WO2020031552A1 - 駆動回路 - Google Patents

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WO2020031552A1
WO2020031552A1 PCT/JP2019/026205 JP2019026205W WO2020031552A1 WO 2020031552 A1 WO2020031552 A1 WO 2020031552A1 JP 2019026205 W JP2019026205 W JP 2019026205W WO 2020031552 A1 WO2020031552 A1 WO 2020031552A1
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switch
wiring
balance
resistor
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庸佑 渡邉
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株式会社デンソー
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Definitions

  • the present disclosure relates to a drive circuit that controls driving of a plurality of controlled switches connected in parallel.
  • Patent Document 1 there is known a control device that controls the driving of two arm switches connected in parallel.
  • Patent Document 1 two gate electrodes are electrically connected. Therefore, there is a possibility that parasitic resonance due to the capacitance of the gate electrode and the inductance of the wiring may occur in the electric path connecting the two gate electrodes.
  • the present disclosure has an object to provide a drive circuit in which damage to a controlled switch is suppressed.
  • a drive circuit that controls driving of a plurality of controlled switches connected in parallel between a first connection point and a second connection point where a potential difference occurs.
  • the drive circuit includes a plurality of first control wires connected to the control electrodes of the plurality of controlled switches, a plurality of first balance resistors provided on each of the plurality of first control wires, and a plurality of first control wires.
  • a first common line that is commonly connected to each of the first control lines and connects the control electrode to the reference potential via a first balance resistor; a first switch provided on the first common line; A plurality of second control wires connected to each control electrode side of one balance resistor, a plurality of second balance resistors provided on each of the plurality of second control wires, and a plurality of common second control wires.
  • a second common line that is connected and connects the control electrode to the reference potential via a second balance resistor, a second switch provided on the second common line, and a sensor unit that detects an abnormality of the plurality of controlled switches;
  • the first controls the switching on and off of the case where the abnormality by the support portion is not detected, and a control unit for controlling the second switch to the closed state when the abnormality is detected by the sensor unit.
  • the controlled switch has a property of being opened when the control electrode is connected to the reference potential.
  • the combined resistance value of the plurality of second balance resistors is higher than the combined resistance value of the plurality of first balance resistors.
  • the second switch when an abnormality is detected by the sensor unit, the second switch is closed.
  • the charge accumulated on the control electrode of the controlled switch tends to flow to the reference potential via the second balance resistor and the second switch.
  • current flows between the control electrodes of the plurality of controlled switches via the second balance resistor instead of the first balance resistor.
  • the combined resistance value of the plurality of second balance resistors is higher than the combined resistance value of the plurality of first balance resistors. Therefore, the occurrence of parasitic resonance due to the capacitance of the control electrode and the inductance of the control wiring is suppressed between the control electrodes of the plurality of controlled switches via the plurality of second balance resistors. As a result, the occurrence of excessive withstand voltage and malfunction of the controlled switch is suppressed. Damage to the controlled switch is suppressed.
  • the first switch is controlled to open and close.
  • the charge stored in the control electrode of the controlled switch tends to flow to the reference potential via the first balance resistor and the first switch.
  • the combined resistance value of the plurality of first balance resistors is lower than the combined resistance value of the plurality of second balance resistors. Therefore, when controlling the drive of the controlled switch in the normal state, the time required to open the controlled switch (delay time) is suppressed from increasing.
  • FIG. 3 is a circuit diagram for explaining an opening / closing unit and a gate driver. It is a circuit diagram which shows the modification of an in-vehicle system.
  • the in-vehicle system 100 will be described based on FIG.
  • the in-vehicle system 100 constitutes a system for an electric vehicle.
  • the in-vehicle system 100 includes a battery 200, a power converter 300, and a motor 400.
  • the on-board system 100 has a plurality of ECUs.
  • FIG. 1 illustrates a battery ECU 501 and an MGECU 502 as representatives of the plurality of ECUs. These ECUs transmit and receive signals to and from each other via the bus wiring 500.
  • the plurality of ECUs cooperate to control the electric vehicle. Regeneration and power running of the motor 400 according to the SOC of the battery 200 are controlled by the control of the plurality of ECUs.
  • SOC is an abbreviation of state ⁇ of ⁇ charge.
  • ECU is an abbreviation for electronic @ control @ unit.
  • the ECU has at least one arithmetic processing unit (CPU) and at least one memory device (MMR) as a storage medium for storing programs and data.
  • the ECU is provided by a microcomputer including a computer-readable storage medium.
  • the storage medium is a non-transitional substantial storage medium that temporarily stores a computer-readable program.
  • the storage medium can be provided by a semiconductor memory or a magnetic disk or the like.
  • the battery 200 has a plurality of secondary batteries. These plurality of secondary batteries form a battery stack connected in series.
  • the SOC of the battery stack corresponds to the SOC of the battery 200.
  • a lithium ion secondary battery, a nickel hydride secondary battery, an organic radical battery, or the like can be used as the secondary battery.
  • the power converter 300 performs power conversion between the battery 200 and the motor 400.
  • Power converter 300 converts the DC power of battery 200 into AC power at a voltage level suitable for powering motor 400.
  • Power converter 300 converts AC power generated by power generation (regeneration) of motor 400 into DC power at a voltage level suitable for charging battery 200.
  • the power converter 300 will be described later in detail.
  • the motor 400 is connected to an output shaft of an electric vehicle (not shown).
  • the rotational energy of the motor 400 is transmitted to the traveling wheels of the electric vehicle via the output shaft.
  • the rotational energy of the running wheels is transmitted to the motor 400 via the output shaft.
  • the motor 400 runs by the AC power supplied from the power converter 300. As a result, the driving force is applied to the traveling wheels. Further, the motor 400 regenerates by the rotational energy transmitted from the running wheels. The AC power generated by this regeneration is converted into DC power by the power converter 300 and stepped down. This DC power is supplied to battery 200. The DC power is also supplied to various electric loads mounted on the electric vehicle.
  • the power converter 300 will be described.
  • the power converter 300 includes a converter 310 and an inverter 320.
  • Converter 310 boosts the DC power of battery 200 to a voltage level suitable for powering motor 400.
  • Inverter 320 converts this DC power into AC power. This AC power is supplied to the motor 400.
  • Inverter 320 converts AC power generated by motor 400 into DC power.
  • Converter 310 reduces this DC power to a voltage level suitable for charging battery 200.
  • converter 310 is electrically connected to battery 200 via first power line 301 and second power line 302.
  • Converter 310 is electrically connected to inverter 320 via third power line 303 and fourth power line 304.
  • the first power line 301 is connected to the positive electrode of the battery 200.
  • Second power line 302 is connected to the negative electrode of battery 200.
  • a first smoothing capacitor 305 is connected to the first power line 301 and the second power line 302. One of the two electrodes of the first smoothing capacitor 305 is connected to the first power line 301, and the other is connected to the second power line 302.
  • the third power line 303 is connected to the high side opening / closing section 311.
  • the fourth power line 304 is connected to the second power line 302.
  • a second smoothing capacitor 306 is connected to the third power line 303 and the fourth power line 304.
  • One of the two electrodes of the second smoothing capacitor 306 is connected to the third power line 303, and the other is connected to the fourth power line 304.
  • Inverter 320 is electrically connected to U-phase stator coil 401 to W-phase stator coil 403 of motor 400 via U-phase bus bar 331 to W-phase bus bar 333.
  • the notations U-phase bus bar 331 to W-phase bus bar 333 indicate U-phase bus bar 331, V-phase bus bar 332, and W-phase bus bar 333.
  • the notations U-phase stator coil 401 to W-phase stator coil 403 indicate U-phase stator coil 401, V-phase stator coil 402, and W-phase stator coil 403.
  • the (converter) Converter 310 has a high-side opening / closing section 311, a low-side opening / closing section 312, and a reactor 313.
  • the high-side opening / closing section 311 and the low-side opening / closing section 312 include N-channel MOSFETs and IGBTs connected in parallel, as described later in detail.
  • the MOSFET has a parasitic diode.
  • a freewheel diode is connected in anti-parallel to the IGBT.
  • the high-side opening / closing section 311 and the low-side opening / closing section 312 are connected in series from the third power line 303 to the second power line 302 (fourth power line 304).
  • the first power line 301 is connected to a midpoint between the high side opening / closing section 311 and the low side opening / closing section 312.
  • the reactor 313 is provided on the first power line 301. As a result, the reactor 313 is connected to the midpoint between the high side opening / closing section 311 and the low side opening / closing section 312 and to the positive electrode of the battery 200.
  • the high-side opening / closing section 311 and the low-side opening / closing section 312 of the converter 310 are controlled to be opened and closed by the MGECU 502.
  • MGECU 502 generates a control signal and outputs it to gate driver 600.
  • Gate driver 600 amplifies the control signal and outputs it to the gate electrode of the switch. Thereby, MGECU 502 raises and lowers the voltage level of the DC power input to converter 310.
  • the MG ECU 502 generates a pulse signal as a control signal.
  • the MGECU 502 adjusts the step-up / step-down level of the DC power by adjusting the on-duty ratio and the frequency of the pulse signal. In this way, the MGECU 502 performs PWM control on the converter 310.
  • the step-up / step-down level is determined according to the target torque of motor 400 and the SOC of battery 200.
  • the MGECU 502 When boosting the DC power of the battery 200, the MGECU 502 alternately opens and closes each of the high-side opening and closing unit 311 and the low-side opening and closing unit 312. On the contrary, when the DC power supplied from the inverter 320 is stepped down, the MGECU 502 fixes the control signal output to the low-side opening / closing unit 312 to a low level. At the same time, the MGECU 502 sequentially switches the control signal output to the high-side opening / closing unit 311 between a high level and a low level.
  • the inverter 320 has a first opening / closing section 321 to a sixth opening / closing section 326.
  • the first opening / closing section 321 to the sixth opening / closing section 326 have N-channel MOSFETs and IGBTs connected in parallel, similarly to the opening / closing section of converter 310.
  • the MOSFET has a parasitic diode.
  • a freewheel diode is connected in anti-parallel to the IGBT.
  • the first opening / closing section 321 to the sixth opening / closing section 326 are referred to as a first opening / closing section 321, a second opening / closing section 322, a third opening / closing section 323, a fourth opening / closing section 324, a fifth opening / closing section 325, and a sixth opening / closing section. 326 is shown.
  • the first switch 321 and the second switch 322 are connected in series from the third power line 303 to the fourth power line 304.
  • the first opening / closing section 321 and the second opening / closing section 322 constitute a U-phase leg.
  • One end of the U-phase bus bar 331 is connected to a midpoint between the first opening / closing section 321 and the second opening / closing section 322.
  • the other end of U-phase bus bar 331 is connected to U-phase stator coil 401 of motor 400.
  • the third switch 323 and the fourth switch 324 are connected in series from the third power line 303 to the fourth power line 304 in order.
  • the third opening / closing section 323 and the fourth opening / closing section 324 form a V-phase leg.
  • One end of a V-phase bus bar 332 is connected to a middle point between the third opening / closing section 323 and the fourth opening / closing section 324.
  • the other end of V-phase bus bar 332 is connected to V-phase stator coil 402 of motor 400.
  • the fifth switch 325 and the sixth switch 326 are connected in series from the third power line 303 to the fourth power line 304.
  • the fifth opening / closing section 325 and the sixth opening / closing section 326 form a W-phase leg.
  • One end of a W-phase bus bar 333 is connected to a middle point between the fifth opening / closing section 325 and the sixth opening / closing section 326.
  • the other end of W-phase bus bar 333 is connected to W-phase stator coil 403 of motor 400.
  • Inverter 320 has three-phase legs corresponding to U-phase stator coil 401 to W-phase stator coil 403 of motor 400, respectively.
  • the control signal of the MGECU 502 amplified by the gate driver 600 is input to the gate electrodes of the first opening / closing section 321 to the sixth opening / closing section 326 constituting these three-phase legs.
  • the first opening / closing section 321 to the sixth opening / closing section 326 are PWM-controlled by the output of the control signal from the MGECU 502. Thereby, three-phase alternating current is generated by inverter 320.
  • the MGECU 502 stops, for example, outputting a control signal.
  • the AC power generated by the power generation of the motor 400 passes through the diode of the switching unit. As a result, AC power is converted to DC power.
  • FIG. 2 shows a second opening / closing section 322 as a representative of the eight opening / closing sections constituting power converter 300.
  • the configuration of the other opening / closing units is the same as the configuration of the second opening / closing unit 322. Therefore, the description is omitted.
  • the second opening / closing section 322 has the IGBT 340 and the MOSFET 350.
  • IGBTs are manufactured from semiconductors. MOSFETs are made of wide gap semiconductors. In this embodiment, the IGBT is manufactured from Si. The MOSFET is made of SiC. The MOSFET 350 has a shorter turn-on delay time and a shorter turn-off delay time than the IGBT 340. The MOSFET 350 has a higher withstand current performance than the IGBT 340.
  • IGBT 340 corresponds to a first controlled switch.
  • the MOSFET 350 corresponds to a second controlled switch.
  • Each of the IGBT 340 and the MOSFET 350 is a power transistor formed by connecting thousands of transistors formed on a semiconductor chip.
