WO2017134824A1 - 電源装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a power supply device that supplies DC power to a load, and more particularly to a power supply device that can improve efficiency.
- FIG. 6 shows a circuit diagram of a conventional general power supply device. 6 includes a full-wave rectifier circuit 410, a low-pass filter 480, a power supply circuit 430 that supplies DC power to a load 420, and a control circuit 440 that controls the power supply circuit 4300. -It is configured as a DC converter. Full-wave rectification circuit 4100 performs full-wave rectification on AC voltage Vac of AC power supply 10 and converts it to DC voltage (pulsating DC voltage) Vdc.
- An N-type MOSFET is used as the switching element T431 of the power supply circuit 430.
- the power supply circuit 430 has a power factor correction (PFC) function for suppressing the amplitude of the harmonic current below a limit value (referred to as “PFC standard”).
- PFC power factor correction
- the control circuit 440 turns on the switching element T431 at a fixed control cycle, and turns off the switching element T431 when the drain current of the switching element T431 (voltage drop of the current detection resistor R431) becomes larger than the threshold value.
- the switching element T431 when the switching element T431 is turned on, the full-wave rectifier circuit 410, the low-pass filter 480, the inductor L431, the parallel circuit of the load 420 and the capacitor C431, the switching element T431, and the current detection resistor R431.
- the current I1 flows through the path of the ground (ground).
- electromagnetic energy is accumulated in the inductor L431 (inductance L).
- the switching element T431 is turned off, the path of the inductor L431, the parallel circuit of the load 420 and the capacitor C431, and the diode D431 (referred to as “freewheel diode” or “freewheel diode”) is generated by the electromagnetic energy accumulated in the inductor L431.
- the reflux current I3 flows.
- the magnitude (amplitude) of the current I1 is linked to the magnitude (amplitude) of the DC voltage Vdc.
- the power factor cos ⁇ ( ⁇ : phase difference between the AC voltage Vac and the AC input current Iac) of the AC input power approaches “1”.
- the current I1 is cut off while the switching element T431 is off. That is, the current I1 flows intermittently. For this reason, the harmonic current is included in the current I1.
- a low pass filter 480 is provided in order to prevent this harmonic current from propagating to the AC power supply side.
- the low-pass filter 480 provided in the conventional power supply apparatus 400 includes a capacitor having a small capacity and an inductor having a large inductance in order to prevent the power factor from deteriorating.
- An inductor having a large inductance has a large number of turns of the conductive wire.
- the inductor becomes large, and thus it is necessary to form the inductor using a thin conducting wire.
- the resistance value of the inductor increases and the loss of the inductor increases.
- the conventional power supply apparatus has a limit in improving the efficiency because the loss of the inductor constituting the low-pass filter for preventing the harmonic current from flowing is large.
- the conventional power supply device 400 includes a current detection resistor R431 that detects the drain current of the switching element T431, and switches when the voltage drop generated in the current detection resistor R431 (drain current of the switching element T431) exceeds a threshold value. The element T431 is turned off. This complicates the control circuit and increases the cost.
- the present invention has been made in view of such a point, and an object thereof is to provide a power supply device that can improve efficiency at a low cost with a simple configuration.
- a first invention is a first DC power source that generates a DC voltage obtained by rectifying an AC voltage between a positive electrode end and a negative electrode end, a power supply circuit provided between the first DC power source and a load, and a power supply A control circuit for controlling the circuit is provided.
- a DC power supply having a rectifier circuit that rectifies an AC voltage and converts it into a DC voltage (pulsating DC voltage) is preferably used.
- the rectifier circuit a full-wave rectifier circuit is typically used.
- the terms “positive electrode end” and “negative electrode end” are used as terms representing locations where a DC voltage is generated.
- the power supply circuit includes first and second capacitors, first and second inductors, a diode, and a first switching element.
- the return current flows through the parallel circuit of the first capacitor and the load and the diode due to the electromagnetic energy accumulated in the first inductor when the first switching element is turned on.
- the charging current flows from the first DC power source to the second capacitor via the second inductor.
- the charging current continues to flow through the second capacitor while the first switching element is off.
- the inductance of the second inductor, the capacitance of the second capacitor, the off period Moff of the first switching element, and the like are appropriately set.
- the harmonic component contained in the current can be significantly suppressed.
- the second invention includes a first DC power supply, a power supply circuit, and a control circuit. In the second invention, a power supply circuit having a configuration different from that of the power supply circuit of the first invention is used.
- the power supply circuit of the first invention constitutes a buck converter
- the power supply circuit of the second invention constitutes a boost buck converter
- the power supply circuit of the second invention has first and second capacitors, first and second inductors, a diode, and a first switching element.
- the discharge current flows through the first inductor and the first switching element by the electric charge accumulated in the second capacitor.
- the first switching element is turned off, the return current flows through the parallel circuit of the diode, the first capacitor, and the load due to the electromagnetic energy accumulated in the first inductor when the first switching element is turned on.
- the charging current flows from the first DC power source to the second capacitor via the second inductor. Further, as in the first invention, the charging current continues to flow through the second capacitor while the first switching element is off.
- the second invention can obtain the same effect as the first invention.
- the inductance of the second inductor is L2 and the capacitance of the second capacitor is Cp
- [control cycle M ⁇ ⁇ (L2 ⁇ Cp) 1/2 ] is set. It is configured to satisfy. In this embodiment, it can be configured such that current flows continuously from the DC power source throughout the control cycle.
- the return current is extinguished within a period in which the switching element is off.
- the OFF period Moff of the switching element is appropriately set.
- the control circuit includes a second DC power source that generates a set DC voltage between the first terminal and the second terminal, and an ON period of the switching element.
- the on-period setting circuit includes first and second P-type MOSFETs, first and second N-type MOSFETs, first to third resistors, a third capacitor, and a second switching element.
- a first P-type MOSFET, a first resistor, a first N-type MOSFET, and a second resistor are arranged in series between the first terminal and the second terminal of the second DC power supply.
- the gate and drain of each of the first P-type MOSFET and the first N-type MOSFET are short-circuited.
- this series circuit constitutes a constant current circuit.
- a second P-type MOSFET, a second N-type MOSFET, and a third resistor are arranged in series between the first terminal and the second terminal of the second DC power supply.
- the gate of the second P-type MOSFET is connected to the gate of the first P-type MOSFET
- the gate of the second N-type MOSFET is connected to the gate of the first N-type MOSFET.
- the third capacitor and the second switching element are arranged in parallel with the third resistor.
- the voltage between the terminals of the second P-type MOSFET becomes larger than the voltage between the terminals of the second N-type MOSFET
- the second switching element is off and the third capacitor is fully charged
- the voltage between the terminals of the second P-type MOSFET is smaller than the voltage between the terminals of the second N-type MOSFET.
- the channel width ratio (channel width ratio) of the first and second P-type MOSFETs, the channel width ratio (channel width ratio) of the first and second N-type MOSFETs, the second and third resistors The resistance value ratio (resistance value ratio) is set.
- the second switching element is configured to be turned off at the start of the control cycle M.
- the on-period setting circuit sets a period from when the control period M starts until the voltage between the terminals of the second P-type MOSFET becomes smaller than the voltage between the terminals of the second N-type MOSFET as the on-period Mon.
- the length of the ON period Mon of the switching element can be easily adjusted.
- the DC voltage set by rectifying the AC voltage is changed to the first DC power source generated between the positive electrode end and the negative electrode end, and the set DC voltage is changed to the positive electrode end.
- a third DC power source generated between the negative electrode ends is used.
- a battery is preferably used as the third DC power supply. In this embodiment, generation of harmonic components can be suppressed, and a step-down DC-DC converter that does not require detection of the current flowing through the first switching element can be obtained.
- the power supply device of the present invention can improve efficiency with a simple configuration at low cost.
- Other features, functions, and advantages of the present invention can be readily understood with reference to the specification, claims, and accompanying drawings.
- FIG. 4 is an enlarged view of a portion IV in FIG. 3. It is a circuit diagram of 3rd Embodiment of the power supply device of this invention. It is a circuit diagram of the conventional power supply device.
- FIG. 1 shows a circuit diagram of a first embodiment 100 of the power supply device of the present invention.
- the power supply apparatus 100 of this embodiment includes a full-wave rectifier circuit 110 that converts an AC voltage Vac from the AC power supply 10 into a DC voltage Vdc, a power supply circuit 130, a control circuit 140, a power supply circuit 160, and a drive signal output circuit 170.
- the full-wave rectifier circuit 110 has a plurality of diodes D111 to D114 connected in a bridge, full-wave rectifies the AC voltage Vac applied between the AC input terminals a and b, and between the positive terminal c and the negative terminal d.
- a DC voltage Vdc is generated.
- the DC voltage Vdc is a pulsating DC voltage having a magnitude (amplitude) that changes in accordance with the magnitude (amplitude) of the AC voltage Vac.
- the negative terminal d of the full wave rectifier circuit 110 is grounded. For this reason, grounding any of the terminals means connecting the terminal to the negative electrode end d.
- the full-wave rectifier circuit 110 constitutes the “first DC power supply” of the present invention.
- the power supply circuit 130 is disposed between the positive end c and the negative end d of the full-wave rectifier circuit 110 and one end 131 and the other end 132 of the load 120, and supplies DC power to the load 120.
- a capacitor C131 having a capacitance C1 is disposed between one end 131 and the other end 132 of the load 120.
- an inductor L131 having an inductance L1 and an inductor L132 having an inductance L2 are arranged in series. At this time, the inductor L131 is connected to one end 131, and the inductor L132 is connected to the positive end c.
- a switching element T131 is disposed between the other end 132 of the load 120 and the ground.
- an N-type MOSFET is used as the switching element T131.
- a capacitor C132 having a capacitance Cp is arranged between a connection point r between the inductor L131 and the inductor L132 and the ground.
- a diode D131 (freewheeling diode) is disposed between the other end 132 of the load 120 and the connection point r. At this time, the anode of the diode D131 is connected to the other end 132, and the cathode is connected to the connection point r.
- the switching element T131 corresponds to the “first switching element” of the present invention
- the capacitor C131 corresponds to the “first capacitor” of the present invention
- the capacitor C132 corresponds to the “second capacitor” of the present invention
- the inductor L131 corresponds to the “first inductor” of the present invention
- the inductor L132 corresponds to the “second inductor” of the present invention.
- the power supply circuit 160 is disposed between the positive terminal c and the ground, and includes a resistor R161, a Zener diode ZD161, and a capacitor C161.
- the power supply circuit 160 applies a voltage Vzd determined by the Zener voltage of the Zener diode ZD161 to the control circuit 140 and the drive signal output circuit 170.
- the drive signal output circuit 170 is disposed between a connection point (voltage Vzd) between the resistor R161 and the Zener diode ZD161 and the ground, and includes a switch SW171 and resistors R171 and R172. When the switch SW 171 is turned on, the drive signal output circuit 170 outputs an H level drive signal instructing the start of supply of DC power to the load 120 to the clock signal generation circuit 141 of the control circuit 140.
- the control circuit 140 includes a clock signal generation circuit 141 and a drive circuit 142.
- the clock signal generation circuit 141 outputs a clock signal to the input terminal of the drive circuit 142.
- the drive circuit 142 includes switching elements T142a and T142b connected in series between the DC voltage Vzd generated by the power supply circuit 160 and the ground.
- a P-type MOSFET is used as the switching element T142a
- an N-type MOSFET is used as the switching element T142b.
- a connection point (output terminal) between the switching elements 142 a and 142 b is connected to the gate of the switching element T 131 of the power supply circuit 130.
- the drive circuit 142 generates a drive voltage for turning on and off a switching element T131 at an output terminal based on a clock signal input to the input terminal.
- the on period Mon and the off period Moff of T131 are equal to the first period Ka and the second period Kb of the clock signal (including “substantially equal”).
- no component for detecting the current flowing through the switching element T131 is provided, and current detection processing, processing for comparing the detected current with a threshold value, and the like are not performed.
- each element may be represented only by a symbol.
- the switching element T131 that is an N-type MOSFET is represented by “T131”.
- the drive circuit 142 generates an H level drive voltage at the output terminal that turns on the T131 during the first period Ka in which the clock signal is at the H level.
- the current I2 discharge current of the capacitor C132
- the inductor L131 the parallel circuit of the load 120 and the capacitor C131, the path of T131 and the ground due to the charge accumulated in the capacitor C132.
- electromagnetic energy [L1 ⁇ (I2) 2/ 2] is stored in the inductor L131.
- T131 is on, the voltage at the point r becomes lower than Vdc due to the discharge of the capacitor C132. For this reason, the current I1 flows through the full-wave rectifier circuit 110, the inductor L132, the capacitor C132, and the ground path while T131 is on.
- the drive circuit 142 generates an L level drive voltage at the output terminal that turns off T131 during the second period Kb in which the clock signal is at the L level.
- current I3 return current
- the inductor L131 flows through the inductor L131, the parallel circuit of the load 120 and the capacitor C131, and the path of the diode D131 due to the electromagnetic energy accumulated in the inductor L131.
- the current I1 flows through the full-wave rectifier circuit 110, the inductor L132, the capacitor C132, and the ground path. Thereby, the electric charge of the capacitor C132 discharged during the ON period of T131 is replenished.
- the clock signal period M, the inductance L2 of the inductor L132, and the capacitance Cp of the capacitor C132 are set so that the current I1 continues to flow while T131 is off. Details will be described later.
- the current I1 is a current obtained by adding a current component having a magnitude synchronized with the DC voltage (pulsating DC voltage) Vdc and a current component that fluctuates in the control period M.
- the current obtained by adding the current I1 and the current flowing through the power supply circuit 160 is equal to the absolute value of the AC input current Iac.
- Generation of harmonic current is suppressed.
- the low-pass filter 480 used in the conventional power supply apparatus 400 shown in FIG. 6 can be removed. Therefore, the efficiency of the power supply device can be improved and the product shape can be greatly reduced.
- each operation movement of the power supply device 100 of this embodiment is demonstrated.
- Each waveform is shown in FIG. 3 and FIG.
- Each waveform shown in FIGS. 3 and 4 will be described later.
- the charging / discharging operation of the capacitor C132 will be described.
- T131 When T131 is turned on, the capacitor C132 is discharged and the current I2 flows as described above. Since the resistance value of the path through which the current I2 flows is very small, the reached current value (saturation current value) becomes very large, and the current I2 immediately after the rise increases linearly.
- the inter-terminal voltage VL1 of the inductor L131 when the T131 is turned on is expressed by equation (1).
- the VCp decreases due to the discharge of the capacitor C132 during the ON period of T131.
- Capacitor C132 is charged with ( ⁇ Vdc ⁇ Cp) in the process of increasing Vdc, and ( ⁇ Vdc ⁇ Cp) is discharged in the process of decreasing Vdc. Therefore, the charge amount of the capacitor C132 in one control cycle M of T131 (hereinafter referred to as “Cp charge amount”) is expressed by the equation (5).
- Cp charge amount Q1 + ⁇ Vdc ⁇ Cp (5)
- the Cp charge amount can be regarded as being equal to the discharge charge amount Q1.
- the Cp charge amount is supplied by the AC input current Iac.
- the AC input current Iac in the control period M is determined by the discharge charge amount Q1. If the discharge charge amount Q1 is proportional to (Vdc ⁇ VLED), the AC input current Iac is proportional to (Vac ⁇ VLED). That is, if it can be considered that VLED is constant, the AC input current Iac changes in synchronization with the change of the AC voltage Vac.
- I3 at time t1 is I3 (t1)
- I3 can be expressed by equation (7).
- Equation (8) is established. Therefore, equation (7) is rewritten to equation (9).
- T131 is turned on while the return current I3 flows through the diode D131.
- the turn-off current of the diode D131 increases, a large current instantaneously flows through the capacitor C132, the diodes D131, T131, and the ground path, and the capacitor C132 is discharged. Since this current does not flow through the load 120, it causes a reduction in efficiency.
- T131 is turned on while the return current I3 flows, I2 varies due to the return current I3, and the discharge charge amount Q1 of the capacitor C132 varies.
- I1 when T131 is turned off will be described. Assume that T131 shifts from on to off at time t1. Assuming that I1 and VCp at time t1 are I1 (t1) and VCp (t1), respectively, I1 is expressed by equation (11).
- equation (12) is obtained.
- I1 is a waveform in which upward convex waveforms are connected.
- I1 The waveform of I1 will be described (see FIGS. 3 and 4).
- T131 is turned off at time t1
- I1 increases.
- the positive terminal voltage (r-point voltage) VCp of the capacitor C132 increases.
- [Vdc ⁇ VCp] changes due to an increase in VCp
- I1 also changes.
- the inductor L132 acts so that the change of I1 is minimized.
- the gradient of I1 becomes zero, and the gradient becomes the smallest in the region before and after that.
- I1 has a waveform (a part of an upwardly convex sine wave) that becomes maximum at the middle point t3 of the control cycle M starting from the time point t1 and is minimized at both ends of the control cycle M of I1. Even if the waveform of I1 deviates from this waveform due to some disturbance, the waveform of I1 returns to this waveform by the action of the inductor L132.
