WO2019220716A1 - 負荷駆動装置 - Google Patents

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WO2019220716A1
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current
current detection
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PCT/JP2019/005219
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友里 小原
泰志 杉山
山下　毅雄
昌宏 土肥
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a load driving device including a synchronous rectification circuit.
  • the current flowing through the synchronous rectifier circuit may be less than the accuracy of current detection, and in this case, there is a risk of erroneous detection as a disconnection.
  • the drive side switching element is turned on / off while the return side switching element is in the OFF state, and the presence / absence of the output voltage pulse is detected to determine the disconnection.
  • the synchronous rectification operation is stopped for a fixed time every fixed period, pulse driving is performed with a fixed duty by the driving switching element during the stop period, and the output terminal of the driving switching element is connected. It is described that the disconnection is determined depending on whether or not a pulse voltage signal is output.
  • a load driving device includes a synchronous rectification circuit having a driving side switching element and a return side switching element, a driver control circuit for controlling the synchronous rectification circuit, and a voltage monitor for monitoring a voltage at an output terminal of the synchronous rectification circuit.
  • the driver control circuit when receiving a diagnostic command, controls so that both the return-side switching elements are turned OFF when the drive-side switching elements are switched from ON to OFF, and the voltage monitor circuit Detects a normal state when the voltage to be monitored is within a predetermined voltage range during a period in which both the drive side switching element and the return side switching element are OFF.
  • the driver control circuit 108 turns on / off the high-side FET 102 and the low-side FET 103 by controlling the respective gate voltages in accordance with the input PWM command.
  • the current detection circuit 109 detects the current flowing through the synchronous rectification circuit 104 and inputs the detection result to the diagnosis necessity determination circuit 110.
  • the diagnosis necessity determination circuit 110 compares the duty ratio of the PWM control input from the microcomputer or the like and the current detection result of the current detection circuit 109 with a threshold value, and ORs the disconnection diagnosis result A based on the comparison result.
  • a diagnostic command is output to the driver control circuit 108 to the gate 112.
  • the driver control circuit 108 detects that the diagnosis command has become H (High)
  • the driver control circuit 108 shifts to a diagnosis mode, which will be described later, and outputs a diagnosis signal H to the voltage monitor circuit 111 during the diagnosis mode.
  • the diagnosis necessity determination circuit 110 when the duty ratio is higher than the duty ratio threshold, the state of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is based only on the current detection result of the current detection circuit 109 shown in FIG. The determination is made by the diagnosis necessity determination circuit 110. Therefore, the diagnosis necessity determination circuit 110 always sets the diagnosis command shown in FIG.
  • the diagnosis necessity determination circuit 110 When the current detection result of the current detection circuit 109 is larger than the current threshold, the diagnosis necessity determination circuit 110 outputs L as the disconnection diagnosis result A as shown in FIG. 2 (i). On the other hand, if the current detection result of the current detection circuit 109 is smaller than the current threshold at time t1, the disconnection diagnosis result A shown in FIG. As a result, as shown in FIG. 2 (k), the OR gate 112 outputs the disconnection diagnosis result C as H in the disconnection state.
  • FIG. 3 is a timing chart showing an example of the operation when the duty ratio is low in this embodiment. Specifically, this is an example when the duty ratio is equal to or less than the duty ratio threshold.
  • the diagnosis necessity determination circuit 110 is shown when the current detection result of the current detection circuit 109 shown in FIG. 3D is equal to or less than the current threshold and the duty ratio shown in FIG. 3F is equal to or less than the duty ratio threshold. As shown in 3 (g), the diagnosis command is set to H. In other cases, the diagnosis necessity determination circuit 110 outputs a diagnosis command as L to the driver control circuit 108 as shown in FIG.
  • the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 during the diagnosis mode rises to the power supply voltage VB to which the load 106 is connected.
  • the voltage monitor circuit 111 compares the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 during the diagnosis mode with a voltage threshold value. Then, as shown in FIG. 3E, the state where the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is higher than the voltage threshold value continues for a predetermined filter time T, that is, the voltage monitor circuit 111 is connected to the synchronous rectifier circuit output terminal.
  • the voltage monitor circuit 111 detects a normal state
  • the voltage monitor circuit 111 transmits a signal indicating a normal state (L of the disconnection diagnosis result B) to the driver control circuit 108
  • the driver control circuit 108 indicates a signal indicating a normal operation
  • L the ON / OFF operation of the high-side FET 102 that is the return-side switching element and the low-side FET 103 that is the drive-side switching element
  • the diagnostic mode shifts to the timing at which the low-side FET 103, which is the driving side switching element, switches from ON to OFF.
  • both the high-side FET 102 and the low-side FET 103 are in the OFF state.
  • a reflux current flows through the body diode of the high-side FET 102.
  • the resistance increases compared to the normal drive in which the high-side FET 102 is turned on during the return, the longer the return current flows through the diode, the more heat is generated, which affects the behavior of the load 106. There is a risk.
  • the filter time T is set to prevent misdiagnosis due to noise and the like, and the diagnosis is performed more reliably.
  • the voltage monitor circuit 111 is normal when the output voltage exceeds the voltage threshold without providing the filter time T. It is also possible to detect the state. In this case, the detection of the normal state is completed in a very short period, and the increase in heat generation and the influence on the behavior of the load 106 can be minimized.
  • the driver control circuit 108 shifts to the diagnostic mode at the Fall edge t4 of the PWM command shown in FIG. 3A, and turns off both the high-side FET 102 and the low-side FET 103. To do.
  • the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 in the diagnosis mode maintains the voltage value when the low-side FET 103 immediately before the shift to the diagnosis mode is ON. Therefore, as shown in FIG. It becomes a potential.
  • the diagnostic mode is shifted to the timing when the low-side FET 103 which is the driving side switching element is switched from ON to OFF. This is because if the diagnosis is performed by turning off both FETs at the timing when the high-side FET 102 is switched from ON to OFF, the voltage at the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is in the normal state and the disconnection state. This is because both become voltages close to the power supply voltage VB, making it difficult to distinguish between normal and disconnected. In order to avoid such a situation, in this embodiment, the diagnosis is performed when the low-side FET 103 is switched from ON to OFF so that the power supply voltage VB is obtained in the normal state, and the GND is established in the case of the disconnection. Diagnosis is performed at the timing that can be set to voltage, making it easy to distinguish between disconnection and normal.
  • the disconnection diagnosis during the diagnosis mode performed with both the high-side FET 102 and the low-side FET 103 turned off is based on the voltage value of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 and the disconnection state of the synchronous rectifier circuit output terminal 105. Since the normal state is determined, it does not depend on the magnitude of the current flowing through the synchronous rectifier circuit 104. For this reason, the current flowing through the synchronous rectifier circuit 104 is less than the accuracy of the current detection circuit 109, and there is a possibility that the disconnection may be erroneously detected only by the current detection result, at the time of driving at a low duty or a low power supply voltage. However, it is possible to reliably detect disconnection.
  • the diagnosis command is set to L, and then the current detection result is equal to or less than the current threshold for a certain period, and the duty ratio is equal to or less than the duty ratio threshold. If it continues, the diagnosis command may be set to H again to shift to the diagnosis mode. By doing so, the diagnosis frequency can be adjusted as necessary, and the increase in heat generation and the influence on the behavior of the load 106 can be further reduced.
  • the input of the diagnosis necessity determination circuit 110 is the duty ratio and the current detection result. This is because the transition to the diagnosis mode is performed only under the condition that the current flowing through the synchronous rectification circuit 104 becomes small.