  • the thousands of transistors are classified into a first transistor that plays a role in controlling the current flowing through the power converter 300 and a second transistor that plays a role in detecting the flowing current.
  • the ratio of the current flowing through the first transistor to the current flowing through the second transistor is approximately 8000: 1. Therefore, the amount of current flowing through the second transistor is very small.
  • the IGBT 340 has a collector electrode 340a, an emitter electrode 340b, a gate electrode 340c, and a sensor electrode 340d. Among these four electrodes, the collector electrode 340a and the gate electrode 340c are shared by the first transistor and the second transistor. On the other hand, the emitter electrode 340b and the sensor electrode 340d are divided into a first transistor and a second transistor. The first transistor has an emitter electrode 340b. The second transistor has a sensor electrode 340d. The amount of current flowing through the sensor electrode 340d is smaller than the amount of current flowing through the emitter electrode 340b. The ratio is 1: 8000. Hereinafter, this ratio is referred to as a sensor ratio. MGECU 502 stores this sensor ratio.
  • the MOSFET 350 has a drain electrode 350a, a source electrode 350b, a gate electrode 350c, and a sensor electrode 350d. Of these four electrodes, the drain electrode 350a and the gate electrode 350c are shared by the first transistor and the second transistor. On the other hand, the source electrode 350b and the sensor electrode 350d are divided into a first transistor and a second transistor. The first transistor has a source electrode 350b. The second transistor has a sensor electrode 350d. The amount of current flowing through the sensor electrode 350d is smaller than the amount of current flowing through the source electrode 350b. The ratio is equal to the sensor ratio described above.
  • the cathode electrode of the reflux diode 341 is connected to the collector electrode 340a.
  • the anode electrode of the reflux diode 341 is connected to the emitter electrode 340b. Thereby, the free wheel diode 341 is connected in anti-parallel to the IGBT 340.
  • MOSFET 350 has a parasitic diode 351.
  • the cathode electrode of the parasitic diode 351 is connected to the drain electrode 350a.
  • the anode electrode of the parasitic diode 351 is connected to the source electrode 350b.
  • the parasitic diode 351 is connected in anti-parallel to the MOSFET 350.
  • the collector electrode 340a of the IGBT 340 and the drain electrode 350a of the MOSFET 350 are electrically connected. Then, the emitter electrode 340b and the source electrode 350b are electrically connected. Thus, the IGBT 340 and the MOSFET 350 are connected in parallel.
  • connection point between the collector electrode 340a and the drain electrode 350a is located on the third power line 303 side.
  • the connection point between the emitter electrode 340b and the source electrode 350b is located on the fourth power line 304 (second power line 302) side.
  • a connection point between the collector electrode 340a and the drain electrode 350a corresponds to a first connection point.
  • the connection point between the emitter electrode 340b and the source electrode 350b corresponds to a second connection point.
  • the sensor electrode 340d of the IGBT 340 is connected to the first sensor terminal 600c of the gate driver 600 via the first sensor resistor 342.
  • a small amount of current that flows through the first sensor resistor 342 depends on the current flowing between the collector and the emitter of the IGBT 340 (collector current).
  • the voltage (sensor voltage) of the first sensor resistor 342 on the sensor electrode 340d side fluctuates.
  • the sensor voltage of the first sensor resistor 342 is input to the MGECU 502 via the control unit 650.
  • the MGECU 502 stores the resistance value of the first sensor resistor 342.
  • MGECU 502 detects the collector current based on the input voltage, the stored resistance value, and the sensor ratio.
  • the sensor electrode 350d of the MOSFET 350 is connected to the second sensor terminal 600d of the gate driver 600 via the second sensor resistor 352.
  • a small amount of current depending on the current (drain current) flowing between the drain and source of the MOSFET 350 flows through the second sensor resistor 352.
  • the voltage (sensor voltage) of the second sensor resistor 352 on the sensor electrode 350d side fluctuates.
  • the sensor voltage of the second sensor resistor 352 is input to the MGECU 502 via the control unit 650.
  • the MGECU 502 stores the resistance value of the second sensor resistor 352.
  • MGECU 502 detects the drain current based on the input voltage, the stored resistance value, and the sensor ratio.
  • the first sensor resistor 342 and the second sensor resistor 352 correspond to a sensor unit.
  • the gate driver 600 will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows a part that controls the driving of the second opening / closing part 322 in the gate driver 600.
  • the other parts that control the open / close parts of the gate driver 600 are the same as the parts shown in FIG. Therefore, the description is omitted.
  • the gate driver 600 corresponds to a drive circuit.
  • the gate driver 600 has a first drive terminal 600a and a second drive terminal 600b.
  • Gate electrode 340c of IGBT 340 is connected to first drive terminal 600a.
  • the gate electrode 350c of the MOSFET 350 is connected to the second drive terminal 600b.
  • the gate electrode 340c and the gate electrode 350c correspond to a control electrode.
  • the gate driver 600 has a first drive wiring 601 and a second drive wiring 602. One end of the first drive wiring 601 is connected to the first drive terminal 600a. One end of the second drive wiring 602 is connected to the second drive terminal 600b. The other end of the first drive wiring 601 and the other end of the second drive wiring 602 are connected.
  • the first drive terminal 600a and the second drive terminal 600b are connected via the first drive wiring 601 and the second drive wiring 602. That is, the gate electrode 340c and the gate electrode 350c are connected via the first drive wiring 601 and the second drive wiring 602.
  • the gate driver 600 has an ON circuit 610, an OFF circuit 620, a soft cutoff circuit 630, and an OFF holding circuit 640 connected to the first driving wiring 601 and the second driving wiring 602.
  • the gate driver 600 has a control unit 650 for controlling the driving of these four circuits.
  • the control signal of the MGECU 502 is input to the control unit 650.
  • the control unit 650 generates a drive signal based on the control signal.
  • the control section 650 outputs this drive signal to the switches provided in the above four circuits.
  • the voltage levels of the first drive terminal 600a and the second drive terminal 600b are controlled to a high level and a low level.
  • the ON state and the OFF state of the IGBT 340 and the MOSFET 350 are controlled.
  • the gate driver 600 has a first sensor terminal 600c and a second sensor terminal 600d.
  • the sensor voltage of the first sensor resistor 342 is input to the first sensor terminal 600c.
  • the sensor voltage of the second sensor resistor 352 is input to the second sensor terminal 600d.
  • These sensor voltages are input to the control unit 650.
  • Control unit 650 outputs this sensor voltage to MGECU 502.
  • the gate driver 600 has a threshold voltage generator (not shown).
  • the threshold voltage generator outputs the threshold voltage to the controller 650.
  • the control unit 650 compares the threshold voltage with the sensor voltage. When the sensor voltage is lower than the threshold voltage, the control unit 650 controls the driving of the switches included in the above four circuits according to the control signal input from the MGECU 502. However, when the sensor voltage is higher than the threshold voltage, the control unit 650 controls the driving of the switches included in the above four circuits without following the control signal input from the MGECU 502.
  • the ON circuit 610 includes a power supply wiring 611, a power supply 612, an ON switch 613, an ON resistance 614, a first balance resistance 615, and a second balance resistance 616.
  • One end of the power supply wiring 611 is connected to the power supply 612.
  • the other end of the power supply wiring 611 is connected to the other end of the first drive wiring 601 and the second drive wiring 602 connected to each other.
  • An on-switch 613 and an on-resistance 614 are provided for the power supply wiring 611.
  • the ON switch 613 and the ON resistance 614 are connected in series from one end of the power supply wiring 510 to the other end.
  • the first balance resistor 615 is provided on the first drive wiring 601.
  • the second balance resistor 616 is provided on the second drive wiring 602.
  • the other end of the power supply wiring 611 is connected between the first balance resistor 615 and the second balance resistor 616.
  • the power supply 612 and the first drive terminal 600a are connected via the on-switch 613, the on-resistance 614, and the first balance resistance 615.
  • the power supply 612 and the second drive terminal 600b are connected via an on-switch 613, an on-resistance 614, and a second balance resistance 616.
  • the first balance resistor 615 and the second balance resistor 616 have a function of adjusting a time constant between the power supply 612 and the gate electrode.
  • the ON switch 613 is a P-channel MOSFET. A drive signal of the control unit 650 is input to a gate electrode of the on switch 613. Thus, the ON switch 613 is ON / OFF controlled.
  • the ON switch 613 changes from the OFF state to the ON state, the voltage (power supply voltage) of the power supply 612 via the ON resistance 614 and the first balance resistance 615 is applied to the first drive terminal 600a. As a result, the voltage of the gate electrode 340c becomes high. The IGBT 340 attempts to transition from the off state to the on state. Similarly, when the ON switch 613 changes from the OFF state to the ON state, the power supply voltage via the ON resistance 614 and the second balance resistance 616 is applied to the second drive terminal 600b. Thus, the voltage of the gate electrode 350c becomes high level. MOSFET 350 attempts to transition from the off state to the on state.
  • the off circuit 620 includes a first ground wiring 621, a second ground wiring 622, a first common wiring 623, a first diode 624, a second diode 625, a first off resistor 626, and a first off switch 627.
  • the off circuit 620 has a first balance resistor 615 and a second balance resistor 616.
  • the OFF circuit 620 and the ON circuit 610 share the first balance resistor 615 and the second balance resistor 616.
  • One end of the first ground wiring 621 is connected between the connection point between the first balance resistor 615 and the power supply wiring 611 in the first drive wiring 601.
  • One end of the second ground wiring 622 is connected between a connection point between the second balance resistor 616 and the power supply wiring 611 in the second drive wiring 602. The other end of the first ground wiring 621 and the other end of the second ground wiring 622 are connected.
  • the first driving terminal 600a and the second driving terminal 600b are connected via the first driving wiring 601, the first ground wiring 621, the second ground wiring 622, and the second driving wiring 602. That is, the gate electrode 340c and the gate electrode 350c are connected via the first drive wiring 601, the first ground wiring 621, the second ground wiring 622, and the second drive wiring 602.
  • a first balance resistor 615 and a second balance resistor 616 are provided on this path.
  • the gate electrode 340c and the gate electrode 350c are connected via a first balance resistor 615 and a second balance resistor 616.
  • the first drive wiring 601 and the first ground wiring 621 and the second drive wiring 602 and the second ground wiring 622 correspond to a plurality of first control wirings.
  • One end of the first common wiring 623 is connected to the other end of the first ground wiring 621 and the second ground wiring 622 connected to each other.
  • the other end of the first common wiring 623 is connected to the ground.
  • the ground corresponds to the reference potential.
  • the first diode 624 is provided on the first ground wiring 621.
  • An anode electrode of the first diode 624 is connected to a connection point of the first ground wiring 621 with the first drive wiring 601.
  • the cathode electrode of the first diode 624 is connected to a connection point between the first ground wiring 621 and the second ground wiring 622.
  • the first diode 624 and the second diode 625 correspond to a plurality of diodes.
  • the second diode 625 is provided on the second ground wiring 622.
  • the anode electrode of the second diode 625 is connected to a connection point of the second ground wiring 622 with the second drive wiring 602.
  • the cathode electrode of the second diode 625 is connected to a connection point between the second ground wiring 622 and the first ground wiring 621.
  • the first off resistor 626 and the first off switch 627 are connected to the first common line 623.
  • the first off resistor 626 and the first off switch 627 are connected in series from one end of the first common wiring 623 to the other end.
  • the first off switch 627 corresponds to a first switch.
  • the first drive terminal 600a and the ground are connected via the first balance resistor 615, the first diode 624, the first off resistor 626, and the first off switch 627.
  • the second drive terminal 600b and the ground are connected via a second balance resistor 616, a second diode 625, a first off resistor 626, and a first off switch 627.
  • the first off switch 627 is an N-channel MOSFET. A drive signal of the control unit 650 is input to a gate electrode of the first off switch 627. Thus, the first off switch 627 is on / off controlled.
  • the first drive terminal 600a is connected to the ground via the first balance resistor 615, the first diode 624, and the first off resistor 626.
  • the gate electrode 340c is connected to the ground.
  • the second drive terminal 600b is connected to the ground via the second balance resistor 616, the second diode 625, and the first off resistor 626.
  • the gate electrode 350c is connected to the ground.
  • the first diode 624 is provided on the first ground wiring 621.
  • the second diode 625 is provided on the second ground wiring 622. Therefore, the conduction between the gate electrode 350c and the gate electrode 340c is suppressed. That is, energization from the gate electrode 350c of the MOSFET 350 to the gate electrode 340c of the IGBT 340 is suppressed by the first diode 624 in a reverse connection mode with respect to this energization direction. Energization from the gate electrode 340c of the IGBT 340 to the gate electrode 350c of the MOSFET 350 is suppressed by the second diode 625 in a reverse connection mode with respect to this energization direction.
  • the first balance resistor 615 and the second balance resistor 616 have smaller resistance values than the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635. Therefore, by turning on the on switch 613, an increase in delay time that occurs when the IGBT 340 and the MOSFET 350 are turned on is suppressed. By turning on the first off switch 627, an increase in the delay time that occurs when the IGBT 340 and the MOSFET 350 are turned off is suppressed. Further, based on the magnitude relationship between the resistance values, the first combined resistance value obtained by combining the resistance values of the first balance resistor 615 and the second balance resistor 616 is combined with the resistance value of the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635. Is smaller than the second combined resistance value.
