WO2016072089A1 - 光飛行型測距装置およびその方法 - Google Patents

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WO2016072089A1
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distance measuring
measuring device
optical flight
type distance
light
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PCT/JP2015/005511
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利明 長井
柳井　謙一
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株式会社デンソー
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    • G01S17/894—3D imaging with simultaneous measurement of time-of-flight at a 2D array of receiver pixels, e.g. time-of-flight cameras or flash lidar

Definitions

  • the present disclosure emits modulated light modulated in a pattern having a repetitive period in space, receives incident light including reflected light reflected by the object, and distributes and accumulates charges in a plurality of storage capacitors.
  • the present invention relates to an optical flight-type distance measuring device that calculates a distance from its own device to an object using a sampled value and a method thereof.
  • a time-of-flight (TOF) distance measuring device As a device that calculates the distance from its own device to the object in a non-contact manner, a time-of-flight (TOF) distance measuring device is provided.
  • the optical flight-type distance measuring device emits modulated light (ranging light) modulated in a pattern having a repetition period into a space, and receives incident light including reflected light reflected by the object. Then, the optical flight type distance measuring device distributes and accumulates charges corresponding to the received incident light to a plurality of storage capacitors, and calculates the distance from the own device to the object using the sampled values (for example, Patent Documents). 1 to 4).
  • the optical flight type distance measuring device it is required to reduce the distance error.
  • a method of reducing the distance error there are a method of suppressing a phase angle error, that is, a method of increasing a signal-to-noise ratio (SNR) and a method of increasing a modulation frequency.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • the SNR is increased by increasing the light emission power to increase the signal component, using an optical filter to reduce the noise component, or increasing the number of integrations.
  • a conventional technique for increasing the light emission power a technique for emitting light in a burst mode is disclosed (for example, see Non-Patent Document 1).
  • the present disclosure has been made in view of the above-described circumstances, and its purpose is to appropriately reduce the distance error without increasing the light emission power, using an optical filter, increasing the number of integrations, or increasing the modulation frequency. It is an object of the present invention to provide an optical flight-type distance measuring device and a method thereof.
  • the first aspect of the present disclosure is a flight-type distance measuring device that calculates a distance to an object.
  • the light emitting element emits modulated light modulated in a pattern having a repetition period into space.
  • the driving unit drives the light emitting element.
  • the light receiving element distributes and accumulates charges corresponding to incident light including reflected light, which is reflected from the object by the modulated light, to a plurality of storage capacitors.
  • the control unit controls exposure of the light receiving element.
  • the signal processing unit calculates the distance to the object using the value sampled by the light receiving element. In this case, the control unit controls exposure of the light receiving element so as to be sensitive to at least one higher-order harmonic.
  • the signal processing unit linearly combines the fundamental wave component and at least one higher-order harmonic component, and calculates the distance to the object.
  • the fundamental component and at least one higher-order harmonic component are linearly combined.
  • the distance error can be appropriately reduced as compared with the case of calculating the distance only from the wave component.
  • it is not necessary to increase the light emission power to increase the signal component it is not necessary to use an optical filter to reduce the noise component, it is not necessary to increase the number of integrations, and it is not necessary to increase the modulation frequency. That is, the distance error can be appropriately reduced without increasing the light emission power, using an optical filter, increasing the number of integrations, or increasing the modulation frequency.
  • the second aspect of the present disclosure is an optical flight type distance measuring method for calculating a distance to an object.
  • modulated light modulated with a pattern having a repetition period is emitted from a light emitting element into space, and exposure of the light receiving element is controlled so as to be sensitive to at least one higher-order harmonic,
  • the electric charge corresponding to the incident light including the reflected light reflected by the object is distributed and stored in the plurality of storage capacitors of the light receiving element.
  • the fundamental wave component sampled by the light receiving element and at least one higher-order harmonic component are linearly combined to calculate the distance to the object.
  • the distance error can be appropriately reduced as compared with the case where the distance is calculated only from the fundamental wave component by adding the higher-order harmonic component.
  • it is not necessary to increase the light emission power to increase the signal component it is not necessary to use an optical filter to reduce the noise component, it is not necessary to increase the number of integrations, and it is not necessary to increase the modulation frequency. That is, the distance error can be appropriately reduced without increasing the light emission power, using an optical filter, increasing the number of integrations, or increasing the modulation frequency.
  • FIG. 1 shows the structure of a light receiving element (2 capacity
  • the optical flight type distance measuring device 1 includes a signal source 2, a drive circuit 3 (drive unit), a light emitting element 4, a control circuit 5 (control unit), a light receiving element 6, and a CM (common mode) component removal circuit. 7, buffers 8 a and 8 b, a difference detection circuit 9, an AD conversion circuit 10, and a digital signal processing circuit 11 (signal processing unit).
  • the signal source 2 establishes synchronization between the light emitting element 4 and the light receiving element 6 by outputting a drive signal to the drive circuit 3 and the control circuit 5, and synchronizes with the modulated light emitted from the light emitting element 4.
  • the exposure of the light receiving element 6 is controlled.
  • the drive signal output from the signal source 2 may be a rectangular pulse (usually several to several tens of MHz) for driving the light emitting element 4 and the light receiving element 6, or may be only a synchronization pulse.
  • the light emitting element 4 is, for example, an LD (Laser Diode) or LED (Light Emitting Diode) that emits infrared light as modulated light.
  • the light receiving element 6 is an image sensor using, for example, a process of CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) or CCD (Charge Coupled Device).
  • the light receiving element 6 includes a PD (Photodiode) 12, two modulation switches 13a and 13b, and two storage capacitors 14a and 14b.
  • the two modulation switches 13a and 13b are, for example, MOS type devices such as MOS transistors and transfer gates, CCD structure devices, and the like.
  • the two storage capacitors 14a and 14b are, for example, capacitive elements such as MOS, CCD, and MIM (Metal Insulator Metal), wiring, and parasitic capacitance of a PN junction.
  • the light receiving element 6 drives the modulation switches 13a and 13b with control signals (gate signals) TG1 and TG2, distributes photoelectrons generated by the received incident light to the storage capacitors 14a and 14b, and indicates a charge amount of the distributed photoelectrons. Is output to the CM component removal circuit 7. Since the control signals TG1 and TG2 are signals synchronized with the modulated light, the charge amount of the photoelectrons distributed to the storage capacitors 14a and 14b changes according to the distance from the device to the object. In FIG. 2, two storage capacitors 14a and 14b are illustrated, but three or more storage capacitors may be provided.
  • the CM component removal circuit 7 avoids saturation by using the pixel configuration when there is background light at a level that cannot be ignored with respect to the emitted modulated light.
  • various techniques have been disclosed in the prior literature. For example, it is disclosed in US Pat. No. 6,919,549 B2, German Patent No. 102005056774A1, European 1622,200A1, etc.
  • the difference detection circuit 9 detects a difference between signals input from the CM component removal circuit 7 via the buffers 8a and 8b, and outputs a signal corresponding to the detected difference to the AD conversion circuit 10.
  • the buffers 8a and 8b are realized by, for example, a source follower circuit because of their simplicity.
  • the difference detection circuit 9 is realized by a differential amplifier, for example.
  • the AD conversion circuit 10 converts the signal input from the difference detection circuit 9 from an analog signal to a digital signal and outputs the signal to the digital signal processing circuit 11.
  • the digital signal processing circuit 11 performs digital signal processing on the signal input from the AD conversion circuit 10 to calculate the amount of charge of photoelectrons distributed to the storage capacitors 14a and 14b, and calculates the distance from the own device to the object. (Measure distance).
