WO2018203387A1 - 電動機制御装置 - Google Patents

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WO2018203387A1
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axis
command value
induced voltage
control unit
current
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敏 川村
良孝 大西
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三菱電機株式会社
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/34—Arrangements for starting

Definitions

  • This invention relates to an electric motor control device for controlling the operation of a permanent magnet synchronous motor.
  • a permanent magnet synchronous motor having a permanent magnet on a rotor is generally equipped with an angle sensor that detects the rotation angle of the rotor for energization control.
  • an angle sensor that detects the rotation angle of the rotor for energization control.
  • a method of controlling the energization to the winding by estimating the rotation angle of the rotor from the induced voltage has been put into practical use.
  • One of the methods is a sensorless vector control method in which u-phase, v-phase and w-phase voltages and currents are converted into d-axis and q-axis voltages and currents, and an induced voltage on the d-axis and q-axis is used to generate a rotor.
  • Energization control is performed by estimating the rotation angle.
  • This sensorless vector control method is an excellent energization control method that maximizes the efficiency of the permanent magnet synchronous motor.
  • the electric motor control device energizes the windings at the time of starting to position the rotor in a DC excitation state and detects the shake, and the direction of the shake and the rotation direction for forced commutation are determined. If they match, forced commutation is started to accelerate the rotor according to a predetermined acceleration pattern.
  • the conventional motor control device is configured to perform forced commutation so as to accelerate the rotor according to a predetermined acceleration pattern when starting the permanent magnet synchronous motor. There is no guarantee. Thus, the conventional motor control device has a problem that it is difficult to stably start the permanent magnet synchronous motor.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to enable a stable start of a permanent magnet synchronous motor.
  • the motor control device includes a current detection unit that detects a current of a three-axis winding of a permanent magnet synchronous motor having a permanent magnet in a rotor, and a current of the three-axis winding that is detected by the current detection unit.
  • a start control unit that calculates the ⁇ -axis induced voltage and the ⁇ -axis induced voltage based on the ⁇ -axis current and the ⁇ -axis induced voltage, and switches the ⁇ -axis command value and the ⁇ -axis command value according to the ⁇ -axis induced voltage and the ⁇ -axis induced voltage; And an energization switching unit that switches energization to the three-axis windings in accordance with the ⁇ -axis command value and the ⁇ -axis command value from the unit.
  • the ⁇ -axis induced voltage and the ⁇ -axis induced voltage are calculated based on the ⁇ -axis current and the ⁇ -axis current during the period from the start to the completion of the start of the permanent magnet synchronous motor. Since the ⁇ -axis command value and the ⁇ -axis command value are switched according to the induced voltage, the permanent magnet synchronous motor can be stably started.
  • Embodiment 1 of this invention It is a block diagram which shows the structural example of the electric motor control apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention. It is a figure explaining the coordinate system used in Embodiment 1 of this invention. It is a figure which shows the equivalent circuit of a permanent magnet synchronous motor at the time of using the coordinate system of (alpha) (beta) axis
  • FIG. 4 is a diagram showing a correspondence relationship of 1-4. It is a figure which shows the correspondence of the energization phase numbers 1-4 of the energization phase pattern 1 in Embodiment 1 of this invention, an alpha-axis current command value, and a beta-axis current command value.
  • FIG. 9 is a graph showing ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , switching of energized phase numbers 1 to 4 and the like for a portion of time Ti1 to Ti2 in FIG. 10 is an enlarged graph of a portion of time Ti1 to Ti1-1 in FIG. FIG.
  • 11A is a graph showing an ⁇ -axis current I ⁇ and a ⁇ -axis current I ⁇ output from the 3-axis / 2-axis converter when simulating the operation of the motor control device according to Embodiment 1 of the present invention. It is a graph which shows (alpha) axis voltage command value V (alpha) * and (beta) axis voltage command value V (beta) * which an electric current FB part outputs. It is a block diagram which shows the structural example of the electric motor control apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention. It is a block diagram which shows the internal structural example of the starting control part in the electric motor control apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention.
  • FIG. 17 is a graph showing switching of ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , and energized phase numbers 1 to 4 and the like for a portion of time Tv1 to Tv2 in FIG.
  • FIG. 18A is a graph showing the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ output from the 3-axis / 2-axis converter when simulating the operation of the motor control device according to Embodiment 2 of the present invention
  • FIG. It is a graph which shows (alpha) axis voltage command value V (alpha) * and (beta) axis voltage command value V (beta) * which a command vector determination part outputs.
  • FIG. 20A and 20B are diagrams showing a hardware configuration example of the motor control device according to each embodiment of the present invention. It is a flowchart which shows the operation example at the time of the permanent magnet synchronous motor starting by the electric motor control apparatus which concerns on each embodiment of this invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of an electric motor control device 1 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a permanent magnet synchronous motor 4 which is a control target of the motor control device 1 includes a rotor 4a including a permanent magnet and a stator 4b including uvw three-phase windings 4u, 4v and 4w.
  • This permanent magnet synchronous motor 4 is used, for example, for driving a low-pressure fuel pump 6.
  • the low pressure fuel pump 6 supplies fuel from the fuel tank 5 to a vehicle engine (not shown).
  • the relief valve 7 is opened when the fuel pressure rises to avoid the fuel pressure from becoming abnormally high.
  • the electric motor control device 1 drives the permanent magnet synchronous motor 4 through the inverter 2 by sensorless vector control.
  • the inverter 2 is a three-phase inverter in which six switches such as an FET (Field Effect Transistor) are connected in a three-phase bridge. Between the inverter 2 and the permanent magnet synchronous motor 4, current sensors 3u, 3v, 3w for detecting currents Iu, Iv, Iw of the windings 4u, 4v, 4w are provided.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the coordinate system used in the first embodiment of the present invention, and shows the relationship between the uvw 3-phase fixed coordinates, the ⁇ 2-phase rotational coordinates, and the ⁇ 2-phase fixed coordinates.
  • the permanent magnet synchronous motor 4 an equivalent motor for one pole pair of permanent magnets provided in the rotor 4a is considered.
  • Each of the windings 4u, 4v, 4w arranged on the stator 4b is 2 / 3 ⁇ each as shown in FIG. 2 with respect to the period of one pole pair of the permanent magnet arranged on the surface of the opposing rotor 4a. The positions are shifted.
  • a coordinate rotated by a virtual angle ⁇ with respect to the u axis is taken as a ⁇ axis, and a coordinate further rotated by ⁇ / 2 from the ⁇ axis is taken as a ⁇ axis.
  • FIG. 3 is a diagram showing an equivalent circuit of the permanent magnet synchronous motor 4 when ⁇ 2 phase fixed coordinates are used in the first embodiment of the present invention.
  • the voltage-current equation of the permanent magnet synchronous motor 4 when the ⁇ 2 phase fixed coordinate is used is expressed by the equation (1).
  • V ⁇ a and V ⁇ a are ⁇ and ⁇ -axis armature voltages
  • I ⁇ a and I ⁇ a are ⁇ and ⁇ -axis armature currents
  • E ⁇ a and E ⁇ a are ⁇ and induced voltages induced in the ⁇ -axis armature winding
  • Ra winding resistance
  • La is a self-inductance of the winding
  • P is a differential operator.
  • Equation (1) is a simple equation in which Ra remains only in the diagonal term.
  • the motor control device 1 includes a current detection unit 11, a 3-axis / 2-axis conversion unit 12, a sensorless vector control unit 13, a current FB (Feedback) unit 14, a 2-axis / 3-axis conversion unit 15, and PWM (Pulse Width Modulation) control. Part 16, start control part 17, control switching part 18, and control changeover switches 19 and 20.
  • the current FB unit 14, the 2-axis / 3-axis conversion unit 15, and the PWM control unit 16 correspond to an “energization switching unit”.
  • the current detector 11 is an A / D converter that converts analog values detected by the current sensors 3u, 3v, and 3w into digital values.
  • the current detection unit 11 outputs currents Iu, Iv, and Iw that are digital values to the 3-axis / 2-axis conversion unit 12.
  • the 3-axis / 2-axis converter 12 converts the currents Iu, Iv, Iw of the uvw three-phase fixed coordinates into the currents I ⁇ , I ⁇ of the ⁇ two-phase fixed coordinates or the currents I ⁇ , I ⁇ of the two-phase rotational coordinates based on the equation (2). Convert to Hereinafter, the currents I ⁇ and I ⁇ in the ⁇ two-phase fixed coordinates are referred to as “ ⁇ -axis current I ⁇ ” and “ ⁇ -axis current I ⁇ ”, and the currents I ⁇ and I ⁇ in the ⁇ two-phase rotational coordinates are referred to as “ ⁇ -axis current I ⁇ ” and “ ⁇ -axis current I ⁇ ”. " The combination of ⁇ -axis current I ⁇ and ⁇ -axis current I ⁇ is called “current vector I ⁇ ”, and the combination of ⁇ -axis current I ⁇ and ⁇ -axis current I ⁇ is called “current vector I ⁇ ”.
  • the 3-axis / 2-axis conversion unit 12 sets the value of “0 rad” to the expression (2). Substituting into ⁇ , currents Iu, Iv, and Iw are converted into ⁇ -axis current I ⁇ and ⁇ -axis current I ⁇ .
  • the 3-axis / 2-axis conversion unit 12 Is substituted for ⁇ in equation (2) to convert the currents Iu, Iv, and Iw into a ⁇ -axis current I ⁇ and a ⁇ -axis current I ⁇ .
  • the 3-axis / 2-axis conversion unit 12 outputs the ⁇ -axis current I ⁇ and ⁇ -axis current I ⁇ or the ⁇ -axis current I ⁇ and ⁇ -axis current I ⁇ to the sensorless vector control unit 13, the current FB unit 14, and the start control unit 17.
  • the sensorless vector control unit 13 performs sensorless vector control of the permanent magnet synchronous motor 4 after the permanent magnet synchronous motor 4 has been started.
  • the sensorless vector control unit 13 starts sensorless vector control upon receiving an instruction from the control switching unit 18 after the permanent magnet synchronous motor 4 has been started.
  • the sensorless vector control unit 13 uses the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ from the 3-axis / 2-axis conversion unit 12 and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * from the current FB unit 14.
  • an angle ⁇ of the rotor 4a, a ⁇ -axis current command value I ⁇ *, and a ⁇ -axis current command value I ⁇ * are output.
  • the start control unit 17 is for starting the permanent magnet synchronous motor 4.
  • the start control unit 17 performs start control from the start of starting the permanent magnet synchronous motor 4 until receiving an instruction from the control switching unit 18.
  • the start control unit 17 directly outputs a command for setting the output voltage to the permanent magnet synchronous motor 4 to 0 V and a constant voltage command vector V ⁇ * to the 2-axis / 3-axis conversion unit 15 to perform an initial operation.
  • the start control unit 17 performs the ⁇ -axis current I ⁇ and ⁇ -axis current I ⁇ from the 3-axis / 2-axis conversion unit 12 and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and ⁇ -axis voltage command value from the current FB unit 14.
  • an ⁇ -axis current command value I ⁇ * and a ⁇ -axis current command value I ⁇ * are output.
  • the combination of ⁇ -axis current command value I ⁇ * and ⁇ -axis current command value I ⁇ * is called “current command vector I ⁇ *”, and the combination of ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * is called “voltage command vector”. It is called “V ⁇ *”.
  • the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * are an “ ⁇ -axis command value” and a “ ⁇ -axis command value”. Details of the start control unit 17 will be described later.
  • the current FB unit 14 is a current command vector I ⁇ * from the start control unit 17. And the voltage command vector V ⁇ * is manipulated so that the difference between the current vector I ⁇ from the three-axis / 2-axis converter 12 becomes zero.
  • the current FB unit 14 is supplied from the sensorless vector control unit 13. The voltage command vector V ⁇ * is manipulated so that the difference between the current command vector I ⁇ * and the current vector I ⁇ from the 3-axis / 2-axis converter 12 becomes zero.
  • the current FB unit 14 outputs the operated voltage command vector V ⁇ * or voltage command vector V ⁇ * to the sensorless vector control unit 13, the 2-axis / 3-axis conversion unit 15, and the start control unit 17. Further, the current FB unit 14 changes the feedback gain according to an instruction from the control switching unit 18 when the permanent magnet synchronous motor 4 is started and after the start is completed.
  • the current FB unit 14 operates the voltage command vector to match the current command vector with the current command vector by proportional-integral control (PI control) based on a speed-type algorithm and feedforward control.
  • PI control proportional-integral control
  • the current FB unit 14 uses relatively large values of proportional term gain, integral term gain, and feedforward term gain when starting the permanent magnet synchronous motor 4, and relatively after the permanent magnet synchronous motor 4 has been started. Use small proportional, integral, and feedforward gains.
  • the current command vector is changed stepwise according to the energized phase pattern on the ⁇ axis, which is a two-phase fixed coordinate, and therefore the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ must be changed abruptly. There is.
  • the 2-axis / 3-axis converter 15 is configured to calculate the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * or the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * based on the equation (2). Is converted into uvw three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *.
  • the 2-axis / 3-axis converter 15 outputs the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * to the PWM controller 16.
  • the PWM control unit 16 compares the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * with a triangular wave or a sawtooth wave and converts them into a duty ratio, and outputs six pulse signals that drive the six switches that constitute the inverter 2. Generate and output.
  • the control switching unit 18 instructs the start control unit 17 and the sensorless vector control unit 13 to switch between the start control by the start control unit 17 and the sensorless vector control by the sensorless vector control unit 13. Further, when the permanent magnet synchronous motor 4 is started, the control switching unit 18 switches the control switching switch 19 to the output “I ⁇ *” side of the starting control unit 17 and switches the control switching switch 20 to the “0 rad” side. When the control switching unit 18 determines that the permanent magnet synchronous motor 4 has been started, the control switching unit 19 switches the control switching switch 19 to the output “I ⁇ *” side of the sensorless vector control unit 13 and the control switching switch 20 to the sensorless vector control unit. 13 to the output “ ⁇ ” side. The control switching unit 18 instructs the current FB unit 14 to switch the feedback gain after the permanent magnet synchronous motor 4 has been started.
  • the control switching unit 18 acquires the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ from the start control unit 17. Subsequently, when the acquired ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and ⁇ -axis induced voltage E ⁇ are larger than predetermined values, the control switching unit 18 determines that the start of the permanent magnet synchronous motor 4 is completed, and the start control unit 17 In order to switch from the start control to the sensorless vector control by the sensorless vector control unit 13, the sensorless vector control unit 13, the current FB unit 14, the start control unit 17, and the control changeover switches 19 and 20 are controlled. In the above example, the start completion is determined based on the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ . However, the present invention is not limited to this determination method.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the start control unit 17 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the start control unit 17 includes a parameter measurement unit 171, an induced voltage calculation unit 172, a phase determination unit 173, a step-out determination unit 174, an energized phase control unit 175, a command vector determination unit 176, and a timing control unit 177.
  • the parameter measurement unit 171 receives the current vector I ⁇ from the 3-axis / 2-axis conversion unit 12 and the voltage command vector V ⁇ * from the timing control unit 177, and is a winding resistance that is a parameter indicating the characteristics of the permanent magnet synchronous motor 4 And winding inductance is output.
  • the parameter measurement unit 171 measures the winding resistance and the winding inductance.
