサ８、アナログデジタル変換器（以下「ＡＤ変換器」という）９及び信号処理装置１０を備えている。
　信号送信部２は、送信信号発生器３及び送信アンテナ４を備えている。
　信号送信部２は、時間の経過に伴って周波数ｆが変化する送信信号Ｔｘを測距対象の物体５に向けて送信する。
　送信信号発生器３は、送信信号Ｔｘを発生し、送信信号Ｔｘを送信アンテナ４及びミクサ８のそれぞれに出力する。
　送信アンテナ４は、送信信号Ｔｘを空間に放射する。
　送信アンテナ４によって空間に放射された送信信号Ｔｘは、測距対象の物体５によって反射される。
　信号受信部６は、受信アンテナ７を備えている。
　信号受信部６は、物体５による反射後の送信信号Ｔｘ’である反射信号を受信する。
　信号受信部６は、受信した反射信号を受信信号Ｒｘとしてミクサ８に出力する。
　受信アンテナ７は、物体５による反射後の送信信号Ｔｘ’である反射信号を受信するためのアンテナである。
　ミクサ８は、信号送信部２から送信される送信信号Ｔｘと信号受信部６により受信された反射信号とからビート信号Ｂ（ｔ）を生成する。ｔは、時間を示す変数である。
　即ち、ミクサ８は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘと信号受信部６から出力された受信信号Ｒｘとを乗算することによって、ビート信号Ｂ（ｔ）を生成する。
　ミクサ８は、ビート信号Ｂ（ｔ）をＡＤ変換器９に出力する。
　ＡＤ変換器９は、ミクサ８から出力されたビート信号Ｂ（ｔ）をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
　ＡＤ変換器９は、デジタル信号をデジタルのビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）として信号処理装置１０に出力する。
　信号処理装置１０は、偶関数乗算部１１、奇関数乗算部１２、第１のフーリエ変換部１３、第２のフーリエ変換部１４及び距離算出部１５を備えている。
　偶関数乗算部１１は、例えば、図２に示す偶関数乗算回路２１によって実現される。
　偶関数乗算部１１は、ＡＤ変換器９から出力されたビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）に対して、偶関数で表される第１の窓関数ｗΣ（ｋ）を乗算する。ｋは、整数である。
　偶関数乗算部１１は、第１の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΣ（ｋ）を第１のフーリエ変換部１３に出力する。
　奇関数乗算部１２は、例えば、図２に示す奇関数乗算回路２２によって実現される。
　奇関数乗算部１２は、ＡＤ変換器９から出力されたビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）に対して、奇関数で表される第２の窓関数ｗΔ（ｋ）を乗算する。
　奇関数乗算部１２は、第２の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΔ（ｋ）を第２のフーリエ変換部１４に出力する。
　第１のフーリエ変換部１３は、例えば、図２に示す第１のフーリエ変換回路２３によって実現される。
　第１のフーリエ変換部１３は、偶関数乗算部１１による第１の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΣ（ｋ）を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号ｓｎに変換する。ｎは、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている複数の周波数成分の周波数を識別するための識別番号（以下「周波数ナンバー」という）である。
　第１のフーリエ変換部１３は、第１の周波数領域信号ｓｎを距離算出部１５に出力する。
　第２のフーリエ変換部１４は、例えば、図２に示す第２のフーリエ変換回路２４によって実現される。
　第２のフーリエ変換部１４は、奇関数乗算部１２による第２の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΔ（ｋ）を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号ｄｎに変換する。
　第２のフーリエ変換部１４は、第２の周波数領域信号ｄｎを距離算出部１５に出力する。
　距離算出部１５は、例えば、図２に示す距離算出回路２５によって実現される。
　距離算出部１５は、第１のフーリエ変換部１３から第１の周波数領域信号ｓｎを取得し、第２のフーリエ変換部１４から第２の周波数領域信号ｄｎを取得する。
　距離算出部１５は、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている第１の周波数成分に対する、第２の周波数領域信号ｄｎに含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、送信信号Ｔｘの変調帯域幅Δｆを探索する。
　距離算出部１５は、変調帯域幅Δｆの探索結果に基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。
　距離算出部１５は、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）及び第２の窓関数ｗΔ（ｋ）におけるそれぞれの有限区間の区間幅Ｋｓ－ΔＫｓを探索する代わりに、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）及び第２の窓関数ｗΔ（ｋ）におけるそれぞれの有限区間の区間幅Ｋｓ－ΔＫｓを探索するようにしてもよい。有限区間の区間幅Ｋｓ－ΔＫｓを探索する距離算出部１６については、後述の実施の形態２で説明する。
　図３は、実施の形態１に係る信号処理装置１０の距離算出部１５を示す構成図である。
　距離算出部１５は、周波数特定部３１、比較部３２、変調帯域幅調整部３３及び距離算出処理部３４を備えている。
　周波数特定部３１は、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている複数の周波数成分の大きさを互いに比較する。
　周波数特定部３１は、大きさの比較結果に基づいて、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘを探索する。即ち、周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分を探索する。
　周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘの周波数ｆｍａｘとして、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘの周波数ナンバーｎｍａｘを特定する。
　周波数特定部３１は、周波数ナンバーｎｍａｘを比較部３２及び距離算出処理部３４のそれぞれに出力する。
　比較部３２は、第２の周波数成分｜ｄｎ｜ｍａｘとして、第２の周波数領域信号ｄｎに含まれている複数の周波数成分の中で、周波数特定部３１により特定された周波数ナンバーｎｍａｘに対応する周波数成分を特定する。比較部３２により特定された周波数成分の周波数は、周波数ｆｍａｘである。
　比較部３２は、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘに対する第２の周波数成分｜ｄｎ｜ｍａｘの比（以下「信号強度比Ｅ」という）を算出する。
　比較部３２は、信号強度比Ｅと強度閾値Ｅｔｈとを比較し、信号強度比Ｅと強度閾値Ｅｔｈとの比較結果を変調帯域幅調整部３３に出力する。強度閾値Ｅｔｈは、例えば、３［ｄＢ］である。強度閾値Ｅｔｈは、比較部３２の内部メモリに格納されていてもよいし、信号処理装置１０の外部から与えられるものであってもよい。
　変調帯域幅調整部３３は、比較部３２から出力された比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ以上である旨を示していれば、比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満である旨を示すまで、変調帯域幅Δｆを繰り返し調整する。
　変調帯域幅調整部３３は、比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満である旨を示しているときの変調帯域幅ΔｆをΔｆｏｐｔとして距離算出処理部３４に出力する。
　距離算出処理部３４は、変調帯域幅調整部３３から出力された変調帯域幅Δｆｏｐｔに基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。
　即ち、距離算出処理部３４は、周波数特定部３１から出力された周波数ナンバーｎｍａｘと、送信信号の伝搬速度ｃと、変調帯域幅Δｆｏｐｔとから、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。
　図１では、信号処理装置１０の構成要素である偶関数乗算部１１、奇関数乗算部１２、第１のフーリエ変換部１３、第２のフーリエ変換部１４及び距離算出部１５のそれぞれが、図２に示すような専用のハードウェアによって実現されるものを想定している。即ち、信号処理装置１０が、偶関数乗算回路２１、奇関数乗算回路２２、第１のフーリエ変換回路２３、第２のフーリエ変換回路２４及び距離算出回路２５によって実現されるものを想定している。
　偶関数乗算回路２１、奇関数乗算回路２２、第１のフーリエ変換回路２３、第２のフーリエ変換回路２４及び距離算出回路２５のそれぞれは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。
　信号処理装置１０の構成要素は、専用のハードウェアによって実現されるものに限るものではなく、信号処理装置１０が、ソフトウェア、ファームウェア、又は、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせによって実現されるものであってもよい。
　ソフトウェア又はファームウェアは、プログラムとして、コンピュータのメモリに格納される。コンピュータは、プログラムを実行するハードウェアを意味し、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、あるいは、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）が該当する。