  • FIG. 3 shows a sequence (modulation cycle: Tm, exposure period: Tw) when the light receiving element 6 is driven in four phases with the duty of the light emission waveform being 50%.
  • the waveform of the modulated light emitted from the light emitting element 4 (light emission waveform 110) is modulated with a rectangular wave synchronized with the control signals TG1 and TG2.
  • FIG. 3 illustrates the case of modulation with a rectangular wave, it may be modulated with a waveform such as a sine wave, a triangular wave, or a pseudo-random sequence.
  • the waveform of the reflected light reflected from the object (reflected waveform 120) with respect to the modulated light has a time difference with respect to the light emission waveform 110, so that the waveform is delayed by the phase difference ⁇ with respect to the light emission waveform 110.
  • the control signals TG1 and TG2 are driven by rectangular waves having different phases by 180 degrees.
  • the digital signal processing circuit 11 repeats the sequence driven by the control signals TG1-1 and TG2-1 (drive waveforms 111 and 121) for several tens to hundreds of thousands of cycles, and then generates the generated photocharges Q1 and Q2. Information (voltage value obtained by charge-voltage conversion) is acquired.
  • the digital signal processing circuit 11 repeats the sequence driven by the control signals TG1-2 and TG2-2 (drive waveforms 112 and 122) in the same manner for several tens to hundreds of thousands of times, and then generates the generated photocharges.
  • Information on Q3 and Q4 is acquired.
  • the digital signal processing circuit 11 calculates an estimated value ⁇ (hereinafter referred to as a phase difference ⁇ ) of the phase difference ⁇ from the acquired Q1 to Q4 using a discrete Fourier transform (DFT: Discrete Fourier Transform). Calculate according to 1).
  • DFT discrete Fourier transform
  • the calculation formula (1) is a calculation formula of the phase difference based on the above four samplings, but the phase difference ⁇ can be calculated by the following calculation formula (2) also for a general N phase.
  • FIG. 4 shows a differential output sequence.
  • the difference detection circuit 9 repeats a combination of the control signals TG1 and TG2, for example, the control signals TG1-1 (drive waveform 111) and TG2-1 (drive waveform 121) several tens to several hundreds of thousands of times to obtain a digital value D1 (201). Is generated.
  • the difference detection circuit 9 generates a digital value D2 (202) from the control signals TG1-2 (drive waveform 112) and TG2-2 (drive waveform 122), and controls the signal TG1-3 (drive waveform 113).
  • the difference detection circuit 9 outputs the digital values D1 to D4 as values obtained by removing the DC component.
  • “1” first state
  • TG1 is “H” and TG2 is “L”
  • the control signal TG1 is “L” and TG2
  • “ ⁇ 1” second state
  • the state of the control signals TG1 and TG2 is uniquely determined depending on whether the value of the waveform of Dx is “1” or “ ⁇ 1”. Since Dx is a signal indicating the difference between the two storage capacitors 14a and 14b as described above, the AD conversion circuit 10 outputs a signal on which an operation corresponding to the numerator or denominator of the above-described arithmetic expression (1) is performed. Output.
  • FIG. 5 shows a waveform when the duty of the light emission waveform is shortened without increasing the peak value from the light emission waveform (311) with a duty of 50%.
  • the duty of the light emission waveform (311) is 50%
  • the duty of the light emission waveform (301) is 25%. Since the peak value is not increased from the light emission waveform 311, the light emission power can be reduced as compared with the light emission waveform 311 when light is emitted with a duty of 25%. That is, by reducing the duty from 50% to 25%, the light emission power can be reduced to about half.
  • FIG. 6 shows the dependence of each coefficient on the Fourier series expansion in this case.
  • the energy (amplitude value) of the fundamental wave component (primary component) gradually decreases, and the energy of the second harmonic component (secondary component) is “0” when the duty is 50%.
  • the energy of the third-order harmonic component (third-order component) gradually increases. In other words, if high-order harmonic components can be effectively used for distance measurement, energy efficiency can be increased.
  • FIG. 7 shows a waveform when the duty of the light emission waveform is shortened by increasing the peak value from the light emission waveform (311) of 50%.
  • the duty of the light emission waveform (302) is 25%.
  • the peak value is increased approximately twice from the light emission waveform (311). Therefore, even when the light is emitted with the duty set to 25%, the light emission power is equivalent to the conventional one.
  • FIG. 8 shows the dependency of each coefficient on the Fourier series expansion in this case.
  • the energy of the DC component is constant (invariable), but the energy of the AC component gradually increases. That is, even if the peak value is increased by shortening the duty of the light emission waveform, if not only the fundamental wave component but also the higher-order harmonic component can be effectively used for distance measurement, the energy efficiency can be improved. Can be increased.
  • the control signals TG1 and TG2 for distributing the photoelectrons to the storage capacitors 14a and 14b in the light receiving element 6 are increased in the sensitivity of high-order harmonics. Change as follows. Specifically, as shown in FIG. 9, a non-integration period (a period in which the signal is discarded without being integrated) is inserted in the differential output sequence. FIG. 9 illustrates the case where the sensitivity of the second harmonic (401) is increased. In addition to “1” and “ ⁇ 1”, “0” (third state) which is a non-integration period is defined. (Insert) digital value (402) including “1”, “ ⁇ 1”, “0”.
  • FIG. 10 is an example of a sequence for defining “0” in this way, and is a sequence for driving in 8 phases by providing a non-integration period when the duty of the light emission waveform is 25%. More specifically, the drive waveform is defined as a period “1” from 0 to ⁇ / 2, a period “0” from ⁇ / 2 to 3 ⁇ / 2, and a period “ ⁇ 1” from 3 ⁇ / 2 to 2 ⁇ . .
  • first to third methods there are the following first to third methods, for example.
  • a period in which the modulation switches 13a and 13b are simultaneously turned on that is, a period in which both TG1 and TG2 are “H” is provided to realize “0”.
  • the charges generated in the PD 12 during the period when both TG1 and TG2 are “H” are divided into Qa and Qb and accumulated in the storage capacitors 14a and 14b, and Qa and Qb have the same value. Therefore, this component is canceled by the CM component removal circuit 7 and the difference detection circuit 9, and as a result, the AD conversion circuit 10 outputs “0”.
  • a discard switch 13c is provided separately from the modulation switches 13a and 13b, and the period in which the modulation switches 13a and 13b are turned off simultaneously and another discard switch 13c is turned on, that is, TG1.
  • TG2 is set to “L”
  • TG3 is set to “H” to provide “0”.
  • the charge generated in the PD 12 during the period when both TG1 and TG2 are “L” and TG3 is “H” is discarded to a fixed potential (for example, VDD).
  • the third method as shown in FIG. 13, one of Qa and Qb is discarded, and the two samples are integrated to realize “0”. That is, the period for discarding the charges accumulated during the period when TG2 is “H” and the period for discarding the charges accumulated during the period when TG1 is “H” are integrated.
  • the first method described above it is necessary to provide a period in which both TG1 and TG2 are “H”.
  • the second method it is necessary to provide a period in which both TG1 and TG2 are “L”.
  • the method 3 does not need to provide such a period, and it is sufficient to perform control to invert TG1 and TG2, and there is an advantage that simple control is sufficient.
  • the digital signal processing circuit 11 has a configuration shown in FIG.
  • the digital signal processing circuit 11 includes a fundamental FFT (Fast Fourier Transform) processing circuit 21, a second harmonic FFT processing circuit 22, a third harmonic FFT processing circuit 23, a duty detection circuit 24, and a division circuit 25.