  • the present invention is not limited to this, and information indicating the winding resistance and the winding inductance of the permanent magnet synchronous motor 4 is described. May be held in advance by the parameter measurement unit 171.
  • the parameter measurement unit 171 When the parameter measurement unit 171 receives a resistance measurement instruction from the timing control unit 177, the parameter measurement unit 171 similarly receives a constant voltage command vector V ⁇ * received from the timing control unit 177 and a current vector detected when the voltage command vector V ⁇ * is constant.
  • the winding resistance R is obtained by calculating Expression (3) using I ⁇ as an input.
  • the timing control unit 177 instructs the 2-axis / 3-axis conversion unit 15 to a constant voltage command vector V ⁇ *.
  • the parameter measurement unit 171 uses the current vector I ⁇ detected when the voltage command vector V ⁇ * is constant to obtain the winding resistance R from Equation (3), but this method is limited. It is not something.
  • the parameter measuring unit 171 may obtain the winding resistance R from the equation (3a) using the voltage command vector V ⁇ * operated by the current FB unit 14 when the current command vector I ⁇ * is constant. In that case, the timing control unit 177 instructs the current FB unit 14 to have a constant current command vector I ⁇ *.
  • the parameter measuring unit 171 receives an inductance measurement instruction from the timing control unit 177, the parameter measuring unit 171 has a difference ⁇ I ( i) is obtained, and the difference ⁇ I (i) is used as an input to calculate equation (4) to obtain the damping ratio ri (i). Subsequently, the parameter measurement unit 171 calculates the equation (5) to obtain the time constant ⁇ (i) of the current change. Subsequently, the parameter measurement unit 171 calculates the expression (6) to obtain the winding inductance L (i). At the time of inductance measurement, the timing control unit 177 instructs the 2-axis / 3-axis conversion unit 15 to a voltage command vector V ⁇ * of 0V.
  • the parameter measuring unit 171 uses the current vector I ⁇ detected during the period in which the voltage command vector V ⁇ * changes from a constant value to zero, and the winding inductance from the equations (4) to (6).
  • L (i) is calculated
  • the parameter measurement unit 171 obtains a difference ⁇ V (i) for each constant time interval ⁇ t of the voltage command vector V ⁇ * operated by the current FB unit 14 during a period in which the current command vector I ⁇ * changes from a constant value to zero. Then, using this difference ⁇ V (i) as an input, the equation (4a) is calculated to obtain the damping ratio rv (i).
  • the parameter measuring unit 171 calculates the equation (5a) to obtain the time constant ⁇ (i) of the current change. Subsequently, the parameter measuring unit 171 calculates the above equation (6) to obtain the winding inductance L (i). In that case, the timing control unit 177 instructs the current FB unit 14 to supply a current command vector I ⁇ * of 0 A.
  • the induced voltage calculation unit 172 includes an ⁇ -axis current command value I ⁇ * and a ⁇ -axis current command value I ⁇ * from the current FB unit 14, an ⁇ -axis current I ⁇ , a ⁇ -axis current I ⁇ , and winding resistance from the parameter measurement unit 171. With the winding inductance as an input, an ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and a ⁇ -axis induced voltage E ⁇ are output. Specifically, the induced voltage calculation unit 172 performs an inverse calculation of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ from Equation (1).
  • the induced voltage calculation unit 172 stops calculating the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ while receiving an induced voltage calculation mask instruction from the energized phase control unit 175 when the energized phase number to be described later is switched. . This is to remove noise generated when the energized phase is switched. This noise is a spike described in FIG. 11B.
  • the phase determination unit 173 determines a phase number representing the phase angle of the rotor 4a based on the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ from the induced voltage calculation unit 172.
  • the phase determination unit 173 outputs the determined phase number to the step-out determination unit 174.
  • FIG. 5 shows ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , ⁇ E ⁇ , phase numbers 1 to 8, energized phase numbers 1 to 4 of energized phase pattern 1, and energized phase pattern 2 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing a correspondence relationship between energized phase numbers 1 to 4; In FIG. 5, “T” is true and “F” is false.
  • FIG. 5 shows an example in which the rotor 4a is rotated from the ⁇ axis to the ⁇ axis. When the rotor 4a is rotated from the ⁇ -axis to the ⁇ -axis, the phase number shifts in the reverse order of FIG. 5, that is, from “8” to “1”. It is assumed that an instruction is given to each part of the start control unit 17 from the outside regarding the rotation direction.
  • the phase determination unit 173 has a magnitude relationship between the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , a magnitude relationship between the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage ⁇ E ⁇ , and a relationship between the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and zero.
  • the magnitude relation and the magnitude relation between the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and zero are compared, and the phase number corresponding to the four comparison results is determined. For example, when “E ⁇ > E ⁇ ”, “E ⁇ ⁇ ⁇ E ⁇ ”, “E ⁇ > 0”, and “E ⁇ ⁇ 0”, the phase determination unit 173 determines that the phase number is “1”.
  • the step-out determination unit 174 compares the transition of the phase number output from the phase determination unit 173 with a predetermined phase pattern, and the phase number output from the phase determination unit 173 is different from the predetermined phase pattern. It is determined to be out of step.
  • the predetermined phase pattern is a pattern in which the phase numbers 1 to 8 are repeated in this order. For example, when the previous phase number is “1” and the current phase number is “2”, the step-out determination unit 174 moves out of phase according to a predetermined phase pattern. Judge that it is not. On the other hand, when the previous phase number is “1” and the current phase number is “3” or “8”, the step-out determination unit 174 does not change according to a predetermined phase pattern.
  • the step-out determination unit 174 can determine the step-out of eight times while the rotor 4a rotates once.
  • step-out determination unit 174 may determine step-out once and immediately notify the timing control unit 177 that the step-out has occurred, or may perform step-out continuously for a predetermined number of times (for example, 10 times). When it is determined, the timing control unit 177 may be notified of the step-out.
  • the energized phase control unit 175 determines the energized phase number based on the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ from the induced voltage calculation unit 172.
  • the energized phase control unit 175 may be configured to use only one of the energized phase pattern 1 and the energized phase pattern 2, or the energized phase pattern 1 and the energized phase pattern 2 are changed according to an instruction given from the outside. It may be configured to switch.
  • the energized phase control unit 175 determines the magnitude relationship between the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage ⁇ E ⁇ shown in FIG. And the energized phase number corresponding to the two comparison results are determined. For example, the energized phase control unit 175 determines that the energized phase number is “1” when “E ⁇ > E ⁇ ” and “E ⁇ > ⁇ E ⁇ ”. As is apparent from FIG. 5, in the case of the energized phase pattern 1, the energized phase number is switched at every timing when the absolute value of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the absolute value of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ are equal.
  • the energized phase control unit 175 compares the magnitude relationship between the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and zero and the magnitude relationship between the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and zero shown in FIG. The energized phase number corresponding to the comparison result is determined. For example, when “E ⁇ > 0” and “E ⁇ ⁇ 0”, the energized phase control unit 175 determines that the energized phase number is “1”. As is clear from FIG. 5, in the energized phase pattern 2, the energized phase number is switched every time the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ becomes zero and every time the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ becomes zero.
  • the energized phase control unit 175 starts to output the energized phase number to the command vector determination unit 176 when receiving an instruction to start the energized phase number switching from the timing control unit 177.
  • the energized phase control unit 175 outputs an induced voltage calculation mask instruction to the induced voltage calculation unit 172 when switching the energized phase number, and notifies the timing control unit 177 that the energized phase number has been switched.
  • the energized phase control unit 175 does not switch the energized phase number when the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ from the induced voltage calculation unit 172 are equal to or lower than a threshold (for example, 0.1 V), and is larger than the threshold. Switch the energized phase number.
  • a threshold for example, 0.1 V
  • the energized phase control unit 175 switches the energized phase number when a forced switching instruction is received from the timing control unit 177.
  • the command vector determination unit 176 outputs an ⁇ -axis current command value I ⁇ * and a ⁇ -axis current command value I ⁇ * corresponding to the energized phase number of the energized phase pattern indicated by the energized phase control unit 175.
  • FIG. 6 is a diagram showing a correspondence relationship between the energized phase numbers 1 to 4 of the energized phase pattern 1 in the first embodiment of the present invention, the ⁇ -axis current command value I ⁇ *, and the ⁇ -axis current command value I ⁇ *.
  • FIG. 7 is a diagram showing a correspondence relationship between energized phase numbers 1 to 4 of the energized phase pattern 2, the ⁇ -axis current command value I ⁇ *, and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * in the first embodiment of the present invention.
  • “i0” is a predetermined positive current value (for example, 20 A)
  • ⁇ i0” is a predetermined negative current value (for example, ⁇ 20 A).
  • 6 and 7 show an example in which the rotor 4a is rotated from the ⁇ axis to the ⁇ axis.
  • command vector determining unit 176 When command vector determining unit 176 receives energized phase numbers 1 to 4 of energized phase pattern 1 from energized phase control unit 175 in this order, current command vector composed of ⁇ -axis current command value I ⁇ * and ⁇ -axis current command value I ⁇ *. As shown in FIG. 6, (I ⁇ *, I ⁇ *) is switched in the order of (i0, 0), (0, i0), ( ⁇ i0, 0), (0, ⁇ i0) to the current FB section 14. Output.
  • the command vector determination unit 176 converts the current command vectors (I ⁇ *, I ⁇ *) to (0, i0), (i0, 0), (0, ⁇ i0) and ( ⁇ 0i, 0) are switched in this order and output to the current FB section 14.
  • command vector determining unit 176 When command vector determining unit 176 receives energized phase numbers 1 to 4 of energized phase pattern 2 from energized phase control unit 175 in this order, current command vectors (I ⁇ *, I ⁇ *) are as shown in FIG. (i0, -i0), (i0, i0), (-i0, i0), (-i0, -i0) are switched in this order and output to the current FB section 14.
  • the command vector determination unit 176 converts the current command vectors (I ⁇ *, I ⁇ *) to ( ⁇ i0, i0), ( ⁇ i0, ⁇ i0), ( i0, -i0) and (i0, i0) are switched in this order and output to the current FB section 14.
  • the current FB unit 14 can change the ⁇ -axis current I ⁇ and ⁇ -axis.
  • the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * are manipulated so that the current I ⁇ matches the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis current command value I ⁇ *.
  • the induced voltage calculation unit 172 uses the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ *, the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ *, the ⁇ -axis current I ⁇ , and the ⁇ -axis current I ⁇ at this time to generate an ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and a ⁇ -axis induced voltage. E ⁇ is calculated.
  • the timing control unit 177 controls the operation timing of the parameter measurement unit 171, the induced voltage calculation unit 172, the energized phase control unit 175, and the like when the permanent magnet synchronous motor 4 is started and when the step-out determination unit 174 is out of step. Specifically, the timing control unit 177 starts counting when the permanent magnet synchronous motor 4 starts, and counts 1 every 0.5 milliseconds. Further, when the timing control unit 177 receives a notification of step-out from the step-out determination unit 174, the timing control unit 177 resets the count value to zero.
  • FIG. 8 is a graph showing a result of simulating the operation of the electric motor control device 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • the top graph in FIG. 8 is the angle of the rotor 4 a, and the second graph from the top is the count value of the timing control unit 177.
  • the bottom graph shows the timing of the step-out determination notification by the step-out determination unit 174 from the top, the feedback control of the current FB unit 14 is stopped, and the voltage command vector is sent from the timing control unit 177 to the 2-axis / 3-axis conversion unit 15.
  • Timing to notify directly timing to directly notify the command of the output voltage 0V from the timing controller 177 to the 2-axis / 3-axis converter 15, timing to notify the winding inductance measurement instruction from the timing controller 177 to the parameter measuring unit 171, This is the timing at which the winding resistance measurement instruction is notified from the timing control unit 177 to the parameter measurement unit 171.
  • the high value side of each graph is the notification timing.
  • the step-out determination unit 174 notifies the timing control unit 177 when the step-out determination is continuously performed ten times.
  • the timing control unit 177 outputs a voltage command vector for setting the output voltage to the permanent magnet synchronous motor 4 to “0V” to the 2-axis / 3-axis conversion unit 15 until the count value changes from zero to 100.
  • This period is a period for the current detector 11 to calibrate the A / D converter. Further, this period is a period for braking the rotor 4a immediately after stepping out and resetting.
  • the timing control unit 177 issues a command so that the output voltage to the permanent magnet synchronous motor 4 becomes “0 V”
  • the inverter 2 turns on all three high voltage side switches of u phase, v phase and w phase. To brake the rotation of the rotor 4a.
  • the inverter 2 may be braked by turning on all three low-voltage side switches of the u phase, the v phase, and the w phase.
  • the timing control unit 177 instructs the parameter measurement unit 171 to measure resistance during the period from the count value 101 to 500. Further, the timing control unit 177 applies a constant voltage command vector V ⁇ * to 2 in order to apply a voltage to the permanent magnet synchronous motor 4 and measure the winding resistance during the period from the count value 101 to 500. Directly output to the axis / 3-axis converter 15.
  • the timing control unit 177 instructs the parameter measurement unit 171 to measure inductance during the period from the count value 501 to 1000. In addition, the timing control unit 177 stops the voltage application to the permanent magnet synchronous motor 4 and decreases the current to measure the winding inductance during the period from the count value 501 to 1000. A voltage command vector for setting the output voltage to the synchronous motor 4 to “0 V” is output to the 2-axis / 3-axis converter 15. The initialization operation ends in a period until the count value reaches 1000. When the count value reaches 1001, the timing control unit 177 outputs an instruction to start energized phase number switching to the energized phase control unit 175.
  • the timing control unit 177 returns the count value to 1001 and restarts counting when the notification of energized phase number switching is received from the energized phase control unit 175 or when the count value reaches 1500. Note that the timing control unit 177 outputs a forced switching instruction to the energized phase control unit 175 when the energized phase number does not switch during the period from the count value 1001 to 1500. Therefore, even if the state where the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ are below the threshold value continues, the energized phase number is forcibly switched, and the rotor 4a is accelerated from time Ti1 in FIG.
  • the angle of the rotor 4a increases as shown in the graph. However, at time Ti2, the rotor 4a collides with the stopper, and the rotation direction of the rotor 4a is reversed.
  • the step-out determination unit 174 determines step-out and notifies the timing control unit 177. Receiving this notification, the timing control unit 177 resets the count value to zero and restarts counting. The timing control unit 177 repeats the initialization operation between the count value zero and 1000 after resetting the time Ti3. At this time, the rotation direction of the rotor 4a is reversed even when the initialization is completed.
  • the rotor 4a collides with the stopper again, the step-out determination unit 174 determines step-out, and the timing control unit 177 starts initialization again.
  • FIG. 9 is a graph showing the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , the switching of the energized phase numbers 1 to 4 and the like for the time period Ti1 to Ti2 in FIG.
  • FIG. 10 is an enlarged graph of the portion of time Ti1 to Ti1-1 in FIG.
  • the graphs of FIGS. 9 and 10 are graphs showing the results of simulation similar to FIG. 9 and 10 are the angles of the rotor 4a, the second graph from the top is the count value of the timing controller 177, and the third graph from the top is calculated by the induced voltage calculator 172.
  • the upper side of the fourth graph from the top shows the timing of notifying the induced voltage calculation mask instruction from the energized phase control unit 175 to the induced voltage calculation unit 172.
  • the high price side is the notification timing.
