WO2018070308A1 - 電力素子の駆動回路 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a drive circuit for driving on and off of a power element such as an IGBT, and in particular, to improve the power conversion efficiency of the power element without being affected by the operating voltage threshold of the power element having temperature dependence.
- the present invention relates to a drive circuit for a power element having a simple configuration.
- FIG. 6 is a schematic configuration showing an example of a conventional drive circuit 1 that drives on / off a power element 2 made of an IGBT or the like.
- This drive circuit 1 plays a role of turning on and off a drive signal applied to the gate of an IGBT (power element) 2 and controlling a main current flowing between the collector and emitter of the IGBT 2.
- the supply current Ic to the load (RL) connected between the main power supply 3 and the IGBT 2 is controlled by turning on / off the IGBT 2.
- the drive circuit 1 includes a first semiconductor switch element Q1 and a second semiconductor switch element Q2 that are connected in series and provided between a power supply terminal (Vcc) and a ground terminal (GND) of the power supply 4. With. Further, the drive circuit 1 includes a third semiconductor switch element Q3 and a fourth semiconductor switch element Q4 connected in series and provided between the power supply terminal (Vcc) and the ground terminal (GND) of the power supply 4. .
- the first and second semiconductor switch elements Q1 and Q2 are formed by connecting the series connection point (node P1) to the gate of the IGBT 2 through the gate resistor RG.
- the third and fourth semiconductor switching elements Q3 and Q4 are obtained by connecting the series connection point (node P2) to the emitter of the IGBT2.
- Each of the first to fourth semiconductor switching elements Q1, Q2, Q3, Q4 is made of, for example, a MOS-FET, and is turned on / off in association with each other under the control of the control circuit 5, thereby making the IGBT 2
- a switch matrix circuit for on / off driving is configured.
- the control circuit 5 turns on / off each of the first to fourth semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, Q4 in association with each other in response to a control signal SG given from the outside. Control off.
- FIG. 7 shows the operation timing representing the state change of each part of the drive circuit 1 according to the control signal SG and the voltage change of the IGBT 2.
- V (P1) is the voltage change at node P1
- V (E) is the voltage change at the emitter (node P2) of IGBT2
- V (G) is the voltage change at the gate of IGBT2
- Vge is the gate of IGBT2. ⁇ Changes in emitter-to-emitter voltage are shown.
- the drive circuit 1 drives the IGBT 2 on / off by positively or negatively biasing the gate-emitter voltage Vge of the IGBT 2 in accordance with the control signal SG. That is, the drive circuit 1 turns on the first and fourth semiconductor switch elements Q1 and Q4 and turns off the second and third semiconductor switch elements Q2 and Q3, thereby supplying the voltage of the node P1 to the power source.
- the voltage Vcc is set, and the voltage of the node P2 is set to the voltage (0V) of the ground terminal (GND).
- the drive circuit 1 positively biass the IGBT 2 by applying the voltage of the node P1 (power supply voltage Vcc) to the gate of the IGBT 2 whose emitter is set to 0V via the gate resistance RG.
- the IGBT 2 is turned on by a positive bias (+ Vcc) applied between its gate and emitter.
- the drive circuit 1 turns off the first and fourth semiconductor switch elements Q1 and Q4 and turns on the second and third semiconductor switch elements Q2 and Q3, so that the voltage of the node P1 is set to 0V.
- the voltage of the node P2 is set to the power supply voltage Vcc, and the drive circuit 1 negatively biases the IGBT2 by grounding the gate of the IGBT2 whose emitter is set to the power supply voltage Vcc through the gate resistor RG.
- the IGBT 2 is turned off by a negative bias (-Vcc) applied between its gate and emitter.
- the drive circuit 1 configured in this way is as described in detail in Patent Document 1, for example.
- the drive circuit 1 disclosed in Patent Document 1 can turn on and off the IGBT 2 by positively or negatively biasing the IGBT 2 using only the positive power supply voltage Vcc output from the power supply 4, It is excellent in that it is not necessary.
- this conventional driving circuit 1 has a configuration in which the voltage V (P1) of the node P1 is applied to the gate of the IGBT 2 through the gate resistance RG, thereby charging and discharging the gate capacitance of the IGBT 2. For this reason, there is a problem that the switching loss is large when the IGBT 2 is turned on and turned off.
- Patent Document 1 discloses that the timing at which the first to fourth semiconductor switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are turned on and off is shifted to turn on and off the IGBT 2. It has been disclosed to reduce switching losses at times. However, when the first to fourth semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are shifted in on / off timing, there arises a new problem that the configuration of the control circuit 5 becomes complicated.
- the IGBT 2 has a negative temperature characteristic that its operating voltage threshold Vth decreases as the temperature increases. Nevertheless, in the conventional drive circuit 1, when the IGBT 2 is turned on, the voltage at the node P1 (power supply voltage Vcc) is simply applied as a positive bias voltage to the gate of the IGBT 2 via the gate resistor RG. . For this reason, for example, when the operating voltage threshold value Vth of the IGBT 2 is lowered as the temperature rises, a voltage equal to or higher than the positive bias voltage necessary for maintaining the ON state is applied to the gate of the IGBT 2. .
- an IGBT having a sufficiently large short-circuit resistance in anticipation of a decrease in the operating voltage threshold Vth of the IGBT 2.
- an IGBT having a large short-circuit tolerance is generally expensive, and accordingly, the entire configuration of the power converter using the IGBT 2 must be large and expensive.
- the present invention has been made in consideration of such circumstances, and the object thereof is to optimally control the on / off of the power element without using the gate resistance described above, particularly when the power element is positively biased.
- An object of the present invention is to provide a power element drive circuit having a simple configuration capable of preventing application of an excessive voltage to a control electrode of the power element and thereby reducing a short-circuit tolerance required for the power element.
- the power element drive circuit includes a power element that controls a main current flowing between the first main electrode and the second main electrode in accordance with a drive signal applied to the control electrode, for example, IGBT or N
- a drive signal applied to the control electrode for example, IGBT or N
- the type power MOS-FET is driven on and off.
- a power element drive circuit includes a semiconductor element having a positive temperature characteristic or a first semiconductor switch element and a second semiconductor switch element connected in series with a constant voltage source therebetween.
- a configured first series circuit is provided.
- the first series circuit is provided between a power supply terminal and a ground terminal, and the semiconductor element having the positive temperature characteristic or the constant voltage source and the second semiconductor switch element provided on the ground terminal side Are connected to the control electrode of the power element.
- the power element drive circuit includes a second series circuit configured to include a third semiconductor switch element and a fourth semiconductor switch element connected in series.
- the second series circuit is provided between the power supply terminal and the ground terminal, and a series connection point of the third semiconductor switch element and the fourth semiconductor switch element is defined as the second main circuit of the power element. Provided in connection with the electrode.
- the drive circuit for the power element according to the present invention is configured to turn on / off each of the first to fourth semiconductor switch elements in association with each other according to a control signal.
- a control circuit is provided which is turned off to control on / off of the power element.
- the power element is, for example, an IGBT having the control electrode as a gate, the first main electrode as a collector, and the second main electrode as an emitter, and each of the first to fourth semiconductor switch elements. Consists of a MOS-FET that is turned on and off in accordance with the voltage applied to each gate from the control circuit.