  • a fundamental FFT Fast Fourier Transform
  • a second harmonic FFT processing circuit 22
  • a third harmonic FFT processing circuit 23
  • a duty detection circuit 24 a division circuit 25.
  • 26, an aliasing correction circuit 27 gain variable circuits 28 to 30, and an adder circuit 31.
  • the fundamental wave FFT processing circuit 21 outputs the phase angle standard deviation ⁇ 1 of the fundamental wave to the gain variable circuit 28.
  • the second harmonic FFT processing circuit 22 outputs the phase angle standard deviation ⁇ 2 of the second harmonic to the division circuit 25.
  • the third harmonic FFT processing circuit 23 outputs the phase angle standard deviation ⁇ 3 of the third harmonic to the division circuit 26.
  • the duty detection circuit 24 detects the duty of the light emission waveform and outputs the detection result to the gain variable circuits 28 to 30.
  • the division circuit 25 outputs a value ⁇ 2 ′ that is 1 ⁇ 2 (fixed gain) to the aliasing correction circuit 27.
  • the division circuit 26 When the division circuit 26 inputs the phase angle standard deviation ⁇ 3 from the third harmonic FFT processing circuit 23, the division circuit 26 outputs a value ⁇ 3 ′ of 1/3 (fixed gain) to the aliasing correction circuit 27.
  • the aliasing correction circuit 27 performs aliasing correction and outputs it to the gain variable circuits 29 and 30.
  • the gain variable circuits 28 to 30 have coefficients (A1) for the phase angle standard deviation ⁇ 1 of the fundamental wave, the phase angle standard deviation ⁇ 2 ′ of the second harmonic, and the phase angle standard deviation ⁇ 3 ′ of the third harmonic, respectively. ... A3) are multiplied and weighted and output to the adder circuit 31.
  • the adding circuit 31 adds the phase angle standard deviation ⁇ 1 of the fundamental wave, the phase angle standard deviation ⁇ 2 ′ of the second harmonic, and the phase angle standard deviation ⁇ 3 ′ of the third harmonic weighted by the respective coefficients.
  • the phase angle standard deviation ⁇ is calculated and output.
  • the digital signal processing circuit 11 calculates a distance measurement value d1 from the fundamental wave by the following arithmetic expression.
  • d 1 (1/2) (c / f m ) ( ⁇ 1 / 2 ⁇ ) (5)
  • the digital signal processing circuit 11 is calculated by the following calculation equation distance value d 2 from the second harmonic.
  • the digital signal processing circuit 11 uses A 1 and A 2 as coefficients, performs weighted addition on the distance values d 1 and d 2 , and calculates the distance value d by the following arithmetic expression.
  • fm does not change during the distance measurement period of the present disclosure, it is defined as a phase angle ⁇ obtained by adding A 1 ⁇ 1 + A 2 ⁇ 2 ′, and this is compared with a comparative example.
  • the performance of the optical flight rangefinder 1 to which the disclosure is applied can be quantitatively evaluated.
  • a 1 and A 2 are determined so that, for example, the phase angle standard deviation ⁇ is minimized.
  • the transfer gain of the system is known for each of the fundamental wave and the second harmonic, it is possible to calculate how the error is transmitted to ⁇ 1 and ⁇ 2 ′ when noise is multiplied on the sample value. Is possible. Therefore, if the ratio of these transfer gains is known, appropriate A 1 and A 2 can be calculated.
  • the ratio of the transfer gain is a function of the light emission waveform (duty ratio), the drive waveform of the light receiving element 6, and the number of phases. When the driving method of the light receiving element 6 is not changed, it is a function of the duty ratio.
  • FIG. 15 is a simulation result of the phase angle standard deviation ⁇ in a sequence of driving with 8 phases when the duty of the light emission waveform is 25% and the peak value is double that of the comparative example.
  • the duty of the light emission waveform is 50% and the sequence is driven in four phases as a comparative example
  • the peak value is doubled under the condition that the light emission power is constant without changing the duty and the number of phases from the comparative example
  • the signal component Is doubled and the noise component is doubled. Therefore, although the improvement range of the distance error from the comparative example is 3 dB, the improvement range of the distance error from the comparative example in the present disclosure is about 4.7 dB, which is an improvement of the distance error from the comparative example.
  • the width is excellent by about 1.7 dB.
  • FIG. 16 shows a simulation result of the phase angle standard deviation ⁇ in a sequence in which the duty of the light emission waveform is 25% and the peak value is not changed from the conventional one and driven in 8 phases.
  • the emission power is suppressed to about half that of the comparative example, the degradation of the distance error from the comparative example is suppressed to about 1 dB.
  • the phase angle standard when the emission power is the same and the duty, peak value, number of phases, drive waveform (digital value), and integration period of the emission waveform are changed. It is a simulation result of deviation ⁇ . It can be seen that the distance error can be reduced even when the emission power is the same by providing a non-integration period (with “0”) and performing weighted addition on the fundamental wave and higher harmonics as in the present disclosure. That is, it can be seen from the comparative example that the distance error can be reduced without increasing the light emission power.
  • the exposure period of the light receiving element 6 is relatively set so that the number of samplings whose time axis coincides with the integration period is relatively large.
  • the distance error can be reduced. That is, in the illustration of FIG. 22, the distance error can be reduced by setting the digital values D1 to D4 to short exposure and the digital values D5 to D8 to long exposure.
  • the exposure period of the light receiving unit 6 is relatively shortened so that the number of samplings in which the integration period and the time axis coincide is relatively small.
  • saturation can be prevented. That is, in the illustration of FIG. 23, saturation can be prevented by setting the digital values D1 to D4 to short exposure and the digital values D5 to D8 to long exposure.
  • the optical flight type distance measuring device 1 and the flight type distance measuring method according to this embodiment the following operational effects can be obtained.
  • the duty of the light emission waveform when the duty of the light emission waveform is made shorter than 50%, the phenomenon that the energy of higher harmonic components increases as the duty becomes shorter is used, and the duty of the light emission waveform is made 50%.
  • the exposure of the light receiving element 6 is controlled so as to be sensitive to a predetermined high-order harmonic, and the fundamental wave component and the high-order harmonic component are linearly combined. As a result, the distance error can be appropriately reduced as compared with the case where the distance is calculated only from the fundamental wave component by adding the higher-order harmonic component.
  • the distance error can be appropriately reduced without increasing the light emission power, using an optical filter, increasing the number of integrations, or increasing the modulation frequency.
  • the distance error can be reduced while making the emission power equal to the conventional one. Further, the distance accuracy equivalent to the conventional one can be maintained without increasing the peak value only by shortening the duty of the light emission waveform to less than 50%. Further, among the values sampled by the light receiving element 6, a value that matches (overlaps) the integration period and the time axis is made valid, and a value that does not match the integration period and the time axis is made invalid, thereby reducing the distance error. can do. Furthermore, when the distance from the device to the object is relatively long, the distance error can be reduced by controlling the exposure period of the light receiving element 6 to be relatively long so that the number of samplings is relatively large. it can. On the contrary, when the distance from the apparatus to the target is relatively short, saturation is prevented by controlling the exposure period of the light receiving unit 6 to be relatively short so that the number of samplings is relatively small. be able to.
  • the energy of at least one higher-order harmonic is increased by making the duty of the light emission waveform smaller than 50%.
  • the duty of the light emission waveform does not necessarily need to be less than 50%.
  • the duty is larger than 50% due to the convenience of a circuit for driving the light emitting element.
  • the duty is greater than 50%, the absolute value of the high-order harmonic component is greater than zero.
  • the high-order harmonics are effectively utilized by controlling the light receiving element so as to be sensitive to the high-order harmonics described above. be able to.
