JP2016090435A

JP2016090435A - 光飛行型測距装置

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Publication number: JP2016090435A
Application number: JP2014226069A
Authority: JP
Inventors: 利明長井; Toshiaki Nagai; 柳井　謙一; Kenichi Yanai; 謙一柳井
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2014-11-06
Filing date: 2014-11-06
Publication date: 2016-05-23
Anticipated expiration: 2034-11-06
Also published as: JP6520053B2; CN106662641A; US20170115393A1; DE112015005053B4; US10656271B2; DE112015005053T5; CN106662641B; WO2016072089A1

Abstract

【課題】発光パワーを高めたり光学フィルタを用いたり積分回数を増やしたり変調周波数を高めたりすることなく、距離誤差を適切に低減する。【解決手段】光飛行型測距装置１において、発光波形のデューティーを５０％よりも短くすると、デューティーが短くなるにしたがって高次高調波の成分のエネルギーが増加する現象を利用し、発光波形のデューティーを５０％よりも短くし、所定の高次高調波に感度を有するように受光素子６の露光を制御し、基本波の成分と高次高調波の成分とを線形結合するようにした。高次高調波の成分を加味する分、基本波の成分のみから距離を計算する場合よりも距離誤差を適切に低減できる。【選択図】図１

Description

本発明は、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光し、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光を受光して電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積し、サンプリングした値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する光飛行型測距装置に関する。

自装置から対象物までの距離を非接触で計算する装置として、光飛行（ＴＯＦ：Time of Flight）型測距装置が供されている。光飛行型測距装置は、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光（測距光）を空間に発光し、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光を受光する。そして、光飛行型測距装置は、受光した入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積し、サンプリングした値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する（例えば特許文献１〜４参照）。

光飛行型測距装置においては、距離誤差を低減することが求められている。距離誤差を低減する方法としては、位相角誤差を抑える、即ち信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise Ratio）を高める方法や、変調周波数を高める方法がある。ＳＮＲを高める方法では、信号成分を増やすために発光パワーを高めたり、ノイズ成分を減らすために光学フィルタを用いたり、積分回数を増やしたりすることでＳＮＲを高める。発光パワーを高める従来技術として、バーストモードで発光を行う技術が開示されている（例えば非特許文献１参照）。

特許第５５７９８９３号公報特開２０１０−９６７３０号公報特許第５５８５９０３号公報特開２０１０−２５９０６号公報

Moller, T., Kraft, H., Frey, J., Albrecht, M., and Lange, R., 2005. Robust 3D Measurement with PMD Sensors. In Proceedings of the 1st Range Imaging Research Day at ETH Zurich.

しかしながら、上記した各方法ではそれぞれ以下に示す問題がある。発光パワーを高める方法では、消費電力とそれに伴う発熱が課題となる。光学フィルタを用いる方法では、発光側の波長幅よりも狭くすることができない。積分回数を増やす方法では、フレームレートが低下する。変調周波数を高める方法では、周波数を高くするほど位相回り（エイリアシング）が発生する距離が短くなるので、複数回の露光を行わないと長い距離を測定することができない。

本発明は、上記した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、発光パワーを高めたり光学フィルタを用いたり積分回数を増やしたり変調周波数を高めたりすることなく、距離誤差を適切に低減することができる光飛行型測距装置を提供することにある。

請求項１に記載した発明によれば、発光素子は、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光する。駆動手段は、発光素子を駆動する。受光素子は、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積する。制御手段は、受光素子の露光を制御する。信号処理手段は、受光素子によりサンプリングされた値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する。この場合、駆動手段は、発光波形のデューティーを５０％よりも短くして発光素子を駆動する。制御手段は、所定の高次高調波に感度を有するように受光素子の露光を制御する。信号処理手段は、基本波の成分と高次高調波の成分とを線形結合し、自装置から対象物までの距離を計算する。

発光波形のデューティーを５０％よりも短くすると、デューティーが短くなるにしたがって高次高調波の成分のエネルギーは増加する。この現象を利用し、発光波形のデューティーを５０％よりも短くし、所定の高次高調波に感度を有するように受光素子の露光を制御することで、高次高調波の成分のエネルギーを有効に活用する。そして、基本波の成分と高次高調波の成分とを線形結合することで、高次高調波の成分を加味する分、基本波の成分のみから距離を計算する場合よりも距離誤差を適切に低減することができる。この場合、信号成分を増やすために発光パワーを高める必要はなく、ノイズ成分を減らすために光学フィルタを用いる必要はなく、積分回数を増やす必要はなく、変調周波数を高める必要はない。即ち、発光パワーを高めたり光学フィルタを用いたり積分回数を増やしたり変調周波数を高めたりすることなく、距離誤差を適切に低減することができる。