  • the soft cutoff circuit 630 includes a third ground line 631, a fourth ground line 632, a second common line 633, a third balance resistor 634, a fourth balance resistor 635, a second off resistor 636, and a second off switch 637. Have.
  • One end of the third ground wiring 631 is connected between the first balance resistor 615 and the first driving terminal 600a in the first driving wiring 601.
  • One end of the fourth ground wiring 632 is connected between the second balance resistor 616 in the second drive wiring 602 and the second drive terminal 600b.
  • the other end of the third ground wiring 631 and the other end of the fourth ground wiring 632 are connected.
  • the third balance resistor 634 is provided on the third ground wiring 631.
  • the fourth balance resistor 635 is provided on the fourth ground wiring 632.
  • the first drive terminal 600a and the second drive terminal 600b are connected via the first drive wire 601, the third ground wire 631, the fourth ground wire 632, and the second drive wire 602. That is, the gate electrode 340c and the gate electrode 350c are connected via the first drive wiring 601, the third ground wiring 631, the fourth ground wiring 632, and the second drive wiring 602. A third balance resistor 634 and a fourth balance resistor 635 are provided on this path. Therefore, the gate electrode 340c and the gate electrode 350c are connected via the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635.
  • the third ground wiring 631 and the fourth ground wiring 632 correspond to a plurality of second control wirings.
  • One end of the second common wiring 633 is connected to the other end of the third ground wiring 631 and the fourth ground wiring 632 connected to each other.
  • the other end of the second common wiring 633 is connected to the ground.
  • the second off resistor 636 and the second off switch 637 are connected to the second common line 633.
  • the second off resistor 636 and the second off switch 637 are connected in series from one end of the second common line 633 to the other end.
  • the second off switch 637 corresponds to a second switch.
  • the first drive terminal 600a and the ground are connected via the third balance resistor 634, the second off resistor 636, and the second off switch 637.
  • the second drive terminal 600b and the ground are connected via a fourth balance resistor 635, a second off resistor 636, and a second off switch 637.
  • the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635 have a function of adjusting a time constant between the gate electrode and the ground.
  • the second off switch 637 is an N-channel MOSFET. A drive signal of the control unit 650 is input to a gate electrode of the second off switch 637. Thus, the second off switch 637 is on / off controlled.
  • the first drive terminal 600a is connected to the ground via the third balance resistor 634 and the second off resistor 636.
  • the gate electrode 340c is connected to the ground.
  • charge is accumulated in the gate electrode 340c of the IGBT 340, the charge flows to the ground via the third balance resistor 634 and the second off resistor 636.
  • the second drive terminal 600b is connected to the ground via the fourth balance resistor 635 and the second off resistor 636.
  • the gate electrode 350c is connected to the ground.
  • charge is accumulated in the gate electrode 350c of the MOSFET 350, the charge flows to the ground via the fourth balance resistor 635 and the second off resistor 636.
  • the second off-resistance 636 has a higher resistance value than the first off-resistance 626.
  • the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635 have higher resistance values than the first balance resistor 615 and the second balance resistor 616. Therefore, when the second off switch 637 is turned on, the charge accumulated in the IGBT 340 and the MOSFET 350 flows to the ground more slowly than when the first off switch 627 is turned on. Therefore, the transition of the IGBT 340 and the MOSFET 350 from the ON state to the OFF state becomes gentle.
  • the time change of the current (collector current) flowing between the collector electrode 340a and the emitter electrode 340b of the IGBT 340 becomes gentle.
  • the time change of the current (drain current) flowing between the drain electrode 350a and the source electrode 350b of the MOSFET 350 becomes slow.
  • the gate electrode 340c and the gate electrode 350c are connected via the first drive wiring 601, the third ground wiring 631, the fourth ground wiring 632, and the second drive wiring 602.
  • the second off switch 637 When the second off switch 637 is turned on, a current flows through these wirings. At this time, there is a possibility that parasitic resonance due to the parasitic inductance of these wirings and the parasitic capacitance of the gate electrode may occur between the gate electrode 340c and the gate electrode 350c.
  • a third balance resistor 634 is provided on the third ground wiring 631.
  • a fourth balance resistor 635 is provided on the fourth ground wire 632. Therefore, the gate electrode 340c and the gate electrode 350c are connected via the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635.
  • the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635 have higher resistance values than the first balance resistor 615 and the second balance resistor 616. Therefore, the second combined resistance value obtained by combining the resistance values of the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635 is larger than the second combined resistance value obtained by combining the resistance values of the first balance resistor 615 and the second balance resistor 616. Is getting higher. Accordingly, occurrence of parasitic resonance between the gate electrode 340c and the gate electrode 350c is suppressed.
  • the off holding circuit 640 includes a fifth ground wiring 641, a sixth ground wiring 642, a third common wiring 643, and a third off switch 644.
  • One end of the fifth ground wiring 641 is connected between the first balance resistor 615 and the first driving terminal 600a in the first driving wiring 601. More specifically, one end of the fifth ground line 641 is connected between the connection point of the first drive line 601 with the third ground line 631 and the first drive terminal 600a.
  • the fifth ground wiring 641 and the sixth ground wiring 642 correspond to a plurality of third control wirings.
  • One end of the sixth ground wiring 642 is connected between the second balance resistor 616 of the second drive wiring 602 and the second drive terminal 600b. More specifically, one end of the sixth ground wiring 642 is connected between a connection point of the second drive wiring 602 with the fourth ground wiring 632 and the second drive terminal 600b. The other end of the fifth ground wiring 641 and the other end of the sixth ground wiring 642 are connected.
  • One end of the third common wiring 643 is connected to the other end of the fifth ground wiring 641 and the sixth ground wiring 642 connected to each other.
  • the other end of the third common wiring 643 is connected to the ground.
  • the third common wiring 643 is provided with a third off switch 644.
  • the third off switch 644 corresponds to a third switch.
  • the first drive terminal 600a and the ground are connected via the third off switch 644.
  • the second drive terminal 600b and the ground are connected via a third off switch 644.
  • the third off switch 644 is an N-channel MOSFET. A drive signal of the control unit 650 is input to the gate electrode of the third off switch 644. Thus, the third off switch 644 is on / off controlled.
  • the control unit 650 controls the driving of the switches of the above four circuits in accordance with the magnitude relationship between the sensor voltage and the threshold voltage.
  • the control unit 650 controls the driving of the switches of the four circuits according to the control signal of the MGECU 502.
  • the control unit 650 controls the driving of the switches of the four circuits without following the control signal of the MGECU 502.
  • the drive control of the switches of the four circuits when the sensor voltage is lower than the threshold voltage is referred to as normal control.
  • the drive control of the switches of the four circuits when the sensor voltage is higher than the threshold voltage is referred to as emergency control.
  • the abnormality determination of the IGBT 340 and the MOSFET 350 may be performed by the MGECU 502 instead of the control unit 650.
  • the control unit 650 may control the driving of the switches of the four circuits according to the control signal of the MGECU 502.
  • control unit 650 controls on / off of the on switch 613, the first off switch 627, and the third off switch 644 according to a control signal from the MGECU 502. At this time, the second off switch 637 is off.
  • the control unit 650 When power is supplied to the IGBT 340 and the MOSFET 350, the control unit 650 turns on the on-switch 613. As a result, a power supply voltage is applied to the gate electrode 340c of the IGBT 340 and the gate electrode 350c of the MOSFET 350. IGBT 340 and MOSFET 350 are turned on. Current flows through both IGBT 340 and MOSFET 350.
  • the control unit 650 sets the ON switch 613 to the OFF state and sets the first OFF switch 627 to the ON state.
  • the electric charge accumulated in the gate electrode 340c flows to the ground via the first balance resistor 615 and the first off resistor 626.
  • the electric charge accumulated in the gate electrode 350c flows to the ground via the second balance resistor 616 and the first off resistor 626.
  • the IGBT 340 and the MOSFET 350 change from the on state to the off state.
  • the control unit 650 turns on the third off switch 644. As a result, the gate electrode 340c and the gate electrode 350c are connected to the ground with low impedance. IGBT 340 and MOSFET 350 are fixed in the off state.
  • the control unit 650 performs on / off control of the on switch 613, the second off switch 637, and the third off switch 644 without following the control signal from the MGECU 502. At this time, the first off switch 627 is off.
  • control unit 650 performs control to stop energization of the IGBT 340 and the MOSFET 350. That is, control unit 650 turns on switch 613 and turns on second off switch 637.
  • the second off-resistance 636 has a higher resistance value than the first off-resistance 626. Therefore, the transition of the IGBT 340 and the MOSFET 350 from the ON state to the OFF state becomes gentle. Even if an abnormality in which a large current flows through the IGBT 340 and the MOSFET 350 occurs, the time change of the current flowing through the IGBT 340 and the MOSFET 350 is prevented from becoming steep. As a result, generation of a surge voltage in the IGBT 340 and the MOSFET 350 is suppressed.
  • the second combined resistance value obtained by combining the resistance values of the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635 is higher than the second combined resistance value obtained by combining the resistance values of the first balance resistor 615 and the second balance resistor 616. ing. Therefore, occurrence of parasitic resonance between the gate electrode 340c and the gate electrode 350c is suppressed.
  • the control unit 650 turns on the third off switch 644.
  • the gate electrodes of the IGBT 340 and the MOSFET 350 are connected to the ground with low impedance.
  • Each of IGBT 340 and MOSFET 350 is fixed in the off state.
  • the above-mentioned predetermined time corresponds to a time in which it can be considered that the electric charges of the IGBT 340 and the MOSFET 350 have completely flowed to the ground.
  • control unit 650 turns the second off switch 637 on (closed). At this time, current tends to flow between the gate electrode 340c and the gate electrode 350c via the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635.
  • the second combined resistance value obtained by combining the resistance values of the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635 is higher than the second combined resistance value obtained by combining the resistance values of the first balance resistor 615 and the second balance resistor 616. ing. Therefore, between the gate electrode 340c and the gate electrode 350c via the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635, the occurrence of the parasitic resonance due to the capacitance of the gate electrode and the inductance of the wiring is suppressed. As a result, it is possible to prevent the IGBT 340 and the MOSFET 350 from exceeding the withstand voltage or causing malfunction. Damage to the IGBT 340 and the MOSFET 350 is suppressed.
  • the control unit 650 controls the on / off of the on switch 613 and the first off switch 627.
  • the on switch 613 is turned on, the power supply voltage is applied to the gate electrode 340c of the IGBT 340 via the on resistance 614 and the first balance resistance 615.
  • the power supply voltage is applied to the gate electrode 350c of the MOSFET 350 via the on-resistance 614 and the second balance resistance 616.
  • the first off-resistance 626 has a lower resistance value than the second off-resistance 636.
  • the first balance resistor 615 and the second balance resistor 616 have lower resistance values than the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635. Therefore, in the normal control, an increase in the time (delay time) required to transition the IGBT 340 and the MOSFET 350 between the on state and the off state is suppressed.
  • the cathode electrode of the first diode 624 provided on the first ground wiring 621 and the cathode electrode of the second diode 625 provided on the second ground wiring 622 are connected.
  • the anode electrode of the first diode 624 is connected to the gate electrode 340c via the first balance resistor 615.
  • the anode electrode of the second diode 625 is connected to the gate electrode 350c via the second balance resistor 616.
  • the gate electrode 340c and the ground are connected via a third off switch 644.
  • the gate electrode 350c and the ground are connected via a third off switch 644. Therefore, when the third off switch 644 is turned on, the gate electrode 340c and the gate electrode 350c are connected to the ground with low impedance. Thus, the off state of IGBT 340 and MOSFET 350 is maintained.
  • the soft cutoff circuit 630 includes the second off-resistance 636 in the first embodiment. In contrast, in the present embodiment, the soft cutoff circuit 630 does not have the second off-resistance 636.
  • each of the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635 is larger than the sum of the resistance values of the first off-resistance 626, the first balance resistor 615, and the second balance resistor 616. Is getting higher.
  • the second off switch 637 is turned on, so that the gate electrode 340c, the gate electrode 350c, and the ground are at high impedance. Can be connected. Accordingly, when the second off switch 637 is turned from the off state to the on state, the transition from the on state to the off state of each of the IGBT 340 and the MOSFET 350 is suppressed from being abrupt. A sudden change in the collector current and the drain current is suppressed. As a result, generation of a surge voltage in IGBT 340 and MOSFET 350 is suppressed.
  • the magnitude relationship between the resistance values of the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635 is not particularly mentioned.
  • the resistance values of these two balance resistors can be changed according to the turn-on delay time and turn-off delay time (switching speed) of the connected power transistor and the current resistance performance.
  • IGBT 340 is made of Si.
  • MOSFET 350 is made of SiC. Therefore, the MOSFET 350 has higher withstand current performance than the IGBT 340. The turn-on delay time and the turn-off delay time of the MOSFET 350 are shorter than those of the IGBT 340.