  • the diagnosis necessity determination circuit 110 receives, as an input, the power supply voltage VB of the synchronous rectification circuit 104 instead of the duty ratio as a reference for determining the magnitude of the current that should flow through the synchronous rectification circuit 104.
  • the diagnosis command may be output when the power supply voltage VB of the synchronous rectifier circuit 104 is equal to or lower than a predetermined voltage threshold.
  • the diagnosis necessity determination circuit 110 receives the power supply voltage VB of the synchronous rectification circuit 104 as an input instead of the duty ratio as a reference for determining the magnitude of the current that should flow through the synchronous rectification circuit 104.
  • a diagnosis command may be output.
  • the diagnosis necessity determination circuit 110 uses the duty ratio and the power supply voltage VB of the synchronous rectifier circuit 104 instead of the duty ratio as a reference for determining the magnitude of the current that should flow through the synchronous rectifier circuit 104.
  • the product of the current detection result from the current detection circuit 109 is equal to or less than a predetermined current, and the duty ratio of the input synchronous rectification circuit 104 and the input power supply voltage VB of the synchronous rectification circuit 104
  • a diagnostic command may be output when is less than or equal to a predetermined product.
  • the diagnosis necessity determination circuit 110 may use only one of the diagnosis command output determination criteria as a current detection result, a duty ratio, a power supply voltage VB, or a product of the duty ratio and the power supply voltage VB.
  • the diagnosis command can be output as H every fixed period or every fixed time of the PWM command without providing the above-described determination criterion regarding the current value flowing through the synchronous rectifier circuit 104.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram in the second embodiment. This embodiment is different from the first embodiment in the configuration of the load 401.
  • symbol is attached
  • the synchronous rectifier circuit 104 has a high side configuration in which the load 401 is connected to GND, the high side FET 102 operates as a driving side switching element, and the low side FET 103 operates as a return side switching element.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment, and in the following description, the description will focus on parts different from the first embodiment.
  • FIG. 5 is a timing chart showing an example of the operation of this embodiment. Since the synchronous rectifier circuit 104 has a high-side configuration, in normal control, when the PWM command shown in FIG. 5A is H, the high-side FET 102 shown in FIG. 5B is turned ON, and FIG. The low-side FET 103 shown in FIG. When the PWM command shown in FIG. 5A is L, the high-side FET 102 shown in FIG. 5B is turned off and the low-side FET 103 shown in FIG. 5C is turned on. In the present embodiment, the conditions regarding the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 for the voltage monitor circuit 111 to determine whether the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is normal or disconnected are different from those of the first embodiment.
  • the driver control circuit 108 shifts to the diagnostic mode at the Fall edge t4 of the PWM command shown in FIG. 5A, and turns off both the high-side FET 102 and the low-side FET 103. To do.
  • the voltage at the synchronous rectifier circuit output terminal 105 in the diagnostic mode maintains the voltage value when the high-side FET 102 immediately before shifting to the diagnostic mode is ON, as shown in FIG. It becomes the power supply voltage VB.
  • the voltage monitor circuit 111 determines that the state of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is disconnected when the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is equal to or higher than the voltage threshold, and the disconnection diagnosis result shown in FIG. Output B as H.
  • the OR gate 112 outputs the disconnection diagnosis result C as H in the disconnection state.
  • the PWM command generation circuit 601 receives the current detection result, the collect signal, and the current command value, and generates a PWM command so that the current flowing through the synchronous rectification circuit 104 is equal to the current command value. That is, the PWM command generation circuit 601 is equal to the current command value based on the current detection result from the current detection circuit 109 when the collect signal is L (indicating that the current detection result is accurate). The PWM command is generated so that Also, the PWM command generation circuit 601 ignores the current detection result from the current detection circuit 109 when the collect signal is H (indicating that the current detection result is inaccurate) and Based on the current value before becomes H, the PWM command is generated so as to be equal to the current command value.
  • the current detection circuit 109 detects the cycle including the diagnosis mode period from the in-diagnosis signal shown in FIG. 7 (j) and outputs the collect signal shown in FIG. To notify the PWM command generation circuit 601 that the current detection result is inaccurate.
  • the diagnosis mode period is included in the second period, the third period, the fifth period, and the sixth period, and the respective average current values are output.
  • the collect signal shown in FIG. Although the period during which the sixth period average is output is not shown in FIG. 7, the collect signal is also H for this period.
  • the diagnosis necessity determination circuit 110 compares the current detection result shown in FIG. 7 (e) with the current threshold value, and outputs a diagnosis command shown in FIG. 7 (i) to the driver control circuit 108. In response to this, the driver control circuit 108 outputs a diagnostic signal shown in FIG. 7J to the voltage monitor circuit 111 and the current detection circuit 109. At the filter time T starting from time t6, the collect signal shown in FIG. On the other hand, since the detected value of the output voltage by the voltage monitor circuit 111 shown in FIG. 7G is H, the disconnection diagnosis result B shown in FIG.
  • the collect signal shown in FIG. On the other hand, since the detected value of the output voltage by the voltage monitor circuit 111 is L, the disconnection diagnosis result B shown in FIG. 7 (l) is H, and disconnection is detected.
  • the PWM command is generated based on the erroneous current detection result. Can be avoided.
  • the current detection result is the average value of the previous PWM cycle.
  • the current of the synchronous rectifier circuit 104 is output as the current detection result in real time as in the first and second embodiments, a diagnosis is in progress.
  • the signal can also be handled as an collect signal.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the fourth embodiment. This embodiment differs from the first embodiment in the configuration of the diagnostic current generation circuit 801. In addition, about the structure which is common in 1st Example, the same code
  • a diagnostic signal is input from the driver control circuit 108 to the diagnostic current generation circuit 801.
  • the diagnostic current generation circuit 801 is connected to the synchronous rectification circuit output terminal 105.
  • FIG. 9 is a circuit configuration diagram of the diagnostic current generation circuit 801.
  • the diagnostic current generation circuit 801 is activated by being connected to the synchronous rectifier circuit output terminal 105 by the switch C901 when the diagnostic signal is H, that is, in the diagnostic mode.
  • the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is connected to the current source A 904 and the current source B 905 via the switch A 902 and the switch B 903, respectively.
  • the comparator 906 compares the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 with the voltage Vbias, and outputs H when the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is higher than Vbias and outputs L when the voltage is lower.
  • the output of the comparator 906 is directly input to the switch A 902 via the inverter 907 and to the switch B 903.
  • the switch A902 When the output of the comparator 906 is H, that is, when the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is higher than Vbias, the switch A902 is turned OFF and the switch B903 is turned ON, and the output of the comparator 906 is L, that is, the synchronous rectifier circuit output terminal 105. Is lower than Vbias, the switch A902 is turned on and the switch B903 is turned off.
  • the current source A904 flows the diagnostic current toward the synchronous rectifier circuit output terminal 105 and charges the terminal capacitor 107 while the switch A902 is ON and the switch C901 is ON. Further, the current source B905 draws the diagnostic current from the synchronous rectifier circuit output terminal 105 and draws the charge of the terminal capacitor 107 while the switch B903 is ON and the switch C901 is ON. Thus, the diagnostic current generation circuit 801 charges and discharges the terminal capacitor 107 with the diagnostic current during the diagnostic mode, and controls the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 to Vbias.
  • FIG. 10 is a timing chart showing an example of the operation of this embodiment.
  • the connection state of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is normal, at times t10 and t11, as described above, when the diagnostic current is set sufficiently small, the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 during the diagnostic mode is As shown in FIG. 10 (f), the voltage becomes higher than Vbias, and the diagnostic current shown in FIG. 10 (e) is drawn from the synchronous rectifier circuit output terminal 105, but the synchronous rectifier circuit output terminal shown in FIG. 10 (f). The voltage 105 rises to near the power supply voltage VB.
