WO2015111692A1 - 絶縁検出装置 - Google Patents

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WO2015111692A1
WO2015111692A1 PCT/JP2015/051814 JP2015051814W WO2015111692A1 WO 2015111692 A1 WO2015111692 A1 WO 2015111692A1 JP 2015051814 W JP2015051814 W JP 2015051814W WO 2015111692 A1 WO2015111692 A1 WO 2015111692A1
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WO
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switch
voltage
zener diode
flying capacitor
detection device
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Application number
PCT/JP2015/051814
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English (en)
French (fr)
Inventor
佳浩 河村
Original Assignee
矢崎総業株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/36—Arrangements for testing, measuring or monitoring the electrical condition of accumulators or electric batteries, e.g. capacity or state of charge [SoC]
    • G01R31/385—Arrangements for measuring battery or accumulator variables
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/50—Testing of electric apparatus, lines, cables or components for short-circuits, continuity, leakage current or incorrect line connections
    • G01R31/52—Testing for short-circuits, leakage current or ground faults

Definitions

  • the present invention relates to an insulation detection device for detecting a ground fault or an insulation state with respect to a ground potential portion of a DC power source based on a charging voltage of a flying capacitor charged by a DC power source insulated from the ground potential portion.
  • a flying capacitor type insulation detection device has been proposed as a conventional insulation detection device.
  • a high-voltage (eg, 200 V) DC power source For example, in a vehicle that uses electric power as propulsion energy, it is normal to insulate a high-voltage (eg, 200 V) DC power source from the vehicle body and use it as a non-grounded power source.
  • the insulation detection device having the above-described configuration is used to detect a ground fault or an insulation state with respect to the ground potential portion.
  • JP 2004-170103 A JP 2004-170103 A
  • the semiconductor relays such as optical MOS-FETs used in the flying capacitor type ground fault measuring circuit are also increased. There is a demand for pressure resistance.
  • optical MOS-FETs having a high withstand voltage have the disadvantage that they are technically difficult to manufacture and the unit cost of the components is high, increasing the cost of the entire device.
  • the flying capacitor type ground fault measurement circuit if the energization current of the optical MOS-FET or the like is limited to a low level as the ground fault measurement circuit has a high breakdown voltage, charging / discharging is performed due to the ground fault measurement circuit method. Current is limited to be low. Along with this, the required time for charging / discharging has to be changed for a long time, and the measurement cycle becomes slow, so there is a problem that it is not possible to meet the demand for high-speed measurement of ground faults and insulation states of vehicles etc. It was.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and provides an insulation detection device capable of achieving a high breakdown voltage without using a high breakdown voltage semiconductor relay and ensuring an energization current. Objective.
  • a ground fault measuring circuit for detecting an insulation state of a DC power source, and includes a positive terminal and a negative terminal of the DC power source insulated from a ground potential portion. Are connected to each other, and the flying capacitor is charged with a charge amount corresponding to the power supply voltage of the DC power supply, the changeover switch for switching between charging and discharging of the flying capacitor, and the charging voltage when the flying capacitor is charged.
  • a detectable voltage detection device and an arithmetic device for detecting an insulation state of the DC power source based on a charging voltage of the flying capacitor detected by the voltage detection device.
  • the changeover switch is connected in parallel to each of a plurality of switches having semiconductor relays and one or more of the plurality of switches, and the maximum voltage applied to the connected semiconductor relays is set to a constant voltage.
  • a protective element to keep.
  • the changeover switch may include a first switch to a fourth switch.
  • the first switch is connected to one terminal of the flying capacitor via a first diode and a first resistor connected in series to the positive terminal, and the second switch has a negative terminal connected to the other terminal of the flying capacitor.
  • the third switch is connected in series between the wiring connecting the first switch and the first diode and the voltage detection device and connected in series to one terminal of the flying capacitor.
  • the fourth switch is connected to the voltage detection device via the second diode and the third resistor, and the fourth switch has the other terminal of the flying capacitor connected to the ground potential portion via the fourth resistor.
  • the semiconductor relay may be composed of an optical MOS-FET relay
  • the protective element may be composed of, for example, a Zener diode connected in parallel to the optical MOS-FET relay of each switch.
  • the Zener diode or the like of the first switch is provided in a direction opposite to the current flowing from the positive terminal of the DC power supply, and the Zener diode or the like of the second switch flows toward the negative terminal of the DC power supply.
  • the zener diode of the third switch is provided so as to be in the same forward direction as the zener diode of the first switch, and is opposite to the zener diode.
  • Zener diode of the fourth switch is provided so as to be in the same forward direction as the Zener diode of the second switch, and so on.
  • a diode for preventing reverse current may be provided.
  • each optical MOS-FET relay the withstand voltage condition of each optical MOS-FET relay
  • Vds the breakdown voltage of each optical MOS-FET relay
  • Vz the Zener voltage of the Zener diode
  • the condition of the Zener voltage (Vz) of the Zener diode is: Vz1 + Vz3> Vd
  • Vz1 is the Zener voltage of the Zener diode of the first switch
  • Vz3 is the Zener voltage of the Zener diode of the third switch
  • Vd is the required breakdown voltage between the high voltage and the low voltage
  • Vz2 the Zener voltage of the Zener diode of the second switch
  • Vz4 the Zener voltage of the Zener diode of the fourth switch
  • Vd the required withstand voltage between the high voltage and the low voltage.
  • an insulation detection device capable of achieving a high breakdown voltage without using a high breakdown voltage semiconductor relay and ensuring an energization current.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a basic configuration of an insulation detection device according to an embodiment.
  • FIGS. 2A to 2D are circuit diagrams illustrating a configuration example of a first switch to a fourth switch applied to the insulation detection device according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the insulation detection device according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a configuration example of an insulation detection device according to a comparative example.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating a configuration example of an insulation detection device according to a modification of the embodiment.
  • the insulation detection device 11 according to the embodiment will be described with reference to FIGS.
  • An insulation detection device (ground fault sensor) 11 is connected between a positive terminal and a negative terminal of a high-voltage DC power supply B insulated from a ground potential portion, and has a charge corresponding to a power supply voltage of the high-voltage DC power supply B.
  • This is an insulation detection device that detects the insulation state of the high-voltage DC power supply B by detecting the charging voltage when the flying capacitor C1 is charged in quantity by the voltage detection device 15.
  • the changeover switch for switching between charging and discharging of the flying capacitor C1 includes a semiconductor relay 50 and a protection element (such as a Zener diode ZD1) that is connected in parallel to the semiconductor relay 50 and maintains the maximum voltage applied to the semiconductor relay at a constant voltage. Prepare.
  • the change-over switch is shown as having four switches (first switch S1 to fourth switch S4), but the present invention is not limited to this, and two to three switches or You may make it comprise with five or more switches.
  • the insulation detection device 11 is for detecting an insulation state of the high-voltage DC power supply B insulated from the ground potential portion in a vehicle body or the like of a vehicle.
  • the reference sign RLp indicates the ground fault resistance on the positive electrode side of the high-voltage DC power supply B
  • the reference sign RLn indicates the ground fault resistance on the negative electrode side of the high-voltage DC power supply B.
  • the insulation detection device 11 includes a bipolar flying capacitor C1, a first switch S1 to a fourth switch S4 as changeover switches, a sample hold circuit 14 that samples and holds a charging voltage and a discharge voltage of the flying capacitor C1, and a sample hold
  • a microcomputer (hereinafter abbreviated as “microcomputer”) 15 is provided as a voltage detection device for detecting the hold value of the circuit 14 and measuring the charging voltage and discharging voltage of the flying capacitor C1.
  • a ceramic capacitor or the like can be used as the flying capacitor C1.