- the fluctuation width (difference between the maximum value and the minimum value) of the convex waveform of I1 is a ratio of the control period M and the half cycle [ ⁇ (L2 ⁇ Cp) 1/2 ] of the sine wave representing the convex waveform of I1.
- I1 continues to flow as the charging current of the capacitor C132 through the control cycle M of T131.
- the fluctuation width of the convex waveform of I1 becomes smaller and the harmonic component of the AC input current Iac becomes smaller.
- the average value of I1 in the control cycle M is proportional to (Vdc ⁇ VLED).
- an AC input current Iac proportional to (Vdc ⁇ VLED) flows every control cycle M. That is, by fixing the on-period Mon of T131, it is possible to improve the accuracy of charge measurement by the capacitor C132. 3)
- the current I1 that charges the capacitor C132 via the inductor L132 during the off period Moff of T131 is expressed as a half wavelength of a sine wave or a part thereof.
- the average value of I1 for each control cycle M is ideally proportional to Vdc.
- I1 does not flow.
- I1 increases stepwise from zero, so that it is close to the fundamental frequency of the AC input current Iac.
- I1 is proportional to (Vds ⁇ VLED)
- I1 increases smoothly from zero, so that the generation of harmonic components can be suppressed. it can.
- FIG. 2 shows a circuit diagram of the power supply device 200 of the second embodiment.
- the power supply apparatus 200 of the present embodiment is configured by a full-wave rectifier circuit 210, a power supply circuit 230, a control circuit 240, a power supply circuit 260, and a drive signal output circuit 270.
- the control circuit 240 is different from the control circuit 140 of the first embodiment. Therefore, only the configuration of the control circuit 240 will be described below.
- the components given the same reference numerals except the third digit as the reference symbols given to the respective components shown in FIG. 1 are the same components.
- the control circuit 240 includes a clock signal generation circuit 241, a drive circuit 242, and an on period setting circuit 250.
- the clock signal generation circuit 241 and the drive circuit 242 have the same configuration as the clock signal generation circuit 141 and the drive circuit 142 of the control circuit 140 of the first embodiment.
- the clock signal period M of the clock signal generated from the clock signal generation circuit 241 is equal to the control period M of the switching element T231, but the first periods Ka and L in which the clock signal is at the H level.
- the second period Kb which is the level is different from the on period Ma and the off period Mb of the switching element T231.
- the on period setting circuit 250 sets the on period Mon of the switching element T231 based on the clock signal generated from the clock signal generation circuit 241 at a fixed clock signal period M.
- the on-period setting circuit 250 includes switching elements T251 to T257, resistors R251 to R253, variable resistor (volume) R254, capacitor C251, Schmitt trigger ST251, D flip-flop DFF251, AND gate AND251, and inverter INV251.
- P-type MOSFETs are used as the switching elements T251 and T253
- N-type MOSFETs are used as the switching elements T252 and T254 to T257.
- a series circuit of T251, R251, T252, and R252 is arranged between the voltage Vzd generated by the power supply circuit 260 and the ground. In T251 and T252, the gate and the drain are short-circuited.
- a series circuit of T253, T254, and R253 is disposed between Vzd and ground.
- the gate of T253 is connected to the gate of T251, and T251 and T253 form a current mirror circuit.
- the gate of T254 is connected to the gate of T252, and a current mirror circuit is configured by T252 and T254. Further, C251 and T255 are arranged in parallel with R253.
- the output terminal of the AND 251 is connected to the gate of T255 via the INV 251 and to the input terminal of the drive circuit 242.
- the input terminal of the AND 251 is connected to the output terminal of the drive signal output circuit 270, the inverted output terminal ( ⁇ Q) of the DFF 251, and the output terminal of the clock signal generation circuit 241.
- the voltage at the connection point s between the drain of T253 and the drain of T254 is input to the clock terminal (CLK) of the DFF 251 via ST251.
- CLK clock terminal
- the inverted output terminal ( ⁇ Q) becomes the L level.
- the DFF 251 is reset (the inverted output terminal ( ⁇ Q) is at the H level) when the L level clock signal is input to the reset terminal (R bar).
- a series circuit of R254 and T257 is arranged between Vzd and ground. In T257, the gate and the drain are short-circuited. In T256, the gate is connected to the gate of T257, the drain is connected to the coupling point of R251 and T252, and the source is grounded.
- a current mirror circuit is configured by T256 and T257.
- the power supply circuit 260 that generates the set voltage Vzd corresponds to the “second DC power supply” of the present invention.
- connection point between the resistor R261 and the Zener diode ZD261 and the ground corresponds to the “first terminal of the second DC power supply” of the present invention, and the other corresponds to the “second DC power supply of the present invention.
- T251 and T253 correspond to the “first and second P-type MOSFETs” of the present invention
- T252 and T254 correspond to the “first and second N-type MOSFETs” of the present invention
- T255 corresponds to the present
- R251 to R253 correspond to “first to third resistors” of the invention
- C251 corresponds to the “third capacitor” of the invention.
- the current flowing through R251 is I4
- the current flowing through R252 is I5
- the current flowing through T253 and T254 is I6
- the drain current of T256 is I7.
- the channel width of T253 constituting the current mirror circuit with T251 is set larger than the channel width of T251.
- the channel width of T254 constituting the current mirror circuit with T252 is set smaller than the channel width of T252.
- the resistance value of R253 is set to a value inversely proportional to the channel width ratio of T252 and T254 with respect to the resistance value of R252.
- T255 When T255 is turned on in this state, the capacitor C251 is discharged and the source of T254 is grounded. As a result, the gate-source voltage of T254 becomes larger than the gate-source voltage of T252 by (resistance value of R252 ⁇ I5), so that the current that can be passed by T254 increases.
- the channel width of T253 is set larger than the channel width of T251, but I6 that flows when the source of T254 is grounded is set so as not to exceed the maximum current that can be passed by T254 in that state. . Therefore, I6 at this time becomes a saturation current of T253, but becomes an unsaturated current with respect to T254. Therefore, the potential at the point s decreases, and the output signal of ST251 becomes L level.
- the capacitor C251 is charged from the time when the clock signal rises to H level, the potential at the point s becomes the set potential, and the output signal of ST251 changes from L level to H level. This is the period until inversion.
- the potential at the point s in the first period Ka in which the clock signal is at the H level, the potential at the point s is the set potential from the time when the clock signal rises to the H level (the start time of the first period Ka). Thus, it is set so as to exceed the period until the output signal of ST251 is inverted from the L level to the H level.
- the DFF 251 is reset and the inverting output terminal ( ⁇ Q) becomes H level.
- the OFF period Moff of T231 is a period from the time when ST251 is inverted from the L level to the H level until the next clock signal rises to the H level (the start time of the next first period Ka). That is, the on period setting circuit 250 sets the period from the start of the first period Ka of the clock signal until the set time elapses as the on period Mon of T231. Note that the off period Moff of T231 is a period from the elapse of the set time to the start of the next first period Ka.
- the on-period Mon of T231 varies depending on the increasing slope of the source voltage of T254. For this reason, for example, when the capacitance of the capacitor C251 is increased, the increasing slope of the source voltage of T254 becomes gentle, and the on-period Mon of T231 becomes longer.
- the on-period Mon of T231 is proportional to (resistance value of resistance R252 ⁇ I5). For this reason, for example, if I5 is reduced, the ON period Mon of T231 is shortened.
- the drain current I7 of T256 is inversely proportional to the resistance value of the variable resistor R254 disposed between T256 and the drain of T257 constituting the current mirror circuit and Vzd.
- an on period Mon that is shortened by a period corresponding to I7 set by R254 is set with respect to the on period Mon of T231 when I7 is not flowing (the adjustment amount is not set).
- the off period Moff of T231 is extended (lengthened) by the shortened period of the on period Mon compared to the off period Moff when I7 is zero.
- the decreasing rate of the on-period Mon of T231 is slightly larger than the decreasing rate of I5, but the object of shortening the on-period Mon of T231 is achieved.
- shortening (shortening) the ON period Mon of T231 within the fixed control cycle M it is possible to prevent an increase in output due to an increase in the AC voltage Vac.
- the light quantity of LED which is load can be reduced.
- the ON period setting circuit 250 starts from the start of the first period Ka of the clock signal until the set time adjusted by the adjustment amount set by the adjustment amount setting circuit (variable resistor R254) elapses. Is set as the ON period Mon of T231.
- FIG. 3 The result of having performed the simulation about the power supply device 100 of 1st Embodiment is shown in FIG. 3 and FIG. FIG. 4 is an enlarged view of a portion IV (31 ms to 31.12 ms) in FIG.
- the circuit constants used for the simulation are as follows. Vac: AC100V (effective voltage), 60 Hz, L1: 30 ⁇ H, L2: 600 ⁇ H, Cp: 0.5 ⁇ F, C1: 200 ⁇ F, control cycle (clock signal cycle): 30 ⁇ s (ON period (H level period): 4.509 ⁇ s) VLED average value: 26.3 V, load current average value: 2.92 A.
- the adjustment of the control period M and the ON period Mon within the control period M is performed using an analog circuit, but can also be performed by software using a microcomputer or the like.
- the horizontal axis represents time (unit: ms)
- the first vertical axis (unit: V) represents the voltage of the graph (A)
- the second vertical axis (unit: A) represents the graph.
- (C) represents the current.
- Graph (A) represents DC voltage Vdc
- graph (C) represents current (charging current) I1 supplied from Vdc to capacitor C132.
- FIG. 4 is an enlarged view of a portion IV in FIG. However, a graph (B) (plus terminal voltage VCp of the capacitor C132) and a graph (D) (current (I2 + I3) flowing through the inductor L131) not shown in FIG. 3 are added.
- the voltage value in the graph (B) is represented by the first axis (unit: V) in FIG. 4
- the current value in the graph (D) is represented by the third axis (unit: A) in FIG.
- Vdc can be regarded as a constant value in the enlarged range shown in FIG.
- VCp becomes larger than Vdc in the latter half of the off period Moff (time t1 to time t0) of T131 [VCp> Vdc], and becomes maximum at the end of the off period Moff.
- T131 shifts from OFF to ON (time t0) VCp rapidly decreases along an upwardly convex parabola.
- I1 is a part of the sine wave represented by the equation (12), and has a peak (maximum) at the midpoint (time t3) of the off period Moff (time t1 to time t0) of T131, and T131 changes from on to off. It becomes an upwardly convex waveform that becomes a minimum at the time t1 when the transition is made.
- the reason why the waveform of I1 becomes such a waveform is that, as described above, the inductor L132 acts so that the gradient change is minimized.
- FIG. 5 shows a circuit diagram of a third embodiment 300 of the power supply device of the present invention.
- the configuration of the power supply circuit 330 is different from the power supply circuit 130 of the first embodiment. Therefore, only the configuration of the power supply circuit 330 will be described below.
- the constituent elements that are the same as those in FIG. 1 except the third digit are the same as the constituent elements used in FIG.
- the power supply circuit 330 includes first and second capacitors C331 and C332, first and second inductors L331 and L332, a diode (freewheel diode) D331, and The first switching element T331 is included.
- an inductor L332 having an inductance L2 and a capacitor C332 having a capacitance Cp are arranged in series between the positive electrode end c and the ground.
- an inductor L331 having an inductance L1 and a switching element T331 are arranged in series.
- a parallel circuit of a capacitor C331 having a capacitance C1 and a load 320 and a series circuit of a diode D331 are arranged in parallel.
- the anode of the diode D331 is connected to the coupling point between the inductor L331 and the switching element T331. For this reason, the polarity of the LED 321 of the load 320 is reversed.
- the discharge charge amount Q1 of the capacitor C332 during the on-period of T331 is expressed by equation (13) by replacing (Vdc ⁇ VLED) in equation (4) with Vdc. Similar to the equation (4), in the equation (13), t1 represents the ON period Mon of T331, Vdc represents the pulsating DC voltage, and L1 represents the inductance of the inductance L331.
- the calculation method of I1 is the same as the calculation method of I1 in FIG. Therefore, also in this embodiment, by setting I3 to disappear within the OFF period Moff of T331, for example, the half cycle [ ⁇ (L2 ⁇ Cp) 1/2 ] of the sine wave of I1 is controlled by the control cycle M.
- Stable PFC control can be realized by setting the inductance L2 of the inductor L332 and the capacitance Cp of the capacitor C332 so as to be longer.
- the power supply circuit 130 of the first embodiment operates as a buck converter
- the power supply circuit 330 of the third embodiment operates as a buck-boost converter.
- the power supply circuit 330 of the third embodiment has the following characteristics with respect to the power supply circuit 130 of the first embodiment.
- the discharge charge amount Q1 in the first embodiment depends on (Vdc ⁇ VLED) as expressed by the equation (4). For this reason, when the VLED changes, the discharge charge amount Q1 also changes accordingly.
- the discharge charge amount Q1 in the third embodiment does not include the VLED as represented by the equation (13). For this reason, stable PFC control can be realized without being affected by fluctuations in VLED.
- I1 does not flow in the range of [Vdc ⁇ VLED].
- there is no restriction for this reason, even when Vdc falls, I1 flows (the range in which I1 flows increases). This contributes to suppression of the harmonic component of I1.
- the parallel circuit of the inductor L131 (L231), the load 120 (220), and the capacitor C131 (C231) is connected in series. For this reason, even if the position of the parallel circuit of the inductor L131 (L231), the load 120 (220), and the capacitor C131 (C231) is changed, the obtained effect does not change.
- a DC power source having a full-wave rectifier circuit that converts an AC voltage into a pulsating DC voltage obtained by full-wave rectification is used, but a battery or the like is used as a DC power source.
- a DC power source such as a battery can be regarded as a DC power source that generates a pulsating DC voltage having an infinite period.
- a battery or the like is used as a DC power supply, it is not necessary to consider the phase shift (power factor) of the AC input current with respect to the AC voltage as in the case of using a DC power supply having a full-wave rectifier. It has the effect of suppressing harmonic components contained in the supplied current. Therefore, there is an effect that it is possible to remove or downsize the low-pass filter for suppressing the harmonic component, and an effect that the component for detecting the current flowing through the switching element and the current detection processing can be made unnecessary.
- a DC power source such as a battery corresponds to the “third DC power source” of the present invention.
- the present invention is not limited to the configuration described in the detailed description, and various modifications, additions, and deletions can be made without departing from the gist of the present invention.
- the power supply apparatus of the present invention can supply DC power to various loads other than the light emitting diode.
- the values (for example, inductance, capacitance, resistance value) of elements constituting each circuit can be appropriately set according to the type of load.
- the switching element for supplying power to the load an FET is preferably used, but an element other than the FET can also be used.
- the switching element is turned on when the clock signal is at the H level, and is turned off when the clock signal is at the L level. It can also be configured to turn off.
- DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... AC power supply, 100, 200, 300, 400 ... Power supply device, 110, 210, 310, 410 ... Full wave rectifier circuit, 120, 220, 320, 420 ... Load, 121, 221, 321, 421 ... Light emitting diode ( LED), 130, 230, 330, 430 ... power supply circuit, 140, 240, 340, 440 ... control circuit, 141, 241, 341 ... clock signal generation circuit, 142, 242, 342 ... drive circuit, 160, 260, 360 ... Power supply circuit, 170, 270, 370 ... Drive signal output circuit, 250 ... On period setting circuit, 480 ...
- Low pass filter L131, L132, L231, L232, L331, L332, L431, L481, L482 ...
- Inductor C131, C132, C231, C232, C251, C331, C332 C431, C481, C482 ... capacitor, D131, D231, D331, D431 ... freewheeling diode, T131, T231, T255, T331, T431 ... switching device, R254 ... variable resistor (adjustment amount setting circuit).