  • the lower side of the fourth graph from the top shows timing when the energized phase control unit 175 determines that the induced voltage is not more than the threshold value and the energized phase is not switched. This is the timing when the low value side determines not to switch.
  • the bottom graph shows the energized phase number determination value determined by the energized phase control unit 175 according to the combination of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , and the energized phase control unit 175 to the command vector determining unit 176. Indicates the output current phase number output value.
  • the energized phase number is appropriately switched by the energized phase control unit 175 during the times Ti1 and Ti2 in FIG. 9 and the rotor 4a is normally accelerated.
  • the energized phase number is switched at every timing when the absolute value of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the absolute value of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ are equal. I understand.
  • FIG. 11A is a graph showing an ⁇ -axis current I ⁇ and a ⁇ -axis current I ⁇ output from the 3-axis / 2-axis converter 12 when simulating the operation of the electric motor control device 1 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 11B is a graph showing the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * output from the current FB section 14.
  • the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage are switched when the energized phase number is switched.
  • a large spike occurs in the command value V ⁇ *. Since this spike makes it difficult for the induced voltage calculation unit 172 to calculate the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , the energized phase control unit 175 causes the induced voltage calculation unit 172 when the energized phase number where the spike occurs is switched.
  • the induced voltage calculation mask instruction is output for the induced voltage, and the induced voltage calculation unit 172 stops calculating the induced voltage for the period of this instruction.
  • the current FB unit 14 performs feedback control so that the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ become 20A that is an ⁇ -axis current command value I ⁇ * and a ⁇ -axis current command value I ⁇ *. Therefore, the magnitudes of the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ do not change over time.
  • the current FB section 14 outputs an ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and a ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * of about 1.5 V immediately after starting.
  • the electric motor control device 1 includes the current detection unit 11, the 3-axis / 2-axis conversion unit 12, and the start control unit 17.
  • the current detector 11 detects the currents Iu, Iv, Iw of the windings 4u, 4v, 4w of the permanent magnet synchronous motor 4 having a permanent magnet in the rotor 4a.
  • the 3-axis / 2-axis converter 12 converts the currents Iu, Iv, Iw of the windings 4u, 4v, 4w detected by the current detector 11 into an ⁇ -axis current I ⁇ and a ⁇ -axis current I ⁇ in fixed coordinates.
  • the start control unit 17 determines the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ based on the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ converted by the 3-axis / 2-axis conversion unit 12 during the period from the start of the permanent magnet synchronous motor 4 to the completion of the start.
  • the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ is calculated, and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * are switched according to the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ .
  • the start control unit 17 has three axes / axis already mounted for this sensorless vector control.
  • the biaxial conversion unit 12, the current FB unit 14, the 2-axis / 3-axis conversion unit 15, and the PWM control unit 16 can be used.
  • control method of the permanent magnet synchronous motor 4 after the start is completed is not limited to the sensorless vector control.
  • the start control unit 17 of the first embodiment calculates the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ at every timing when the absolute value of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the absolute value of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ are equal. Switching to the combination of the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * corresponding to the combination. That is, the start control unit 17 switches between the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * according to the energized phase numbers 1 to 4 of the energized phase pattern 1.
  • the start control unit 17 combines the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ at every timing when the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ becomes zero and every time when the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ becomes zero. May be switched to an ⁇ -axis current command value I ⁇ * and a ⁇ -axis current command value I ⁇ * corresponding to. That is, the start control unit 17 switches between the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * according to the energized phase numbers 1 to 4 of the energized phase pattern 2.
  • the electric current larger than the energization phase pattern 1 can be supplied with the permanent magnet synchronous motor 4, and the torque at the time of starting will become large.
  • the drive since it can be energized in the same direction as the induced voltage generated on the energized shaft, the drive is optimal. Even if parameters such as winding resistance and winding inductance of the permanent magnet synchronous motor 4 are unknown, or even if the parameter value changes due to a temperature rise or the like, the temperature distribution in the permanent magnet synchronous motor 4 is uniform.
  • the change rate of the parameter is the same between the ⁇ axis and the ⁇ axis. Therefore, the timing at which the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ cross zero is not changed. Therefore, stable energization switching becomes possible.
  • the start control unit 17 of the first embodiment switches the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * to zero, a positive constant value, or a negative constant value.
  • the start control unit 17 of the first embodiment does not switch between the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * when the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ are equal to or less than the threshold values. Thereby, it is possible to prevent erroneous determination of energization switching when the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ are small.
  • the start control unit 17 of the first embodiment performs the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis The current command value I ⁇ * is forcibly switched.
  • the motor control device 1 includes a sensorless vector control unit that outputs a ⁇ -axis current command value I ⁇ * and a ⁇ -axis current command value I ⁇ * based on the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ of the rotational coordinates. 13 and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and ⁇ -axis current command value I ⁇ * output from the start control unit 17 or the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and ⁇ -axis current command value I ⁇ * output from the sensorless vector control unit 13.
  • the current FB section 14 that performs current feedback control and the period from the start of the permanent magnet synchronous motor 4 to the start completion are switched to the control by the start control section 17, and after the permanent magnet synchronous motor 4 is started, the sensorless vector And a control switching unit 18 for switching to control by the control unit 13.
  • the current FB unit 14 makes the feedback gain at the time of control by the start control unit 17 larger than the feedback gain at the time of control by the sensorless vector control unit 13.
  • the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ can be suddenly changed when the permanent magnet synchronous motor 4 is started, and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ can be calculated more reliably.
  • the start control unit 17 of the first embodiment determines in advance a combination of an ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and a ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * corresponding to a combination of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ .
  • the step-out of the permanent magnet synchronous motor 4 is determined by comparing the phase pattern in which the combination of the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * appears. Since step-out can be determined using the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , it is not necessary to add a function for step-out determination. Therefore, step-out can be easily determined.
  • the current drive according to the first embodiment can apply a higher voltage than the voltage drive described in the second embodiment, the rotation of the rotor 4a becomes faster and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage are increased. E ⁇ becomes large, and the determination of step-out becomes easy.
  • the start control unit 17 performs the timing when the absolute value of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the absolute value of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ are equal, the timing when the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ becomes zero, and the ⁇ -axis A step-out is determined every time the induced voltage E ⁇ becomes zero. Thereby, it can be determined immediately when a step-out occurs.
  • Embodiment 2 The motor control device 1 of the first embodiment employs a current drive system that feedback-controls the energization current to the permanent magnet synchronous motor 4.
  • the motor control device 1 of the second embodiment employs a voltage drive system that controls the voltage applied to the permanent magnet synchronous motor 4.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration example of the electric motor control device 1 according to the second embodiment of the present invention.
  • the motor control device 1 according to the second embodiment includes a current detection unit 11, a 3-axis / 2-axis conversion unit 12, a sensorless vector control unit 23, a 2-axis / 3-axis conversion unit 15, a PWM control unit 16, and a start control unit 27.
  • the control changeover unit 18 and the control changeover switches 19 and 20 are included.
  • the 2-axis / 3-axis converter 15 and the PWM controller 16 correspond to an “energization switching unit”. 12 that are the same as or correspond to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the sensorless vector control unit 23 performs sensorless vector control of the permanent magnet synchronous motor 4 after the permanent magnet synchronous motor 4 has been started.
  • the sensorless vector control unit 23 of the second embodiment receives the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ from the 3-axis / 2-axis conversion unit 12 as input, and the angle ⁇ of the rotor 4a and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ . * And ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * are output. Since sensorless vector control is a well-known technique, description thereof is omitted.
  • the start control unit 27 is for starting the permanent magnet synchronous motor 4 in the same manner as the start control unit 17 of the first embodiment. However, the start control unit 27 of the second embodiment receives the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ from the 3-axis / 2-axis conversion unit 12 as inputs, and receives the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ . * Is output.
  • the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * are “ ⁇ -axis command value” and “ ⁇ -axis command value”.
  • FIG. 13 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the start control unit 27 in Embodiment 2 of the present invention.
  • the start control unit 27 includes a parameter measurement unit 171, an induced voltage calculation unit 172, a phase determination unit 173, a step-out determination unit 174, an energized phase control unit 175, a command vector determination unit 276, and a timing control unit 177. 13 that are the same as or correspond to those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the command vector determining unit 276 generates the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * corresponding to the energized phase number of the energized phase pattern indicated by the energized phase control unit 175, and the induced voltage calculating unit 172 and the biaxial / 3-axis conversion unit 15 for output.
  • FIG. 14 is a diagram showing a correspondence relationship between the energized phase numbers 1 to 4 of the energized phase pattern 1, the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ *, and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * in the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a diagram showing a correspondence relationship between energized phase numbers 1 to 4 of the energized phase pattern 2, the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ *, and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * in the second embodiment of the present invention.
  • “v0” is a predetermined positive voltage value (for example, 1.5V)
  • ⁇ v0” is a predetermined negative voltage value (for example, ⁇ 1.5V). is there.
  • 14 and 15 show an example in which the rotor 4a is rotated from the ⁇ axis to the ⁇ axis.
  • command vector determining unit 276 When command vector determining unit 276 receives energized phase numbers 1 to 4 of energized phase pattern 1 from energized phase control unit 175 in this order, voltage command vector composed of ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and ⁇ -axis voltage command value V ⁇ *. (V ⁇ *, V ⁇ *) are switched in the order of (v0, 0), (0, v0), ( ⁇ v0, 0), (0, ⁇ v0) as shown in FIG.
  • the command vector determination unit 276 converts the voltage command vectors (V ⁇ *, V ⁇ *) to (0, v0), (v0, 0), (0, ⁇ v0) and ( ⁇ v0, 0) are switched in this order.
  • command vector determining unit 276 When command vector determining unit 276 receives energized phase numbers 1 to 4 of energized phase pattern 2 from energized phase control unit 175 in this order, voltage command vectors (V ⁇ *, V ⁇ *) are as shown in FIG. (v0, -v0), (v0, v0), (-v0, v0), (-v0, -v0) are switched in this order.
  • the command vector determination unit 276 converts the voltage command vectors (V ⁇ *, V ⁇ *) to ( ⁇ v0, v0), ( ⁇ v0, ⁇ v0), ( v0, -v0) and (v0, v0) are switched in this order.
  • the command vector determination unit 276 switches between the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * every time the energized phase number is switched, so that a current corresponding to these command values is supplied to the winding 4u. , 4v, 4w.
  • the induced voltage calculation unit 172 uses the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ *, the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ *, the ⁇ -axis current I ⁇ , and the ⁇ -axis current I ⁇ at this time to generate an ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and a ⁇ -axis induced voltage. E ⁇ is calculated.
  • FIG. 16 is a graph showing a result of simulating the operation of the electric motor control device 1 according to the second embodiment of the present invention.
  • the top graph in FIG. 16 is the angle of the rotor 4 a, and the second graph from the top is the count value of the timing control unit 177.
  • the bottom graph shows the timing of the step-out determination notification by the step-out determination unit 174 from the top, the timing at which the voltage control vector is directly notified from the timing control unit 177 to the 2-axis / 3-axis conversion unit 15, and the timing control unit 177-2.
  • the timing at which the command for the output voltage 0 V is directly notified to the axis / 3-axis converter 15, the timing at which the winding inductance measurement instruction is notified from the timing controller 177 to the parameter measuring unit 171, and the winding from the timing controller 177 to the parameter measuring unit 171 This is the timing to notify the line resistance measurement instruction.
  • the high value side of each graph is the notification timing.
  • the step-out determination unit 174 notifies the timing control unit 177 when the step-out determination is continuously performed ten times.
  • the start control unit 27 performs the initialization operation as in the first embodiment, and then accelerates the rotor 4a at “acceleration 1” from time Tv1 to Tv2.
  • the rotor 4a collides with the stopper, and the rotation direction of the rotor 4a is reversed.
  • the step-out determination unit 174 determines step-out and notifies the timing control unit 177. Receiving this notification, the timing control unit 177 performs reinitialization.
  • the step-out determination unit 174 determines step-out at time Tv4, and the timing control unit 177 starts initialization again, and re-accelerates from time Tv5.
  • the rotor 4a collides with the stopper again, and the step-out determination unit 174 determines step-out.
  • the start control unit 27 is braked and restarted at the time of step out determination, but recovery from step out may be achieved by other methods.
  • the timing control unit 177 temporarily stops the switching of the energized phase number, and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and ⁇ -axis It instructs the energized phase control unit 175 to maintain the voltage command value V ⁇ *.
  • the step-out determination unit 174 determines that the phase number has recovered from the step-out when the phase number starts to change along the predetermined phase pattern, and the timing control unit 177 determines the current-carrying phase to the current-carrying phase control unit 175. Instructs switching of the number to resume.
  • FIG. 17 is a graph showing the switching of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , and the energized phase numbers 1 to 4 for the time Tv1 to Tv2 portion of FIG.
  • the top graph in FIG. 17 is the angle of the rotor 4a
  • the second graph from the top is the count value of the timing control unit 177
  • the third graph from the top is the ⁇ -axis induction calculated by the induced voltage calculation unit 172.
  • the voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ The upper side of the fourth graph from the top shows the timing of notifying the induced voltage calculation mask instruction from the energized phase control unit 175 to the induced voltage calculation unit 172.
  • the high price side is the notification timing.
  • the lower side of the fourth graph from the top shows timing when the energized phase control unit 175 determines that the induced voltage is not more than the threshold value and the energized phase is not switched. This is the timing when the low value side determines not to switch.
  • the bottom graph shows the energized phase number determination value determined according to the combination of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ in the energized phase control unit 175, and the energized phase control unit 175 to the command vector determining unit 276. Indicates the output current phase number output value. It can be seen that the energized phase number is appropriately switched by the energized phase control unit 175 during the times Tv1 to Tv2 in FIG. 17 and the rotor 4a is normally accelerated.
  • FIG. 18A is a graph showing an ⁇ -axis current I ⁇ and a ⁇ -axis current I ⁇ output by the 3-axis / 2-axis converter 12 when simulating the operation of the electric motor control device 1 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 18B is a graph showing the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * output from the command vector determination unit 276.
  • spikes generated in the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ in FIG. 18A are smaller than spikes generated in the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ in FIG. 11A. Therefore, the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ can be calculated more easily in the voltage drive in the second embodiment than in the current drive in the first embodiment.
  • the magnitudes of the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ are constant regardless of the increase in the rotational speed of the rotor 4a.
  • the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * are constant, so that the rotation speed increases and the ⁇ -axis induced voltage is increased.
  • E ⁇ and ⁇ -axis induced voltage E ⁇ increase, ⁇ -axis current I ⁇ and ⁇ -axis current I ⁇ decrease as shown in FIG. 18A. Therefore, the acceleration of the rotor 4a is gentler in the voltage driving in the second embodiment than in the current driving in the first embodiment.
  • FIG. 19 is a graph comparing the rotor angle at the time of current driving by the motor control device 1 according to the first embodiment of the present invention and the rotor angle at the time of voltage driving by the motor control device 1 according to the second embodiment. is there. That is, the graph of FIG. 19 is obtained by superimposing the graph shown at the top of FIG. 8 and the graph shown at the top of FIG. At the first acceleration, the current driven rotor angle is no longer higher than the voltage driven rotor angle. This difference in tendency is expected to be further increased due to factors such as a large induced voltage constant of the permanent magnet synchronous motor 4, a low voltage for driving the permanent magnet synchronous motor 4, and a large change in the rotational speed.
  • the electric motor control device 1 includes the current detection unit 11, the 3-axis / 2-axis conversion unit 12, and the start control unit 27.