　図４は、信号処理装置１０が、ソフトウェア又はファームウェア等によって実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。
　信号処理装置１０が、ソフトウェア又はファームウェア等によって実現される場合、偶関数乗算部１１、奇関数乗算部１２、第１のフーリエ変換部１３、第２のフーリエ変換部１４及び距離算出部１５におけるそれぞれの処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムがメモリ４１に格納される。そして、コンピュータのプロセッサ４２がメモリ４１に格納されているプログラムを実行する。
　また、図２では、信号処理装置１０の構成要素のそれぞれが専用のハードウェアによって実現される例を示し、図４では、信号処理装置１０がソフトウェア又はファームウェア等によって実現される例を示している。しかし、これは一例に過ぎず、信号処理装置１０における一部の構成要素が専用のハードウェアによって実現され、残りの構成要素がソフトウェア又はファームウェア等によって実現されるものであってもよい。
　次に、図１に示すレーダ装置１の動作について説明する。
　図５は、信号処理装置１０の処理手順である信号処理方法を示すフローチャートである。
　送信信号発生器３は、図６に示すように、時間の経過に伴って周波数ｆが変化する送信信号Ｔｘを発生する。
　図６は、送信信号Ｔｘの波形例を示す説明図である。
　図６において、横軸は時間を示し、縦軸は周波数を示している。
　送信信号Ｔｘは、チャープ変調信号である。Δｆは送信信号Ｔｘの変調帯域幅であり、Ｔｍは送信信号Ｔｘの繰り返し周期である。
　図１に示すレーダ装置１では、変調帯域幅Δｆの初期値が、Δｆｉｎｉｔに設定されている。したがって、初期状態では、送信信号発生器３は、変調帯域幅がΔｆｉｎｉｔの送信信号Ｔｘを発生する。
　送信信号発生器３は、送信信号Ｔｘを送信アンテナ４及びミクサ８のそれぞれに出力する。
　送信アンテナ４は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘを空間に放射する。
　送信アンテナ４によって空間に放射された送信信号Ｔｘは、レーダ装置１による測距対象の物体５によって反射される。
　信号受信部６の受信アンテナ７は、物体５による反射後の送信信号Ｔｘ’である反射信号を受信する。
　信号受信部６は、受信した反射信号を受信信号Ｒｘとしてミクサ８に出力する。
　ミクサ８は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘと信号受信部６から出力された受信信号Ｒｘとを乗算することによって、ビート信号Ｂ（ｔ）を生成する。
　ミクサ８は、ビート信号Ｂ（ｔ）をＡＤ変換器９に出力する。
　ＡＤ変換器９は、ミクサ８からビート信号Ｂ（ｔ）を受けると、サンプリング周期Ｔｓで、ビート信号Ｂ（ｔ）をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
　ＡＤ変換器９は、デジタル信号をデジタルのビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）として、偶関数乗算部１１及び奇関数乗算部１２のそれぞれに出力する。
　図７は、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）の一例を示す説明図である。
　図７に示す第１の窓関数ｗΣ（ｋ）は、偶関数で表される矩形窓の窓関数である。
　図８は、第２の窓関数ｗΔ（ｋ）の一例を示す説明図である。
　図８に示す第２の窓関数ｗΔ（ｋ）は、奇関数で表される符号関数の窓関数である。
　図７及び図８において、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）及び第２の窓関数ｗΔ（ｋ）におけるそれぞれの有限区間は、－（Ｋｓ／２）～（Ｋｓ／２）であり、有限区間の区間幅は、Ｋｓである。
　有限区間の区間幅Ｋｓは、以下の式（１）に示すように、送信信号Ｔｘの繰り返し周期Ｔｍと、ＡＤ変換器９のサンプリング周期Ｔｓとによって表される。Ｋｓは整数である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　第１の窓関数ｗΣ（ｋ）の関数値は、以下の式（２）に示すように、有限区間である－（Ｋｓ／２）≦ｋ≦（Ｋｓ／２）の区間では“１”であり、有限区間以外の区間では“０”である。
　第２の窓関数ｗΔ（ｋ）の関数値は、以下の式（３）に示すように、有限区間のうち、－（Ｋｓ／２）≦ｋ＜０の区間では“＋ｊ”であり、ｋ＝０では“０”であり、０＜ｋ≦（Ｋｓ／２）の区間では“－ｊ”である。第２の窓関数ｗΔ（ｋ）の関数値は、有限区間以外の区間では“０”である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　偶関数乗算部１１は、ＡＤ変換器９からデジタルのビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）を受けると、デジタルのビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）に対して、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）を乗算する（図５のステップＳＴ１）。
　偶関数乗算部１１は、第１の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΣ（ｋ）を第１のフーリエ変換部１３に出力する。
　奇関数乗算部１２は、ＡＤ変換器９からデジタルのビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）を受けると、デジタルのビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）に対して、第２の窓関数ｗΔ（ｋ）を乗算する（図５のステップＳＴ２）。
　奇関数乗算部１２は、第２の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΔ（ｋ）を第２のフーリエ変換部１４に出力する。
　第１のフーリエ変換部１３は、偶関数乗算部１１から第１の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΣ（ｋ）を取得する。
　第１のフーリエ変換部１３は、ビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΣ（ｋ）を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号ｓｎに変換する（図５のステップＳＴ３）。
　第１のフーリエ変換部１３は、第１の周波数領域信号ｓｎを距離算出部１５に出力する。
　図９は、第１の周波数領域信号ｓｎの一例を示す説明図である。
　図９において、横軸は周波数ナンバーｎを示し、縦軸は第１の周波数領域信号ｓｎの信号強度｜ｓｎ｜を示している。
　ｎｍａｘは、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分の周波数、即ち、第１の周波数領域信号ｓｎの信号強度｜ｓｎ｜が最大となる周波数を示す周波数ナンバーである。
　第２のフーリエ変換部１４は、奇関数乗算部１２から第２の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΔ（ｋ）を取得する。
　第２のフーリエ変換部１４は、ビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΔ（ｋ）を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号ｄｎに変換する（図５のステップＳＴ４）。
　第２のフーリエ変換部１４は、第２の周波数領域信号ｄｎを距離算出部１５に出力する。
　距離算出部１５の周波数特定部３１は、第１のフーリエ変換部１３から第１の周波数領域信号ｓｎを取得する。
　周波数特定部３１は、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている複数の周波数成分の大きさを互いに比較する。
　周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分、即ち、第１の周波数領域信号ｓｎにおける最大の信号強度｜ｓｎ｜を探索する。
　ここでは、周波数特定部３１が、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分を探索している。しかし、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘは、雑音成分と比べて十分に大きい周波数成分であればよく、最も大きい周波数成分に限るものではない。したがって、周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている複数の周波数成分の中で、例えば、２番目に大きい周波数成分、又は、３番目に大きい周波数成分を探索するようにしてもよい。
　周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘの周波数ｆｍａｘとして、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘの周波数ナンバーｎｍａｘを特定する（図５のステップＳＴ５）。
　周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘ及び周波数ナンバーｎｍａｘのそれぞれを比較部３２に出力する。
　また、周波数特定部３１は、周波数ナンバーｎｍａｘを距離算出処理部３４に出力する。
　比較部３２は、周波数特定部３１から、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘ及び周波数ナンバーｎｍａｘのそれぞれを取得し、第２のフーリエ変換部１４から第２の周波数領域信号ｄｎを取得する。
　比較部３２は、第２の周波数成分｜ｄｎ｜ｍａｘとして、第２の周波数領域信号ｄｎに含まれている複数の周波数成分の中で、周波数ナンバーｎｍａｘに対応する周波数成分を特定する。