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
【課題】簡単な構成で、安価に、効率を向上させることができる電源装置を提供する。 【解決手段】全波整流回路110は、交流電圧Vacを整流した直流電圧(脈動直流電圧)Vdcを発生する。電力供給回路130を構成するスイッチング素子T131は、固定された制御周期M毎に、固定されたオン期間Monの間オンされ、固定されたオフ期間Moff(=M-Mon)の間オフされる。スイッチング素子T131がオンすると、コンデンサC132に蓄積された電荷により、インダクタL131およびスイッチング素子を含む経路で電流I2が流れる。スイッチング素子T131がオフすると、インダクタL131に蓄積された電磁エネルギーにより、コンデンサC131と負荷120との並列回路およびダイオードD131を介して還流電流I3が流れる。同時に、全波整流回路110からインダクタL132を介してコンデンサC132に電流I1が供給される。スイッチング素子T131がオフしている期間中、コンデンサC132に電流I1が流れ続けるように構成されている。
Description
本発明は、負荷に直流電力を供給する電源装置に関し、特に、効率を向上させることができる電源装置に関する。
負荷に直流電力を供給する電源装置として、特開平9-47024号公報に開示されている電源装置が知られている。図6に従来の一般的な電源装置の回路図が示されている。
図6に示されている電源装置400は、全波整流回路410、ローパスフィルタ480、負荷420に直流電力を供給する電力供給回路430、電力供給回路4300を制御する制御回路440を備える降圧型AC-DCコンバータとして構成されている。全波整流回路4100は、交流電源10の交流電圧Vacを全波整流して直流電圧(脈動直流電圧)Vdcに変換する。電力供給回路430のスイッチング素子T431として、N型MOSFETが用いられている。また、電力供給回路430は、高調波電流の振幅を制限値(「PFC規格」と呼ばれる)以下に抑制するための力率改善(PFC:Power Factor Correction)機能を有している。制御回路440は、固定された制御周期でスイッチング素子T431をオンし、スイッチング素子T431のドレイン電流(電流検出抵抗R431の電圧降下)が閾値より大きくなるとスイッチング素子T431をオフする。
図6に示されている電源装置400は、全波整流回路410、ローパスフィルタ480、負荷420に直流電力を供給する電力供給回路430、電力供給回路4300を制御する制御回路440を備える降圧型AC-DCコンバータとして構成されている。全波整流回路4100は、交流電源10の交流電圧Vacを全波整流して直流電圧(脈動直流電圧)Vdcに変換する。電力供給回路430のスイッチング素子T431として、N型MOSFETが用いられている。また、電力供給回路430は、高調波電流の振幅を制限値(「PFC規格」と呼ばれる)以下に抑制するための力率改善(PFC:Power Factor Correction)機能を有している。制御回路440は、固定された制御周期でスイッチング素子T431をオンし、スイッチング素子T431のドレイン電流(電流検出抵抗R431の電圧降下)が閾値より大きくなるとスイッチング素子T431をオフする。
図6に示されている電源装置400では、スイッチング素子T431がオンすると、全波整流回路410、ローパスフィルタ480、インダクタL431、負荷420とコンデンサC431との並列回路、スイッチング素子T431、電流検出抵抗R431および接地(グラウンド)の経路で電流I1が流れる。この時、インダクタL431(インダクタンスL)に、電磁エネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子T431がオフすると、インダクタL431に蓄積された電磁エネルギーにより、インダクタL431、負荷420とコンデンサC431との並列回路、ダイオードD431(「還流ダイオード」あるいは「フリーホイールダイオード」と呼ばれる)の経路で還流電流I3が流れる。
図6に示されている電源装置400では、電流I1の大きさ(振幅)が直流電圧Vdcの大きさ(振幅)に連動する。これにより、交流入力電力の力率cosθ(θ:交流電圧Vacと交流入力電流Iacの位相差)が「1」に近づく。
なお、スイッチング素子T431がオフの間は電流I1が遮断される。すなわち、電流I1は、間欠的に流れる。このため、電流I1に高調波電流が含まれる。この高調波電流が交流電源側に伝搬するのを防止するためにローパスフィルタ480が設けられている。
なお、スイッチング素子T431がオフの間は電流I1が遮断される。すなわち、電流I1は、間欠的に流れる。このため、電流I1に高調波電流が含まれる。この高調波電流が交流電源側に伝搬するのを防止するためにローパスフィルタ480が設けられている。
従来の電源装置400に設けられているローパスフィルタ480は、力率の悪化を防止するために、小さい容量を有するコンデンサと大きいインダクタンスを有するインダクタにより構成されている。大きいインダクタンスを有するインダクタは、導線の巻数が多くなる。ここで、太い導線を用いてインダクタを形成するとインダクタが大型になるため、細い導線を用いて形成する必要がある。一方、細い導線を用いてインダクタを形成すると、インダクタの抵抗値が大きくなり、インダクタの損失が増加する。
このように、従来の電源装置は、高調波電流が流れるのを防止するためのローパスフィルタを構成するインダクタの損失が大きいため、効率を向上させるには限界があった。
また、従来の電源装置400は、スイッチング素子T431のドレイン電流を検出する電流検出抵抗R431を備え、電流検出抵抗R431に発生する電圧降下(スイッチング素子T431のドレイン電流)が閾値を超えた場合にスイッチング素子T431をオフしている。このため、制御回路が複雑となり、コストも増加する。
本発明は、このような点に鑑みて創案されたものであり、簡単な構成で、安価に、効率を向上させることができる電源装置を提供することを目的とする。
このように、従来の電源装置は、高調波電流が流れるのを防止するためのローパスフィルタを構成するインダクタの損失が大きいため、効率を向上させるには限界があった。
また、従来の電源装置400は、スイッチング素子T431のドレイン電流を検出する電流検出抵抗R431を備え、電流検出抵抗R431に発生する電圧降下(スイッチング素子T431のドレイン電流)が閾値を超えた場合にスイッチング素子T431をオフしている。このため、制御回路が複雑となり、コストも増加する。
本発明は、このような点に鑑みて創案されたものであり、簡単な構成で、安価に、効率を向上させることができる電源装置を提供することを目的とする。
第1の発明は、交流電圧を整流した直流電圧を正極端と負極端の間に発生する第1の直流電源、第1の直流電源と負荷の間に設けられている電力供給回路、電力供給回路を制御する制御回路を備えている。
第1の直流電源としては、好適には、交流電圧を整流して直流電圧(脈動直流電圧)に変換する整流回路を有する直流電源が用いられる。整流回路としては、典型的には、全波整流回路が用いられる。「正極端」および「負極端」という用語は、直流電圧が発生する箇所を表す用語として用いられている。
電力供給回路は、第1および第2のコンデンサ、第1および第2のインダクタ、ダイオードおよび第1のスイッチング素子を有している。
制御回路は、固定された制御周期M毎に、固定されたオン期間Monの間第1のスイッチング素子をオンし、固定されたオフ期間Moff(=M-Mon)の間第1のスイッチング素子をオフする。例えば、制御周期Mに等しいクロック信号周期M毎に、オン期間Monに等しい第1の期間Kaの間Hレベル(あるいはLレベル)となり、オフ期間Moffに等しい第2の期間Kbの間Lレベル(あるいはHレベル)となるクロック信号に同期して第1のスイッチング素子を制御する。
第1のスイッチング素子がオンすると、第2のコンデンサに蓄積された電荷により、第1のインダクタ、第1のコンデンサと負荷との並列回路および第1のスイッチング素子を介して放電電流が流れるように構成されている。また、第1のスイッチング素子がオフすると、第1のスイッチング素子のオン時に第1のインダクタに蓄積された電磁エネルギーにより、第1のコンデンサと負荷との並列回路およびダイオードを介して還流電流が流れ、同時に、第1の直流電源から第2のインダクタを介して第2のコンデンサに充電電流が流れるように構成されている。
さらに、第1の発明では、第1のスイッチング素子がオフしている間、第2のコンデンサに充電電流が流れ続けるように構成されている。例えば、第2のインダクタのインダクタンス、第2のコンデンサの容量、第1のスイッチング素子のオフ期間Moff等が適切に設定される。
第1の発明では、制御周期を通して直流電源から連続して電流が供給されるため、当該電流に含まれる高調波成分を大幅に抑制することができる。これにより、交流入力電力の力率を改善することができるとともに、高調波電流が交流電源側に伝搬するのを防止することができる。したがって、従来の電源装置で用いられているローパスフィルタを削除することができ、電源装置を小型化することができるとともに、効率を向上させることができる。また、第1のスイッチング素子を流れる電流を検出するための部品や処理等が不要である。これにより、構成を簡略化することができる。さらに、ローパスフィルタや電流を検出するための部品等が不要となるため、電源装置を安価に構成することができる。
第2の発明は、第1の発明と同様に、第1の直流電源、電力供給回路および制御回路を備えている。第2の発明では、第1の発明の電力供給回路と異なる構成の電力供給回路が用いられている。すなわち、第1の発明の電力供給回路は、バックコンバータを構成し、第2の発明の電力供給回路は、ブーストバックコンバータを構成している。
第2の発明の電力供給回路は、第1の発明の電力供給回路と同様に、第1および第2のコンデンサ、第1および第2のインダクタ、ダイオードおよび第1のスイッチング素子を有している。
本発明では、第1のスイッチング素子がオンすると、第2のコンデンサに蓄積された電荷により、第1のインダクタおよび第1のスイッチング素子を介して放電電流が流れるように構成されている。また、第1のスイッチング素子がオフすると、第1のスイッチング素子のオン時に第1のインダクタに蓄積された電磁エネルギーにより、ダイオードおよび第1のコンデンサと負荷との並列回路を介して還流電流が流れ、同時に、第1の直流電源から第2のインダクタを介して第2のコンデンサに充電電流が流れるように構成されている。
さらに、第1の発明と同様に、第1のスイッチング素子がオフしている間、第2のコンデンサに充電電流が流れ続けるように構成されている。
第2の発明は、第1の発明と同様の効果を得ることができる。
第1および第2の発明の異なる形態では、第2のインダクタのインダクタンスをL2、第2のコンデンサの容量をCpとしたとき、[制御周期M<π×(L2×Cp)1/2]を満足するように構成されている。
本形態では、簡単に、制御周期を通して直流電源から連続して電流が流れるように構成することができる。
第1および第2の発明の他の異なる形態では、スイッチング素子がオフしている期間内に還流電流が消滅するように構成されている。例えば、スイッチング素子のオフ期間Moffが適切に設定されている。
本形態では、還流電流が流れている状態でスイッチング素子がオンすることによる効率の低下や電流波形の乱れ等を防止することができる。
第1および第2の発明の他の異なる形態では、制御回路は、設定された直流電圧を第1の端子と第2の端子の間に発生する第2の直流電源と、スイッチング素子のオン期間Monを設定するオン期間設定回路を有している。なお、制御周期Mは固定であるから、オン期間Monが設定されると、オフ期間Moff(=M-Mon)も設定されることになる。
オン期間設定回路は、第1および第2のP型MOSFET、第1および第2のN型MOSFET、第1~第3の抵抗、第3のコンデンサおよび第2のスイッチング素子を有する。
第2の直流電源の第1の端子と第2の端子の間に、第1のP型MOSFET、第1の抵抗、第1のN型MOSFETおよび第2の抵抗が直列に配置されている。第1のP型MOSFETおよび第1のN型MOSFETそれぞれのゲートとドレインが短絡されている。これにより、この直列回路は定電流回路を構成している。
また、第2の直流電源の第1の端子と第2の端子の間に、第2のP型MOSFET、第2のN型MOSFETおよび第3の抵抗が直列に配置されている。第2のP型MOSFETのゲートが第1のP型MOSFETのゲートに接続されているとともに、第2のN型MOSFETのゲートが第1のN型MOSFETのゲートに接続されている。第3のコンデンサおよび第2のスイッチング素子は、第3の抵抗に並列に配置されている。
本形態では、第2のスイッチング素子がオンしているときは、第2のP型MOSFETの端子間電圧(ドレイン・ソース間電圧)が第2のN型MOSFETの端子間電圧より大きくなり、また、第2のスイッチング素子がオフで、かつ、第3のコンデンサが完全に充電されているときは、第2のP型MOSFETの端子間電圧が第2のN型MOSFETの端子間電圧より小さくなるように、第1および第2のP型MOSFETのチャンネル幅の比(チャンネル幅比)、第1および第2のN型MOSFETのチャンネル幅の比(チャンネル幅比)、第2および第3の抵抗の抵抗値の比(抵抗値比)が設定されている。また、制御周期Mの開始時点で、第2のスイッチング素子がオフされるように構成されている。
オン期間設定回路は、制御周期Mの開始時点から、第2のP型MOSFETの端子間電圧が第2のN型MOSFETの端子間電圧より小さくなるまでの期間をオン期間Monとして設定する。
本形態では、スイッチング素子のオン期間Monの長さを容易に調整することができる。
第1および第2の発明の他の異なる形態では、交流電圧を整流した直流電圧を正極端と負極端の間に発生する第1の直流電源に換えて、設定された直流電圧を正極端と負極端の間に発生する第3の直流電源を用いている。第3の直流電源としては、好適には、バッテリーが用いられる。
本形態では、高調波成分の発生を抑制することができ、また、第1のスイッチング素子を流れる電流を検出する必要がない降圧型DC-DCコンバータを得ることができる。
第1の直流電源としては、好適には、交流電圧を整流して直流電圧(脈動直流電圧)に変換する整流回路を有する直流電源が用いられる。整流回路としては、典型的には、全波整流回路が用いられる。「正極端」および「負極端」という用語は、直流電圧が発生する箇所を表す用語として用いられている。
電力供給回路は、第1および第2のコンデンサ、第1および第2のインダクタ、ダイオードおよび第1のスイッチング素子を有している。
制御回路は、固定された制御周期M毎に、固定されたオン期間Monの間第1のスイッチング素子をオンし、固定されたオフ期間Moff(=M-Mon)の間第1のスイッチング素子をオフする。例えば、制御周期Mに等しいクロック信号周期M毎に、オン期間Monに等しい第1の期間Kaの間Hレベル(あるいはLレベル)となり、オフ期間Moffに等しい第2の期間Kbの間Lレベル(あるいはHレベル)となるクロック信号に同期して第1のスイッチング素子を制御する。
第1のスイッチング素子がオンすると、第2のコンデンサに蓄積された電荷により、第1のインダクタ、第1のコンデンサと負荷との並列回路および第1のスイッチング素子を介して放電電流が流れるように構成されている。また、第1のスイッチング素子がオフすると、第1のスイッチング素子のオン時に第1のインダクタに蓄積された電磁エネルギーにより、第1のコンデンサと負荷との並列回路およびダイオードを介して還流電流が流れ、同時に、第1の直流電源から第2のインダクタを介して第2のコンデンサに充電電流が流れるように構成されている。
さらに、第1の発明では、第1のスイッチング素子がオフしている間、第2のコンデンサに充電電流が流れ続けるように構成されている。例えば、第2のインダクタのインダクタンス、第2のコンデンサの容量、第1のスイッチング素子のオフ期間Moff等が適切に設定される。
第1の発明では、制御周期を通して直流電源から連続して電流が供給されるため、当該電流に含まれる高調波成分を大幅に抑制することができる。これにより、交流入力電力の力率を改善することができるとともに、高調波電流が交流電源側に伝搬するのを防止することができる。したがって、従来の電源装置で用いられているローパスフィルタを削除することができ、電源装置を小型化することができるとともに、効率を向上させることができる。また、第1のスイッチング素子を流れる電流を検出するための部品や処理等が不要である。これにより、構成を簡略化することができる。さらに、ローパスフィルタや電流を検出するための部品等が不要となるため、電源装置を安価に構成することができる。
第2の発明は、第1の発明と同様に、第1の直流電源、電力供給回路および制御回路を備えている。第2の発明では、第1の発明の電力供給回路と異なる構成の電力供給回路が用いられている。すなわち、第1の発明の電力供給回路は、バックコンバータを構成し、第2の発明の電力供給回路は、ブーストバックコンバータを構成している。
第2の発明の電力供給回路は、第1の発明の電力供給回路と同様に、第1および第2のコンデンサ、第1および第2のインダクタ、ダイオードおよび第1のスイッチング素子を有している。
本発明では、第1のスイッチング素子がオンすると、第2のコンデンサに蓄積された電荷により、第1のインダクタおよび第1のスイッチング素子を介して放電電流が流れるように構成されている。また、第1のスイッチング素子がオフすると、第1のスイッチング素子のオン時に第1のインダクタに蓄積された電磁エネルギーにより、ダイオードおよび第1のコンデンサと負荷との並列回路を介して還流電流が流れ、同時に、第1の直流電源から第2のインダクタを介して第2のコンデンサに充電電流が流れるように構成されている。
さらに、第1の発明と同様に、第1のスイッチング素子がオフしている間、第2のコンデンサに充電電流が流れ続けるように構成されている。
第2の発明は、第1の発明と同様の効果を得ることができる。
第1および第2の発明の異なる形態では、第2のインダクタのインダクタンスをL2、第2のコンデンサの容量をCpとしたとき、[制御周期M<π×(L2×Cp)1/2]を満足するように構成されている。