  • the changeover switch connects the flying capacitor C1 to the positive electrode of the high-voltage DC power supply B, the second switch S2 that connects the flying capacitor C1 to the negative electrode of the high-voltage DC power supply B, and connects the flying capacitor C1 to the microcomputer 15. And a fourth switch S4 for connecting the flying capacitor C1 to the ground potential portion.
  • a first resistor R1 is connected in series between the flying capacitor C1 and the first switch S1, and a second resistor R2 is connected in series between the flying capacitor C1 and the second switch S2.
  • the first resistor R1 and the second resistor R2 have relatively high resistance values.
  • a resistance eg 300 k ⁇ is used.
  • a semiconductor relay 50 such as an optical MOS-FET relay is used, and the microcomputer 15 can perform on / off control (open / close control).
  • the optical MOS-FET is an element that transmits light while electrically insulating it using light, and is a completely solid state relay (semiconductor relay) that employs a light emitting diode on the drive side and a MOS-FET on the contact point. ).
  • Optical MOS-FET relays using optical MOS-FETs are not only smaller and lighter than conventional mechanical relays, but also have the characteristics of being easy to drive, high speed, and less susceptible to noise.
  • the optical MOS-FET has a component price considerably higher than that of a normal breakdown voltage (for example, about 600V) due to technical difficulties. There is a difficulty.
  • the microcomputer 15 is operated by a low-voltage auxiliary battery lower than the high-voltage DC power supply B.
  • the high-voltage DC power source B is also insulated from the ground potential of the microcomputer 15.
  • the first A / D conversion port A / D1 of the microcomputer 15 is connected to the third switch S3 via the sample hold circuit 14.
  • a connection point between the sample hold circuit 14 and the third switch S3 is grounded via a fifth resistor R4.
  • a fourth resistor R5 is connected between the fourth switch S4 and the ground potential portion.
  • the first switch S1 and the third switch S3 on one end (upper pole in FIG. 1) side of the flying capacitor C1 are connected in series.
  • a current direction switching circuit X is connected between a connection point between the first switch S1 and the third switch S3 and one end of the flying capacitor C1.
  • the current direction switching circuit X is a parallel circuit, and includes a series circuit of a first diode D0 and a first resistor R1 that are forward from the first switch S1 toward one end of the flying capacitor C1, and a third circuit from one end of the flying capacitor C1.
  • the high-voltage DC power supply B is provided with Y capacitors Y + and Y- for preventing common mode noise between the positive and negative poles and the ground potential portion.
  • the positive-side Y capacitor Y + is connected between the high-voltage power output positive-side power line 111 and the ground electrode 113.
  • the negative Y capacitor Y ⁇ is connected between the negative power line 112 and the ground electrode 113 for high voltage power output.
  • the insulation state between the positive power line 111 and the ground electrode 113 is represented as a ground fault resistance RLp, and the insulation state between the negative power line 112 and the ground electrode 113 is represented as a ground fault resistance RLn.
  • the first switch S1 and the second switch S2 are turned on for a predetermined time, and the third switch S3, the fourth switch S4, and the sample hold circuit 14 are turned on. Turn off the switch.
  • the predetermined time is a time shorter than the time required for the flying capacitor C1 to be fully charged.
  • a charging circuit is formed that passes through the end (the lower terminal in FIG. 1), the second resistor R2, the second switch S2, and the main circuit wiring 1n on the negative terminal side to reach the negative electrode of the high-voltage DC power supply B.
  • the charging circuit of this path is referred to as a first charging circuit.
  • the flying capacitor C1 is charged with a charge amount corresponding to the voltage of the high-voltage DC power supply B.
  • one end of the flying capacitor C1 becomes a positive electrode and the other end becomes a negative electrode.
  • the first switch S1 and the second switch S2 are turned off, and the third switch S3 and the fourth switch S4 are turned on.
  • the positive electrode of the flying capacitor C1 is connected to the sample hold circuit 14 via the second diode D2, the third resistor R3, and the third switch S3, and the negative electrode of the flying capacitor C1 is connected to the fourth switch S4 and the fourth switch S4.
  • the resistor R5 is connected to the ground potential portion. As a result, the flying capacitor C1 is discharged.
  • the switch of the sample hold circuit 14 is turned on for a short time (for example, 200 to 300 ⁇ s) under the control of the microcomputer 15.
  • the reading capacitor 17 is charged at a potential corresponding to the difference between the voltages at both ends of the third resistor R3 among the divided voltages of the flying capacitor C1 by the third resistor R3 and the fifth resistor R4.
  • the flying capacitor C1 is charged with a charge amount corresponding to the voltage of the high-voltage DC power supply B. Therefore, the reading capacitor 17 charged with the discharge voltage immediately after the start of discharging of the flying capacitor C1 has a voltage dividing ratio between the fifth resistor R4 and the fourth resistor R5 in the amount of charge corresponding to the voltage of the high-voltage DC power supply B. The amount of charge corresponding to is accumulated.
  • the potential obtained by dividing the charging voltage of the reading capacitor 17 becomes the first A / D conversion port A / D of the microcomputer 15 via the sample hold circuit 14. D1 is input and measured. Therefore, the charging of the flying capacitor C1 according to the voltage of the high-voltage DC power supply B is obtained from this measured value, the voltage dividing ratio of the third resistor R3 and the fifth resistor R4, and the voltage dividing ratio of the fifth resistor R4 and the fourth resistor R5.
  • the voltage Vc1 is measured by the microcomputer 15.
  • the flying capacitor C1 continues to be turned on. It is in a discharged state.
  • the sample hold circuit 14 is turned on under the control of the microcomputer 15. As a result, the flying capacitor C1 and the reading capacitor 17 are discharged. When the flying capacitor C1 and the reading capacitor 17 are completely discharged, the third switch S3, the fourth switch S4, and the switch of the sample hold circuit 14 are turned off under the control of the microcomputer 15.
  • the first switch S1 and the fourth switch S4 are turned on over the predetermined time described above under the control of the microcomputer 15, and the second The switch switch S2 and the third switch S3 are turned off.
  • the second switch A charging circuit is formed on the path leading to the negative electrode of the high-voltage DC power supply B through the four resistors R5, the (ground potential portion) ground fault resistor RLn on the negative terminal side, and the main circuit wiring 1n on the negative terminal side.
  • the charging circuit of this path is referred to as a second charging circuit.
  • the flying capacitor C1 is charged with a charge amount corresponding to the ground fault resistance RLn on the negative terminal side.
  • one end of the flying capacitor C1 becomes a positive electrode and the other end becomes a negative electrode.
  • the first switch S1 and the second switch S2 are turned off, the third switch S3 and the fourth switch S4 are turned on, and the switch of the sample hold circuit 14 is turned on for a short time ( For example, 200 to 300 ⁇ s) is turned on.
  • a short time For example, 200 to 300 ⁇ s
  • the ground on the negative terminal side is measured in the same manner as the measurement of the charging voltage of the flying capacitor C1 according to the voltage of the high-voltage DC power supply B.
  • the microcomputer 15 measures the charging voltage of the flying capacitor C1 in accordance with the resistance RLn.
  • the second switch S2 and the third switch S3 are turned on for the predetermined time described above under the control of the microcomputer 15, and the first The switch S1 and the fourth switch S4 are turned off.
  • a charging circuit is formed on the path leading to the negative electrode of the high-voltage DC power supply B through one end and the other end of the flying capacitor C1, the second resistor R2, the second switch S2, and the main circuit wiring 1n on the negative terminal side.
  • the charging circuit of this path is referred to as a third charging circuit.
  • the flying capacitor C1 is charged with a charge amount corresponding to the ground fault resistance RLp on the positive terminal side.