  • the duty when a secondary component is used as a high-order harmonic, if the duty is set to 75%, the secondary component can be effectively used to the maximum extent.
  • the flight type distance measuring device and the optical flight type distance measuring method of the present disclosure may be used for applications other than vehicles.
  • the duty of the light emission waveform is exemplified as 25% or 17%, but may be shortened to other values.
  • the peak value of the light emission waveform is exemplified to be doubled, but may be increased to other multiples.

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Abstract

　光飛行型測距装置（１）は、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光する発光素子（４）と、発光素子を駆動する駆動部（３）と、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量（１４ａ，１４ｂ）に振り分けて蓄積する受光素子（６）と、受光素子の露光を制御する制御部（５）と、受光素子によりサンプリングされた値を用いて対象物までの距離を計算する信号処理部（１１）とを備える。少なくとも１つの高次高調波に感度を有するように受光素子（６）の露光を制御し、基本波の成分と高次高調波の成分とを線形結合して対象物までの距離を計算する。高次高調波の成分を加味する分、基本波の成分のみから距離を計算する場合よりも距離誤差を適切に低減できる。

Description

光飛行型測距装置およびその方法 関連出願の相互参照
　本出願は、当該開示内容が参照によって本出願に組み込まれた、２０１４年１１月６日に出願された日本特許出願２０１４－２２６０６９号を基にしている。
　本開示は、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光し、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光を受光して電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積し、サンプリングした値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する光飛行型測距装置およびその方法に関する。
　自装置から対象物までの距離を非接触で計算する装置として、光飛行（ＴＯＦ：Time of Flight）型測距装置が供されている。光飛行型測距装置は、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光（測距光）を空間に発光し、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光を受光する。そして、光飛行型測距装置は、受光した入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積し、サンプリングした値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する（例えば特許文献１～４参照）。
　光飛行型測距装置においては、距離誤差を低減することが求められている。距離誤差を低減する方法としては、位相角誤差を抑える、即ち信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise Ratio）を高める方法や、変調周波数を高める方法がある。ＳＮＲを高める方法では、信号成分を増やすために発光パワーを高めたり、ノイズ成分を減らすために光学フィルタを用いたり、積分回数を増やしたりすることでＳＮＲを高める。発光パワーを高める従来技術として、バーストモードで発光を行う技術が開示されている（例えば非特許文献１参照）。
特許第５５７９８９３号公報 特開２０１０－９６７３０号公報 特許第５５８５９０３号公報 特開２０１０－２５９０６号公報
Moller, T., Kraft, H., Frey, J., Albrecht, M., and Lange, R., 2005. Robust 3D Measurement with PMD Sensors. In Proceedings of the 1st Range Imaging Research Day at ETH Zurich.
　しかしながら、発光パワーを高める方法では、消費電力とそれに伴う発熱が留意される。光学フィルタを用いる方法では、発光側の波長幅よりも狭くすることができない。積分回数を増やす方法では、フレームレートが低下する。変調周波数を高める方法では、周波数を高くするほど位相回り（エイリアシング）が発生する距離が短くなるので、複数回の露光を行わないと長い距離を測定することができない。
　本開示は、上記した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、発光パワーを高めたり光学フィルタを用いたり積分回数を増やしたり変調周波数を高めたりすることなく、距離誤差を適切に低減することができる光飛行型測距装置およびその方法を提供することにある。
　本開示の第１の態様は、対象物までの距離を計算する飛行型測距装置である。この飛行型測距装置では、発光素子は、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光する。駆動部は、発光素子を駆動する。受光素子は、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積する。制御部は、受光素子の露光を制御する。信号処理部は、受光素子によりサンプリングされた値を用いて対象物までの距離を計算する。この場合、制御部は、少なくとも１つの高次高調波に感度を有するように受光素子の露光を制御する。信号処理部は、基本波の成分と少なくとも１つの高次高調波の成分とを線形結合し、対象物までの距離を計算する。
　第１の態様では、対象物までの距離を計算する際に、基本波の成分と少なくとも１つの高次高調波の成分とを線形結合するため、高次高調波の成分を加味する分、基本波の成分のみから距離を計算する場合よりも距離誤差を適切に低減することができる。この場合、信号成分を増やすために発光パワーを高める必要はなく、ノイズ成分を減らすために光学フィルタを用いる必要はなく、積分回数を増やす必要はなく、変調周波数を高める必要はない。即ち、発光パワーを高めたり光学フィルタを用いたり積分回数を増やしたり変調周波数を高めたりすることなく、距離誤差を適切に低減することができる。
　本開示の第２の態様は、対象物までの距離を計算する光飛行型測距方法である。この飛行型測距方法では、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を発光素子から空間に発光し、少なくとも１つの高次高調波に感度を有するように受光素子の露光を制御して、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を前記受光素子の複数の蓄積容量に振り分けて蓄積する。そして、受光素子によりサンプリングされた基本波の成分と少なくとも１つの高次高調波の成分とを線形結合して、対象物までの距離を計算する。