本形態では、簡単に、制御周期を通して直流電源から連続して電流が流れるように構成することができる。
第1および第2の発明の他の異なる形態では、スイッチング素子がオフしている期間内に還流電流が消滅するように構成されている。例えば、スイッチング素子のオフ期間Moffが適切に設定されている。
本形態では、還流電流が流れている状態でスイッチング素子がオンすることによる効率の低下や電流波形の乱れ等を防止することができる。
第1および第2の発明の他の異なる形態では、制御回路は、設定された直流電圧を第1の端子と第2の端子の間に発生する第2の直流電源と、スイッチング素子のオン期間Monを設定するオン期間設定回路を有している。なお、制御周期Mは固定であるから、オン期間Monが設定されると、オフ期間Moff(=M-Mon)も設定されることになる。
オン期間設定回路は、第1および第2のP型MOSFET、第1および第2のN型MOSFET、第1~第3の抵抗、第3のコンデンサおよび第2のスイッチング素子を有する。
第2の直流電源の第1の端子と第2の端子の間に、第1のP型MOSFET、第1の抵抗、第1のN型MOSFETおよび第2の抵抗が直列に配置されている。第1のP型MOSFETおよび第1のN型MOSFETそれぞれのゲートとドレインが短絡されている。これにより、この直列回路は定電流回路を構成している。
また、第2の直流電源の第1の端子と第2の端子の間に、第2のP型MOSFET、第2のN型MOSFETおよび第3の抵抗が直列に配置されている。第2のP型MOSFETのゲートが第1のP型MOSFETのゲートに接続されているとともに、第2のN型MOSFETのゲートが第1のN型MOSFETのゲートに接続されている。第3のコンデンサおよび第2のスイッチング素子は、第3の抵抗に並列に配置されている。
本形態では、第2のスイッチング素子がオンしているときは、第2のP型MOSFETの端子間電圧(ドレイン・ソース間電圧)が第2のN型MOSFETの端子間電圧より大きくなり、また、第2のスイッチング素子がオフで、かつ、第3のコンデンサが完全に充電されているときは、第2のP型MOSFETの端子間電圧が第2のN型MOSFETの端子間電圧より小さくなるように、第1および第2のP型MOSFETのチャンネル幅の比(チャンネル幅比)、第1および第2のN型MOSFETのチャンネル幅の比(チャンネル幅比)、第2および第3の抵抗の抵抗値の比(抵抗値比)が設定されている。また、制御周期Mの開始時点で、第2のスイッチング素子がオフされるように構成されている。
オン期間設定回路は、制御周期Mの開始時点から、第2のP型MOSFETの端子間電圧が第2のN型MOSFETの端子間電圧より小さくなるまでの期間をオン期間Monとして設定する。
本形態では、スイッチング素子のオン期間Monの長さを容易に調整することができる。
第1および第2の発明の他の異なる形態では、交流電圧を整流した直流電圧を正極端と負極端の間に発生する第1の直流電源に換えて、設定された直流電圧を正極端と負極端の間に発生する第3の直流電源を用いている。第3の直流電源としては、好適には、バッテリーが用いられる。
本形態では、高調波成分の発生を抑制することができ、また、第1のスイッチング素子を流れる電流を検出する必要がない降圧型DC-DCコンバータを得ることができる。
本発明の電源装置は、簡単な構成で、安価に、効率を向上させることができる。
本発明の他の特徴、作用および効果は、本明細書、特許請求の範囲、添付図面を参照することで直ちに理解することができる。
本発明の他の特徴、作用および効果は、本明細書、特許請求の範囲、添付図面を参照することで直ちに理解することができる。
以下の詳細な説明は、本発明の好ましい適用例を実施するための詳細情報を当業者に教示するに留まり、本発明の技術的範囲は、詳細な説明によって制限されず、特許請求の範囲の記載に基づいて定められる。このため、以下の詳細な説明における構成や方法の組み合わせは、広義の意味において、本発明を実施するのに全て必須であるというものではなく、添付図面の参照番号とともに記載された詳細な説明において、本発明の代表的形態を開示するに留まるものである。
以下に、本発明の実施形態を、図面を参照しながら説明する。
以下では、交流電圧を直流電圧に変換する全波整流回路を備え、発光ダイオード(LED)を有する負荷に直流電力を供給する降圧型AC-DCコンバータとして構成した場合について説明する。勿論、本発明の電源装置は、LED負荷以外の種々の負荷に直流電力を供給する電源装置として用いることができる。
また、「電圧」、「電流」という記載は、特に断りがない限り、それぞれ「電圧の大きさ(振幅)」、「電流の大きさ(振幅)」を意味するものとして用いている。
以下では、交流電圧を直流電圧に変換する全波整流回路を備え、発光ダイオード(LED)を有する負荷に直流電力を供給する降圧型AC-DCコンバータとして構成した場合について説明する。勿論、本発明の電源装置は、LED負荷以外の種々の負荷に直流電力を供給する電源装置として用いることができる。
また、「電圧」、「電流」という記載は、特に断りがない限り、それぞれ「電圧の大きさ(振幅)」、「電流の大きさ(振幅)」を意味するものとして用いている。
[第1の実施形態]
図1に、本発明の電源装置の第1の実施形態100の回路図が示されている。本実施形態の電源装置100は、交流電源10からの交流電圧Vacを直流電圧Vdcに変換する全波整流回路110、電力供給回路130、制御回路140、電源回路160および駆動信号出力回路170により構成されている。
全波整流回路110は、ブリッジ接続された複数のダイオードD111~D114を有し、交流入力端aおよびb間に印加される交流電圧Vacを全波整流し、正極端cおよび負極端d間に直流電圧Vdcを発生する。なお、直流電圧Vdcは、交流電圧Vacの大きさ(振幅)に応じて変化する大きさ(振幅)を有する脈動直流電圧である。
本実施形態では、全波整流回路110の負極端dが接地されている。このため、いずれかの端子を接地することは、当該端子を負極端dに接続することを意味する。
本実施形態では、全波整流回路110により、本発明の「第1の直流電源」が構成されている。
図1に、本発明の電源装置の第1の実施形態100の回路図が示されている。本実施形態の電源装置100は、交流電源10からの交流電圧Vacを直流電圧Vdcに変換する全波整流回路110、電力供給回路130、制御回路140、電源回路160および駆動信号出力回路170により構成されている。
全波整流回路110は、ブリッジ接続された複数のダイオードD111~D114を有し、交流入力端aおよびb間に印加される交流電圧Vacを全波整流し、正極端cおよび負極端d間に直流電圧Vdcを発生する。なお、直流電圧Vdcは、交流電圧Vacの大きさ(振幅)に応じて変化する大きさ(振幅)を有する脈動直流電圧である。
本実施形態では、全波整流回路110の負極端dが接地されている。このため、いずれかの端子を接地することは、当該端子を負極端dに接続することを意味する。
本実施形態では、全波整流回路110により、本発明の「第1の直流電源」が構成されている。
電力供給回路130は、全波整流回路110の正極端cおよび負極端dと負荷120の一方端131および他方端132間に配置され、負荷120に直流電力を供給する。
以下に、電力供給回路130の構成を説明する。
負荷120の一方端131と他方端132の間に、容量C1を有するコンデンサC131が配置されている。
負荷120の一方端131と正極端cの間には、インダクタンスL1を有するインダクタL131とインダクタンスL2を有するインダクタL132が直列に配置されている。この時、インダクタL131が一方端131に接続され、インダクタL132が正極端cに接続される。
負荷120の他方端132と接地の間には、スイッチング素子T131が配置されている。本実施形態では、スイッチング素子T131として、N型MOSFETが用いられている。
インダクタL131とインダクタL132の接続点rと接地の間に、容量Cpを有するコンデンサC132が配置されている。
負荷120の他方端132と接続点rの間に、ダイオードD131(還流ダイオード)が配置されている。この時、ダイオードD131のアノードが他方端132に接続され、カソードが接続点rに接続される。
スイッチング素子T131が、本発明の「第1のスイッチング素子」に対応し、コンデンサC131が、本発明の「第1のコンデンサ」に対応し、コンデンサC132が、本発明の「第2のコンデンサ」に対応し、インダクタL131が、本発明の「第1のインダクタ」に対応し、インダクタL132が、本発明の「第2のインダクタ」に対応する。
以下に、電力供給回路130の構成を説明する。
負荷120の一方端131と他方端132の間に、容量C1を有するコンデンサC131が配置されている。
負荷120の一方端131と正極端cの間には、インダクタンスL1を有するインダクタL131とインダクタンスL2を有するインダクタL132が直列に配置されている。この時、インダクタL131が一方端131に接続され、インダクタL132が正極端cに接続される。
負荷120の他方端132と接地の間には、スイッチング素子T131が配置されている。本実施形態では、スイッチング素子T131として、N型MOSFETが用いられている。
インダクタL131とインダクタL132の接続点rと接地の間に、容量Cpを有するコンデンサC132が配置されている。
負荷120の他方端132と接続点rの間に、ダイオードD131(還流ダイオード)が配置されている。この時、ダイオードD131のアノードが他方端132に接続され、カソードが接続点rに接続される。
スイッチング素子T131が、本発明の「第1のスイッチング素子」に対応し、コンデンサC131が、本発明の「第1のコンデンサ」に対応し、コンデンサC132が、本発明の「第2のコンデンサ」に対応し、インダクタL131が、本発明の「第1のインダクタ」に対応し、インダクタL132が、本発明の「第2のインダクタ」に対応する。
電源回路160は、正極端cと接地の間に配置され、抵抗R161、ツェナーダイオードZD161およびコンデンサC161により構成されている。電源回路160は、ツェナーダイオードZD161のツェナー電圧により定まる電圧Vzdを制御回路140および駆動信号出力回路170に印加する。
駆動信号出力回路170は、抵抗R161とツェナーダイオードZD161との接続点(電圧Vzd)と接地の間に配置され、スイッチSW171、抵抗R171およびR172により構成されている。駆動信号出力回路170は、スイッチSW171がオンされると、負荷120への直流電力の供給の開始を指示するHレベルの駆動信号を、制御回路140のクロック信号発生回路141に出力する。
駆動信号出力回路170は、抵抗R161とツェナーダイオードZD161との接続点(電圧Vzd)と接地の間に配置され、スイッチSW171、抵抗R171およびR172により構成されている。駆動信号出力回路170は、スイッチSW171がオンされると、負荷120への直流電力の供給の開始を指示するHレベルの駆動信号を、制御回路140のクロック信号発生回路141に出力する。
制御回路140は、クロック信号発生回路141と駆動回路142により構成されている。
クロック信号発生回路141は、駆動信号出力回路170からHレベルの駆動信号が入力されると、クロック信号を駆動回路142の入力端子に出力する。
駆動回路142は、電源回路160により発生される直流電圧Vzdと接地間に直列に接続されたスイッチング素子T142aとT142bにより構成されている。本実施形態では、スイッチング素子T142aとしてP型MOSFETが用いられ、スイッチング素子T142bとしてN型MOSFETが用いられている。スイッチング素子142aと142bの接続点(出力端子)は、電力供給回路130のスイッチング素子T131のゲートに接続されている。駆動回路142は、入力端子に入力されるクロック信号に基づいて、スイッチング素子T131をオンする駆動電圧およびオフする駆動電圧を出力端子に発生する。
クロック信号発生回路141は、駆動信号出力回路170からHレベルの駆動信号が入力されると、クロック信号を駆動回路142の入力端子に出力する。
駆動回路142は、電源回路160により発生される直流電圧Vzdと接地間に直列に接続されたスイッチング素子T142aとT142bにより構成されている。本実施形態では、スイッチング素子T142aとしてP型MOSFETが用いられ、スイッチング素子T142bとしてN型MOSFETが用いられている。スイッチング素子142aと142bの接続点(出力端子)は、電力供給回路130のスイッチング素子T131のゲートに接続されている。駆動回路142は、入力端子に入力されるクロック信号に基づいて、スイッチング素子T131をオンする駆動電圧およびオフする駆動電圧を出力端子に発生する。
本実施形態では、クロック信号発生回路141は、固定されたクロック信号周期M毎に、固定された第1の期間Kaの間Hレベルとなり、固定された第2の期間Kb(=M-Ka)の間Lレベルとなるクロック信号を発生する。
そして、駆動回路142の出力端子には、クロック信号がHレベルである第1の期間Kaの間、スイッチング素子T131をオンするHレベルの駆動電圧が発生し、クロック信号がLレベルである第2の期間Kbの間、スイッチング素子T131をオフするLレベルの駆動電圧が発生する。
本実施形態では、スイッチング素子T131は、固定された制御周期M(=クロック信号周期M)毎に、固定されたオン期間Mon(=クロック信号の第1の期間Ka)の間オンし、固定されたオフ期間Moff(=クロック信号の第2の期間Kb)の間オフする。すなわち、本実施形態では、T131のオン期間Monおよびオフ期間Moffは、クロック信号の第1の期間Kaおよび第2の期間Kbと等しい(「略等しい」を含む)。
なお、本実施形態では、スイッチング素子T131を流れる電流を検出する部品は設けられてなく、電流検出処理や検出した電流と閾値を比較する処理等は行われない。
そして、駆動回路142の出力端子には、クロック信号がHレベルである第1の期間Kaの間、スイッチング素子T131をオンするHレベルの駆動電圧が発生し、クロック信号がLレベルである第2の期間Kbの間、スイッチング素子T131をオフするLレベルの駆動電圧が発生する。
本実施形態では、スイッチング素子T131は、固定された制御周期M(=クロック信号周期M)毎に、固定されたオン期間Mon(=クロック信号の第1の期間Ka)の間オンし、固定されたオフ期間Moff(=クロック信号の第2の期間Kb)の間オフする。すなわち、本実施形態では、T131のオン期間Monおよびオフ期間Moffは、クロック信号の第1の期間Kaおよび第2の期間Kbと等しい(「略等しい」を含む)。
なお、本実施形態では、スイッチング素子T131を流れる電流を検出する部品は設けられてなく、電流検出処理や検出した電流と閾値を比較する処理等は行われない。
次に、本実施形態の電源装置100の動作を説明する。
なお、以下では、各素子を、符号のみで表すこともある。例えば、N型MOSFETであるスイッチング素子T131を、「T131」で表す。
なお、以下では、各素子を、符号のみで表すこともある。例えば、N型MOSFETであるスイッチング素子T131を、「T131」で表す。
スイッチSW171がオフされている時は、駆動信号出力回路170からLレベルの駆動信号が出力されている。このため、T131はオフ状態を維持する。T131がオフしている時は、全波整流回路110(直流電圧Vdc)、インダクタL132、コンデンサC132および接地の経路で電流I1(コンデンサC132の充電電流)が流れる。
この状態でスイッチSW171がオンされると、駆動信号出力回路170からHレベルの駆動信号が出力される。これにより、クロック信号発生回路141は、クロック信号の発生を開始する。
この状態でスイッチSW171がオンされると、駆動信号出力回路170からHレベルの駆動信号が出力される。これにより、クロック信号発生回路141は、クロック信号の発生を開始する。
駆動回路142は、クロック信号がHレベルである第1の期間Kaの間、T131をオンするHレベルの駆動電圧を出力端子に発生する。
T131がオンすると、コンデンサC132に蓄積された電荷により、コンデンサC132、インダクタL131、負荷120とコンデンサC131との並列回路、T131および接地の経路で電流I2(コンデンサC132の放電電流)が流れる。この時、インダクタL131に電磁エネルギー[L1×(I2)2/2]が蓄積される。
T131がオンしているときは、コンデンサC132の放電によりr点の電圧がVdcより低くなる。このため、T131がオンしている間も、全波整流回路110、インダクタL132、コンデンサC132および接地の経路で電流I1が流れる。
T131がオンすると、コンデンサC132に蓄積された電荷により、コンデンサC132、インダクタL131、負荷120とコンデンサC131との並列回路、T131および接地の経路で電流I2(コンデンサC132の放電電流)が流れる。この時、インダクタL131に電磁エネルギー[L1×(I2)2/2]が蓄積される。
T131がオンしているときは、コンデンサC132の放電によりr点の電圧がVdcより低くなる。このため、T131がオンしている間も、全波整流回路110、インダクタL132、コンデンサC132および接地の経路で電流I1が流れる。
また、駆動回路142は、クロック信号がLレベルである第2の期間Kbの間、T131をオフするLレベルの駆動電圧を出力端子に発生する。
T131がオフすると、インダクタL131に蓄積された電磁エネルギーにより、インダクタL131、負荷120とコンデンサC131との並列回路およびダイオードD131の経路で電流I3(還流電流)が流れる。
同時に、全波整流回路110、インダクタL132、コンデンサC132および接地の経路で電流I1が流れる。これにより、T131のオン期間中に放電したコンデンサC132の電荷が補充される。
本実施形態では、T131がオフしている間、電流I1が流れ続けるように、クロック信号周期M、インダクタL132のインダクタンスL2およびコンデンサC132の容量Cpが設定されている。詳しくは後述する。