  • the current detector 11 detects the currents Iu, Iv, Iw of the windings 4u, 4v, 4w of the permanent magnet synchronous motor 4 having a permanent magnet in the rotor 4a.
  • the 3-axis / 2-axis converter 12 converts the currents Iu, Iv, Iw of the windings 4u, 4v, 4w detected by the current detector 11 into an ⁇ -axis current I ⁇ and a ⁇ -axis current I ⁇ in fixed coordinates.
  • the start control unit 27 calculates the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ based on the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ converted by the 3-axis / 2-axis conversion unit 12 during the period from the start of the permanent magnet synchronous motor 4 to the completion of the start.
  • the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ is calculated, and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * are switched according to the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ .
  • the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * are switched according to the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ , it is difficult to step out and a stable start is possible. Since the sensorless vector control is adopted in the second embodiment as in the first embodiment, the 3-axis / 2-axis converter 12, the 2-axis / 3-axis converter 15 and the PWM controller 16 are used. Thus, the calculation of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the switching of energization can be easily performed.
  • the start control unit 27 of the second embodiment calculates the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ at every timing when the absolute value of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the absolute value of the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ are equal. Switching to the combination of ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * corresponding to the combination. That is, the start control unit 27 switches between the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * according to the energized phase numbers 1 to 4 of the energized phase pattern 1.
  • the start control unit 27 of the second embodiment combines the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ every time the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ becomes zero and every time the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ becomes zero. May be switched between the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * corresponding to. That is, the start control unit 27 switches between the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * according to the energized phase numbers 1 to 4 of the energized phase pattern 2.
  • the electric current larger than the energization phase pattern 1 can be supplied with the permanent magnet synchronous motor 4, and the torque at the time of starting will become large.
  • the drive since it can be energized in the same direction as the induced voltage generated on the energized shaft, the drive is optimal. Even if parameters such as winding resistance and winding inductance of the permanent magnet synchronous motor 4 are unknown, or even if the parameter value changes due to a temperature rise or the like, the temperature distribution in the permanent magnet synchronous motor 4 is uniform.
  • the change rate of the parameter is the same between the ⁇ axis and the ⁇ axis. Therefore, the timing at which the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ cross zero is not changed. Therefore, stable energization switching becomes possible.
  • the start control unit 27 of the second embodiment switches the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * to zero, a positive constant value, or a negative constant value.
  • the voltage command value constant, the induced voltage can be absorbed, and the vibration of the rotor 4a generated after the energization switching can be suppressed.
  • start control unit 27 of the second embodiment temporarily switches between the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * when it is determined that the permanent magnet synchronous motor 4 has stepped out. You may cancel and maintain these command values. Thereby, the permanent-magnet synchronous motor 4 can recover from a step-out early.
  • 20A and 20B are diagrams showing a hardware configuration example of the electric motor control device 1 according to each embodiment of the present invention.
  • the current detection unit 11 in the electric motor control device 1 is an A / D converter 101.
  • Each function of the control changeover switches 19 and 20 is realized by a processing circuit. That is, the electric motor control device 1 includes a processing circuit for realizing the above functions.
  • the processing circuit may be the processing circuit 100 as dedicated hardware, or may be the processor 102 that executes a program stored in the memory 103.
  • the processing circuit 100 when the processing circuit 100 is dedicated hardware, the processing circuit 100 may be, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or the like. ), FPGA (Field Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • the functions 19 and 20 may be realized by a plurality of processing circuits 100, or the functions of the respective units may be realized by a single processing circuit 100. Further, the processing circuit 100 may incorporate the A / D converter 101.
  • the processing circuit is the processor 102
  • the 3-axis / 2-axis conversion unit 12 the sensorless vector control unit 13, the current FB unit 14, the 2-axis / 3-axis conversion unit 15, the PWM control unit 16
  • the functions of the start control units 17 and 27, the control switching unit 18, and the control switching switches 19 and 20 are realized by software, firmware, or a combination of software and firmware.
  • Software or firmware is described as a program and stored in the memory 103.
  • the processor 102 reads out and executes the program stored in the memory 103, thereby realizing the functions of the respective units. That is, the electric motor control device 1 includes a memory 103 for storing a program that, when executed by the processor 102, results in the steps shown in the flowchart of FIG.
  • This program includes a 3-axis / 2-axis conversion unit 12, a sensorless vector control unit 13, a current FB unit 14, a 2-axis / 3-axis conversion unit 15, a PWM control unit 16, start control units 17, 27, and a control switching unit. 18 and the procedure or method of the control changeover switches 19 and 20 can be said to be executed by a computer.
  • the processor 102 is a CPU (Central Processing Unit), a processing device, an arithmetic device, a microprocessor, a microcomputer, or the like.
  • the memory 103 may be a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), an EPROM (Erasable Programmable ROM), or a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as a flash memory, a hard disk, a flexible disk, or the like.
  • the magnetic disk may be an optical disk such as a CD (Compact Disc) or a DVD (Digital Versatile Disc).
  • the memory 103 stores information on the phase pattern as shown in FIG. 5 and information on the energized phase pattern as shown in FIGS. 6, 7, 14, and 15.
  • the 3-axis / 2-axis conversion unit 12, the sensorless vector control unit 13, the current FB unit 14, the 2-axis / 3-axis conversion unit 15, the PWM control unit 16, the start control units 17, 27, the control switching unit 18, and the control A part of the functions of the changeover switches 19 and 20 may be realized by dedicated hardware and partly realized by software or firmware.
  • the processing circuit in the electric motor control device 1 can realize the above-described functions by hardware, software, firmware, or a combination thereof.
  • FIG. 21 is a flowchart showing an operation example when the permanent magnet synchronous motor 4 is started by the motor control device 1 according to each embodiment of the present invention.
  • the current detector 11 detects the currents Iu, Iv, Iw of the windings 4u, 4v, 4w.
  • the 3-axis / 2-axis converter 12 converts the currents Iu, Iv, Iw of the windings 4u, 4v, 4w detected by the current detector 11 into ⁇ -axis current I ⁇ and ⁇ -axis current I ⁇ in fixed coordinates. Convert.
  • step ST3 the start controller 17 calculates the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ based on the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ converted by the 3-axis / 2-axis converter 12, and the ⁇ -axis
  • the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * are switched according to the induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ .
  • step ST4 the current FB section 14, the 2-axis / 3-axis conversion section 15 and the PWM control section 16 perform the windings 4u, 4u, 4b according to the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * from the start control section 17. It operates to switch the energization to 4v and 4w.
  • step ST5 the control switching unit 18 determines whether or not the permanent magnet synchronous motor 4 has been started. When the permanent magnet synchronous motor 4 has been started (step ST5 “YES”), the control switching unit 18 is shown in the flowchart of FIG. Then, the operation is switched to sensorless vector control by the sensorless vector control unit 13. On the other hand, if the permanent magnet synchronous motor 4 has not been started (step ST5 “NO”), the control switching unit 18 returns to step ST1.