　第２の態様では、上記第１の態様と同様に、対象物までの距離を計算する際に、基本波の成分と少なくとも１つの高次高調波の成分とを線形結合する。そのため、高次高調波の成分を加味する分、基本波の成分のみから距離を計算する場合よりも距離誤差を適切に低減することができる。この場合、信号成分を増やすために発光パワーを高める必要はなく、ノイズ成分を減らすために光学フィルタを用いる必要はなく、積分回数を増やす必要はなく、変調周波数を高める必要はない。即ち、発光パワーを高めたり光学フィルタを用いたり積分回数を増やしたり変調周波数を高めたりすることなく、距離誤差を適切に低減することができる。
本開示の一実施形態を示す機能ブロック図 受光素子（２容量構成）の構成を示す図 ４位相のシーケンスを示す図 差動出力のシーケンスを示す図 発光波形を示す図（その１） フーリエ級数展開とデューティーとの関係を示す図（その１） 発光波形を示す図（その２） フーリエ級数展開とデューティーとの関係を示す図（その２） ２次高調波の波形及び非積分期間を示す図 発光波形のデューティーを２５％としたときの８位相のシーケンスを示す図（その１） 「０」を実現する構成及びシーケンスを示す図（その１） 「０」を実現する構成及びシーケンスを示す図（その２） 「０」を実現する構成及びシーケンスを示す図（その３） デジタル信号処理回路の構成を示す図 位相角標準偏差の比較を示す図（その１） 位相角標準偏差の比較を示す図（その２） 位相角標準偏差の比較を示す図（その３） 条件を示す図 発光波形のデューティーを２５％としたときの６位相のシーケンスを示す図 発光波形のデューティーを１７％としたときの８位相のシーケンスを示す図（その１） 発光波形のデューティーを１７％としたときの８位相のシーケンスを示す図（その２） 発光波形のデューティーを１７％としたときの８位相のシーケンスを示す図（その３） 発光波形のデューティーを１７％としたときの８位相のシーケンスを示す図（その４）
　以下、本開示に係る光飛行型測距装置および光飛行型測距方法を、例えば車両に適用した一実施形態について図面を参照して説明する。自装置からの距離を計算する対象物は、例えば人、車両、壁等である。光飛行型測距装置１は、信号源２と、駆動回路３（駆動部）と、発光素子４と、制御回路５（制御部）と、受光素子６と、ＣＭ（コモンモード）成分除去回路７と、バッファ８ａ，８ｂと、差分検出回路９と、ＡＤ変換回路１０と、デジタル信号処理回路１１（信号処理部）とを有する。
　信号源２は、駆動信号を駆動回路３及び制御回路５に出力することで、発光素子４と受光素子６との間で同期を確立し、発光素子４から発光される変調光に同期して受光素子６の露光を制御する。信号源２から出力される駆動信号は、発光素子４及び受光素子６を駆動する矩形パルス（通常数～数１０ＭＨｚ）であっても良いし、同期パルスのみであっても良い。発光素子４は、変調光としての例えば赤外光を発光するＬＤ（Laser Diode）やＬＥＤ（Light Emitting Diode）である。受光素子６は、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）やＣＣＤ（Charge Coupled Device）のプロセスを用いたイメージセンサである。
　受光素子６は、図２に示すように、ＰＤ（Photodiode）１２と、２個の変調スイッチ１３ａ，１３ｂと、２個の蓄積容量１４ａ，１４ｂとを有する。２個の変調スイッチ１３ａ，１３ｂは、例えばＭＯＳトランジスタやトランスファゲート等のＭＯＳ型のデバイス、ＣＣＤ構造のデバイス等である。２個の蓄積容量１４ａ，１４ｂは、例えばＭＯＳ、ＣＣＤ、ＭＩＭ（Metal Insulator Metal）等の容量素子、配線、ＰＮ接合の寄生容量等である。受光素子６は、変調スイッチ１３ａ，１３ｂを制御信号（ゲート信号）ＴＧ１，ＴＧ２により駆動し、受光した入射光により発生する光電子を蓄積容量１４ａ，１４ｂに振り分け、振り分けた光電子の電荷量を示す信号をＣＭ成分除去回路７に出力する。制御信号ＴＧ１，ＴＧ２は変調光に同期した信号であるので、自装置から対象物までの距離に応じて蓄積容量１４ａ，１４ｂに振り分けられる光電子の電荷量が変化する。図２では、２個の蓄積容量１４ａ，１４ｂを例示したが、３個以上の蓄積容量を設けても良い。
　ＣＭ成分除去回路７は、発光している変調光に対して無視できない程度のレベルの背景光が存在する場合に、画素の構成を用いることで飽和を回避する。ＣＭ成分を除去する方法としては、先行文献で様々な技術が開示されている。例えば米国６９１９５４９Ｂ２号公報、独逸１０２００５０５６７７４Ａ１号公報、欧州１６２２２００Ａ１号公報等に開示されている。差分検出回路９は、ＣＭ成分除去回路７からバッファ８ａ，８ｂを介して入力した信号の差分を検出し、その検出した差分に応じた信号をＡＤ変換回路１０に出力する。バッファ８ａ，８ｂは、その簡素さから例えばソースフォロア回路により実現される。差分検出回路９は、例えば差動のアンプにより実現される。
　ＡＤ変換回路１０は、差分検出回路９から入力した信号をアナログ信号からデジタル信号に変換してデジタル信号処理回路１１に出力する。デジタル信号処理回路１１は、ＡＤ変換回路１０から入力した信号をデジタル信号処理することで、蓄積容量１４ａ，１４ｂに振り分けられた光電子の電荷量を演算し、自装置から対象物までの距離を計算する（測距する）。
　図３は、発光波形のデューティーを５０％として受光素子６を４位相で駆動した場合のシーケンス（変調周期：Ｔｍ，露光期間：Ｔｗ）である。発光素子４から発光される変調光の波形（発光波形１１０）は、制御信号ＴＧ１，ＴＧ２と同期した矩形波で変調している。図３では矩形波で変調した場合を例示しているが、正弦波、三角波又は疑似ランダムシーケンス等の波形で変調しても良い。変調光が対象物で反射した反射光の波形（反射波形１２０）は、発光波形１１０に対して時間差を有するので、発光波形１１０に対して位相差φだけ遅れた波形となる。一方、制御信号ＴＧ１，ＴＧ２は１８０度ずつ位相が異なる矩形波で駆動される。デジタル信号処理回路１１は、制御信号ＴＧ１－１，ＴＧ２－１（駆動波形１１１，１２１）で駆動するシーケンスを数十～数十万回程度の周期繰り返した後に、発生した光電荷Ｑ１、Ｑ２の情報（電荷電圧変換された電圧値）を取得する。その後、デジタル信号処理回路１１は、制御信号ＴＧ１－２，ＴＧ２－２（駆動波形１１２、１２２）で駆動するシーケンスを同様に数十～数十万回程度の周期繰り返した後に、発生した光電荷Ｑ３、Ｑ４の情報を取得する。そして、デジタル信号処理回路１１は、取得したＱ１～Ｑ４から離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）を用いて位相差φの推定値θ（以下、位相差θと称する）を以下の演算式（１）により計算する。
　θ＝ｔａｎ－１［（Ｑ１－Ｑ３）／（Ｑ２－Ｑ４）］…（１）
　演算式（１）は上記４つのサンプリングに基づく位相差の演算式であるが、一般のＮ位相についても位相差θを以下の演算式（２）により計算することが可能である。
　θ＝ｔａｎ－１［（ΣＱｋ＊ｓｉｎ（２π／Ｎ＊ｋ））／（ΣＱｋ＊ｃｏｓ（２π／Ｎ＊ｋ））］…（２）
　図４は、差動出力のシーケンスである。差分検出回路９は、制御信号ＴＧ１，ＴＧ２の組み合わせ、例えば制御信号ＴＧ１－１（駆動波形１１１），ＴＧ２－１（駆動波形１２１）を数十～数十万回繰り返してデジタル値Ｄ１（２０１）を生成する。同様にして、差分検出回路９は、制御信号ＴＧ１－２（駆動波形１１２），ＴＧ２－２（駆動波形１２２）からデジタル値Ｄ２（２０２）を生成し、制御信号ＴＧ１－３（駆動波形１１３），ＴＧ２－３（駆動波形１２３）からデジタル値Ｄ３（２０３）を生成し、制御信号ＴＧ１－４（駆動波形１１４），ＴＧ２－４（駆動波形１２４）からデジタル値Ｄ４（２０４）を生成する。この場合、差分検出回路９は、デジタル値Ｄ１～Ｄ４を、ＤＣ成分を除去した値として出力する。それぞれのデジタル値Ｄ１～Ｄ４について制御信号ＴＧ１が「Ｈ」であり且つＴＧ２が「Ｌ」であるときに「１」（第１の状態）を割り当て、制御信号ＴＧ１が「Ｌ」であり且つＴＧ２が「Ｈ」であるときに「－１」（第２の状態）を割り当てて記述する。即ち、Ｄｘの波形について値が「１」及び「－１」の何れであるかにより、制御信号ＴＧ１，ＴＧ２の状態が一意に決定される。尚、このようにＤｘが２つの蓄積容量１４ａ，１４ｂの差分を示す信号であるので、ＡＤ変換回路１０は、先述した演算式（１）の分子又は分母に相当する演算が実施された信号を出力する。