- the power element is an N-type power MOS-FET having, for example, the control electrode as a gate, the first main electrode as a source, and the second main electrode as a drain.
- Each of the semiconductor switch elements is composed of a MOS-FET that is turned on / off in accordance with a voltage applied to each gate from the control circuit.
- the semiconductor element having the positive temperature characteristic is, for example, a Zener diode whose reverse breakdown voltage increases as the temperature increases.
- the constant voltage source is composed of a constant voltage diode circuit which is temperature compensated and outputs a constant voltage regardless of a temperature change.
- the control circuit turns on the first and fourth semiconductor switch elements and turns off the second and third semiconductor switch elements in a normal operation in which the power element is driven on and off.
- the power element is turned on, the first and fourth semiconductor switch elements are turned off, and the second and third semiconductor switch elements are turned on to turn off the power element.
- the control circuit turns on the first and third semiconductor switch elements and turns off the second and fourth semiconductor switch elements at the time of short-circuit interruption for forcibly turning off the power element. Configured. Alternatively, the control circuit may turn on the second and fourth switch elements and turn off the first and third semiconductor switch elements at the time of short-circuit interruption for forcibly turning off the power element. Composed.
- the change in the operating voltage threshold of the power element is not involved.
- the power element can be positively biased stably at a constant voltage.
- the predetermined voltage that can keep the ON state stable at the gate of the power element without changing the operating voltage threshold of the power element under a constant voltage diode circuit that outputs a constant voltage. To positively bias the power element stably.
- the switching loss in the power element when the power element (IGBT) is turned on and off is reduced. It becomes possible to do. Furthermore, it is possible to integrate the drive circuit of the power element in a compact integrated circuit, and it is possible to achieve a great practical effect such as simplifying the circuit configuration itself and reducing the manufacturing cost. .
- FIG. 2 is a diagram illustrating a specific configuration example of a drive circuit illustrated in FIG. 1.
- FIG. 4 is a diagram showing another configuration example of a control circuit in the drive circuit shown in FIG. 2.
- FIG. 4 is a diagram showing still another configuration example of the control circuit in the drive circuit shown in FIG. 2.
- FIG. 4 is a diagram illustrating another specific configuration example of the drive circuit illustrated in FIG. 1.
- the schematic block diagram which shows an example of the drive circuit of the conventional power element.
- the timing diagram which shows the on / off drive form of the power element by the drive circuit of the conventional power element.
- FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing an outline of a power element drive circuit 10 according to an embodiment of the present invention. The same parts as those of the conventional drive circuit 1 shown in FIG. It is.
- the drive circuit 10 includes a first series circuit including a first semiconductor switch element Q1 and a second semiconductor switch element Q2 connected in series with a Zener diode ZD having a positive temperature characteristic, for example. .
- the first series circuit is provided between the power supply terminal (Vcc) and the ground terminal (GND), and is connected between the anode of the Zener diode ZD and the second semiconductor switch element Q2 provided on the ground terminal side.
- a series connection point (node P1) is provided connected to the gate of IGBT2.
- the drive circuit 10 includes a second series circuit having a third semiconductor switch element Q3 and a fourth semiconductor switch element Q4 connected in series.
- the second series circuit is provided between the power supply terminal (Vcc) and the ground terminal (GND), and is connected to a series connection point (node P2) between the third semiconductor switch element Q3 and the fourth semiconductor switch element Q4. ) Is connected to the emitter of the IGBT 2.
- each of the first to fourth semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, Q4 is made of, for example, a MOS-FET.
- the first to fourth semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are basically switching MOS-FETs having the same current capacity and the same breakdown voltage. Consists of.
- These first to fourth semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are controlled to be turned on / off in association with each other under the control of the control circuit 5, thereby switching the IGBT 2 on / off.
- a matrix circuit is formed.
- this switch matrix circuit uses the anode of the zener diode ZD and the second semiconductor switch element Q2 provided on the ground terminal side without using the gate resistance RG in the conventional drive circuit 1 shown in FIG.
- the voltage at the series connection point (node P1) is applied directly to the gate of IGBT2.
- the switch matrix circuit is characterized in that the voltage of the node P2, which is the series connection point of the third and fourth semiconductor switch elements Q3, Q4, is applied to the emitter of the IGBT2.
- the drive circuit 10 basically turns on the first and fourth semiconductor switch elements Q1 and Q4 in the normal operation in which the IGBT 2 is turned on and off, and also turns on the second and third semiconductor switch elements Q2 and Q2, respectively.
- IGBT2 is turned on by turning off Q3.
- the emitter of the IGBT 2 is set to 0V, and the power supply voltage Vcc is applied to its gate.
- the IGBT 2 is positively biased by applying the power supply voltage Vcc between its gate and emitter.
- the drive circuit 10 turns off the IGBT 2 by turning off the first and fourth semiconductor switch elements Q1 and Q4 and turning on the second and third semiconductor switch elements Q2 and Q3, respectively.
- the gate of the IGBT 2 is set to 0V, and the power supply voltage Vcc is applied to its emitter.
- the IGBT 2 is basically negatively biased by applying a negative power supply voltage ( ⁇ Vcc) between its gate and emitter.
- the IGBT 2 has a negative temperature characteristic that its operating voltage threshold Vth decreases as the temperature increases.
- the Zener diode ZD is a semiconductor element having a positive temperature characteristic in which the reverse breakdown voltage Vr increases as the temperature rises.
- the reverse breakdown voltage Vr of the Zener diode ZD is subtracted from the power supply voltage Vcc when the first semiconductor switch element Q1 is on.
- a voltage (Vcc-Vr) is generated at node P1.
- the voltage at the node P1 (Vcc ⁇ Vr) is applied to the gate of the IGBT2.
- the IGBT 2 is positively biased by applying a positive power supply voltage (Vcc-Vr) between its gate and emitter.
- the voltage applied from the node P1 to the gate of the IGBT 2 also changes accordingly.
- the voltage (Vcc ⁇ Vr) for positively biasing the IGBT 2 also changes in accordance with the temperature change of the operating voltage threshold value Vth of the IGBT 2.
- the voltage at the node P1 is directly applied to the gate of the IGBT2.
- a constant voltage element ZDT that generates a constant voltage may be used instead of the Zener diode ZD having the positive temperature characteristic described above.
- the constant voltage element ZDT is realized, for example, as a temperature compensated constant voltage diode circuit that generates a constant reverse breakdown voltage regardless of temperature changes. Specifically, although not shown, a Zener diode ZD having a positive temperature characteristic and a diode D having a negative temperature characteristic are used, and a change in the reverse breakdown voltage of the Zener diode ZD is connected in series. This is realized as a circuit that generates a constant voltage regardless of the temperature change.
- the positive bias voltage applied to the gate of the IGBT 2 can be suppressed to a voltage necessary for the ON operation. . Therefore, even in this case, it is not necessary to set the short-circuit tolerance required for the IGBT 2 larger than necessary, and it is possible to employ an inexpensive IGBT 2 having the necessary short-circuit tolerance. And it becomes possible to simplify the structure of the power converter using ON / OFF of IGBT2.
- the control circuit 5 for turning on / off the first to fourth semiconductor switching elements Q1, Q2, Q3, Q4 in association with each other is configured as shown in FIG. 2, for example.
- the control circuit 5 includes a first inverter circuit 5a that generates a drive signal that inverts the control signal SG to turn on and off the first and fourth semiconductor switch elements Q1 and Q4.
