JP4344569B2 - パワーウインドの駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、車両に搭載されるパワーウインドを駆動させる際に、障害物の挟み込みが発生した場合には、速やかに駆動を停止させ、或いは反転させるようにしたパワーウインドの駆動装置に係り、特に、バッテリの電極を誤って逆接続した場合でも回路を確実に保護する技術に関する。

車両に搭載されるパワーウインドは、駆動用モータにバッテリ電圧を可逆的に印加することにより正転・逆転を切り換え、ウインドガラスを上昇、或いは下降させる。

また、ウインドガラス動作時には、ウインドガラスにより障害物を挟み込むことがあり、思わぬ怪我をすることや、器物を損傷するというトラブルが発生する場合がある。

このような問題を解決するために、例えば、特開２００２−２９５１２９号公報（以下、特許文献１という）に記載されているように、ウインドガラスが障害物を挟み込んだ場合には、これを検知してウインドガラスを停止させ、或いは反転させることにより、挟み込みによるトラブルを回避する技術が提案されている。

図３は、特許文献１に記載されているパワーウインドの駆動装置の構成を示す回路図である。同図に示すように、この駆動装置は、ウインドガラスを上昇、或いは下降させるための駆動用モータＭ１０１と、バッテリ電圧ＶBの極性を切り換え可能に駆動用モータＭ１０１に印加し、該駆動用モータを可逆的に回転駆動させるリレーＲＹ１０１と、を備えている。リレーＲＹ１０１は、正転動作用、及び逆転動作用のＦＥＴ（Ｔ１０２），（Ｔ１０３）を備えている。

更に、電源ＶBと駆動用モータＭ１０１との間に介置され、過電流が発生した際にこれを検知するシャント抵抗Ｒ１０１と、駆動用モータＭ１０１とグランドとの間に介置され、過電流発生時には、駆動用モータＭ１０１への電圧供給を停止して、ウインドガラスの上昇、或いは下降を停止させるＦＥＴ（Ｔ１０１）とを備えている。

また、シャント抵抗Ｒ１０１を含む電流検出回路と、ＦＥＴ（Ｔ１０１）を含む電流制限回路とを備えており、図示のように、電流検出回路は、コンパレータＣＭＰ１１，ＣＭＰ１２と、ＦＥＴ（Ｔ１２１），（Ｔ１２２）と、抵抗Ｒ１２０〜Ｒ１２５，Ｒ１２８と、コンデンサＣ１１，Ｃ１２と、ダイオードＤ１２１とを備えている。

また、電流制限回路は、コンパレータＣＭＰ１３と、ＦＥＴ（Ｔ１３１），（Ｔ１３２）と、抵抗Ｒ１３１〜Ｒ１３７と、ダイオードＤ１３１と、ノア回路ＮＯＲ１１とを備えている。

更に、この駆動装置は、オア回路ＯＲ１１、アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２、フリップフロップ回路、及びカウンタ回路を備えている。

そして、駆動用モータＭ１０１が回転駆動している際に、挟み込みが発生して該駆動用モータＭ１０１に流れる電流ＩDが増大した場合には、ＦＥＴ（Ｔ１２２）に流れる電流Ｉref-fが増大し、また、電流Ｉref-sは、電流ＩDの増大に対する追従が遅れるので、コンパレータＣＭＰ１２の出力信号はＬレベルとなる。これにより、ノア回路ＮＯＲ１１の出力信号は、ＨレベルとなってＦＥＴ（Ｔ１３１）がオンとなり、ＦＥＴ（Ｔ１０１）はオフとなる。その結果、駆動用モータＭ１０１の駆動が停止される。

その後、ＦＥＴ（Ｔ１０１）がオフとなることにより、コンパレータＣＭＰ１３のプラス側入力端子の電圧が上昇し、このコンパレータＣＭＰ１３の出力信号がＨレベルに変化する。これにより、ノア回路ＮＯＲ１１の出力信号がＬレベルとなり、ＦＥＴ（Ｔ１３１）がオフとなり、ＦＥＴ（Ｔ１０１）がオンとなる。つまり、駆動用モータＭ１０１への電圧供給が開始される。

この状態で、未だ駆動用モータＭ１０１に流れる電流ＩDに過電流が発生している場合には、上述の動作が繰り返される。つまり、ＦＥＴ（Ｔ１０１）のオン、オフが繰り返される。そして、この繰り返しの回数がカウンタでカウントされており、所定回数以上繰り返された場合には、挟み込みが発生しているものと判断し、アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２への出力信号を停止させ、リレーＲＹ１０１を停止させることにより、駆動用モータＭ１０１の駆動を停止させる。

これにより、ウインドガラスが障害物を挟み込んだ場合で、負荷電流が増大した場合に、確実にウインドガラスの駆動を停止させることができる。
特開２００２−２９５１２９号公報（図３）

しかしながら、上述した特許文献１に記載された技術では、バッテリの逆接続に対する対策が何等採られていない。即ち、車両に搭載されるバッテリは、ユーザ或いは作業者が誤ってバッテリの電極（プラスとマイナス）を反対に接続する場合があり、このような場合に対処するために、車両に搭載される電子・計装機器、及び動力機器は、たとえバッテリが逆接続された場合であっても、これらが損傷しないように、保護回路を搭載する必要がある。

上述した図３に示した回路では、ＦＥＴ（Ｔ１３１）とグランドとの間（符号Ｂに示す位置）、或いはバッテリ電源端子（プラス）と制御回路電源との間（符号Ａに示す位置）のいずれかにダイオードを備える方法が考えられる。

ここで、符号Ｂの位置にダイオードを設置すると、ダイオードによる電圧降下分（例えば、０．７ボルト）だけ、ＦＥＴ（Ｔ１３１）のドレイン電圧が上昇してしまい、ＦＥＴ（Ｔ１０１）をオフさせることができない場合が発生してしまう。これに対処するために、ＦＥＴ（Ｔ１０１）とグランドとの間にダイオードを介置する方法が考えられるが、大電流用のダイオードを設置することは、装置規模の大型化、及びコストアップを招くので実用的ではない。

また、符号Ａの位置にダイオードを設置すると、このダイオードによる電圧降下により、シャント抵抗Ｒ１０１に発生する電圧と同一となる電圧を抵抗Ｒ１２０に発生させることができなくなり、高精度な制御ができなくなってしまうという問題が生じる。