  • step ST3 the start control unit 27 determines the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced based on the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ converted by the 3-axis / 2-axis conversion unit 12.
  • the voltage E ⁇ is calculated, and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * are switched according to the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ .
  • step ST4 the 2-axis / 3-axis converter 15 and the PWM controller 16 determine the windings 4u, 4v, 4w according to the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * from the start control unit 27. Operates to switch energization to.
  • the ⁇ -axis command value and the ⁇ -axis command value are switched according to the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage E ⁇ when the permanent magnet synchronous motor is started. It is suitable for use in an electric motor for a fuel pump in which it is difficult to mount an angle sensor.

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Abstract

始動制御部（１７）は、永久磁石同期電動機（４）の始動開始から始動完了までの期間、３軸／２軸変換部（１２）が３相の巻線（４ｕ，４ｖ，４ｗ）の電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）から変換したα軸電流（Ｉα）およびβ軸電流（Ｉβ）に基づいて、α軸誘起電圧（Ｅα）およびβ軸誘起電圧（Ｅβ）を算出し、α軸誘起電圧（Ｅα）およびβ軸誘起電圧（Ｅβ）に応じてα軸指令値（Ｉα＊）およびβ軸指令値（Ｉβ＊）を切り替える。

Description

電動機制御装置
　この発明は、永久磁石同期電動機の動作を制御する電動機制御装置に関するものである。
　回転子に永久磁石を備えた永久磁石同期電動機は、一般に、通電制御のために回転子の回転角度を検出する角度センサが装着されている。他方、自動車エンジン用の燃料ポンプを駆動する永久磁石同期電動機は、燃料ポンプと共に燃料タンク内に設置されるため、回転子の近傍に角度センサを装着することが困難である。また、低価格化のために角度センサが廃止される場合もある。
　角度センサを有さない永久磁石同期電動機において、誘起電圧から回転子の回転角度を推定して巻線への通電を制御する方法が実用化されている。その方法の１つであるセンサレスベクトル制御方法は、ｕ相、ｖ相およびｗ相の電圧および電流をｄ軸およびｑ軸の電圧および電流に変換し、ｄ軸およびｑ軸の誘起電圧から回転子の回転角度を推定して通電制御を行う。このセンサレスベクトル制御方法は、永久磁石同期電動機の効率を最大化する優れた通電制御方法である。
　しかしながら、永久磁石同期電動機の始動開始時は回転子の回転速度が遅く誘起電圧が小さいため、誘起電圧から回転子の回転角度を推定することが困難である。そこで、例えば特許文献１に係る電動機制御装置は、始動時に巻線に通電することによって直流励磁状態にして回転子を位置決めすると共に振れを検出し、振れた方向と強制転流用の回転方向とが一致する場合に、所定の加速パターンに従って回転子を加速させる強制転流を開始する。
特許第５１５９４６５号公報
　従来の電動機制御装置は、永久磁石同期電動機の始動時に所定の加速パターンに従って回転子を加速させるように強制転流を行う構成であるので、脱調等が考慮されておらず、回転子が加速している保証はない。このように、従来の電動機制御装置は、永久磁石同期電動機の安定した始動が困難であるという課題があった。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、永久磁石同期電動機の安定した始動を可能とすることを目的とする。
　この発明に係る電動機制御装置は、回転子に永久磁石を備えた永久磁石同期電動機の３軸の巻線の電流を検出する電流検出部と、電流検出部が検出する３軸の巻線の電流を固定座標のα軸電流およびβ軸電流に変換する３軸／２軸変換部と、永久磁石同期電動機の始動開始から始動完了までの期間、３軸／２軸変換部が変換したα軸電流およびβ軸電流に基づいてα軸誘起電圧およびβ軸誘起電圧を算出し、α軸誘起電圧およびβ軸誘起電圧に応じてα軸指令値およびβ軸指令値を切り替える始動制御部と、始動制御部からのα軸指令値およびβ軸指令値に従い３軸の巻線への通電を切り替える通電切替部とを備えるものである。
　この発明によれば、永久磁石同期電動機の始動開始から始動完了までの期間、α軸電流およびβ軸電流に基づいてα軸誘起電圧およびβ軸誘起電圧を算出し、α軸誘起電圧およびβ軸誘起電圧に応じてα軸指令値およびβ軸指令値を切り替えるようにしたので、永久磁石同期電動機の安定した始動が可能になる。
この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１で使用する座標系を説明する図である。 この発明の実施の形態１においてαβ軸の座標系を用いた場合の永久磁石同期電動機の等価回路を示す図である。 この発明の実施の形態１において始動制御部の内部構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１におけるα軸誘起電圧Ｅα、β軸誘起電圧Ｅβ，－Ｅβ、位相番号１～８、通電相パターン１の通電相番号１～４、および通電相パターン２の通電相番号１～４の対応関係を示す図である。 この発明の実施の形態１における通電相パターン１の通電相番号１～４と、α軸電流指令値と、β軸電流指令値の対応関係を示す図である。 この発明の実施の形態１における通電相パターン２の通電相番号１～４と、α軸電流指令値と、β軸電流指令値の対応関係を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置の動作をシミュレーションした結果を示すグラフである。 図８の時間Ｔｉ１～Ｔｉ２の部分についてα軸誘起電圧Ｅα、β軸誘起電圧Ｅβ、および通電相番号１～４の切り替わり等を示すグラフである。 図９の時間Ｔｉ１～Ｔｉ１－１の部分について拡大したグラフである。 図１１Ａはこの発明の実施の形態１に係る電動機制御装置の動作をシミュレーションしたときに３軸／２軸変換部が出力するα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβを示すグラフであり、図１１Ｂは電流ＦＢ部が出力するα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を示すグラフである。 この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置における始動制御部の内部構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２における通電相パターン１の通電相番号１～４と、α軸電圧指令値と、β軸電圧指令値の対応関係を示す図である。 この発明の実施の形態２における通電相パターン２の通電相番号１～４と、α軸電圧指令値と、β軸電圧指令値の対応関係を示す図である。 この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置の動作をシミュレーションした結果を示すグラフである。 図１６の時間Ｔｖ１～Ｔｖ２の部分についてα軸誘起電圧Ｅα、β軸誘起電圧Ｅβ、および通電相番号１～４の切り替わり等を示すグラフである。 図１８Ａはこの発明の実施の形態２に係る電動機制御装置の動作をシミュレーションしたときに３軸／２軸変換部が出力するα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβを示すグラフであり、図１８Ｂは指令ベクトル決定部が出力するα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を示すグラフである。 この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置による電流駆動時の回転子角度と実施の形態２に係る電動機制御装置による電圧駆動時の回転子角度とを比較するグラフである。 図２０Ａおよび図２０Ｂは、この発明の各実施の形態に係る電動機制御装置のハードウェア構成例を示す図である。 この発明の各実施の形態に係る電動機制御装置による永久磁石同期電動機始動時の動作例を示すフローチャートである。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置１の構成例を示すブロック図である。電動機制御装置１の制御対象である永久磁石同期電動機４は、永久磁石を備える回転子４ａと、ｕｖｗ３相の巻線４ｕ，４ｖ，４ｗを備える固定子４ｂとを含む。この永久磁石同期電動機４は、例えば、低圧燃料ポンプ６を駆動する用途に用いられる。低圧燃料ポンプ６は、燃料タンク５から不図示の車両エンジンへ燃料を供給する。リリーフ弁７は、燃料圧力が上昇した場合に開弁し、燃料圧力が異常に高圧になることを回避する。
　電動機制御装置１は、インバータ２を介して永久磁石同期電動機４をセンサレスベクトル制御により駆動する。インバータ２は、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の６個のスイッチが３相ブリッジ接続された３相インバータである。インバータ２と永久磁石同期電動機４との間には、巻線４ｕ，４ｖ，４ｗの電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する電流センサ３ｕ，３ｖ，３ｗが設けられている。
　ここで、実施の形態１で使用する座標系について説明する。
　図２は、この発明の実施の形態１で使用する座標系を説明する図であり、ｕｖｗ３相固定座標、γδ２相回転座標、およびαβ２相固定座標の関係を示す。永久磁石同期電動機４として、回転子４ａが備える永久磁石１極対分の等価電動機を考える。固定子４ｂに配置された巻線４ｕ，４ｖ，４ｗのそれぞれは、対向する回転子４ａの表面に配置された永久磁石の１極対の周期に対して、図２のように２／３πずつ位置をずらして配置されている。ｕ軸に対して仮想角度θだけ回転させた座標をγ軸とし、γ軸からさらにπ／２回転させた座標をδ軸とする。θ＝０の場合におけるγδ軸を、特にαβ軸と呼ぶ。
　図３は、この発明の実施の形態１においてαβ２相固定座標を用いた場合の永久磁石同期電動機４の等価回路を示す図である。また、αβ２相固定座標を用いた場合の永久磁石同期電動機４の電圧電流方程式は式（１）で表される。ここで、Ｖαａ，Ｖβａはα，β軸電機子電圧、Ｉαａ，Ｉβａはα，β軸電機子電流、Ｅαａ，Ｅβａはα，β軸電機子巻線に誘起する誘起電圧、Ｒａは巻線抵抗、Ｌａは巻線の自己インダクタンス、Ｐは微分演算子である。ここでＩαａとＩβａが一定である場合、Ｌａも一定であるためＰがゼロとなり、式（１）は対角項のみにＲａが残る単純な式になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　電動機制御装置１は、電流検出部１１、３軸／２軸変換部１２、センサレスベクトル制御部１３、電流ＦＢ（Ｆｅｅｄｂａｃｋ）部１４、２軸／３軸変換部１５、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御部１６、始動制御部１７、制御切替部１８および制御切替スイッチ１９，２０を含む。
　電流ＦＢ部１４、２軸／３軸変換部１５およびＰＷＭ制御部１６は、「通電切替部」に相当する。
　電流検出部１１は、電流センサ３ｕ，３ｖ，３ｗが検出するアナログ値をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器である。電流検出部１１は、デジタル値である電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを３軸／２軸変換部１２へ出力する。
　３軸／２軸変換部１２は、式（２）に基づいて、ｕｖｗ３相固定座標の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、αβ２相固定座標の電流Ｉα，Ｉβまたはγδ２相回転座標の電流Ｉγ，Ｉδへ変換する。以下、αβ２相固定座標の電流Ｉα，Ｉβを「α軸電流Ｉα」および「β軸電流Ｉβ」と呼び、γδ２相回転座標の電流Ｉγ，Ｉδを「γ軸電流Ｉγ」および「δ軸電流Ｉδ」と呼ぶ。α軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβの組み合わせを「電流ベクトルＩαβ」と呼び、γ軸電流Ｉγとδ軸電流Ｉδの組み合わせを「電流ベクトルＩγδ」と呼ぶ。
　３軸／２軸変換部１２は、永久磁石同期電動機４の始動時であって制御切替スイッチ２０が「０ｒａｄ」出力部に接続されている場合、この「０ｒａｄ」の値を式（２）のθに代入して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβへ変換する。一方、３軸／２軸変換部１２は、永久磁石同期電動機４が始動完了した後であって制御切替スイッチ２０がセンサレスベクトル制御部１３の出力「θ」に接続されている場合、この「θ」の値を式（２）のθに代入して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγ軸電流Ｉγとδ軸電流Ｉδへ変換する。３軸／２軸変換部１２は、α軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβ、またはγ軸電流Ｉγとδ軸電流Ｉδをセンサレスベクトル制御部１３、電流ＦＢ部１４および始動制御部１７へ出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　センサレスベクトル制御部１３は、永久磁石同期電動機４が始動完了した後にこの永久磁石同期電動機４をセンサレスベクトル制御するものである。センサレスベクトル制御部１３は、永久磁石同期電動機４が始動完了した後、制御切替部１８の指示を受けるとセンサレスベクトル制御を開始する。このセンサレスベクトル制御部１３は、３軸／２軸変換部１２からのγ軸電流Ｉγとδ軸電流Ｉδおよび電流ＦＢ部１４からのγ軸電圧指令値Ｖγ＊とδ軸電圧指令値Ｖδ＊を入力として、回転子４ａの角度θとγ軸電流指令値Ｉγ＊とδ軸電流指令値Ｉδ＊を出力する。「＊」は指令値であることを示す。γ軸電流指令値Ｉγ＊とδ軸電流指令値Ｉδ＊の組み合わせを「電流指令ベクトルＩγδ＊」と呼び、γ軸電圧指令値Ｖγ＊とδ軸電圧指令値Ｖδ＊の組み合わせを「電圧指令ベクトルＶγδ＊」と呼ぶ。
　センサレスベクトル制御は周知の技術であるため、説明を省略する。
　一方、始動制御部１７は、永久磁石同期電動機４を始動するためのものである。始動制御部１７は、永久磁石同期電動機４の始動開始から制御切替部１８の指示を受けるまで、始動制御を行う。始動制御部１７は、始動開始時、永久磁石同期電動機４への出力電圧を０Ｖにする指令および一定の電圧指令ベクトルＶαβ＊を、２軸／３軸変換部１５へ直接出力して初期動作を行う。また、始動制御部１７は初期動作後、３軸／２軸変換部１２からのα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβおよび電流ＦＢ部１４からのα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を入力として、α軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊を出力する。α軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊の組み合わせを「電流指令ベクトルＩαβ＊」と呼び、α軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊の組み合わせを「電圧指令ベクトルＶαβ＊」と呼ぶ。また、実施の形態１においてα軸電流指令値Ｉα＊およびβ軸電流指令値Ｉβ＊は「α軸指令値」および「β軸指令値」である。
　始動制御部１７の詳細は後述する。
　電流ＦＢ部１４は、永久磁石同期電動機４の始動時であって制御切替スイッチ１９が始動制御部１７の出力「Ｉαβ＊」に接続されている場合、始動制御部１７からの電流指令ベクトルＩαβ＊と３軸／２軸変換部１２からの電流ベクトルＩαβとの差がゼロになるように、電圧指令ベクトルＶαβ＊を操作する。一方、電流ＦＢ部１４は、永久磁石同期電動機４が始動完了した後であって制御切替スイッチ１９がセンサレスベクトル制御部１３の出力「Ｉγδ＊」に接続されている場合、センサレスベクトル制御部１３からの電流指令ベクトルＩγδ＊と３軸／２軸変換部１２からの電流ベクトルＩγδとの差がゼロになるように、電圧指令ベクトルＶγδ＊を操作する。電流ＦＢ部１４は、操作した電圧指令ベクトルＶαβ＊または電圧指令ベクトルＶγδ＊を、センサレスベクトル制御部１３、２軸／３軸変換部１５および始動制御部１７へ出力する。また、電流ＦＢ部１４は、制御切替部１８の指示に従い、永久磁石同期電動機４の始動時と始動完了した後とでフィードバックゲインを変更する。
　例えば、電流ＦＢ部１４は、速度型アルゴリズムによる比例積分制御（ＰＩ制御）と、フィードフォワード制御とにより、電圧指令ベクトルを操作して電流ベクトルを電流指令ベクトルに一致させる。電流ＦＢ部１４は、永久磁石同期電動機４の始動時には相対的に大きい値の比例項ゲイン、積分項ゲインおよびフィードフォワード項ゲインを使用し、永久磁石同期電動機４が始動完了した後には相対的に小さい値の比例項ゲイン、積分項ゲインおよびフィードフォワード項ゲインを使用する。永久磁石同期電動機４の始動時は、２相固定座標であるαβ軸上で電流指令ベクトルを通電相パターンに従いステップ状に変化させるので、急激にα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβを変化させる必要がある。この激しい動きに追従するにはゲインは大きいほうが望ましい。一方、始動完了後は２相回転座標であるγδ軸上でセンサレスベクトル制御による通電制御が行われる。このときの電流指令ベクトルの変化は始動時より穏やかであるため、より小さいゲインを用いて安定性を向上させることが望ましい。なお、永久磁石同期電動機４の始動完了直後は、電流指令ベクトルと電流ベクトルの差がまだ大きいので、この差が小さくなってからゲインを切り替えることがより望ましい。
　２軸／３軸変換部１５は、式（２）に基づいて、α軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊、またはγ軸電圧指令値Ｖγ＊とδ軸電圧指令値Ｖδ＊を、ｕｖｗ３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊へ変換する。２軸／３軸変換部１５は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭ制御部１６へ出力する。
　ＰＷＭ制御部１６は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を三角波またはのこぎり波などと比較してデューティ比に変換し、インバータ２を構成する６個のスイッチを駆動する６つのパルス信号を生成して出力する。
　制御切替部１８は、始動制御部１７およびセンサレスベクトル制御部１３に指示して、始動制御部１７による始動制御とセンサレスベクトル制御部１３によるセンサレスベクトル制御とを切り替えるものである。また、制御切替部１８は、永久磁石同期電動機４の始動時、制御切替スイッチ１９を始動制御部１７の出力「Ｉαβ＊」側に切り替えるとともに、制御切替スイッチ２０を「０ｒａｄ」側に切り替える。制御切替部１８は、永久磁石同期電動機４が始動完了したことを判定すると、制御切替スイッチ１９をセンサレスベクトル制御部１３の出力「Ｉγδ＊」側に切り替えるとともに、制御切替スイッチ２０をセンサレスベクトル制御部１３の出力「θ」側に切り替える。また、制御切替部１８は、永久磁石同期電動機４が始動完了した後、電流ＦＢ部１４に対してフィードバックゲインを切り替えるよう指示する。
　例えば、制御切替部１８は、始動制御部１７からα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβを取得する。続いて制御切替部１８は、取得したα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβが予め定められた値より大きい場合、永久磁石同期電動機４の始動が完了したと判定し、始動制御部１７による始動制御からセンサレスベクトル制御部１３によるセンサレスベクトル制御に切り替えるべくセンサレスベクトル制御部１３、電流ＦＢ部１４、始動制御部１７、および制御切替スイッチ１９，２０を制御する。
　なお、上記例ではα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβに基づいて始動完了を判定するが、この判定方法に限定されるものではない。