  • the fourth balance resistor 635 provided between the gate electrode 350c of the MOSFET 350 and the ground may have a lower resistance value than the third balance resistor 634 provided between the gate electrode 340c of the IGBT 340 and the ground. .
  • the MOSFET 350 may fail. Is suppressed.
  • the magnitude relationship between the input capacitances of the IGBT 340 and the MOSFET 350 is not particularly mentioned. However, the input capacitances of the IGBT 340 and the MOSFET 350 may be equal or different. Then, the magnitude relationship between the resistance values of the third balance resistor 634 and the fourth balance resistor 635 may be determined according to the magnitude relationship between the input capacitances of these two power transistors.
  • the input capacitance of the IGBT 340 corresponds to the sum of the capacitance between the collector and the gate and the capacitance between the gate and the emitter.
  • the input capacitance of the MOSFET 350 corresponds to the sum of the capacitance between the drain and the gate and the capacitance between the gate and the source.
  • the resistance of the third balance resistor 634 is made larger than that of the fourth balance resistor 635. This suppresses an increase in the amount of current flowing through the gate electrode 340c of the IGBT 340 due to parasitic resonance.
  • the second opening / closing section 322 (opening / closing section) includes the IGBT 340 and the MOSFET 350 connected in parallel.
  • the type of the power transistor included in the switching unit is not limited to the above example.
  • the opening and closing unit may have two IGBTs.
  • the switch may have two MOSFETs.
  • the type of power transistor of the switching unit included in converter 310 and the type of power transistor of the switching unit included in inverter 320 may be different.
  • the driving method of the power transistor may be voltage driving or current driving.
  • the switching unit has two power transistors.
  • the number of power transistors included in the switching unit is not limited to the above example.
  • the opening / closing unit may include three or more power transistors connected in parallel.
  • the number of power transistors included in the switching unit included in converter 310 and the number of power transistors included in the switching unit included in inverter 320 may be different.
  • the IGBT 340 is manufactured from Si and the MOSFET 350 is manufactured from SiC.
  • a configuration in which the IGBT 340 is made of SiC and the MOSFET 350 is made of Si may be adopted. It is also possible to adopt a configuration in which the IGBT 340 and the MOSFET 350 are manufactured from Si. A configuration in which the IGBT 340 and the MOSFET 350 are manufactured from SiC can also be adopted.
  • the material for forming the power transistor possessed by the switching unit is not particularly limited. Furthermore, the material for forming the power transistor included in the switching unit included in the converter 310 and the material for forming the power transistor included in the switching unit included in the inverter 320 may be different.
  • the product form of the gate driver 600 has not been particularly mentioned.
  • the gate driver 600 can adopt a configuration in which the ON circuit 610, the OFF circuit 620, the soft cutoff circuit 630, and the OFF holding circuit 640 are included in one IC chip together with the control unit 650.
  • the gate driver 600 employs a configuration including an IC chip including the control unit 650 and an IC chip including the ON circuit 610, the OFF circuit 620, the soft cutoff circuit 630, and the OFF holding circuit 640.
  • the inclusion relation of the elements constituting the gate driver 600 with respect to the IC chip is not particularly limited.
  • the gate driver 600 configuring the on-vehicle system for the electric vehicle has been described.
  • the application of the gate driver is not particularly limited to the above example.
  • the present invention can be applied to a gate driver of a hybrid system including a motor and an internal combustion engine.
  • the example in which the power converter 300 has one converter 310 and one inverter 320 has been described.
  • a configuration in which the power converter 300 has one converter 310 and two inverters 320 can be adopted.

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Abstract

第１接続点と第２接続点との間で並列接続された複数の被制御スイッチ（３４０，３５０）の駆動を制御する駆動回路が提供される。駆動回路は、複数の第１制御配線（６０１，６０２，６２１，６２２）と、複数の第１バランス抵抗（６１５，６１６）と、第１共通配線（６２３）と、第１スイッチ（６２７）と、複数の第２制御配線（６３１，６３２）と、複数の第２バランス抵抗（６３４，６３５）と、第２共通配線（６３３）と、第２スイッチ（６３７）と、複数の被制御スイッチの異常を検出するセンサ部（３４２，３５２）と、センサ部によって異常が検出されない場合に第１スイッチの開閉を制御し、センサ部によって異常が検出された場合に第２スイッチを閉状態に制御する制御部（６５０）と、を有する。

Description

駆動回路 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１８年８月６日に出願された日本国特許出願２０１８－１４７７９１号に基づくものであり、ここにその記載内容を参照により援用する。
　本開示は、並列接続された複数の被制御スイッチの駆動を制御する駆動回路に関するものである。
　特許文献１に示されるように、並列接続された２つのアームスイッチの駆動を制御する制御装置が知られている。
ＪＰ２０１８－１１４０４　Ａ
　特許文献１では、２つのゲート電極が電気的に接続されている。そのためにこの２つのゲート電極を接続する電気経路に、ゲート電極の容量や配線のインダクタンスに起因する寄生共振が発生する虞がある。
　例えば、短絡などの異常が発生すると、アームスイッチの通常駆動時よりも大きな電流が、アームスイッチの寄生容量を介してゲート電極を接続する電気経路に流れ込む。これにより電気経路に寄生共振が発生する虞がある。電気経路に寄生共振が発生すると、アームスイッチの耐圧超過や誤動作が発生し、アームスイッチ（被制御スイッチ）に損傷が生じる虞がある。
　本開示は、被制御スイッチに損傷が生じることの抑制された駆動回路を提供することを目的とする。
　本開示の一態様によれば、電位差の生じる第１接続点と第２接続点との間で並列接続された複数の被制御スイッチの駆動を制御する駆動回路が提供される。駆動回路は、複数の被制御スイッチそれぞれの制御電極に接続された複数の第１制御配線と、複数の第１制御配線それぞれに設けられた複数の第１バランス抵抗と、複数の第１制御配線それぞれに共通して接続され、第１バランス抵抗を介して制御電極を基準電位に接続する第１共通配線と、第１共通配線に設けられた第１スイッチと、複数の第１制御配線における第１バランス抵抗の制御電極側それぞれに接続された複数の第２制御配線と、複数の第２制御配線それぞれに設けられた複数の第２バランス抵抗と、複数の第２制御配線それぞれに共通して接続され、第２バランス抵抗を介して制御電極を基準電位に接続する第２共通配線と、第２共通配線に設けられた第２スイッチと、複数の被制御スイッチの異常を検出するセンサ部と、センサ部によって異常が検出されない場合に第１スイッチの開閉を制御し、センサ部によって異常が検出された場合に第２スイッチを閉状態に制御する制御部と、を有する。被制御スイッチは制御電極が基準電位に接続されると開状態になる性質を備える。複数の第２バランス抵抗の抵抗値を合成した抵抗値は、複数の第１バランス抵抗の抵抗値を合成した抵抗値よりも高くなっている。
　本開示によれば、センサ部で異常が検出された場合、第２スイッチが閉状態になる。被制御スイッチの制御電極に蓄積された電荷が第２バランス抵抗と第２スイッチを介して基準電位に流れようとする。またこの際、第２スイッチ側に電荷が流れようとするため、第１バランス抵抗ではなく、第２バランス抵抗を介して、複数の被制御スイッチの制御電極間を電流が流れようとする。
　複数の第２バランス抵抗の抵抗値を合成した抵抗値は、複数の第１バランス抵抗の抵抗値を合成した抵抗値よりも高くなっている。そのために複数の第２バランス抵抗を介した複数の被制御スイッチの制御電極間で、制御電極の容量や制御配線のインダクタンスに起因する寄生共振の発生が抑制される。この結果、被制御スイッチの耐圧超過や誤動作の発生が抑制される。被制御スイッチに損傷が生じることが抑制される。
　センサ部で異常が検出されない場合、第１スイッチが開閉制御される。第１スイッチが閉状態になると、被制御スイッチの制御電極に蓄積された電荷が第１バランス抵抗と第１スイッチを介して基準電位に流れようとする。複数の第１バランス抵抗の合成抵抗値は複数の第２バランス抵抗の合成抵抗値よりも低くなっている。そのために正常時の被制御スイッチの駆動を制御する際に、被制御スイッチを開状態にするのに要する時間（遅延時間）が増大することが抑制される。
　本開示についての上記および他の目的、特徴や利点は、添付図面を参照した下記詳細な説明から、より明確になる。添付図面において、
車載システムを説明するための回路図である。 開閉部とゲートドライバを説明するための回路図である。 車載システムの変形例を示す回路図である。
　以下、実施形態を図に基づいて説明する。
　（第１実施形態）
　（車載システム）
　図１に基づいて車載システム１００を説明する。車載システム１００は電気自動車用のシステムを構成している。車載システム１００は、バッテリ２００、電力変換器３００、および、モータ４００を有する。
　車載システム１００は複数のＥＣＵを有する。図１ではこれら複数のＥＣＵの代表として、電池ＥＣＵ５０１とＭＧＥＣＵ５０２を図示している。これら複数のＥＣＵはバス配線５００を介して相互に信号を送受信している。複数のＥＣＵは協調して電気自動車を制御している。複数のＥＣＵの制御により、バッテリ２００のＳＯＣに応じたモータ４００の回生と力行が制御される。ＳＯＣはｓｔａｔｅ　ｏｆ　ｃｈａｒｇｅの略である。ＥＣＵはｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｕｎｉｔの略である。
　ＥＣＵは、少なくとも１つの演算処理装置（ＣＰＵ）と、プログラムおよびデータを記憶する記憶媒体としての少なくとも１つのメモリ装置（ＭＭＲ）と、を有する。ＥＣＵはコンピュータによって読み取り可能な記憶媒体を備えるマイクロコンピュータによって提供される。記憶媒体はコンピュータによって読み取り可能なプログラムを非一時的に格納する非遷移的実体的記憶媒体である。記憶媒体は半導体メモリまたは磁気ディスクなどによって提供され得る。以下、車載システム１００の構成要素を個別に概説する。