  • one end of the flying capacitor C1 becomes a positive electrode and the other end becomes a negative electrode.
  • the first switch S1 and the second switch S2 are turned off, the third switch S3 and the fourth switch S4 are turned on, and the switch of the sample hold circuit 14 is turned on for a short time ( For example, 200 to 300 ⁇ s) is turned on.
  • a short time For example, 200 to 300 ⁇ s
  • the microcomputer 15 measures the charging voltage of the flying capacitor C1 according to the ground fault resistance RLp on the positive terminal side. Then, the flying capacitor C1 and the reading capacitor 17 are completely discharged.
  • the composite ground fault resistance “(RLp ⁇ RLn) / (RLp + RLn)” can be derived based on (Vc1p + Vc1n) / Vc1. .
  • Vc1 charging voltage of the flying capacitor C1 according to the output voltage of the high-voltage DC power supply B
  • Vc1n charging voltage of the flying capacitor C1 affected by the negative side ground fault resistance RLn
  • Vc1p positive side ground fault resistance
  • the charging voltage of the flying capacitor C1 affected by RLp, RLp, RLn resistance values of the local fault resistors.
  • the microcomputer 15 grasps each charging voltage “Vc1”, “Vc1n”, “Vc1p” from the signal level input to the analog input port (A / D1) in each state, and based on the above relational expression, The tangential resistances RLp and RLn can be calculated.
  • the microcomputer 15 can calculate the parallel combined resistance value of the ground fault resistance RLp on the positive terminal side and the ground fault resistance RLn on the negative terminal side, and detect the ground fault and the insulation state of the high-voltage DC power supply B.
  • the first switch S1 applied to the insulation detection device 11 has a configuration shown in the circuit diagram of FIG.
  • the first switch S1 is connected in parallel to the optical MOS-FET relay 50 and the Zener diode ZD1 as a protection element that is connected in parallel to the optical MOS-FET relay 50 and keeps the maximum voltage applied to the optical MOS-FET relay 50 at a constant voltage.
  • an IC 20 as a switch control device for performing on / off control (opening / closing control) of the optical MOS-FET relay 50.
  • the zener diode ZD1 is provided in the opposite direction to the current flowing from the positive terminal of the high-voltage DC power supply B.
  • the second switch S2 has a configuration shown in the circuit diagram of FIG.
  • the second switch S2 is connected to the optical MOS-FET relay 50 in parallel with the optical MOS-FET relay 50, and a Zener diode ZD2 as a protective element that keeps the maximum voltage applied to the optical MOS-FET relay 50 at a constant voltage.
  • an IC 20 as a switch control device for performing on / off control (opening / closing control) of the optical MOS-FET relay 50.
  • the zener diode ZD2 is provided so as to be in the opposite direction to the current flowing toward the negative terminal of the high-voltage DC power supply B.
  • the third switch S3 has a configuration shown in the circuit diagram of FIG.
  • the third switch S3 is a Zener diode ZD3a as a protective element that keeps the maximum voltage applied to the optical MOS-FET relay 50 connected in parallel to the optical MOS-FET relay 50 and the optical MOS-FET relay 50 at a constant voltage.
  • a switch control device that performs ON / OFF control (open / close control) of the optical MOS-FET relay 50 and a series circuit of a reverse current prevention diode (Zener diode) ZD3b provided in the opposite direction to the Zener diode ZD3a IC20.
  • Zener diode ZD3a is provided in the same forward direction as the Zener diode ZD1 of the first switch S1.
  • Zener diode ZD3b is used as the diode for preventing the reverse current.
  • the present invention is not limited thereto, and a normal diode may be used.
  • the fourth switch S4 has a configuration shown in the circuit diagram of FIG.
  • the fourth switch S4 includes the optical MOS-FET relay 50 and a Zener diode ZD4b as a protective element that is connected in parallel to the optical MOS-FET relay 50 and keeps the maximum voltage applied to the optical MOS-FET relay 50 at a constant voltage.
  • a switch control device that performs ON / OFF control (open / close control) of the optical MOS-FET relay 50 and a series circuit of a reverse current prevention diode (Zener diode) ZD4a provided so as to be opposite to the Zener diode ZD4b IC20.
  • the Zener diode ZD4b is provided in the same forward direction as the Zener diode ZD2 of the second switch S2.
  • Zener diode ZD4a is used as the diode for preventing the reverse current
  • the present invention is not limited to this, and a normal diode may be used.
  • each optical MOS-FET relay 50 Withstand voltage (Vds) of each optical MOS-FET relay> Zener voltage (Vz) of Zener diodes (ZD1, ZD2, ZD3a, ZD4b) (for example, about 550 V to 600 V)
  • Zener voltage (Vz) of Zener diodes (ZD1, ZD2, ZD3a, ZD4b) (Zener voltage (Vz1) of the Zener diode ZD1 of the first switch S1 + Zener voltage (Vz3) of the Zener diode ZD3a of the third switch S3)>
  • Required withstand voltage (Vd) between high voltage and low voltage for example, 900 V to 1000V
  • Zener voltage (Vz2) of the Zener diode ZD2 of the second switch S2 + Zener voltage (Vz4) of the Zener diode ZD4b of the fourth switch S4) >> required withstand voltage (Vd) between high voltage and low voltage (for example, 900 V to 1000V)
  • the Zener voltage of the Zener diode (ZD1, ZD2, ZD3a, ZD4b) is about 550 V to 600 V, for example.
  • the withstand voltage of the optical MOS-FET relay 50 is about 600V. Therefore, a general-purpose product with a withstand voltage of about 600 V can be used as each optical MOS-FET relay 50, and it is not necessary to use a high withstand voltage type with a withstand voltage of about 900 V, which increases the unit price, and the cost of the apparatus can be reduced.
  • a relatively high resistance value of about 300 k ⁇ is used for the first resistance R1 and the second resistance R2, so that, for example, a voltage of about 900 V is applied to the circuit when an abnormality occurs.
  • about 300 V can be consumed by the voltage drop caused by the first resistor R1 and the second resistor R2. Therefore, even when such an abnormal voltage (about 900 V) is generated, it is possible to avoid a situation where a voltage with a withstand voltage of 600 V or more is applied to the optical MOS-FET relay 50.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the insulation detection device 100 according to the comparative example.
  • the insulation detection device 100 according to the comparative example is different from the insulation detection device 11 according to the embodiment in that instead of the first switch S1 to the fourth switch S4 having the circuit configuration shown in FIG.
  • the switches S11 to S14 are provided.
  • Y capacitors Y + and Y- for interposing common mode noise are interposed between the positive and negative poles and the ground potential portion.
  • the optical MOS-FET relays S11 to S14 used in the flying capacitor type ground fault measurement circuit as the electric power of the object to be inspected (vehicle or the like) such as the insulation detection device 100 according to the comparative example increases.
  • higher breakdown voltage for example, a breakdown voltage of 900 V or higher.
  • each of the optical MOS-FET relays 50 of the first switch S1 to the fourth switch S4 one corresponding to a so-called general-purpose product having a withstand voltage of about 600V is used. Protection elements (Zener diodes (ZD1, ZD2, ZD3a, ZD4b)) that keep the maximum voltage applied to each optical MOS-FET relay 50 at a constant voltage are connected in parallel.
  • each optical MOS-FET relay 50 it is possible to prevent each optical MOS-FET relay 50 from being applied with a voltage higher than a withstand voltage (for example, about 600 V). Therefore, the overall breakdown voltage of the first switch S1 to the fourth switch S4 can be increased even if a general-purpose product having a breakdown voltage of about 600 V is used as each optical MOS-FET relay 50. Therefore, the insulation detection device 11 can be provided at a relatively low cost without increasing the component cost as in the insulation detection device 100 according to the comparative example.