- the drive signal output by the first inverter circuit 5a is a binary value of the power supply voltage Vcc of the power supply 4 or the voltage (0V) of the ground terminal in order to turn on and off the first and fourth semiconductor switch elements Q1 and Q4. Take.
- control circuit 5 includes a second inverter circuit 5b that generates a drive signal for inverting the output of the first inverter circuit 5a to turn on and off the second and third semiconductor switch elements Q2 and Q3.
- the drive signal output from the second inverter circuit 5b also takes the binary value of the power supply voltage Vcc of the power supply 4 or the voltage (0 V) of the ground terminal.
- the first and second semiconductor switch elements Q1 and Q2 connected in series receive the outputs of the first and second inverter circuits 5a and 5b and are mutually contradictory. Turn on and off.
- the third and fourth semiconductor switch elements Q3 and Q4 connected in series also receive the outputs of the first and second inverter circuits 5a and 5b and are turned on / off in a mutually contradictory manner.
- the on / off control of the first to fourth semiconductor switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 by the control circuit 5 controls the turn-on and turn-off of the IGBT 2, whereby the IGBT 2 is turned on / off. Driven off.
- the protection operation of the IGBT 2 by this short-circuit interruption is achieved by turning on the first and third semiconductor switch elements Q1 and Q3, respectively, and turning off the second and fourth semiconductor switch elements Q2 and Q4, respectively.
- a control circuit 5 is configured as shown in FIG. Accordingly, the on / off signals for the first to fourth semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 may be switched.
- the control circuit 5 shown in FIG. 3 includes four AND circuits 51a, 51b, 51c, 51d whose gates are opened in response to the short circuit detection signal CO. These AND circuits 51a, 51b, 51c, 51d are connected via the inverter circuit 52 when the short circuit detection signal CO is not applied, in other words, when the short circuit detection signal CO is at a low level (L) and the IGBT 2 is normally operated. Each is established.
- the AND circuits 51a, 51b, 51c, and 51d supply the drive signals 54a, 54b, 54c, and 54d with the control signal SG or a signal obtained by inverting the control signal SG via the inverter circuit 53, respectively.
- These drive circuits 54a, 54b, 54c, 54d generate output voltages necessary to turn on / off the first to fourth semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, Q4, respectively.
- the short circuit detection signal CO when the short circuit detection signal CO is applied, in other words, when the short circuit detection signal CO becomes the high level (H), the AND circuits 51a, 51b, 51c, 51d are closed.
- the short circuit detection signal CO is supplied to the drive circuits 54a and 54c via the OR circuits 55a and 55c, respectively, and the short circuit detection signal CO inverted by the inverter circuit 52 is supplied to the drive circuit 54b via the AND circuits 51b and 51d. , 54d, respectively.
- the first and third semiconductor switch elements Q1, Q3 are forcibly turned on, and at the same time, the second and fourth semiconductor switch elements Q2, Q4 are forcibly turned off, respectively.
- the gate voltage V (G) of the IGBT 2 is set to the power supply voltage (Vcc ⁇ Vr)
- the emitter voltage V (E) of the IGBT 2 is set to the power supply voltage (Vcc).
- the gate-emitter of the IGBT 2 is negatively biased by the reverse breakdown voltage Vr of the Zener diode ZD, and the IGBT 2 is forcibly set to OFF.
- the IGBT 2 is forcibly turned off, the current Ic flowing through the load (RL) is cut off, and the IGBT 2 and the like are protected from the overcurrent accompanying the load short circuit.
- the first and third semiconductor switch elements Q1 and Q3 are turned on, the voltage applied to the gate of the IGBT 2 is set to the power supply voltage (Vcc ⁇ Vr), and the emitter of the IGBT 2 Is set to the voltage Vcc.
- the gate-emitter voltage Vge of the IGBT 2 becomes a negative voltage, and the IGBT 2 is turned off.
- the gate capacitance of the IGBT 2 is discharged through the first semiconductor switch element Q1. Since the gate-emitter voltage Vge of the IGBT 2 is maintained at the voltage ( ⁇ Vr), the IGBT 2 is negatively biased and maintains the OFF state.
- the second and fourth semiconductor switch elements Q2 and Q4 can be forcibly turned on instead of the above-described forced on of the first and third semiconductor switch elements Q1 and Q3 in the short circuit interruption. is there. In this case, it goes without saying that the first and third semiconductor switch elements Q1, Q3 are forcibly turned off in conjunction with the second and fourth semiconductor switch elements Q2, Q4 being forcibly turned on.
- the gate voltage V (G) of the IGBT 2 becomes the ground potential.
- the emitter voltage V (E) of the IGBT 2 is also set to the ground voltage (0V).
- the gate-emitter voltage Vge of the IGBT 2 becomes 0 V, and the IGBT 2 is forcibly turned off.
- the current Ic flowing through the load (RL) is cut off, and the IGBT 2 and the like are protected from the overcurrent accompanying the load short circuit.
- the control circuit 5 When the first and third semiconductor switch elements Q1 and Q3 are forcibly turned on as described above when the short circuit detection signal CO is applied, the control circuit 5 is, for example, as shown in FIG. What is necessary is just to comprise.
- the control circuit 5 shown in FIG. 4 supplies the short circuit detection signal CO to the drive circuits 54b and 54d via the OR circuits 55b and 55d, and also supplies the short circuit detection signal CO inverted by the inverter circuit 52 to the AND circuits 51a and 51c. Are provided to drive circuits 54a and 54c, respectively.
- the second and fourth semiconductor switch elements Q2 and Q4 having a small on-resistance Ron are only turned on, the switching loss when the IGBT 2 is turned off can be further reduced. Can do.
- the power consumption in the drive circuit 10 can be reduced by the amount that is not accompanied by charge / discharge through the gate resistance RG of the gate capacitance of the IGBT 2.
- the manufacturing cost can be kept low.
- P-type MOS-FETs are used as the first and third semiconductor switch elements Q1, Q3, and N-type MOS-FETs are used as the second and fourth semiconductor switch elements Q2, Q4.
- An example was given.
- N-type MOS-FETs for the first to fourth semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4.
- a MOS-FET having a larger on-resistance Ron than the second to fourth semiconductor switch elements Q2, Q3, Q4 is used as the first semiconductor switch element Q1.
- the ON operation conditions of the first and third semiconductor switch elements Q1 and Q3 made of N-type MOS-FET are the first and second P-type MOS-FETs in the drive circuit 10 shown in FIG. 3 is different from the on-operation conditions of the semiconductor switch elements Q1 and Q3. That is, the first and third semiconductor switch elements Q1 and Q3 use the voltages of the nodes P1 and P2 that change as the first to fourth semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are turned on / off as the reference potential. As an on / off operation.
- the input and output of the inverter circuit 5c for inverting the control signal SG are connected to the first and third semiconductor switch elements Q1, Q3 via the level shift circuits 5d, 5e. What is necessary is just to comprise the control circuit 5 so that it may apply to each gate.
- the first and second semiconductor switches are also used in the drive circuit 10 in which the switch matrix circuit is configured by using N-type MOS-FETs as the first to fourth semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4. Since the voltage at the node P1, which is the series connection point of the elements Q1, Q2, is directly applied to the gate of the IGBT 2, the same effects as those of the above-described embodiment can be obtained.