  • the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is GND as shown in FIG. 10 (f) at time t12 immediately after shifting to the diagnostic mode.
  • the diagnostic current shown in FIG. 10 (e) flows into the synchronous rectifier circuit output terminal 105, and the voltage at the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is raised to Vbias as shown in FIG. 10 (f).
  • the diagnosis current shown in FIG. 10 (f) When the voltage at the synchronous rectifier circuit output terminal 105 reaches Vbias, the diagnosis current shown in FIG.
  • the voltage monitor circuit 111 detects that the voltage at the synchronous rectifier circuit output terminal 105 has remained below the voltage threshold during the filter time during the diagnosis mode, and determines that the state of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is broken. Then, the disconnection diagnosis result B shown in FIG. As a result, as shown in FIG. 10 (l), the OR gate 112 outputs the disconnection diagnosis result C as H in the disconnection state.
  • the diagnosis current generator circuit 801 controls the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 during the diagnosis mode, thereby enabling more stable diagnosis. For example, if the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 becomes equal to or higher than the voltage threshold due to disturbance noise despite the disconnection state, the diagnostic current is drawn and the voltage of the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is reduced within the filter time. , It can prevent an erroneous normal state determination.
  • the case where the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is about to be disconnected and the resistance between the synchronous rectifier circuit output terminal 105 and the power supply voltage VB of the load 106 becomes a high resistance is defined as a disconnected state.
  • the resistance value between the synchronous rectifier circuit output terminal 105 to be detected as a disconnection state and the power supply of the load 106 is R, and the diagnostic current to be drawn is I
  • the voltage at the synchronous rectifier circuit output terminal 105 is VB-I. XR.
  • the low side configuration in which the load 106 is connected to the power supply voltage VB has been described as an example, but a high side configuration may be used.
  • a high side configuration may be used.
  • the high-side configuration it is possible to detect a stable diagnosis and a state of disconnection.
  • the value of Vbias at this time needs to be set between the voltage threshold and the power supply voltage VB.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the fifth embodiment.
  • the present embodiment is different from the first embodiment in the configuration of an engine valve timing control system (hereinafter referred to as VTC: Valve Timing Control System) 1101, a failure determination circuit 1102, and a warning light 1103.
  • VTC Valve Timing Control System
  • a failure determination circuit 1102 a failure determination circuit 1102
  • the load driving device 101 is mounted on an automobile and controls the VTC 1101 by driving a solenoid valve incorporated in the VTC 1101.
  • VTC1101 plays the role of continuously changing the valve timing of the engine according to the engine speed, temperature, load, and other operating conditions. As a result, the optimal valve timing can be obtained in the entire operating range. In addition to reducing air pollutants in the exhaust gas emitted, fuel consumption and engine output / performance are improved.