  • a withstand voltage for example, about 600 V
  • Zener diodes ZD1, ZD2, ZD3a, ZD4b
  • the insulation detection device 11A is applied to a high voltage battery system provided with a booster 18 as shown in FIG.
  • the output voltage (for example, 200V) of the high voltage DC power source B as the primary side high voltage is boosted to the secondary side high voltage output voltage (for example, 600V) by the booster 18.
  • the insulation state between the primary high-voltage positive electrode and the ground electrode is represented as a ground fault resistance RLp1
  • the insulation state between the primary high-voltage negative electrode and the ground electrode is represented as a ground fault resistance RLn1.
  • the insulation state between the secondary high-voltage positive electrode and the ground electrode is represented as a ground fault resistance RLp2
  • the insulation state between the secondary high-voltage negative electrode and the ground electrode is represented as a ground fault resistance RLn2.
  • the basic configuration and operation of the insulation detection device 11A according to the modification are similar to those of the insulation detection device 11 according to the embodiment. Therefore, hereinafter, the insulation detection device 11A according to the modification will be described only with respect to differences from the insulation detection device 11 according to the embodiment, and the same reference numerals are given to the same configurations as those of the insulation detection device 11 according to the embodiment. A duplicate description will be omitted.
  • protection elements can be provided only in the second switch S2 and the fourth switch S4, and the protection elements of the first switch S1 and the third switch S3 can be omitted.
  • the second switch S2 includes a Zener diode ZD2b and a Zener diode ZD2b, which are connected in parallel to the optical MOS-FET relay 50 and serve as protective elements that keep the maximum voltage applied to the optical MOS-FET relay 50 at a constant voltage.
  • a series circuit with a reverse current preventing diode (Zener diode) ZD2a provided in the reverse direction is provided.
  • the third switch S3 is connected in parallel to the optical MOS-FET relay 50, and is in a direction opposite to the Zener diode ZD4b and the Zener diode ZD4b as protective elements that keep the maximum voltage applied to the optical MOS-FET relay 50 at a constant voltage.
  • a series circuit with a reverse current preventing diode (Zener diode) ZD4a provided as described above is provided. In the first switch S1 and the third switch S3, a Zener diode as a protection element is omitted.
  • the insulation detection device 11A when the insulation detection device 11A is applied to the high voltage battery system provided with the booster 18, the path that requires the most withstand voltage is between the points b and c, that is, the second switch S2. This is the path of the fourth switch S4.
  • the protective elements of the first switch S1 and the third switch S3 are omitted.
  • the first switch S1 and the third switch S3 are omitted. You may provide a protection element in each or one of these.
  • a Zener diode is used as a protective element, but a varistor, a TVS (Transient Voltage Suppressor) diode, or the like can be used instead.
  • a varistor for example, a varistor, a TVS (Transient Voltage Suppressor) diode, or the like can be used instead.
  • TVS Transient Voltage Suppressor
  • an insulation detection device capable of achieving a high breakdown voltage without using a high breakdown voltage semiconductor relay and ensuring an energization current.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Testing Of Short-Circuits, Discontinuities, Leakage, Or Incorrect Line Connections (AREA)

Abstract

　絶縁検出装置（１１）は、接地電位部から絶縁された直流電源（Ｂ）の正端子と負端子との間に接続され、直流電源（Ｂ）の電源電圧に応じた電荷量で充電されるフライングキャパシタ（Ｃ１）と、フライングキャパシタ（Ｃ１）への充電と放電を切り換えるための切換スイッチと、フライングキャパシタ（Ｃ１）が充電された際の充電電圧を検出可能な電圧検出装置（１５）と、電圧検出装置（１５）によって検出されたフライングキャパシタの充電電圧とに基づいて、直流電源の絶縁状態を検出するための演算装置（１５）を備える。切換スイッチは、半導体リレー（５０）を備えた複数のスイッチ（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４）と、複数のスイッチ（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４）の半導体リレー（５０）の各々に並列接続され、半導体リレーにかかる最大電圧を定電圧に保つ保護素子（ＺＤ１等）とを備える。