本発明の一実施形態を示す機能ブロック図受光素子（２容量構成）の構成を示す図４位相のシーケンスを示す図差動出力のシーケンスを示す図発光波形を示す図（その１）フーリエ級数展開とデューティーとの関係を示す図（その１）発光波形を示す図（その２）フーリエ級数展開とデューティーとの関係を示す図（その２）２次高調波の波形及び非積分期間を示す図発光波形のデューティーを２５％としたときの８位相のシーケンスを示す図（その１）「０」を実現する構成及びシーケンスを示す図（その１）「０」を実現する構成及びシーケンスを示す図（その２）「０」を実現する構成及びシーケンスを示す図（その３）デジタル信号処理回路の構成を示す図位相角標準偏差の比較を示す図（その１）位相角標準偏差の比較を示す図（その２）位相角標準偏差の比較を示す図（その３）条件を示す図発光波形のデューティーを２５％としたときの６位相のシーケンスを示す図発光波形のデューティーを１７％としたときの８位相のシーケンスを示す図（その１）発光波形のデューティーを１７％としたときの８位相のシーケンスを示す図（その２）発光波形のデューティーを１７％としたときの８位相のシーケンスを示す図（その３）発光波形のデューティーを１７％としたときの８位相のシーケンスを示す図（その４）

以下、本発明を、例えば車両に搭載可能な車載用の光飛行型測距装置に適用した一実施形態について図面を参照して説明する。自装置からの距離を計算する対象物は、例えば人、車両、壁等である。光飛行型測距装置１は、信号源２と、駆動回路３（駆動手段）と、発光素子４と、制御回路５（制御手段）と、受光素子６と、ＣＭ（コモンモード）成分除去回路７と、バッファ８ａ，８ｂと、差分検出回路９と、ＡＤ変換回路１０と、デジタル信号処理回路１１（信号処理手段）とを有する。

信号源２は、駆動信号を駆動回路３及び制御回路５に出力することで、発光素子４と受光素子６との間で同期を確立し、発光素子４から発光される変調光に同期して受光素子６の露光を制御する。信号源２から出力される駆動信号は、発光素子４及び受光素子６を駆動する矩形パルス（通常数〜数１０ＭＨｚ）であっても良いし、同期パルスのみであっても良い。発光素子４は、変調光としての例えば赤外光を発光するＬＤ（Laser Diode）やＬＥＤ（Light Emitting Diode）である。受光素子６は、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）やＣＣＤ（Charge Coupled Device）のプロセスを用いたイメージセンサである。

受光素子６は、図２に示すように、ＰＤ（Photodiode）１２と、２個の変調スイッチ１３ａ，１３ｂと、２個の蓄積容量１４ａ，１４ｂとを有する。２個の変調スイッチ１３ａ，１３ｂは、例えばＭＯＳトランジスタやトランスファゲート等のＭＯＳ型のデバイス、ＣＣＤ構造のデバイス等である。２個の蓄積容量１４ａ，１４ｂは、例えばＭＯＳ、ＣＣＤ、ＭＩＭ（Metal Insulator Metal）等の容量素子、配線、ＰＮ接合の寄生容量等である。受光素子６は、変調スイッチ１３ａ，１３ｂを制御信号（ゲート信号）ＴＧ１，ＴＧ２により駆動し、受光した入射光により発生する光電子を蓄積容量１４ａ，１４ｂに振り分け、振り分けた光電子の電荷量を示す信号をＣＭ成分除去回路７に出力する。制御信号ＴＧ１，ＴＧ２は変調光に同期した信号であるので、自装置から対象物までの距離に応じて蓄積容量１４ａ，１４ｂに振り分けられる光電子の電荷量が変化する。図２では、２個の蓄積容量１４ａ，１４ｂを例示したが、３個以上の蓄積容量を設けても良い。