  • the failure determination circuit 1102 When the disconnection diagnosis result C is H, the failure determination circuit 1102 turns on the warning lamp 1103 to notify the user of the disconnection of the VTC 1101. At this time, the failure determination circuit 1102 determines that the VTC 1101 is definitely disconnected only when, for example, H in the disconnection diagnosis result C is detected continuously for a certain period, and turns on the warning lamp 1103. For example, a more reliable warning can be implemented.
  • the disconnection diagnosis performed by turning off both the high-side FET 102 and the low-side FET 103 during the diagnosis mode is applied to the VTC 1101, so that the entire operation range from the high duty ratio to the low duty ratio is applied.
  • the disconnection diagnosis can be carried out reliably while suppressing the influence on the operation of the VTC 1101. It is possible to reduce the increase of air pollutants in the exhaust gas and the deterioration of fuel consumption and engine output / performance.
  • the load driving device 101 includes a synchronous rectification circuit 104 having a driving side switching element (high side FET 102 or low side FET 103) and a return side switching element (low side FET 103 or high side FET 102), and a driver for controlling the synchronous rectification circuit 104.
  • a control circuit 108, and a voltage monitor circuit 111 that monitors the voltage at the output terminal of the synchronous rectifier circuit 104.
  • the return-side switching element is also controlled to be turned off, and the voltage monitor circuit 111 detects that the monitored voltage is within a predetermined voltage range during the period in which both the drive-side switching element and the return-side switching element are turned off.
  • Check normal state To. it is possible to detect in a short time whether the output side of the synchronous rectifier circuit is disconnected or in a normal state during driving with a low load current.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and other forms conceivable within the scope of the technical idea of the present invention are also included in the scope of the present invention as long as the characteristics of the present invention are not impaired. . Moreover, it is good also as a structure which combined the above-mentioned Example.

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Abstract

従来の手法では、パルス検出のために診断時間が少なくとも１周期必要となり、診断時間が長くなる課題があった。 本発明の負荷駆動装置は、駆動側スイッチング素子と、還流側スイッチング素子を有する同期整流回路と、前記同期整流回路を制御するドライバ制御回路と、前記同期整流回路の出力端子の電圧が所定の電圧範囲であるかをモニタする電圧モニタ回路と、を備え、前記ドライバ制御回路は、診断指令を受け付けたら、前記駆動側スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わるときに前記還流側スイッチング素子も共にＯＦＦとなるように制御し、前記電圧モニタ回路は、前記駆動側スイッチング素子と、前記還流側スイッチング素子が共にＯＦＦとなる期間に、前記モニタする電圧が正常レベルであった場合に、正常状態を検出する。

Description

負荷駆動装置
　本発明は同期整流回路を備える負荷駆動装置に関する。
　負荷駆動装置に於ける異常検出として、天絡、地絡、断線の検出が必要とされる場合があり、特に自動車向けに於いては、燃費効率や安全上の問題から、広範囲の駆動条件下で異常の検出を可能とすることが求められる。ところで、負荷を駆動する回路の一方式である同期整流回路に於ける断線検出としては、同期整流回路に流れる電流を検出し、電流が流れていない場合に断線と判定する方法がある。しかしながら、低Ｄｕｔｙ比や低電源電圧等での駆動時では、同期整流回路に流れる電流が電流検出の精度に満たない場合があり、この場合、断線として誤検出する虞がある。
　このような低電流条件で断線検出を可能とする従来技術として、還流側スイッチング素子をＯＦＦ状態としたまま駆動側スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせて出力電圧のパルス有無を検出し、断線を判定する手法がある。例えば、特許文献１には、一定周期毎に一定時間だけ同期整流動作を停止して、その停止期間の間に駆動用スイッチング素子により固定デューティでパルス駆動を行い、駆動用スイッチング素子の出力端子にパルス状の電圧信号が出力されるか否かによって断線を判定することが記載されている。　
特開２０１２－１４３０４８号公報
　従来の手法では、パルス検出のために診断時間が少なくとも１周期必要となり、診断時間が長くなる課題があった。
　本発明による負荷駆動装置は、駆動側スイッチング素子および還流側スイッチング素子を有する同期整流回路と、前記同期整流回路を制御するドライバ制御回路と、前記同期整流回路の出力端子の電圧をモニタする電圧モニタ回路と、を備え、前記ドライバ制御回路は、診断指令を受け付けたら、前記駆動側スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わるときに前記還流側スイッチング素子も共にＯＦＦとなるように制御し、前記電圧モニタ回路は、前記駆動側スイッチング素子および前記還流側スイッチング素子が共にＯＦＦとなる期間に、モニタする前記電圧が所定の電圧範囲であった場合に、正常状態を検出する。
　本発明によれば、低負荷電流での駆動中に、同期整流回路の出力側が断線状態か正常状態かを短時間で検出することが可能である。