　バッテリ２００は複数の二次電池を有する。これら複数の二次電池は直列接続された電池スタックを構成している。この電池スタックのＳＯＣがバッテリ２００のＳＯＣに相当する。二次電池としてはリチウムイオン二次電池、ニッケル水素二次電池、および、有機ラジカル電池などを採用することができる。
　電力変換器３００はバッテリ２００とモータ４００との間の電力変換を行う。電力変換器３００はバッテリ２００の直流電力をモータ４００の力行に適した電圧レベルの交流電力に変換する。電力変換器３００はモータ４００の発電（回生）によって生成された交流電力をバッテリ２００の充電に適した電圧レベルの直流電力に変換する。電力変換器３００については後で詳説する。
　モータ４００は図示しない電気自動車の出力軸に連結されている。モータ４００の回転エネルギーは出力軸を介して電気自動車の走行輪に伝達される。逆に、走行輪の回転エネルギーは出力軸を介してモータ４００に伝達される。
　モータ４００は電力変換器３００から供給される交流電力によって力行する。これにより走行輪への推進力の付与が成される。またモータ４００は走行輪から伝達される回転エネルギーによって回生する。この回生によって発生した交流電力は、電力変換器３００によって直流電力に変換されるとともに降圧される。この直流電力がバッテリ２００に供給される。また直流電力は電気自動車に搭載された各種電気負荷にも供給される。
　（電力変換器）
　電力変換器３００を説明する。電力変換器３００はコンバータ３１０とインバータ３２０を備えている。コンバータ３１０はバッテリ２００の直流電力をモータ４００の力行に適した電圧レベルに昇圧する。インバータ３２０はこの直流電力を交流電力に変換する。この交流電力がモータ４００に供給される。またインバータ３２０はモータ４００で生成された交流電力を直流電力に変換する。コンバータ３１０はこの直流電力をバッテリ２００の充電に適した電圧レベルに降圧する。
　図１に示すようにコンバータ３１０は第１電力ライン３０１と第２電力ライン３０２を介してバッテリ２００と電気的に接続されている。コンバータ３１０は第３電力ライン３０３と第４電力ライン３０４を介してインバータ３２０と電気的に接続されている。
　第１電力ライン３０１はバッテリ２００の正極に接続されている。第２電力ライン３０２はバッテリ２００の負極に接続されている。これら第１電力ライン３０１と第２電力ライン３０２に第１平滑コンデンサ３０５が接続されている。第１平滑コンデンサ３０５の有する２つの電極のうちの一方が第１電力ライン３０１に接続され、他方が第２電力ライン３０２に接続されている。
　第３電力ライン３０３はハイサイド開閉部３１１と接続されている。第４電力ライン３０４は第２電力ライン３０２と接続されている。これら第３電力ライン３０３と第４電力ライン３０４に第２平滑コンデンサ３０６が接続されている。第２平滑コンデンサ３０６の有する２つの電極のうちの一方が第３電力ライン３０３に接続され、他方が第４電力ライン３０４に接続されている。
　インバータ３２０はＵ相バスバー３３１～Ｗ相バスバー３３３を介してモータ４００のＵ相ステータコイル４０１～Ｗ相ステータコイル４０３と電気的に接続されている。Ｕ相バスバー３３１～Ｗ相バスバー３３３との表記は、Ｕ相バスバー３３１、Ｖ相バスバー３３２、Ｗ相バスバー３３３を示す。Ｕ相ステータコイル４０１～Ｗ相ステータコイル４０３との表記は、Ｕ相ステータコイル４０１、Ｖ相ステータコイル４０２、Ｗ相ステータコイル４０３を示す。
　（コンバータ）
　コンバータ３１０は、ハイサイド開閉部３１１、ローサイド開閉部３１２、および、リアクトル３１３を有する。これらハイサイド開閉部３１１とローサイド開閉部３１２は、後で詳説するように、並列接続されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴを有する。ＭＯＳＦＥＴは寄生ダイオードを有する。ＩＧＢＴには還流ダイオードが逆並列接続されている。
　図１に示すようにハイサイド開閉部３１１とローサイド開閉部３１２は第３電力ライン３０３から第２電力ライン３０２（第４電力ライン３０４）に向かって順に直列接続されている。そしてハイサイド開閉部３１１とローサイド開閉部３１２との間の中点に第１電力ライン３０１が接続されている。第１電力ライン３０１にリアクトル３１３が設けられている。これによりリアクトル３１３はハイサイド開閉部３１１とローサイド開閉部３１２との間の中点とバッテリ２００の正極とに接続されている。
　コンバータ３１０のハイサイド開閉部３１１とローサイド開閉部３１２はＭＧＥＣＵ５０２によって開閉制御される。ＭＧＥＣＵ５０２は制御信号を生成し、それをゲートドライバ６００に出力する。ゲートドライバ６００は制御信号を増幅してスイッチのゲート電極に出力する。これによりＭＧＥＣＵ５０２はコンバータ３１０に入力される直流電力の電圧レベルを昇降圧する。
　ＭＧＥＣＵ５０２は制御信号としてパルス信号を生成している。ＭＧＥＣＵ５０２はこのパルス信号のオンデューティ比と周波数を調整することで直流電力の昇降圧レベルを調整している。このようにＭＧＥＣＵ５０２はコンバータ３１０をＰＷＭ制御している。昇降圧レベルはモータ４００の目標トルクとバッテリ２００のＳＯＣに応じて決定される。
　バッテリ２００の直流電力を昇圧する場合、ＭＧＥＣＵ５０２はハイサイド開閉部３１１とローサイド開閉部３１２それぞれを交互に開閉する。これとは反対にインバータ３２０から供給された直流電力を降圧する場合、ＭＧＥＣＵ５０２はローサイド開閉部３１２に出力する制御信号をローレベルに固定する。それとともにＭＧＥＣＵ５０２はハイサイド開閉部３１１に出力する制御信号をハイレベルとローレベルに順次切り換える。
　（インバータ）
　インバータ３２０は第１開閉部３２１～第６開閉部３２６を有する。第１開閉部３２１～第６開閉部３２６は、コンバータ３１０の開閉部と同様にして、並列接続されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴを有する。ＭＯＳＦＥＴは寄生ダイオードを有する。ＩＧＢＴには還流ダイオードが逆並列接続されている。第１開閉部３２１～第６開閉部３２６との表記は、第１開閉部３２１、第２開閉部３２２、第３開閉部３２３、第４開閉部３２４、第５開閉部３２５、第６開閉部３２６を示す。
　第１開閉部３２１と第２開閉部３２２は第３電力ライン３０３から第４電力ライン３０４へ向かって順に直列接続されている。第１開閉部３２１と第２開閉部３２２によってＵ相レグが構成されている。第１開閉部３２１と第２開閉部３２２との間の中点にＵ相バスバー３３１の一端が接続されている。Ｕ相バスバー３３１の他端がモータ４００のＵ相ステータコイル４０１と接続されている。
　第３開閉部３２３と第４開閉部３２４は第３電力ライン３０３から第４電力ライン３０４へ向かって順に直列接続されている。第３開閉部３２３と第４開閉部３２４によってＶ相レグが構成されている。第３開閉部３２３と第４開閉部３２４との間の中点にＶ相バスバー３３２の一端が接続されている。Ｖ相バスバー３３２の他端がモータ４００のＶ相ステータコイル４０２と接続されている。
　第５開閉部３２５と第６開閉部３２６は第３電力ライン３０３から第４電力ライン３０４へ向かって順に直列接続されている。第５開閉部３２５と第６開閉部３２６によってＷ相レグが構成されている。第５開閉部３２５と第６開閉部３２６との間の中点にＷ相バスバー３３３の一端が接続されている。Ｗ相バスバー３３３の他端がモータ４００のＷ相ステータコイル４０３と接続されている。
　インバータ３２０はモータ４００のＵ相ステータコイル４０１～Ｗ相ステータコイル４０３それぞれに対応する３相のレグを有する。これら３相のレグを構成する第１開閉部３２１～第６開閉部３２６のゲート電極に、ゲートドライバ６００によって増幅されたＭＧＥＣＵ５０２の制御信号が入力される。
　モータ４００を力行する場合、ＭＧＥＣＵ５０２からの制御信号の出力によって第１開閉部３２１～第６開閉部３２６がＰＷＭ制御される。これによりインバータ３２０で３相交流が生成される。モータ４００が発電（回生）する場合、ＭＧＥＣＵ５０２は例えば制御信号の出力を停止する。これによりモータ４００の発電によって生成された交流電力が開閉部の有するダイオードを通る。この結果、交流電力が直流電力に変換される。
　（開閉部）
　図２に基づいて開閉部を説明する。図２には、電力変換器３００を構成する８つの開閉部のうちの代表として、第２開閉部３２２を示している。他の開閉部の構成は第２開閉部３２２の構成と同等である。そのためにその説明を省略する。
　第２開閉部３２２はＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０を有する。ＩＧＢＴは半導体で製造される。ＭＯＳＦＥＴはワイドギャップ半導体で製造される。本実施形態ではＩＧＢＴはＳｉで製造される。ＭＯＳＦＥＴはＳｉＣで製造される。ＭＯＳＦＥＴ３５０はＩＧＢＴ３４０よりもターンオン遅延時間とターンオフ遅延時間がともに短くなっている。ＭＯＳＦＥＴ３５０はＩＧＢＴ３４０よりも耐電流性能が高くなっている。ＩＧＢＴ３４０が第１被制御スイッチに相当する。ＭＯＳＦＥＴ３５０が第２被制御スイッチに相当する。
　ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０それぞれは、半導体チップに形成された数千個のトランジスタが連結されてなるパワートランジスタである。この数千個のトランジスタは、電力変換器３００を流れる電流を制御する役割を果たす第１トランジスタと、流れる電流を検出する役割を果たす第２トランジスタと、に種別される。
　第１トランジスタに流れる電流と第２トランジスタに流れる電流の比は、およそ８０００対１である。そのために第２トランジスタに流れる電流の量は微量となっている。
　ＩＧＢＴ３４０は、コレクタ電極３４０ａ、エミッタ電極３４０ｂ、ゲート電極３４０ｃ、および、センサ電極３４０ｄを有する。これら４つの電極のうち、コレクタ電極３４０ａとゲート電極３４０ｃが第１トランジスタと第２トランジスタで共有となっている。これに対して、エミッタ電極３４０ｂとセンサ電極３４０ｄが第１トランジスタと第２トランジスタで分けられている。第１トランジスタがエミッタ電極３４０ｂを有する。第２トランジスタがセンサ電極３４０ｄを有する。このセンサ電極３４０ｄに流れる電流の量が、エミッタ電極３４０ｂに流れる電流に比べて微量となっている。その比が１：８０００となっている。以下においてはこの比をセンサ比と示す。ＭＧＥＣＵ５０２はこのセンサ比を記憶している。
　ＭＯＳＦＥＴ３５０は、ドレイン電極３５０ａ、ソース電極３５０ｂ、ゲート電極３５０ｃ、および、センサ電極３５０ｄを有する。これら４つの電極のうち、ドレイン電極３５０ａとゲート電極３５０ｃが第１トランジスタと第２トランジスタで共有となっている。これに対して、ソース電極３５０ｂとセンサ電極３５０ｄが第１トランジスタと第２トランジスタで分けられている。第１トランジスタがソース電極３５０ｂを有する。第２トランジスタがセンサ電極３５０ｄを有する。このセンサ電極３５０ｄに流れる電流の量が、ソース電極３５０ｂに流れる電流に比べて微量となっている。その比が上記のセンサ比と同等になっている。
　図２に示すようにＩＧＢＴ３４０には還流ダイオード３４１が接続されている。還流ダイオード３４１のカソード電極がコレクタ電極３４０ａに接続されている。還流ダイオード３４１のアノード電極がエミッタ電極３４０ｂに接続されている。これによって還流ダイオード３４１はＩＧＢＴ３４０に逆並列接続されている。
　ＭＯＳＦＥＴ３５０は寄生ダイオード３５１を有する。この寄生ダイオード３５１のカソード電極がドレイン電極３５０ａに接続されている。寄生ダイオード３５１のアノード電極がソース電極３５０ｂに接続されている。これによって寄生ダイオード３５１はＭＯＳＦＥＴ３５０に逆並列接続されている。
　図２に示すようにＩＧＢＴ３４０のコレクタ電極３４０ａとＭＯＳＦＥＴ３５０のドレイン電極３５０ａが電気的に接続されている。そしてエミッタ電極３４０ｂとソース電極３５０ｂが電気的に接続されている。これによってＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０は並列接続されている。
　コレクタ電極３４０ａとドレイン電極３５０ａの接続点は第３電力ライン３０３側に位置している。エミッタ電極３４０ｂとソース電極３５０ｂの接続点は第４電力ライン３０４（第２電力ライン３０２）側に位置している。コレクタ電極３４０ａとドレイン電極３５０ａの接続点が第１接続点に相当する。エミッタ電極３４０ｂとソース電極３５０ｂの接続点が第２接続点に相当する。
　ＩＧＢＴ３４０のセンサ電極３４０ｄは第１センサ抵抗３４２を介してゲートドライバ６００の第１センサ端子６００ｃに接続されている。第１センサ抵抗３４２には、ＩＧＢＴ３４０のコレクタ－エミッタ間を流れる電流（コレクタ電流）に依存する微量な電流が流れる。これにより第１センサ抵抗３４２のセンサ電極３４０ｄ側の電圧（センサ電圧）が変動する。
　第１センサ抵抗３４２のセンサ電圧が、制御部６５０を介してＭＧＥＣＵ５０２に入力される。ＭＧＥＣＵ５０２は第１センサ抵抗３４２の抵抗値を記憶している。ＭＧＥＣＵ５０２は入力された電圧、記憶している抵抗値、および、センサ比に基づいてコレクタ電流を検出する。
　ＭＯＳＦＥＴ３５０のセンサ電極３５０ｄは第２センサ抵抗３５２を介してゲートドライバ６００の第２センサ端子６００ｄに接続されている。第２センサ抵抗３５２には、ＭＯＳＦＥＴ３５０のドレイン－ソース間を流れる電流（ドレイン電流）に依存する微量な電流が流れる。これにより第２センサ抵抗３５２のセンサ電極３５０ｄ側の電圧（センサ電圧）が変動する。
　第２センサ抵抗３５２のセンサ電圧が、制御部６５０を介してＭＧＥＣＵ５０２に入力される。ＭＧＥＣＵ５０２は第２センサ抵抗３５２の抵抗値を記憶している。ＭＧＥＣＵ５０２は入力された電圧、記憶している抵抗値、および、センサ比に基づいてドレイン電流を検出する。
　第１センサ抵抗３４２と第２センサ抵抗３５２がセンサ部に相当する。
　（ゲートドライバ）
　図２に基づいてゲートドライバ６００を説明する。図２には、ゲートドライバ６００における第２開閉部３２２の駆動を制御する部位を示している。ゲートドライバ６００の他の開閉部を制御する部位は、図２に示す部位と同等である。そのためにその説明を省略する。ゲートドライバ６００が駆動回路に相当する。
　ゲートドライバ６００は第１駆動端子６００ａと第２駆動端子６００ｂを有する。第１駆動端子６００ａにＩＧＢＴ３４０のゲート電極３４０ｃが接続される。第２駆動端子６００ｂにＭＯＳＦＥＴ３５０のゲート電極３５０ｃが接続される。ゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃが制御電極に相当する。
　ゲートドライバ６００は第１駆動配線６０１と第２駆動配線６０２を有する。第１駆動配線６０１の一端が第１駆動端子６００ａに接続されている。第２駆動配線６０２の一端が第２駆動端子６００ｂに接続されている。第１駆動配線６０１の他端と第２駆動配線６０２の他端とが結ばれている。これにより第１駆動端子６００ａと第２駆動端子６００ｂは、第１駆動配線６０１と第２駆動配線６０２を介して接続されている。すなわちゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃは、第１駆動配線６０１と第２駆動配線６０２を介して接続されている。
　ゲートドライバ６００は、これら第１駆動配線６０１と第２駆動配線６０２に接続される、オン回路６１０、オフ回路６２０、ソフト遮断回路６３０、オフ保持回路６４０を有する。またゲートドライバ６００はこれら４つの回路の駆動を制御する制御部６５０を有する。
　制御部６５０にＭＧＥＣＵ５０２の制御信号が入力される。制御部６５０はこの制御信号に基づく駆動信号を生成する。制御部６５０はこの駆動信号を、上記の４つの回路が備えるスイッチに出力する。これによって第１駆動端子６００ａと第２駆動端子６００ｂの電圧レベルがハイレベルとローレベルに制御される。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０のオン状態とオフ状態が制御される。