T131がオフすると、インダクタL131に蓄積された電磁エネルギーにより、インダクタL131、負荷120とコンデンサC131との並列回路およびダイオードD131の経路で電流I3(還流電流)が流れる。
同時に、全波整流回路110、インダクタL132、コンデンサC132および接地の経路で電流I1が流れる。これにより、T131のオン期間中に放電したコンデンサC132の電荷が補充される。
本実施形態では、T131がオフしている間、電流I1が流れ続けるように、クロック信号周期M、インダクタL132のインダクタンスL2およびコンデンサC132の容量Cpが設定されている。詳しくは後述する。
前述したように、T131がオンしている時も電流I1が流れる。また、T131がオフしている間、電流I1が流れ続けるように設定されている。
これにより、1クロック信号周期M(=Ka+Kb)、すなわち、1制御周期M(=オン期間Ma+オフ期間Mb)の間、電流I1が流れ続けることになる。その結果、電流I1は、直流電圧(脈動直流電圧)Vdcに同期した大きさの電流成分と、制御周期Mで変動する電流成分を加算した電流となる。
ここで、電流I1と電源回路160を流れる電流を加算した電流は、交流入力電流Iacの絶対値に等しい。従って、T131のオフ期間中も電流I1を流し続けることにより、T131の1制御周期M(=1クロック信号周期M)の間、交流入力電流Iacが流れ続けることになり、交流電流Iacに含まれる高調波電流の発生が抑制される。
これにより、図6に示されている従来の電源装置400で用いているローパスフィルタ480を除去することができる。したがって、電源装置の効率を向上させることができるとともに、大幅に製品形状を小型化することが可能になる。
これにより、1クロック信号周期M(=Ka+Kb)、すなわち、1制御周期M(=オン期間Ma+オフ期間Mb)の間、電流I1が流れ続けることになる。その結果、電流I1は、直流電圧(脈動直流電圧)Vdcに同期した大きさの電流成分と、制御周期Mで変動する電流成分を加算した電流となる。
ここで、電流I1と電源回路160を流れる電流を加算した電流は、交流入力電流Iacの絶対値に等しい。従って、T131のオフ期間中も電流I1を流し続けることにより、T131の1制御周期M(=1クロック信号周期M)の間、交流入力電流Iacが流れ続けることになり、交流電流Iacに含まれる高調波電流の発生が抑制される。
これにより、図6に示されている従来の電源装置400で用いているローパスフィルタ480を除去することができる。したがって、電源装置の効率を向上させることができるとともに、大幅に製品形状を小型化することが可能になる。
次に、本実施形態の電源装置100の各動作について説明する。なお、各波形は、図3および図4に示されている。図3および図4に示されている各波形については、後述する。
先ず、コンデンサC132の充放電動作を説明する。
T131がオンすると、前述したように、コンデンサC132が放電して電流I2が流れる。電流I2が流れる経路の抵抗値は非常に小さいので、到達電流値(飽和電流値)が非常に大きくなり、立ち上がり直後の電流I2は、直線的に増大する。
先ず、コンデンサC132の充放電動作を説明する。
T131がオンすると、前述したように、コンデンサC132が放電して電流I2が流れる。電流I2が流れる経路の抵抗値は非常に小さいので、到達電流値(飽和電流値)が非常に大きくなり、立ち上がり直後の電流I2は、直線的に増大する。
負荷120の電圧(負荷電圧)をVLEDとし、コンデンサC132のプラス端子電圧(r点の電圧)をVCpすると、T131がオンした時のインダクタL131の端子間電圧VL1は、(1)式で表される。
VCpは、T131のオン期間中、コンデンサC132の放電により減少する。
VCpは、T131がオンした時点ではVdcより大きく[VCp>Vdc]、T131のオン期間中に急激に低下し、低下過程においてVdcと等しくなり[VCp=Vdc]、T131がオフからオンに移行する時点ではVdcより小さくなる[VCp<Vcd]。
VCpは、T131がオンした時点ではVdcより大きく[VCp>Vdc]、T131のオン期間中に急激に低下し、低下過程においてVdcと等しくなり[VCp=Vdc]、T131がオフからオンに移行する時点ではVdcより小さくなる[VCp<Vcd]。
[VCp=Vdc]となる位置は、後述するように、VCpの変化範囲の中間点またはその近傍となるので、T131のオン期間におけるVCpの平均値は、Vdcで近似することができる。この近似を用いると、(1)式は、(2)式に書き替えることができる。
すなわち、I2の増加率(増加勾配)は、(Vdc-VLED)に比例し、L1に反比例する。
制御周期Mの期間内におけるVdcは、一定と見なすことができる。また、T131が、時点[t=t0(=0)]でオンするものとすると、時点[t=t0]では、[I2=0]である。したがって、I2は、(3)式で表される。
(3)式から、I2は、(Vdc-VLED)に比例し、L1に反比例する勾配で、直線的に増加することが分かる。
制御周期Mの期間内におけるVdcは、一定と見なすことができる。また、T131が、時点[t=t0(=0)]でオンするものとすると、時点[t=t0]では、[I2=0]である。したがって、I2は、(3)式で表される。
T131が、時点[t=t1]でオンからオフに移行するものとすると、T131のオン期間Mon中にコンデンサC132から放電される放電電荷量Q1は、(4)式で表される。この場合、T131は時点[t=0]から時点[t=t1]の間オンするため、[オン期間Mon=t1]である。なお、放電電荷量Q1の初期値は、ゼロである。
T131はクロック信号がHレベルである第1の期間Kaの間オンするため、T131のオン期間Monは固定である。このため、T131のオン期間Mon(=t1)中におけるコンデンサC132の放電電荷量Q1は、(Vdc-VLED)に比例する。
なお、(4)式から、放電電荷量Q1は、T131のオン期間Mon(=t1)の2乗に比例する。このため、T131のオン期間Monがばらつくと、放電電荷量Q1が大きく変化する。従って、T131のオン期間Monを固定することは、放電電荷量Q1のばらつきを防ぐ効果がある。
なお、(4)式から、放電電荷量Q1は、T131のオン期間Mon(=t1)の2乗に比例する。このため、T131のオン期間Monがばらつくと、放電電荷量Q1が大きく変化する。従って、T131のオン期間Monを固定することは、放電電荷量Q1のばらつきを防ぐ効果がある。
T131のオフ期間MoffにおけるコンデンサC132の充電電荷量は、制御周期Mの期間内におけるVdcは一定であると仮定すれば、T131のオン期間Mon(=t1)におけるコンデンサC132の放電電荷量Q1と等しくなる。
しかしながら、実際には、Vdcは、制御周期Mより長い期間では脈動するので、制御周期Mの期間内でもわずかながら変動する。T131の1制御周期MにおけるVdcの変動量(電圧差)を△Vdcとすると、Vdcの増加過程では[△Vdc>0]となり、Vdcがピークの時に[△Vdc=0]となり、Vdcの減少過程では[△Vdc<0]となる。
しかしながら、実際には、Vdcは、制御周期Mより長い期間では脈動するので、制御周期Mの期間内でもわずかながら変動する。T131の1制御周期MにおけるVdcの変動量(電圧差)を△Vdcとすると、Vdcの増加過程では[△Vdc>0]となり、Vdcがピークの時に[△Vdc=0]となり、Vdcの減少過程では[△Vdc<0]となる。
コンデンサC132は、Vdcの増加過程では(△Vdc×Cp)の電荷が充電され、Vdcの減少過程では(△Vdc×Cp)の電荷が放電される。従って、T131の1制御周期MにおけるコンデンサC132の充電電荷量(以下、「Cp充電電荷量」という)は、(5)式で表される。
Cp充電電荷量=Q1+△Vdc×Cp (5)
[△Vdc×Cp≪Q1]となるようにコンデンサC132の容量Cpを設定すると、Cp充電電荷量は、放電電荷量Q1に等しいと見なすことができる。
Cp充電電荷量は、交流入力電流Iacにより供給される。したがって、Cp充電電荷量が放電電荷量Q1に等しいと見なすことができれば、制御期間Mにおける交流入力電流Iacは、放電電荷量Q1によって決まる。
ここで、放電電荷量Q1が、(Vdc-VLED)に比例すれば、交流入力電流Iacは、(Vac-VLED)に比例する。すなわち、VLED一定と見なすことができれば、交流電圧Vacの変化に同期して、交流入力電流Iacが変化することになる。
Cp充電電荷量=Q1+△Vdc×Cp (5)
[△Vdc×Cp≪Q1]となるようにコンデンサC132の容量Cpを設定すると、Cp充電電荷量は、放電電荷量Q1に等しいと見なすことができる。
Cp充電電荷量は、交流入力電流Iacにより供給される。したがって、Cp充電電荷量が放電電荷量Q1に等しいと見なすことができれば、制御期間Mにおける交流入力電流Iacは、放電電荷量Q1によって決まる。
ここで、放電電荷量Q1が、(Vdc-VLED)に比例すれば、交流入力電流Iacは、(Vac-VLED)に比例する。すなわち、VLED一定と見なすことができれば、交流電圧Vacの変化に同期して、交流入力電流Iacが変化することになる。
次に、T131がオフした時に流れる還流電流I3について説明する。
T131がオフすると、インダクタL131に発生する逆起電力により、T131のドレイン電圧が持ち上げられる。このため、ダイオードD131が順方向にバイアスされ、インダクタL131、負荷120とコンデンサC131との並列回路およびダイオードD131の経路で還流電流I3が流れる。ダイオードD131の順方向電圧降下をVD1とすると、I3は、(6)式で表される。
T131がオフすると、インダクタL131に発生する逆起電力により、T131のドレイン電圧が持ち上げられる。このため、ダイオードD131が順方向にバイアスされ、インダクタL131、負荷120とコンデンサC131との並列回路およびダイオードD131の経路で還流電流I3が流れる。ダイオードD131の順方向電圧降下をVD1とすると、I3は、(6)式で表される。
T131は、時点t0(=0)でオンし、時点t1でオフする。時点t1におけるI3をI3(t1)とすると、I3は、(7)式で表すことができる。
ここで、(8)式が成立する。
したがって、(7)式は、(9)式に書き替えられる。
T131のオフ期間Moffが(t2-t1)より短いと、ダイオードD131に還流電流I3が流れている状態でT131がオンすることになる。この場合、ダイオードD131のターンオフ電流が大きくなるため、コンデンサC132、ダイオードD131、T131および接地の経路で瞬間的に大電流が流れ、コンデンサC132が放電する。この電流は、負荷120を流れないので、効率低下の要因となる。
また、還流電流I3が流れている状態でT131がオンすると、還流電流I3により、I2がばらつき、コンデンサC132の放電電荷量Q1にばらつきが発生する。放電電荷量Q1にばらつきが発生すると、I1、すなわち交流入力電流Iacが変動し、交流入力電流Iacの波形が乱れる。
したがって、T131のオフ期間Moffを、T131のオフ期間Moff内に還流電流I3が消滅するように設定する必要がある。
例えば、[Vac=100V]、[VLED=15V]、[VD1=0.6V]である場合には、Vdcの最大値が約141Vであり、[(t2-t1)=8.08×t1(ms)]となる。すなわち、この例では、T131のオフ期間Moff内にI3を消滅させるためには、T131のオフ期間Moffをオン期間Monの8.08倍以上に設定する必要がある。
また、還流電流I3が流れている状態でT131がオンすると、還流電流I3により、I2がばらつき、コンデンサC132の放電電荷量Q1にばらつきが発生する。放電電荷量Q1にばらつきが発生すると、I1、すなわち交流入力電流Iacが変動し、交流入力電流Iacの波形が乱れる。
したがって、T131のオフ期間Moffを、T131のオフ期間Moff内に還流電流I3が消滅するように設定する必要がある。
例えば、[Vac=100V]、[VLED=15V]、[VD1=0.6V]である場合には、Vdcの最大値が約141Vであり、[(t2-t1)=8.08×t1(ms)]となる。すなわち、この例では、T131のオフ期間Moff内にI3を消滅させるためには、T131のオフ期間Moffをオン期間Monの8.08倍以上に設定する必要がある。
次に、T131がオフしたときのI1について説明する。
T131が、時点t1でオンからオフに移行するものとする。時点t1におけるI1およびVCpをそれぞれI1(t1)およびVCp(t1)とすると、I1は、(11)式で表される。
T131が、時点t1でオンからオフに移行するものとする。時点t1におけるI1およびVCpをそれぞれI1(t1)およびVCp(t1)とすると、I1は、(11)式で表される。
T131がオンの時にコンデンサC132が放電するので、T131がオンからオフに移行する時点t1では、[Vdc-VCp(t1)>0]となる。このため、VdcからインダクタL132を介してコンデンサC132にI1が流れる(C132が充電される)。I1が流れると、VCpが上昇する。I1は、(12)式で表されるように、時点t1において、位相進みφから始まる正弦波の一部となる。
正弦波の周期は、
である。
また、I1は、
で、すなわち、
でピークとなる。この時、[Vdc-VCp=0]となる。
その後、VCpは、Vdcを超えて上昇するが、I1は、減少する。
次のT131のオン期間でVCpが急減し、オン期間中にI1が減少から増加に反転する。そして、次のT131のオフ期間の開始時点で一周期が終了する。
すなわち、T131がオンからオフに移行する時点t1から始まるI1波形の1周期(=制御周期M)は、正弦波の半周期の一部からなる、上に凸状の波形となる。I1は、上に凸状の波形が連なる波形となる。
正弦波の周期は、
また、I1は、
その後、VCpは、Vdcを超えて上昇するが、I1は、減少する。
次のT131のオン期間でVCpが急減し、オン期間中にI1が減少から増加に反転する。そして、次のT131のオフ期間の開始時点で一周期が終了する。
すなわち、T131がオンからオフに移行する時点t1から始まるI1波形の1周期(=制御周期M)は、正弦波の半周期の一部からなる、上に凸状の波形となる。I1は、上に凸状の波形が連なる波形となる。
I1の波形を説明する(図3および図4参照)。
時点t1でT131がオフすると、I1が増加する。これにより、コンデンサC132のプラス端子電圧(r点の電圧)VCpが上昇する。VCpの上昇により[Vdc-VCp]が変化すると、I1も変化する。このとき、インダクタL132は、I1の変化が最少になるように作用する。ここで、I1は、[Vdc=VCp]となる時点t3でピークとなる。この時点でI1の勾配がゼロとなり、その前後の領域で勾配が最も小さくなる。すなわち、時点t1を始点とする制御周期M(=オフ期間Moff+オン期間Mon)の中間([Vdc=VCp])となる時点t3でピークとなる波形の場合に、波形の変化が最小になる。この場合、I1は、時点t1を始点とする制御周期Mの中点t3で極大となり、I1の制御周期Mの両端で極小となる波形(上に凸状の正弦波の一部)となる。
何らかの外乱によりI1の波形がこの波形からずれても、インダクタL132の作用により、I1の波形はこの波形に復帰する。
時点t1でT131がオフすると、I1が増加する。これにより、コンデンサC132のプラス端子電圧(r点の電圧)VCpが上昇する。VCpの上昇により[Vdc-VCp]が変化すると、I1も変化する。このとき、インダクタL132は、I1の変化が最少になるように作用する。ここで、I1は、[Vdc=VCp]となる時点t3でピークとなる。この時点でI1の勾配がゼロとなり、その前後の領域で勾配が最も小さくなる。すなわち、時点t1を始点とする制御周期M(=オフ期間Moff+オン期間Mon)の中間([Vdc=VCp])となる時点t3でピークとなる波形の場合に、波形の変化が最小になる。この場合、I1は、時点t1を始点とする制御周期Mの中点t3で極大となり、I1の制御周期Mの両端で極小となる波形(上に凸状の正弦波の一部)となる。
何らかの外乱によりI1の波形がこの波形からずれても、インダクタL132の作用により、I1の波形はこの波形に復帰する。
I1に対応するVCpの波形を説明する(図3および図4参照)。
VCpは、T131のオン期間Mon[時点t0~時点t1]におけるコンデンサC132の放電により[Vdc>VCp]となり、T131のオフ期間Moff[時点t1~時点t0]におけるコンデンサC132の充電により[Vdc<VCp]となる。すなわち、VCpの波形は、T131がオフする時点t1で極小になり、わずかに下に凸状の曲線で中点([Vdc=VCp]となる時点t3まで上昇し、その後、わずかに上に凸状の曲線で上昇し、T131がオフからオンに移行する時点t0で極大になり、次のT131のオン期間Mon[時点t0~時点t1]で減少し、次にT131がオンからオフに移行する時点t1で極小になる波形となる。
VCpは、T131のオン期間Mon[時点t0~時点t1]におけるコンデンサC132の放電により[Vdc>VCp]となり、T131のオフ期間Moff[時点t1~時点t0]におけるコンデンサC132の充電により[Vdc<VCp]となる。すなわち、VCpの波形は、T131がオフする時点t1で極小になり、わずかに下に凸状の曲線で中点([Vdc=VCp]となる時点t3まで上昇し、その後、わずかに上に凸状の曲線で上昇し、T131がオフからオンに移行する時点t0で極大になり、次のT131のオン期間Mon[時点t0~時点t1]で減少し、次にT131がオンからオフに移行する時点t1で極小になる波形となる。
(4)式に示されているように、T131のオン期間Mon[時点t0~時点t1]が一定であれば、放電電荷量Q1は、(Vdc-VLED)に比例する。
また、(5)式に示されている電荷量(△Vdc×Cp)により、交流電圧Vacに対する交流入力電流Iacの位相が進められる。前述したように、制御周期Mにおいて[Q1≫△Vdc×Cp]となるようにCpを選定すれば、制御周期MにおけるI1積分値(=Cp充電電荷量)が放電電荷量Q1にほぼ等しくなり、交流電圧Vacに対する交流入力電流Iacの位相進みを無視することができる。