　ここで、発光波形のデューティーを短くしたときのフーリエ級数展開の係数について説明する。図５は、発光波形のデューティーを、デューティーが５０％の発光波形（３１１）から尖頭値を上げずに短くしたときの波形である。発光波形（３１１）のデューティーが５０％であるのに対し、発光波形（３０１）のデューティーは２５％である。発光波形３１１から尖頭値を上げていないので、デューティーを２５％として発光するときには発光パワーを発光波形３１１よりも低減することができる。即ち、デューティーを５０％から２５％に短くすることで、発光パワーを約半分に抑えることができる。この場合のフーリエ級数展開の各係数の依存性を図６に示す。発光波形（３０１）についてフーリエ級数展開を求めるデューティーをｄ（０＜ｄ＜１．０）で表すと、ｎ次高調波について
　ａ０＝２ｄ…（３－１）
　ａｎ＝２ｓｉｎ（ｎπｄ）／ｎπ　（ｎ＝１，２，３，…）…（３－２）
となる。
　デューティーを短くすると、基本波の成分（１次成分）のエネルギー（振幅値）は緩やかに低下し、２次高調波の成分（２次成分）のエネルギーはデューティーが５０％のときの「０」から徐々に増加し、３次高調波の成分（３次成分）のエネルギーも徐々に増加する。即ち、高次高調波の成分を距離測定に有効に活用することができれば、エネルギーの効率を高めることができる。
　又、図７は、発光波形のデューティーを５０％の発光波形（３１１）から尖頭値を上げて短くしたときの波形である。発光波形（３０２）のデューティーは２５％である。デューティーを５０％から２５％に短くした分、発光波形（３１１）から尖頭値を約２倍に上げているので、デューティーを２５％として発光するときでも発光パワーは従来と同等である。この場合のフーリエ級数展開の各係数の依存性を図８に示す。発光波形（３０２）についてフーリエ級数展開を求めるデューティーをｄ（０＜ｄ＜１．０）で表すと、ｎ次高調波について
　ａ０＝（０．５／ｄ）×２ｄ＝１…（４－１）
　ａｎ＝（０．５／ｄ）×（２ｓｉｎ（ｎπｄ）／ｎπ）
　＝２ｄｓｉｎ（ｎπｄ）／ｎπ　（ｎ＝１，２，３，…）…（４－２）
となる。０．５は発光波形（３１１）のデューティーが５０％であることを意味する。
　デューティーを短くすると、ＤＣ成分のエネルギーは一定（不変）であるが、ＡＣ成分のエネルギーは徐々に増加する。即ち、発光波形のデューティーを短くした分だけ尖頭値を上げた場合でも、基本波の成分のみでなく、高次高調波の成分も距離測定に有効に活用することができれば、エネルギーの効率を高めることができる。
　本開示では、上記したフーリエ級数展開とデューティーとの関係に着目することで、受光素子６において光電子を蓄積容量１４ａ，１４ｂに振り分けるための制御信号ＴＧ１，ＴＧ２を、高次高調波の感度を高めるように変更する。具体的には、図９に示すように、差動出力のシーケンスにおいて非積分期間（信号を積分せずに破棄する期間）を挿入する。図９は、２次高調波（４０１）の感度を高める場合を例示しており、「１」，「－１」に加え、非積分期間である「０」（第３の状態）を定義し（挿入し）、「１」，「－１」，「０」を含むデジタル値（４０２）とする。即ち、比較例のデジタル値（４０３）（「１」，「－１」のみであり、「０」を定義しない）では、期間「１」および期間「－１」のそれぞれにおいて、正の成分と負の成分が相殺されてしまい、結果として２次高調波の成分に感度を有さない。しかしながら、非積分期間である「０」を定義することで、期間「１」において正の成分が、期間「－１」に負の成分がそれぞれ検出されるため、２次高調波の成分がキャンセルされてしまうことを回避する。なお、期間「０」においては、正の成分と負の成分とが相殺される（破棄される）。図１０は、このようにして「０」を定義するシーケンスの一例であり、発光波形のデューティーを２５％としたときに非積分期間を設けて８位相で駆動するシーケンスである。より具体的には、駆動波形は、０～π／２を期間「１」とし、π／２～３π／２を期間「０」とし、３π／２～２πを期間「－１」として定義する。
　「０」を実現する方法としては、以下に示す例えば第１から第３の方法がある。第１の方法では、図１１に示すように、変調スイッチ１３ａ，１３ｂを同時にオンする期間、即ち、ＴＧ１，ＴＧ２の両方が「Ｈ」となる期間を設けて「０」を実現する。ＴＧ１，ＴＧ２の両方が「Ｈ」となる期間においてＰＤ１２に発生した電荷はＱａ，Ｑｂに分かれて蓄積容量１４ａ，１４ｂに蓄積され、Ｑａ，Ｑｂは等しい値となる。そのため、この成分はＣＭ成分除去回路７及び差分検出回路９でキャンセルされ、その結果、ＡＤ変換回路１０は「０」を出力する。
　第２の方法では、図１２に示すように、変調スイッチ１３ａ，１３ｂとは別に破棄スイッチ１３ｃを設け、変調スイッチ１３ａ，１３ｂを同時にオフし且つ別の破棄スイッチ１３ｃがオンする期間、即ち、ＴＧ１，ＴＧ２の両方が「Ｌ」となり且つＴＧ３が「Ｈ」となる期間を設けて「０」を実現する。このＴＧ１，ＴＧ２の両方が「Ｌ」となり且つＴＧ３が「Ｈ」となる期間においてＰＤ１２に発生した電荷は固定電位（例えばＶＤＤ）に破棄される。
　第３の方法では、図１３に示すように、Ｑａ，Ｑｂのうち一方を破棄し、２回分のサンプルを統合して「０」を実現する。即ち、ＴＧ２が「Ｈ」の期間に蓄積された電荷を破棄する周期と、ＴＧ１が「Ｈ」の期間に蓄積された電荷を破棄する周期とを統合する。上記した第１の方法ではＴＧ１，ＴＧ２の両方を「Ｈ」とする期間を設ける必要があり、第２の方法ではＴＧ１，ＴＧ２の両方を「Ｌ」とする期間を設ける必要があるが、第３の方法は、そのような期間を設ける必要はなく、ＴＧ１，ＴＧ２を互いに反転する制御を行えば良く、単純な制御で済む利点がある。
　デジタル信号処理回路１１は、図１４に示す構成となっている。デジタル信号処理回路１１は、基本波ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理回路２１と、２次高調波ＦＦＴ処理回路２２と、３次高調波ＦＦＴ処理回路２３と、デューティー検出回路２４と、割算回路２５，２６と、エイリアシング補正回路２７と、ゲイン可変回路２８～３０と、加算回路３１とを有する。
　基本波ＦＦＴ処理回路２１は、基本波の位相角標準偏差σθ１をゲイン可変回路２８に出力する。２次高調波ＦＦＴ処理回路２２は、２次高調波の位相角標準偏差σθ２を割算回路２５に出力する。３次高調波ＦＦＴ処理回路２３は、３次高調波の位相角標準偏差σθ３を割算回路２６に出力する。デューティー検出回路２４は、発光波形のデューティーを検出し、その検出結果をゲイン可変回路２８～３０に出力する。割算回路２５は、２次高調波ＦＦＴ処理回路２２から位相角標準偏差σθ２を入力すると、その１／２（固定ゲイン）の値θ２´をエイリアシング補正回路２７に出力する。割算回路２６は、３次高調波ＦＦＴ処理回路２３から位相角標準偏差σθ３を入力すると、その１／３（固定ゲイン）の値θ３´をエイリアシング補正回路２７に出力する。エイリアシング補正回路２７は、それぞれ割算回路２５，２６からθ２´，θ３´を入力すると、エイリアシング補正を施してゲイン可変回路２９，３０に出力する。ゲイン可変回路２８～３０は、それぞれ基本波の位相角標準偏差σθ１，２次高調波の位相角標準偏差σθ２´，３次高調波の位相角標準偏差σθ３´に対して係数（Ａ１～Ａ３）を乗じて重み付けし、加算回路３１に出力する。加算回路３１は、それぞれの係数により重み付けられた基本波の位相角標準偏差σθ１，２次高調波の位相角標準偏差σθ２´，３次高調波の位相角標準偏差σθ３´を加算して位相角標準偏差σθを計算して出力する。
　デジタル信号処理回路１１が基本波と２次高調波について重み付け加算を行う場合を以下に示す。デジタル信号処理回路１１は、基本波から測距値ｄ１を以下の演算式により計算する。
　ｄ１＝（１／２）（ｃ／ｆｍ）（θ１／２π）…（５）
　又、デジタル信号処理回路１１は２次高調波から測距値ｄ２を以下の演算式により計算する。