Description

絶縁検出装置
　本発明は、接地電位部から絶縁された直流電源により充電されるフライングキャパシタの充電電圧に基づいて、直流電源の接地電位部に対する地絡や絶縁状態を検出する絶縁検出装置に関するものである。
　従来例の絶縁検出装置として、例えば、フライングキャパシタ方式の絶縁検出装置が提案されている。
　この従来例の絶縁検出装置は、直流の高圧電源の絶縁状態を検出する際に、接地から浮かせた状態のコンデンサ（即ち、フライングキャパシタ）に高圧電源の電圧を充電してその両端電圧を計測した計測値と、コンデンサの一方を抵抗を介して接地した状態において、同様に高圧電源の電圧をコンデンサに充電してその両端電圧を計測した計測値とに基づいて地絡抵抗を算出することにより高圧電源の絶縁状態を検出している（特許文献１参照）。
　そして、例えば、推進用エネルギーとして電力を利用する車両においては、高圧化（例えば２００Ｖ）された直流電源を車体から絶縁して非接地電源とするのが通常であり、このような非接地電源の接地電位部に対する地絡や絶縁状態の検出に上述のような構成の絶縁検出装置が用いられている。
特開２００４－１７０１０３号公報(JP 2004-170103 A)
　ところで、絶縁検出装置の被検査対象（車両等）の電力が高圧化（例えば、４００Ｖ）するのに伴い、フライングキャパシタ方式の地絡計測回路に使用される光ＭＯＳ－ＦＥＴ等の半導体リレーも高耐圧化が求められている。
　しかしながら、高耐圧（例えば、耐圧９００Ｖ程度）の光ＭＯＳ－ＦＥＴ等は、技術的に製造が難しく部品単価が高くなり、装置全体のコストが嵩むという不都合があった。
　また、高耐圧の光ＭＯＳ－ＦＥＴ等を用いた場合には、通電電流が低下してしまうという難点もあった。
　即ち、フライングキャパシタ方式の地絡計測回路において、地絡計測回路の高耐圧化に伴って光ＭＯＳ－ＦＥＴ等の通電電流が低く制限されてしまうと、地絡計測回路の方式上、充放電のための電流が低く制限されてしまう。これに伴い、規定の充放電に要する時間を長く変更せざるを得なくなり、計測サイクルが遅くなるため、車両等についての地絡や絶縁状態の高速な計測の要求に応えられないという問題があった。
　本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、高耐圧の半導体リレーを用いることなく高耐圧化を図ることができると共に、通電電流を確保することのできる絶縁検出装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため、本発明の態様に係る地絡計測回路は、直流電源の絶縁状態を検出するためのものであって、接地電位部から絶縁された直流電源の正端子と負端子との間に接続され、直流電源の電源電圧に応じた電荷量で充電されるフライングキャパシタと、フライングキャパシタへの充電と放電を切り換えるための切換スイッチと、フライングキャパシタが充電された際の充電電圧を検出可能な電圧検出装置と、電圧検出装置によって検出されたフライングキャパシタの充電電圧に基づいて、直流電源の絶縁状態を検出するための演算装置とを備える。切換スイッチは、半導体リレーを備えた複数のスイッチと、複数のスイッチのうちの１つ以上のスイッチの半導体リレーにそれぞれ対応して並列接続され、接続された半導体リレーにかかる最大電圧を定電圧に保つ保護素子とを備える。
　切換スイッチは、第１スイッチから第４スイッチを備えてもよい。この場合、第１スイッチは、正端子に直列接続された第１ダイオードおよび第１抵抗を介してフライングキャパシタの一方の端子に接続され、第２スイッチは、負端子をフライングキャパシタの他方の端子に第２抵抗を介して接続され、第３スイッチは、第１スイッチと第１ダイオードとを接続する配線と電圧検出装置との間に直列に接続され且つフライングキャパシタの一方の端子に直列接続された第２ダイオードおよび第３抵抗を介して電圧検出装置に接続され、第４スイッチは、フライングキャパシタの他方の端子を第４抵抗を介して接地電位部に接続される。
　半導体リレーは光ＭＯＳ－ＦＥＴリレーで構成され、保護素子は各スイッチの光ＭＯＳ－ＦＥＴリレーに並列接続された例えばツェナーダイオードなどで構成されてもよい。この場合、第１スイッチのツェナーダイオード等は、直流電源の正端子から流れる電流に対して逆方向となるように設けられ、第２スイッチのツェナーダイオード等は、直流電源の負端子に向かって流れる電流に対して逆方向となるように設けられ、第３スイッチのツェナーダイオード等は、第１スイッチのツェナーダイオードと同じ順方向となるように設けられると共に、当該ツェナーダイオード等と逆方向となるように逆電流防止用のダイオードが設けられ、第４スイッチのツェナーダイオード等は、第２スイッチのツェナーダイオード等と同じ順方向となるように設けられると共に、当該ツェナーダイオード等と逆方向となるように逆電流防止用のダイオードが設けられるとよい。このとき、各光ＭＯＳ－ＦＥＴリレーの耐圧条件は、
　Ｖｄｓ＞Ｖｚ
但し、Ｖｄｓ：各光ＭＯＳ－ＦＥＴリレーの耐圧、Ｖｚ：ツェナーダイオードのツェナ電圧、であり、且つ、ツェナーダイオードのツェナ電圧（Ｖｚ）の条件は、
　Ｖｚ1＋Ｖｚ3＞Ｖｄ
但し、Ｖｚ1：第１スイッチのツェナーダイオードのツェナ電圧、Ｖｚ3：第３スイッチのツェナーダイオードのツェナ電圧、Ｖｄ：要求される高圧～低圧間の絶縁耐圧、
　Ｖｚ2＋Ｖｚ4＞Ｖｄ
但し、Ｖｚ2：第２スイッチのツェナーダイオードのツェナ電圧、Ｖｚ4：第４スイッチのツェナーダイオードのツェナ電圧、Ｖｄ：要求される高圧～低圧間の絶縁耐圧
であればよい。
　本発明の態様によれば、高耐圧の半導体リレーを用いることなく高耐圧化を図ることができると共に、通電電流を確保することのできる絶縁検出装置を提供することができる。
図１は、実施形態に係る絶縁検出装置の基本構成を示す回路図である。 図２（ａ）－２（ｄ）は、実施形態に係る絶縁検出装置に適用される第１スイッチ－第４スイッチの構成例を示す回路図である。 図３は、実施形態に係る絶縁検出装置の構成例を示す回路図である。 図４は、比較例に係る絶縁検出装置の構成例を示す回路図である。 図５は、実施形態の変形例に係る絶縁検出装置の構成例を示す回路図である。
　図１～３を参照して、実施形態に係る絶縁検出装置１１について説明する。
 （絶縁検出装置の構成について）
　実施形態に係る絶縁検出装置（地絡センサ）１１は、接地電位部から絶縁された高圧直流電源Ｂの正端子と負端子との間に接続され、高圧直流電源Ｂの電源電圧に応じた電荷量でフライングキャパシタＣ１が充電された際の充電電圧を電圧検出装置１５によって検出することにより、高圧直流電源Ｂの絶縁状態を検出する絶縁検出装置である。
　フライングキャパシタＣ１への充電と放電を切り換えるための切換スイッチは、半導体リレー５０と、半導体リレー５０に並列接続され、半導体リレーにかかる最大電圧を定電圧に保つ保護素子（ツェナーダイオードＺＤ１等）とを備える。
　図１、３では、切換スイッチは、４個のスイッチ（第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４）で構成される場合を示すが、これに限定されるものではなく、２～３個のスイッチあるいは５個以上のスイッチで構成するようにしてもよい。
　実施形態に係る絶縁検出装置１１は、車両の車体等において、接地電位部から絶縁された高圧直流電源Ｂの絶縁状態を検出するためのものである。
　図１において、引用符号ＲＬｐは高圧直流電源Ｂの正電極側の地絡抵抗、引用符号ＲＬｎは高圧直流電源Ｂの負電極側の地絡抵抗をそれぞれ示す。
　絶縁検出装置１１は、両極性のフライングキャパシタＣ１と、切換スイッチとしての第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４と、フライングキャパシタＣ１の充電電圧や放電電圧をサンプルホールドするサンプルホールド回路１４と、サンプルホールド回路１４のホールド値を検出してフライングキャパシタＣ１の充電電圧や放電電圧を測定するための電圧検出装置としてのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と略記する）１５とを備える。フライングキャパシタＣ１としては、セラミックスコンデンサ等を用いることができる。
　切換スイッチは、フライングキャパシタＣ１を高圧直流電源Ｂの正極に接続する第１スイッチＳ１と、フライングキャパシタＣ１を高圧直流電源Ｂの負極に接続する第２スイッチＳ２と、フライングキャパシタＣ１をマイコン１５に接続する第３スイッチＳ３と、フライングキャパシタＣ１を接地電位部に接続する第４スイッチＳ４とを備える。フライングキャパシタＣ１と第１スイッチＳ１との間には、第１抵抗Ｒ１が直列に接続され、フライングキャパシタＣ１と第２スイッチＳ２との間には、第２抵抗Ｒ２が直列に接続されている。
　マイコン１５によってフライングキャパシタＣ１の充電電圧や放電電圧を測定する際の高圧直流電源Ｂに対する絶縁性を確保するために、第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２には、同じ値の比較的高い抵抗値（例えば、３００ｋΩ）の抵抗が使用される。
　第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４の各々には、例えば光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー等の半導体リレー５０が用いられ、マイコン１５によりオンオフ制御（開閉制御）できるようになっている。