また、(5)式に示されている電荷量(△Vdc×Cp)により、交流電圧Vacに対する交流入力電流Iacの位相が進められる。前述したように、制御周期Mにおいて[Q1≫△Vdc×Cp]となるようにCpを選定すれば、制御周期MにおけるI1積分値(=Cp充電電荷量)が放電電荷量Q1にほぼ等しくなり、交流電圧Vacに対する交流入力電流Iacの位相進みを無視することができる。
I1の凸状波形の変動幅(極大値と極小値の差)は、制御周期Mと、I1の凸状波形を表す正弦波の半周期[π(L2×Cp)1/2]の比に依存する。正弦波の半周期が制御周期Mより長くなると、I1は、T131の制御周期Mを通して、コンデンサC132の充電電流として流れ続ける。正弦波の半周期が制御周期Mより長くなるにしたがって、I1の凸状波形の変動幅が小さくなり、交流入力電流Iacの高調波分が小さくなる。
前述したように、I1の制御周期Mにおける平均値は、(Vdc-VLED)に比例するので、制御周期Mを通してI1が連続して流れ続けると、交流入力電流Iacは、(Vdc-VLED)に比例する。これにより、I1は、交流電圧Vacに同期した、高調波成分の少ない電流になり、高調波電流の規格(EN61000-3-2)を満足する。
前述したように、I1の制御周期Mにおける平均値は、(Vdc-VLED)に比例するので、制御周期Mを通してI1が連続して流れ続けると、交流入力電流Iacは、(Vdc-VLED)に比例する。これにより、I1は、交流電圧Vacに同期した、高調波成分の少ない電流になり、高調波電流の規格(EN61000-3-2)を満足する。
以上をまとめると次のようになる。
1)固定された制御周期MでT131をオン・オフする場合、T131のオン期間Monを固定すると、コンデンサC132(容量Cp)から放電される放電電荷量Q1は、(Vdc-LED)に比例する。
放電電荷量Q1は、T131のオン期間Monの間に電流I2として負荷120に供給され、同時に、インダクタL131(インダクタンスL1)に電磁エネルギーを蓄積させる。インダクタL131に蓄積された電磁エネルギーは、T131のオフ期間Moffの間に、還流電流I3として負荷120に供給される。
2)制御周期MにおけるVdcの変化量を△Vdcとしたとき、(ΔVdc×Cp)が放電電荷量Q1に対して無視できるようにCpを選定すると、制御周期MにおいてVdcからインダクタL132(インダクタンスL2)を経由して流れる電流I1によりコンデンサC132(容量Cp)に充電される充電電荷量は、当該制御周期MにおいてコンデンサC132から放電される放電電荷量Q1に等しくなる。
これは、固定された制御周期M内におけるT131のオン期間Monを固定することにより、コンデンサC132が、(Vdc-VLED)に比例する電荷量を計る計量カップとして動作することに例えることができる。
これにより、制御周期M毎に、(Vdc-VLED)に比例した交流入力電流Iacが流れることなる。
すなわち、T131のオン期間Monを固定することにより、コンデンサC132による電荷量の計量精度を高めることができる。
3)T131のオフ期間Moffに、インダクタL132を経由してコンデンサC132を充電する電流I1は、正弦波の半波長またはその一部として表される。I1の正弦波の半周期[π(L2×Cp)1/2]が制御周期Mより長くなるように、L2とCpを設定すると、インダクタL132を流れる電流I1、すなわち、交流入力電流Iacは、制御周期Mを通して流れ続けるようになる。
これにより、制御周期M毎の交流入力電流Iacの変動を抑制することができ、交流入力電流Iacに含まれる高調波成分を抑制することができる。
4)制御周期M毎のI1の平均値は、Vdcに比例することが理想である。しかしながら、[Vdc<VLED]となると、I1は流れない。また、その後、[Vdc>VLED]となってI1が流れ始めるとき、I1がVdcに比例する場合には、I1がゼロから階段的に増加するため、交流入力電流Iacの基本波の周波数に近接した高調波成分が増大する。
一方、I1が(Vds-VLED)に比例する場合には、[Vdc>VLED]となってI1が流れ始めるとき、I1がゼロから滑らかに増加するため、高調波成分の発生を抑制することができる。
1)固定された制御周期MでT131をオン・オフする場合、T131のオン期間Monを固定すると、コンデンサC132(容量Cp)から放電される放電電荷量Q1は、(Vdc-LED)に比例する。
放電電荷量Q1は、T131のオン期間Monの間に電流I2として負荷120に供給され、同時に、インダクタL131(インダクタンスL1)に電磁エネルギーを蓄積させる。インダクタL131に蓄積された電磁エネルギーは、T131のオフ期間Moffの間に、還流電流I3として負荷120に供給される。
2)制御周期MにおけるVdcの変化量を△Vdcとしたとき、(ΔVdc×Cp)が放電電荷量Q1に対して無視できるようにCpを選定すると、制御周期MにおいてVdcからインダクタL132(インダクタンスL2)を経由して流れる電流I1によりコンデンサC132(容量Cp)に充電される充電電荷量は、当該制御周期MにおいてコンデンサC132から放電される放電電荷量Q1に等しくなる。
これは、固定された制御周期M内におけるT131のオン期間Monを固定することにより、コンデンサC132が、(Vdc-VLED)に比例する電荷量を計る計量カップとして動作することに例えることができる。
これにより、制御周期M毎に、(Vdc-VLED)に比例した交流入力電流Iacが流れることなる。
すなわち、T131のオン期間Monを固定することにより、コンデンサC132による電荷量の計量精度を高めることができる。
3)T131のオフ期間Moffに、インダクタL132を経由してコンデンサC132を充電する電流I1は、正弦波の半波長またはその一部として表される。I1の正弦波の半周期[π(L2×Cp)1/2]が制御周期Mより長くなるように、L2とCpを設定すると、インダクタL132を流れる電流I1、すなわち、交流入力電流Iacは、制御周期Mを通して流れ続けるようになる。
これにより、制御周期M毎の交流入力電流Iacの変動を抑制することができ、交流入力電流Iacに含まれる高調波成分を抑制することができる。
4)制御周期M毎のI1の平均値は、Vdcに比例することが理想である。しかしながら、[Vdc<VLED]となると、I1は流れない。また、その後、[Vdc>VLED]となってI1が流れ始めるとき、I1がVdcに比例する場合には、I1がゼロから階段的に増加するため、交流入力電流Iacの基本波の周波数に近接した高調波成分が増大する。
一方、I1が(Vds-VLED)に比例する場合には、[Vdc>VLED]となってI1が流れ始めるとき、I1がゼロから滑らかに増加するため、高調波成分の発生を抑制することができる。
[第2の実施形態]
前述したように、スイッチング素子の制御周期Mおよび制御周期M内におけるオン期間Monとオフ期間Moffを固定することにより、交流入力電流Iacに含まれる高調波成分を抑制することができる。
一方、制御周期M内におけるオン期間Monおよびオフ期間Moffが常に固定されたままであると、交流電圧Vacが定格値を超えて大きくなった場合に、出力が増大する。また、負荷であるLEDの光量を調整することができない。交流電圧Vacが定格値を超えて大きくなった場合における出力の増大を防止し、また、負荷であるLEDの光量を調整することができるようにするためには、制御周期M内におけるオン期間Monの長さを調整可能とする必要がある。
第2の実施形態は、スイッチング素子の、制御周期M内におけるオン期間Monを任意に設定可能なオン期間設定回路を備えている。なお、制御周期M(=Mon+Moff)は固定であるから、オン期間Monが設定されると、オフ期間Moff(=M-Mon)も設定される。
前述したように、スイッチング素子の制御周期Mおよび制御周期M内におけるオン期間Monとオフ期間Moffを固定することにより、交流入力電流Iacに含まれる高調波成分を抑制することができる。
一方、制御周期M内におけるオン期間Monおよびオフ期間Moffが常に固定されたままであると、交流電圧Vacが定格値を超えて大きくなった場合に、出力が増大する。また、負荷であるLEDの光量を調整することができない。交流電圧Vacが定格値を超えて大きくなった場合における出力の増大を防止し、また、負荷であるLEDの光量を調整することができるようにするためには、制御周期M内におけるオン期間Monの長さを調整可能とする必要がある。
第2の実施形態は、スイッチング素子の、制御周期M内におけるオン期間Monを任意に設定可能なオン期間設定回路を備えている。なお、制御周期M(=Mon+Moff)は固定であるから、オン期間Monが設定されると、オフ期間Moff(=M-Mon)も設定される。
図2に、第2の実施形態の電源装置200の回路図が示されている。本実施形態の電源装置200は、第1の実施形態100と同様に、全波整流回路210、電力供給回路230、制御回路240、電源回路260および駆動信号出力回路270により構成されている。
第2の実施形態の電源装置200は、制御回路240が第1の実施形態の制御回路140と相違している。したがって、以下では、制御回路240の構成についてのみ説明する。なお、図2において、図1に示されている各構成要素に付されている符号と3桁目を除いて同じである符号が付されている構成要素は、同じ構成要素である。
第2の実施形態の電源装置200は、制御回路240が第1の実施形態の制御回路140と相違している。したがって、以下では、制御回路240の構成についてのみ説明する。なお、図2において、図1に示されている各構成要素に付されている符号と3桁目を除いて同じである符号が付されている構成要素は、同じ構成要素である。
制御回路240は、クロック信号発生回路241、駆動回路242、オン期間設定回路250を有している。クロック信号発生回路241、駆動回路242は、第1の実施形態の制御回路140のクロック信号発生回路141、駆動回路142と同じ構成である。
なお、本実施形態では、クロック信号発生回路241から発生されるクロック信号のクロック信号周期Mは、スイッチング素子T231の制御周期Mと等しいが、クロック信号がHレベルである第1の期間KaおよびLレベルである第2の期間Kbは、スイッチング素子T231のオン期間Maおよびオフ期間Mbと異なる。
なお、本実施形態では、クロック信号発生回路241から発生されるクロック信号のクロック信号周期Mは、スイッチング素子T231の制御周期Mと等しいが、クロック信号がHレベルである第1の期間KaおよびLレベルである第2の期間Kbは、スイッチング素子T231のオン期間Maおよびオフ期間Mbと異なる。
オン期間設定回路250は、クロック信号発生回路241から固定のクロック信号周期Mで発生されるクロック信号に基づいて、スイッチング素子T231のオン期間Monを設定する。
オン期間設定回路250は、スイッチング素子T251~T257、抵抗R251~R253、可変抵抗(ボリューム)R254、コンデンサC251、シュミットトリガーST251、DフリップフロップDFF251、アンドゲートAND251、インバータINV251を有している。本実施形態では、スイッチング素子T251、T253としてP型MOSFETが用いられ、スイッチング素子T252、T254~T257としてN型MOSFETが用いられている。
オン期間設定回路250は、スイッチング素子T251~T257、抵抗R251~R253、可変抵抗(ボリューム)R254、コンデンサC251、シュミットトリガーST251、DフリップフロップDFF251、アンドゲートAND251、インバータINV251を有している。本実施形態では、スイッチング素子T251、T253としてP型MOSFETが用いられ、スイッチング素子T252、T254~T257としてN型MOSFETが用いられている。
電源回路260により発生される電圧Vzdと接地間に、T251、R251、T252およびR252の直列回路が配置されている。T251およびT252は、ゲート・ドレイン間が短絡されている。また、Vzdと接地間に、T253、T254およびR253の直列回路が配置されている。T253のゲートがT251のゲートに接続され、T251とT253によりカレントミラー回路が構成されている。T254のゲートがT252のゲートに接続され、T252とT254によりカレントミラー回路が構成されている。
また、C251とT255が、R253に並列に配置されている。
AND251の出力端子は、INV251を介してT255のゲートに接続されているとともに、駆動回路242の入力端子に接続されている。
AND251の入力端子は、駆動信号出力回路270の出力端子、DFF251の反転出力端子(-Q)およびクロック信号発生回路241の出力端子に接続されている。
T253のドレインとT254のドレインとの結合点sの電圧は、ST251を介してDFF251のクロック端子(CLK)に入力される。DFF251は、クロック端子(CLK)にHレベルの信号が入力されると、反転出力端子(-Q)がLレベルとなる。また、DFF251は、Lレベルのクロック信号がリセット端子(Rバー)に入力されるとリセット(反転出力端子(-Q)がHレベル)される。
また、Vzdと接地間に、R254とT257の直列回路が配置されている。T257は、ゲート・ドレイン間が短絡されている。
T256は、ゲートがT257のゲートに接続され、ドレインがR251とT252との結合点に接続され、ソースが接地されている。T256とT257によりカレントミラー回路が構成されている。
設定された電圧Vzdを発生する電源回路260が、本発明の「第2の直流電源」に対応する。また、抵抗R261とツェナーダイオードZD261との接続点および接地の一方が、本発明の「第2の直流電源の第1の端子」に対応し、他方が、本発明の「第2の直流電源の第2の端子」に対応する。
T251およびT253が、本発明の「第1および第2のP型MOSFET」に対応し、T252およびT254が、本発明の「第1および第2のN型MOSFET」に対応し、T255が、本発明の「第2のスイッチング素子」に対応し、R251~R253が、本発明の「第1~第3の抵抗」に対応し、C251が、本発明の「第3のコンデンサ」に対応する。
また、C251とT255が、R253に並列に配置されている。
AND251の出力端子は、INV251を介してT255のゲートに接続されているとともに、駆動回路242の入力端子に接続されている。
AND251の入力端子は、駆動信号出力回路270の出力端子、DFF251の反転出力端子(-Q)およびクロック信号発生回路241の出力端子に接続されている。
T253のドレインとT254のドレインとの結合点sの電圧は、ST251を介してDFF251のクロック端子(CLK)に入力される。DFF251は、クロック端子(CLK)にHレベルの信号が入力されると、反転出力端子(-Q)がLレベルとなる。また、DFF251は、Lレベルのクロック信号がリセット端子(Rバー)に入力されるとリセット(反転出力端子(-Q)がHレベル)される。
また、Vzdと接地間に、R254とT257の直列回路が配置されている。T257は、ゲート・ドレイン間が短絡されている。
T256は、ゲートがT257のゲートに接続され、ドレインがR251とT252との結合点に接続され、ソースが接地されている。T256とT257によりカレントミラー回路が構成されている。
設定された電圧Vzdを発生する電源回路260が、本発明の「第2の直流電源」に対応する。また、抵抗R261とツェナーダイオードZD261との接続点および接地の一方が、本発明の「第2の直流電源の第1の端子」に対応し、他方が、本発明の「第2の直流電源の第2の端子」に対応する。
T251およびT253が、本発明の「第1および第2のP型MOSFET」に対応し、T252およびT254が、本発明の「第1および第2のN型MOSFET」に対応し、T255が、本発明の「第2のスイッチング素子」に対応し、R251~R253が、本発明の「第1~第3の抵抗」に対応し、C251が、本発明の「第3のコンデンサ」に対応する。
次に、制御回路240の動作を説明する。なお、R251を流れる電流をI4、R252を流れる電流をI5、T253およびT254を流れる電流をI6、T256のドレイン電流をI7とする。
先ず、オン期間調整機能がない場合について説明する。これは、図2において、[I7=0]、[I4=I5]に設定されている場合に相当する。
T251とカレントミラー回路を構成するT253のチャンネル幅は、T251のチャンネル幅より大きく設定されている。T252とカレントミラー回路を構成するT254のチャンネル幅は、T252のチャンネル幅より小さく設定されている。また、R253の抵抗値は、R252の抵抗値に対して、T252とT254のチャンネル幅比に反比例した大きさに設定されている。
このように設定されていると、T255がオフで、かつ、C251が完全に充電されている場合に、T254のソース電圧がT252のソース電圧と等しくなり、[I4=I5>I6]となる。
T253は、I4より大きい電流を流すことができるようにチャンネル幅が設定されている。このため、T253およびT254を流れるI6は、T254の飽和電流と等しくなる。一方、このときのI6は、T253に対しては不飽和電流となる。従って、s点の電位が上昇し、ST251の出力信号がHレベルとなる。
このように設定されていると、T255がオフで、かつ、C251が完全に充電されている場合に、T254のソース電圧がT252のソース電圧と等しくなり、[I4=I5>I6]となる。
T253は、I4より大きい電流を流すことができるようにチャンネル幅が設定されている。このため、T253およびT254を流れるI6は、T254の飽和電流と等しくなる。一方、このときのI6は、T253に対しては不飽和電流となる。従って、s点の電位が上昇し、ST251の出力信号がHレベルとなる。
この状態で、T255がオンすると、コンデンサC251が放電し、T254のソースが接地される。これにより、T254のゲート・ソース間電圧が、T252のゲート・ソース間電圧より(R252の抵抗値×I5)だけ大きくなるため、T254が流すことができる電流が増大する。