この発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、バッテリの逆接続防止用の素子を挿入した場合であっても、高精度に障害物の挟み込みを検知し、ウインドガラスの上昇、下降を制御することのできるパワーウインドの駆動装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、車両用バッテリの電源電圧をパワーウインドの駆動用モータに供給してパワーウインドを駆動させ、駆動用モータに電流増加が発生した際には、当該駆動用モータを停止、或いは反転させる制御回路を備えたパワーウインドの駆動装置において、前記制御回路は、参照抵抗（Ｒ２０）を備え、前記駆動用モータの駆動回路に設けられるシャント抵抗に生じる電圧を検出し、前記参照抵抗に生じる電圧が前記シャント抵抗に生じる電圧と略等しくなるように、当該参照抵抗に電流を流すことにより、前記駆動用モータに流れる電流に対応したレベルとなる参照電流（Ｉr）を生成すると共に、前記駆動用モータに流れる電流の変動値に対応したレベルとなる第１の電流（Ｉr1）を生成する回路と、前記参照電流と前記第１の電流との差分となる第２の電流（Ｉr3）を生成する回路と、を備えた参照電流生成手段と、前記第１の電流を電圧に変換し、これを第１の電圧（Ｖc2）とするとき、第１の電圧の時間的な平均値から生成される基準電圧（Ｖc）と、同様に前記第１の電流を電圧に変換した電圧で、前記第１の電圧（Ｖc2）より大きい電圧である比較対象信号（Ｖins）とを比較することにより、前記駆動用モータに過電流が流れているかどうかを判定する比較手段と、前記比較手段にて、前記駆動用モータに過電流が流れていると判定された際には、前記駆動用モータを停止、或いは反転させる手段と、を有し、前記シャント抵抗を前記駆動用モータとグランドとの間に介置し、且つ、前記電源電圧のプラス側と前記制御回路との間に、電源逆接続時保護用のダイオード（Ｄ１）を設けたことを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、前記参照電流生成手段は、前記第１の電流を生成する回路と、前記第２の電流を生成する回路とが並列接続されると共に、この並列接続回路が前記参照抵抗に接続され、前記第１の電流と、前記第２の電流が合流することにより、当該参照抵抗に前記参照電流が流れるようにし、前記第１の電流の大きさを制御することにより、前記シャント抵抗に生じる電圧と前記参照抵抗に生じる電圧とを等しくすることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、前記第１の電流を生成する回路は、前記シャント抵抗に生じる電圧と前記参照抵抗に生じる電圧との差分を検出する第１の比較器（ＡＭＰ１）と、前記第１の比較器の出力信号に基づいて通電状態が制御される第１の半導体素子（Ｔ２２）と、前記第１の半導体素子の一端と電源との間に接続された第１の抵抗（Ｒ２４＋Ｒ２７）とを有し、前記第１の半導体素子の他端は前記参照抵抗と接続され、前記第１の半導体素子の動作により、前記第１の抵抗による電圧降下が前記第１の電流に比例するようにしたことを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、前記基準電圧Ｖcは、前記第１の抵抗と前記第１の半導体素子の接続点の電圧（Ｖc2）を第１の電圧とするとき、第１の電圧の時間的な平均値として生成し、前記電源電圧（ＶB1）と前記基準電圧Ｖcとの差分に比例した大きさの電流により、前記第１の電流と加算して前記参照電流と等しくなる前記第２の電流とすることを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、前記第１の電圧（Ｖc2）から基準電圧（Ｖc）を生成する手段は、電源電圧と基準電圧（Ｖc）との間にコンデンサ（Ｃ１）を接続し、第１の電圧（Ｖc2）の方が基準電圧（Ｖc）よりも大きいときには、定電流で前記コンデンサ（Ｃ１）を放電して基準電圧（Ｖc）を上昇させ、第１の電圧（Ｖc2）の方が基準電圧（Ｖc）よりも小さい場合には、前記コンデンサ（Ｃ１）を定電流で充電することにより、基準電圧（Ｖc）が第１の電圧（Ｖc2）の時間的な平均値に収束するようにしたことを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、前記第２の電流生成回路は、第２の半導体素子（Ｔ２１）と第２の抵抗（Ｒ２３）との直列接続回路を有し、この直列接続回路の第２の抵抗側の端子は電源に接続され、第２の半導体素子側の端子は、前記参照抵抗に接続され、第２の半導体素子と第２の抵抗との接続点の電圧（Ｖc3）を、前記基準電圧と比較する第２の比較器（ＡＭＰ２）を備え、前記第２の比較器の出力信号により、前記第２の半導体素子の通電状態を制御することにより、前記接続点の電圧（Ｖc3）が前記基準電圧（Ｖc）と一致するように制御することを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、前記第１の抵抗は、第３の抵抗（Ｒ２４）と、第４の抵抗（Ｒ２７）から構成され、前記第３の抵抗と第４の抵抗との結合点の電圧を比較対象信号（Ｖins）とし、前記比較対象信号と基準電圧を比較する第３の比較器（ＣＭＰ１）を備え、この第３の比較器により、前記比較対象信号の方が大きい判定された際には、モータ電流通電用の第３の半導体素子（Ｔ１）をオンとし、比較対象信号の方が小さいと判定された際には、第３の半導体素子をオン、オフ動作させることにより、前記駆動用モータに流れる電流を一定範囲内に制限することを特徴とする。

請求項８に記載の発明は、前記第３の抵抗と第４の抵抗との接続点から第３の電流を引き出す電流制限幅設定手段を備え、前記駆動用モータに流れる電流を一定範囲に制限するときの電流値は、前記接続点から第３の電流を引き出し、この第３の電流に比例させることを特徴とする。

請求項９に記載の発明は、前記第３の電流の大きさを前記電源電圧の大きさに依存させ、電源電圧が高くなるにつれて、前記第３の電流が大きくなるように設定したことを特徴とする。

請求項１０に記載の発明は、前記駆動用モータに過電流が流れた際に、当該駆動モータを停止、或いは反転させる際の閾値電圧を、前記駆動用モータに流れる電流に比例させ、該閾値電圧の大きさを、第２の抵抗（Ｒ２３）、第３の抵抗（Ｒ２４）、及び第４の抵抗（Ｒ２７）の抵抗比で設定することを特徴とする。

請求項１１に記載の発明は、前記第３の電流の大きさは、モータの整流子作用により、モータ電流が脈動し、これに起因して前記第１の電流が脈動するとき、前記第１の電流の脈動振幅を超えない大きさに設定することを特徴とする。

本発明に係るパワーウインドの駆動装置では、駆動用モータに流れる電流値に比例した電圧信号を発生させるためにシャント抵抗が、駆動用モータとグランドとの間に介置され、且つ、電源電圧のプラス側と制御回路との間に電源逆接続防止用のダイオードを設けたので、挟み込みの発生を高精度に検知することができ、且つ、バッテリ電源が逆接続された場合であっても、回路を保護することができる。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態に係るパワーウインドの駆動装置の構成を示す回路図である。同図に示すように、このパワーウインドの駆動装置１００は、車両に搭載されるパワーウインドの駆動用モータＭ１を可逆的に回転駆動させるものであり、モータ駆動回路１と、参照電流生成回路（参照電流生成手段）２と、基準電圧生成回路（基準電圧生成手段）３と、比較回路（比較手段）４と、電流制限動作時の電流制限幅設定回路５と、電流制限回路６と、ロジック回路７と、を備えている。