　ここで、光ＭＯＳ－ＦＥＴとは、光を使って、電気的には絶縁しながら信号を伝える素子であり、駆動側に発光ダイオード、接点にＭＯＳ－ＦＥＴを採用した完全固体型リレー（半導体リレー）の一種である。光ＭＯＳ－ＦＥＴを用いた光ＭＯＳ－ＦＥＴリレーは、従来の機械式リレーに比べて小型、軽量であるだけでなく、駆動が容易で高速で、ノイズが出難いという特性を有する。一方で、光ＭＯＳ－ＦＥＴは、高耐圧化（例えば、耐圧９００Ｖ）を図る場合には、技術的な困難性等から部品単価が通常の耐圧（例えば、６００Ｖ程度）のものより相当高額になるという難点がある。
　第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４の具体的な構成例については、図２を参照して後述する。
　マイコン１５は、高圧直流電源Ｂよりも低い低圧系の補機バッテリによって動作する。高圧直流電源Ｂは、マイコン１５の接地電位からも絶縁されている。
　マイコン１５の第１Ａ／Ｄ変換ポートＡ／Ｄ１は、サンプルホールド回路１４を介して第３スイッチＳ３と接続されている。サンプルホールド回路１４と第３スイッチＳ３との接続点は、第５抵抗Ｒ４を介して接地されている。第４スイッチＳ４と接地電位部との間には、第４抵抗Ｒ５が接続されている。フライングキャパシタＣ１の一端（図１中上方の極）側の第１スイッチＳ１と第３スイッチＳ３とは、直列接続されている。第１スイッチＳ１と第３スイッチＳ３との接続点とフライングキャパシタＣ１の一端との間には、電流方向切替回路Ｘが接続されている。
　電流方向切替回路Ｘは並列回路であり、第１スイッチＳ１からフライングキャパシタＣ１の一端に向けて順方向となる第１ダイオードＤ０と第１抵抗Ｒ１の直列回路と、フライングキャパシタＣ１の一端から第３スイッチＳ３に向けて順方向となる第２ダイオードＤ２と第３抵抗Ｒ３の直列回路と、第３スイッチＳ３からフライングキャパシタＣ１の一端に向けて順方向となる第３ダイオードＤ１とを備える。
　実施形態では、高圧直流電源Ｂには、正負の各極と接地電位部との間に、コモンモードノイズ対策用のＹコンデンサＹ＋，Ｙ－が介設されている。
　正側のＹコンデンサＹ＋は、高圧電源出力の正極側電源ライン１１１と接地電極１１３との間に接続されている。負側のＹコンデンサＹ－は、高圧電源出力の負極側電源ライン１１２と接地電極１１３との間に接続されている。正極側電源ライン１１１と接地電極１１３との間の絶縁状態は地絡抵抗ＲＬｐとして表され、負極側電源ライン１１２と接地電極１１３との間の絶縁状態は地絡抵抗ＲＬｎとして表されている。
 （絶縁検出装置の動作について）
　次に、上述した構成の絶縁検出装置１１において、地絡や絶縁状態を検出する際の動作手順について説明する。
　まず、マイコン１５の制御により、予め決定しておいた所定時間に亘って、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２とをオンさせると共に、第３スイッチＳ３と第４スイッチＳ４とサンプルホールド回路１４のスイッチとをオフさせる。ここで、所定時間とは、フライングキャパシタＣ１が完全に充電されるのに要する時間よりも短い時間である。
　これにより、高圧直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、第１スイッチＳ１、第１ダイオードＤ０、第１抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端（図１中上方の端子）、他端（図１中下方の端子）、第２抵抗Ｒ２、第２スイッチＳ２、負端子側の主回路配線１ｎを経て、高圧直流電源Ｂの負極に至る経路の充電回路を形成する。以後、この経路の充電回路を第１充電回路と称する。
　そして、この第１充電回路において、フライングキャパシタＣ１を高圧直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量で充電する。この第１充電回路での充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。
　続いて、マイコン１５の制御により、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２とをオフさせると共に、第３スイッチＳ３と第４スイッチＳ４とをオンさせる。これにより、フライングキャパシタＣ１の正極が、第２ダイオードＤ２と第３抵抗Ｒ３と第３スイッチＳ３とを介してサンプルホールド回路１４に接続され、フライングキャパシタＣ１の負極が、第４スイッチＳ４と第４抵抗Ｒ５とを介して接地電位部に接続される。これにより、フライングキャパシタＣ１が放電される。
　また、第３スイッチＳ３と第４スイッチＳ４のオンと同時に、マイコン１５の制御により、サンプルホールド回路１４のスイッチを短時間（例えば、２００～３００μｓ）オンさせる。これにより、フライングキャパシタＣ１の充電電圧を第３抵抗Ｒ３と第５抵抗Ｒ４で分圧したうちの、第３抵抗Ｒ３の両端電圧の差に相当する電位で読込用コンデンサ１７が充電される。
　ここで、フライングキャパシタＣ１の放電開始時には、高圧直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量でフライングキャパシタＣ１が充電された状態にある。そのため、フライングキャパシタＣ１の放電開始直後にその放電電圧で充電される読込用コンデンサ１７には、高圧直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量のうち、第５抵抗Ｒ４と第４抵抗Ｒ５の分圧比に応じた電荷量が蓄積されることになる。
　そして、マイコン１５の制御によりサンプルホールド回路１４のスイッチをオフさせると、読込用コンデンサ１７の充電電圧を分圧した電位が、サンプルホールド回路１４を介してマイコン１５の第１Ａ／Ｄ変換ポートＡ／Ｄ１に入力されて測定される。そこで、この測定値と、第３抵抗Ｒ３と第５抵抗Ｒ４の分圧比と、第５抵抗Ｒ４と第４抵抗Ｒ５の分圧比とから、高圧直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１をマイコン１５で測定させる。
　なお、サンプルホールド回路１４のスイッチをオフさせた後、フライングキャパシタＣ１の充電電圧を測定している間も、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４はオンされたままであるので、フライングキャパシタＣ１は引き続き放電状態にある。
　さらに、フライングキャパシタＣ１の充電電圧の測定終了後、マイコン１５の制御により、サンプルホールド回路１４のスイッチをオンさせる。これにより、フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサ１７とを放電状態とする。フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサ１７とを完全に放電させた時点で、マイコン１５の制御により、第３スイッチＳ３と第４スイッチＳ４とサンプルホールド回路１４のスイッチとをオフさせる。
　そして、フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサ１７とを完全に放電させた後、マイコン１５の制御により、上述した所定時間に亘って、第１スイッチＳ１と第４スイッチＳ４とをオンさせると共に、第２スイッチスイッチＳ２と第３スイッチＳ３とをオフさせる。
　これにより、高圧直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、第１スイッチＳ１、第１ダイオードＤ０、第１抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端と他端、第４スイッチＳ４、第４抵抗Ｒ５、（接地電位部、）負端子側の地絡抵抗ＲＬｎ、負端子側の主回路配線１ｎを経て、高圧直流電源Ｂの負極に至る経路の充電回路を形成する。以後、この経路の充電回路を第２充電回路と称する。
　そして、この第２充電回路において、フライングキャパシタＣ１を、負端子側の地絡抵抗ＲＬｎに応じた電荷量で充電する。この第２充電回路での充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。
　続いて、マイコン１５の制御により、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２とをオフさせると共に、第３スイッチＳ３と第４スイッチＳ４とをオンさせ、かつ、サンプルホールド回路１４のスイッチを短時間（例えば、２００～３００μｓ）オンさせる。
　その後、マイコン１５の制御によりサンプルホールド回路１４のスイッチを再びオンさせるまでの間、高圧直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧の測定の際と同様にして、負端子側の地絡抵抗ＲＬｎに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧をマイコン１５で測定させる。
　そして、フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサ１７とを完全に放電させた後、マイコン１５の制御により、上述した所定時間に亘って、第２スイッチＳ２と第３スイッチＳ３とをオンさせると共に、第１スイッチＳ１と第４スイッチＳ４とをオフさせる。