　ｄ２＝（１／２）（ｃ／２ｆｍ）（θ２／２π）
　　＝（１／２）（ｃ／ｆｍ）（θ２／２／２π）
　　＝（１／２）（ｃ／ｆｍ）（θ２´／２π）…（６）
　デジタル信号処理回路１１は、Ａ１，Ａ２を係数とし、測距値ｄ１，ｄ２について重み付け加算を行い、測距値ｄを以下の演算式により計算する。
　ｄ＝Ａ１ｄ１＋Ａ２ｄ２
　＝（１／２）（ｃ／ｆｍ）（１／２π）（Ａ１θ１＋Ａ２θ２´）
　＝（１／２）（ｃ／ｆｍ）（θ／２π）…（７）
　ここで、本開示の測距の期間中について、ｆｍは不変であるので、Ａ１θ１＋Ａ２θ２´を加算した位相角θと定義し、これを比較例と比較することにより、本開示を適用した光飛行型測距装置１の性能を定量的に評価することができる。ここでＡ１，Ａ２は例えば位相角標準偏差σθが最小となるように決定する。基本波、２次高調波のそれぞれについて、系の伝達ゲインが判れば、サンプル値にノイズが乗畳したときにθ１，θ２´にどのように誤差が伝達されるのかを計算することが可能である。よって、これらの伝達ゲインの比が分かれば、適切なＡ１，Ａ２を計算することができる。尚、伝達ゲインの比は、発光波形（デューティー比）、受光素子６の駆動波形、位相数の関数であり、受光素子６の駆動の仕方が不変である場合にはデューティー比の関数となる。
　発光波形のデューティーを２５％としたときに８位相で駆動するシーケンスでは、
　Ａ１＝０．３，Ａ２＝０．７…（８）
が好適な値となり、よって、
　θ＝０．３θ１＋０．７θ２´…（９）
　ｄ＝０．３ｄ１＋０．７ｄ２…（１０）
となる。
　図１５は、発光波形のデューティーを２５％として尖頭値を比較例の２倍にしたときに８位相で駆動するシーケンスでの位相角標準偏差σθのシミュレーション結果である。発光波形のデューティーを５０％として４位相で駆動するシーケンスを比較例とすると、比較例からデューティー及び位相数を変えずに発光パワーを一定とする条件で尖頭値を２倍にすると、信号成分が２倍になり、ノイズ成分が√２倍になる。従って、比較例からの距離誤差の改善幅は３ｄＢであるが、これに対し、本開示での比較例からの距離誤差の改善幅は約４．７ｄＢであり、比較例からの距離誤差の改善幅が約１．７ｄＢほど優れている。
　図１６は、発光波形のデューティーを２５％として尖頭値を従来から変えずに８位相で駆動するシーケンスでの位相角標準偏差σθのシミュレーション結果である。この場合、発光パワーを比較例の約半分に抑えているにも拘らず、比較例からの距離誤差の劣化を約１ｄＢに抑えている。
　図１７及び図１８は、上記した比較例も含め、発光パワーを同じ条件とし、発光波形のデューティー、尖頭値、位相数、駆動波形（デジタル値）、積分期間を変えた場合の位相角標準偏差σθのシミュレーション結果である。本開示のように非積分期間（「０」あり）を設けて基本波と高次高調波について重み付け加算を行うことで、発光パワーを同じ条件でも距離誤差を低減できることが判る。即ち、比較例から発光パワーを高めることなく、距離誤差を低減できることが判る。
　尚、以上は、発光波形のデューティーを２５％として８位相で駆動するシーケンスを説明したが、位相数を変えても良い。発光波形のデューティーを２５％として６位相で駆動する場合であれば、図１９に示すシーケンスとなる。又、発光波形のデューティーを１７％として８位相で駆動し、３次高調波の感度を高める場合であれば、図２０に示すシーケンスとなる。この場合、４位相では基本波、２次高調波、３次高調波のそれぞれに対応して合計で１２回の露光が必要であるが、本開示では８回の露光で済む。
　又、図２１に示すように、受光素子６によりサンプリングされた値のうち積分期間と時間軸が一致する（オーバーラップする）値を有効とし、積分期間と時間軸が一致しない値を無効としても良い。即ち、発光波形のデューティーを１７％として８位相で駆動するシーケンスの場合、図２１の例示では、デジタル値Ｄ１～Ｄ４はノイズ成分を取得しているだけであるので、デジタル値Ｄ１～Ｄ４を無効とすることで、距離誤差を低減することができる。デジタル値Ｄ１～Ｄ４は、「１」または「－１」の期間に反射波形がオーバーラップしないので、ＣＭ成分以外は容量に蓄積されないからである。
　又、図２２に示すように、自装置から対象物までの距離が相対的に遠いときには、積分期間と時間軸が一致するサンプリング回数が相対的に多くなるように受光素子６の露光期間を相対的に長く制御することで、距離誤差を低減することができる。即ち、図２２の例示では、デジタル値Ｄ１～Ｄ４を短時間露光とし、デジタル値Ｄ５～Ｄ８を長時間露光とすることで、距離誤差を低減することができる。これとは反対に、自装置から対象物までの距離が相対的に近いときには、積分期間と時間軸が一致するサンプリング回数が相対的に少なくなるように受光部６の露光期間を相対的に短く制御することで、飽和を防ぐことができる。即ち、図２３の例示では、デジタル値Ｄ１～Ｄ４を短時間露光とし、デジタル値Ｄ５～Ｄ８を長時間露光とすることで、飽和を防ぐことができる。
　以上に説明したように本実施形態に係る光飛行型測距装置１および飛行型測距方法によれば、次に示す作用効果を得ることができる。光飛行型測距装置１において、発光波形のデューティーを５０％よりも短くすると、デューティーが短くなるにしたがって高次高調波の成分のエネルギーが増加する現象を利用し、発光波形のデューティーを５０％よりも短くし、所定の高次高調波に感度を有するように受光素子６の露光を制御し、基本波の成分と高次高調波の成分とを線形結合するようにした。これにより、高次高調波の成分を加味する分、基本波の成分のみから距離を計算する場合よりも距離誤差を適切に低減することができる。この場合、信号成分を増やすために発光パワーを高める必要はなく、ノイズ成分を減らすために光学フィルタを用いる必要はなく、積分回数を増やす必要はなく、変調周波数を高める必要はない。即ち、発光パワーを高めたり光学フィルタを用いたり積分回数を増やしたり変調周波数を高めたりすることなく、距離誤差を適切に低減することができる。
　この場合、発光波形のデューティーを５０％よりも短くした分だけ尖頭値を高めることで、発光パワーを従来と同等としながらも距離誤差を低減することができる。又、発光波形のデューティーを５０％よりも短くしただけで尖頭値を高めなくとも、従来と同等の距離精度を維持することができる。又、受光素子６によりサンプリングされた値のうち積分期間と時間軸が一致する（オーバーラップする）値を有効とし、積分期間と時間軸が一致しない値を無効とすることで、距離誤差を低減することができる。更に、自装置から対象物までの距離が相対的に遠いときには、サンプリング回数が相対的に多くなるように受光素子６の露光期間を相対的に長く制御することで、距離誤差を低減することができる。これとは反対に、自装置から対象物までの距離が相対的に近いときには、サンプリング回数が相対的に少なくなるように受光部６の露光期間を相対的に短く制御することで、飽和を防ぐことができる。
　本開示は、上記した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のように変形又は拡張することができる。
　上述した実施形態では、発光波形のデューティーを５０％よりも小さくすることで、少なくとも１つの高次高調波のエネルギーを増加させたが、必ずしも発光波形のデューティーを５０％未満とする必要はない。例えば、発光素子を駆動する回路の都合で、デューティーが５０％よりも大きくなることが避けられない場合が考えられる。具体的には、閾値が低すぎたり、駆動する回路の波形がなまる等の事情により、デューティーを５０％未満とすることが困難な場合であって、調整機構を設けることも難しい場合が想定される。ここで、デューティーが５０％よりも大きくなっても高次高調波の成分の絶対値は０より大きくなる。従って、このようにデューティーを５０％より大きくせざるを得ない場合であっても、上述した高次高調波に感度を有するように受光素子を制御することで、高次高調波を有効活用することができる。例えば、高次高調波として二次成分を用いる場合、デューティーを７５％に設定すれば、二次成分を最大限に有効利用することが可能となる。