モータ駆動回路１は、バッテリ電源ＶBの出力電圧の極性を可逆的に切り換えて駆動用モータＭ１の駆動、停止を操作するためのリレーＲＹ１と、当該リレーＲＹ１のオン、オフを切り換える半導体素子としてのＦＥＴ（Ｔ２，Ｔ３；以下、半導体素子をＦＥＴとして説明する）と、駆動用モータＭ１とグランドとの間に介置されるＦＥＴ（Ｔ１）、及びシャント抵抗Ｒsと、バッテリ電源ＶBから後段の制御回路側へ接続される経路上に設けられた逆接続時回路保護用のダイオードＤ１とを備えている。また、半導体素子（Ｔ１）のゲートに接続される抵抗Ｒ３２を備えている。

駆動用モータＭ１の一端は、リレーＲＹ１の接点を介して、バッテリ電源ＶBのプラス端子に接続され、他端は、リレーＲＹ１の接点を介して、電流制限用のＦＥＴ（Ｔ１）の一端に接続され、該ＦＥＴ（Ｔ１）の他端は、シャント抵抗Ｒsの一端に接続されている。また、シャント抵抗Ｒsの他端は、グランドに接続されている。

そして、ロジック回路７より出力される駆動信号に基づき、リレー接点が切り換えられ、駆動用モータＭ１の正転、逆転が操作されるようになる。

駆動用モータＭ１に流れる電流は、ＦＥＴ（Ｔ１）及びシャント抵抗Ｒsを流れ、シャント抵抗Ｒsに、モータ電流に比例した電圧降下（これを、ＶSAとする）を発生させる。

通常の動作時には、ＦＥＴ（Ｔ１）は連続オンに保持されるが、駆動中のウインドガラスによる障害物の挟み込みが発生して後述する電流制限動作に移ると、電流制限回路６より出力される信号により、ＦＥＴ（Ｔ１）は、連続オン動作と、オン／オフ動作を交互に繰り返して、モータ電流を一定の範囲内に制限する。

電流制限動作時の連続オンでは、電流が増加し、オン／オフ動作ではＦＥＴ（Ｔ１）の第１の端子（ドレイン）の電圧が電源電圧ＶBとグランドレベルとの中間領域で変動して、モータ電流を駆動用モータＭ１の回転数に応じた勾配で減少させる。つまり、駆動用モータＭ１の回転数が低下するにつれて勾配が緩やかになる。

参照電流生成回路２は、第１の電流Ｉr1を生成する回路と、第２の電流Ｉr3を生成する回路とを有している。第１の電流Ｉr1を生成する回路は、抵抗Ｒ２４、Ｒ２７及びＦＥＴ（Ｔ２２）の直列接続回路を有し、ＦＥＴ（Ｔ２２）のドレインを参照抵抗Ｒ２０に接続した構成を有している。ＦＥＴ（Ｔ２２）は１個のＰＭＯＳ記号で示しているが、ＩＣを用いて本手段を実現する場合には、機能が等価であれば、他の構成でも良い。なお、図１中の他の半導体素子についても同様なことが適用される。

ＦＥＴ（Ｔ２２）のゲートはアンプＡＭＰ１の出力端子に接続され、該アンプＡＭＰ１のマイナス側入力端子は、抵抗Ｒ２９を介してシャント抵抗Ｒsのプラス側（電圧ＶSA）に接続され、プラス側入力端子は、抵抗Ｒ２９１を介して、参照抵抗Ｒ２０のプラス側、即ち点Ｐ１に接続される。この点Ｐ１の電圧を、ＶSBとする。

ここで、電圧ＶSB＞ＶSAであれば、アンプＡＭＰ１の出力信号が上昇する。ＦＥＴ（Ｔ２２）と抵抗（Ｒ２４＋Ｒ２７）は、ソースフォロアを形成するので、アンプＡＭＰ１の出力信号が上昇し、ＦＥＴ（Ｔ２２）のゲート電圧が上昇すると、第１の電流Ｉr1が減少し、電圧ＶSBが低下してＶSB＝ＶSAとなる。

また、電圧ＶSA＞ＶSBであれば、アンプＡＭＰ１の出力信号が下降し、電流Ｉr1が増加して電圧ＶSBが増加し、ＶSB＝ＶSAとなる。即ち、シャント抵抗Ｒsの電圧降下ＶSAと参照抵抗Ｒ２０の電圧降下ＶSBが常に等しくなるように、電流Ｉr1の大きさが制御される。

ここで、参照抵抗Ｒ２０には、第１の電流Ｉr1に加えて第２の電流Ｉr3も流れるが、後述するように、電流Ｉr3は変化速度が電流Ｉr1と比較して著しく遅いので、電圧ＶSBと、電圧ＶSAとが等しくなるように制御するのは、電流Ｉr1の変化によるものとなる。

第２の電流Ｉr3を生成する回路は、抵抗Ｒ２３の一端とＰＭＯＳのＦＥＴ（Ｔ２１）のソースを直列に接続し、ＦＥＴ（Ｔ２１）のゲートにアンプＡＭＰ２の出力端子を接続し、抵抗Ｒ２３の他端を制御回路電源ＶB1に接続した構成となっている。また、ＦＥＴ（Ｔ２１）のドレインは、点Ｐ１に接続されている。

アンプＡＭＰ２のマイナス側入力端子は、ＦＥＴ（Ｔ２１）のソースに接続され、プラス側入力端子には、基準電圧生成回路３より出力される基準電圧Ｖcが供給される。ＦＥＴ（Ｔ２１）のソース電圧をＶc3とすると、常にＶc3＝Ｖcが成立する。また、第２の電流Ｉr3は抵抗Ｒ２３を流れるので、その大きさはＩr3＝（ＶB1−Ｖc）／Ｒ２３となる。即ち、第２の電流Ｉr3は電位差（ＶB1−Ｖc）に比例する。

基準電圧生成回路３は、コンデンサＣ１と、このコンデンサＣ１を充放電する定電流源ＩＡ、及びＩＢと、定電流源ＩＢのオン、オフを制御するアンプＡＭＰ３とを有している。そして、コンデンサＣ１のプラス側は、制御回路電源ＶB1に接続され、マイナス側は定電流源ＩＡ，ＩＢからなる充放電回路に接続され、コンデンサＣ１のマイナス側端子電圧（点Ｐ３の電圧）が基準電圧Ｖcとなる。充放電回路の定電流源ＩＡは、常時電流を流している。また、定電流源ＩＢは定電流源ＩＡの２倍の大きさの電流を流し、アンプＡＭＰ３の出力信号がＬレベルのときにのみ通電し、Ｈレベルのときには遮断される。