ＣＭ成分除去回路７は、発光している変調光に対して無視できない程度のレベルの背景光が存在する場合に、画素の構成を用いることで飽和を回避する。ＣＭ成分を除去する方法としては、先行文献で様々な技術が開示されている。例えば米国６９１９５４９Ｂ２号公報、独逸１０２００５０５６７７４Ａ１号公報、欧州１６２２２００Ａ１号公報等に開示されている。差分検出回路９は、ＣＭ成分除去回路７からバッファ８ａ，８ｂを介して入力した信号の差分を検出し、その検出した差分に応じた信号をＡＤ変換回路１０に出力する。バッファ８ａ，８ｂは、その簡素さから例えばソースフォロア回路により実現される。差分検出回路９は、例えば差動のアンプにより実現される。

ＡＤ変換回路１０は、差分検出回路９から入力した信号をアナログ信号からデジタル信号に変換してデジタル信号処理回路１１に出力する。デジタル信号処理回路１１は、ＡＤ変換回路１０から入力した信号をデジタル信号処理することで、蓄積容量１４ａ，１４ｂに振り分けられた光電子の電荷量を演算し、自装置から対象物までの距離を計算する（測距する）。

図３は、発光波形のデューティーを５０％として受光素子６を４位相で駆動した場合のシーケンス（変調周期：Ｔｍ，露光期間：Ｔｗ）である。発光素子４から発光される変調光の波形（発光波形１１０）は、制御信号ＴＧ１，ＴＧ２と同期した矩形波で変調している。図３では矩形波で変調した場合を例示しているが、正弦波、三角波又は疑似ランダムシーケンス等の波形で変調しても良い。変調光が対象物で反射した反射光の波形（反射波形１２０）は、発光波形１１０に対して時間差を有するので、発光波形１１０に対して位相差φだけ遅れた波形となる。一方、制御信号ＴＧ１，ＴＧ２は９０度ずつ位相が異なる矩形波で駆動される。デジタル信号処理回路１１は、制御信号ＴＧ１−１，ＴＧ２−１（駆動波形１１１，１２１）で駆動するシーケンスを数十〜数十万回程度の周期繰り返した後に、発生した光電荷Ｑ１、Ｑ２の情報（電荷電圧変換された電圧値）を取得する。その後、デジタル信号処理回路１１は、制御信号ＴＧ１−２，ＴＧ２−２（駆動波形１１２、１２２）で駆動するシーケンスを同様に数十〜数十万回程度の周期繰り返した後に、発生した光電荷Ｑ３、Ｑ４の情報を取得する。そして、デジタル信号処理回路１１は、取得したＱ１〜Ｑ４から離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）を用いて位相差θを以下の演算式（１）により計算する。
θ＝ｔａｎ^−１［（Ｑ１−Ｑ３）／（Ｑ２−Ｑ４）］…（１）
演算式（１）は上記４つのサンプリングに基づく位相差の演算式であるが、一般のＮ位相についても位相差θを以下の演算式（２）により計算することが可能である。
θ＝ｔａｎ^−１［（ΣＱｋ＊ｓｉｎ（２π／Ｎ＊ｋ））／（ΣＱｋ＊ｃｏｓ（２π／Ｎ＊ｋ））］…（２）

図４は、差動出力のシーケンスである。差分検出回路９は、制御信号ＴＧ１，ＴＧ２の組み合わせ、例えば制御信号ＴＧ１−１（駆動波形１１１），ＴＧ２−１（駆動波形１２１）を数十〜数十万回繰り返してデジタル値Ｄ１（２０１）を生成する。同様にして、差分検出回路９は、制御信号ＴＧ１−２（駆動波形１１２），ＴＧ２−２（駆動波形１２２）からデジタル値Ｄ２（２０２）を生成し、制御信号ＴＧ１−３（駆動波形１１３），ＴＧ２−３（駆動波形１２３）からデジタル値Ｄ３（２０３）を生成し、制御信号ＴＧ１−４（駆動波形１１４），ＴＧ２−４（駆動波形１２４）からデジタル値Ｄ４（２０４）を生成する。この場合、差分検出回路９は、デジタル値Ｄ１〜Ｄ４を、ＤＣ成分を除去した値として出力する。それぞれのデジタル値Ｄ１〜Ｄ４について制御信号ＴＧ１が「Ｈ」であり且つＴＧ２が「Ｌ」であるときに「１」を割り当て、制御信号ＴＧ１が「Ｌ」であり且つＴＧ２が「Ｈ」であるときに「−１」を割り当てて記述する。即ち、Ｄｘの波形について値が「１」及び「−１」の何れであるかにより、制御信号ＴＧ１，ＴＧ２の状態が一意に決定される。尚、このようにＤｘが２つの蓄積容量１４ａ，１４ｂの差分を示す信号であるので、ＡＤ変換回路１０は、先述した演算式（１）の分子又は分母に相当する演算が実施された信号を出力する。