- the present invention is not limited to the embodiment described above.
- P-type MOS-FETs as the first to fourth semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4, respectively.
- N-type MOS-FETs as the first and second semiconductor switch elements Q1 and Q2
- P-type MOS-FETs as the third and fourth semiconductor switch elements Q3 and Q4.
- the present invention can also be applied to the case where a power MOS-FET is driven as a power element.
- bipolar transistors may be used as the first to fourth semiconductor switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4.
- the control circuit 5 has various configurations depending on the configuration of the switch matrix circuit and the on / off drive mode for the first to fourth semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 constituting the switch matrix circuit. It can change.
- the present invention can be variously modified and implemented without departing from the scope of the invention.
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Abstract
IGBTをオン・オフ駆動する駆動回路において、IGBTに過剰な電界を印加することなくIGBTを正バイアスすることができ、IGBTの短絡耐量を低減することのできる駆動回路を提供する。正の温度特性を有する半導体素子または定電圧源を間にして直列に接続された第1および第2の半導体スイッチ素子を備え、電源電圧と接地電位との間に設けられると共に、接地電位側に設けられた第2の半導体スイッチ素子と半導体素子または定電圧源との直列接続点をIGBTのゲートに接続した第1の直列回路を備える。更に直列に接続された第3および第4の半導体スイッチ素子からなり、第3および第4の半導体スイッチ素子の直列接続点をIGBTのエミッタに接続した第2の直列回路を備える。更に制御信号に応じて第1~第4の半導体スイッチ素子のそれぞれを互いに関連させてオン・オフさせる制御回路を備える。
Description
本発明は、IGBT等の電力素子をオン・オフ駆動する駆動回路に係り、特に温度依存性を有する電力素子の動作電圧閾値の影響を受けることなく前記電力素子の電力変換効率の向上を図ることのできる簡易な構成の電力素子の駆動回路に関する。
図6は、IGBT等からなる電力素子2をオン・オフ駆動する従来の駆動回路1の一例を示す概略構成である。この駆動回路1は、IGBT(電力素子)2のゲートに印加する駆動信号をオン・オフし、該IGBT2のコレクタ・エミッタ間に流れる主電流を制御する役割を担う。このIGBT2のオン・オフにより、主電源3とIGBT2との間に接続された負荷(RL)に対する供給電流Icが制御される。
概略的には駆動回路1は、直列に接続されて電源4の電源端子(Vcc)と接地端子(GND)との間に設けられた第1の半導体スイッチ素子Q1と第2の半導体スイッチ素子Q2とを備える。更に駆動回路1は、直列に接続されて電源4の電源端子(Vcc)と接地端子(GND)との間に設けられた第3の半導体スイッチ素子Q3と第4の半導体スイッチ素子Q4とを備える。第1および第2の半導体スイッチ素子Q1,Q2は、その直列接続点(ノードP1)をゲート抵抗RGを介してIGBT2のゲートに接続したものである。また第3および第4の半導体スイッチ素子Q3,Q4は、その直列接続点(ノードP2)をIGBT2のエミッタに接続したものである。
これらの第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4のそれぞれは、例えばMOS-FETからなり、制御回路5の制御の下で互いに関連してオン・オフされることでIGBT2をオン・オフ駆動するスイッチ・マトリックス回路を構成する。尚、制御回路5は、外部から与えられる制御信号SGに応じて第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4のそれぞれを、互いに関連させてオン・オフさせてIGBT2のオン・オフを制御する。
図7は、制御信号SGに応じた駆動回路1の各部の状態変化と、IGBT2の電圧変化を表す動作タイミングを示している。尚、図7においてV(P1)はノードP1の電圧変化、V(E)はIGBT2のエミッタ(ノードP2)の電圧変化、V(G)はIGBT2のゲートの電圧変化、そしてVgeはIGBT2のゲート・エミッタ間電圧の変化をそれぞれ示している。
図7に示すように駆動回路1は、制御信号SGに応じてIGBT2のゲート・エミッタ間電圧Vgeを正バイアスまたは負バイアスすることでIGBT2をオン・オフ駆動する。即ち、駆動回路1は、第1および第4の半導体スイッチ素子Q1,Q4をオンにすると共に、第2および第3の半導体スイッチ素子Q2,Q3をオフにすることで、ノードP1の電圧を電源電圧Vccに設定し、ノードP2の電圧を接地端子(GND)の電圧(0V)に設定する。そして駆動回路1は、エミッタが0Vに設定されたIGBT2のゲートに、ゲート抵抗RGを介してノードP1の電圧(電源電圧Vcc)を加えることでIGBT2を正バイアスする。IGBT2は、そのゲート・エミッタ間に加えられる正バイアス(+Vcc)によってターン・オンする。
また駆動回路1は、第1および第4の半導体スイッチ素子Q1,Q4をオフにすると共に、第2および第3の半導体スイッチ素子Q2,Q3をオンにすることで、ノードP1の電圧を0Vに設定すると共に、ノードP2の電圧を電源電圧Vccに設定する、そして駆動回路1は、エミッタが電源電圧Vccに設定されたIGBT2のゲートを、ゲート抵抗RGを介して接地することでIGBT2を負バイアスする。IGBT2は、そのゲート・エミッタ間に加えられる負バイアス(-Vcc)によってターン・オフする。このように構成された駆動回路1については、例えば特許文献1に詳しく紹介される通りである。
ところで特許文献1に開示される駆動回路1は、電源4が出力する正の電源電圧Vccだけを用いてIGBT2を正バイアスまたは負バイアスしてIGBT2をオン・オフすることができ、負の電源を必要としない点で優れている。しかしながらこの従来の駆動回路1は、ノードP1の電圧V(P1)をゲート抵抗RGを介してIGBT2のゲートに印加し、これによってIGBT2のゲート容量を充放電する構成である。この為、IGBT2のターン・オン時、およびターン・オフ時におけるスイッチング損失が大きいと言う不具合がある。
この点、特許文献1には、第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4をオン・オフするタイミングにずれを持たせることで、IGBT2のターン・オン時、およびターン・オフ時におけるスイッチング損失を軽減することが開示されている。しかしながら第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4をそれぞれオン・オフするタイミングにずれを持たせる場合には、制御回路5の構成が複雑化すると言う新たな問題が発生する。
ところでIGBT2は、温度が高くなるに伴ってその動作電圧閾値Vthが低くなると言う負の温度特性を有している。これにも拘わらず従来の駆動回路1においては、IGBT2のオン時には、単にノードP1の電圧(電源電圧Vcc)をゲート抵抗RGを介してIGBT2のゲートに正のバイアス電圧として加えているだけである。この為、例えば温度の上昇に伴ってIGBT2の動作電圧閾値Vthが低下した場合、IGBT2のゲートには、そのオン状態を保つ上で必要な正のバイアス電圧以上の電圧が印加されることになる。