　本開示の飛行型測距装置および光飛行型測距方法を車両以外の用途に用いても良い。また、上述した実施形態では、発光波形のデューティーを２５％や１７％にすることを例示したが、それ以外の値に短くしても良い。又、発光波形の尖頭値を２倍に高めることを例示したが、それ以外の倍数に高めても良い。

 

Claims (19)

  1. 　繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光する発光素子（４）と、
    　前記発光素子を駆動する駆動部（３）と、
    　変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量（１４ａ，１４ｂ）に振り分けて蓄積する受光素子（６）と、
    　前記受光素子の露光を制御する制御部（５）と、
    　前記受光素子によりサンプリングされた値を用いて対象物までの距離を計算する信号処理部（１１）と、を備え、
    　前記制御部は、少なくとも１つの高次高調波に感度を有するように前記受光素子の露光を制御し、
    　前記信号処理部は、基本波の成分と前記少なくとも１つの高次高調波の成分とを線形結合して、前記対象物までの距離を計算する光飛行型測距装置。
  2. 　前記駆動部は、発光波形のデューティーが５０％よりも短くなるよう前記発光素子を駆動する請求項１記載の光飛行型測距装置。
  3. 　請求項１または２に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記駆動部は、発光波形のデューティーを５０％よりも短くした分だけ当該発光波形の尖頭値を高める光飛行型測距装置。
  4. 　請求項１から３の何れか１つに記載した光飛行型測距装置において、
    　前記受光素子は、２つの蓄積容量（１４ａ，１４ｂ）と、前記２つの蓄積容量のそれぞれに対応する２つの変調スイッチ（１３ａ，１３ｂ）と、を有し、
    　前記制御部は、前記２つの変調スイッチのうち一方を駆動する制御信号がＨであり且つ他方を駆動する制御信号がＬである第１の状態と、一方を駆動する制御信号がＬであり且つ他方を駆動する制御信号がＨである第２の状態との間に、入射光に応じて発生する電荷を出力せずに破棄又は蓄積する第３の状態が生ずるように前記２つの変調スイッチを制御することで、前記少なくとも１つの高次高調波の成分に感度を持たせる光飛行型測距装置。
  5. 　請求項４に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、前記２つの変調スイッチをそれぞれ駆動する制御信号が共にＨである状態を設けることで、前記第３の状態を生じさせる光飛行型測距装置。
  6. 　請求項４に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記受光素子は、破棄スイッチ（１３ｃ）を有し、
    　前記制御部は、前記２つの変調スイッチをそれぞれ駆動する制御信号が共にＬであり且つ前記破棄スイッチを駆動する制御信号がＨである状態を設けることで、前記第３の状態を生じさせる光飛行型測距装置。
  7. 　請求項４に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、前記２つの変調スイッチをそれぞれ駆動する制御信号を反転制御し、前記２つの蓄積容量のうち一方に蓄積された電荷を破棄する周期と、前記２つの蓄積容量のうち他方に蓄積された電荷を破棄する周期とを統合することで、前記第３の状態を生じさせる光飛行型測距装置。
  8. 　請求項１から７の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において
    　前記信号処理部は、基本波の成分と前記少なくとも１つの高次高調波の成分とを線形結合する前に、ｎ（ｎは自然数）次高調波の成分について、１／ｎの固定ゲインを付与する光飛行型測距装置。
  9. 　請求項１から８の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記信号処理部は、前記受光素子によりサンプリングされた値から発光波形のデューティーを推定する光飛行型測距装置。
  10. 　請求項９に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記信号処理部は、推定した発光波形のデューティーから基本波の成分と前記少なくとも１つの高次高調波の成分とを線形結合する際の係数を決定する光飛行型測距装置。
  11. 　請求項１０に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記信号処理部は、基本波の成分から前記少なくとも１つの高次高調波の成分への位相回りを判定し、係数を補正する光飛行型測距装置。
  12. 　請求項１０又は１１に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記信号処理部は、基本波の成分と２次高調波の成分を３対７の比で線形結合する光飛行型測距装置。
  13. 　請求項１２に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記信号処理部は、位相数が６又は８であるときに、基本波の成分と２次高調波の成分を３対７の比で線形結合する光飛行型測距装置。
  14. 　請求項１から１３の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記信号処理部は、前記受光素子によりサンプリングされた値のうち積分期間と時間軸が一致する値を有効とし、積分期間と時間軸が一致しない値を無効とし、自装置から対象物までの距離を計算する光飛行型測距装置。
  15. 　請求項１から１４の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、前記対象物までの距離が相対的に遠いときには、積分期間と時間軸が一致するサンプリング回数が相対的に多くなるように前記受光部の露光期間を相対的に長く制御し、前記対象物までの距離が相対的に近いときには、積分期間と時間軸が一致するサンプリング回数が相対的に少なくなるように前記受光部の露光期間を相対的に短く制御する光飛行型測距装置。
  16. 　対象物までの距離を計算する光飛行型測距方法であって、
    　繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を発光素子（４）から空間に発光し、
    　少なくとも１つの高次高調波に感度を有するように受光素子（６）の露光を制御して、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を前記受光素子（６）の複数の蓄積容量（１４ａ，１４ｂ）に振り分けて蓄積し、
    　前記受光素子によりサンプリングされた基本波の成分と前記少なくとも１つの高次高調波の成分とを線形結合して、対象物までの距離を計算する光飛行型測距方法。
  17. 　発光波形のデューティーが５０％よりも短くなるよう前記発光素子を駆動する請求項１６記載の光飛行型測距方法。
  18. 　請求項１６または１７に記載した光飛行型測距方法において、
    　発光波形のデューティーを５０％よりも短くした分だけ当該発光波形の尖頭値を高める光飛行型測距方法。
  19. 　請求項１６から１８の何れか１つに記載した光飛行型測距方法において、
    　前記受光素子は、２つの蓄積容量（１４ａ，１４ｂ）と、前記２つの蓄積容量のそれぞれに対応する２つの変調スイッチ（１３ａ，１３ｂ）と、を有し、
    　前記２つの変調スイッチのうち一方を駆動する制御信号がＨであり且つ他方を駆動する制御信号がＬである第１の状態と、一方を駆動する制御信号がＬであり且つ他方を駆動する制御信号がＨである第２の状態との間に、入射光に応じて発生する電荷を出力せずに破棄又は蓄積する第３の状態が生ずるように前記２つの変調スイッチを制御することで、前記少なくとも１つの高次高調波の成分に感度を持たせる光飛行型測距方法。

     
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