ここで、発光波形のデューティーを短くしたときのフーリエ級数展開の係数について説明する。
図５は、発光波形のデューティーを従来の発光波形から尖頭値を上げずに短くしたときの波形である。従来の発光波形（３１１）のデューティーが５０％であるのに対し、発光波形（３０１）のデューティーは２５％である。従来の発光波形から尖頭値を上げていないので、デューティーを２５％として発光するときには発光パワーを従来よりも低減することができる。即ち、デューティーを５０％から２５％に短くすることで、発光パワーを従来の約半分に抑えることができる。この場合のフーリエ級数展開の各係数の依存性を図６に示す。発光波形（３０１）についてフーリエ級数展開を求めるデューティーをｄ（０＜ｄ＜１．０）で表すと、ｎ次高調波について
ａ_０＝２ｄ…（３−１）
ａ_ｎ＝２ｓｉｎ（ｎπｄ）／ｎπ （ｎ＝１，２，３，…）…（３−２）
となる。

デューティーを短くすると、基本波の成分（１次成分）のエネルギー（振幅値）は緩やかに低下し、２次高調波の成分（２次成分）のエネルギーはデューティーが５０％のときの「０」から徐々に増加し、３次高調波の成分（３次成分）のエネルギーも徐々に増加する。即ち、高次高調波の成分を距離測定に有効に活用することができれば、エネルギーの効率を高めることができる。

又、図７は、発光波形のデューティーを従来の発光波形から尖頭値を上げて短くしたときの波形である。発光波形（３０２）のデューティーは２５％である。デューティーを５０％から２５％に短くした分、従来の発光波形から尖頭値を約２倍に上げているので、デューティーを２５％として発光するときでも発光パワーは従来と同等である。この場合のフーリエ級数展開の各係数の依存性を図８に示す。発光波形（３０２）についてフーリエ級数展開を求めるデューティーをｄ（０＜ｄ＜１．０）で表すと、ｎ次高調波について
ａ_０＝（０．５／ｄ）×２ｄ＝１…（４−１）
ａ_ｎ＝（０．５／ｄ）×（２ｓｉｎ（ｎπｄ）／ｎπ）
＝２ｄｓｉｎ（ｎπｄ）／ｎπ （ｎ＝１，２，３，…）…（４−２）
となる。０．５は従来の発光波形（３１１）のデューティーが５０％であることを意味する。

デューティーを短くすると、ＤＣ成分のエネルギーは一定（不変）であるが、ＡＣ成分のエネルギーは徐々に増加する。即ち、発光波形のデューティーを短くした分だけ尖頭値を上げた場合でも、基本波の成分のみでなく、高次高調波の成分も距離測定に有効に活用することができれば、エネルギーの効率を高めることができる。

本発明では、上記したフーリエ級数展開とデューティーとの関係に着目することで、受光素子６において光電子を蓄積容量１４ａ，１４ｂに振り分けるための制御信号ＴＧ１，ＴＧ２を、高次高調波の感度を高めるように変更する。具体的には、図９に示すように、差動出力のシーケンスにおいて非積分期間（信号を積分せずに破棄する期間）を挿入する。図９は、２次高調波（４０１）の感度を高める場合を例示しており、「１」，「−１」に加え、非積分期間である「０」を定義し（挿入し）、「１」，「−１」，「０」を含むデジタル値（４０２）とする。即ち、従来のデジタル値（４０３）（「１」，「−１」のみであり、「０」を定義しない）では、２次高調波の成分がキャンセルされてしまうが、非積分期間である「０」を定義することで、２次高調波の成分がキャンセルされてしまうことを回避する。図１０は、このようにして「０」を定義するシーケンスの一例であり、発光波形のデューティーを２５％としたときに非積分期間を設けて８位相で駆動するシーケンスである。