従ってIGBT2としては、該IGBT2の動作電圧閾値Vthの低下を見込んで、短絡耐量が十分大きいIGBTを用いることが必要となる。ちなみに短絡耐量の大きいIGBTは一般的には高価であり、これに伴ってIGBT2を用いた電力変換器の全体構成が大掛かりで高価なものとならざるを得ない。
本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、上述したゲート抵抗を用いることなく電力素子を最適にオン・オフ制御することができ、特に電力素子の正バイアス時における該電力素子の制御電極に対する過剰な電圧の印加を防ぎ、以て電力素子に要求される短絡耐量を低減することのできる簡易な構成の電力素子の駆動回路を提供することにある。
本発明に係る電力素子の駆動回路は、制御電極に印加される駆動信号に応じて第1の主電極と第2の主電極との間に流れる主電流を制御する電力素子、例えばIGBTまたはN型のパワーMOS-FETをオン・オフ駆動するものである。
特に本発明に係る電力素子の駆動回路は、正の温度特性を有する半導体素子または定電圧源を間にして直列に接続された第1の半導体スイッチ素子と第2の半導体スイッチ素子とを備えて構成された第1の直列回路を備える。この第1の直列回路は、電源端子と接地端子との間に設けられると共に、前記正の温度特性を有する半導体素子または定電圧源と接地端子側に設けられた前記第2の半導体スイッチ素子との直列接続点を前記電力素子の制御電極に接続して設けられる。
また本発明に係る電力素子の駆動回路は、直列に接続された第3の半導体スイッチ素子と第4の半導体スイッチ素子とを備えて構成される第2の直列回路を備える。この第2の直列回路は、前記電源端子と前記接地端子との間に設けられ、前記第3の半導体スイッチ素子と第4の半導体スイッチ素子との直列接続点を前記電力素子の第2の主電極に接続して設けられる。
更に本発明に係る電力素子の駆動回路は、上述した第1および第2の直列回路に加えて、制御信号に応じて前記第1~第4の半導体スイッチ素子のそれぞれを互いに関連させてオン・オフさせて前記電力素子のオン・オフを制御する制御回路を備えたことを特徴としている。
ちなみに前記電力素子は、例えば前記制御電極をゲート、前記第1の主電極をコレクタ、および前記第2の主電極をエミッタとするIGBTであって、前記第1~第4の半導体スイッチ素子のそれぞれは、前記制御回路から各ゲートに印加される電圧に応じてオン・オフするMOS-FETからなる。或いは前記電力素子は、例えば前記制御電極をゲート、前記第1の主電極をソース、および前記第2の主電極をドレインとするN型のパワーMOS-FETであって、前記第1~第4の半導体スイッチ素子のそれぞれは、前記制御回路から各ゲートに印加される電圧に応じてオン・オフするMOS-FETからなる。
また前記正の温度特性を有する半導体素子は、例えば温度の上昇に伴って逆方向降伏電圧が上昇するツェナー・ダイオードからなる。また前記定電圧源は、温度補償されて温度変化に拘わることなく一定電圧を出力する定電圧ダイオード回路からなる。
好ましくは前記制御回路は、前記電力素子をオン・オフ駆動する通常動作時には、前記第1および第4の半導体スイッチ素子をそれぞれオンすると共に、前記第2および第3の半導体スイッチ素子をそれぞれオフさせて前記電力素子をターン・オンさせ、更に前記第1および第4の半導体スイッチ素子をそれぞれオフすると共に、前記第2および第3の半導体スイッチ素子をそれぞれオンさせて前記電力素子をターン・オフさせるように構成される。
また前記制御回路は、前記電力素子を強制的にオフさせる短絡遮断時には、前記第1および第3の半導体スイッチ素子をそれぞれオンさせると共に、前記第2および第4の半導体スイッチ素子をそれぞれオフさせるように構成される。或いは前記制御回路は、前記電力素子を強制的にオフさせる短絡遮断時には、前記第2および第4のスイッチ素子をそれぞれオンさせると共に、前記第1および第3の半導体スイッチ素子をそれぞれオフさせるように構成される。
本発明によれば、第1の直列回路に設けられたツェナー・ダイオードの逆方向降伏電圧が正の温度特性を有することを利用することで、前記電力素子の動作電圧閾値の変化に拘わることなく該電力素子を一定の電圧で安定に正バイアスすることが可能となる。或いは本発明によれば、一定電圧を出力する定電圧ダイオード回路の下で前記電力素子の動作電圧閾値の変化に拘わることなく該電力素子のゲートに、そのオン状態を安定に保ち得る所定の電圧を印加して電力素子を安定に正バイアスすることができる。
従って電力素子(IGBT)の動作電圧閾値Vthの温度変化に拘わることなく、電力素子を一定電圧にて安定に正バイアスして確実にターン・オンさせ、そのオン状態を安定に保つことが可能となる。しかも、例えば電源電圧の変動を見込んで電力素子のゲートに過剰な電界を印加する必要もなくなる。更には電力素子を一定電圧にて正バイアスすることができるので、電力素子に要求される短絡耐量を低減することが可能となる。この結果、電力素子に対して過剰な仕様を要求する必要がなくなり、電力素子自体のコストを低減することも可能となる等の効果が奏せられる。
従って本発明によれば、図6に例示した従来の駆動回路におけるゲート抵抗を用いることなく、前記電力素子(IGBT)のターン・オン時およびターン・オフ時における該電力素子でのスイッチング損失を低減することが可能となる。更には電力素子の駆動回路をコンパクトに集積回路化することが可能となり、回路構成自体を簡素化してその製造コストの低価格を図ることが可能となる等の実用上多大なる効果が奏せられる。
以下、図面を参照して本発明に係る電力素子の駆動回路10について説明する。
図1は、本発明の一実施形態に係る電力素子の駆動回路10の概要を示す概略構成図であり、図6に示した従来の駆動回路1と同一部分には同一符号を付して示してある。
この駆動回路10は、例えば正の温度特性を有するツェナー・ダイオードZDを間にして直列に接続された第1の半導体スイッチ素子Q1および第2の半導体スイッチ素子Q2からなる第1の直列回路を備える。この第1の直列回路は、電源端子(Vcc)と接地端子(GND)との間に設けられると共に、ツェナー・ダイオードZDのアノードと接地端子側に設けられた第2の半導体スイッチ素子Q2との直列接続点(ノードP1)をIGBT2のゲートに接続して設けられる。更に駆動回路10は、直列に接続された第3の半導体スイッチ素子Q3と第4の半導体スイッチ素子Q4とを有する第2の直列回路を備える。この第2の直列回路は、電源端子(Vcc)と接地端子(GND)との間に設けられると共に、第3の半導体スイッチ素子Q3と第4の半導体スイッチ素子Q4との直列接続点(ノードP2)をIGBT2のエミッタに接続して設けられる。
ちなみに第1~第4の半導体スイッチ素子Q1, Q2,Q3,Q4のそれぞれは、例えばMOS-FETからなる。具体的には第1~第4の半導体スイッチ素子Q1, Q2,Q3,Q4は、基本的には互いに同じスイッチ特性を有する同一の電流容量で、且つ同一の耐圧を有するスイッチング用のMOS-FETからなる。これらの第1~第4の半導体スイッチ素子Q1, Q2,Q3,Q4は、制御回路5の制御の下で互いに関連してオン・オフ制御されることで、IGBT2をオン・オフ駆動するスイッチ・マトリックス回路を形成する。
特にこのスイッチ・マトリックス回路は、図6に示した従来の駆動回路1におけるゲート抵抗RGを用いることなく、ツェナー・ダイオードZDのアノードと接地端子側に設けられた第2の半導体スイッチ素子Q2との直列接続点(ノードP1)の電圧をIGBT2のゲートに直接印加する。更にスイッチ・マトリックス回路は、第3および第4の半導体スイッチ素子Q3,Q4の直列接続点であるノードP2の電圧をIGBT2のエミッタに印加するように構成したことを特徴としている。
ところで駆動回路10は、基本的にはIGBT2をオン・オフ駆動する通常動作時には、第1および第4の半導体スイッチ素子Q1,Q4をそれぞれオンすると共に、第2および第3の半導体スイッチ素子Q2,Q3をそれぞれオフすることでIGBT2をターン・オンさせる。このIGBT2のターン・オン時には、IGBT2のエミッタが0Vに設定され、そのゲートに電源電圧Vccが印加される。この結果、IGBT2は、そのゲート・エミッタ間に電源電圧Vccが印加されて正バイアスされた状態となる。
また駆動回路10は、第1および第4の半導体スイッチ素子Q1,Q4をそれぞれオフすると共に、第2および第3の半導体スイッチ素子Q2,Q3をそれぞれオンさせることでIGBT2をターン・オフさせる。このIGBT2のターン・オフ時には、IGBT2のゲートが0Vに設定され、そのエミッタに電源電圧Vccが印加される。この結果、IGBT2は、基本的にはそのゲート・エミッタ間に負の電源電圧(-Vcc)が印加され、負バイアスされた状態となる。