　比較部３２は、以下の式（４）に示すように、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘに対する第２の周波数成分｜ｄｎ｜ｍａｘの比である信号強度比Ｅを算出する。
　比較部３２は、信号強度比Ｅと閾値Ｅｔｈとを比較し、信号強度比Ｅと強度閾値Ｅｔｈとの比較結果を変調帯域幅調整部３３に出力する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　変調帯域幅調整部３３は、比較部３２から出力された比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ以上である旨を示していれば（図５のステップＳＴ６：ＹＥＳの場合）、変調帯域幅Δｆの変更を指示する制御信号Ｃ１を送信信号発生器３に出力する（図５のステップＳＴ７）。
　送信信号発生器３は、変調帯域幅調整部３３から制御信号Ｃ１を受けると、送信信号Ｔｘの変調帯域幅Δｆを例えばδｆだけ大きくし、変調帯域幅が（Δｆ＋δｆ）の送信信号Ｔｘを発生し、送信信号Ｔｘを送信アンテナ４及びミクサ８のそれぞれに出力する。
　変調帯域幅調整部３３から制御信号Ｃ１が出力されると、送信アンテナ４、信号受信部６、ミクサ８及びＡＤ変換器９は、上記と同様の動作を再度行う。信号処理装置１０は、ステップＳＴ１～ＳＴ６の処理を再度行う。
　比較部３２から出力された比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満である旨を示すまで、変調帯域幅調整部３３から送信信号発生器３に、制御信号Ｃ１が繰り返し出力される。
　変調帯域幅調整部３３は、比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満である旨を示していれば（図５のステップＳＴ６：ＮＯの場合）、調整済みの変調帯域幅Δｆｏｐｔとして、現時点の変調帯域幅Δｆを距離算出処理部３４に出力する。
　図１０Ａは、変調帯域幅Δｆと信号強度比Ｅとの関係を示す説明図である。
　図１０Ａにおいて、横軸は変調帯域幅Δｆを示し、縦軸は信号強度比Ｅを示している。Δｆｏｐｔは、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満であるときの変調帯域幅である。
　信号強度比Ｅは、図１０Ａに示すように、変調帯域幅Δｆの変化に伴って変動する。変調帯域幅Δｆの変化に伴う信号強度比Ｅの変動は、ビート信号Ｂ（ｔ）の信号対雑音比であるＳＮＲが小さいほど、緩やかになる。
　図１０Ａには、ＳＮＲ＝１０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝２０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝３０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝４０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝５０［ｄＢ］の例が示されている。
　図１０Ｂは、距離算出処理部３４により算出される距離Ｒの距離分解能ΔＲを示す説明図である。図１０Ｂにおいて、横軸は距離Ｒを示し、縦軸は信号強度比Ｅを示している。
　距離分解能ΔＲは、信号強度比Ｅの一定幅に対応する距離幅である。
　図１０Ｂより、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満であるときの距離分解能ΔＲは、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ以上であるときの距離分解能ΔＲよりも小さいことが分かる。距離分解能ΔＲが小さいほど、距離算出処理部３４による距離Ｒの算出精度が高くなる。
　距離算出処理部３４は、周波数特定部３１から周波数ナンバーｎｍａｘを取得し、変調帯域幅調整部３３から変調帯域幅Δｆｏｐｔを取得する。
　距離算出処理部３４は、以下の式（５）に示すように、周波数ナンバーｎｍａｘと、送信信号の伝搬速度ｃと、変調帯域幅Δｆｏｐｔとから、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する（図５のステップＳＴ８）。伝搬速度ｃは、送信信号ＴＸである電波が伝わる媒質中の光速である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　距離算出処理部３４は、算出した距離Ｒを、例えば、図示せぬ信号処理部に出力する。当該信号処理部は、例えば、距離Ｒが距離閾値以下であれば、アラーム信号を出力する等の処理を実施する。
　距離算出処理部３４により算出される距離Ｒの距離分解能ΔＲは、以下の式（６）のように表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
　図１１は、ビート信号Ｂ（ｔ）のＳＮＲと距離分解能ΔＲとの関係を示す説明図である。
　図１１において、横軸はビート信号Ｂ（ｔ）のＳＮＲ［ｄＢ］を示し、縦軸は距離分解能ΔＲ［ｍｍ］を示している。
　図１１は、変調帯域幅Δｆの初期値Δｆｉｎｉｔが、例えば、３［ＧＨｚ］であるとき、ビート信号Ｂ（ｔ）のＳＮＲが１０［ｄＢ］以上になれば、距離分解能ΔＲが２０［ｍｍ］以下になることを示している。
　ＭＵＳＩＣ法を実施する信号処理装置は、ビート信号Ｂ（ｔ）を周波数領域の信号に変換した後、周波数領域の信号の相関行列を算出する処理のほか、相関行列を固有展開して、固有ベクトルを算出する処理を行う必要がある。相関行列の算出処理及び固有ベクトルの算出処理におけるそれぞれの計算量は、相関行列を構成する行列要素の数が多いほど多くなり、それぞれの計算量は、例えば、１つの掛け算の処理、１つの割り算の処理、又は、１つの比較の処理と比べて、極めて膨大である。
　図１に示す信号処理装置１０は、ＭＵＳＩＣ法を実施する代わりに、ビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）に対して、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）を乗算する処理と、ビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）に対して、第２の窓関数ｗΔ（ｋ）を乗算する処理とを行っている。また、図１に示す信号処理装置１０は、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満となる変調帯域幅Δｆを探索する処理を行っている。
　第１の窓関数ｗΣ（ｋ）を乗算する処理と第２の窓関数ｗΔ（ｋ）を乗算する処理とは、単なる掛け算の処理に過ぎないため、計算量は僅かである。変調帯域幅Δｆを探索する処理は、単なる割り算の処理と比較の処理とに過ぎないため、計算量は僅かである。したがって、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）を乗算する処理、第２の窓関数ｗΔ（ｋ）を乗算する処理及び変調帯域幅Δｆを探索する処理におけるそれぞれの計算量は、相関行列の算出処理及び固有ベクトルの算出処理におけるそれぞれの計算量と比べて極めて少ない。
　以上の実施の形態１では、時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号と測距対象の物体５による反射後の送信信号とから生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算する偶関数乗算部１１と、ビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算する奇関数乗算部１２と、偶関数乗算部１１による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換する第１のフーリエ変換部１３と、奇関数乗算部１２による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換する第２のフーリエ変換部１４とを備えるように、信号処理装置１０を構成した。また、信号処理装置１０は、第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、送信信号の変調帯域幅を探索し、変調帯域幅の探索結果に基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離を算出する距離算出部１５を備えている。したがって、信号処理装置１０は、ＭＵＳＩＣ法よりも少ない計算量で、従来のレーダ装置よりも算出距離の分解能を高めることができる。
実施の形態２．
　実施の形態２では、距離算出部１６が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満になるときの、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）及び第２の窓関数ｗΔ（ｋ）におけるそれぞれの有限区間の区間幅Ｋｓ－ΔＫｓを探索し、区間幅Ｋｓ－ΔＫｓの探索結果に基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する信号処理装置１０について説明する。
　図１２は、実施の形態２に係る信号処理装置１０を含むレーダ装置１を示す構成図である。
　図１３は、実施の形態２に係る信号処理装置１０のハードウェアを示すハードウェア構成図である。
　図１４は、実施の形態２に係る信号処理装置１０の距離算出部１６を示す構成図である。
　図１２、図１３及び図１４において、図１、図２及び図３と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　距離算出部１６は、例えば、図１３に示す距離算出回路２６によって実現される。
　距離算出部１６は、第１のフーリエ変換部１３から第１の周波数領域信号ｓｎを取得し、第２のフーリエ変換部１４から第２の周波数領域信号ｄｎを取得する。