アンプＡＭＰ３のマイナス側入力端子はコンデンサＣ１のマイナス端子、即ち基準電圧Ｖcとなる点Ｐ３に接続され、プラス側入力端子は第１の電流Ｉr1を生成する回路のＦＥＴ（Ｔ２２）のソース（電圧Ｖc2；点Ｐ４）に接続される。

そして、電圧Ｖc2＞Ｖcであれば、アンプＡＭＰ３の出力信号がＨレベルとなって、定電流源ＩＢは遮断され、コンデンサＣ１のマイナス側端子には電流ＩＡが流れ込んで電圧Ｖcは上昇する。また、電圧Ｖc2＜Ｖcであれば、アンプＡＭＰ３の出力信号がＬレベルとなり、電流ＩＢが流れ、コンデンサＣ１のマイナス側端子から（ＩＢ−ＩＡ）＝ＩＡの電流が引き出され、電圧Ｖcは低下する。

図２は、電圧Ｖc2と電圧Ｖcとの関係を示す特性図である。電圧Ｖc2は、駆動用モータＭ１に流れる電流ＩDの大きさにより変動し、更に駆動用モータＭ１の整流子作用で生じる電流変動に対応した変動成分（以下、脈動成分という）を含む。

整流子が１０セグメントで構成されている場合には、脈動成分の周期は１〜２［ｍsec］である。

図２（ａ）は、駆動用モータＭ１に流れる電流ＩDが安定しているときの電圧Ｖc2、アンプＡＭＰ３の出力信号レベル、電圧Ｖcの状態を示している。電圧Ｖc2が脈動成分により変化するのに対して、電圧Ｖcは殆ど変化しない。図１に示した回路では、コンデンサＣ１の容量を１［μＦ］、電流ＩＡを６［μＡ］に設定してあるので、電圧Ｖcの変化速度は６［ｍＶ／ｍsec］となる。

電圧Ｖc2の振幅は０．５〜数［ボルト］程度の値であるので、電圧Ｖc2と比較すると電圧Ｖcは殆ど変化しない。アンプＡＭＰ３の出力信号は、脈動周期に同期してＨレベル、Ｌレベルを繰り返し、コンデンサＣ１はそれにより充放電され、電圧Ｖcは電圧Ｖc2の変動幅の時間的平均値に収束する。

同図（ｂ）は、駆動用モータＭ１に流れる電流ＩDが増加した場合を示している。モータ電流ＩDが増加すると、参照電流Ｉrもまた増加する。第２の電流Ｉr3は、電圧Ｖcにより制御され、変化に対応することができないので、電流Ｉrの増加分は全て第１の電流Ｉr1に反映されることになる。

電流Ｉr1の増加により電圧Ｖc2が低下し、電圧Ｖcに対して電圧Ｖc2が相対的に低下する。その結果、充電期間が短くなり、放電期間が長くなる。ここで、充電はコンデンサＣ１のマイナス端子に定電流源ＩＡの電流が流れ込む状態で、放電は、流れ出す状態を言うものとする。これにより、基準電圧Ｖcは電圧Ｖc2に追随して低下する。

電圧Ｖcの追随速度６［ｍＶ／ｍsec］は、挟み込みが発生していないときの駆動モータＭ１の電流変動には追随することができるが、挟み込みが発生したときの急激な電流増加には追随することができない速度となっている。

図２（ｃ）は、モータ電流ＩDが減少したときの状態を示している。モータ電流の減少により電圧Ｖc2が電圧Ｖcに対して相対的に上昇し、アンプＡＭＰ３の出力信号がＨレベルとなる期間が相対的に長くなり、コンデンサＣ１が充電されて電圧Ｖcが上昇する。

ここで、注目するべき点は、モータ電流ＩDの変化分は、一旦全て第１の電流Ｉr1に反映され、その結果、電圧Ｖcに対して電圧Ｖc2の相対位置が変化し、その結果で、電圧Ｖcが動く（追随する）ことである。即ち、モータ電流ＩDの変化は、電圧Ｖcと電圧Ｖc2の相対位置の変化として確実に反映される。但し、その変化の保持時間は、電圧Ｖcの追随速度に依存する。電圧Ｖcはモータ電流ＩDの変化に対する基準の役目を果たすために都合の良い動作をするということが分かる。つまり、Ｖcは、Ｖc2の変化の基準値として用いることができるので、電流Ｉrの変化量を得ることができる。

図１に示す比較回路４は、コンパレータＣＭＰ１及び抵抗Ｒ２５から構成され、該コンパレータＣＭＰ１のプラス側入力端子は、抵抗Ｒ２４とＲ２７の接続点（点Ｐ２；電圧Ｖins）と接続され、マイナス側入力端子は、点Ｐ２（電圧Ｖc）と接続される。

ウインドガラスが障害物を挟み込むと、モータ電流ＩDが急激に増加する。その結果、第１の電流Ｉr1が増加する。挟み込み検知は、電流Ｉr1を電圧に変換して得られる比較対象信号Ｖins（点Ｐ２の電圧）と、基準電圧ＶcとをコンパレータＣＭＰ１で比較することにより成される。

挟み込みが発生しない通常のモータ駆動状態ではＶins＞Ｖcとなり、コンパレータＣＭＰ１の出力信号はＨレベルとなっている。

後述するように、挟み込みが発生してモータ電流ＩDが急激に増加すると、電圧Ｖinsが低下してＶins＜Ｖcとなり、コンパレータＣＭＰ１の出力信号がＬレベルとなり、ＦＥＴ（Ｔ１）がオン、オフ動作に入る。オン、オフ動作に入るときの電圧Ｖinsの増加量が挟み込み検知の閾値となり、これを記号Ｖjthで示す。

電圧Ｖjthは、挟み込みが発生する前の電圧Ｖinsと電圧Ｖcとの差、即ち、Ｖjth＝Ｖins−Ｖcである。

電流制限幅設定回路５は、互いにゲートが接続された２つのＦＥＴ（Ｔ１４），（Ｔ１５）と、ドレインが２つのＦＥＴ（Ｔ１４），（Ｔ１５）のゲートに接続され、且つソースがグランドに接続されたＦＥＴ（Ｔ２３）と、を備えている。

また、ＦＥＴ（Ｔ１５）のドレインは、抵抗Ｒ６４を介して制御回路電源ＶB1と接続され、ＦＥＴ（Ｔ１４）のドレインは、コンパレータＣＭＰ１のプラス側入力端子（つまり、点Ｐ２）に接続されている。