　次に、始動制御部１７の詳細を説明する。
　図４は、この発明の実施の形態１における始動制御部１７の内部構成例を示すブロック図である。始動制御部１７は、パラメータ測定部１７１、誘起電圧算出部１７２、位相判定部１７３、脱調判定部１７４、通電相制御部１７５、指令ベクトル決定部１７６およびタイミング制御部１７７を備える。
　パラメータ測定部１７１は、３軸／２軸変換部１２からの電流ベクトルＩαβおよびタイミング制御部１７７からの電圧指令ベクトルＶαβ＊を入力とし、永久磁石同期電動機４の特性を示すパラメータである巻線抵抗および巻線インダクタンスを出力する。
　なお、以下ではパラメータ測定部１７１が巻線抵抗および巻線インダクタンスを測定する例を説明するが、これに限定されるものではなく、永久磁石同期電動機４の巻線抵抗および巻線インダクタンスを示す情報をパラメータ測定部１７１が予め保持してもよい。
　パラメータ測定部１７１は、タイミング制御部１７７から抵抗測定の指示を受けると、同じくタイミング制御部１７７から受け取る一定の電圧指令ベクトルＶαβ＊と、電圧指令ベクトルＶαβ＊が一定のときに検出される電流ベクトルＩαβとを入力として、式（３）を計算して巻線抵抗Ｒを求める。詳細は後述するが、巻線抵抗測定時、タイミング制御部１７７は、２軸／３軸変換部１５に対して一定の電圧指令ベクトルＶαβ＊を指示する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　なお、上記例では、パラメータ測定部１７１は、電圧指令ベクトルＶαβ＊が一定のときに検出される電流ベクトルＩαβを用いて、式（３）より巻線抵抗Ｒを求めるが、この方法に限定されるものではない。例えば、パラメータ測定部１７１は、電流指令ベクトルＩαβ＊が一定のときに電流ＦＢ部１４により操作される電圧指令ベクトルＶαβ＊を用いて、式（３ａ）より巻線抵抗Ｒを求めてもよい。その場合、タイミング制御部１７７は、電流ＦＢ部１４に対して一定の電流指令ベクトルＩαβ＊を指示する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　また、パラメータ測定部１７１は、タイミング制御部１７７からインダクタンス測定指示を受けると、電圧指令ベクトルＶαβ＊が一定値からゼロに切り替わる期間において検出される電流ベクトルＩαβの一定時間間隔Δｔごとの差分ΔＩ（ｉ）を求め、この差分ΔＩ（ｉ）を入力として式（４）を計算して減衰比ｒｉ（ｉ）を求める。続いて、パラメータ測定部１７１は、式（５）を計算して、電流変化の時定数τ（ｉ）を求める。続いて、パラメータ測定部１７１は、式（６）を計算して巻線インダクタンスＬ（ｉ）を求める。インダクタンス測定時、タイミング制御部１７７は、２軸／３軸変換部１５に対して０Ｖの電圧指令ベクトルＶαβ＊を指示する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
　なお、上記例では、パラメータ測定部１７１は、電圧指令ベクトルＶαβ＊が一定値からゼロに変化する期間において検出される電流ベクトルＩαβを用いて、式（４）～式（６）より巻線インダクタンスＬ（ｉ）を求めるが、この方法に限定されるものではない。例えば、パラメータ測定部１７１は、電流指令ベクトルＩαβ＊が一定値からゼロに変化する期間において電流ＦＢ部１４により操作される電圧指令ベクトルＶαβ＊の一定時間間隔Δｔごとの差分ΔＶ（ｉ）を求め、この差分ΔＶ（ｉ）を入力として式（４ａ）を計算して減衰比ｒｖ（ｉ）を求める。続いて、パラメータ測定部１７１は、式（５ａ）を計算して、電流変化の時定数τ（ｉ）を求める。続いて、パラメータ測定部１７１は、上式（６）を計算して巻線インダクタンスＬ（ｉ）を求める。その場合、タイミング制御部１７７は、電流ＦＢ部１４に対して０Ａの電流指令ベクトルＩαβ＊を指示する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
　誘起電圧算出部１７２は、電流ＦＢ部１４からのα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊、およびパラメータ測定部１７１からのα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβと巻線抵抗と巻線インダクタンスを入力として、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβを出力する。具体的には、誘起電圧算出部１７２は、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβを式（１）より逆算する。
　なお、誘起電圧算出部１７２は、後述する通電相番号の切り替わり時に通電相制御部１７５から誘起電圧算出マスク指示を受け付けている間、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの算出を停止する。これは、通電相の切り替わり時に発生するノイズを除去するためである。このノイズは、図１１Ｂで説明するスパイクのことである。
　位相判定部１７３は、誘起電圧算出部１７２からのα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβに基づいて、回転子４ａの位相角を表す位相番号を判定する。位相判定部１７３は、判定した位相番号を脱調判定部１７４へ出力する。
　図５は、この発明の実施の形態１におけるα軸誘起電圧Ｅα、β軸誘起電圧Ｅβ，－Ｅβ、位相番号１～８、通電相パターン１の通電相番号１～４、および通電相パターン２の通電相番号１～４の対応関係を示す図である。図５において「Ｔ」は真、「Ｆ」は偽である。また、図５では回転子４ａをα軸からβ軸へ回転させる場合の例を示す。回転子４ａをβ軸からα軸へ回転させる場合、位相番号は図５とは逆順、つまり「８」から「１」へ推移する。回転方向は、外部から始動制御部１７の各部に対して指示が与えられるものとする。
　位相判定部１７３は、図５のようにα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの大小関係、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧－Ｅβの大小関係、α軸誘起電圧Ｅαとゼロの大小関係、およびβ軸誘起電圧Ｅβとゼロの大小関係を比較し、４つの比較結果に応じた位相番号を判定する。例えば、位相判定部１７３は、「Ｅα＞Ｅβ」かつ「Ｅα≦－Ｅβ」かつ「Ｅα＞０」かつ「Ｅβ≦０」である場合、位相番号を「１」と判定する。
　脱調判定部１７４は、位相判定部１７３が出力する位相番号の推移と予め定められた位相パターンとを比較して、位相判定部１７３が出力する位相番号が予め定められた位相パターンと異なる場合に脱調と判定する。予め定められた位相パターンとは、位相番号１～８をこの順に繰り返すパターンである。例えば、脱調判定部１７４は、前回の位相番号が「１」で今回の位相番号が「２」である場合には位相番号が予め定められた位相パターン通りに推移しているため、脱調していないと判定する。一方、脱調判定部１７４は、前回の位相番号が「１」で今回の位相番号が「３」または「８」である場合には位相番号が予め定められた位相パターン通りに推移していないため、脱調していると判定し、判定結果をタイミング制御部１７７へ通知する。図５から明らかなように、脱調しているか否かの判定は、α軸誘起電圧Ｅαの絶対値とβ軸誘起電圧Ｅβの絶対値とが等しくなるタイミング、α軸誘起電圧Ｅαがゼロになるタイミング、およびβ軸誘起電圧Ｅβがゼロになるタイミングごとに行われる。そのため、脱調判定部１７４は、回転子４ａが一回転する間に８回脱調の判定を行うことができる。
　なお、脱調判定部１７４は、脱調を１回判定してすぐにタイミング制御部１７７へ脱調したことを通知してもよいし、脱調を所定回数（例えば、１０回）連続して判定した場合にタイミング制御部１７７へ脱調したことを通知してもよい。
　通電相制御部１７５は、誘起電圧算出部１７２からのα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβに基づいて通電相番号を判定する。通電相制御部１７５は、通電相パターン１または通電相パターン２のいずれか一方のみを使用する構成であってもよいし、外部から与えられる指示に応じて通電相パターン１と通電相パターン２を切り替える構成であってもよい。
　通電相制御部１７５は、通電相パターン１を使用する場合、図５に示されたα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの大小関係、およびα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧－Ｅβの大小関係を比較し、２つの比較結果に応じた通電相番号を決定する。例えば、通電相制御部１７５は、「Ｅα＞Ｅβ」かつ「Ｅα＞－Ｅβ」である場合、通電相番号を「１」と判定する。図５から明らかなように、通電相パターン１の場合、α軸誘起電圧Ｅαの絶対値とβ軸誘起電圧Ｅβの絶対値とが等しくなるタイミングごとに、通電相番号が切り替わる。
　通電相制御部１７５は、通電相パターン２を使用する場合、図５に示されたα軸誘起電圧Ｅαとゼロの大小関係、およびβ軸誘起電圧Ｅβとゼロの大小関係を比較し、２つの比較結果に応じた通電相番号を決定する。例えば、通電相制御部１７５は、「Ｅα＞０」かつ「Ｅβ≦０」である場合、通電相番号を「１」と判定する。図５から明らかなように、通電相パターン２の場合、α軸誘起電圧Ｅαがゼロになるタイミングおよびβ軸誘起電圧Ｅβがゼロになるタイミングごとに、通電相番号が切り替わる。
　なお、通電相制御部１７５は、タイミング制御部１７７から通電相番号切り替え開始の指示を受け付けると、通電相番号の指令ベクトル決定部１７６への出力を開始する。また、通電相制御部１７５は、通電相番号を切り替えるときに誘起電圧算出部１７２へ誘起電圧算出マスク指示を出力すると共に、タイミング制御部１７７へ通電相番号を切り替えたことを通知する。また、通電相制御部１７５は、誘起電圧算出部１７２からのα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβが閾値（例えば、０．１Ｖ）以下の場合に通電相番号を切り替えず、閾値より大きい場合に通電相番号を切り替える。ただし、通電相制御部１７５は、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβが閾値以下であっても、タイミング制御部１７７から強制切替指示を受け付けた場合には通電相番号を切り替える。
　指令ベクトル決定部１７６は、通電相制御部１７５が指示する通電相パターンの通電相番号に対応するα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊を出力する。
　図６は、この発明の実施の形態１における通電相パターン１の通電相番号１～４と、α軸電流指令値Ｉα＊と、β軸電流指令値Ｉβ＊の対応関係を示す図である。図７は、この発明の実施の形態１における通電相パターン２の通電相番号１～４と、α軸電流指令値Ｉα＊と、β軸電流指令値Ｉβ＊の対応関係を示す図である。図６および図７において「ｉ０」は予め定められた正の電流値（例えば、２０Ａ）であり、「－ｉ０」は予め定められた負の電流値（例えば、－２０Ａ）である。図６および図７では回転子４ａをα軸からβ軸の方向へ回転させる場合の例を示す。
　指令ベクトル決定部１７６は、通電相制御部１７５から通電相パターン１の通電相番号１～４をこの順に受け付けると、α軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊からなる電流指令ベクトル（Ｉα＊，Ｉβ＊）を、図６に示されるように（ｉ０，０）、（０，ｉ０）、（－ｉ０，０）、（０，－ｉ０）の順に切り替えて電流ＦＢ部１４へ出力する。回転子４ａがβ軸からα軸の方向へ回転する場合、指令ベクトル決定部１７６は、電流指令ベクトル（Ｉα＊，Ｉβ＊）を（０，ｉ０）、（ｉ０，０）、（０，－ｉ０）、（－０ｉ，０）の順に切り替えて電流ＦＢ部１４へ出力する。
　指令ベクトル決定部１７６は、通電相制御部１７５から通電相パターン２の通電相番号１～４をこの順に受け付けると、電流指令ベクトル（Ｉα＊，Ｉβ＊）を、図７に示されるように（ｉ０，－ｉ０）、（ｉ０，ｉ０）、（－ｉ０，ｉ０）、（－ｉ０，－ｉ０）の順に切り替えて電流ＦＢ部１４へ出力する。回転子４ａがβ軸からα軸の方向へ回転する場合、指令ベクトル決定部１７６は、電流指令ベクトル（Ｉα＊，Ｉβ＊）を（－ｉ０，ｉ０）、（－ｉ０，－ｉ０）、（ｉ０，－ｉ０）、（ｉ０，ｉ０）の順に切り替えて電流ＦＢ部１４へ出力する。
　上述のように、指令ベクトル決定部１７６が通電相番号の切り替わりごとにα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊を切り替えることで、電流ＦＢ部１４はα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβがα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊に一致するようにα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を操作する。誘起電圧算出部１７２は、このときのα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊とα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβとを用いて、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβを算出することになる。
　タイミング制御部１７７は、永久磁石同期電動機４の始動時および脱調判定部１７４の脱調判定時に、パラメータ測定部１７１、誘起電圧算出部１７２および通電相制御部１７５等の動作タイミングを制御する。
　具体的には、タイミング制御部１７７は、永久磁石同期電動機４の始動開始とともにカウントを開始し、０．５ミリ秒が経過するごとに１カウントする。また、タイミング制御部１７７は、脱調判定部１７４から脱調の通知を受け付けると、カウント値をゼロにリセットする。
　図８は、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置１の動作をシミュレーションした結果を示すグラフである。図８のグラフは始動制御部１７による動作をシミュレーションしたものであり、始動が完了していないためセンサレスベクトル制御部１３は動作していない。２５πｒａｄ（＝７８．５ｒａｄ）に回転子４ａの回転を制限するストッパが存在するものと仮定してシミュレーションしている。このストッパは、低圧燃料ポンプ６の異物噛み込みまたは故障等により回転子４ａが回転できない現象を模擬するためのものである。
　図８の一番上のグラフは回転子４ａの角度、上から二番目のグラフはタイミング制御部１７７のカウント値である。
　一番下のグラフは上から脱調判定部１７４による脱調判定通知のタイミング、電流ＦＢ部１４のフィードバック制御を中止してタイミング制御部１７７から２軸／３軸変換部１５へ電圧指令ベクトルを直接通知するタイミング、タイミング制御部１７７から２軸／３軸変換部１５へ出力電圧０Ｖの指令を直接通知するタイミング、タイミング制御部１７７からパラメータ測定部１７１へ巻線インダクタンス測定指示を通知するタイミング、タイミング制御部１７７からパラメータ測定部１７１へ巻線抵抗測定指示を通知するタイミングである。各グラフの高値側が通知のタイミングである。なお、図８のグラフにおいて、脱調判定部１７４は脱調したことを１０回連続して判定した場合に、タイミング制御部１７７へ通知することとする。
　タイミング制御部１７７は、カウント値がゼロから１００になるまでの期間、永久磁石同期電動機４への出力電圧を「０Ｖ」にする電圧指令ベクトルを２軸／３軸変換部１５へ出力する。この期間は、電流検出部１１がＡ／Ｄ変換器をキャリブレーションしたりするための期間である。
　また、この期間は、脱調してリセットした直後に回転子４ａにブレーキをかけるための期間である。永久磁石同期電動機４への出力電圧が「０Ｖ」になるようにタイミング制御部１７７が指令を出すことで、インバータ２はｕ相、ｖ相およびｗ相の３つの高電圧側スイッチすべてをオンして回転子４ａの回転にブレーキをかける。または、インバータ２はｕ相、ｖ相およびｗ相の３つの低電圧側スイッチすべてをオンすることによってブレーキをかけてもよい。
　タイミング制御部１７７は、カウント値が１０１から５００になるまでの期間、パラメータ測定部１７１に抵抗測定を指示する。また、タイミング制御部１７７は、カウント値が１０１から５００になるまでの期間、永久磁石同期電動機４に電圧を印加して巻線抵抗の測定を行うために、一定の電圧指令ベクトルＶαβ＊を２軸／３軸変換部１５へ直接出力する。
　タイミング制御部１７７は、カウント値が５０１から１０００になるまでの期間、パラメータ測定部１７１にインダクタンス測定を指示する。また、タイミング制御部１７７は、カウント値が５０１から１０００になるまでの期間、永久磁石同期電動機４への電圧印加を停止して電流を降下させて巻線インダクタンスの測定を行うために、永久磁石同期電動機４への出力電圧を「０Ｖ」にする電圧指令ベクトルを２軸／３軸変換部１５へ出力する。カウント値が１０００になるまでの期間に初期化動作が終了する。タイミング制御部１７７は、カウント値が１００１になると、通電相制御部１７５に対して通電相番号切り替え開始の指示を出力する。
　タイミング制御部１７７は、通電相制御部１７５から通電相番号切り替えの通知を受け付けた場合またはカウント値が１５００になった場合、カウント値を１００１に戻してカウントを再開する。なお、タイミング制御部１７７は、カウント値が１００１から１５００になるまでの期間に通電相番号が切り替わらない場合、通電相制御部１７５に対して強制切替指示を出力する。よって、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβが閾値以下になった状態が継続していたとしても強制的に通電相番号が切り替わり、図８の時間Ｔｉ１から回転子４ａが加速する。
　図８の時間Ｔｉ１～Ｔｉ２の「加速１」において、回転子４ａの角度がグラフのように上昇する。しかし、時間Ｔｉ２では回転子４ａがストッパに衝突し、回転子４ａの回転方向が逆向きになる。この直後の時間Ｔｉ３において、脱調判定部１７４が脱調を判定してタイミング制御部１７７に通知する。この通知を受けたタイミング制御部１７７はカウント値をゼロにリセットし、カウントを再開する。
　タイミング制御部１７７は、時間Ｔｉ３のリセット後、カウント値ゼロから１０００までの間に初期化動作を繰り返すが、この時期は初期化が終了しても回転子４ａの回転方向が逆向きになっているのですぐには加速できず、時間Ｔｉ４から再加速する。時間Ｔｉ５では回転子４ａが再びストッパに衝突し、脱調判定部１７４において脱調が判定され、タイミング制御部１７７により再々初期化が始まる。
　図９は、図８の時間Ｔｉ１～Ｔｉ２の部分についてα軸誘起電圧Ｅα、β軸誘起電圧Ｅβ、および通電相番号１～４の切り替わり等を示すグラフである。図１０は、図９の時間Ｔｉ１～Ｔｉ１－１の部分について拡大したグラフである。図９および図１０のグラフは、図８と同様にシミュレーションした結果を示すグラフである。
　図９および図１０の一番上のグラフは回転子４ａの角度、上から二番目のグラフはタイミング制御部１７７のカウント値であり、上から三番目のグラフは誘起電圧算出部１７２が算出したα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβである。
　上から四番目のグラフの上側は、通電相制御部１７５から誘起電圧算出部１７２へ誘起電圧算出マスク指示を通知するタイミングを示す。高値側が通知のタイミングである。上から四番目のグラフの下側は、通電相制御部１７５において誘起電圧が閾値以下であって通電相の切り替えを行わないと判定したタイミングを示す。低値側が切り替えを行わないと判定したタイミングである。
　一番下のグラフは、通電相制御部１７５においてα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの組み合わせに応じて判定した通電相番号判定値と、通電相制御部１７５から指令ベクトル決定部１７６へ出力した通電相番号出力値を示す。
　図９の時間Ｔｉ１～Ｔｉ２において、通電相制御部１７５により通電相番号が適切に切り替えられ、回転子４ａが正常に加速されているのが分かる。
　図１０の時間Ｔｉ１～Ｔｉ１－１において、通電相パターン１の場合、α軸誘起電圧Ｅαの絶対値とβ軸誘起電圧Ｅβの絶対値とが等しくなるタイミングごとに、通電相番号が切り替わるのが分かる。
　図１１Ａは、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置１の動作をシミュレーションしたときに３軸／２軸変換部１２が出力するα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβを示すグラフであり、図１１Ｂは電流ＦＢ部１４が出力するα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を示すグラフである。