　距離算出部１６は、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている第１の周波数成分に対する、第２の周波数領域信号ｄｎに含まれている第２の周波数成分の比である信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満になるときの、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）及び第２の窓関数ｗΔ（ｋ）におけるそれぞれの有限区間の区間幅Ｋｓ－ΔＫｓを探索する。
　距離算出部１６は、区間幅Ｋｓ－ΔＫｓの探索結果に基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。
　距離算出部１６は、図１４に示すように、周波数特定部３１、比較部３２、区間幅調整部３５及び距離算出処理部３６を備えている。
　区間幅調整部３５は、比較部３２から出力された比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ以上である旨を示していれば、比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満である旨を示すまで、区間幅Ｋｓ－ΔＫｓを繰り返し調整する。
　区間幅調整部３５は、比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満である旨を示しているときの区間幅Ｋｓ－ΔＫｓを距離算出処理部３６に出力する。
　距離算出処理部３６は、区間幅調整部３５から出力された区間幅Ｋｓ－ΔＫｓに基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。
　即ち、距離算出処理部３６は、周波数特定部３１から出力された周波数ナンバーｎｍａｘと、送信信号の伝搬速度ｃと、区間幅調整部３５から出力された区間幅Ｋｓ－ΔＫｓと、区間幅調整部３５による調整前の区間幅Ｋｓと、変調帯域幅Δｆとから、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。
　図１２では、信号処理装置１０の構成要素である偶関数乗算部１１、奇関数乗算部１２、第１のフーリエ変換部１３、第２のフーリエ変換部１４及び距離算出部１６のそれぞれが、図１３に示すような専用のハードウェアによって実現されるものを想定している。即ち、信号処理装置１０が、偶関数乗算回路２１、奇関数乗算回路２２、第１のフーリエ変換回路２３、第２のフーリエ変換回路２４及び距離算出回路２６によって実現されるものを想定している。
　偶関数乗算回路２１、奇関数乗算回路２２、第１のフーリエ変換回路２３、第２のフーリエ変換回路２４及び距離算出回路２６のそれぞれは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、又は、これらを組み合わせたものが該当する。
　信号処理装置１０の構成要素は、専用のハードウェアによって実現されるものに限るものではなく、信号処理装置１０が、ソフトウェア、ファームウェア、又は、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせによって実現されるものであってもよい。
　信号処理装置１０が、ソフトウェア又はファームウェア等によって実現される場合、偶関数乗算部１１、奇関数乗算部１２、第１のフーリエ変換部１３、第２のフーリエ変換部１４及び距離算出部１６におけるそれぞれの処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムが図４に示すメモリ４１に格納される。そして、図４に示すプロセッサ４２がメモリ４１に格納されているプログラムを実行する。
　また、図１３では、信号処理装置１０の構成要素のそれぞれが専用のハードウェアによって実現される例を示し、図４では、信号処理装置１０がソフトウェア又はファームウェア等によって実現される例を示している。しかし、これは一例に過ぎず、信号処理装置１０における一部の構成要素が専用のハードウェアによって実現され、残りの構成要素がソフトウェア又はファームウェア等によって実現されるものであってもよい。
　次に、図１２に示すレーダ装置１の動作について説明する。
　図１５は、信号処理装置１０の処理手順である信号処理方法を示すフローチャートである。
　送信信号発生器３は、図６に示すように、時間の経過に伴って周波数ｆが変化する送信信号Ｔｘを発生する。
　図１２に示すレーダ装置１では、送信信号Ｔｘの変調帯域幅Δｆが、初期値Δｆｉｎｉｔに固定されており、距離算出部１６によって調整されない。
　送信信号発生器３は、送信信号Ｔｘを送信アンテナ４及びミクサ８のそれぞれに出力する。
　送信アンテナ４は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘを空間に放射する。
　送信アンテナ４によって空間に放射された送信信号Ｔｘは、レーダ装置１による測距対象の物体５によって反射される。
　信号受信部６の受信アンテナ７は、物体５による反射後の送信信号Ｔｘ’である反射信号を受信する。
　信号受信部６は、受信した反射信号を受信信号Ｒｘとしてミクサ８に出力する。
　ミクサ８は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘと信号受信部６から出力された受信信号Ｒｘとを乗算することによって、ビート信号Ｂ（ｔ）を生成する。
　ミクサ８は、ビート信号Ｂ（ｔ）をＡＤ変換器９に出力する。
　ＡＤ変換器９は、ミクサ８からビート信号Ｂ（ｔ）を受けると、サンプリング周期Ｔｓで、ビート信号Ｂ（ｔ）をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
　ＡＤ変換器９は、デジタル信号をデジタルのビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）として、偶関数乗算部１１及び奇関数乗算部１２のそれぞれに出力する。
　図１６は、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）の一例を示す説明図である。
　図１６に示す第１の窓関数ｗΣ（ｋ）は、偶関数で表される矩形窓の窓関数である。
　図１７は、第２の窓関数ｗΔ（ｋ）の一例を示す説明図である。
　図１７示す第２の窓関数ｗΔ（ｋ）は、奇関数で表される符号関数の窓関数である。
　図１６及び図１７において、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）及び第２の窓関数ｗΔ（ｋ）におけるそれぞれの有限区間は、－（Ｋｓ／２）～（Ｋｓ／２）－ΔＫｓであり、有限区間の区間幅は、Ｋｓ－ΔＫｓである。
　距離算出部１６によって、可変量ΔＫｓが調整されることにより、有限区間の区間幅Ｋｓ－ΔＫｓが調整される。
　第１の窓関数ｗΣ（ｋ）の関数値は、以下の式（７）に示すように、有限区間である－（Ｋｓ／２）≦ｋ≦（Ｋｓ／２）－ΔＫｓの区間では“１”であり、有限区間以外の区間では“０”である。
　第２の窓関数ｗΔ（ｋ）の関数値は、以下の式（８）に示すように、有限区間のうち、－（Ｋｓ／２）≦ｋ＜０の区間では“＋ｊ”であり、ｋ＝０では“０”であり、０＜ｋ＜（Ｋｓ／２）－ΔＫｓの区間では“－ｊ”である。第２の窓関数ｗΔ（ｋ）の関数値は、有限区間以外の区間では“０”である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
　偶関数乗算部１１は、ＡＤ変換器９からデジタルのビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）を受けると、デジタルのビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）に対して、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）を乗算する（図１５のステップＳＴ１１）。
　偶関数乗算部１１は、第１の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΣ（ｋ）を第１のフーリエ変換部１３に出力する。
　奇関数乗算部１２は、ＡＤ変換器９からデジタルのビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）を受けると、デジタルのビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）に対して、第２の窓関数ｗΔ（ｋ）を乗算する（図１５のステップＳＴ１２）。
　奇関数乗算部１２は、第２の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΔ（ｋ）を第２のフーリエ変換部１４に出力する。
　第１のフーリエ変換部１３は、偶関数乗算部１１から第１の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΣ（ｋ）を取得する。
　第１のフーリエ変換部１３は、ビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΣ（ｋ）を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号ｓｎに変換する（図１５のステップＳＴ１３）。
　第１のフーリエ変換部１３は、第１の周波数領域信号ｓｎを距離算出部１６に出力する。
　第２のフーリエ変換部１４は、奇関数乗算部１２から第２の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΔ（ｋ）を取得する。
　第２のフーリエ変換部１４は、ビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΔ（ｋ）を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号ｄｎに変換する（図１５のステップＳＴ１４）。
　第２のフーリエ変換部１４は、第２の周波数領域信号ｄｎを距離算出部１６に出力する。
　距離算出部１６の周波数特定部３１は、第１のフーリエ変換部１３から第１の周波数領域信号ｓｎを取得する。
　周波数特定部３１は、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている複数の周波数成分の大きさを互いに比較する。
　周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分、即ち、第１の周波数領域信号ｓｎにおける最大の信号強度｜ｓｎ｜を探索する。