「０」を実現する方法としては、以下に示す例えば第１から第３の方法がある。
第１の方法では、図１１に示すように、変調スイッチ１３ａ，１３ｂを同時にオンする期間、即ち、ＴＧ１，ＴＧ２の両方が「Ｈ」となる期間を設けて「０」を実現する。ＴＧ１，ＴＧ２の両方が「Ｈ」となる期間においてＰＤ１２に発生した電荷はＱａ，Ｑｂに分かれて蓄積容量１４ａ，１４ｂに蓄積され、Ｑａ，Ｑｂは等しい値となる。そのため、この成分はＣＭ成分除去回路７及び差分検出回路９でキャンセルされ、その結果、ＡＤ変換回路１０は「０」を出力する。

第２の方法では、図１２に示すように、変調スイッチ１３ａ，１３ｂとは別の変調スイッチ１３ｃを設け、変調スイッチ１３ａ，１３ｂを同時にオフし且つ別の変調スイッチ１３ｃがオンする期間、即ち、ＴＧ１，ＴＧ２の両方が「Ｌ」となり且つＴＧ３が「Ｈ」となる期間を設けて「０」を実現する。このＴＧ１，ＴＧ２の両方が「Ｌ」となり且つＴＧ３が「Ｈ」となる期間においてＰＤ１２に発生した電荷は固定電位（例えばＶＤＤ）に破棄される。

第３の方法では、図１３に示すように、Ｑａ，Ｑｂのうち一方を破棄し、２回分のサンプルを統合して「０」を実現する。即ち、ＴＧ２が「Ｈ」の期間に蓄積された電荷を破棄する周期と、ＴＧ１が「Ｈ」の期間に蓄積された電荷を破棄する周期とを統合する。上記した第１の方法ではＴＧ１，ＴＧ２の両方を「Ｈ」とする期間を設ける必要があり、第２の方法ではＴＧ１，ＴＧ２の両方を「Ｌ」とする期間を設ける必要があるが、第３の方法は、そのような期間を設ける必要はなく、ＴＧ１，ＴＧ２を互いに反転する制御を行えば良く、単純な制御で済む利点がある。

デジタル信号処理回路１１は、図１４に示す構成となっている。デジタル信号処理回路１１は、基本波ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理回路２１と、２次高調波ＦＦＴ処理回路２２と、３次高調波ＦＦＴ処理回路２３と、デューティー検出回路２４と、割算回路２５，２６と、エイリアシング補正回路２７と、ゲイン可変回路２８〜３０と、加算回路３１とを有する。

基本波ＦＦＴ処理回路２１は、基本波の位相角標準偏差σθ_１をゲイン可変回路２８に出力する。２次高調波ＦＦＴ処理回路２２は、２次高調波の位相角標準偏差σθ_２を割算回路２５に出力する。３次高調波ＦＦＴ処理回路２３は、３次高調波の位相角標準偏差σθ_３を割算回路２６に出力する。デューティー検出回路２４は、発光波形のデューティーを検出し、その検出結果をゲイン可変回路２８〜３０に出力する。割算回路２５は、２次高調波ＦＦＴ処理回路２２から位相角標準偏差σθ_２を入力すると、その１／２（固定ゲイン）の値θ_２´をエイリアシング補正回路２７に出力する。割算回路２６は、３次高調波ＦＦＴ処理回路２３から位相角標準偏差σθ_３を入力すると、その１／３（固定ゲイン）の値θ_３´をエイリアシング補正回路２７に出力する。エイリアシング補正回路２７は、それぞれ割算回路２５，２６からθ_２´，θ_３´を入力すると、エイリアシング補正を施してゲイン可変回路２９，３０に出力する。ゲイン可変回路２８〜３０は、それぞれ基本波の位相角標準偏差σθ_１，２次高調波の位相角標準偏差σθ_２´，３次高調波の位相角標準偏差σθ_３´に対して係数（Ａ_１〜Ａ_３）を乗じて重み付けし、加算回路３１に出力する。加算回路３１は、それぞれの係数により重み付けられた基本波の位相角標準偏差σθ_１，２次高調波の位相角標準偏差σθ_２´，３次高調波の位相角標準偏差σθ_３´を加算して位相角標準偏差σθを計算して出力する。

デジタル信号処理回路１１が基本波と２次高調波について重み付け加算を行う場合を以下に示す。デジタル信号処理回路１１は、基本波から測距値ｄ_１を以下の演算式により計算する。