電流制限回路６は、コンパレータＣＭＰ３と、ＦＥＴ（Ｔ３１）〜（Ｔ３４）と、ノア回路ＮＯＲ１と、抵抗Ｒ３１，Ｒ３４〜Ｒ３７，Ｒ３３０とを備えている。

コンパレータＣＭＰ３のプラス側入力端子は、抵抗Ｒ３３０を介してＦＥＴ（Ｔ１）のドレインと接続され、マイナス側入力端子は、抵抗Ｒ３６を介してグランドに接続されている。また、このマイナス側入力端子は、抵抗Ｒ３５を介して制御回路電源ＶB1に接続され、且つ抵抗Ｒ３４を介してＦＥＴ（Ｔ３３）のドレインに接続されている。

ＦＥＴ（Ｔ３３）のゲートは、コンパレータＣＭＰ３の出力端子、カウンタ回路１１、ノア回路ＮＯＲ１の一方の入力端子に接続され、且つ、抵抗Ｒ３７を介して５ボルト電源に接続されている。また、ノア回路ＮＯＲ１の出力端子は、ＦＥＴ（Ｔ３４）のゲートに接続され、このＦＥＴ（Ｔ３４）のソースはグランドに接続され、ドレインは、ＦＥＴ（Ｔ３２）のゲート、ＦＥＴ（Ｔ３１）のゲートに接続される。また、ＦＥＴ（Ｔ３４）のドレインは、抵抗Ｒ３１を介して制御回路電源ＶB1に接続され、且つ、ＦＥＴ（Ｔ３１）のドレインに接続されている。

ＦＥＴ（Ｔ３２）のドレインはグランドに接続され、ソースは抵抗Ｒ３２を介してＦＥＴ（Ｔ１）のゲートに接続され、且つ、ＦＥＴ（Ｔ３１）のソースに接続されている。

ロジック回路７は、フリップフロップ回路１２と、カウンタ回路１１と、抵抗Ｒ２、及びアンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２を備えている。

次に、本実施形態に係るパワーウインド駆動装置１００の動作について説明する。パワーウインドの上昇（ＵＰ）、或いは下降（ＤＯＷＮ）スイッチ（図示省略）がオンとされると、この信号がアンド回路ＡＮＤ１或いはＡＮＤ２のいずれかに入力され、例えば上昇（ＵＰ）スイッチがオンとされた場合には、ＦＥＴ（Ｔ２）がオンとなる。これにより、リレー回路ＲＹ１が動作し、バッテリ電源ＶBの電圧が駆動用モータＭ１に印加され、駆動用モータＭ１がウインドガラスを上昇させる方向に回転駆動する。つまり、バッテリ電源ＶB，駆動用モータＭ１，ＦＥＴ（Ｔ１），シャント抵抗Ｒsの順に電流が流れて、モータＭ１が駆動する。

この際、シャント抵抗Ｒsの両端には、モータ電流に比例した大きさとなる電圧ＶSAが発生することになる。また、参照電流生成回路２のアンプＡＭＰ１の作用により、点Ｐ１の電圧ＶSBが電圧ＶSAと等しくなるように制御されるので、抵抗Ｒ２０を流れる電流Ｉrは、モータ電流ＩDに比例した大きさの電流値となる。

そして、点Ｐ４における電圧Ｖc2の時間的平均値と基準電圧Ｖc（点Ｐ３の電圧）は等しく、また、点Ｐ２における電圧Ｖinsは、電圧Ｖc2よりも抵抗Ｒ２７による電圧降下分だけ高い電圧となるので、挟み込みが発生していない通常の動作時においては、コンパレータＣＭＰ１の入力信号はプラス側が大きくなり、よって、この出力信号はＨレベルとなる。

これによりノア回路ＮＯＲ１の一方の入力端子にＨレベル信号が入力されることになり、該ノア回路ＮＯＲ１の出力信号は他方の入力信号（ＣＭＰ３の出力信号）に関わらずＬレベルとなり、ＦＥＴ（Ｔ３４）はオフとなり、ＦＥＴ（３２）はオフとなる。これにより、ＦＥＴ（Ｔ３１）のゲートは制御回路電源ＶB1のレベルとなるので、このＦＥＴ（Ｔ３１）のソースは、制御回路電源ＶB1よりもスレッショルド電圧分だけ低い電圧となる。この電圧により、ＦＥＴ（Ｔ１）がオンとなる。つまり、駆動用モータＭ１に電流が流れる。

ここで、ウインドガラスに挟み込みが発生して、駆動用モータＭ１に過電流が流れると、モータ電流ＩDが増加し、これに伴って、電流Ｉr1が増加する。すると、抵抗Ｒ２４における電圧降下が増大するので、点Ｐ２における電圧Ｖinsは、低下することになり、この電圧Ｖinsが基準電圧Ｖcを下回ると、コンパレータＣＭＰ１の出力信号がＨレベルからＬレベルに転じる。このとき、ＣＭＰ３の出力信号は「Ｌ」レベルである。

その結果、ノア回路ＮＯＲ１の出力信号はＨレベルとなり、ＦＥＴ（Ｔ３４）はオンとなり、ＦＥＴ（Ｔ３１），（Ｔ３２）のゲートが共にグランドレベルとなるので、ＦＥＴ（Ｔ３２）のソースは、グランドレベルよもスレッショルド電圧分だけ高い電圧となり、ＦＥＴ（Ｔ１）がオフとなる。つまり、駆動用モータＭ１に流れる電流が遮断される。なお、このときＦＥＴ（Ｔ２３）がオフとなるので、電流Ｉr2が流れ、電圧Ｖinsはより一層低下する。この動作については、後述する。

ＦＥＴ（Ｔ１）がオフとなると、該ＦＥＴ（Ｔ１）のドレイン側の電圧が上昇するので、コンパレータＣＭＰ３のプラス側入力端子の電圧が上昇し、該コンパレータＣＭＰ３の出力信号は、ＬレベルからＨレベルに転じる。すると、ノア回路ＮＯＲ１の出力がＬレベルとなり、ＦＥＴ（Ｔ１）がオンとなるので、再度モータ電流ＩDが流れる。この状態で未だ過電流が低減していない場合には、上記と同様の動作手順により、ＦＥＴ（Ｔ１）のオン、オフの動作が繰り返されることになる。そして、この繰り返しの回数は、カウンタ回路１１により計数され、繰り返し回数が所定回数（この例では８回）となった場合には、アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２の一方の入力端子にそれぞれＬレベル信号を出力することにより、アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２の出力信号を強制的にＬレベルとし、リレー回路ＲＹ１を停止させる。つまり、駆動用モータＭ１が停止する。

他方、繰り返し回数が８回となる前に過電流が収まり、定常電流となった場合には、そのまま駆動用モータＭ１の駆動が継続される。

そして、このような構成を有するパワーウインドの駆動装置１００において、電源ＶBと制御回路電源ＶB1との間にダイオードＤ１が設けられているので、作業者が誤って、この駆動装置に接続するバッテリ電源の極性を反対に接続した場合、即ち、プラス側とマイナス側を反対に接続した場合であっても、ダイオードＤ１が存在することにより、回路全体を保護することができる。