　図１１Ａおよび図１１Ｂのように永久磁石同期電動機４の始動時に始動制御部１７がα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊による電流駆動を行う場合、通電相番号の切り替わり時に電流ＦＢ部１４の電流フィードバックが過渡状態になり、α軸電流指令値Ｉα＊およびβ軸電流指令値Ｉβ＊と、α軸電流Ｉαおよびβ軸電流Ｉβとの差が大きくなる。電流ＦＢ部１４は過渡状態から回復するために大きなα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を発生させるので、通電相番号の切り替わり時にα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊に大きなスパイクが発生する。このスパイクは、誘起電圧算出部１７２によるα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの算出を困難にするので、スパイクが発生する通電相番号の切り替わり時には通電相制御部１７５から誘起電圧算出部１７２に対して誘起電圧算出マスク指示が出力され、誘起電圧算出部１７２はこの指示の期間誘起電圧の算出を停止する。
　図１１Ａにおいて、電流ＦＢ部１４は、α軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβがα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊である２０Ａになるようフィードバック制御している。そのため、α軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβの大きさは、時間が経過しても変化しない。
　一方、図１１Ｂにおいて、電流ＦＢ部１４は、始動直後には１．５Ｖ程度のα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を出力する。その後、回転子４ａの回転速度が上昇するとα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβが大きくなるため、その分α軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊も増加していく。
　以上のように、実施の形態１に係る電動機制御装置１は、電流検出部１１、３軸／２軸変換部１２、および始動制御部１７を備える。電流検出部１１は、回転子４ａに永久磁石を備えた永久磁石同期電動機４の巻線４ｕ，４ｖ，４ｗの電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。３軸／２軸変換部１２は、電流検出部１１が検出する巻線４ｕ，４ｖ，４ｗの電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを固定座標のα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβに変換する。始動制御部１７は、永久磁石同期電動機４の始動開始から始動完了までの期間、３軸／２軸変換部１２が変換したα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβに基づいてα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβを算出し、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβに応じてα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊を切り替える。α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβに応じてα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊を切り替えるため、脱調しにくく、安定した始動が可能になる。
　また、実施の形態１では始動完了後の永久磁石同期電動機４の制御にセンサレスベクトル制御を採用しているため、始動制御部１７は、このセンサレスベクトル制御のためにすでに実装されている３軸／２軸変換部１２、電流ＦＢ部１４、２軸／３軸変換部１５およびＰＷＭ制御部１６を利用できる。よって、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの算出および通電切り替えを容易に行うことができる。なお、始動完了後の永久磁石同期電動機４の制御方法は、センサレスベクトル制御に限定されるものではない。
　また、実施の形態１の始動制御部１７は、α軸誘起電圧Ｅαの絶対値とβ軸誘起電圧Ｅβの絶対値とが等しくなるタイミングごとに、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの組み合わせに対応するα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊の組み合わせに切り替える。つまり、始動制御部１７は、通電相パターン１の通電相番号１～４に従ってα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊を切り替える。このようにすると、軸に発生している誘起電圧が大きくなるタイミングで通電できるので最適な駆動になる。
　また、永久磁石同期電動機４の巻線抵抗および巻線インダクタンス等のパラメータが不明であっても、また温度上昇等によりパラメータ値が変化しても、永久磁石同期電動機４の内部が均一な温度分布になっていればパラメータの変化率はα軸とβ軸とで同一と考えらえる。そのため、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの大小関係も変化しない。よって、安定した通電切り替えが可能になる。
　また、実施の形態１の始動制御部１７は、α軸誘起電圧Ｅαがゼロになるタイミングおよびβ軸誘起電圧Ｅβがゼロになるタイミングごとに、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの組み合わせに対応するα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊に切り替えてもよい。つまり、始動制御部１７は、通電相パターン２の通電相番号１～４に従ってα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊を切り替える。このようにすると、α軸とβ軸の両方に通電できるため、通電相パターン１よりも大きな電流を永久磁石同期電動機４に通電でき始動時のトルクが大きくなる。また、通電している軸に発生している誘起電圧と同じ方向に通電できるので最適な駆動になる。
　また、永久磁石同期電動機４の巻線抵抗および巻線インダクタンス等のパラメータが不明であっても、また温度上昇等によりパラメータ値が変化しても、永久磁石同期電動機４の内部が均一な温度分布になっていればパラメータの変化率はα軸とβ軸とで同一と考えらえる。そのため、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβがゼロをまたぐタイミングは変化しない。よって、安定した通電切り替えが可能になる。
　また、実施の形態１の始動制御部１７は、α軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊をゼロ、正の一定値、または負の一定値に切り替える。電流指令値を一定にすることで、巻線インダクタンスのばらつきの影響が排除でき、巻線インダクタンスを用いた誘起電圧の算出が容易になる。
　また、実施の形態１の始動制御部１７は、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβが閾値以下である場合にα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊を切り替えない。これにより、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβが小さい場合の通電切り替えの誤判定を防止できる。
　また、実施の形態１の始動制御部１７は、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβが閾値以下である状態が予め定められた時間継続した場合、α軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊を強制的に切り替える。これにより、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβが小さく通電切り替えのタイミングを判定できなくなっても、強制的に次の通電相番号の通電に切り替えることができ、永久磁石同期電動機４を始動できる。
　また、実施の形態１に係る電動機制御装置１は、回転座標のγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδに基づくγ軸電流指令値Ｉγ＊とδ軸電流指令値Ｉδ＊を出力するセンサレスベクトル制御部１３と、始動制御部１７が出力するα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊またはセンサレスベクトル制御部１３が出力するγ軸電流指令値Ｉγ＊とδ軸電流指令値Ｉδ＊に対して電流フィードバック制御を行う電流ＦＢ部１４と、永久磁石同期電動機４の始動開始から始動完了までの期間は始動制御部１７による制御に切り替え、永久磁石同期電動機４が始動完了した後はセンサレスベクトル制御部１３による制御に切り替える制御切替部１８とを備える。この電流ＦＢ部１４は、始動制御部１７による制御時のフィードバックゲインを、センサレスベクトル制御部１３による制御時のフィードバックゲインより大きくする。これにより、永久磁石同期電動機４の始動時に急激にα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβを変化させることができ、より確実にα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβを算出できるようになる。
　また、実施の形態１の始動制御部１７は、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの組み合わせに対応するα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊の組み合わせと、予め定められたα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊の組み合わせが出現する位相パターンとを比較して永久磁石同期電動機４の脱調を判定する。α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβを用いて脱調を判定できるので、脱調判定のために機能を追加する必要がない。よって、容易に脱調を判定できる。
　また、α軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊を一定にすることで、電流変化による電圧の変化が抑制され脱調判定が容易になる。また、実施の形態２で説明する電圧駆動に比較して、実施の形態１の電流駆動のほうが高い電圧を印加できるので、回転子４ａの回転が速くなりα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβが大きくなり、脱調の判定が容易になる。
　また、実施の形態１の始動制御部１７は、α軸誘起電圧Ｅαの絶対値とβ軸誘起電圧Ｅβの絶対値とが等しくなるタイミング、α軸誘起電圧Ｅαがゼロになるタイミング、およびβ軸誘起電圧Ｅβがゼロになるタイミングごとに脱調を判定する。これにより、脱調が生じた場合にすぐ判定できる。
　また、電動機制御装置１の始動制御部１７は、永久磁石同期電動機４が脱調したことを判定した場合、インバータ２の３個の高電圧側スイッチのすべて、またはインバータ２の３個の低電圧側スイッチのすべてをオンさせる。これにより、回転子４ａの回転を早期に止めて再始動することができる。
実施の形態２．
　上位実施の形態１の電動機制御装置１は永久磁石同期電動機４への通電電流をフィードバック制御する電流駆動方式を採用した。これに対し、実施の形態２の電動機制御装置１は永久磁石同期電動機４への印加電圧を制御する電圧駆動方式を採用する。
　図１２は、この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置１の構成例を示すブロック図である。実施の形態２に係る電動機制御装置１は、電流検出部１１、３軸／２軸変換部１２、センサレスベクトル制御部２３、２軸／３軸変換部１５、ＰＷＭ制御部１６、始動制御部２７、制御切替部１８および制御切替スイッチ１９，２０を含む。２軸／３軸変換部１５およびＰＷＭ制御部１６は、「通電切替部」に相当する。なお、図１２において図１と同一または相当する部分は、同一の符号を付し説明を省略する。
　センサレスベクトル制御部２３は、実施の形態１のセンサレスベクトル制御部１３と同様に、永久磁石同期電動機４が始動完了した後にこの永久磁石同期電動機４をセンサレスベクトル制御するものである。ただし、実施の形態２のセンサレスベクトル制御部２３は、３軸／２軸変換部１２からのγ軸電流Ｉγとδ軸電流Ｉδを入力として、回転子４ａの角度θとγ軸電圧指令値Ｖγ＊とδ軸電圧指令値Ｖδ＊を出力する。
　センサレスベクトル制御は周知の技術であるため、説明を省略する。
　始動制御部２７は、実施の形態１の始動制御部１７と同様に、永久磁石同期電動機４を始動するためのものである。ただし、実施の形態２の始動制御部２７は、３軸／２軸変換部１２からのα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβを入力として、α軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を出力する。
　実施の形態２においてα軸電圧指令値Ｖα＊およびβ軸電圧指令値Ｖβ＊は「α軸指令値」および「β軸指令値」である。
　図１３は、この発明の実施の形態２における始動制御部２７の内部構成例を示すブロック図である。始動制御部２７は、パラメータ測定部１７１、誘起電圧算出部１７２、位相判定部１７３、脱調判定部１７４、通電相制御部１７５、指令ベクトル決定部２７６、およびタイミング制御部１７７を備える。なお、図１３において図４と同一または相当する部分は、同一の符号を付し説明を省略する。
　指令ベクトル決定部２７６は、通電相制御部１７５が指示する通電相パターンの通電相番号に対応するα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を、誘起電圧算出部１７２および２軸／３軸変換部１５へ出力する。
　図１４は、この発明の実施の形態２における通電相パターン１の通電相番号１～４と、α軸電圧指令値Ｖα＊と、β軸電圧指令値Ｖβ＊の対応関係を示す図である。図１５は、この発明の実施の形態２における通電相パターン２の通電相番号１～４と、α軸電圧指令値Ｖα＊と、β軸電圧指令値Ｖβ＊の対応関係を示す図である。図１４および図１５において「ｖ０」は予め定められた正の電圧値（例えば、１．５Ｖ）であり、「－ｖ０」は予め定められた負の電圧値（例えば、－１．５Ｖ）である。図１４および図１５では回転子４ａをα軸からβ軸の方向へ回転させる場合の例を示す。
　指令ベクトル決定部２７６は、通電相制御部１７５から通電相パターン１の通電相番号１～４をこの順に受け取ると、α軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊からなる電圧指令ベクトル（Ｖα＊，Ｖβ＊）を、図１４に示されるように（ｖ０，０）、（０，ｖ０）、（－ｖ０，０）、（０，－ｖ０）の順に切り替える。回転子４ａがβ軸からα軸の方向へ回転する場合、指令ベクトル決定部２７６は、電圧指令ベクトル（Ｖα＊，Ｖβ＊）を（０，ｖ０）、（ｖ０，０）、（０，－ｖ０）、（－ｖ０，０）の順に切り替える。
　指令ベクトル決定部２７６は、通電相制御部１７５から通電相パターン２の通電相番号１～４をこの順に受け取ると、電圧指令ベクトル（Ｖα＊，Ｖβ＊）を、図１５に示されるように（ｖ０，－ｖ０）、（ｖ０，ｖ０）、（－ｖ０，ｖ０）、（－ｖ０，－ｖ０）の順に切り替える。回転子４ａがβ軸からα軸の方向へ回転する場合、指令ベクトル決定部２７６は、電圧指令ベクトル（Ｖα＊，Ｖβ＊）を（－ｖ０，ｖ０）、（－ｖ０，－ｖ０）、（ｖ０，－ｖ０）、（ｖ０，ｖ０）の順に切り替える。
　上述のように、指令ベクトル決定部２７６が通電相番号の切り替わりごとにα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を切り替えることで、これらの指令値に応じた電流が巻線４ｕ，４ｖ，４ｗに流れる。誘起電圧算出部１７２は、このときのα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊とα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβとを用いて、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβを算出する。
　図１６は、この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置１の動作をシミュレーションした結果を示すグラフである。図１６のグラフは始動制御部２７による動作をシミュレーションしたものであり、始動が完了していないためセンサレスベクトル制御部２３は動作していない。また、実施の形態１と同様に、２５πｒａｄ（＝７８．５ｒａｄ）に回転子４ａの回転を制限するストッパが存在するものと仮定してシミュレーションしている。
　図１６の一番上のグラフは回転子４ａの角度、上から二番目のグラフはタイミング制御部１７７のカウント値である。
　一番下のグラフは上から脱調判定部１７４による脱調判定通知のタイミング、タイミング制御部１７７から２軸／３軸変換部１５へ電圧指令ベクトルを直接通知するタイミング、タイミング制御部１７７から２軸／３軸変換部１５へ出力電圧０Ｖの指令を直接通知するタイミング、タイミング制御部１７７からパラメータ測定部１７１へ巻線インダクタンス測定指示を通知するタイミング、タイミング制御部１７７からパラメータ測定部１７１へ巻線抵抗測定指示を通知するタイミングである。各グラフの高値側が通知のタイミングである。なお、図１６のグラフにおいて、脱調判定部１７４は脱調したことを１０回連続して判定した場合に、タイミング制御部１７７へ通知することとする。
　図１６において、始動制御部２７は実施の形態１と同様に初期化動作を行った後、時間Ｔｖ１～Ｔｖ２の「加速１」において回転子４ａを加速させる。時間Ｔｖ２では回転子４ａがストッパに衝突し、回転子４ａの回転方向が逆向きになる。この直後の時間Ｔｖ３において、脱調判定部１７４が脱調を判定してタイミング制御部１７７に通知する。この通知を受けたタイミング制御部１７７は再初期化を行う。しかし、回転子４ａの回転方向を逆向きになっているので、時間Ｔｖ４で脱調判定部１７４において脱調が判定されてタイミング制御部１７７により再々初期化が始まり、時間Ｔｖ５から再加速する。その後、時間Ｔｖ６で回転子４ａが再びストッパに衝突し、脱調判定部１７４において脱調が判定される。
　なお、図１６のグラフにおいて始動制御部２７は脱調判定時にブレーキをかけて再始動するが、これ以外の方法により脱調からの回復を図ってもよい。例えば、タイミング制御部１７７は、脱調判定部１７４が永久磁石同期電動機４の脱調を判定した場合に、通電相番号の切り替えを一時的に中止してα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を維持するよう通電相制御部１７５に指示する。これにより、永久磁石同期電動機４が脱調から早期に回復できる可能性がある。この場合、脱調判定部１７４は、位相番号が予め定められた位相パターンにそって推移し始めると脱調から回復したと判定し、タイミング制御部１７７は通電相制御部１７５に対して通電相番号の切り替え再開を指示する。
　図１７は、図１６の時間Ｔｖ１～Ｔｖ２の部分についてα軸誘起電圧Ｅα、β軸誘起電圧Ｅβ、および通電相番号１～４の切り替わり等を示すグラフである。
　図１７の一番上のグラフは回転子４ａの角度、上から二番目のグラフはタイミング制御部１７７のカウント値であり、上から三番目のグラフは誘起電圧算出部１７２が算出したα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβである。
　上から四番目のグラフの上側は、通電相制御部１７５から誘起電圧算出部１７２へ誘起電圧算出マスク指示を通知するタイミングを示す。高値側が通知のタイミングである。上から四番目のグラフの下側は、通電相制御部１７５において誘起電圧が閾値以下であって通電相の切り替えを行わないと判定したタイミングを示す。低値側が切り替えを行わないと判定したタイミングである。
　一番下のグラフは、通電相制御部１７５においてα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの組み合わせに応じて判定した通電相番号判定値と、通電相制御部１７５から指令ベクトル決定部２７６へ出力した通電相番号出力値を示す。
　図１７の時間Ｔｖ１～Ｔｖ２において、通電相制御部１７５により通電相番号が適切に切り替えられ、回転子４ａが正常に加速されているのが分かる。
　図１８Ａは、この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置１の動作をシミュレーションしたときに３軸／２軸変換部１２が出力するα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβを示すグラフであり、図１８Ｂは指令ベクトル決定部２７６が出力するα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を示すグラフである。