　ここでは、周波数特定部３１が、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分を探索している。しかし、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘは、雑音成分と比べて十分に大きい周波数成分であればよく、最も大きい周波数成分に限るものではない。したがって、周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓｎに含まれている複数の周波数成分の中で、例えば、２番目に大きい周波数成分、又は、３番目に大きい周波数成分を探索するようにしてもよい。
　周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘの周波数ｆｍａｘとして、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘの周波数ナンバーｎｍａｘを特定する（図１５のステップＳＴ１５）。
　周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘ及び周波数ナンバーｎｍａｘのそれぞれを比較部３２に出力する。
　また、周波数特定部３１は、周波数ナンバーｎｍａｘを距離算出処理部３６に出力する。
　比較部３２は、周波数特定部３１から、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘ及び周波数ナンバーｎｍａｘのそれぞれを取得し、第２のフーリエ変換部１４から第２の周波数領域信号ｄｎを取得する。
　比較部３２は、第２の周波数成分｜ｄｎ｜ｍａｘとして、第２の周波数領域信号ｄｎに含まれている複数の周波数成分の中で、周波数ナンバーｎｍａｘに対応する周波数成分を特定する。
　比較部３２は、式（４）に示すように、第１の周波数成分｜ｓｎ｜ｍａｘに対する第２の周波数成分｜ｄｎ｜ｍａｘの比である信号強度比Ｅを算出する。
　比較部３２は、信号強度比Ｅと強度閾値Ｅｔｈとを比較し、信号強度比Ｅと強度閾値Ｅｔｈとの比較結果を区間幅調整部３５に出力する。
　区間幅調整部３５は、比較部３２から出力された比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ以上である旨を示していれば（図１５のステップＳＴ１６：ＹＥＳの場合）、有限区間の区間幅Ｋｓ－ΔＫｓの変更を指示する制御信号Ｃ２を偶関数乗算部１１及び奇関数乗算部１２のそれぞれに出力する（図１５のステップＳＴ１７）。
　偶関数乗算部１１は、区間幅調整部３５から制御信号Ｃ２を受けると、可変量ΔＫｓを変えることで、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）における有限区間の区間幅Ｋｓ－ΔＫｓを調整する。
　奇関数乗算部１２は、区間幅調整部３５から制御信号Ｃ２を受けると、可変量ΔＫｓを変えることで、第２の窓関数ｗΔ（ｋ）における有限区間の区間幅Ｋｓ－ΔＫｓを調整する。
　区間幅調整部３５から制御信号Ｃ２が出力されると、信号処理装置１０は、ステップＳＴ１１～ＳＴ１６の処理を再度行う。
　比較部３２から出力された比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満である旨を示すまで、区間幅調整部３５から偶関数乗算部１１及び奇関数乗算部１２のそれぞれに、制御信号Ｃ２が繰り返し出力される。
　区間幅調整部３５は、比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満である旨を示していれば（図１５のステップＳＴ１６：ＮＯの場合）、調整済みの区間幅Ｋｓ－ΔＫｓｏｐｔとして、現時点の区間幅Ｋｓ－ΔＫｓを距離算出処理部３６に出力する。
　図１８は、可変量ΔＫｓと信号強度比Ｅとの関係を示す説明図である。
　図１８において、横軸は可変量ΔＫｓを示し、縦軸は信号強度比Ｅを示している。ΔＫｓｏｐｔは、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅｔｈ未満であるときの可変量である。
　信号強度比Ｅは、図１８に示すように、可変量ΔＫｓの変化に伴って変動する。また、可変量ΔＫｓの変化に伴う信号強度比Ｅの変動は、ビート信号Ｂ（ｔ）のＳＮＲが小さいほど、緩やかになる。
　図１８には、ＳＮＲ＝１０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝２０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝３０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝４０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝５０［ｄＢ］の例が示されている。
　距離算出処理部３６は、区間幅調整部３５から、区間幅Ｋｓ－ΔＫｓｏｐｔ、又は、可変量ΔＫｓｏｐｔを取得する。
　距離算出処理部３６は、以下の式（９）に示すように、周波数特定部３１から出力された周波数ナンバーｎｍａｘと、送信信号の伝搬速度ｃと、区間幅Ｋｓ－ΔＫｓと、区間幅調整部３５により調整される前の初期の区間幅Ｋｓと、変調帯域幅Δｆｉｎｉｔとから、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する（図１５のステップＳＴ１８）。
　距離算出処理部３６は、算出した距離Ｒを、例えば、図示せぬ信号処理部に出力する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
　図１２に示すレーダ装置１では、区間幅調整部３５が、調整済みの区間幅Ｋｓ－ΔＫｓｏｐｔを距離算出処理部３６に出力し、距離算出処理部３６が、調整済みの区間幅Ｋｓ－ΔＫｓｏｐｔに基づいて距離Ｒを算出している。しかし、これは一例に過ぎず、区間幅調整部３５が、調整済みの可変量ΔＫｓｏｐｔを距離算出処理部３６に出力し、距離算出処理部３６が、調整済みの可変量ΔＫｓｏｐｔに基づいて距離Ｒを算出するようにしてもよい。
　以上の実施の形態２では、時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号と測距対象の物体５による反射後の送信信号とから生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算する偶関数乗算部１１と、ビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算する奇関数乗算部１２と、偶関数乗算部１１による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換する第１のフーリエ変換部１３と、奇関数乗算部１２による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換する第２のフーリエ変換部１４とを備えるように、信号処理装置１０を構成した。また、信号処理装置１０は、第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、第１の窓関数及び第２の窓関数におけるそれぞれの有限区間の区間幅を探索し、区間幅の探索結果に基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する距離算出部１６を備えている。したがって、信号処理装置１０は、ＭＵＳＩＣ法よりも少ない計算量で、従来のレーダ装置よりも算出距離の分解能を高めることができる。
　実施の形態２に係る信号処理装置１０では、距離算出部１６が、送信信号発生器３を制御する必要がない。このため、信号処理装置１０の内部処理だけで、算出距離の分解能を高めることができる。
実施の形態３．
　実施の形態３では、偶関数乗算部１１及び奇関数乗算部１２のそれぞれが、アナログ回路によって実現されている信号処理装置１０について説明する。
　図１９は、実施の形態３に係る信号処理装置１０を含むレーダ装置１を示す構成図である。図１９において、図１及び図１２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　図１９に示す信号処理装置１０は、第１のフーリエ変換部１３及び第２のフーリエ変換部１４を備える代わりに、フーリエ変換部５０及び振幅比較器５７を備えている。
　フーリエ変換部５０は、ＡＤ変換器９から出力されたビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）を周波数領域の信号である周波数領域信号ｆｆｔｎに変換する。
　フーリエ変換部５０は、周波数領域信号ｆｆｔｎを距離算出部５８に出力する。
　偶関数乗算部１１は、第１の積分器５１を備えている。
　第１の積分器５１は、ミクサ８から出力されたビート信号Ｂ（ｔ）のうち、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）の有限区間に含まれているビート信号を積分する。
　第１の積分器５１は、ビート信号の積分結果ｑｓを振幅比較器５７に出力する。
　奇関数乗算部１２は、９０度移相器５２、１８０度移相器５３、第２の積分器５４、第３の積分器５５及び加算器５６を備えている。
　９０度移相器５２は、ミクサ８から出力されたビート信号Ｂ（ｔ）を９０度移相させる。
　９０度移相器５２は、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’を１８０度移相器５３及び第２の積分器５４のそれぞれに出力する。
　１８０度移相器５３は、９０度移相器５２による９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’を１８０度移相させる。
　１８０度移相器５３は、１８０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）”を第３の積分器５５に出力する。
　第２の積分器５４は、９０度移相器５２による９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’のうち、前半区間のビート信号を積分する。
　第２の積分器５４は、ビート信号の積分結果Ｓ２を加算器５６に出力する。
　第３の積分器５５は、１８０度移相器５３による１８０度移相後のビート信号”のうち、後半区間のビート信号を積分する。