第１の実施例における回路構成図である。 第１の実施例におけるＤｕｔｙ比が高い場合の動作の一例を示すタイミングチャートである。 第１の実施例におけるＤｕｔｙ比が低い場合の動作の一例を示すタイミングチャートである。 第２の実施例における回路構成図である。 第２の実施例の動作の一例を示すタイミングチャートである。 第３の実施例における回路構成図である。 第３の実施例の動作の一例を示すタイミングチャートである。 第４の実施例における回路構成図である。 診断電流生成回路の回路構成図である。 第４の実施例の動作の一例を示すタイミングチャートである。 第５の実施例における回路構成図である。
［第１の実施例］
　図１は本実施例における回路構成図を示したものである。
　負荷駆動装置１０１は、ハイサイドＦＥＴ１０２とローサイドＦＥＴ１０３から構成される同期整流回路１０４を備える。同期整流回路１０４の同期整流回路出力端子１０５には、誘導性の負荷１０６と、端子コンデンサ１０７が接続されている。本実施例に於いては、同期整流回路１０４は、負荷１０６が電源電圧ＶＢに対して接続されるローサイド構成であるため、ハイサイドＦＥＴ１０２が還流側スイッチング素子として、ローサイドＦＥＴ１０３が駆動側スイッチング素子として動作する。端子コンデンサ１０７は外部からのサージから同期整流回路１０４を保護する役割を持つ。
　ドライバ制御回路１０８は入力されるＰＷＭ指令に従って、ハイサイドＦＥＴ１０２とローサイドＦＥＴ１０３を、それぞれのゲート電圧を制御してＯＮ／ＯＦＦする。
　電流検出回路１０９は、同期整流回路１０４に流れる電流を検出し、検出結果を診断要否判定回路１１０に入力する。
　診断要否判定回路１１０は、マイクロコンピュータ等より入力されたＰＷＭ制御のＤｕｔｙ比と電流検出回路１０９の電流検出結果とをそれぞれ閾値と比較し、比較した結果に基づいて、断線診断結果ＡをＯＲゲート１１２に、診断指令をドライバ制御回路１０８へ出力する。
　ドライバ制御回路１０８は、診断指令がＨ（High）となったことを検知すると、後述の診断モードへ移行し、診断モード中に診断中信号をＨとして電圧モニタ回路１１１へ出力する。
　電圧モニタ回路１１１は、診断モード中の同期整流回路出力端子１０５の電圧をモニタし、電源電圧ＶＢとＧＮＤ電圧の間に設定された電圧閾値との比較結果を基に、断線診断結果ＢをＯＲゲート１１２、およびドライバ制御回路１０８へ出力する。
　ＯＲゲート１１２は、断線診断結果Ａと断線診断結果Ｂのいずれか一方が断線を示すＨ信号であった場合に、同期整流回路出力端子１０５の状態を断線状態として、断線診断結果ＣをＨ出力する。
　図２は、本実施例におけるＤｕｔｙ比が高い場合の動作の一例を示すタイミングチャートである。具体的には、Ｄｕｔｙ比がＤｕｔｙ比閾値より高い場合の例である。
　通常制御に於いて、ドライバ制御回路１０８は、ＰＷＭ指令に従って、ハイサイドＦＥＴ１０２と、ローサイドＦＥＴ１０３を交互にＯＮ／ＯＦＦしてＰＷＭ制御する。図２（ａ）に示すＰＷＭ指令がＨの場合には、図２（ｂ）に示すようにハイサイドＦＥＴ１０２はＯＦＦ、図２（ｃ）に示すようにローサイドＦＥＴ１０３はＯＮとして制御される。図２（ａ）に示すＰＷＭ指令がＬの場合には、ハイサイドＦＥＴ１０２はＯＮ、ローサイドＦＥＴ１０３はＯＦＦとして制御される。
　図２（ｆ）に示すように、Ｄｕｔｙ比がＤｕｔｙ比閾値より高い場合、同期整流回路出力端子１０５の状態は、図２（ｄ）に示す電流検出回路１０９の電流検出結果のみに基づいて、診断要否判定回路１１０によって判定される。そのため、診断要否判定回路１１０は、図２（ｇ）に示す診断指令を常にＬ出力とする。
　電流検出回路１０９の電流検出結果が電流閾値より大きい場合には、診断要否判定回路１１０は、図２（ｉ）に示すように、断線診断結果Ａを正常状態としてＬ出力する。一方、時刻ｔ1において、電流検出回路１０９の電流検出結果が電流閾値より小さい場合には図２（ｉ）に示す断線診断結果Ａを、断線状態としてＨ出力する。その結果、図２（ｋ）に示すようにＯＲゲート１１２は断線診断結果Ｃを、断線状態としてＨ出力する。
　この時、Ｄｕｔｙ比閾値を、同期整流回路出力端子１０５が正常な接続状態であり、Ｄｕｔｙ比閾値以上のＤｕｔｙ比で駆動されている場合に、同期整流回路１０４に流れる電流が電流閾値よりも必ず高くなるような値に設定することで、負荷１０６の状態を電流閾値のみで確実に判定することが出来る。
　このように、Ｄｕｔｙ比が高い場合に電流検出回路１０９の電流検出結果のみを用いて断線診断を行うことで、同期整流回路１０４の制御を断線診断モードへ移行することなく、通常制御のみで断線診断することが出来る。
　図３は、本実施例におけるＤｕｔｙ比が低い場合の動作の一例を示すタイミングチャートである。具体的には、Ｄｕｔｙ比がＤｕｔｙ比閾値以下である場合の例である。
　診断要否判定回路１１０は、図３（ｄ）に示す電流検出回路１０９の電流検出結果が電流閾値以下、且つ、図３（ｆ）に示すＤｕｔｙ比がＤｕｔｙ比閾値以下である場合に、図３（ｇ）に示すように、診断指令をＨにする。診断要否判定回路１１０は、それ以外の場合に、図３（ｇ）に示すように、診断指令をＬとしてドライバ制御回路１０８へ出力する。
　ドライバ制御回路１０８は、図３（ｇ）に示す診断指令Ｈを受けて、図３（ａ）に示すＰＷＭ指令のＦａｌｌエッジ（立下りエッジ）ｔ２で診断モードへ移行し、ハイサイドＦＥＴ１０２とローサイドＦＥＴ１０３を共にＯＦＦとする。そして、ドライバ制御回路１０８は、図３（ｈ）に示す診断中信号Ｈを電圧モニタ回路１１１へ出力する。
　同期整流回路出力端子１０５の接続状態が正常である場合、診断モード中の同期整流回路出力端子１０５の電圧は負荷１０６が接続された先の電源電圧ＶＢまで上昇する。電圧モニタ回路１１１は、診断モード中の同期整流回路出力端子１０５の電圧を電圧閾値と比較する。そして図３（ｅ）に示すように、所定のフィルタ時間Ｔの間、同期整流回路出力端子１０５の電圧が電圧閾値より高い状態が継続したこと、即ち、電圧モニタ回路１１１が同期整流回路出力端子１０５の電圧が所定の電圧範囲であることを検出すると、同期整流回路出力端子１０５の状態を正常と判定して、図３（ｉ）に示すように断線診断結果ＢをＬ出力する。ドライバ制御回路１０８は、電圧モニタ回路１１１が同期整流回路出力端子１０５の状態を正常と判定したと同時に診断モードを終了し、通常制御へ復帰する。すなわち、電圧モニタ回路１１１は、正常状態を検出した場合に、ドライバ制御回路１０８に正常状態を示す信号（断線診断結果ＢのＬ)を送信し、ドライバ制御回路１０８は、正常動作を示す信号（断線診断結果ＢのＬ)を受け取った場合には、還流側スイッチング素子であるハイサイドＦＥＴ１０２と駆動側スイッチング素子であるローサイドＦＥＴ１０３のＯＮ／ＯＦＦ動作を再開する。
　診断モードへは、駆動側スイッチング素子であるローサイドＦＥＴ１０３がＯＮからＯＦＦに切り替わるタイミングで移行し、診断モード中はハイサイドＦＥＴ１０２、ローサイドＦＥＴ１０３共にＯＦＦ状態となるため、この間は誘導性の負荷１０６からの還流電流がハイサイドＦＥＴ１０２のボディダイオードを介して流れる。この時、還流中にハイサイドＦＥＴ１０２がＯＮされる通常駆動に比べて抵抗が大きくなるため、このダイオードを介して還流電流が流れる時間が長い程、発熱が増大し、負荷１０６の挙動にも影響する虞がある。この問題に対して、フィルタ時間ＴをＰＷＭのＬ期間より十分に短くなるように設定することで、図３に示した様に１周期以内の短時間に正常状態を検出して、通常制御へ復帰させて、ハイサイドＦＥＴ１０２をＯＮすることが出来るため、発熱の増大や、負荷１０６の挙動への影響を低減する事が出来る。
　フィルタ時間Ｔは、ノイズ等による誤診断を防ぎ、診断をより確実に実施するために設定するが、フィルタ時間Ｔを設けずに、出力電圧が電圧閾値を超えた時点で電圧モニタ回路１１１が正常状態を検出することも可能である。この場合、正常状態の検出はごく短い期間で完了し、発熱の増大や、負荷１０６の挙動への影響を最小限とする事が出来る。
　同期整流回路出力端子１０５が時刻ｔ３で断線状態である場合を説明する。ドライバ制御回路１０８は、図３（ｇ）に示す診断指令Ｈを受けて、図３（ａ）に示すＰＷＭ指令のＦａｌｌエッジｔ４で診断モードへ移行し、ハイサイドＦＥＴ１０２とローサイドＦＥＴ１０３を共にＯＦＦとする。この時刻ｔ４で診断モード中の同期整流回路出力端子１０５の電圧は、診断モードに移行する直前のローサイドＦＥＴ１０３がＯＮしていた時の電圧値を保つため、図３（ｅ）に示すようにＧＮＤ電位となる。電圧モニタ回路１１１は、診断モード中に同期整流回路出力端子１０５の電圧が、フィルタ時間の間電圧閾値以下となる状態が継続したことを検出し、同期整流回路出力端子１０５の状態を断線と判定して、図３（ｊ）に示す断線診断結果ＢをＨとして出力する。その結果、図３（ｋ）に示すようにＯＲゲート１１２は断線診断結果Ｃを、断線状態としてＨ出力する。