ところでIGBT2は、その動作電圧閾値Vthが温度の上昇に伴って低下すると言う負の温度特性を有している。これに対してツェナー・ダイオードZDは、その逆方向降伏電圧Vrが温度の上昇に伴って増加する正の温度特性を有する半導体素子である。このようなツェナー・ダイオードZDを備えて構成された第1の直列回路は、第1の半導体スイッチ素子Q1がオンであるとき、電源電圧Vccにツェナー・ダイオードZDの逆方向降伏電圧Vrを差し引いた電圧(Vcc-Vr)をノードP1に生起する。そしてこのノードP1の電圧(Vcc-Vr)がIGBT2のゲートに印加される。この結果、IGBT2は、そのゲート・エミッタ間に正の電源電圧(Vcc-Vr)が印加され、正バイアスされた状態となる。
従って第1の半導体スイッチ素子Q1がオンでありIGBT2がオン状態であるとき、温度変化によりIGBT2の動作電圧閾値Vthが変化した場合、これに伴ってノードP1からIGBT2のゲートに加えられる電圧も変化する。換言すればIGBT2の動作電圧閾値Vthの温度変化に合わせて、IGBT2を正バイアスする電圧(Vcc-Vr)も変化する。しかもIGBT2のゲートにはノードP1の電圧が直接加えられる。
この結果、IGBT2を正バイアスしている状態においては、IGBT2の動作電圧閾値Vthの変化に応じて、IGBT2のオン状態を維持し得る電圧がIGBT2のゲートに印加される。従ってIGBT2のゲートに、そのオン状態を維持するに必要な電圧以上の過剰な電圧が印加されることがなくなる。この結果、IGBT2の動作電圧閾値Vthの変化を見込んでIGBT2のゲートに印加する電圧を大きく設定する必要がなくなる。換言すればIGBT2に要求される短絡耐量を必要以上に大きく設定する必要がなくなり、必要な短絡耐量を持つ安価なIGBT2を採用することが可能となる。従ってIGBT2のオン・オフを利用した電力変換器の構成その簡素化を図ることができる。
尚、上述した正の温度特性を有するツェナー・ダイオードZDに代えて、一定の電圧を生成する定電圧素子ZDTを用いることも可能である。この定電圧素子ZDTは、例えば温度変化に拘わることなく一定の逆方向降伏電圧を生成する温度補償された定電圧ダイオード回路として実現される。具体的には、特に図示しないが正の温度特性を有するツェナー・ダイオードZDと負の温度特性を有するダイオードDとを用い、ツェナー・ダイオードZDの逆方向降伏電圧の変化を直列接続されたダイオードDの順方向電圧により補償し、これによって温度変化に拘わることなく一定の電圧を生成する回路として実現される。
このような定電圧素子ZDTを、前述したツェナー・ダイオードZDに代えて用いた駆動回路10においても、IGBT2のゲートに印加する正のバイアス電圧を、そのオン動作に必要な電圧に抑えることができる。従ってこの場合においても、IGBT2に要求される短絡耐量を必要以上に大きく設定する必要がなくなり、必要な短絡耐量を持つ安価なIGBT2を採用することが可能となる。そしてIGBT2のオン・オフを利用した電力変換器の構成の簡素化を図ることが可能となる。
尚、第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4を互いに関連させてオン・オフする制御回路5は、例えば図2に示すように構成される。具体的には制御回路5は、制御信号SGを反転させて第1および第4の半導体スイッチ素子Q1,Q4をオン・オフする駆動信号を生成する第1のインバータ回路5aを備える。この第1のインバータ回路5aが出力する駆動信号は、第1および第4の半導体スイッチ素子Q1,Q4をオン・オフするべく、電源4の電源電圧Vccまたは接地端子の電圧(0V)の2値をとる。
更に制御回路5は、第1のインバータ回路5aの出力を反転して第2および第3の半導体スイッチ素子Q2,Q3をオン・オフする駆動信号を生成する第2のインバータ回路5bを備える。この第2のインバータ回路5bが出力する駆動信号もまた、電源4の電源電圧Vccまたは接地端子の電圧(0V)の2値をとる。
このように構成された制御回路5によれば、直列に接続された第1および第2の半導体スイッチ素子Q1,Q2は、第1および第2のインバータ回路5a,5bの出力を受けて互いに相反してオン・オフする。また直列に接続された第3および第4の半導体スイッチ素子Q3,Q4もまた、第1および第2のインバータ回路5a,5bの出力を受けて互いに相反してオン・オフする。そして制御回路5による第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4の互いに関連したオン・オフ制御により、IGBT2のターン・オンおよびターン・オフが制御され、これによってIGBT2がオン・オフ駆動される。
ところでIGBT2を介して電流Icが供給される負荷側において短絡が検出された場合には、IGBT2を強制的にオフさせて過大な短絡電流からIGBT2や負荷(RL)を保護し、更には駆動回路1,10を保護することが行われる。
この短絡遮断によるIGBT2の保護動作は、例えば第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3をそれぞれオンすると共に、第2および第4の半導体スイッチ素子Q2,Q4をそれぞれオフにすることによって達せられる。具体的には短絡遮断検出時に第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3をそれぞれ強制的にオンする場合には、例えば図3に示すように制御回路5を構成し、短絡検出信号COに応じて第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4に対するオン・オフ信号を切り替えるようにすれば良い。
この図3に示す制御回路5は、短絡検出信号COに応じてゲートが開成される4つのアンド回路51a,51b,51c,51dを備える。これらアンド回路51a,51b,51c,51dは、短絡検出信号COが印加されないとき、換言すれば短絡検出信号COがローレベル(L)であり、IGBT2を通常動作させるとき、インバータ回路52を介してそれぞれ開成される。そしてアンド回路51a,51b,51c,51dは、制御信号SGまたはインバータ回路53を介して制御信号SGを反転した信号を、ドライブ回路54a,54b,54c,54dにそれぞれ与える。尚、これらのドライブ回路54a,54b,54c,54dは、第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4をそれぞれオン・オフするに必要な出力電圧を生成するものである。
これに対して短絡検出信号COが印加されたとき、換言すれば短絡検出信号COがハイレベル(H)になった時、アンド回路51a,51b,51c,51dがそれぞれ閉じられる。そして短絡検出信号COが、オア回路55a,55cを介してドライブ回路54a,54cにそれぞれ与られると共に、インバータ回路52により反転された短絡検出信号COが、アンド回路51b,51dを介してドライブ回路54b,54dにそれぞれ与えられる。
従って短絡検出信号COが与えられたときには第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3がそれぞれ強制的にオンされ、同時に第2および第4の半導体スイッチ素子Q2,Q4がそれぞれ強制的にオフされる。この結果、IGBT2のゲート電圧V(G)が電源電圧(Vcc-Vr)に設定されると共に、該IGBT2のエミッタ電圧V(E)は電源電圧(Vcc)に設定される。するとIGBT2のゲート・エミッタ間がツェナー・ダイオードZDの逆方向降伏電圧Vr分だけ負バイアスされ、IGBT2が強制的にオフに設定される。そしてIGBT2の強制的なオフに伴って負荷(RL)に流れる電流Icが遮断され、負荷短絡に伴う過電流からIGBT2等が保護される。
このように構成された駆動回路10によれば、第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3をそれぞれオンし、IGBT2のゲートに加わる電圧を電源電圧(Vcc-Vr)とし、およびIGBT2のエミッタに加わる電圧を電圧Vccに設定する。この際、IGBT2のゲート容量の充電に要する時間、IGBT2のゲート・エミッタ間電圧Vgeが負電圧となり、IGBT2がターン・オフする。そしてIGBT2のターン・オフに伴ってIGBT2のゲート容量が第1の半導体スイッチ素子Q1を介して放電される。そしてIGBT2のゲート・エミッタ間電圧Vgeが電圧(-Vr)に保たれるので、IGBT2は負バイアスされてオフ状態を維持する。
従って短絡遮断検出時に第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3をそれぞれ強制的にオンする場合であっても、従来のようにゲート抵抗RGを介するIGBT2のゲート容量の充放電がないので、IGBT2のターン・オフ時におけるスイッチング損失を低減することができる。従って駆動回路10での消費電力を小さくすることができる。