ｄ_１＝（１／２）（ｃ／ｆ_ｍ）（θ_１／２π）…（５）
又、デジタル信号処理回路１１は２次高調波から測距値ｄ_２を以下の演算式により計算する。

ｄ_２＝（１／２）（ｃ／２ｆ_ｍ）（θ_２／２π）
＝（１／２）（ｃ／ｆ_ｍ）（θ_２／２／２π）
＝（１／２）（ｃ／ｆ_ｍ）（θ_２´／２π）…（６）
デジタル信号処理回路１１は、Ａ_１，Ａ_２を係数とし、測距値ｄ_１，ｄ_２について重み付け加算を行い、測距値ｄを以下の演算式により計算する。

ｄ＝Ａ_１ｄ_１＋Ａ_２ｄ_２
＝（１／２）（ｃ／ｆ_ｍ）（１／２π）（Ａ_１θ_１＋Ａ_２θ_２´）
＝（１／２）（ｃ／ｆ_ｍ）（θ／２π）…（７）
ここで、本発明の測距の期間中について、ｆ_ｍは不変であるので、Ａ_１θ_１＋Ａ_２θ_２´を加算した位相角θと定義し、これを従来技術と比較することにより、本発明を適用した光飛行型測距装置１の性能を定量的に評価することができる。ここでＡ_１，Ａ_２は例えば位相角標準偏差σθが最小となるように決定する。基本波、２次高調波のそれぞれについて、系の伝達ゲインが判れば、サンプル値にノイズが乗畳したときにθ_１，θ_２´にどのように誤差が伝達されるのかを計算することが可能である。よって、これらの伝達ゲインの比が分かれば、適切なＡ_１，Ａ_２を計算することができる。尚、伝達ゲインの比は、発光波形（デューティー比）、受光素子６の駆動波形、位相数の関数であり、受光素子６の駆動の仕方が不変である場合にはデューティー比の関数となる。

発光波形のデューティーを２５％としたときに８位相で駆動するシーケンスでは、
Ａ_１＝０．３，Ａ_２＝０．７…（８）
が好適な値となり、よって、
θ＝０．３θ_１＋０．７θ_２´…（９）
ｄ＝０．３ｄ_１＋０．７ｄ_２…（１０）
となる。

図１５は、発光波形のデューティーを２５％として尖頭値を従来の２倍にしたときに８位相で駆動するシーケンスでの位相角標準偏差σθのシミュレーション結果である。発光波形のデューティーを５０％として４位相で駆動するシーケンスを従来とすると、従来からデューティー及び位相数を変えずに発光パワーを一定とする条件で尖頭値を２倍にすると、信号成分が２倍になり、ノイズ成分が√２倍になるので、従来からの距離誤差の改善幅は３ｄＢであるが、これに対し、本発明での従来からの距離誤差の改善幅は約４．７ｄＢであり、従来からの距離誤差の改善幅が約１．７ｄＢほど優れている。

図１６は、発光波形のデューティーを２５％として尖頭値を従来から変えずに８位相で駆動するシーケンスでの位相角標準偏差σθのシミュレーション結果である。この場合、発光パワーを従来の約半分に抑えているにも拘らず、従来からの距離誤差の劣化を約１ｄＢに抑えている。

図１７及び図１８は、上記した従来も含め、発光パワーを同じ条件とし、発光波形のデューティー、尖頭値、位相数、駆動波形（デジタル値）、積分期間を変えた場合の位相角標準偏差σθのシミュレーション結果である。本発明のように非積分期間（「０」あり）を設けて基本波と高次高調波について重み付け加算を行うことで、発光パワーを同じ条件でも距離誤差を低減できることが判る。即ち、従来から発光パワーを高めることなく、距離誤差を低減できることが判る。

尚、以上は、発光波形のデューティーを２５％として８位相で駆動するシーケンスを説明したが、位相数を変えても良い。発光波形のデューティーを２５％として６位相で駆動する場合であれば、図１９に示すシーケンスとなる。又、発光波形のデューティーを１７％として８位相で駆動し、３次高調波の感度を高める場合であれば、図２０に示すシーケンスとなる。この場合、従来の４位相では基本波、２次高調波、３次高調波のそれぞれに対応して合計で１２回の露光が必要であるが、本発明では８回の露光で済む。