　上記の様に、本実施例では、駆動側スイッチング素子であるローサイドＦＥＴ１０３がＯＮからＯＦＦに切り替わるタイミングで診断モードへ移行する。これは、仮に、ハイサイドＦＥＴ１０２がＯＮからＯＦＦへ切り替わったときのタイミングで両側ＦＥＴをＯＦＦして診断しようとした場合には、同期整流回路出力端子１０５の電圧が正常状態の時と、断線状態の時とが、共に電源電圧ＶＢに近い電圧となり、正常と断線の区別が困難となってしまうからである。そのような事態を回避するように、本実施例では、ローサイドＦＥＴ１０３がＯＮからＯＦＦへ切り替わったのときに診断を実施するようにすることで、正常時には電源電圧ＶＢとなるようにし、断線時にはＧＮＤ電圧となるようにできるタイミングで診断を実施し、断線と正常の区別を容易にしている。
　本実施例によれば、ハイサイドＦＥＴ１０２とローサイドＦＥＴ１０３を両方ＯＦＦとして実施される診断モード中の断線診断は、同期整流回路出力端子１０５の電圧値を基に同期整流回路出力端子１０５の断線状態と正常状態を判定しているため、同期整流回路１０４に流れる電流の大きさに依らない。そのため、同期整流回路１０４に流れる電流が、電流検出回路１０９の精度に満たず、電流検出結果のみでは断線を誤検出する恐れがあるような、低Ｄｕｔｙや低電源電圧等での駆動時であっても、確実に断線検出を可能とする事が出来る。
　図３に於いては、電圧モニタ回路１１１が断線を検出した後も診断モードを継続しているが、断線検出直後、ＰＷＭ指令のＲｉｓｅエッジ（立ち上がりエッジ）ｔ５等、断線を検出した後の任意のタイミングに通常制御へ復帰しても良い。
　また、正常状態もしくは断線を検出し、診断モードから通常制御へ復帰すると同時に診断指令をＬとし、その後一定周期の間電流検出結果が電流閾値以下、且つ、Ｄｕｔｙ比がＤｕｔｙ比閾値以下の状態が継続した場合に、再度診断指令をＨとして診断モードへ移行しても良い。そうすることで、診断頻度を必要に応じて調整し、発熱の増大や、負荷１０６の挙動への影響を更に低減することも出来る。
　図１では診断要否判定回路１１０の入力をＤｕｔｙ比と電流検出結果としているが、これは同期整流回路１０４に流れる電流が小さくなる条件に限って診断モードへ移行するためである。他の例として、診断要否判定回路１１０は、同期整流回路１０４に流れるべき電流の大小を判断するための基準として、Ｄｕｔｙ比の代わりに、同期整流回路１０４の電源電圧ＶＢを入力とし、入力される同期整流回路１０４の電源電圧ＶＢが所定の電圧閾値以下の場合に、診断指令を出力してもよい。さらに、他の例として、診断要否判定回路１１０は、同期整流回路１０４に流れるべき電流の大小を判断するための基準として、Ｄｕｔｙ比の代わりに、同期整流回路１０４の電源電圧ＶＢを入力とし、電流検出回路１０９からの電流検出結果が所定の電流以下であり、かつ、入力される同期整流回路１０４の電源電圧ＶＢが所定の電圧以下の場合に、診断指令を出力してもよい。さらに他の例として、診断要否判定回路１１０は、同期整流回路１０４に流れるべき電流の大小を判断するための基準として、Ｄｕｔｙ比の代わりに、Ｄｕｔｙ比と同期整流回路１０４の電源電圧ＶＢとの積を入力とし、電流検出回路１０９からの電流検出結果が所定の電流以下であり、かつ、入力される同期整流回路１０４のＤｕｔｙ比と入力される同期整流回路１０４の電源電圧ＶＢとの積が所定の積以下の場合に、診断指令を出力してもよい。更に、診断要否判定回路１１０は、診断指令出力の判定基準を、電流検出結果、Ｄｕｔｙ比、電源電圧ＶＢ、またはＤｕｔｙ比と電源電圧ＶＢの積のいずれか１つのみとしても良い。もしくは、前述のような同期整流回路１０４に流れる電流値に関する判定基準は設けずに、ＰＷＭ指令の一定周期毎、または、一定時間毎に診断指令をＨとして出力することも出来る。
［第２の実施例］
　図４は、第２の実施例における回路構成図である。本実施例は負荷４０１の構成が第１の実施例とは異なる。なお、第１の実施例と共通する構成に関しては、同一の符号を付して説明を省略する。
　本実施例に於いて、同期整流回路１０４は、負荷４０１がＧＮＤに対して接続され、ハイサイドＦＥＴ１０２が駆動側スイッチング素子、ローサイドＦＥＴ１０３が還流側スイッチング素子として動作するハイサイド構成となる。その他の構成は第１の実施例と同様であり、以下の説明では第１の実施例と異なる部分を中心に説明する。
　図５は、本実施例の動作の一例を示すタイミングチャートである。同期整流回路１０４はハイサイド構成となっているため、通常制御において、図５（ａ）に示すＰＷＭ指令がＨの時、図５（ｂ）に示すハイサイドＦＥＴ１０２がＯＮ、図５（ｃ）に示すローサイドＦＥＴ１０３がＯＦＦとなる。また、図５（ａ）に示すＰＷＭ指令がＬの時、図５（ｂ）に示すハイサイドＦＥＴ１０２がＯＦＦ、図５（ｃ）に示すローサイドＦＥＴ１０３がＯＮとなる。
　本実施例に於いては、電圧モニタ回路１１１が同期整流回路出力端子１０５の正常状態、断線状態を判定するための同期整流回路出力端子１０５の電圧に関する条件が第１の実施例と異なる。
　同期整流回路出力端子１０５の状態が正常である場合、時刻ｔ２から始まるフィルタ時間Ｔにおける診断モード中の同期整流回路出力端子１０５の電圧は、図５（ｅ）に示すように、負荷４０１が接続された先のＧＮＤ電位まで低下する。したがって電圧モニタ回路１１１は、診断モード中の同期整流回路出力端子１０５の電圧が電圧閾値より低い場合に、同期整流回路出力端子１０５の状態を正常と判定して、図５（ｊ）に示す断線診断結果ＢをＬ出力する。
　同期整流回路出力端子１０５が時刻ｔ３で断線状態である場合を説明する。ドライバ制御回路１０８は、図５（ｇ）に示す診断指令Ｈを受けて、図５（ａ）に示すＰＷＭ指令のＦａｌｌエッジｔ４で診断モードへ移行し、ハイサイドＦＥＴ１０２とローサイドＦＥＴ１０３を共にＯＦＦとする。この時刻ｔ４で診断モード中の同期整流回路出力端子１０５の電圧は、診断モードに移行する直前のハイサイドＦＥＴ１０２がＯＮしていた時の電圧値を保つため、図５（ｅ）に示すように電源電圧ＶＢとなる。したがって、電圧モニタ回路１１１は、同期整流回路出力端子１０５の電圧が電圧閾値以上である場合に、同期整流回路出力端子１０５の状態を断線と判定して、図５（ｊ）に示す断線診断結果ＢをＨとして出力する。その結果、図５（ｋ）に示すようにＯＲゲート１１２は断線診断結果Ｃを、断線状態としてＨ出力する。
　第１および第２の実施例で説明した様に、診断モード中の同期整流回路出力端子１０５の電圧が、ローサイド構成では閾値電圧より高い場合、ハイサイド構成では閾値電圧より低い場合に正常と判断する、といったように、モニタ回路２１の判定条件を変えることで、同期整流回路１０４がローサイド構成であっても、ハイサイド構成であっても、同期整流回路出力端子１０５の正常、断線状態を判定することが出来る。
［第３の実施例］
　図６は、第３の実施例における回路構成図である。本実施例はＰＷＭ指令生成回路６０１と、電流検出回路１０９の入出力信号の構成が第１の実施例とは異なる。なお、第１の実施例と共通する構成に関しては、同一の符号を付して説明を省略する。
　電流検出回路１０９は、ドライバ制御回路１０８からの診断中信号を入力し、電流検出結果と、電流検出結果が不正確であることを示すインコレクト信号をＰＷＭ指令生成回路６０１へ出力する。
　ＰＷＭ指令生成回路６０１は、電流検出結果と、インコレクト信号と、電流指令値を入力し、同期整流回路１０４に流れる電流が電流指令値に等しくなるよう、ＰＷＭ指令を生成する。すなわち、ＰＷＭ指令生成回路６０１は、インコレクト信号がＬ（電流検出結果が正確であることを示す）である場合には、電流検出回路１０９からの電流検出結果を基に、電流指令値に等しくなるよう、ＰＷＭ指令を生成する。また、ＰＷＭ指令生成回路６０１は、インコレクト信号がＨ（電流検出結果が不正確であることを示す）である場合には、電流検出回路１０９からの電流検出結果は無視して、インコレクト信号がＨになる前の電流値を基に、電流指令値に等しくなるよう、ＰＷＭ指令を生成する。