尚、短絡遮断における上述した第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3の強制的なオンに代えて、第2および第4の半導体スイッチ素子Q2,Q4を強制的にオンすることも可能である。この場合、第2および第4の半導体スイッチ素子Q2,Q4の強制的にオンに連動させて第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3を強制的にオフすることは言うまでもない。
このようにして第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3をオフにし、同時に第2および第4の半導体スイッチ素子Q2,Q4をオンにすれば、IGBT2のゲート電圧V(G)が接地電位(0V)に設定されると共に、該IGBT2のエミッタ電圧V(E)もまた接地電圧(0V)に設定される。この結果、IGBT2のゲート・エミッタ間電圧Vgeが0Vとなり、該IGBT2が強制的にオフとなる。そしてIGBT2の強制的なオフに伴って負荷(RL)に流れる電流Icが遮断され、負荷短絡に伴う過電流からIGBT2等が保護される。
尚、短絡検出信号COが与えられたときに上述した如く第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3をそれぞれ強制的にオンする場合には、制御回路5を、例えば図4に示すように構成すれば良い。図4に示す制御回路5は、短絡検出信号COを、オア回路55b,55dを介してドライブ回路54b,54dに与えると共に、インバータ回路52により反転された短絡検出信号COを、アンド回路51a,51cを介してドライブ回路54a,54cにそれぞれ与えるように構成される。
このように構成された駆動回路10によれば、オン抵抗Ronが小さい第2および第4の半導体スイッチ素子Q2,Q4をオンするだけなので、IGBT2のターン・オフ時におけるスイッチング損失を更に小さくすることができる。そしてIGBT2のゲート容量のゲート抵抗RGを介する充放電を伴うことがない分、駆動回路10での消費電力を小さくすることができる。
しかも従来の制御回路1において用いられていたゲート抵抗RGを省いた上で第1の半導体スイッチ素子Q1の小型化を図ることができる。従って駆動回路10を集積回路化する上でチップ面積を小さくすることができる。また半導体チップ上にMOS-FET等と並べてゲート抵抗RGを形成する必要がないので、その製造コストを低く抑えることが可能となる等の効果が奏せられる。
ところで上述した説明においては、第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3としてP型のMOS-FETを用い、第2および第4の半導体スイッチ素子Q2,Q4としてN型のMOS-FETを用いた例について示した。しかし図5に例示するように、第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4のそれぞれにN型のMOS-FETを用いてスイッチ・マトリックス回路を構成することも可能である。この場合においても第1の半導体スイッチ素子Q1として、第2~第4の半導体スイッチ素子Q2,Q3,Q4よりもオン抵抗Ronの大きいMOS-FETを用いることは言うまでもない。
この場合、N型のMOS-FETからなる第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3のオン動作条件が、図2に示した駆動回路10におけるP型のMOS-FETからなる第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3のオン動作条件とは異なる。即ち、第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3は、第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4のオン・オフに伴って変化するノードP1,P2の電圧を基準電位としてオン・オフ動作する。
従ってこの場合には、図5に示すように制御信号SGを反転するインバータ回路5cの入力と出力とをレベルシフト回路5d,5eを介して第1および第3の半導体スイッチ素子Q1,Q3の各ゲートにそれぞれ印加するように制御回路5を構成すれば良い。このように第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4としてN型のMOS-FETを用いてスイッチ・マトリックス回路を構成した駆動回路10においても、第1および第2の半導体スイッチ素子Q1,Q2の直列接続点であるノードP1の電圧をIGBT2のゲートに直接印加するので、前述した実施形態と同様な効果が奏せられる。
尚、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。例えば特に図示しないが第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4としてP型のMOS-FETをそれぞれ用いることも勿論可能である。また第1および第2の半導体スイッチ素子Q1,Q2としてN型のMOS-FETを用い、第3および第4の半導体スイッチ素子Q3,Q4としてP型のMOS-FETを用いることも勿論可能である。
また前述したように電力素子としてパワーMOS-FETを駆動する場合にも本発明を適用可能なことは勿論である。更には第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4としてバイポーラ・トランジスタを用いても良いことは言うまでもない。更には制御回路5については、スイッチ・マトリックス回路の構成や、スイッチ・マトリックス回路を構成する第1~第4の半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4に対するオン・オフ駆動形態等に応じて種々変化可能である。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
1,10 駆動回路
2 電力素子(IGBT)
3 主電源
4 電源(Vcc)
5 制御回路(CONT)
Q1 第1の半導体スイッチ素子(MOS-FET)
Q2 第2の半導体スイッチ素子(MOS-FET)
Q3 第3の半導体スイッチ素子(MOS-FET)
Q4 第4の半導体スイッチ素子(MOS-FET)
ZD 正の温度特性を有する半導体素子(ツェナー・ダイオード)
ZDT 定電圧素子(温度補償された定電圧ダイオード回路)
RG ゲート抵抗
2 電力素子(IGBT)
3 主電源
4 電源(Vcc)
5 制御回路(CONT)
Q1 第1の半導体スイッチ素子(MOS-FET)
Q2 第2の半導体スイッチ素子(MOS-FET)
Q3 第3の半導体スイッチ素子(MOS-FET)
Q4 第4の半導体スイッチ素子(MOS-FET)
ZD 正の温度特性を有する半導体素子(ツェナー・ダイオード)
ZDT 定電圧素子(温度補償された定電圧ダイオード回路)
RG ゲート抵抗
Claims (8)
- 制御電極に印加される駆動信号に応じて第1の主電極と第2の主電極との間に流れる主電流を制御する電力素子をオン・オフ駆動する駆動回路であって、
正の温度特性を有する半導体素子または定電圧素子を間にして直列に接続された第1の半導体スイッチ素子と第2の半導体スイッチ素子とを備えて構成され、電源端子と接地端子との間に設けられると共に、前記正の温度特性を有する半導体素子または定電圧素子と接地端子側に設けられた前記第2の半導体スイッチ素子との直列接続点を前記電力素子の制御電極に接続した第1の直列回路と、
直列に接続された第3の半導体スイッチ素子と第4の半導体スイッチ素子とを備えて構成され、前記電源端子と前記接地端子との間に設けられると共に、前記第3の半導体スイッチ素子と第4の半導体スイッチ素子との直列接続点を前記電力素子の第2の主電極に接続した第2の直列回路と、
制御信号に応じて前記第1~第4の半導体スイッチ素子のそれぞれを互いに関連させてオン・オフさせて前記電力素子のオン・オフを制御する制御回路と
を具備したことを特徴とする電力素子の駆動回路。 - 前記正の温度特性を有する半導体素子は、温度の上昇に伴って逆方向降伏電圧が増加するツェナー・ダイオードであって、
前記第1の直列回路は、前記電力素子の動作電圧閾値の変化に合わせて前記第1の半導体スイッチ素子のオン時に前記電力素子の制御電極に加える電圧を変化させるものである請求項1に記載の電力素子の駆動回路。 - 前記定電圧素子は、温度変化に拘わることなく一定の逆方向降伏電圧を生成する温度補償された定電圧ダイオード回路であって、