又、図２１に示すように、受光素子６によりサンプリングされた値のうち積分期間と時間軸が一致する（オーバーラップする）値を有効とし、積分期間と時間軸が一致しない値を無効としても良い。即ち、発光波形のデューティーを１７％として８位相で駆動するシーケンスの場合、図２１の例示では、デジタル値Ｄ１〜Ｄ４はノイズ成分を取得しているだけであるので、デジタル値Ｄ１〜Ｄ４を無効とすることで、距離誤差を低減することができる。

又、図２２に示すように、自装置から対象物までの距離が相対的に遠いときには、積分期間と時間軸が一致するサンプリング回数が相対的に多くなるように受光素子６の露光期間を相対的に長く制御することで、距離誤差を低減することができる。即ち、図２２の例示では、デジタル値Ｄ１〜Ｄ４を短時間露光とし、デジタル値Ｄ５〜Ｄ８を長時間露光とすることで、距離誤差を低減することができる。これとは反対に、自装置から対象物までの距離が相対的に近いときには、積分期間と時間軸が一致するサンプリング回数が相対的に少なくなるように受光手段６の露光期間を相対的に短く制御することで、飽和を防ぐことができる。即ち、図２３の例示では、デジタル値Ｄ１〜Ｄ４を短時間露光とし、デジタル値Ｄ５〜Ｄ８を長時間露光とすることで、飽和を防ぐことができる。

以上に説明したように本実施形態によれば、次に示す作用効果を得ることができる。
光飛行型測距装置１において、発光波形のデューティーを５０％よりも短くすると、デューティーが短くなるにしたがって高次高調波の成分のエネルギーが増加する現象を利用し、発光波形のデューティーを５０％よりも短くし、所定の高次高調波に感度を有するように受光素子６の露光を制御し、基本波の成分と高次高調波の成分とを線形結合するようにした。これにより、高次高調波の成分を加味する分、基本波の成分のみから距離を計算する場合よりも距離誤差を適切に低減することができる。この場合、信号成分を増やすために発光パワーを高める必要はなく、ノイズ成分を減らすために光学フィルタを用いる必要はなく、積分回数を増やす必要はなく、変調周波数を高める必要はない。即ち、発光パワーを高めたり光学フィルタを用いたり積分回数を増やしたり変調周波数を高めたりすることなく、距離誤差を適切に低減することができる。

この場合、発光波形のデューティーを５０％よりも短くした分だけ尖頭値を高めることで、発光パワーを従来と同等としながらも距離誤差を低減することができる。又、発光波形のデューティーを５０％よりも短くしただけで尖頭値を高めなくとも、従来と同等の距離精度を維持することができる。
又、受光素子６によりサンプリングされた値のうち積分期間と時間軸が一致する（オーバーラップする）値を有効とし、積分期間と時間軸が一致しない値を無効とすることで、距離誤差を低減することができる。
更に、自装置から対象物までの距離が相対的に遠いときには、サンプリング回数が相対的に多くなるように受光素子６の露光期間を相対的に長く制御することで、距離誤差を低減することができる。これとは反対に、自装置から対象物までの距離が相対的に近いときには、サンプリング回数が相対的に少なくなるように受光手段６の露光期間を相対的に短く制御することで、飽和を防ぐことができる。

本発明は、上記した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のように変形又は拡張することができる。
車両以外の用途に適用しても良い。
発光波形のデューティーを５０％から２５％や１７％に短くすることを例示したが、それ以外の値に短くしても良い。又、発光波形の尖頭値を２倍に高めることを例示したが、それ以外の倍数に高めても良い。

図面中、１は光飛行型測距装置、３は駆動回路（駆動手段）、４は発光素子、５は制御回路（制御手段）、６は受光素子、１１はデジタル信号処理回路（信号処理手段）、１３ａ，１３ｂは変調スイッチ、１３ｃは別の変調スイッチ、１４ａ，１４ｂは蓄積容量である。