　ゲートドライバ６００は、第１センサ端子６００ｃと第２センサ端子６００ｄを有する。第１センサ端子６００ｃに第１センサ抵抗３４２のセンサ電圧が入力される。第２センサ端子６００ｄに第２センサ抵抗３５２のセンサ電圧が入力される。制御部６５０にこれらのセンサ電圧が入力される。制御部６５０はこのセンサ電圧をＭＧＥＣＵ５０２に出力する。
　ゲートドライバ６００は図示しない閾値電圧生成部を有する。閾値電圧生成部は閾値電圧を制御部６５０に出力する。制御部６５０はこの閾値電圧とセンサ電圧とを比較する。センサ電圧が閾値電圧よりも低い場合、制御部６５０はＭＧＥＣＵ５０２から入力される制御信号にしたがって、上記の４つの回路が備えるスイッチの駆動を制御する。しかしながらセンサ電圧が閾値電圧よりも高い場合、制御部６５０はＭＧＥＣＵ５０２から入力される制御信号にしたがわずに、上記の４つの回路が備えるスイッチの駆動を制御する。
　（オン回路）
　オン回路６１０は、電源配線６１１、電源６１２、オンスイッチ６１３、オン抵抗６１４、第１バランス抵抗６１５、および、第２バランス抵抗６１６を有する。電源配線６１１の一端は電源６１２に接続されている。電源配線６１１の他端は、互いに結線された第１駆動配線６０１と第２駆動配線６０２の他端側に接続されている。電源配線６１１にオンスイッチ６１３とオン抵抗６１４が設けられている。オンスイッチ６１３とオン抵抗６１４は電源配線５１０の一端から他端に向かって順に直列接続されている。
　第１バランス抵抗６１５は第１駆動配線６０１に設けられている。第２バランス抵抗６１６は第２駆動配線６０２に設けられている。第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６との間に、電源配線６１１の他端が接続されている。
　以上に示した接続構成により、電源６１２と第１駆動端子６００ａは、オンスイッチ６１３、オン抵抗６１４、および、第１バランス抵抗６１５を介して接続されている。電源６１２と第２駆動端子６００ｂは、オンスイッチ６１３、オン抵抗６１４、および、第２バランス抵抗６１６を介して接続されている。第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６は電源６１２とゲート電極との間の時定数を調整する機能を果たしている。
　オンスイッチ６１３はＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。オンスイッチ６１３のゲート電極に制御部６５０の駆動信号が入力される。これによりオンスイッチ６１３がオンオフ制御される。
　オンスイッチ６１３がオフ状態からオン状態になると、オン抵抗６１４と第１バランス抵抗６１５を介した電源６１２の電圧（電源電圧）が第１駆動端子６００ａに印加される。これによりゲート電極３４０ｃの電圧がハイレベルになる。ＩＧＢＴ３４０はオフ状態からオン状態に遷移しようとする。同様にして、オンスイッチ６１３がオフ状態からオン状態になると、オン抵抗６１４と第２バランス抵抗６１６を介した電源電圧が第２駆動端子６００ｂに印加される。これによりゲート電極３５０ｃの電圧がハイレベルになる。ＭＯＳＦＥＴ３５０はオフ状態からオン状態に遷移しようとする。
　（オフ回路）
　オフ回路６２０は、第１グランド配線６２１、第２グランド配線６２２、第１共通配線６２３、第１ダイオード６２４、第２ダイオード６２５、第１オフ抵抗６２６、および、第１オフスイッチ６２７を有する。またオフ回路６２０は第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６を有する。オフ回路６２０とオン回路６１０は第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６を共有している。
　第１グランド配線６２１の一端が、第１駆動配線６０１における第１バランス抵抗６１５と電源配線６１１との接続点との間に接続されている。第２グランド配線６２２の一端が、第２駆動配線６０２における第２バランス抵抗６１６と電源配線６１１との接続点との間に接続されている。そして第１グランド配線６２１の他端と第２グランド配線６２２の他端とが結ばれている。
　これにより第１駆動端子６００ａと第２駆動端子６００ｂは、第１駆動配線６０１、第１グランド配線６２１、第２グランド配線６２２、および、第２駆動配線６０２を介して接続されている。すなわちゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃは、第１駆動配線６０１、第１グランド配線６２１、第２グランド配線６２２、および、第２駆動配線６０２を介して接続されている。この経路に第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６が設けられている。そのためにゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃは第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６を介して接続されている。第１駆動配線６０１と第１グランド配線６２１、および、第２駆動配線６０２と第２グランド配線６２２が、複数の第１制御配線に相当する。
　第１共通配線６２３の一端は、互いに結線された第１グランド配線６２１と第２グランド配線６２２の他端側に接続されている。第１共通配線６２３の他端はグランドに接続されている。グランドが基準電位に相当する。
　第１ダイオード６２４は第１グランド配線６２１に設けられている。第１ダイオード６２４のアノード電極は第１グランド配線６２１における第１駆動配線６０１との接続点に接続されている。第１ダイオード６２４のカソード電極は第１グランド配線６２１における第２グランド配線６２２との接続点に接続されている。第１ダイオード６２４と第２ダイオード６２５が複数のダイオードに相当する。
　第２ダイオード６２５は第２グランド配線６２２に設けられている。第２ダイオード６２５のアノード電極は第２グランド配線６２２における第２駆動配線６０２との接続点に接続されている。第２ダイオード６２５のカソード電極は第２グランド配線６２２における第１グランド配線６２１との接続点に接続されている。
　第１オフ抵抗６２６と第１オフスイッチ６２７は第１共通配線６２３に接続されている。第１オフ抵抗６２６と第１オフスイッチ６２７は第１共通配線６２３の一端から他端に向かって順に直列接続されている。第１オフスイッチ６２７が第１スイッチに相当する。
　以上に示した接続構成により、第１駆動端子６００ａとグランドは、第１バランス抵抗６１５、第１ダイオード６２４、第１オフ抵抗６２６、および、第１オフスイッチ６２７を介して接続されている。第２駆動端子６００ｂとグランドは、第２バランス抵抗６１６、第２ダイオード６２５、第１オフ抵抗６２６、および、第１オフスイッチ６２７を介して接続されている。
　第１オフスイッチ６２７はＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。第１オフスイッチ６２７のゲート電極に制御部６５０の駆動信号が入力される。これにより第１オフスイッチ６２７がオンオフ制御される。
　第１オフスイッチ６２７がオフ状態からオン状態になると、第１バランス抵抗６１５、第１ダイオード６２４、および、第１オフ抵抗６２６を介して、第１駆動端子６００ａがグランドに接続される。これによりゲート電極３４０ｃがグランドに接続される。ＩＧＢＴ３４０のゲート電極３４０ｃに電荷が蓄積されている場合、その電荷が第１バランス抵抗６１５、第１ダイオード６２４、および、第１オフ抵抗６２６を介してグランドに流れる。
　第１オフスイッチ６２７がオフ状態からオン状態になると、第２バランス抵抗６１６、第２ダイオード６２５、および、第１オフ抵抗６２６を介して、第２駆動端子６００ｂがグランドに接続される。これによりゲート電極３５０ｃがグランドに接続される。ＭＯＳＦＥＴ３５０のゲート電極３５０ｃに電荷が蓄積されている場合、その電荷が第２バランス抵抗６１６、第２ダイオード６２５、および、第１オフ抵抗６２６を介してグランドに流れる。
　第１オフスイッチ６２７をオン状態にすると、第１オフスイッチ６２７側に電荷（電流）が流れようとする。そのために第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６を介して、ゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃとの間で電流が流れようとする。
　しかしながら、第１グランド配線６２１に第１ダイオード６２４が設けられている。第２グランド配線６２２に第２ダイオード６２５が設けられている。そのためにゲート電極３５０ｃとゲート電極３４０ｃとの間の通電が抑制されている。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ３５０のゲート電極３５０ｃからＩＧＢＴ３４０のゲート電極３４０ｃへの通電が、この通電方向に対して逆接続態様の第１ダイオード６２４によって抑制されている。ＩＧＢＴ３４０のゲート電極３４０ｃからＭＯＳＦＥＴ３５０のゲート電極３５０ｃへの通電が、この通電方向に対して逆接続態様の第２ダイオード６２５によって抑制されている。
　第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６は、第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５よりも抵抗値が小さくなっている。そのために、オンスイッチ６１３をオン状態にすることで、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０をオン状態にする際に生じる遅延時間の増大が抑制されている。第１オフスイッチ６２７をオン状態にすることで、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０をオフ状態にする際に生じる遅延時間の増大が抑制されている。また上記の抵抗値の大小関係により、第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６の抵抗値を合成した第１合成抵抗値は、第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５の抵抗値を合成した第２合成抵抗値よりも小さくなっている。
　（ソフト遮断回路）
　ソフト遮断回路６３０は、第３グランド配線６３１、第４グランド配線６３２、第２共通配線６３３、第３バランス抵抗６３４、第４バランス抵抗６３５、第２オフ抵抗６３６、および、第２オフスイッチ６３７を有する。
　第３グランド配線６３１の一端が、第１駆動配線６０１における第１バランス抵抗６１５と第１駆動端子６００ａとの間に接続されている。第４グランド配線６３２の一端が、第２駆動配線６０２における第２バランス抵抗６１６と第２駆動端子６００ｂとの間に接続されている。そして第３グランド配線６３１の他端と第４グランド配線６３２の他端とが結ばれている。また第３バランス抵抗６３４は第３グランド配線６３１に設けられている。第４バランス抵抗６３５は第４グランド配線６３２に設けられている。
　第１駆動端子６００ａと第２駆動端子６００ｂは、第１駆動配線６０１、第３グランド配線６３１、第４グランド配線６３２、および、第２駆動配線６０２を介して接続されている。すなわちゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃは、第１駆動配線６０１、第３グランド配線６３１、第４グランド配線６３２、および、第２駆動配線６０２を介して接続されている。この経路に第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５が設けられている。そのためにゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃは第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５を介して接続されている。第３グランド配線６３１と第４グランド配線６３２が複数の第２制御配線に相当する。
　第２共通配線６３３の一端は、互いに結線された第３グランド配線６３１と第４グランド配線６３２の他端側に接続されている。第２共通配線６３３の他端はグランドに接続されている。
　第２オフ抵抗６３６と第２オフスイッチ６３７は第２共通配線６３３に接続されている。第２オフ抵抗６３６と第２オフスイッチ６３７は第２共通配線６３３の一端から他端に向かって順に直列接続されている。第２オフスイッチ６３７が第２スイッチに相当する。
　以上に示した接続構成により、第１駆動端子６００ａとグランドは、第３バランス抵抗６３４、第２オフ抵抗６３６、および、第２オフスイッチ６３７を介して接続されている。第２駆動端子６００ｂとグランドは、第４バランス抵抗６３５、第２オフ抵抗６３６、および、第２オフスイッチ６３７を介して接続されている。第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５はゲート電極とグランドの間の時定数を調整する機能を果たしている。
　第２オフスイッチ６３７はＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。第２オフスイッチ６３７のゲート電極に制御部６５０の駆動信号が入力される。これにより第２オフスイッチ６３７がオンオフ制御される。
　第２オフスイッチ６３７がオフ状態からオン状態になると、第３バランス抵抗６３４と第２オフ抵抗６３６を介して、第１駆動端子６００ａがグランドに接続される。これによりゲート電極３４０ｃがグランドに接続される。ＩＧＢＴ３４０のゲート電極３４０ｃに電荷が蓄積されている場合、その電荷が第３バランス抵抗６３４と第２オフ抵抗６３６を介してグランドに流れる。
　第２オフスイッチ６３７がオフ状態からオン状態になると、第４バランス抵抗６３５と第２オフ抵抗６３６を介して、第２駆動端子６００ｂがグランドに接続される。これによりゲート電極３５０ｃがグランドに接続される。ＭＯＳＦＥＴ３５０のゲート電極３５０ｃに電荷が蓄積されている場合、その電荷が第４バランス抵抗６３５と第２オフ抵抗６３６を介してグランドに流れる。
　第２オフ抵抗６３６は第１オフ抵抗６２６よりも抵抗値が高い。そして第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５は第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６よりも抵抗値が高い。したがって第２オフスイッチ６３７をオン状態にした場合、第１オフスイッチ６２７をオン状態にした時と比べて、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０に蓄積された電荷は緩やかにグランドに流れる。そのためにＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０のオン状態からオフ状態への遷移が緩やかになる。ＩＧＢＴ３４０のコレクタ電極３４０ａとエミッタ電極３４０ｂとの間を流れる電流（コレクタ電流）の時間変化が緩やかになる。ＭＯＳＦＥＴ３５０のドレイン電極３５０ａとソース電極３５０ｂとの間を流れる電流（ドレイン電流）の時間変化が緩やかになる。
　そのために例えコレクタ電流とドレイン電流が過剰に大きい異常時であっても、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０にサージ電圧が発生することが抑制される。また、このサージ電圧の発生の抑制により、ＩＧＢＴ３４０のコレクタ－ゲート間の寄生容量を介してゲート電極３４０ｃに電流が流れ込むことが抑制される。同様にして、ＭＯＳＦＥＴ３５０のドレイン－ゲート間の寄生容量を介してゲート電極３５０ｃに電流が流れ込むことが抑制される。
　ゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃは、第１駆動配線６０１、第３グランド配線６３１、第４グランド配線６３２、および、第２駆動配線６０２を介して接続されている。第２オフスイッチ６３７をオン状態にすると、これらの配線に電流が流れる。この際、これらの配線の寄生インダクタンスやゲート電極の寄生容量に起因する寄生共振がゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃとの間で発生する虞がある。