　実施の形態２の電圧駆動時における図１８Ｂのグラフと実施の形態１の電流駆動時における図１１Ｂのグラフとを比較すると、電圧駆動では通電相番号の切り替わり時にα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊にスパイクが発生しない。また、図１８Ａのα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβに発生するスパイクは、図１１Ａのα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβに発生するスパイクに比べて小さい。従って、実施の形態１の電流駆動に比べて、実施の形態２の電圧駆動の方がα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの算出が容易である。
　また、実施の形態１の電流駆動では図１１Ａに示されるようにα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβの大きさが回転子４ａの回転速度の上昇によらず一定であった。これに対し、実施の形態２の電圧駆動では図１８Ｂに示されるようにα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊が一定であるため、回転速度が上昇してα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβが大きくなると、図１８Ａに示されるようにα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβが小さくなる。従って、実施の形態１の電流駆動に比べて、実施の形態２の電圧駆動の方が回転子４ａの加速が穏やかである。
　図１９は、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置１による電流駆動時の回転子角度と実施の形態２に係る電動機制御装置１による電圧駆動時の回転子角度とを比較するグラフである。つまり、図１９のグラフは、図８の一番上に示されたグラフと図１６の一番上に示されたグラフとを重ね描きしたものである。
　最初の加速において、電流駆動の回転子角度は電圧駆動の回転子角度よりもはやく立ち上がっている。この傾向の差は、永久磁石同期電動機４の誘起電圧定数が大きい、永久磁石同期電動機４を駆動する電圧が低い、および回転数の変化が大きいなどの要因により、さらに大きくなると予想される。
　以上のように、実施の形態２に係る電動機制御装置１は、電流検出部１１、３軸／２軸変換部１２、および始動制御部２７を備える。電流検出部１１は、回転子４ａに永久磁石を備えた永久磁石同期電動機４の巻線４ｕ，４ｖ，４ｗの電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。３軸／２軸変換部１２は、電流検出部１１が検出する巻線４ｕ，４ｖ，４ｗの電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを固定座標のα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβに変換する。始動制御部２７は、永久磁石同期電動機４の始動開始から始動完了までの期間、３軸／２軸変換部１２が変換したα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβに基づいてα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβを算出し、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβに応じてα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊切り替える。α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβに応じてα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を切り替えるため、脱調しにくく、安定した始動が可能になる。
　なお、実施の形態１と同様に実施の形態２でもセンサレスベクトル制御を採用しているため、３軸／２軸変換部１２、２軸／３軸変換部１５およびＰＷＭ制御部１６を利用して、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの算出および通電切り替えを容易に行うことができる。
　また、実施の形態２の始動制御部２７は、α軸誘起電圧Ｅαの絶対値とβ軸誘起電圧Ｅβの絶対値とが等しくなるタイミングごとに、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの組み合わせに対応するα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊の組み合わせに切り替える。つまり、始動制御部２７は、通電相パターン１の通電相番号１～４に従ってα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を切り替える。このようにすると、軸に発生している誘起電圧が大きくなるタイミングで通電できるので最適な駆動になる。
　また、永久磁石同期電動機４の巻線抵抗および巻線インダクタンス等のパラメータが不明であっても、また温度上昇等によりパラメータ値が変化しても、永久磁石同期電動機４の内部が均一な温度分布になっていればパラメータの変化率はα軸とβ軸とで同一と考えらえる。そのため、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの大小関係も変化しない。よって、安定した通電切り替えが可能になる。
　また、実施の形態２の始動制御部２７は、α軸誘起電圧Ｅαがゼロになるタイミングおよびβ軸誘起電圧Ｅβがゼロになるタイミングごとに、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβの組み合わせに対応するα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊に切り替えてもよい。つまり、始動制御部２７は、通電相パターン２の通電相番号１～４に従ってα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を切り替える。このようにすると、α軸とβ軸の両方に通電できるため、通電相パターン１よりも大きな電流を永久磁石同期電動機４に通電でき始動時のトルクが大きくなる。また、通電している軸に発生している誘起電圧と同じ方向に通電できるので最適な駆動になる。
　また、永久磁石同期電動機４の巻線抵抗および巻線インダクタンス等のパラメータが不明であっても、また温度上昇等によりパラメータ値が変化しても、永久磁石同期電動機４の内部が均一な温度分布になっていればパラメータの変化率はα軸とβ軸とで同一と考えらえる。そのため、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβがゼロをまたぐタイミングは変化しない。よって、安定した通電切り替えが可能になる。
　また、実施の形態２の始動制御部２７は、α軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊をゼロ、正の一定値、または負の一定値に切り替える。電圧指令値を一定にすることで誘起電圧を吸収でき、通電切り替え後に発生する回転子４ａの振動を抑制できる。
　また、実施の形態２の始動制御部２７は、永久磁石同期電動機４が脱調したことを判定した場合に、α軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊の切り替えを一時的に中止し、これらの指令値を維持してもよい。これにより、永久磁石同期電動機４が脱調から早期に回復できる。
　次に、この発明の各実施の形態に係る電動機制御装置１のハードウェア構成例を説明する。
　図２０Ａおよび図２０Ｂは、この発明の各実施の形態に係る電動機制御装置１のハードウェア構成例を示す図である。
　電動機制御装置１における電流検出部１１は、Ａ／Ｄ変換器１０１である。電動機制御装置１における３軸／２軸変換部１２、センサレスベクトル制御部１３、電流ＦＢ部１４、２軸／３軸変換部１５、ＰＷＭ制御部１６、始動制御部１７，２７、制御切替部１８、および制御切替スイッチ１９，２０の各機能は、処理回路により実現される。即ち、電動機制御装置１は、上記各機能を実現するための処理回路を備える。処理回路は、専用のハードウェアとしての処理回路１００であってもよいし、メモリ１０３に格納されるプログラムを実行するプロセッサ１０２であってもよい。
　図２０Ａに示すように、処理回路１００が専用のハードウェアである場合、処理回路１００は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものが該当する。３軸／２軸変換部１２、センサレスベクトル制御部１３、電流ＦＢ部１４、２軸／３軸変換部１５、ＰＷＭ制御部１６、始動制御部１７，２７、制御切替部１８、および制御切替スイッチ１９，２０の機能を複数の処理回路１００で実現してもよいし、各部の機能をまとめて１つの処理回路１００で実現してもよい。また、処理回路１００がＡ／Ｄ変換器１０１を内蔵してもよい。
　図２０Ｂに示すように、処理回路がプロセッサ１０２である場合、３軸／２軸変換部１２、センサレスベクトル制御部１３、電流ＦＢ部１４、２軸／３軸変換部１５、ＰＷＭ制御部１６、始動制御部１７，２７、制御切替部１８、および制御切替スイッチ１９，２０の各機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアまたはファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ１０３に格納される。プロセッサ１０２は、メモリ１０３に格納されたプログラムを読みだして実行することにより、各部の機能を実現する。即ち、電動機制御装置１は、プロセッサ１０２により実行されるときに、後述する図２１のフローチャートで示されるステップが結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリ１０３を備える。また、このプログラムは、３軸／２軸変換部１２、センサレスベクトル制御部１３、電流ＦＢ部１４、２軸／３軸変換部１５、ＰＷＭ制御部１６、始動制御部１７，２７、制御切替部１８、および制御切替スイッチ１９，２０の手順または方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。
　ここで、プロセッサ１０２とは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、またはマイクロコンピュータ等のことである。
　メモリ１０３は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、またはフラッシュメモリ等の不揮発性もしくは揮発性の半導体メモリであってもよいし、ハードディスクまたはフレキシブルディスク等の磁気ディスクであってもよいし、ＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ　Ｄｉｓｃ）またはＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）等の光ディスクであってもよい。
　また、メモリ１０３には、図５に示されたような位相パターンの情報、ならびに図６、図７、図１４および図１５に示されたように通電相パターンの情報等が格納される。
　なお、３軸／２軸変換部１２、センサレスベクトル制御部１３、電流ＦＢ部１４、２軸／３軸変換部１５、ＰＷＭ制御部１６、始動制御部１７，２７、制御切替部１８、および制御切替スイッチ１９，２０の各機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。このように、電動機制御装置１における処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述の各機能を実現することができる。
　図２１は、この発明の各実施の形態に係る電動機制御装置１による永久磁石同期電動機４始動時の動作例を示すフローチャートである。
　永久磁石同期電動機４の始動開始時、ステップＳＴ１において、電流検出部１１は巻線４ｕ，４ｖ，４ｗの電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。
　ステップＳＴ２において、３軸／２軸変換部１２は、電流検出部１１が検出する巻線４ｕ，４ｖ，４ｗの電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、固定座標のα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβに変換する。
　ステップＳＴ３において、始動制御部１７は、３軸／２軸変換部１２が変換したα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβに基づいてα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβを算出し、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβに応じてα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊を切り替える。
　ステップＳＴ４において、電流ＦＢ部１４、２軸／３軸変換部１５およびＰＷＭ制御部１６は、始動制御部１７からのα軸電流指令値Ｉα＊とβ軸電流指令値Ｉβ＊に従い巻線４ｕ，４ｖ，４ｗへの通電を切り替えるように動作する。
　ステップＳＴ５において、制御切替部１８は、永久磁石同期電動機４が始動完了したか否かを判定し、永久磁石同期電動機４が始動完了した場合（ステップＳＴ５“ＹＥＳ”）、図２１のフローチャートに示される動作を完了してセンサレスベクトル制御部１３によるセンサレスベクトル制御に切り替える。一方、制御切替部１８は、永久磁石同期電動機４が始動完了していなければ（ステップＳＴ５“ＮＯ”）、ステップＳＴ１に戻る。
　なお、実施の形態２の場合、ステップＳＴ３において、始動制御部２７は３軸／２軸変換部１２が変換したα軸電流Ｉαとβ軸電流Ｉβに基づいてα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβを算出し、α軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβに応じてα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊を切り替える。
　また、ステップＳＴ４において、２軸／３軸変換部１５およびＰＷＭ制御部１６は、始動制御部２７からのα軸電圧指令値Ｖα＊とβ軸電圧指令値Ｖβ＊に従い巻線４ｕ，４ｖ，４ｗへの通電を切り替えるように動作する。
　なお、本発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明に係る電動機制御装置は、永久磁石同期電動機の始動時にα軸誘起電圧Ｅαとβ軸誘起電圧Ｅβに応じてα軸指令値とβ軸指令値を切り替えるようにしたので、回転子の近傍に角度センサを装着することが困難な燃料ポンプ用の電動機などに用いるのに適している。
　１　電動機制御装置、２　インバータ、３ｕ，３ｖ，３ｗ　電流センサ、４　永久磁石同期電動機、４ａ　回転子、４ｂ　固定子、４ｕ，４ｖ，４ｗ　巻線、５　燃料タンク、６　低圧燃料ポンプ、７　リリーフ弁、１１　電流検出部、１２　３軸／２軸変換部、１３，２３　センサレスベクトル制御部、１４　電流ＦＢ部、１５　２軸／３軸変換部、１６　ＰＷＭ制御部、１７，２７　始動制御部、１８　制御切替部、１９，２０　制御切替スイッチ、１００　処理回路、１０１　Ａ／Ｄ変換器、１０２　プロセッサ、１０３　メモリ、１７１　パラメータ測定部、１７２　誘起電圧算出部、１７３　位相判定部、１７４　脱調判定部、１７５　通電相制御部、１７６，２７６　指令ベクトル決定部、１７７　タイミング制御部。

Claims (15)

  1. 　回転子に永久磁石を備えた永久磁石同期電動機の３軸の巻線の電流を検出する電流検出部と、
    　前記電流検出部が検出する前記３軸の巻線の電流を固定座標のα軸電流およびβ軸電流に変換する３軸／２軸変換部と、
    　前記永久磁石同期電動機の始動開始から始動完了までの期間、前記３軸／２軸変換部が変換した前記α軸電流および前記β軸電流に基づいてα軸誘起電圧およびβ軸誘起電圧を算出し、前記α軸誘起電圧および前記β軸誘起電圧に応じてα軸指令値およびβ軸指令値を切り替える始動制御部と、
    　前記始動制御部からの前記α軸指令値および前記β軸指令値に従い前記３軸の巻線への通電を切り替える通電切替部とを備える電動機制御装置。
  2. 　前記始動制御部は、前記α軸誘起電圧の絶対値と前記β軸誘起電圧の絶対値とが等しくなるタイミングごとに、前記α軸誘起電圧および前記β軸誘起電圧の組み合わせに対応する前記α軸指令値および前記β軸指令値の組み合わせに切り替えることを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
  3. 　前記始動制御部は、前記α軸誘起電圧がゼロになるタイミングおよび前記β軸誘起電圧がゼロになるタイミングごとに、前記α軸誘起電圧および前記β軸誘起電圧の組み合わせに対応する前記α軸指令値および前記β軸指令値の組み合わせに切り替えることを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
  4. 　前記α軸指令値および前記β軸指令値は電流指令値であることを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
  5. 　前記始動制御部は、電流指令値である前記α軸指令値および前記β軸指令値を、ゼロ、正の一定値、または負の一定値に切り替えることを特徴とする請求項４記載の電動機制御装置。
  6. 　前記α軸指令値および前記β軸指令値は電圧指令値であることを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
  7. 　前記始動制御部は、電圧指令値である前記α軸指令値および前記β軸指令値を、ゼロ、正の一定値、または負の一定値に切り替えることを特徴とする請求項６記載の電動機制御装置。
  8. 　前記始動制御部は、前記α軸誘起電圧および前記β軸誘起電圧が閾値以下である場合に前記α軸指令値および前記β軸指令値を切り替えないことを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
  9. 　前記始動制御部は、前記α軸誘起電圧および前記β軸誘起電圧が閾値以下である状態が予め定められた時間継続した場合、前記α軸指令値および前記β軸指令値を強制的に切り替えることを特徴とする請求項８記載の電動機制御装置。
  10. 　回転座標のγ軸電流およびδ軸電流に基づく電流指令値を出力するセンサレスベクトル制御部と、
    　前記始動制御部が出力する電流指令値または前記センサレスベクトル制御部が出力する電流指令値に対して電流フィードバック制御を行う電流フィードバック制御部と、
    　前記永久磁石同期電動機の始動開始から始動完了までの期間は前記始動制御部による制御に切り替え、前記永久磁石同期電動機が始動完了した後は前記センサレスベクトル制御部による制御に切り替える切替制御部とを備え、
    　前記電流フィードバック制御部は、前記始動制御部による制御時のフィードバックゲインを、前記センサレスベクトル制御部による制御時のフィードバックゲインより大きくすることを特徴とする請求項４記載の電動機制御装置。
  11. 　前記始動制御部は、前記α軸誘起電圧および前記β軸誘起電圧の組み合わせに対応する前記α軸指令値および前記β軸指令値の組み合わせと、予め定められたα軸指令値およびβ軸指令値の組み合わせが出現するパターンとを比較して前記永久磁石同期電動機の脱調を判定することを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
  12. 　前記始動制御部は、前記α軸誘起電圧の絶対値と前記β軸誘起電圧の絶対値とが等しくなるタイミング、前記α軸誘起電圧がゼロになるタイミング、および前記β軸誘起電圧がゼロになるタイミングごとに脱調を判定することを特徴とする請求項１１記載の電動機制御装置。
  13. 　３個の高電圧側スイッチおよび３個の低電圧側スイッチを有するインバータにより前記３軸の巻線への通電が切り替わる場合、
    　前記始動制御部は、前記永久磁石同期電動機が脱調したことを判定した場合、前記３個の高電圧側スイッチのすべて、または前記３個の低電圧側スイッチのすべてをオンさせることを特徴とする請求項１２記載の電動機制御装置。
  14. 　前記α軸指令値および前記β軸指令値は電圧指令値であり、
    　前記始動制御部は、前記永久磁石同期電動機が脱調したことを判定した場合、電圧指令値である前記α軸指令値および前記β軸指令値を切り替えないことを特徴とする請求項１１記載の電動機制御装置。
  15. 　前記永久磁石同期電動機は、燃料タンク内に設置されるポンプを駆動するものであることを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
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