　第３の積分器５５は、ビート信号の積分結果Ｓ３を加算器５６に出力する。
　加算器５６は、第２の積分器５４によるビート信号の積分結果Ｓ２と第３の積分器５５によるビート信号の積分結果Ｓ３とを加算する。
　加算器５６は、ビート信号の積分結果Ｓ２とビート信号の積分結果Ｓ３との加算結果ｑｄ（＝Ｓ２＋Ｓ３）を振幅比較器５７に出力する。
　振幅比較器５７は、第１の積分器５１によるビート信号の積分結果ｑｓに対する、加算器５６による加算結果ｑｄの比ｑｄ／ｑｓと振幅閾値Ａｔｈとを比較する。振幅閾値Ａｔｈは、強度閾値Ｅｔｈに相当する閾値である。振幅閾値Ａｔｈは、振幅比較器５７の内部メモリに格納されていてもよいし、信号処理装置１０の外部から与えられるものであってもよい。
　振幅比較器５７は、比ｑｄ／ｑｓと振幅閾値Ａｔｈとの比較結果を距離算出部５８に出力する。
　距離算出部５８は、例えば、図２に示す距離算出回路２５によって実現される。
　距離算出部５８は、振幅比較器５７の比較結果が、比ｑｄ／ｑｓが振幅閾値Ａｔｈ未満である旨を示しているときの、送信信号Ｔｘの変調帯域幅Δｆを探索する。
　距離算出部５８は、変調帯域幅Δｆの探索結果に基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。
　次に、図１９に示すレーダ装置１の動作について説明する。
　送信信号発生器３は、図６に示すように、時間の経過に伴って周波数ｆが変化する送信信号Ｔｘを発生する。
　図１９に示すレーダ装置１では、変調帯域幅Δｆの初期値が、Δｆｉｎｉｔに設定されている。したがって、初期状態では、送信信号発生器３は、変調帯域幅がΔｆｉｎｉｔの送信信号Ｔｘを発生する。
　送信信号発生器３は、送信信号Ｔｘを送信アンテナ４及びミクサ８のそれぞれに出力する。
　送信アンテナ４は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘを空間に放射する。
　送信アンテナ４によって空間に放射された送信信号Ｔｘは、レーダ装置１による測距対象の物体５によって反射される。
　信号受信部６の受信アンテナ７は、物体５による反射後の送信信号Ｔｘ’である反射信号を受信する。
　信号受信部６は、受信した反射信号を受信信号Ｒｘとしてミクサ８に出力する。
　ミクサ８は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘと信号受信部６から出力された受信信号Ｒｘとを乗算することによって、ビート信号Ｂ（ｔ）を生成する。
　ミクサ８は、ビート信号Ｂ（ｔ）をＡＤ変換器９、第１の積分器５１及び９０度移相器５２のそれぞれに出力する。
　ＡＤ変換器９は、ミクサ８からビート信号Ｂ（ｔ）を受けると、サンプリング周期Ｔｓで、ビート信号Ｂ（ｔ）をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
　ＡＤ変換器９は、デジタル信号をデジタルのビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）として、フーリエ変換部５０に出力する。
　フーリエ変換部５０は、ＡＤ変換器９からビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）を受けると、ビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）を周波数領域の信号である周波数領域信号ｆｆｔｎに変換する。
　フーリエ変換部５０は、周波数領域信号ｆｆｔｎを距離算出部５８に出力する。
　第１の積分器５１は、ミクサ８からビート信号Ｂ（ｔ）を受けると、ビート信号Ｂ（ｔ）のうち、前半区間のビート信号を積分する。即ち、第１の積分器５１は、第１の窓関数ｗΣ（ｋ）の有限区間である－（Ｋｓ／２）～（Ｋｓ／２）の区間に含まれているビート信号を積分する。
　第１の積分器５１は、ビート信号の積分結果ｑｓを振幅比較器５７に出力する。ビート信号の積分結果ｑｓは、第１の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΣ（ｋ）に相当する。
　９０度移相器５２は、ミクサ８からビート信号Ｂ（ｔ）を受けると、ビート信号Ｂ（ｔ）を９０度移相させる。
　９０度移相器５２は、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’を１８０度移相器５３及び第２の積分器５４のそれぞれに出力する。
　ミクサ８から出力されたビート信号Ｂ（ｔ）が、Ｉ（Ｉｎ　ｐｈａｓｅ）相のＩ＋信号であるとすれば、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’は、Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）相のＱ＋信号に相当する。
　１８０度移相器５３は、９０度移相器５２から９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’を受けると、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’を１８０度移相させる。
　１８０度移相器５３は、１８０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）”を第３の積分器５５に出力する。
　ミクサ８から出力されたビート信号Ｂ（ｔ）が、Ｉ相のＩ＋信号であるとすれば、１８０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）”は、Ｑ相のＱ－信号に相当する。
　第２の積分器５４は、９０度移相器５２から９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’を受けると、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’のうち、前半区間のビート信号を積分する。
　即ち、第２の積分器５４は、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’のうち、第２の窓関数ｗΔ（ｋ）の有限区間の中で、－（Ｋｓ／２）～０の区間に含まれているビート信号を積分する。
　第２の積分器５４は、ビート信号の積分結果Ｓ２を加算器５６に出力する。
　第３の積分器５５は、１８０度移相器５３から１８０度移相後のビート信号”を受けると、１８０度移相後のビート信号”のうち、後半区間のビート信号を積分する。
　即ち、第３の積分器５５は、１８０度移相後のビート信号”のうち、第２の窓関数ｗΔ（ｋ）の有限区間の中で、０～（Ｋｓ／２）の区間に含まれているビート信号を積分する。
　第３の積分器５５は、ビート信号の積分結果Ｓ３を加算器５６に出力する。
　加算器５６は、第２の積分器５４からビート信号の積分結果Ｓ２を取得し、第３の積分器５５からビート信号の積分結果Ｓ３を取得する。
　加算器５６は、ビート信号の積分結果Ｓ２とビート信号の積分結果Ｓ３とを加算する。
　加算器５６は、ビート信号の積分結果Ｓ２とビート信号の積分結果Ｓ３との加算結果ｑｄ（＝Ｓ２＋Ｓ３）を振幅比較器５７に出力する。
　加算器５６による加算結果ｑｄは、第２の窓関数乗算後のビート信号ＢＤｉｇ（ｔ）ｗΔ（ｋ）に相当する。
　振幅比較器５７は、第１の積分器５１からビート信号の積分結果ｑｓを取得し、加算器５６から加算結果ｑｄを取得する。
　振幅比較器５７は、ビート信号の積分結果ｑｓに対する加算結果ｑｄの比ｑｄ／ｑｓを算出する。
　振幅比較器５７は、比ｑｄ／ｑｓと振幅閾値Ａｔｈとを比較する。
　振幅比較器５７は、比ｑｄ／ｑｓと振幅閾値Ａｔｈとの比較結果を距離算出部５８に出力する。
　距離算出部５８は、フーリエ変換部５０から周波数領域信号ｆｆｔｎを取得する。
　距離算出部５８は、周波数領域信号ｆｆｔｎに含まれている複数の周波数成分の大きさを互いに比較する。
　距離算出部５８は、周波数領域信号ｆｆｔｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分、即ち、周波数領域信号ｆｆｔｎにおける最大の信号強度｜ｆｆｔｎ｜ｍａｘを探索する。
　ここでは、距離算出部５８が、周波数領域信号ｆｆｔｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分を探索している。しかし、探索する周波数成分は、雑音成分と比べて十分に大きい周波数成分であればよく、最も大きい周波数成分に限るものではない。したがって、距離算出部５８は、波数領域信号ｆｆｔｎに含まれている複数の周波数成分の中で、例えば、２番目に大きい周波数成分、又は、３番目に大きい周波数成分を探索するようにしてもよい。
　距離算出部５８は、最大の信号強度｜ｆｆｔｎ｜ｍａｘの周波数ナンバーｎｍａｘを特定する。
　距離算出部５８は、振幅比較器５７から、比ｑｄ／ｑｓと振幅閾値Ａｔｈとの比較結果を取得する。
　距離算出部５８は、比較結果が、比ｑｄ／ｑｓが振幅閾値Ａｔｈ以上である旨を示していれば、変調帯域幅Δｆの変更を指示する制御信号Ｃ１を送信信号発生器３に出力する。
　送信信号発生器３は、距離算出部５８から制御信号Ｃ１を受けると、送信信号Ｔｘの変調帯域幅Δｆを例えばδｆだけ大きくし、変調帯域幅が（Δｆ＋δｆ）の送信信号Ｔｘを発生し、送信信号Ｔｘを送信アンテナ４及びミクサ８のそれぞれに出力する。
　距離算出部５８から制御信号Ｃ１が出力されると、送信アンテナ４、信号受信部６、ミクサ８、ＡＤ変換器９及び信号処理装置１０は、上記と同様の動作を再度行う。
　比較結果が、比ｑｄ／ｑｓが振幅閾値Ａｔｈ未満である旨を示すまで、距離算出部５８から送信信号発生器３に、制御信号Ｃ１が繰り返し出力される。
　距離算出部５８は、比較結果が、比ｑｄ／ｑｓが振幅閾値Ａｔｈ未満である旨を示していれば、現時点の変調帯域幅Δｆが調整済みの変調帯域幅Δｆｏｐｔであるとする。
　距離算出部５８は、式（５）に示すように、周波数ナンバーｎｍａｘと、送信信号の伝搬速度ｃと、変調帯域幅Δｆｏｐｔとから、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。
　距離算出部５８は、算出した距離Ｒを、例えば、図示せぬ信号処理部に出力する。