　図７は、本実施例の動作の一例を示すタイミングチャートである。電流検出回路１０９は、ＰＷＭ指令のＲｉｓｅエッジから次のＲｉｓｅエッジまでの１周期分の同期整流回路１０４に流れる図７（ｄ）に示す電流（同期整流回路電流）の平均値を算出し、その次の周期で算出結果を図７（ｅ）に示す電流検出結果として出力する。したがって、図７中の第１周期の平均電流値は第２周期の期間で出力され、第２周期の平均電流値は第３周期の期間で出力される、といったように、各周期の平均電流値は１周期遅れて出力される。
　ところで、同期整流回路１０４の電流を検出する手段として、ハイサイドＦＥＴ１０２とローサイドＦＥＴ１０３のソース－ドレイン間の電圧とそれぞれのＯＮ抵抗から電流を求める方法があるが、この場合、ハイサイドＦＥＴ１０２とローサイドＦＥＴ１０３のいずれかがＯＮしていない場合は正しく電流を検出することができない。そのためハイサイドＦＥＴ１０２と、ローサイドＦＥＴ１０３を両方ＯＦＦとする診断モード期間に検出された電流検出結果は不正確となる。
　そのため、電流検出回路１０９は、診断モード期間を含む周期を図７（ｊ）に示す診断中信号から検知し、その間の平均電流を出力する間、図７（ｆ）に示すインコレクト信号をＨとして出力することで、電流検出結果が不正確であることをＰＷＭ指令生成回路６０１に通知する。具体的には、診断モード期間が含まれるのは、図７（ｄ）に示すように、第２周期、第３周期、第５周期、第６周期であり、それぞれの平均電流値が出力される１周期遅れの期間に図７（ｆ）に示すインコレクト信号がＨとなっている。なお、第６周期平均が出力される期間は図７に示されていないが、この期間についてもインコレクト信号はＨとなる。
　診断要否判定回路１１０は、図７（ｅ）に示す電流検出結果と電流閾値を比較し、図７（ｉ）に示す診断指令をドライバ制御回路１０８へ出力する。これを受けてドライバ制御回路１０８は、図７（ｊ）に示す診断中信号を電圧モニタ回路１１１および電流検出回路１０９へ出力する。時刻ｔ６から始まるフィルタ時間Ｔにおいては、図７（ｆ）に示すインコレクト信号はＬである。一方、図７（ｇ）に示す電圧モニタ回路１１１による出力電圧の検出値はＨであるので、図７（ｌ）に示す断線診断結果ＢはＬである。
　次に、時刻ｔ７から始まるフィルタ時間Ｔにおいては、図７（ｆ）に示すインコレクト信号はＨであるので、電流検出結果が不正確であることをＰＷＭ指令生成回路６０１に通知する。図７（ｇ）に示す電圧モニタ回路１１１による出力電圧の検出値はＨであるので、図７（ｌ）に示す断線診断結果ＢはＬである。
　時刻ｔ８から始まるフィルタ時間Ｔにおいては、図７（ｆ）に示すインコレクト信号はＬである。一方、電圧モニタ回路１１１による出力電圧の検出値はＬであるので、図７（ｌ）に示す断線診断結果ＢはＨとなり、断線が検出される。
　このように、診断モード中の断線検出によって、電流検出結果が不正確となっていることをＰＷＭ指令生成回路６０１に通知することにより、誤った電流検出結果に基づいてＰＷＭ指令が生成されることを回避することが出来る。
　本実施例では、電流検出結果を前ＰＷＭ周期の平均値としたが、第１および第２の実施例の様に同期整流回路１０４の電流をリアルタイムで電流検出結果として出力する場合は、診断中信号をインコレクト信号として扱うことも出来る。
［第４の実施例］
　図８は、第４の実施例における回路構成図である。本実施例は診断電流生成回路８０１の構成が第１の実施例とは異なる。なお、第１の実施例と共通する構成に関しては、同一の符号を付して説明を省略する。
　図８に示すように、ドライバ制御回路１０８から診断中信号が診断電流生成回路８０１へ入力される。診断電流生成回路８０１は、同期整流回路出力端子１０５へ接続される。
　図９は、診断電流生成回路８０１の回路構成図である。診断電流生成回路８０１は、診断中信号がＨ、即ち、診断モード中に、スイッチＣ９０１によって同期整流回路出力端子１０５と接続されて有効化される。同期整流回路出力端子１０５は、スイッチＡ９０２、スイッチＢ９０３それぞれを介して、電流源Ａ９０４、電流源Ｂ９０５に接続されている。コンパレータ９０６は、同期整流回路出力端子１０５の電圧を、電圧Ｖｂｉａｓと比較して、同期整流回路出力端子１０５がＶｂｉａｓより高い場合にはＨを、低い場合にはＬを出力する。コンパレータ９０６の出力は、スイッチＡ９０２にはインバータ９０７を介して、スイッチＢ９０３には直接入力される。コンパレータ９０６の出力がＨ、即ち、同期整流回路出力端子１０５がＶｂｉａｓよりも高い場合には、スイッチＡ９０２をＯＦＦ、スイッチＢ９０３をＯＮし、コンパレータ９０６の出力がＬ、即ち、同期整流回路出力端子１０５がＶｂｉａｓよりも低い場合には、スイッチＡ９０２をＯＮ、スイッチＢ９０３をＯＦＦする。
　電流源Ａ９０４は、スイッチＡ９０２がＯＮ、且つ、スイッチＣ９０１がＯＮの間、診断電流を同期整流回路出力端子１０５へ向かって流出し、端子コンデンサ１０７を充電する。また、電流源Ｂ９０５は、スイッチＢ９０３がＯＮ、且つ、スイッチＣ９０１がＯＮの間、診断電流を同期整流回路出力端子１０５から引き込んで、端子コンデンサ１０７の電荷を引き抜く。これによって、診断電流生成回路８０１は、診断モード中に、診断電流によって端子コンデンサ１０７を充放電し、同期整流回路出力端子１０５の電圧をＶｂｉａｓへコントロールする。
　この時、診断電流が負荷１０６の動作に影響しないようにするため、負荷１０６の駆動電流より十分小さく設定する。また、これにより、負荷１０６が正常に接続されている場合であっても、診断電流による負荷１０６での電圧降下を十分小さくする事が出来、診断モード中の同期整流回路出力端子１０５の電圧は、同期整流回路出力端子１０５の状態が正常の場合には、同期整流回路出力端子１０５の電圧はＶｂｉａｓにはならずに電源電圧ＶＢ近くまで上昇する。一方、同期整流回路出力端子１０５が断線の場合には、同期整流回路出力端子１０５の電圧は診断電流によって、Ｖｂｉａｓまで持ち上げられる。なお、この時、Ｖｂｉａｓは電圧閾値とＧＮＤ電位の間に設定する必要がある。
　図１０は、本実施例の動作の一例を示すタイミングチャートである。同期整流回路出力端子１０５の接続状態が正常であるとき、時刻ｔ１０、ｔ１１では、前述のように、診断電流を十分小さく設定している場合、診断モード中の同期整流回路出力端子１０５の電圧は、図１０（ｆ）に示すように、Ｖｂｉａｓよりも高くなり、図１０（ｅ）に示す診断電流は同期整流回路出力端子１０５から引き込まれるが、図１０（ｆ）に示す同期整流回路出力端子１０５の電圧は電源電圧ＶＢ近くまで上昇する。
　同期整流回路出力端子１０５が断線状態であった場合は、診断モードに移行直後の時刻ｔ１２では、同期整流回路出力端子１０５の電圧は、図１０（ｆ）に示すように、ＧＮＤであるため、図１０（ｅ）に示す診断電流は同期整流回路出力端子１０５へ流入され、同期整流回路出力端子１０５の電圧は、図１０（ｆ）に示すように、Ｖｂｉａｓまで持ち上げられる。同期整流回路出力端子１０５の電圧がＶｂｉａｓに達すると、図１０（ｅ）に示す診断電流は流出する側と引き込まれる側が平衡状態となるため、トータルとして０Ａになる。
　電圧モニタ回路１１１は、診断モード中に同期整流回路出力端子１０５の電圧が、フィルタ時間の間電圧閾値以下となる状態が継続したことを検出し、同期整流回路出力端子１０５の状態を断線と判定して、図１０（ｋ）に示す断線診断結果ＢをＨとして出力する。その結果、図１０（ｌ）に示すようにＯＲゲート１１２は断線診断結果Ｃを、断線状態としてＨ出力する。
　以上の様に、診断電流生成回路８０１によって、診断モード中の同期整流回路出力端子１０５の電圧をコントロールすることにより、より安定した診断が可能となる。例えば、断線状態にもかかわらず外乱ノイズによって同期整流回路出力端子１０５の電圧が電圧閾値以上となった場合に、診断電流を引き込み、同期整流回路出力端子１０５の電圧をフィルタ時間内に引き下げれば、誤った正常状態判定を防ぐことが出来る。
　また、本実施例を利用すれば、同期整流回路出力端子１０５が断線しかけの状態で、同期整流回路出力端子１０５と負荷１０６の電源電圧ＶＢとの間が高抵抗となった場合を断線状態として検出することが出来る。具体的には、断線状態として検出したい同期整流回路出力端子１０５と負荷１０６の電源間の抵抗値をＲ、引き込まれる診断電流がＩとすると、同期整流回路出力端子１０５の電圧は、ＶＢ－Ｉ×Ｒとなる。この電圧値が電圧閾値より低くなるように診断電流Ｉの値を設定することで、抵抗値Ｒを断線状態として検出可能となる。