T253のチャンネル幅は、T251のチャネル幅より大きく設定されているが、T254のソースが接地したときに流れるI6が、その状態のT254が流すことができる最大電流を超えないように設定されている。このため、このときのI6は、T253の飽和電流となるが、T254に対しては不飽和電流となる。従って、s点の電位が低下し、ST251の出力信号がLレベルとなる。
T253のチャンネル幅は、T251のチャネル幅より大きく設定されているが、T254のソースが接地したときに流れるI6が、その状態のT254が流すことができる最大電流を超えないように設定されている。このため、このときのI6は、T253の飽和電流となるが、T254に対しては不飽和電流となる。従って、s点の電位が低下し、ST251の出力信号がLレベルとなる。
クロック信号とs点の電位との関係を説明する。
駆動信号出力回路270からLレベルの駆動信号が出力されているときには、AND251の出力信号はLレベルである。この場合、T231はオフであるが、T255はオンする。これにより、T254のソースが接地され、T253の飽和電流がI6として流れる。従って、s点の電位がLレベルとなり、ST251の出力信号がLレベルとなる。
駆動信号出力回路270からHレベルの駆動信号が出力され、かつ、クロック信号がLレベルになると、DFF251がリセットされ、反転出力端子(-Q)がHレベルとなる。この状態でクロック信号がHレベルとなると、AND251から駆動回路242にHレベルの駆動信号が出力され、T231がオンする。同時に、INV251によりT255のゲートが接地されるため、T255がオフする。
駆動信号出力回路270からLレベルの駆動信号が出力されているときには、AND251の出力信号はLレベルである。この場合、T231はオフであるが、T255はオンする。これにより、T254のソースが接地され、T253の飽和電流がI6として流れる。従って、s点の電位がLレベルとなり、ST251の出力信号がLレベルとなる。
駆動信号出力回路270からHレベルの駆動信号が出力され、かつ、クロック信号がLレベルになると、DFF251がリセットされ、反転出力端子(-Q)がHレベルとなる。この状態でクロック信号がHレベルとなると、AND251から駆動回路242にHレベルの駆動信号が出力され、T231がオンする。同時に、INV251によりT255のゲートが接地されるため、T255がオフする。
T255がオフすると、I6は、R253とC251との並列回路に流れる。これにより、C251が充電されるとともに、R253に電圧降下が発生する。このときのI6は、T253の飽和電流であるため、定電流となる。これにより、T254のソース電圧が直線的に増加する。
T254のソース電圧がT252のソース電圧に接近すると、T254のドレイン電流が、不飽和電流から飽和電流に移行し、I6が減少する。これにより、T253のドレイン電流が飽和電流から不飽和電流に移行する。従って、s点の電位が急上昇し、ST251の出力信号がHレベルとなる。
ST251からDFF251クロック端子(CLK)にHレベルの信号が入力されると、DFF251の反転出力端子(-Q)がLレベルとなる。これにより、AND251の出力信号がLレベルとなってT231がオフする。同時に、T255がオンする。これにより、s点の電位が低下し、ST251の出力信号がLレベルとなる。
T254のソース電圧がT252のソース電圧に接近すると、T254のドレイン電流が、不飽和電流から飽和電流に移行し、I6が減少する。これにより、T253のドレイン電流が飽和電流から不飽和電流に移行する。従って、s点の電位が急上昇し、ST251の出力信号がHレベルとなる。
ST251からDFF251クロック端子(CLK)にHレベルの信号が入力されると、DFF251の反転出力端子(-Q)がLレベルとなる。これにより、AND251の出力信号がLレベルとなってT231がオフする。同時に、T255がオンする。これにより、s点の電位が低下し、ST251の出力信号がLレベルとなる。
本実施形態では、T231のオン期間Monは、クロック信号がHレベルに立ち上がった時点から、コンデンサC251が充電され、s点の電位が設定電位となってST251の出力信号がLレベルからHレベルに反転するまでの期間となる。
なお、本実施形態では、クロック信号がHレベルである第1の期間Kaは、クロック信号がHレベルに立ち上がった時点(第1の期間Kaの開始時点)から、s点の電位が設定電位となってST251の出力信号がLレベルからHレベルに反転するまでの期間を超えるように設定される。
クロック信号がLレベルになると、DFF251がリセットされ、反転出力端子(-Q)がHレベルとなる。
T231のオフ期間Moffは、ST251がLレベルからHレベルに反転した時点から、次にクロック信号がHレベルに立ち上がる(次の第1の期間Kaの開始時点)までの期間となる。
すなわち、オン期間設定回路250は、クロック信号の第1の期間Kaの開始時点から、設定時間が経過するまでの期間をT231のオン期間Monとして設定する。なお、T231のオフ期間Moffは、設定時間が経過してから、次の第1の期間Kaの開始時点までの期間とされる。
なお、本実施形態では、クロック信号がHレベルである第1の期間Kaは、クロック信号がHレベルに立ち上がった時点(第1の期間Kaの開始時点)から、s点の電位が設定電位となってST251の出力信号がLレベルからHレベルに反転するまでの期間を超えるように設定される。
クロック信号がLレベルになると、DFF251がリセットされ、反転出力端子(-Q)がHレベルとなる。
T231のオフ期間Moffは、ST251がLレベルからHレベルに反転した時点から、次にクロック信号がHレベルに立ち上がる(次の第1の期間Kaの開始時点)までの期間となる。
すなわち、オン期間設定回路250は、クロック信号の第1の期間Kaの開始時点から、設定時間が経過するまでの期間をT231のオン期間Monとして設定する。なお、T231のオフ期間Moffは、設定時間が経過してから、次の第1の期間Kaの開始時点までの期間とされる。
次に、I7がゼロではない任意の値のときの動作を説明する。
T231のオン期間Monは、T254のソース電圧の増加勾配により変化する。このため、例えば、コンデンサC251の容量を大きくすると、T254のソース電圧の増加勾配が緩やかになり、T231のオン期間Monが長くなる。
また、T231のオン期間Monは、(抵抗R252の抵抗値×I5)に比例する。このため、例えば、I5を小さくすると、T231のオン期間Monが短くなる。
本実施形態では、可変抵抗R254によって設定された調整量に対応する電流I7を流すことによって、電流I5(=I4-I7)を調整し、T231のオン期間Monを調整している。
T231のオン期間Monは、T254のソース電圧の増加勾配により変化する。このため、例えば、コンデンサC251の容量を大きくすると、T254のソース電圧の増加勾配が緩やかになり、T231のオン期間Monが長くなる。
また、T231のオン期間Monは、(抵抗R252の抵抗値×I5)に比例する。このため、例えば、I5を小さくすると、T231のオン期間Monが短くなる。
本実施形態では、可変抵抗R254によって設定された調整量に対応する電流I7を流すことによって、電流I5(=I4-I7)を調整し、T231のオン期間Monを調整している。
T256のドレイン電流I7は、T256とカレントミラー回路を構成しているT257のドレインとVzdの間に配置されている可変抵抗R254の抵抗値に反比例する。
I7が流れると、I5(=I4-I7)が減少する。I5の減少により、T252のソース電圧(=抵抗R252の抵抗値×I5)も低下する。
これにより、T255がオンからオフに移行してから、s点の電位が設定電位に増加してST251の出力信号がLレベルからHレベルに反転するまでの期間が短縮される(短くなる)。
すなわち、I7が流れていない(調整量が設定されていない)場合におけるT231のオン期間Monに対して、R254により設定されたI7に対応する期間だけ短縮されたオン期間Monが設定される。
クロック信号周期M(=制御周期M)は固定である。このため、T231のオフ期間Moffは、I7がゼロの場合におけるオフ期間Moffに対して、オン期間Monの短縮された期間だけ延長される(長くなる)。
なお、I7が流れてT252のソース電圧が低下すると、R251に印加される電圧が増大し、I4が増加する。I4の増加により、T253の飽和電流が増大し、T253のソース電圧の増加勾配が増加する。このため、T231のオン期間Monの減少割合は、I5の減少割合より若干大きくなるが、T231のオン期間Monを短縮するという目的は達成される。
固定された制御周期M内におけるT231のオン期間Monを短縮する(短くする)ことにより、交流電圧Vacの上昇による出力の増大を防止することができる。また、負荷であるLEDの光量を減少させることができる。
本実施形態では、オン期間設定回路250は、クロック信号の第1の期間Kaの開始時点から、調整量設定回路(可変抵抗R254)で設定された調整量により調整された設定時間が経過するまでの期間をT231のオン期間Monとして設定する。
I7が流れると、I5(=I4-I7)が減少する。I5の減少により、T252のソース電圧(=抵抗R252の抵抗値×I5)も低下する。
これにより、T255がオンからオフに移行してから、s点の電位が設定電位に増加してST251の出力信号がLレベルからHレベルに反転するまでの期間が短縮される(短くなる)。
すなわち、I7が流れていない(調整量が設定されていない)場合におけるT231のオン期間Monに対して、R254により設定されたI7に対応する期間だけ短縮されたオン期間Monが設定される。
クロック信号周期M(=制御周期M)は固定である。このため、T231のオフ期間Moffは、I7がゼロの場合におけるオフ期間Moffに対して、オン期間Monの短縮された期間だけ延長される(長くなる)。
なお、I7が流れてT252のソース電圧が低下すると、R251に印加される電圧が増大し、I4が増加する。I4の増加により、T253の飽和電流が増大し、T253のソース電圧の増加勾配が増加する。このため、T231のオン期間Monの減少割合は、I5の減少割合より若干大きくなるが、T231のオン期間Monを短縮するという目的は達成される。
固定された制御周期M内におけるT231のオン期間Monを短縮する(短くする)ことにより、交流電圧Vacの上昇による出力の増大を防止することができる。また、負荷であるLEDの光量を減少させることができる。
本実施形態では、オン期間設定回路250は、クロック信号の第1の期間Kaの開始時点から、調整量設定回路(可変抵抗R254)で設定された調整量により調整された設定時間が経過するまでの期間をT231のオン期間Monとして設定する。
第1の実施形態の電源装置100についてシミュレーションを行った結果を図3および図4に示す。なお、図4は、図3のIVの部分(31ms~31.12ms)の拡大図である。
シミュレーションに用いた回路定数は以下のとおりである。
Vac:AC100V(実効電圧),60Hz、L1:30μH、L2:600μH、Cp:0.5μF、C1:200μF、制御周期(クロック信号周期):30μs(オン期間(Hレベル期間):4.509μs)、VLED平均値:26.3V、負荷電流平均値:2.92A。
なお、制御周期Mおよび制御周期M内のオン期間Monの調整は、アナログ回路を用いて行っているが、マイクロコンピュータ等を用いてソフトウエアで行うことも可能である。
シミュレーションに用いた回路定数は以下のとおりである。
Vac:AC100V(実効電圧),60Hz、L1:30μH、L2:600μH、Cp:0.5μF、C1:200μF、制御周期(クロック信号周期):30μs(オン期間(Hレベル期間):4.509μs)、VLED平均値:26.3V、負荷電流平均値:2.92A。
なお、制御周期Mおよび制御周期M内のオン期間Monの調整は、アナログ回路を用いて行っているが、マイクロコンピュータ等を用いてソフトウエアで行うことも可能である。
図3において、横軸は時間(単位:ms)を表し、縦軸の第1軸(単位:V)はグラフ(A)の電圧を表し、縦軸の第2軸(単位:A)はグラフ(C)の電流を表している。
また、グラフ(A)は、直流電圧Vdcを表し、グラフ(C)は、VdcからコンデンサC132に供給される電流(充電電流)I1を表している。
図4は、図3におけるIVの部分の拡大図である。但し、図3には表示されていないグラフ(B)(コンデンサC132のプラス端子電圧VCp)とグラフ(D)(インダクタL131を流れる電流(I2+I3))が追加されている。グラフ(B)の電圧値は、図4の第1軸(単位:V)で表され、グラフ(D)の電流値は、図4の第3軸(単位:A)で表されている。
また、グラフ(A)は、直流電圧Vdcを表し、グラフ(C)は、VdcからコンデンサC132に供給される電流(充電電流)I1を表している。
図4は、図3におけるIVの部分の拡大図である。但し、図3には表示されていないグラフ(B)(コンデンサC132のプラス端子電圧VCp)とグラフ(D)(インダクタL131を流れる電流(I2+I3))が追加されている。グラフ(B)の電圧値は、図4の第1軸(単位:V)で表され、グラフ(D)の電流値は、図4の第3軸(単位:A)で表されている。
Vdcは、図4に示されている拡大範囲では一定値と見なすことができる。
VCpは、T131のオフ期間Moff(時点t1~時点t0)の後半でVdcより大きくなり[VCp>Vdc]、オフ期間Moffの終了時点で極大となる。
T131がオフからオンに移行すると(時点t0)、VCpは、上に凸状の放物線に沿って急速に低下する。これは、(4)式に示されているように、コンデンサC132の放電電荷量Q1がオン期間Mon(時点to~時点t1)の2乗に比例するため、VCpの極大値からの低下量を△VCpとすると、[△VCp=Q1/Cp]となるからである。
VCpは、T131がオンからオフに移行する時点t1で極小になる。このとき、[VCp<Vdc]である。
その後、(Vdc-Vcp)の電圧差とインダクタL132の作用によりI1が増加し、コンデンサC132が充電されてVCpが上昇する。[VCp=Vdc]の時点t3で、I1はピーク(極大)となる。その後、インダクタL132の逆起電力によりVCpは上昇を続けるが、I1は減少に転じる。
I1は、(12)式で示される正弦波の一部であり、T131のオフ期間Moff(時点t1~時点t0)の中点(時点t3)でピーク(極大)となり、T131がオンからオフに移行する時点t1で極小となる、上に凸状の波形となる。I1の波形がこのような波形になるのは、前述したように、勾配変化が最小となるようにインダクタL132が作用するからである。
VCpは、T131のオフ期間(t1~t0)においてほぼ直線的に増加するが、[VCp=Vdc]となる箇所が、I1がピークとなる箇所より若干遅れている。このため、VCpの波形全体が、Vdcより相対的に低下している。これは、インダクタL132の内部抵抗(0.8Ω)にI1が流れることによる電圧降下分だけ、VCpが、Vdcに対して押し下げられることによる。
インダクタL131を流れる電流(I2+I3)は、T131のオン期間Mon(時点t0~時点t1)において直線的に増加し、T131がオンからオフに移行すると、直線的に減少し、オフ期間Moff(時点t1~時点t0)内で消滅している。T131のオン期間Monにおいて直線的に増加している部分は、I2を表している。また。T131のオフ期間Moffにおいて直線的に減少している部分は、I3を表している。
シミュレーションを行った結果、力率が99.7%、効率が95.2%となり、高調波電流は、規格(EN61000-3-2)のクラスCを満足していることが分かった。
VCpは、T131のオフ期間Moff(時点t1~時点t0)の後半でVdcより大きくなり[VCp>Vdc]、オフ期間Moffの終了時点で極大となる。
T131がオフからオンに移行すると(時点t0)、VCpは、上に凸状の放物線に沿って急速に低下する。これは、(4)式に示されているように、コンデンサC132の放電電荷量Q1がオン期間Mon(時点to~時点t1)の2乗に比例するため、VCpの極大値からの低下量を△VCpとすると、[△VCp=Q1/Cp]となるからである。
VCpは、T131がオンからオフに移行する時点t1で極小になる。このとき、[VCp<Vdc]である。
その後、(Vdc-Vcp)の電圧差とインダクタL132の作用によりI1が増加し、コンデンサC132が充電されてVCpが上昇する。[VCp=Vdc]の時点t3で、I1はピーク(極大)となる。その後、インダクタL132の逆起電力によりVCpは上昇を続けるが、I1は減少に転じる。
I1は、(12)式で示される正弦波の一部であり、T131のオフ期間Moff(時点t1~時点t0)の中点(時点t3)でピーク(極大)となり、T131がオンからオフに移行する時点t1で極小となる、上に凸状の波形となる。I1の波形がこのような波形になるのは、前述したように、勾配変化が最小となるようにインダクタL132が作用するからである。
VCpは、T131のオフ期間(t1~t0)においてほぼ直線的に増加するが、[VCp=Vdc]となる箇所が、I1がピークとなる箇所より若干遅れている。このため、VCpの波形全体が、Vdcより相対的に低下している。これは、インダクタL132の内部抵抗(0.8Ω)にI1が流れることによる電圧降下分だけ、VCpが、Vdcに対して押し下げられることによる。
インダクタL131を流れる電流(I2+I3)は、T131のオン期間Mon(時点t0~時点t1)において直線的に増加し、T131がオンからオフに移行すると、直線的に減少し、オフ期間Moff(時点t1~時点t0)内で消滅している。T131のオン期間Monにおいて直線的に増加している部分は、I2を表している。また。T131のオフ期間Moffにおいて直線的に減少している部分は、I3を表している。
シミュレーションを行った結果、力率が99.7%、効率が95.2%となり、高調波電流は、規格(EN61000-3-2)のクラスCを満足していることが分かった。
[第3の実施形態]
図5に、本発明の電源装置の第3の実施形態300の回路図が示されている。
本実施形態では、電力供給回路330の構成が、第1の実施形態の電力供給回路130と異なっている。したがって、以下では、電力供給回路330の構成についてのみ説明する。