　以上より、偶関数乗算部１１及び奇関数乗算部１２のそれぞれが、アナログ回路によって実現されている信号処理装置１０であっても、図１に示す信号処理装置１０と同様に、ＭＵＳＩＣ法よりも少ない計算量で、従来のレーダ装置よりも算出距離の分解能を高めることができる。
　図２０は、奇関数乗算部１２の具体的な構成例を示す構成図である。
　奇関数乗算部１２に含まれている９０度移相器５２は、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’として、位相が互いに９０度異なっている４つの信号、即ち、Ｉ＋信号、Ｉ－信号、Ｑ＋信号及びＱ－信号のそれぞれを出力する。
　奇関数乗算部１２に含まれている第２の積分器５４は、スイッチ５４ａ～５４ｄ及びコンデンサ５４ｅ～５４ｆを備えている。
　奇関数乗算部１２に含まれている第３の積分器５５は、スイッチ５５ａ～５５ｄ及びコンデンサ５５ｅ～５５ｆを備えている。
　奇関数乗算部１２に含まれている加算器５６は、スイッチ５６ａ～５６ｈを備えている。
　９０度移相器５２のＩ＋端子は、スイッチ５４ａ及びスイッチ５４ｂにおけるそれぞれの一端と接続されている。
　９０度移相器５２のＩ－端子は、スイッチ５４ｃ及びスイッチ５４ｄにおけるそれぞれの一端と接続されている。
　９０度移相器５２のＱ＋端子は、スイッチ５５ｃ及びスイッチ５５ｄにおけるそれぞれの一端と接続されている。
　９０度移相器５２のＱ－端子は、スイッチ５５ａ及びスイッチ５５ｂにおけるそれぞれの一端と接続されている。
　スイッチ５４ａの一端は、９０度移相器５２のＩ＋端子と接続されている。スイッチ５４ａの他端は、コンデンサ５４ｅ及びスイッチ５６ｅ，５６ｆにおけるそれぞれの一端と接続されている。
　スイッチ５４ｂの一端は、９０度移相器５２のＩ＋端子と接続されている。スイッチ５４ｂの他端は、コンデンサ５４ｆ及びスイッチ５６ｇ，５６ｈにおけるそれぞれの一端と接続されている。
　スイッチ５４ｃの一端は、９０度移相器５２のＩ－端子と接続されている。スイッチ５４ｃの他端は、コンデンサ５４ｅ及びスイッチ５６ｅ，５６ｆにおけるそれぞれの一端と接続されている。
　スイッチ５４ｄの一端は、９０度移相器５２のＩ－端子と接続されている。スイッチ５４ｄの他端は、コンデンサ５４ｆ及びスイッチ５６ｇ，５６ｈにおけるそれぞれの一端と接続されている。
　コンデンサ５４ｅの一端は、スイッチ５４ａ，５４ｃにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、スイッチ５６ｅ，５６ｆにおけるそれぞれの一端と接続されている。コンデンサ５４ｅの他端は、グランドと接続されている。
　コンデンサ５４ｆの一端は、スイッチ５４ｂ，５４ｄにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、スイッチ５６ｇ，５６ｈにおけるそれぞれの一端と接続されている。コンデンサ５４ｆの他端は、グランドと接続されている。
　スイッチ５５ａの一端は、９０度移相器５２のＱ－端子と接続されている。スイッチ５５ａの他端は、コンデンサ５５ｅ及びスイッチ５６ａ，５６ｂにおけるそれぞれの一端と接続されている。
　スイッチ５５ｂの一端は、９０度移相器５２のＱ－端子と接続されている。スイッチ５５ｂの他端は、コンデンサ５５ｆ及びスイッチ５６ｃ，５６ｄにおけるそれぞれの一端と接続されている。
　スイッチ５５ｃの一端は、９０度移相器５２のＱ＋端子と接続されている。スイッチ５５ｃの他端は、コンデンサ５５ｅ及びスイッチ５６ａ，５６ｂにおけるそれぞれの一端と接続されている。
　スイッチ５５ｄの一端は、９０度移相器５２のＱ＋端子と接続されている。スイッチ５５ｄの他端は、コンデンサ５５ｆ及びスイッチ５６ｃ，５６ｄにおけるそれぞれの一端と接続されている。
　コンデンサ５５ｅの一端は、スイッチ５５ａ，５５ｃにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、スイッチ５６ａ，５６ｂにおけるそれぞれの一端と接続されている。コンデンサ５５ｅの他端は、グランドと接続されている。
　コンデンサ５５ｆの一端は、スイッチ５５ｂ，５５ｄにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、スイッチ５６ｃ，５６ｄにおけるそれぞれの一端と接続されている。コンデンサ５５ｆの他端は、グランドと接続されている。
　スイッチ５６ａの一端は、スイッチ５５ａ，５５ｃにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５５ｅ及びスイッチ５６ｂにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ａの他端は、振幅比較器５７と接続されている。
　スイッチ５６ｂの一端は、スイッチ５５ａ，５５ｃにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５５ｅ及びスイッチ５６ａにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｂの他端は、グランドと接続されている。
　スイッチ５６ｃの一端は、スイッチ５５ｂ，５５ｄにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５５ｆ及びスイッチ５６ｄにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｃの他端は、グランドと接続されている。
　スイッチ５６ｄの一端は、スイッチ５５ｂ，５５ｄにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５５ｆ及びスイッチ５６ｃにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｄの他端は、振幅比較器５７と接続されている。
　スイッチ５６ｅの一端は、スイッチ５４ａ，５４ｃにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５４ｅ及びスイッチ５６ｆにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｅの他端は、振幅比較器５７と接続されている。
　スイッチ５６ｆの一端は、スイッチ５４ａ，５４ｃにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５４ｅ及びスイッチ５６ｅにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｆの他端は、グランドと接続されている。
　スイッチ５６ｇの一端は、スイッチ５４ｂ，５４ｄにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５４ｆ及びスイッチ５６ｈにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｇの他端は、グランドと接続されている。
　スイッチ５６ｈの一端は、スイッチ５４ｂ，５４ｄにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５４ｆ及びスイッチ５６ｇにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｈの他端は、振幅比較器５７と接続されている。
　９０度移相器５２と第３の積分器５５との配線がクロスしている。即ち、９０度移相器５２のＱ＋端子がスイッチ５５ｃ，５５ｄと接続され、９０度移相器５２のＱ－端子がスイッチ５５ａ，５５ｂと接続されている。したがって、当該配線は、図１９に示す１８０度移相器５３に相当する。
　次に、図２０に示す奇関数乗算部１２の動作について説明する。
　図２１は、スイッチ５４ａ～５４ｄ，５５ａ～５５ｄ，５６ａ～５６ｈのオンオフを示す説明図である。
　図２１において、φｒの信号レベルがＨレベルである期間中、スイッチ５６ｂ，５６ｃ，５６ｆ，５６ｇがオンになり、φｒの信号レベルがＬレベルである期間中、スイッチ５６ｂ，５６ｃ，５６ｆ，５６ｇがオフになる。
　φｗの信号レベルがＨレベルである期間中、スイッチ５４ａ，５４ｄ，５５ａ，５５ｄがオンになり、φｗの信号レベルがＬレベルである期間中、スイッチ５４ａ，５４ｄ，５５ａ，５５ｄがオフになる。
　φｗバーの信号レベルがＨレベルである期間中、スイッチ５４ｂ，５４ｃ，５５ｂ，５５ｃがオンになり、φｗバーの信号レベルがＬレベルである期間中、スイッチ５４ｂ，５４ｃ，５５ｂ，５５ｃがオフになる。明細書中では、電子出願である関係上、「φｗ」の上に“－”の記号を付することができないため、「φｗバー」のように表記している。
　φｈの信号レベルがＨレベルである期間中、スイッチ５６ａ，５６ｄ，５６ｅ，５６ｈがオンになり、φｈの信号レベルがＬレベルである期間中、スイッチ５６ａ，５６ｄ，５６ｅ，５６ｈがオフになる。
　まず、φｒの信号レベルがＨレベルになることで、スイッチ５６ｂ，５６ｃ，５６ｆ，５６ｇがオンになり、コンデンサ５４ｅ，５４ｆ，５５ｅ，５５ｆに蓄えられている電荷が放電される。
　次に、φｗの信号レベルが、Ｔｍ／２の期間中、Ｈレベルになることで、スイッチ５４ａ，５４ｄ，５５ａ，５５ｄがオンになる。これにより、Ｉ＋信号によって、コンデンサ５４ｅに電荷が充電され、Ｉ－信号によって、コンデンサ５４ｆに電荷が充電される。また、Ｑ－信号によって、コンデンサ５５ｅに電荷が充電され、Ｑ＋信号によって、コンデンサ５５ｆに電荷が充電される。
　次に、φｗバーの信号レベルが、Ｔｍ／（２×ｎｍａｘ）の期間中、スイッチ５４ｂ，５４ｃ，５５ｂ，５５ｃがＨレベルになる。これにより、Ｉ＋信号によって、コンデンサ５４ｆに電荷が充電され、Ｉ－信号によって、コンデンサ５４ｅに電荷が充電される。また、Ｑ－信号によって、コンデンサ５５ｆに電荷が充電され、Ｑ＋信号によって、コンデンサ５５ｅに電荷が充電される。
　次に、φｈの信号レベルが、Ｔｍの期間中、Ｈレベルになることで、スイッチ５６ａ，５６ｃ，５６ｅ，５６ｈがオンになり、奇関数乗算部１２からｄ（ｔ）の電圧が振幅比較器５７に出力される。
　電圧ｄ（ｔ）は、距離算出処理部３４により算出される距離Ｒの距離分解能ΔＲが高くなる変調帯域幅Δｆであるほど、小さな値になる。
　なお、本開示は、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　本開示は、信号処理装置、信号処理方法及びレーダ装置に適している。