Claims

繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光する発光素子（４）と、
前記発光素子を駆動する駆動手段（３）と、
変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量（１４ａ，１４ｂ）に振り分けて蓄積する受光素子（６）と、
前記受光素子の露光を制御する制御手段（５）と、
前記受光素子によりサンプリングされた値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する信号処理手段（１１）と、を備え、
前記駆動手段は、発光波形のデューティーを５０％よりも短くして前記発光素子を駆動し、
前記制御手段は、所定の高次高調波に感度を有するように前記受光素子の露光を制御し、
前記信号処理手段は、基本波の成分と高次高調波の成分とを線形結合し、自装置から対象物までの距離を計算することを特徴とする光飛行型測距装置（１）。
請求項１に記載した光飛行型測距装置において、
前記駆動手段は、発光波形のデューティーを５０％よりも短くした分だけ当該発光波形の尖頭値を高めることを特徴とする光飛行型測距装置。
請求項１又は２に記載した光飛行型測距装置において、
前記受光素子は、２つの蓄積容量（１４ａ，１４ｂ）と、前記２つの蓄積容量のそれぞれに対応する２つの変調スイッチ（１３ａ，１３ｂ）と、を有し、
前記制御手段は、前記２つの変調スイッチのうち一方を駆動する制御信号がＨであり且つ他方を駆動する制御信号がＬである状態を１と定義すると共に、一方を駆動する制御信号がＬであり且つ他方を駆動する制御信号がＨである状態を−１と定義することに加え、入射光に応じて発生する電荷を出力せずに破棄又は蓄積する状態を０と定義し、１と−１との間に０を挿入することで、所定の高次高調波に感度を有するように前記受光素子の露光を制御することを特徴とする光飛行型測距装置。
請求項３に記載した光飛行型測距装置において、
前記制御手段は、前記２つの変調スイッチをそれぞれ駆動する制御信号が共にＨである状態を設けることで、０を定義することを特徴とする光飛行型測距装置。
請求項３に記載した光飛行型測距装置において、
前記受光素子は、２つの変調スイッチとは別の変調スイッチ（１３ｃ）を有し、
前記制御手段は、前記２つの変調スイッチをそれぞれ駆動する制御信号が共にＬであり且つ前記別の変調スイッチを駆動する制御信号がＨである状態を設けることで、０を定義することを特徴とする光飛行型測距装置。
請求項３に記載した光飛行型測距装置において、
前記制御手段は、前記２つの変調スイッチをそれぞれ駆動する制御信号を反転制御し、前記２つの蓄積容量のうち一方に蓄積された電荷を破棄する周期と、前記２つの蓄積容量のうち他方に蓄積された電荷を破棄する周期とを統合することで、０を定義することを特徴とする光飛行型測距装置。
請求項１から６の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において
前記信号処理手段は、基本波の成分と高次高調波の成分とを線形結合する前に、ｎ（ｎは自然数）次高調波の成分について、１／ｎの固定ゲインを付与することを特徴とする光飛行型測距装置。
請求項１から７の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
前記信号処理手段は、前記受光素子によりサンプリングされた値から発光波形のデューティーを推定することを特徴とする光飛行型測距装置。
請求項８に記載した光飛行型測距装置において、
前記信号処理手段は、推定した発光波形のデューティーから基本波の成分と高次高調波の成分とを線形結合する際の係数を決定することを特徴とする光飛行型測距装置。
請求項９に記載した光飛行型測距装置において、
前記信号処理手段は、基本波の成分から高次高調波の成分への位相回りを判定し、
係数を補正することを特徴とする光飛行型測距装置。
請求項９又は１０に記載した光飛行型測距装置において、
前記信号処理手段は、基本波の成分と２次高調波の成分を３対７の比で線形結合することを特徴とする光飛行型測距装置。
請求項１１に記載した光飛行型測距装置において、
前記信号処理手段は、位相数が６又は８であるときに、基本波の成分と２次高調波の成分を３対７の比で線形結合することを特徴とする光飛行型測距装置。
請求項１から１２の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
前記信号処理手段は、前記受光素子によりサンプリングされた値のうち積分期間と時間軸が一致する値を有効とし、積分期間と時間軸が一致しない値を無効とし、自装置から対象物までの距離を計算することを特徴とする光飛行型測距装置。
請求項１から１３の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
前記制御手段は、自装置から対象物までの距離が相対的に遠いときには、積分期間と時間軸が一致するサンプリング回数が相対的に多くなるように前記受光手段の露光期間を相対的に長く制御し、自装置から対象物までの距離が相対的に近いときには、積分期間と時間軸が一致するサンプリング回数が相対的に少なくなるように前記受光手段の露光期間を相対的に短く制御することを特徴とする光飛行型測距装置。