また、シャント抵抗ＲsがＦＥＴ（Ｔ１）とグランドとの間に設けられているので、モータ電流ＩDに比例した大きさの電流Ｉrを高精度に発生させることができるようになる。よって、モータ電流の増加を確実に検出することができ、高精度な挟み込みの検出ができるようになる。

次に、比較回路４における閾値電圧Ｖjth（＝Ｖins−Ｖc）の設定方法について説明する。

基準電圧Ｖcがモータ電流ＩDに追随しているときには、Ｖc2(Av)＝Ｖcである。但し、“Ｖc2(Av)”は、電圧Ｖc2の平均値を示す。また、他の変数と“(Av)”を組み合わせた場合においても同様に、その変数の平均値を示す。

いま、Ｖc＝Ｖc3（Ｒ２３マイナス側端子電圧）であるから、Ｖc2(Av)＝Ｖc3（Ｒ２３のマイナス側端子電圧）となる。従って、以下の（１）式が成立する。

Ｒ２３*Ｉr3＝ＶB1−Ｖc2(Av)＝（Ｒ２４＋Ｒ２７）*Ｉr1(Av)
Ｉr1(Av)＝Ｒ２３／（Ｒ２４＋Ｒ２７）*Ｉr3
＝Ｒ２３／（Ｒ２４＋Ｒ２７）*（Ｉr(Av)−Ｉr1(Av)）
よって、
Ｉr1(Av)＝Ｒ２３／（Ｒ２３＋Ｒ２４＋Ｒ２７）*Ｉr(Av)
＝ｂ*Ｉr(Av) ・・・（１）
但し、ｂ＝Ｒ２３／（Ｒ２３＋Ｒ２４＋Ｒ２７）
である。

上述のｂは一定であるので、（１）式より電流Ｉr1の平均値Ｉr1(Av)は参照電流Ｉrの平均値Ｉr(Av)に比例する。

図１では、Ｒ２３＝５．６［ＫΩ］、Ｒ２４＝１４［ＫΩ］、Ｒ２７＝８．５［ＫΩ］であるので、ｂ＝０．２となり、電流Ｉr1(Av)＝０．２*Ｉr1(Av)となる。また、Ｉr(Av)は、モータ電流ＩDの平均値に比例するので、Ｉr1(Av)は電流ＩDの平均値に比例することになる。

いま、モータ電流ＩDに脈動成分が存在しないものと仮定すると、閾値Ｖjthは、以下の（２）式で示すことができる。

Ｖjth＝Ｖins−Ｖc＝Ｒ２７*Ｉr1(Av) ・・・（２）
従って、閾値電圧Ｖjthはモータ電流ＩDに比例し、モータ電流ＩDが大きくなるにつれて大きくなり、一定値でないことが理解される。実際には、モータ電流ＩDには、脈動成分が含まれているので、以下にこれを考慮したときの閾値電圧Ｖjthを求める。

挟まれが発生したときに、電圧Ｖcは変動せず、電圧Ｖinsが低下して、Ｖcを下回ると電流制限動作に入る。電圧Ｖinsには脈動成分が含まれ、脈動成分のピーク値に対応する電圧Ｖinsが最初に電圧Ｖcを下回る。即ち、脈動成分が閾値Ｖjthに関係してくることがわかる。

モータ電流の脈動成分は整流子セグメントとブラシの相対位置の変化により、巻線構成が変化し、電機子抵抗値が変化することから生じる。

１０セグメント整流子付き２極ＤＣモータの場合を考えると、各セグメントに１個の線輪が対応しているから、ブラシが１個のセグメントにのみ接触しているときの巻線構成は、５線輪直列２並列となり、ブラシが２個のセグメントに接触しているときの巻線構成は４線輪直列２並列となる。それぞれの場合の巻線抵抗値（＝電機子抵抗値）をＲa5，Ｒa4とし、そのときのモータ電流値をＩD５，ＩD４とすると、以下の式が成立する。

Ｒa5＝５／４*Ｒa4
ＩD５（Min）＝４／５*ＩD４（Max）
但し、ＩD５（Min）はＩD５の最小値、ＩD４（Max）はＩD４の最大値を表す。

モータ電流ＩDの平均値ＩD(Av)＝｛ＩD５（Min）＋ＩD４（Max）｝／２
＝９／８*ＩD５（Min）
となり、
脈動成分の振幅＝ＩD４（Max）−ＩD５（Min）＝１／４*ＩD５（Min）
となる。即ち、脈動成分の振幅（Peak to Peak）は、モータ電流平均値ＩD(Av)に比例する。脈動電流成分が無いと仮定して求めた（２）式のＶjthがモータ電流平均値ＩD(Av)に比例したことは、モータ電流の大きさに関わらず、Ｖjthを適正に設定するための必要条件であることが判る。モータ電流平均値ＩD(Av)に対する脈動成分の振幅の比例定数をａとすると、
ａ＝｛１／４*ＩD５（Min）｝／｛９／８*ＩD５（Min）｝
＝２／９＝０．２２
である。但し、この比例定数ａは、巻線のインダクタンスの影響が無いとした場合のもので、モータ回転速度が速くなり、脈動周期が短くなって、巻線インダクタンスの影響が強くなると、ａは小さくなる。０．２２は、ａの最大値で、通常のモータではａ＝０．１〜０．１５である。

比例定数ａ、及びｂを用いてＶjthを表すと、以下の（３），（４）式のようになる。

Ｖjth ＝Ｖins−Ｖc＝（ＶB1−Ｖc）−（ＶB1−Ｖins）
＝（ＶB1−Ｖc2(Av)）−（ＶB1−Ｖins）
＝（Ｒ２４＋Ｒ２７）*Ｉr1(Av)−Ｒ２４*Ｉr1
＝（Ｒ２４＋Ｒ２７）*Ｉr1(Av)−Ｒ２４*（Ｉr1(Av)＋ａ／２*Ｉr(Av)）
＝Ｒ２７*Ｉr1(Av)−Ｒ２４*ａ／２*Ｉr(Av)
＝Ｒ２７*ｂ*Ｉr(Av)−Ｒ２４*ａ／２*Ｉr(Av)
＝（Ｒ２７*ｂ−Ｒ２４*ａ／２）*Ｉr(Av) ・・・（３）
ｂ＝Ｒ２３／（Ｒ２３＋Ｒ２４＋Ｒ２７）を上式に代入すると、
Ｖjth＝｛Ｒ２７*Ｒ２３／（Ｒ２３＋Ｒ２４＋Ｒ２７）−Ｒ２４*ａ／２｝
*Ｉr(Av) ・・・（４）
閾値電圧Ｖjthは、参照電流平均値Ｉr(Av)に比例し、従って、モータ電流ＩDの平均値ＩD(Av)に比例する。その比例定数は、Ｒ２３、Ｒ２４、Ｒ２７、ａに依存することが判る。本実施形態のパワーウインドの駆動装置１００では、閾値電圧Ｖjthがモータ脈動電流振幅に依存することを避けられないが、脈動振幅の大きさがモータ電流平均値に比例することを利用することにより、モータ電流平均値に比例したＶjthの設定が可能となる。