　第３グランド配線６３１に第３バランス抵抗６３４が設けられている。第４グランド配線６３２に第４バランス抵抗６３５が設けられている。そのためにゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃは第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５を介して接続されている。
　そして第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５は、第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６よりも抵抗値が高くなっている。そのために第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５の抵抗値を合成した第２合成抵抗値は、第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６の抵抗値を合成した第２合成抵抗値よりも高くなっている。これによりゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃとの間での寄生共振の発生が抑制されている。
　（オフ保持回路）
　オフ保持回路６４０は、第５グランド配線６４１、第６グランド配線６４２、第３共通配線６４３、および、第３オフスイッチ６４４を有する。
　第５グランド配線６４１の一端が、第１駆動配線６０１における第１バランス抵抗６１５と第１駆動端子６００ａとの間に接続されている。詳しく言えば、第５グランド配線６４１の一端が、第１駆動配線６０１における第３グランド配線６３１との接続点と第１駆動端子６００ａとの間に接続されている。第５グランド配線６４１と第６グランド配線６４２が複数の第３制御配線に相当する。
　第６グランド配線６４２の一端が、第２駆動配線６０２における第２バランス抵抗６１６と第２駆動端子６００ｂとの間に接続されている。詳しく言えば、第６グランド配線６４２の一端が、第２駆動配線６０２における第４グランド配線６３２との接続点と第２駆動端子６００ｂとの間に接続されている。そして第５グランド配線６４１の他端と第６グランド配線６４２の他端とが結ばれている。
　第３共通配線６４３の一端は、互いに連結された第５グランド配線６４１と第６グランド配線６４２の他端側に接続されている。そして第３共通配線６４３の他端はグランドに接続されている。この第３共通配線６４３に第３オフスイッチ６４４が設けられている。第３オフスイッチ６４４が第３スイッチに相当する。
　以上に示した接続構成により、第１駆動端子６００ａとグランドは第３オフスイッチ６４４を介して接続されている。第２駆動端子６００ｂとグランドは第３オフスイッチ６４４を介して接続されている。
　第３オフスイッチ６４４はＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。第３オフスイッチ６４４のゲート電極に制御部６５０の駆動信号が入力される。これにより第３オフスイッチ６４４がオンオフ制御される。
　第３オフスイッチ６４４がオフ状態からオン状態になると、第１駆動端子６００ａと第２駆動端子６００ｂが低インピーダンスでグランドに接続される。これによりゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃが低インピーダンスでグランド電位に接続される。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０がオフ状態に固定（保持）される。
　（駆動制御）
　ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０の駆動制御を簡単に説明する。
　制御部６５０はセンサ電圧と閾値電圧の大小関係に応じて、上記の４つの回路のスイッチの駆動を制御する。センサ電圧が閾値電圧よりも低い場合、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０に異常が発生していないとみなせる。この場合、制御部６５０はＭＧＥＣＵ５０２の制御信号にしたがって４つの回路のスイッチの駆動を制御する。センサ電圧が閾値電圧よりも高い場合、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０のうちの少なくとも１つに異常が発生しているとみなせる。この場合、制御部６５０はＭＧＥＣＵ５０２の制御信号にしたがわずに４つの回路のスイッチの駆動を制御する。
　以下においてはセンサ電圧が閾値電圧よりも低い場合の４つの回路のスイッチの駆動制御を通常制御と示す。センサ電圧が閾値電圧よりも高い場合の４つの回路のスイッチの駆動制御を緊急制御と示す。なお、上記のＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０の異常判定は、制御部６５０に代わってＭＧＥＣＵ５０２が行ってもよい。そして緊急制御において、制御部６５０がＭＧＥＣＵ５０２の制御信号にしたがって４つの回路のスイッチの駆動を制御してもよい。
　（通常制御）
　通常制御において制御部６５０は、ＭＧＥＣＵ５０２からの制御信号にしたがって、オンスイッチ６１３、第１オフスイッチ６２７、および、第３オフスイッチ６４４をオンオフ制御する。この際、第２オフスイッチ６３７はオフ状態である。
　ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０に通電する場合、制御部６５０はオンスイッチ６１３をオン状態にする。これによりＩＧＢＴ３４０のゲート電極３４０ｃとＭＯＳＦＥＴ３５０のゲート電極３５０ｃに電源電圧が印加される。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０はオン状態になる。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０の両方に電流が流れる。
　ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０への通電を止める場合、制御部６５０はオンスイッチ６１３をオフ状態にするとともに、第１オフスイッチ６２７をオン状態にする。これによりゲート電極３４０ｃに蓄積された電荷が第１バランス抵抗６１５と第１オフ抵抗６２６を介してグランドに流れる。ゲート電極３５０ｃに蓄積された電荷が第２バランス抵抗６１６と第１オフ抵抗６２６を介してグランドに流れる。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０はオン状態からオフ状態になる。
　ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０のオフ状態を固定する場合、制御部６５０は第３オフスイッチ６４４をオン状態にする。これによりゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃは低インピーダンスでグランドに接続される。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０はオフ状態に固定される。
　（緊急制御）
　緊急制御において制御部６５０は、ＭＧＥＣＵ５０２からの制御信号にしたがわずに、オンスイッチ６１３、第２オフスイッチ６３７、および、第３オフスイッチ６４４をオンオフ制御する。この際、第１オフスイッチ６２７はオフ状態である。
　例えば、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０の両方がオン状態となっている際に、センサ電圧が閾値電圧を超えたとする。この際に制御部６５０は、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０の通電を止める制御を実施する。すなわち制御部６５０は、オンスイッチ６１３をオフ状態にするとともに、第２オフスイッチ６３７をオン状態にする。
　これによりＩＧＢＴ３４０に蓄積された電荷は、第３バランス抵抗６３４と第２オフ抵抗６３６を介してグランドに流れる。ＭＯＳＦＥＴ３５０に蓄積された電荷は、第４バランス抵抗６３５と第２オフ抵抗６３６を介してグランドに流れる。
　第２オフ抵抗６３６は第１オフ抵抗６２６よりも抵抗値が高くなっている。そのためにＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０のオン状態からオフ状態への遷移が緩やかになる。たとえＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０に大電流の流れる異常が発生していたとしても、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０を流れている電流の時間変化が急峻となることが抑制される。これによりＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０にサージ電圧が発生することが抑制されている。
　第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５の抵抗値を合成した第２合成抵抗値は、第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６の抵抗値を合成した第２合成抵抗値よりも高くなっている。そのために、ゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃとの間で寄生共振が発生することが抑制されている。
　オンスイッチ６１３をオフ状態、第２オフスイッチ６３７をオン状態にしてから所定時間経過後、制御部６５０は第３オフスイッチ６４４をオン状態にする。これによりＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０それぞれのゲート電極が低インピーダンスでグランドに接続される。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０それぞれがオフ状態に固定される。なお上記の所定時間は、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０それぞれの電荷がグランドに流れ切ったと見なせる時間に相当する。
　以下、本実施形態に係るゲートドライバ６００の作用効果の一例を示す。
　センサ電圧が閾値電圧よりも高い緊急制御において、制御部６５０は第２オフスイッチ６３７をオン状態（閉状態）にする。この際、ゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃとの間で、第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５を介して電流が流れようとする。
　第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５の抵抗値を合成した第２合成抵抗値は、第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６の抵抗値を合成した第２合成抵抗値よりも高くなっている。そのために第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５を介したゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃとの間で、ゲート電極の容量や配線のインダクタンスに起因する寄生共振の発生が抑制される。この結果、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０の耐圧超過や誤動作の発生が抑制される。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０に損傷が生じることが抑制される。
　センサ電圧が閾値電圧よりも低い通常制御において、制御部６５０はオンスイッチ６１３と第１オフスイッチ６２７をオンオフ制御する。オンスイッチ６１３がオン状態になると、電源電圧がオン抵抗６１４と第１バランス抵抗６１５を介してＩＧＢＴ３４０のゲート電極３４０ｃに印加される。電源電圧がオン抵抗６１４と第２バランス抵抗６１６を介してＭＯＳＦＥＴ３５０のゲート電極３５０ｃに印加される。
　第１オフスイッチ６２７がオン状態になると、ＩＧＢＴ３４０のゲート電極３４０ｃに蓄積された電荷が第１バランス抵抗６１５と第１オフ抵抗６２６を介してグランドに流れる。ＭＯＳＦＥＴ３５０のゲート電極３５０ｃに蓄積された電荷が第２バランス抵抗６１６と第１オフ抵抗６２６を介してグランドに流れる。
　第１オフ抵抗６２６は第２オフ抵抗６３６よりも抵抗値が低くなっている。第１バランス抵抗６１５と第２バランス抵抗６１６は第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５よりも抵抗値が低くなっている。そのために通常制御において、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０をオン状態とオフ状態に遷移させるのに要する時間（遅延時間）が増大することが抑制される。
　第１グランド配線６２１に設けられた第１ダイオード６２４のカソード電極と、第２グランド配線６２２に設けられた第２ダイオード６２５のカソード電極とが接続されている。第１ダイオード６２４のアノード電極が第１バランス抵抗６１５を介してゲート電極３４０ｃに接続されている。第２ダイオード６２５のアノード電極が第２バランス抵抗６１６を介してゲート電極３５０ｃに接続されている。
　この接続形態により、ゲート電極３５０ｃからゲート電極３４０ｃへの通電が第１ダイオード６２４によって抑制されている。ゲート電極３４０ｃからゲート電極３５０ｃへの通電が第２ダイオード６２５によって抑制されている。このため、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０のオン状態からオフ状態への遷移が不安定となることが抑制される。この結果、ドレイン電流とコレクタ電流が不安定になることが抑制される。
　ゲート電極３４０ｃとグランドは第３オフスイッチ６４４を介して接続されている。ゲート電極３５０ｃとグランドは第３オフスイッチ６４４を介して接続されている。したがって第３オフスイッチ６４４がオン状態になると、ゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃが低インピーダンスでグランドに接続される。これによりＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０のオフ状態が保持される。
　（第２実施形態）
　第２実施形態を説明する。以下に示す各実施形態に係るゲートドライバ６００は上記した実施形態によるものと共通点が多い。そのため以下においては共通部分の説明を省略し、異なる部分を重点的に説明する。また以下においては上記した実施形態で示した要素と同一の要素には同一の符号を付与する。
　第１実施形態では、ソフト遮断回路６３０が第２オフ抵抗６３６を有する例を示した。これに対して本実施形態ではソフト遮断回路６３０が第２オフ抵抗６３６を有さない。
　ただし、第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５それぞれの抵抗値は、第１オフ抵抗６２６、第１バランス抵抗６１５、および、第２バランス抵抗６１６それぞれの抵抗値を加算した加算抵抗値よりも高くなっている。
　これによれば、たとえソフト遮断回路６３０が第２オフ抵抗６３６を有さずとも、第２オフスイッチ６３７をオン状態にすることで、ゲート電極３４０ｃとゲート電極３５０ｃそれぞれとグランドとをハイインピーダンスで接続することができる。これにより第２オフスイッチ６３７をオフ状態からオン状態にした際に、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０それぞれのオン状態からオフ状態への遷移が急になることが抑制される。コレクタ電流とドレイン電流が急激に変化することが抑制される。この結果、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０にサージ電圧が発生することが抑制される。