　これにより、高圧直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、正端子側の地絡抵抗ＲＬｐ、（接地電位部、）第５抵抗Ｒ４、第３スイッチＳ３、第３ダイオードＤ１、フライングキャパシタＣ１の一端と他端、第２抵抗Ｒ２、第２スイッチＳ２、負端子側の主回路配線１ｎを経て、高圧直流電源Ｂの負極に至る経路の充電回路を形成する。以後、この経路の充電回路を第３充電回路と称する。
　そして、この第３充電回路において、フライングキャパシタＣ１を、正端子側の地絡抵抗ＲＬｐに応じた電荷量で充電する。この第３充電回路での充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。
　続いて、マイコン１５の制御により、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２とをオフさせると共に、第３スイッチＳ３と第４スイッチＳ４とをオンさせ、かつ、サンプルホールド回路１４のスイッチを短時間（例えば、２００～３００μｓ）オンさせる。
　その後、マイコン１５の制御によりサンプルホールド回路１４のスイッチを再びオンさせるまでの間、高圧直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１の測定の際や、負端子側の地絡抵抗ＲＬｎに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧の測定の際と同様にして、正端子側の地絡抵抗ＲＬｐに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧をマイコン１５で測定させる。そして、フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサ１７とを完全に放電させる。
　ここで、図１に示した絶縁検出装置１１における地絡抵抗の計測に関して、（Ｖｃ１ｐ＋Ｖｃ１ｎ）／Ｖｃ１に基づいて、合成地絡抵抗「（ＲＬｐ×ＲＬｎ）／（ＲＬｐ＋ＲＬｎ）」を導出することができる。
　但し、Ｖｃ１：高圧直流電源Ｂの出力電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧、Ｖｃ１ｎ：負側の地絡抵抗ＲＬｎの影響を受けたフライングキャパシタＣ１の充電電圧、Ｖｃ１ｐ：正側の地絡抵抗ＲＬｐの影響を受けたフライングキャパシタＣ１の充電電圧、ＲＬｐ，ＲＬｎ：各地絡抵抗の抵抗値である。
　これにより、マイコン１５は、各状態でアナログ入力ポート（Ａ／Ｄ１）に入力される信号レベルから各充電電圧「Ｖｃ１」、「Ｖｃ１ｎ」、「Ｖｃ１ｐ」を把握し、上記関係式に基づいて地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを算出することができる。
　よって、マイコン１５は、正端子側の地絡抵抗ＲＬｐと負端子側の地絡抵抗ＲＬｎの並列合成抵抗値を算出し、高圧直流電源Ｂの地絡や絶縁状態を検出することができる。
 （第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４の構成例について）
　次に、図２（ａ）－２（ｄ）、３を参照して、第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４の構成例について説明する。
　まず、実施形態に係る絶縁検出装置１１に適用される第１スイッチＳ１は、図２（ａ）の回路図に示す構成を有している。
　即ち、第１スイッチＳ１は、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０と、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０に並列接続され、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０にかかる最大電圧を定電圧に保つ保護素子としてのツェナーダイオードＺＤ１と、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０のオンオフ制御（開閉制御）を行うためのスイッチ制御装置としてのＩＣ２０とを備える。
　ツェナーダイオードＺＤ１は、高圧直流電源Ｂの正端子から流れる電流に対して逆方向となるように設けられている。
　また、第２スイッチＳ２は、図２（ｂ）の回路図に示す構成を有している。
　即ち、第２スイッチＳ２は、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０と、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０に並列接続され、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０にかかる最大電圧を定電圧に保つ保護素子としてのツェナーダイオードＺＤ２と、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０のオンオフ制御（開閉制御）を行うためのスイッチ制御装置としてのＩＣ２０とを備える。
　そして、ツェナーダイオードＺＤ２は、高圧直流電源Ｂの負端子に向かって流れる電流に対して逆方向となるように設けられている。
　また、第３スイッチＳ３は、図２（ｃ）の回路図に示す構成を有している。
　即ち、第３スイッチＳ３は、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０と、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０に並列接続される、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０にかかる最大電圧を定電圧に保つ保護素子としてのツェナーダイオードＺＤ３ａとツェナーダイオードＺＤ３ａと逆方向となるように設けられる逆電流防止用のダイオード（ツェナーダイオード）ＺＤ３ｂとの直列回路と、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０のオンオフ制御（開閉制御）を行うスイッチ制御装置としてのＩＣ２０とを備える。
　なお、ツェナーダイオードＺＤ３ａは、第１スイッチＳ１のツェナーダイオードＺＤ１と同じ順方向となるように設けられている。
　また、図２（ｃ）に示す例では、逆電流防止用のダイオードとしてツェナーダイオードＺＤ３ｂを用いる場合を示したが、これに限らず、通常のダイオードを用いるようにしてもよい。
　また、第４スイッチＳ４は、図２（ｄ）の回路図に示す構成を有している。
　即ち、第４スイッチＳ４は、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０と、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０に並列接続される、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０にかかる最大電圧を定電圧に保つ保護素子としてのツェナーダイオードＺＤ４ｂとツェナーダイオードＺＤ４ｂと逆方向となるように設けられる逆電流防止用のダイオード（ツェナーダイオード）ＺＤ４ａとの直列回路と、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０のオンオフ制御（開閉制御）を行うスイッチ制御装置としてのＩＣ２０とを備える。
　なお、ツェナーダイオードＺＤ４ｂは、第２スイッチＳ２のツェナーダイオードＺＤ２と同じ順方向となるように設けられている。
　また、図２（ｄ）に示す例では、逆電流防止用のダイオードとしてツェナーダイオードＺＤ４ａを用いる場合を示したが、これに限らず、通常のダイオードを用いるようにしてもよい。
　ここで、各光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０の耐圧条件は、
　各光ＭＯＳ－ＦＥＴリレーの耐圧（Ｖｄｓ）＞ツェナーダイオード（ＺＤ１、ＺＤ２、ＺＤ３ａ、ＺＤ４ｂ）のツェナ電圧（Ｖｚ）（例えば、５５０Ｖ～６００Ｖ程度）
であり、且つ、ツェナーダイオード（ＺＤ１、ＺＤ２、ＺＤ３ａ、ＺＤ４ｂ）のツェナ電圧の条件は、
　（第１スイッチＳ１のツェナーダイオードＺＤ１のツェナ電圧（Ｖｚ1）＋第３スイッチＳ３のツェナーダイオードＺＤ３ａのツェナ電圧（Ｖｚ3））＞要求される高圧～低圧間の絶縁耐圧（Ｖｄ）（例えば、９００Ｖ～１０００Ｖ）
　（第２スイッチＳ２のツェナーダイオードＺＤ２のツェナ電圧（Ｖｚ2）＋第４スイッチＳ４のツェナーダイオードＺＤ４ｂのツェナ電圧（Ｖｚ4））＞要求される高圧～低圧間の絶縁耐圧（Ｖｄ）（例えば、９００Ｖ～１０００Ｖ）
とするとよい。
　そして、上述のように、要求される高圧～低圧間の絶縁耐圧が例えば９００Ｖ～１０００Ｖである場合に、ツェナーダイオード（ＺＤ１、ＺＤ２、ＺＤ３ａ、ＺＤ４ｂ）のツェナ電圧は例えば５５０Ｖ～６００Ｖ程度で足り、また、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０の耐圧は、６００Ｖ程度で十分に足りる計算となる。したがって、各光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０として耐圧６００Ｖ程度の汎用品を用いることができ、単価が嵩む耐圧９００Ｖ程度の高耐圧タイプを用いる必要がなく、装置のコストを低廉化することができる。