Ｖjthは、挟み込みが発生してから、モータが反転動作するまでの時間に影響し、Ｖjthが大きくなるにつれて、この時間が長くなり、その結果反転荷重（駆動用モータＭ１が停止、或いは反転するときの挟み込み荷重）が増大する。

反転荷重を小さくするには、Ｖjthを小さくする必要がある。その意味では、モータ電流平均値が増加するにつれて、Ｖjthが大きくなることは好ましくないように思われるが、モータ電流平均値が大きくなることは、モータ回転速度が低下することであるので、このとき、挟み込みが発生してから停止或いは反転するまでの時間が長くなっても、反転荷重は増加しない。従って、（４）式のように、Ｖjthをモータ電流平均値に比例させることは、脈動成分の影響を回避して、且つ、適切な反転荷重を確保するために、良い方法であることが判る。

（４）式の比例定数は、抵抗Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ２７の組み合わせで任意に設定することができる。図１に示す回路では、Ｒ２３＝５．６ＫΩ、Ｒ２４＝１４ＫΩ、Ｒ２７＝８．５ＫΩ、Ｒ２０＝３００Ω、Ｒs＝２０ｍΩであるから、
Ｖjth＝（１．７−７ａ）*Ｉr(Av)*１０^３
＝（０．１１３−０．４６７*ａ）*ＩD(Av)
となり、ＩD(Av)＝５Ａ、ａ＝０．１とすると、Ｖjth＝０．３３Ｖとなる。

こうして、所望の閾値電圧Ｖjth、ひいては、所望の反転荷重を設定することができるのである。

次に、電流制限動作時の電流制限幅設定手段５の動作について説明する。比較手段（ＣＭＰ１）が挟み込みを検知すると、電流制限動作に入る。電流制限動作は電流制御手段６で制御され、その構成及び動作はシャント抵抗Ｒsをバッテリ電源ＶBのプラス側に配置したときと同一とすることができる。それは、シャント抵抗Ｒsをバッテリ電源ＶBのプラス側に配置した場合も、モータ電流を制御する半導体素子は、バッテリ電源ＶBのマイナス端子側に接続されており、本実施形態の構成もシャント抵抗Ｒsが電流制御する半導体素子Ｔ１とバッテリ電源ＶBのマイナス端子間に介在するものの、シャント抵抗Ｒsの電圧降下は０．１〜０．６Ｖと小さいので、電流制御手段６及び半導体素子Ｔ１はシャント抵抗Ｒsをバッテリ電源ＶBのプラス側に配置したときと同一の構成、及び同一の動作のものを使用することができる。

次に、電流制限幅設定手段５の動作について説明する。電流制限幅設定手段５は、ＦＥＴ（Ｔ１４），（Ｔ１５），（Ｔ２３）と抵抗Ｒ６４からなり、図１では、半導体素子を何れもＮＭＯＳ素子で表示している。ＦＥＴ（Ｔ１４）、及び（Ｔ１５）は同一の特性のＮＭＯＳで、Ｔ１４のドレインは比較対象信号Ｖinsの点Ｐ２に接続され、Ｔ１４のゲートはＴ１５のゲート及びドレインに接続され、Ｔ１４及びＴ１５のソースは接地され、Ｔ２３のゲートはＣＭＰ１出力に接続され、ソースは接地される。

Ｔ１４とＴ１５でカレントミラー回路を構成し、ＣＭＰ１出力がＬレベルとなると、Ｔ２３がオフとなり、Ｔ１４のドレイン電流Ｉr2が点Ｐ２から引き出される。電流Ｉr2が第３の電流となり、その大きさは抵抗Ｒ６４とバッテリ電源ＶBの電圧に依存し、電圧ＶBが大きくなるにつれて大きくなる。

挟み込みが発生する前のＣＭＰ１の出力信号がＨレベルのときには、電流Ｉr2は流れない。挟み込みが発生し、ＣＭＰ１の出力信号がＬレベルとなると、オン／オフ動作が始まり、同時にＩr2が流れ始める。電流Ｉr2は、抵抗Ｒ２４を通してＩr1に重畳して流れるので、電圧ＶinsをＲ２４*Ｉr2だけ低下させる。このため、Ｖc＞Ｖins＋Ｒ２４*Ｉr2となり、ＣＭＰ１の出力信号は安定してＬレベルとなる。

ＦＥＴ（Ｔ１）のオン、オフ動作により、モータ電流が減少し、電流Ｉr1が減少し、減少量がＩr2を超えると、再びＶc＜Ｖinsとなる。これにより、ＣＭＰ１の出力信号はＨレベルとなり、Ｔ２３がオンとなり、電流Ｉr2が遮断される。このため、Ｖc＜Ｖins−Ｒ２４＊Ｉr2となり、ＣＭＰ１の出力信号は安定してＨレベルになり、ＮＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｔ１）が連続オンとなり、モータ電流が増加に転じる。これにより、電圧Ｖinsが低下し始める。

電流制限動作に入った以降、Ｖcはほとんど変化しないので、モータ電流はＶcに対応した値を上限とし、それより電流Ｉr2に対応した電流量だけ減少した値を下限とする範囲で、増減を繰り返すことになる。即ち、電流Ｉr2の大きさが電流制限幅を決める。更に、電流Ｉr2はＣＭＰ１入力に対してヒステリシス効果をもたらしている。

上述のように電流Ｉr2は挟み込みが発生するまでは流れない。即ち、Ｖcがモータ電流の変化に追随する制御にＩr2は関係しない。これは追随制御におけるばらつき要素を減らし、制御をシンプルにする効果があり、更に電流制限幅を追随制御と独立に設定することができるという効果がある。

パワーウインドの誤停止を防止することができるので、車両用のパワーウインドに用いる場合に、極めて有用である。

本発明の一実施形態に係るパワーウインドの駆動装置の構成を示す回路図である。 電圧Ｖｃと電圧Ｖc2との比較結果に伴うコンデンサＣ１の充電、放電を示すタイミングチャートである。 従来におけるパワーウインドの駆動装置の構成を示す回路図である。

符号の説明

１ モータ駆動回路
２ 参照電流生成回路
３ 基準電圧生成回路
４ 比較回路
５ 電流制限幅設定回路
６ 電流制限回路
７ ロジック回路
１１ カウンタ回路
１２ フリップフロップ回路
１００ パワーウインドの駆動装置

Claims (11)