前記第1の直列回路は、前記電力素子の動作電圧閾値の変化に拘わりなく前記第1の半導体スイッチ素子のオン時に、前記電力素子のオン動作に必要な電圧を前記電力素子の制御電極に加えるものである請求項1に記載の電力素子の駆動回路。 - 前記制御回路は、前記電力素子をオン・オフ駆動する通常動作時には、前記第1および第4の半導体スイッチ素子をそれぞれオンすると共に、前記第2および第3の半導体スイッチ素子をそれぞれオフさせて前記電力素子をターン・オンさせ、
前記第1および第4の半導体スイッチ素子をそれぞれオフすると共に、前記第2および第3の半導体スイッチ素子をそれぞれオンさせて前記電力素子をターン・オフさせるものである請求項1に記載の電力素子の駆動回路。 - 前記制御回路は、前記電力素子を強制的にオフさせるときには、前記第1および第3の半導体スイッチ素子をそれぞれオンさせると共に、前記第2および第4の半導体スイッチ素子をそれぞれオフさせるものである請求項1に記載の電力素子の駆動回路。
- 前記制御回路は、前記電力素子を強制的にオフさせるときには、前記第2および第4のスイッチ素子をそれぞれオンさせると共に、前記第1および第3の半導体スイッチ素子をそれぞれオフさせるものである請求項1に記載の電力素子の駆動回路。
- 前記電力素子は、前記制御電極をゲート、前記第1の主電極をコレクタ、および前記第2の主電極をエミッタとするIGBTであって、
前記第1~第4の半導体スイッチ素子のそれぞれは、前記制御回路から各ゲートに印加される電圧に応じてオン・オフするMOS-FETである請求項1に記載の電力素子の駆動回路。 - 前記電力素子は、前記制御電極をゲート、前記第1の主電極をソース、および前記第2の主電極をドレインとするN型のパワーMOS-FETであって、
前記第1~第4の半導体スイッチ素子のそれぞれは、前記制御回路から各ゲートに印加される電圧に応じてオン・オフするMOS-FETである請求項1に記載の電力素子の駆動回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2018544972A JP6569821B2 (ja) | 2016-10-14 | 2017-10-03 | 電力素子の駆動回路 |
CN201780021746.2A CN109075693B (zh) | 2016-10-14 | 2017-10-03 | 功率元件的驱动电路 |
US16/146,106 US10243549B2 (en) | 2016-10-14 | 2018-09-28 | Drive circuit for power element |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016203152 | 2016-10-14 | ||
JP2016-203152 | 2016-10-14 |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
US16/146,106 Continuation US10243549B2 (en) | 2016-10-14 | 2018-09-28 | Drive circuit for power element |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2018070308A1 true WO2018070308A1 (ja) | 2018-04-19 |
Family
ID=61905471
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2017/036047 WO2018070308A1 (ja) | 2016-10-14 | 2017-10-03 | 電力素子の駆動回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US10243549B2 (ja) |
JP (1) | JP6569821B2 (ja) |
CN (1) | CN109075693B (ja) |
WO (1) | WO2018070308A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN115970166A (zh) * | 2022-12-30 | 2023-04-18 | 江苏海莱新创医疗科技有限公司 | 肿瘤电场治疗***、肿瘤治疗设备及电极片温度检测方法 |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP7091819B2 (ja) * | 2018-05-10 | 2022-06-28 | 富士電機株式会社 | ゲート駆動装置およびスイッチ装置 |
DE102019210566B4 (de) * | 2019-07-17 | 2022-03-17 | Conti Temic Microelectronic Gmbh | Vorrichtung und Verfahren zum Messen eines durch eine PWM-angesteuerte induktive Last fließenden Stromes |
US20230344426A1 (en) * | 2022-04-26 | 2023-10-26 | Hamilton Sundstrand Corporation | Bipolar gate drive systems |
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JP5011585B2 (ja) * | 2007-07-03 | 2012-08-29 | 三菱電機株式会社 | 電力素子の駆動回路 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5561352B2 (ja) * | 2012-02-22 | 2014-07-30 | 株式会社デンソー | 駆動回路 |
JP5733330B2 (ja) * | 2013-03-22 | 2015-06-10 | 株式会社デンソー | 駆動回路 |
CN104143972A (zh) * | 2014-08-01 | 2014-11-12 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 晶体管驱动电路以及驱动方法 |
-
2017
- 2017-10-03 WO PCT/JP2017/036047 patent/WO2018070308A1/ja active Application Filing
- 2017-10-03 JP JP2018544972A patent/JP6569821B2/ja active Active
- 2017-10-03 CN CN201780021746.2A patent/CN109075693B/zh active Active
-
2018
- 2018-09-28 US US16/146,106 patent/US10243549B2/en active Active
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN115970166B (zh) * | 2022-12-30 | 2024-03-19 | 江苏海莱新创医疗科技有限公司 | 肿瘤电场治疗***、肿瘤治疗设备及电极片温度检测方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN109075693B (zh) | 2020-09-08 |
JP6569821B2 (ja) | 2019-09-04 |
JPWO2018070308A1 (ja) | 2019-02-14 |
CN109075693A (zh) | 2018-12-21 |
US10243549B2 (en) | 2019-03-26 |
US20190036522A1 (en) | 2019-01-31 |
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ENP | Entry into the national phase |
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|
121 | Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application |
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|
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|
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