　本構成および以下に示す各種実施形態と変形例においても、これまでに記載した各種形態と同等の構成要素を有するとともに同等の動作をする。そのために同等の作用効果を奏する。
　（第３実施形態）
　第３実施形態を説明する。
　第１実施形態では、特に第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５の抵抗値の大小関係を言及していなかった。これら２つのバランス抵抗の抵抗値は、接続されるパワートランジスタのターンオン遅延時間とターンオフ遅延時間（スイッチング速度）や耐電流性能に応じて変更することができる。
　ＩＧＢＴ３４０はＳｉで製造される。ＭＯＳＦＥＴ３５０はＳｉＣで製造される。そのためにＭＯＳＦＥＴ３５０はＩＧＢＴ３４０よりも耐電流性能が高くなっている。またＭＯＳＦＥＴ３５０はＩＧＢＴ３４０よりもターンオン遅延時間とターンオフ遅延時間がともに短くなっている。
　この場合、ＭＯＳＦＥＴ３５０のゲート電極３５０ｃとグランドとの間に設けられる第４バランス抵抗６３５を、ＩＧＢＴ３４０のゲート電極３４０ｃとグランドとの間に設けられる第３バランス抵抗６３４よりも抵抗値を低めてもよい。これにより、ターンオン遅延時間とターンオフ遅延時間が短い、というＳｉＣで製造されるＭＯＳＦＥＴ３５０の特性の低下が抑制される。また、第２オフスイッチ６３７をオン状態にした際のＭＯＳＦＥＴ３５０のオフ状態からオン状態への遷移が多少早くなった結果、ＭＯＳＦＥＴ３５０に瞬間的なサージ電圧が生じたとしても、ＭＯＳＦＥＴ３５０に故障が生じることが抑制される。
　（第４実施形態）
　第４実施形態を説明する。
　第１実施形態では、特にＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０の入力容量の大小関係を言及していなかった。しかしながら、これらＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０の入力容量が等しくとも、異なっていてもよい。そして、これら２つのパワートランジスタの入力容量の大小関係に応じて、第３バランス抵抗６３４と第４バランス抵抗６３５の抵抗値の大小関係を定めてもよい。
　ＩＧＢＴ３４０の入力容量は、コレクターゲート間の容量とゲートエミッタ間の容量の和に相当する。ＭＯＳＦＥＴ３５０の入力容量は、ドレインゲート間の容量とゲートソース間の容量の和に相当する。
　この入力容量が大きいほどに、その入力容量の大きいパワートランジスタに寄生共振によって流れる電流量が増大する。これを抑制するためには、この入力容量の大きいパワートランジスタに接続されるバランス抵抗の抵抗値を大きくするとよい。
　例えばＩＧＢＴ３４０がＭＯＳＦＥＴ３５０よりも入力容量が大きい場合、第３バランス抵抗６３４を第４バランス抵抗６３５よりも抵抗値を大きくする。これにより、ＩＧＢＴ３４０のゲート電極３４０ｃに寄生共振によって流れる電流量の増大が抑制される。
　以上、本開示物の好ましい実施形態について説明したが、本開示物は上記した実施形態になんら制限されることなく、本開示物の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。
　（第１の変形例）
　各実施形態では、第２開閉部３２２（開閉部）が並列接続されたＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０を有する例を示した。しかしながら開閉部の有するパワートランジスタの種類としては上記例に限定されない。例えば開閉部は２つのＩＧＢＴを有してもよい。開閉部は２つのＭＯＳＦＥＴを有してもよい。さらに言えば、コンバータ３１０に含まれる開閉部の有するパワートランジスタの種類と、インバータ３２０に含まれる開閉部の有するパワートランジスタの種類とが異なっていてもよい。そしてパワートランジスタの駆動方式は、電圧駆動でも電流駆動でもよい。
　（第２の変形例）
　各実施形態では、開閉部が２つのパワートランジスタを有する例を示した。しかしながら開閉部の有するパワートランジスタの数としては上記例に限定されない。開閉部は３つ以上の並列接続されたパワートランジスタを有してもよい。さらに言えば、コンバータ３１０に含まれる開閉部の有するパワートランジスタの数と、インバータ３２０に含まれる開閉部の有するパワートランジスタの数とが異なっていてもよい。
　（第３の変形例）
　各実施形態では、ＩＧＢＴ３４０がＳｉで製造され、ＭＯＳＦＥＴ３５０がＳｉＣで製造される例を示した。しかしながらＩＧＢＴ３４０がＳｉＣで製造され、ＭＯＳＦＥＴ３５０がＳｉで製造される構成を採用することもできる。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０がＳｉで製造される構成を採用することもできる。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０がＳｉＣで製造される構成を採用することもできる。開閉部の保有するパワートランジスタの形成材料としては特に限定されない。さらに言えば、コンバータ３１０に含まれる開閉部の有するパワートランジスタの形成材料と、インバータ３２０に含まれる開閉部の有するパワートランジスタの形成材料とが異なっていてもよい。
　（第４の変形例）
　各実施形態では、特にゲートドライバ６００の製品形態を言及していなかった。例えば、ゲートドライバ６００は、制御部６５０とともに、オン回路６１０、オフ回路６２０、ソフト遮断回路６３０、および、オフ保持回路６４０が１つのＩＣチップに内包された構成を採用することができる。若しくは、ゲートドライバ６００は、制御部６５０を内包するＩＣチップと、オン回路６１０、オフ回路６２０、ソフト遮断回路６３０、および、オフ保持回路６４０を内包するＩＣチップと、を有する構成を採用することができる。これらゲートドライバ６００を構成する素子のＩＣチップに対する内包関係は、特に限定されない。
　（その他の変形例）
　各実施形態では、電気自動車用の車載システムを構成するゲートドライバ６００を示した。しかしながらゲートドライバの適用としては特に上記例に限定されない。例えばモータと内燃機関を備えるハイブリッドシステムのゲートドライバに適用することができる。
　各実施形態では電力変換器３００が１つのコンバータ３１０と１つのインバータ３２０を有する例を示した。しかしながら、例えば図３に示すように車載システム１００がモータ４００を２つ有する構成の場合、電力変換器３００が１つのコンバータ３１０と２つのインバータ３２０を有する構成を採用することもできる。
　以上、本開示の一態様に係る駆動回路の実施形態、構成、態様を例示したが、本開示に係る実施形態、構成、態様は、上述した各実施形態、各構成、各態様に限定されるものではない。例えば、異なる実施形態、構成、態様にそれぞれ開示された技術的部を適宜組み合わせて得られる実施形態、構成、態様についても本開示に係る実施形態、構成、態様の範囲に含まれる。
 

 

Claims (8)

  1. 　電位差の生じる第１接続点と第２接続点との間で並列接続された複数の被制御スイッチ（３４０，３５０）の駆動を制御する駆動回路であって、
    　複数の前記被制御スイッチそれぞれの制御電極（３４０ｃ、３５０ｃ）に接続された複数の第１制御配線（６０１，６０２，６２１，６２２）と、
    　複数の前記第１制御配線それぞれに設けられた複数の第１バランス抵抗（６１５，６１６）と、
    　複数の前記第１制御配線それぞれに共通して接続され、前記第１バランス抵抗を介して前記制御電極を基準電位に接続する第１共通配線（６２３）と、
    　前記第１共通配線に設けられた第１スイッチ（６２７）と、
    　複数の前記第１制御配線における前記第１バランス抵抗の前記制御電極側それぞれに接続された複数の第２制御配線（６３１，６３２）と、
    　複数の前記第２制御配線それぞれに設けられた複数の第２バランス抵抗（６３４，６３５）と、
    　複数の前記第２制御配線それぞれに共通して接続され、前記第２バランス抵抗を介して前記制御電極を前記基準電位に接続する第２共通配線（６３３）と、
    　前記第２共通配線に設けられた第２スイッチ（６３７）と、
    　複数の前記被制御スイッチの異常を検出するセンサ部（３４２，３５２）と、
    　前記センサ部によって異常が検出されない場合に前記第１スイッチの開閉を制御し、前記センサ部によって異常が検出された場合に前記第２スイッチを閉状態に制御する制御部（６５０）と、を有し、
    　前記被制御スイッチは前記制御電極が前記基準電位に接続されると開状態になる性質を備えており、
    　複数の前記第２バランス抵抗の抵抗値を合成した抵抗値は、複数の前記第１バランス抵抗の抵抗値を合成した抵抗値よりも高くなっている駆動回路。
  2. 　アノード電極が前記第１バランス抵抗に接続される態様で、複数の前記第１制御配線それぞれに設けられた複数のダイオード（６２４，６２５）を有する請求項１に記載の駆動回路。
  3. 　前記第２制御配線は、前記第１制御配線における前記第１バランス抵抗と前記制御電極との間に接続されている請求項２に記載の駆動回路。
  4. 　複数の前記第１制御配線における前記第１バランス抵抗と前記制御電極との間に接続された複数の第３制御配線（６４１，６４２）と、
    　複数の前記第３制御配線それぞれに共通して接続され、前記制御電極を前記基準電位に接続する第３共通配線（６４３）と、
    　前記第３共通配線に設けられた第３スイッチ（６４４）と、を有する請求項１～３いずれか１項に記載の駆動回路。
  5. 　前記第１共通配線に設けられたオフ抵抗（６２６）を有し、
    　前記第２バランス抵抗の抵抗値は、前記オフ抵抗と複数の前記第１バランス抵抗それぞれを加算した抵抗値よりも高い請求項１～４いずれか１項に記載の駆動回路。
  6. 　複数の前記被制御スイッチとして、主としてＳｉから構成されるＩＧＢＴ（３４０）と、主としてＳｉＣから構成されるＭＯＳＦＥＴ（３５０）と、を有する請求項１～５いずれか１項に記載の駆動回路。
  7. 　前記ＭＯＳＦＥＴの前記制御電極（３５０ｃ）に接続される前記第１制御配線（６０２，６２２）に接続された前記第２制御配線（６３２）に設けられた前記第２バランス抵抗（６３５）は、前記ＩＧＢＴの前記制御電極（３４０ｃ）に接続される前記第１制御配線（６０１，６２１）に接続された前記第２制御配線（６３１）に設けられた前記第２バランス抵抗（６３４）よりも抵抗値が低い請求項６に記載の駆動回路。
  8. 　複数の前記被制御スイッチのうちの一部を第１被制御スイッチ（３４０）とし、残りの前記被制御スイッチを第２被制御スイッチ（３５０）とすると、
    　前記第１被制御スイッチは前記第２被制御スイッチよりも入力容量が大きく、
    　前記第１被制御スイッチの前記制御電極（３４０ｃ）に接続される前記第１制御配線（６０１，６２１）に接続された前記第２制御配線（６３１）に設けられた前記第２バランス抵抗（６３４）は、前記第２被制御スイッチの前記制御電極（３５０ｃ）に接続される前記第１制御配線（６０２，６２２）に接続された前記第２制御配線（６３２）に設けられた前記第２バランス抵抗（６３５）よりも抵抗値が大きい請求項１～５いずれか１項に記載の駆動回路。

     
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112910224B (zh) * 2021-01-16 2022-07-08 苏州浪潮智能科技有限公司 一种降压变换器的控制电路以及服务器
DE102021211208A1 (de) * 2021-10-05 2023-04-06 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Steuervorrichtung und Verfahren zum Betreiben eines Elektromotors, insbesondere eines Lenksystems

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008079379A (ja) * 2006-09-19 2008-04-03 Toyota Motor Corp 電圧駆動型半導体素子の駆動方法、及び、ゲート駆動回路
JP2014150696A (ja) * 2013-02-04 2014-08-21 Denso Corp 電子装置
JP2015015817A (ja) * 2013-07-04 2015-01-22 株式会社デンソー スイッチング制御回路
JP2016092907A (ja) * 2014-10-31 2016-05-23 富士電機株式会社 半導体装置
JP2017028956A (ja) * 2015-07-28 2017-02-02 トヨタ自動車株式会社 電気回路
JP2017175771A (ja) * 2016-03-23 2017-09-28 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 インバータ装置
JP2018011404A (ja) * 2016-07-12 2018-01-18 株式会社デンソー 駆動対象スイッチの駆動回路

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7889477B2 (en) * 2007-06-22 2011-02-15 Illinois Tool Works Inc. High voltage power supply for static neutralizers
JP5353468B2 (ja) * 2009-06-22 2013-11-27 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP5474684B2 (ja) * 2010-07-07 2014-04-16 新電元工業株式会社 ドライブ制御回路、制御装置、スイッチング電源装置、および、制御方法
JP5854895B2 (ja) * 2011-05-02 2016-02-09 三菱電機株式会社 電力用半導体装置
JP5664589B2 (ja) * 2012-04-20 2015-02-04 株式会社安川電機 電源回生コンバータおよび電力変換装置
CN104604134B (zh) * 2012-08-30 2017-06-30 株式会社电装 半导体装置
WO2015166523A1 (ja) * 2014-04-28 2015-11-05 株式会社日立産機システム 半導体装置および電力変換装置
JP6380120B2 (ja) 2015-01-20 2018-08-29 株式会社デンソー 信号検出装置
JP6919292B2 (ja) * 2016-04-19 2021-08-18 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動回路

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008079379A (ja) * 2006-09-19 2008-04-03 Toyota Motor Corp 電圧駆動型半導体素子の駆動方法、及び、ゲート駆動回路
JP2014150696A (ja) * 2013-02-04 2014-08-21 Denso Corp 電子装置
JP2015015817A (ja) * 2013-07-04 2015-01-22 株式会社デンソー スイッチング制御回路
JP2016092907A (ja) * 2014-10-31 2016-05-23 富士電機株式会社 半導体装置
JP2017028956A (ja) * 2015-07-28 2017-02-02 トヨタ自動車株式会社 電気回路
JP2017175771A (ja) * 2016-03-23 2017-09-28 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 インバータ装置
JP2018011404A (ja) * 2016-07-12 2018-01-18 株式会社デンソー 駆動対象スイッチの駆動回路

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