　図８から図１０で示した第４の実施例では、負荷１０６が電源電圧ＶＢに対して接続されたローサイド構成を例に説明したが、ハイサイド構成であってもよい。ハイサイド構成の場合でも同様に、安定した診断と、断線しかけの状態を検出可能である。但し、この時のＶｂｉａｓの値は電圧閾値と電源電圧ＶＢの間に設定する必要がある。
［第５の実施例］
　図１１は、第５の実施例における回路構成図である。本実施例はエンジンのバルブタイミング制御システム（以下、ＶＴＣ：Ｖａｌｖｅ　Ｔｉｍｉｎｇ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｓｙｓｔｅｍ）１１０１と、故障判定回路１１０２と、警告灯１１０３の構成が第１の実施例とは異なる。なお、第１の実施例と共通する構成に関しては、同一の符号を付して説明を省略する。
　本実施例に於いて、負荷駆動装置１０１は、自動車に搭載され、ＶＴＣ１１０１に組み込まれたソレノイドバルブを駆動することで、ＶＴＣ１１０１を制御する。
　ＶＴＣ１１０１は、エンジンの回転数、温度、負荷等の運転状況に応じてエンジンのバルブタイミングを連続的に変化させる役割を果たし、これにより全運転領域で最適なバルブタイミングが得られるため、エンジンから排出される排気ガス中の大気汚染物質を低減するとともに、燃料消費やエンジン出力・性能を改善する。
　故障判定回路１１０２は、断線診断結果ＣがＨであった場合に、警告灯１１０３を点灯させて、ＶＴＣ１１０１の断線をユーザーに知らせる。この時、故障判定回路１１０２は、例えば、一定期間の間連続して断線診断結果ＣのＨを検出した場合にのみ、ＶＴＣ１１０１が間違いなく断線していると判断して、警告灯１１０３を点灯させるなどして、より確実な警告を実施することも出来る。
　本実施例の様に、診断モード中にハイサイドＦＥＴ１０２と、ローサイドＦＥＴ１０３の両ＦＥＴをＯＦＦして実施する断線診断をＶＴＣ１１０１に適用することで、高Ｄｕｔｙ比から低Ｄｕｔｙ比の全運転領域に於いて、断線診断が可能となり、更に、ＶＴＣ１１０１の駆動電流が小さくなるような運転領域に於いても、ＶＴＣ１１０１の動作への影響を抑えながら断線診断を確実に実施することが出来るため、断線診断による排気ガス中の大気汚染物質の増加と、燃料消費やエンジン出力・性能の悪化を低減することが出来る。
　以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）負荷駆動装置１０１は、駆動側スイッチング素子（ハイサイドＦＥＴ１０２またはローサイドＦＥＴ１０３）および還流側スイッチング素子（ローサイドＦＥＴ１０３またはハイサイドＦＥＴ１０２）を有する同期整流回路１０４と、同期整流回路１０４を制御するドライバ制御回路１０８と、同期整流回路１０４の出力端子の電圧をモニタする電圧モニタ回路１１１と、を備え、ドライバ制御回路１０８は、診断指令を受け付けたら、駆動側スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わるときに還流側スイッチング素子も共にＯＦＦとなるように制御し、電圧モニタ回路１１１は、駆動側スイッチング素子および還流側スイッチング素子が共にＯＦＦとなる期間に、モニタする電圧が所定の電圧範囲であった場合に、正常状態を検出する。これにより、低負荷電流での駆動中に、同期整流回路の出力側が断線状態か正常状態かを短時間で検出することが可能である。
　本発明は、上記の実施例に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の実施例を組み合わせた構成としてもよい。
　１０１　負荷駆動装置
　１０２　ハイサイドＦＥＴ
　１０３　ローサイドＦＥＴ
　１０４　同期整流回路
　１０５　同期整流回路出力端子
　１０６　負荷
　１０７　端子コンデンサ
　１０８　ドライバ制御回路
　１０９　電流検出回路
　１１０　診断要否判定回路
　１１１　電圧モニタ回路
　１１２　ＯＲゲート
　４０１　負荷
　６０１　ＰＷＭ指令生成回路
　８０１　診断電流生成回路
　９０１　スイッチＣ
　９０２　スイッチＡ
　９０３　スイッチＢ
　９０４　電流源Ａ
　９０５　電流源Ｂ
　９０６　コンパレータ
　９０７　インバータ
　１１０１　ＶＴＣ（Ｖａｌｖｅ　Ｔｉｍｉｎｇ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｓｙｓｔｅｍ）
　１１０２　故障判定回路
　１１０３　警告灯

Claims (13)

  1. 　駆動側スイッチング素子および還流側スイッチング素子を有する同期整流回路と、前記同期整流回路を制御するドライバ制御回路と、前記同期整流回路の出力端子の電圧をモニタする電圧モニタ回路と、を備え、前記ドライバ制御回路は、診断指令を受け付けたら、前記駆動側スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わるときに前記還流側スイッチング素子も共にＯＦＦとなるように制御し、前記電圧モニタ回路は、前記駆動側スイッチング素子および前記還流側スイッチング素子が共にＯＦＦとなる期間に、モニタする前記電圧が所定の電圧範囲であった場合に、正常状態を検出する負荷駆動装置。
  2. 　前記電圧モニタ回路は、正常状態を検出した場合に、前記ドライバ制御回路に正常状態を示す信号を送信し、前記ドライバ制御回路は、前記正常状態を示す信号を受け取った場合には、前記還流側スイッチング素子と前記駆動側スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を再開する請求項１に記載の負荷駆動装置。
  3. 　前記電圧モニタ回路は、前記出力端子の電圧が所定のフィルタ時間の間に前記所定の電圧範囲であった場合に正常状態あると判定する請求項２に記載の負荷駆動装置。
  4. 　前記同期整流回路に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路からの電流検出結果が所定の値以下であった場合に、前記診断指令を前記ドライバ制御回路へ出力する診断要否判定回路を備えた請求項３に記載の負荷駆動装置。
  5. 　入力される前記同期整流回路のＤｕｔｙ比が所定のＤｕｔｙ比以下であった場合に、前記診断指令を前記ドライバ制御回路へ出力する診断要否判定回路を備えた請求項３に記載の負荷駆動装置。
  6. 　入力される前記同期整流回路の電源電圧が所定の電源電圧閾値以下であれば、前記診断指令を出力する診断要否判定回路を備える請求項３に記載の負荷駆動装置。
  7. 　前記診断要否判定回路は、前記電流検出回路からの電流検出結果が所定の電流以下であり、かつ、入力される前記同期整流回路のＤｕｔｙ比が所定のＤｕｔｙ比以下の場合に、前記診断指令を出力する請求項４に記載の負荷駆動装置。
  8. 　前記診断要否判定回路は、前記電流検出回路からの電流検出結果が所定の電流以下であり、かつ、入力される前記同期整流回路の電源電圧が所定の電圧以下の場合に、前記診断指令を出力する請求項４に記載の負荷駆動装置。
  9. 　前記診断要否判定回路は、前記電流検出回路からの電流検出結果が所定の電流以下であり、かつ、入力される前記同期整流回路のＤｕｔｙ比と入力される前記同期整流回路の電源電圧の積が所定の積以下の場合に、前記診断指令を出力する請求項４に記載の負荷駆動装置。
  10. 　前記電流検出結果と、前記電流検出結果が不正確であることを示すインコレクト信号とを基に、前記同期整流回路の電流が入力される電流指令値と等しくなるようＰＷＭ指令を生成し、生成した前記ＰＷＭ指令を前記ドライバ制御回路へ出力するＰＷＭ指令生成回路を備え、前記電流検出回路は、前記駆動側スイッチング素子と前記還流側スイッチング素子とが前記診断指令を受けてともにＯＦＦしている期間を含む期間に検出された電流値を出力する際に、前記インコレクト信号を前記ＰＷＭ指令生成回路へ出力する請求項４に記載の負荷駆動装置。
  11. 　前記出力端子は診断電流生成回路に接続され、前記診断電流生成回路は断線診断中に前記出力端子の電圧に応じて電流を流すことで、前記出力端子の電圧を所定の電圧へ調整する請求項１に記載の負荷駆動装置。
  12. 　前記負荷駆動装置は、負荷としてバルブタイミング制御システムに組み込まれたソレノイドバルブを駆動するものである請求項１から１１までのいずれか一項に記載の負荷駆動装置。
  13. 　前記電圧モニタ回路が前記正常状態を検出しなかった場合に、前記ソレノイドバルブの故障を警告する警告装置を備えた請求項１２に記載の負荷駆動装置。
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