1. 車両用バッテリの電源電圧をパワーウインドの駆動用モータに供給してパワーウインドを駆動させ、駆動用モータに電流増加が発生した際には、当該駆動用モータを停止、或いは反転させる制御回路を備えたパワーウインドの駆動装置において、前記制御回路は、
   参照抵抗（Ｒ２０）を備え、前記駆動用モータの駆動回路に設けられるシャント抵抗に生じる電圧を検出し、前記参照抵抗に生じる電圧が前記シャント抵抗に生じる電圧と略等しくなるように、当該参照抵抗に電流を流すことにより、前記駆動用モータに流れる電流に対応したレベルとなる参照電流（Ｉr）を生成すると共に、前記駆動用モータに流れる電流の変動値に対応したレベルとなる第１の電流（Ｉr1）を生成する回路と、前記参照電流と前記第１の電流との差分となる第２の電流（Ｉr3）を生成する回路と、を備えた参照電流生成手段と、
   前記第１の電流を電圧に変換し、これを第１の電圧（Ｖc2）とするとき、第１の電圧の時間的な平均値から生成される基準電圧（Ｖc）と、同様に前記第１の電流を電圧に変換した電圧で、前記第１の電圧（Ｖc2）より大きい電圧である比較対象信号（Ｖins）とを比較することにより、前記駆動用モータに過電流が流れているかどうかを判定する比較手段と、
   前記比較手段にて、前記駆動用モータに過電流が流れていると判定された際には、前記駆動用モータを停止、或いは反転させる手段と、を有し、
   前記シャント抵抗を前記駆動用モータとグランドとの間に介置し、且つ、前記電源電圧のプラス側と前記制御回路との間に、電源逆接続時保護用のダイオード（Ｄ１）を設けたことを特徴とするパワーウインドの駆動装置。
2. 前記参照電流生成手段は、前記第１の電流を生成する回路と、前記第２の電流を生成する回路とが並列接続されると共に、この並列接続回路が前記参照抵抗に接続され、前記第１の電流と、前記第２の電流が合流することにより、当該参照抵抗に前記参照電流が流れるようにし、
   前記第１の電流の大きさを制御することにより、前記シャント抵抗に生じる電圧と前記参照抵抗に生じる電圧とを等しくすることを特徴とする請求項１に記載のパワーウインドの駆動装置。
3. 前記第１の電流を生成する回路は、
   前記シャント抵抗に生じる電圧と前記参照抵抗に生じる電圧との差分を検出する第１の比較器（ＡＭＰ１）と、前記第１の比較器の出力信号に基づいて通電状態が制御される第１の半導体素子（Ｔ２２）と、前記第１の半導体素子の一端と電源との間に接続された第１の抵抗（Ｒ２４＋Ｒ２７）とを有し、
   前記第１の半導体素子の他端は前記参照抵抗と接続され、
   前記第１の半導体素子の動作により、前記第１の抵抗による電圧降下が前記第１の電流に比例するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のパワーウインドの駆動装置。
4. 前記基準電圧Ｖcは、前記第１の抵抗と前記第１の半導体素子の接続点の電圧（Ｖc2）を第１の電圧とするとき、第１の電圧の時間的な平均値として生成し、
   前記電源電圧（ＶB1）と前記基準電圧Ｖcとの差分に比例した大きさの電流により、前記第１の電流と加算して前記参照電流と等しくなる前記第２の電流とすることを特徴とする請求項３に記載のパワーウインドの駆動装置。
5. 前記第１の電圧（Ｖc2）から基準電圧（Ｖc）を生成する手段は、
   電源電圧と基準電圧（Ｖc）との間にコンデンサ（Ｃ１）を接続し、第１の電圧（Ｖc2）の方が基準電圧（Ｖc）よりも大きいときには、定電流で前記コンデンサ（Ｃ１）を放電して基準電圧（Ｖc）を上昇させ、第１の電圧（Ｖc2）の方が基準電圧（Ｖc）よりも小さい場合には、前記コンデンサ（Ｃ１）を定電流で充電することにより、基準電圧（Ｖc）が第１の電圧（Ｖc2）の時間的な平均値に収束するようにしたことを特徴とする請求項４に記載のパワーウインドの駆動装置。
6. 前記第２の電流生成回路は、
   第２の半導体素子（Ｔ２１）と第２の抵抗（Ｒ２３）との直列接続回路を有し、この直列接続回路の第２の抵抗側の端子は電源に接続され、第２の半導体素子側の端子は、前記参照抵抗に接続され、第２の半導体素子と第２の抵抗との接続点の電圧（Ｖc3）を、前記基準電圧と比較する第２の比較器（ＡＭＰ２）を備え、
   前記第２の比較器の出力信号により、前記第２の半導体素子の通電状態を制御することにより、前記接続点の電圧（Ｖc3）が前記基準電圧（Ｖc）と一致するように制御することを特徴とする請求項４に記載のパワーウインドの駆動装置。
7. 前記第１の抵抗は、第３の抵抗（Ｒ２４）と、第４の抵抗（Ｒ２７）から構成され、前記第３の抵抗と第４の抵抗との結合点の電圧を比較対象信号（Ｖins）とし、
   前記比較対象信号と基準電圧を比較する第３の比較器（ＣＭＰ１）を備え、この第３の比較器により、前記比較対象信号の方が大きい判定された際には、モータ電流通電用の第３の半導体素子（Ｔ１）をオンとし、比較対象信号の方が小さいと判定された際には、第３の半導体素子をオン、オフ動作させることにより、前記駆動用モータに流れる電流を一定範囲内に制限することを特徴とする請求項３に記載のパワーウインドの駆動装置。
8. 前記第３の抵抗と第４の抵抗との接続点から第３の電流を引き出す電流制限幅設定手段を備え、
   前記駆動用モータに流れる電流を一定範囲に制限するときの電流値は、前記接続点から第３の電流を引き出し、この第３の電流に比例させることを特徴とする請求項７に記載のパワーウインドの駆動装置。
9. 前記第３の電流の大きさを前記電源電圧の大きさに依存させ、電源電圧が高くなるにつれて、前記第３の電流が大きくなるように設定したことを特徴とする請求項８に記載のパワーウインドの駆動装置。
10. 前記駆動用モータに過電流が流れた際に、当該駆動モータを停止、或いは反転させる際の閾値電圧を、前記駆動用モータに流れる電流に比例させ、該閾値電圧の大きさを、第２の抵抗（Ｒ２３）、第３の抵抗（Ｒ２４）、及び第４の抵抗（Ｒ２７）の抵抗比で設定することを特徴とする請求項７に記載のパワーウインドの駆動装置。
11. 前記第３の電流の大きさは、モータの整流子作用により、モータ電流が脈動し、これに起因して前記第１の電流が脈動するとき、前記第１の電流の脈動振幅を超えない大きさに設定することを特徴とする請求項８に記載のパワーウインドの駆動装置。

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