なお、図5において、各構成要素に付されている符号が3桁目を除いて図1の符号と一致する構成要素は、図1で用いられている構成要素と同じである。
図5に、本発明の電源装置の第3の実施形態300の回路図が示されている。
本実施形態では、電力供給回路330の構成が、第1の実施形態の電力供給回路130と異なっている。したがって、以下では、電力供給回路330の構成についてのみ説明する。
なお、図5において、各構成要素に付されている符号が3桁目を除いて図1の符号と一致する構成要素は、図1で用いられている構成要素と同じである。
電力供給回路330は、第1の実施の形態の電力供給回路130と同様に、第1および第2のコンデンサC331およびC332、第1および第2のインダクタL331およびL332、ダイオード(還流ダイオード)D331および第1のスイッチング素子T331を有している。
本実施形態では、正極端cと接地の間には、インダクタンスL2を有するインダクタL332と容量Cpを有するコンデンサC332が直列に配置されている。
コンデンサC332には、インダクタンスL1を有するインダクタL331とスイッチング素子T331が直列に配置されている。
インダクタL331には、容量C1を有するコンデンサC331と負荷320との並列回路およびダイオードD331の直列回路が並列に配置されている。このとき、ダイオードD331のアノードがインダクタL331とスイッチング素子T331との結合点に接続される。このため、負荷320のLED321の極性が反転している。
本実施形態では、正極端cと接地の間には、インダクタンスL2を有するインダクタL332と容量Cpを有するコンデンサC332が直列に配置されている。
コンデンサC332には、インダクタンスL1を有するインダクタL331とスイッチング素子T331が直列に配置されている。
インダクタL331には、容量C1を有するコンデンサC331と負荷320との並列回路およびダイオードD331の直列回路が並列に配置されている。このとき、ダイオードD331のアノードがインダクタL331とスイッチング素子T331との結合点に接続される。このため、負荷320のLED321の極性が反転している。
T331がオンすると、コンデンサC332に蓄積された電荷により、インダクタL331、T331および接地の経路で放電電流I2が流れる。この時、ダイオードD331の存在により、コンデンサC331と負荷320との並列回路には電流が流れない。
T331がオフすると、T331のオン時にインダクタL331に蓄積された電磁エネルギーにより、ダイオードD331およびコンデンサC331と負荷320との並列回路の経路で還流電流I3が流れる。同時に、VdcからインダクタL332を介してコンデンサC332に充電電流I1が流れる。
T331がオフすると、T331のオン時にインダクタL331に蓄積された電磁エネルギーにより、ダイオードD331およびコンデンサC331と負荷320との並列回路の経路で還流電流I3が流れる。同時に、VdcからインダクタL332を介してコンデンサC332に充電電流I1が流れる。
T331のオン期間におけるコンデンサC332の放電電荷量Q1は、前述した(4)式の(Vdc-VLED)をVdcに置き換えることにより、(13)式で表される。
(4)式と同様に、(13)式において、t1はT331のオン期間Mon、Vdcは脈動直流電圧、L1はインダクタンスL331のインダクタンスを表している。
図5におけるI2およびI3の計算方法は、前述した(1)式のVLEDをゼロとし[VLED=0]、(2)~(4)式、(8)~(10)の(Vdc-VLED)をVdcに置き換えると、図1におけるI2およびI3と同様の計算方法を適用することができる。また、I1の計算方法は、図1におけるI1の計算方法と同じである。
従って、本実施形態においても、I3がT331のオフ期間Moff内に消滅するように設定することにより、例えば、I1の正弦波の半周期[π(L2×Cp)1/2]が制御周期Mより長くなるように、インダクタL332のインダクタンスL2とコンデンサC332の容量Cpを設定することにより、安定したPFC制御を実現することができる。
図5におけるI2およびI3の計算方法は、前述した(1)式のVLEDをゼロとし[VLED=0]、(2)~(4)式、(8)~(10)の(Vdc-VLED)をVdcに置き換えると、図1におけるI2およびI3と同様の計算方法を適用することができる。また、I1の計算方法は、図1におけるI1の計算方法と同じである。
従って、本実施形態においても、I3がT331のオフ期間Moff内に消滅するように設定することにより、例えば、I1の正弦波の半周期[π(L2×Cp)1/2]が制御周期Mより長くなるように、インダクタL332のインダクタンスL2とコンデンサC332の容量Cpを設定することにより、安定したPFC制御を実現することができる。
第1の実施形態の電力供給回路130は、バックコンバータとして動作し、第3の実施形態の電力供給回路330は、バックブーストコンバータとして動作する。第3の実施形態の電力供給回路330は、第1の実施形態の電力供給回路130に対して以下のような特徴を有する。
1)第1の実施形態における放電電荷量Q1は、(4)式で表されるように、(Vdc-VLED)に依存する。このため、VLEDが変動すると、それに応じて放電電荷量Q1も変動する。
これに対して、第3の実施形態における放電電荷量Q1は、(13)式で表されるように、VLEDを含んでいない。このため、VLEDの変動による影響を受けず、安定したPFC制御を実現することができる。
2)第1の実施形態では、[Vdc<VLED]の範囲ではI1が流れない。
これに対して、第3の実施形態では、その制約がない。このため、Vdcが低下した場合でもI1が流れる(I1が流れる範囲が拡大する)。これは、I1の高調波成分の抑制に寄与する。
1)第1の実施形態における放電電荷量Q1は、(4)式で表されるように、(Vdc-VLED)に依存する。このため、VLEDが変動すると、それに応じて放電電荷量Q1も変動する。
これに対して、第3の実施形態における放電電荷量Q1は、(13)式で表されるように、VLEDを含んでいない。このため、VLEDの変動による影響を受けず、安定したPFC制御を実現することができる。
2)第1の実施形態では、[Vdc<VLED]の範囲ではI1が流れない。
これに対して、第3の実施形態では、その制約がない。このため、Vdcが低下した場合でもI1が流れる(I1が流れる範囲が拡大する)。これは、I1の高調波成分の抑制に寄与する。
第1の実施形態100(第2の実施形態200)では、インダクタL131(L231)と、負荷120(220)とコンデンサC131(C231)との並列回路は、直列に接続されている。このため、インダクタL131(L231)と、負荷120(220)とコンデンサC131(C231)との並列回路の位置を入れ替えても、得られる効果は変わらない。
また、第1の実施形態100および第2の実施形態200では、交流電圧を全波整流した脈動直流電圧に変換する全波整流回路を有する直流電源を用いたが、バッテリー等を直流電源として用いることもできる。その理由は、バッテリー等の直流電源は、周期無限大の脈動直流電圧を発生する直流電源と見なすことができるからである。バッテリー等を直流電源として用いる場合には、全波整流器を有する直流電源を用いた場合のように、交流電圧に対する交流入力電流の位相ずれ(力率)を考慮する必要はなくなるが、直流電源から供給される電流に含まれる高調波成分を抑制する効果は有している。したがって、高調波成分を抑制するためのローパスフィルタを除去あるいは小型化することができるという効果や、スイッチング素子を流れる電流を検出する部品や電流検出処理等を不要とすることができるという効果を有する。
本実施形態では、バッテリー等の直流電源が、本発明の「第3の直流電源」に対応する。
また、第1の実施形態100および第2の実施形態200では、交流電圧を全波整流した脈動直流電圧に変換する全波整流回路を有する直流電源を用いたが、バッテリー等を直流電源として用いることもできる。その理由は、バッテリー等の直流電源は、周期無限大の脈動直流電圧を発生する直流電源と見なすことができるからである。バッテリー等を直流電源として用いる場合には、全波整流器を有する直流電源を用いた場合のように、交流電圧に対する交流入力電流の位相ずれ(力率)を考慮する必要はなくなるが、直流電源から供給される電流に含まれる高調波成分を抑制する効果は有している。したがって、高調波成分を抑制するためのローパスフィルタを除去あるいは小型化することができるという効果や、スイッチング素子を流れる電流を検出する部品や電流検出処理等を不要とすることができるという効果を有する。
本実施形態では、バッテリー等の直流電源が、本発明の「第3の直流電源」に対応する。
本発明は、詳細な説明に記載した構成に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で、種々の変更、追加、削除が可能である。
発光ダイオードを有する負荷に直流電力を供給する場合について説明したが、本発明の電源装置は、発光ダイオード以外の種々の負荷に直流電力を供給することができる。
各回路を構成する素子の値(例えば、インダクタンス、容量、抵抗値)は、負荷の種類等に応じて適宜設定することができる。
負荷に電力を供給するスイッチング素子としては、好適にはFETが用いられるが、FET以外の素子を用いることもできる。
実施形態では、クロック信号がHレベルのときにスイッチング素子がオンし、Lレベルのときにオフするように構成したが、クロック信号がLレベルのときにスイッチング素子がオンし、Hレベルのときにオフするように構成することもできる。
発光ダイオードを有する負荷に直流電力を供給する場合について説明したが、本発明の電源装置は、発光ダイオード以外の種々の負荷に直流電力を供給することができる。
各回路を構成する素子の値(例えば、インダクタンス、容量、抵抗値)は、負荷の種類等に応じて適宜設定することができる。
負荷に電力を供給するスイッチング素子としては、好適にはFETが用いられるが、FET以外の素子を用いることもできる。
実施形態では、クロック信号がHレベルのときにスイッチング素子がオンし、Lレベルのときにオフするように構成したが、クロック信号がLレベルのときにスイッチング素子がオンし、Hレベルのときにオフするように構成することもできる。
10…交流電源、100、200、300、400…電源装置、110、210、310、410…全波整流回路、120、220、320、420…負荷、121、221、321、421…発光ダイオード(LED)、130、230、330、430…電力供給回路、140、240、340、440…制御回路、141、241、341…クロック信号発生回路、142、242、342…駆動回路、160、260、360…電源回路、170、270、370…駆動信号出力回路、250…オン期間設定回路、480…ローパスフィルタ、L131、L132、L231、L232、L331、L332、L431、L481、L482…インダクタ、C131、C132、C231、C232、C251、C331、C332、C431、C481、C482…コンデンサ、D131、D231、D331、D431…還流ダイオード、T131、T231、T255、T331、T431…スイッチング素子、R254…可変抵抗(調整量設定回路)。
Claims (6)
- 交流電圧を整流した直流電圧を正極端と負極端の間に発生する第1の直流電源と、前記第1の直流電源と負荷の間に設けられる電力供給回路と、前記電力供給回路を制御する制御回路を備える電源装置であって、
前記電力供給回路は、第1のコンデンサ、第2のコンデンサ、第1のインダクタ、第2のインダクタ、ダイオードおよび第1のスイッチング素子を有し、
前記第1のコンデンサは、前記負荷に並列に配置され、
前記第2のインダクタと前記第2のコンデンサの直列回路が、前記第1の直流電源の前記正極端と前記負極端の間に配置され、
前記第1のインダクタ、前記第1のコンデンサと前記負荷との並列回路および前記第1のスイッチング素子の直列回路が、前記第2のコンデンサに並列に配置され、
前記第1のコンデンサと前記負荷との並列回路と前記第1のインダクタの直列回路が、前記ダイオードに並列に配置され、
前記制御回路は、固定された制御周期M毎に、固定されたオン期間Monの間前記第1のスイッチング素子をオンするとともに、固定されたオフ期間Moff(=M-Mon)の間前記第1のスイッチング素子をオフするように構成され、
前記第1のスイッチング素子がオンすると、前記第2のコンデンサに蓄積された電荷により、前記第2のコンデンサ、前記第1のインダクタ、前記第1のコンデンサと前記負荷との並列回路および前記第1のスイッチング素子の経路で放電電流が流れ、また、前記第1のスイッチング素子がオフすると、前記第1のインダクタに蓄積された電磁エネルギーにより、前記第1のインダクタ、前記第1のコンデンサと前記負荷との並列回路および前記ダイオードの経路で還流電流が流れ、同時に、前記第1の直流電源から前記第2のインダクタおよび前記第2のコンデンサの経路で前記第2のコンデンサに充電電流が流れるように構成され、
前記第1のスイッチング素子のオフ期間Moffの間、前記第2のコンデンサに充電電流が流れ続けるように構成されていることを特徴とする電源装置。 - 交流電圧を整流した直流電圧を正極端と負極端の間に発生する第1の直流電源と、前記第1の直流電源と負荷の間に設けられる電力供給回路と、前記電力供給回路を制御する制御回路を備える電源装置であって、
前記電力供給回路は、第1のコンデンサ、第2のコンデンサ、第1のインダクタ、第2のインダクタ、ダイオードおよび第1のスイッチング素子を有し、
前記第1のコンデンサは、前記負荷に並列に配置され、
前記第2のインダクタと前記第2のコンデンサの直列回路が、前記第1の直流電源の前記正極端と前記負極端の間に配置され、
前記第1のインダクタと前記第1のスイッチング素子との直列回路が、前記第2のコンデンサに並列に配置され、
前記第1のコンデンサと前記負荷との並列回路および前記ダイオードの直列回路が前記第1のインダクタに並列に配置され、
前記制御回路は、固定された制御周期M毎に、固定されたオン期間Monの間前記第1のスイッチング素子をオンするとともに、固定されたオフ期間Moff(=M-Mon)の間前記第1のスイッチング素子をオフするように構成され、
前記第1のスイッチング素子がオンすると、前記第2のコンデンサに蓄積された電荷により、前記第2のコンデンサ、前記第1のインダクタおよび前記第1のスイッチング素子の経路で放電電流が流れ、また、前記第1のスイッチング素子がオフすると、前記第1のインダクタに蓄積された電磁エネルギーにより、前記第1のインダクタ、前記ダイオードおよび前記第1のコンデンサと前記負荷との並列回路の経路で還流電流が流れ、同時に、前記第1の直流電源から前記第2のインダクタおよび前記第2のコンデンサの経路で前記第2のコンデンサに充電電流が流れるように構成され、
前記第1のスイッチング素子のオフ期間Moffの間、前記第2のコンデンサに充電電流が流れ続けるように構成されていることを特徴とする電源装置。 - 請求項1または2に記載の電源装置であって、
前記第2のインダクタのインダクタンスをL2、前記第2のコンデンサの容量をCpとしたとき、[制御周期M<π×(L2×Cp)1/2]を満足するように構成されていることを特徴とする電源装置。 - 請求項1~3のうちのいずれか一項に記載の電源装置であって、
前記第1のスイッチング素子がオフしている前記オフ期間Moff内に前記還流電流が消滅するように構成されていることを特徴とする電源装置。 - 請求項1~4のうちのいずれか一項に記載の電源装置であって、
前記制御回路は、設定された直流電圧を第1の端子と第2の端子の間に発生する第2の直流電源と、オン期間設定回路を有し、
前記オン期間設定回路は、第1および第2のP型MOSFET、第1および第2のN型MOSFET、第1~第3の抵抗、第3のコンデンサおよび第2のスイッチング素子を有し、
前記第2の直流電源の前記第1の端子と前記第2の端子の間に、前記第1のP型MOSFET、前記第1の抵抗、前記第1のN型MOSFETおよび前記第2の抵抗が直列に配置され、
前記第2の直流電源の前記第1の端子と前記第2の端子の間に、前記第2のP型MOSFET、前記第2のN型MOSFETおよび前記第3の抵抗が直列に配置され、
前記第3のコンデンサおよび前記第2のスイッチング素子が、前記第3の抵抗に並列に配置され、
前記第1のP型MOSFETのゲートとドレインが短絡されているとともに、前記第1のN型MOSFETのゲートとドレインが短絡され、
前記第2のP型MOSFETのゲートが前記第1のP型MOSFETのゲートに接続されているとともに、前記第2のN型MOSFETのゲートが前記第1のN型MOSFETのゲートに接続され、
前記第2のスイッチング素子がオンしているときは、前記第2のP型MOSFETのドレイン・ソース間電圧が前記第2のN型MOSFETのドレイン・ソース間電圧より大きくなり、また、前記第2のスイッチング素子がオフで、かつ、前記第3のコンデンサが完全に充電されているときは、前記第2のP型MOSFETのドレイン・ソース間電圧が前記第2のN型MOSFETのドレイン・ソース間電圧より小さくなるように、前記第1のP型MOSFETのチャンネル幅と前記第2のP型MOSFETのチャンネル幅とのチャンネル幅比、前記第1のN型MOSFETのチャンネル幅と前記第2のN型MOSFETのチャンネル幅とのチャンネル幅比および前記第2の抵抗の抵抗値と前記第3の抵抗の抵抗値との抵抗値比が設定され、
前記制御周期Mの開始時点で、前記第2のスイッチング素子がオフされるように構成されており、
前記オン期間設定回路は、前記制御周期Mの開始時点から、前記第2のP型MOSFETのドレイン・ソース間電圧が前記第2のN型MOSFETのドレイン・ソース間電圧より小さくなるまでの期間を前記オン期間Monとして設定することを特徴とする電源装置。 - 請求項1~5のうちのいずれか一項に記載の電源装置であって、
交流電圧を整流した直流電圧を正極端と負極端の間に発生する前記第1の直流電源に換えて、設定された直流電圧を正極端と負極端の間に発生する第3の直流電源を用いていることを特徴とする電源装置。
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