　１　レーダ装置、２　信号送信部、３　送信信号発生器、４　送信アンテナ、５　物体、６　信号受信部、７　受信アンテナ、８　ミクサ、９　ＡＤ変換器、１０　信号処理装置、１１　偶関数乗算部、１２　奇関数乗算部、１３　第１のフーリエ変換部、１４　第２のフーリエ変換部、１５　距離算出部、１６　距離算出部、２１　偶関数乗算回路、２２　奇関数乗算回路、２３　第１のフーリエ変換回路、２４　第２のフーリエ変換回路、２５　距離算出回路、２６　距離算出回路、３１　周波数特定部、３２　比較部、３３　変調帯域幅調整部、３４　距離算出処理部、３５　区間幅調整部、３６　距離算出処理部、４１　メモリ、４２　プロセッサ、５０　フーリエ変換部、５１　第１の積分器、５２　９０度移相器、５３　１８０度移相器、５４　第２の積分器、５４ａ～５４ｄ　スイッチ、５４ｅ～５４ｆ　コンデンサ、５５　第３の積分器、５５ａ～５５ｄ　スイッチ、５５ｅ～５５ｆ　コンデンサ、５６　加算器、５６ａ～５６ｈ　スイッチ、５７　振幅比較器、５８　距離算出部。

Claims (9)

  1. 　時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号と測距対象の物体による反射後の送信信号とから生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算する偶関数乗算部と、
    　前記ビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算する奇関数乗算部と、
    　前記偶関数乗算部による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換する第１のフーリエ変換部と、
    　前記奇関数乗算部による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換する第２のフーリエ変換部と、
    　前記第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、前記第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、前記送信信号の変調帯域幅、又は、前記第１の窓関数及び前記第２の窓関数におけるそれぞれの有限区間の区間幅を探索し、前記変調帯域幅の探索結果、又は、前記区間幅の探索結果に基づいて、レーダ装置から前記物体までの距離を算出する距離算出部と
    　を備えた信号処理装置。
  2. 　前記距離算出部は、
    　前記第１の周波数領域信号に含まれている複数の周波数成分の大きさを互いに比較し、前記大きさの比較結果に基づいて、前記第１の周波数成分を探索し、前記第１の周波数成分の周波数を特定する周波数特定部と、
    　前記第２の周波数成分として、前記第２の周波数領域信号に含まれている複数の周波数成分の中で、前記周波数特定部により特定された周波数を有する周波数成分を特定し、前記第１の周波数成分に対する前記第２の周波数成分の比と前記閾値とを比較する比較部と、
    　前記比較部の比較結果が、前記比が前記閾値以上である旨を示していれば、前記比較部の比較結果が、前記比が前記閾値未満である旨を示すまで、前記変調帯域幅を繰り返し調整し、前記比が前記閾値未満である旨を示しているときの変調帯域幅を出力する変調帯域幅調整部と、
    　前記変調帯域幅調整部から出力された変調帯域幅に基づいて、前記レーダ装置から前記物体までの距離を算出する距離算出処理部と
    　を備えていることを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
  3. 　前記距離算出部は、
    　前記第１の周波数領域信号に含まれている複数の周波数成分の大きさを互いに比較し、前記大きさの比較結果に基づいて、前記第１の周波数成分を探索し、前記第１の周波数成分の周波数を特定する周波数特定部と、
    　前記第２の周波数成分として、前記第２の周波数領域信号に含まれている複数の周波数成分の中で、前記周波数特定部により特定された周波数を有する周波数成分を特定し、前記第１の周波数成分に対する前記第２の周波数成分の比と前記閾値とを比較する比較部と、
    　前記比較部の比較結果が、前記比が前記閾値以上である旨を示していれば、前記比較部の比較結果が、前記比が前記閾値未満である旨を示すまで、前記区間幅を繰り返し調整し、前記比が前記閾値未満である旨を示しているときの区間幅を出力する区間幅調整部と、
    　前記区間幅調整部から出力された区間幅に基づいて、前記レーダ装置から前記物体までの距離を算出する距離算出処理部と
    　を備えていることを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
  4. 　前記周波数特定部は、
    　前記第１の周波数成分として、前記第１の周波数領域信号に含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分を探索することを特徴とする請求項２又は請求項３記載の信号処理装置。
  5. 　前記距離算出処理部は、
    　前記周波数特定部により特定された周波数と、前記送信信号の伝搬速度と、前記変調帯域幅調整部から出力された変調帯域幅とから、前記レーダ装置から前記物体までの距離を算出することを特徴とする請求項２記載の信号処理装置。
  6. 　前記距離算出処理部は、
    　前記周波数特定部により特定された周波数と、前記送信信号の伝搬速度と、前記区間幅調整部から出力された区間幅と、前記区間幅調整部による調整前の区間幅と、前記送信信号の変調帯域幅とから、前記レーダ装置から前記物体までの距離を算出することを特徴とする請求項３記載の信号処理装置。
  7. 　前記偶関数乗算部は、
    　前記生成されたビート信号のうち、前記第１の窓関数の有限区間に含まれているビート信号を積分する第１の積分器を備えており、
    　前記奇関数乗算部は、
    　前記生成されたビート信号を９０度移相させる９０度移相器と、
    　前記９０度移相器による９０度移相後のビート信号を１８０度移相させる１８０度移相器と、
    　前記９０度移相器による９０度移相後のビート信号のうち、前半区間のビート信号を積分する第２の積分器と、
    　前記１８０度移相器による１８０度移相後のビート信号のうち、後半区間のビート信号を積分する第３の積分器と、
    　前記第２の積分器によるビート信号の積分結果と前記第３の積分器によるビート信号の積分結果とを加算する加算器とを備えており、
    　前記第１のフーリエ変換部及び前記第２のフーリエ変換部を備える代わりに、前記第１の積分器によるビート信号の積分結果に対する前記加算器による加算結果の比と前記閾値とを比較する振幅比較器を備え、
    　前記距離算出部は、
    　前記振幅比較器の比較結果が、前記比が前記閾値未満である旨を示しているときの、前記送信信号の変調帯域幅を探索し、前記変調帯域幅の探索結果に基づいて、前記レーダ装置から前記物体までの距離を算出することを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
  8. 　偶関数乗算部が、時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号と測距対象の物体による反射後の送信信号とから生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算し、
    　奇関数乗算部が、前記ビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算し、
    　第１のフーリエ変換部が、前記偶関数乗算部による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換し、
    　第２のフーリエ変換部が、前記奇関数乗算部による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換し、
    　距離算出部が、前記第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、前記第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、前記送信信号の変調帯域幅、又は、前記第１の窓関数及び前記第２の窓関数におけるそれぞれの有限区間の区間幅を探索し、前記変調帯域幅の探索結果、又は、前記区間幅の探索結果に基づいて、レーダ装置から前記物体までの距離を算出する
    　信号処理方法。
  9. 　時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号を送信する信号送信部と、
    　測距対象の物体による反射後の送信信号である反射信号を受信する信号受信部と、
    　前記信号送信部から送信される送信信号と前記信号受信部により受信された反射信号とからビート信号を生成するミクサと、
    　前記ミクサにより生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算する偶関数乗算部と、
    　前記ミクサにより生成されたビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算する奇関数乗算部と、
    　前記偶関数乗算部による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換する第１のフーリエ変換部と、
    　前記奇関数乗算部による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換する第２のフーリエ変換部と、
    　前記第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、前記第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、前記送信信号の変調帯域幅、又は、前記第１の窓関数及び前記第２の窓関数におけるそれぞれの有限区間の区間幅を探索し、前記変調帯域幅の探索結果、又は、前記区間幅の探索結果に基づいて、レーダ装置から前記物体までの距離を算出する距離算出部と
    　を備えたレーダ装置。
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