　なお、前述のように、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２には、比較的高い抵抗値である３００ｋΩ程度の抵抗が使用されるので、例えば異常発生時に９００Ｖ程度の電圧が回路に加わった場合に、第１抵抗Ｒ１および第２抵抗Ｒ２による電圧降下で３００Ｖ程度を消費することができる。よって、このような異常電圧（９００Ｖ程度）の発生時においても光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０に、耐圧６００Ｖ以上の電圧が加わる事態を回避することができる。
　なお、切換スイッチを２～３個のスイッチあるいは５個以上のスイッチで構成する場合においても各スイッチの構成は、上記と同様にすることができる。
 （比較例に係る絶縁検出装置の構成例）
　図４は、比較例に係る絶縁検出装置１００の構成例を示す回路図である。
　なお、実施形態に係る絶縁検出装置１１と同様の構成については、同一符号を付して重複した説明は省略する。
　比較例に係る絶縁検出装置１００が、実施形態に係る絶縁検出装置１１と異なる点は、図２に示す回路構成の第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４の代わりに、単に光ＭＯＳ－ＦＥＴリレーから成るスイッチＳ１１～Ｓ１４を設けている点である。
　なお、高圧直流電源Ｂには、正負の各極と接地電位部との間に、コモンモードノイズ対策用のＹコンデンサＹ＋，Ｙ－が介設されている。
　ここで、比較例に係る絶縁検出装置１００等の被検査対象（車両等）の電力が高圧化するのに伴い、フライングキャパシタ方式の地絡計測回路に使用される光ＭＯＳ－ＦＥＴリレーＳ１１～Ｓ１４も高耐圧化（例えば、耐圧９００Ｖ以上など）が求められている。
　しかしながら、光ＭＯＳ－ＦＥＴ（Ｓ１１～Ｓ１４）の高耐圧化は技術的に難しいため、製造できるメーカも限られ、部品単価が高くなりコストが嵩むという不都合があった。
　また、高耐圧の光ＭＯＳ－ＦＥＴ（Ｓ１１～Ｓ１４）を用いた場合には、通電電流が低下してしまうという難点もあった。つまり、フライングキャパシタ方式の地絡計測回路において、回路の高耐圧化に伴って光ＭＯＳ－ＦＥＴ（Ｓ１１～Ｓ１４）の通電電流が低く制限されてしまうと、このような回路の方式上、充放電のための電流が低く制限されてしまう。これに伴い、規定の充放電に要する時間を長く変更せざるを得なくなり、計測サイクルが遅くなるため、車両等についての地絡や絶縁状態の高速な計測の要求に応えられなくなってしまう。
　これに対して、実施形態に係る絶縁検出装置１１では、第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４の各光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０として、耐圧が６００Ｖ程度のいわゆる汎用品に相当するものを用いると共に、各光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０にかかる最大電圧を定電圧に保つ保護素子（ツェナーダイオード（ＺＤ１、ＺＤ２、ＺＤ３ａ、ＺＤ４ｂ））を並列接続する構成としている。
　これにより、各光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０に耐圧（例えば、６００Ｖ程度）以上の電圧がかかることを防止できる。したがって、各光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０として、耐圧６００Ｖ程度の汎用品を用いても第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４の全体の耐圧を高めることができる。よって、比較例に係る絶縁検出装置１００のように部品コストが嵩むこともなく、比較的低コストで絶縁検出装置１１を提供することができる。
　また、ツェナーダイオード（ＺＤ１、ＺＤ２、ＺＤ３ａ、ＺＤ４ｂ）を介して通電電流を確保することもできるので、車両等についての地絡や絶縁状態の高速な計測の要求にも応えることができる。
 （変形例）
　次に、図５を参照して、実施形態の変形例に係る絶縁検出装置１１Ａについて説明する。
　変形例に係る絶縁検出装置１１Ａは、図５に示すように、昇圧器１８が設けられた高電圧バッテリシステムに適用される。ここで、高電圧バッテリシステムとは、１次側高圧としての高圧直流電源Ｂの出力電圧(例えば、２００Ｖ)が、昇圧器１８により２次側高圧の出力電圧(例えば、６００Ｖ)に昇圧されるシステムのことである。ここで、１次側高圧の正極と接地電極との間の絶縁状態は地絡抵抗ＲＬｐ１として表され、１次側高圧の負極と接地電極との間の絶縁状態は地絡抵抗ＲＬｎ１として表されている。同様に、２次側高圧の正極と接地電極との間の絶縁状態は地絡抵抗ＲＬｐ２として表され、２次側高圧の負極と接地電極との間の絶縁状態は地絡抵抗ＲＬｎ２として表されている。
　変形例に係る絶縁検出装置１１Ａの基本的な構成および動作は、実施形態に係る絶縁検出装置１１と類似のものである。そのため、以下では、変形例に係る絶縁検出装置１１Ａについて、実施形態に係る絶縁検出装置１１との相違点についてのみ記載し、実施形態に係る絶縁検出装置１１と同様の構成については、同一符号を付して重複した説明は省略する。
　変形例に係る絶縁検出装置１１Ａでは、第２スイッチＳ２と第４スイッチＳ４のみに保護素子を設け、第１スイッチＳ１と第３スイッチＳ３の保護素子は省略することができる。
　具体的には、第２スイッチＳ２は、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０に並列接続される、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０にかかる最大電圧を定電圧に保つ保護素子としてのツェナーダイオードＺＤ２ｂとツェナーダイオードＺＤ２ｂと逆方向となるように設けられる逆電流防止用のダイオード（ツェナーダイオード）ＺＤ２ａとの直列回路を備える。また、第３スイッチＳ３は、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０に並列接続される、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０にかかる最大電圧を定電圧に保つ保護素子としてのツェナーダイオードＺＤ４ｂとツェナーダイオードＺＤ４ｂと逆方向となるように設けられる逆電流防止用のダイオード（ツェナーダイオード）ＺＤ４ａとの直列回路を備える。そして、第１スイッチＳ１と第３スイッチＳ３では、保護素子としてのツェナーダイオードを省略する。
　このような構成で、例えば、１次側高圧である高圧直流電源Ｂの出力電圧２００Ｖを昇圧器１８により２次側高圧として６００Ｖに昇圧したとする。ここで、２次側高圧の正極側で地絡(短絡)が起きたとする。すると、２次側高圧の正極と接地電極との間の地絡抵抗ＲＬｐ２が０Ωとなり、図５中のｃ点が６００Ｖとなる。その結果、図５中のｂ点とｃ点との間、すなわち、第２スイッチＳ２と第４スイッチＳ４の経路には、６００Ｖ－０Ｖ＝６００Ｖの電圧がかかることになる。一方、図５中のａ点とｃ点との間、すなわち、第１スイッチＳ１と第３スイッチＳ３の経路には、６００Ｖ－２００Ｖ＝４００Ｖの電圧がかかることになる。
　これらのことから、昇圧器１８が設けられた高電圧バッテリシステムに絶縁検出装置１１Ａを適用した場合、最も耐電圧が必要な経路は、ｂ点とｃ点の間、すなわち、第２スイッチＳ２と第４スイッチＳ４の経路となる。
　このため、例えば、各スイッチＳ１－Ｓ４の光ＭＯＳ－ＦＥＴリレー５０として耐圧６００Ｖ程度の汎用品を用いた場合であっても、第２スイッチＳ２と第４スイッチＳ４のみに保護素子(ツェナーダイオードＺＤ２ａ，ＺＤ２ｂ，ＺＤ４ａ，ＺＤ４ｂ)を設ければよく、第１スイッチＳ１と第３スイッチＳ３の保護素子は省略することができる。
　なお、変形例に係る絶縁検出装置１１Ａでは、第１スイッチＳ１と第３スイッチＳ３の保護素子は省略するとしたが、実施形態に係る絶縁検出装置１１と同様、第１スイッチＳ１と第３スイッチＳ３のそれぞれまたは一方に保護素子を設けてもよい。
　以上、実施形態に係る絶縁検出装置を図面に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。
　例えば、実施形態では、保護素子としてツェナーダイオードを用いたが、これに代えて、バリスタ、ＴＶＳ（Transient Voltage Suppressor）ダイオード等を用いることができる。
　本発明によれば、高耐圧の半導体リレーを用いることなく高耐圧化を図ることができると共に、通電電流を確保することのできる絶縁検出装置を提供することができる。

Claims (3)

  1. 　直流電源の絶縁状態を検出するための絶縁検出装置であって、
    　接地電位部から絶縁された直流電源の正端子と負端子との間に接続され、前記直流電源の電源電圧に応じた電荷量で充電されるフライングキャパシタと、
    　前記フライングキャパシタへの充電と放電を切り換えるための切換スイッチと、
    　前記フライングキャパシタが充電された際の充電電圧を検出可能な電圧検出装置と、
    　前記電圧検出装置によって検出された前記フライングキャパシタの充電電圧に基づいて、前記直流電源の絶縁状態を検出するための演算装置と
    を備え、
    　前記切換スイッチは、半導体リレーを備えた複数のスイッチと、前記複数のスイッチのうちの１つ以上のスイッチの前記半導体リレーにそれぞれ対応して並列接続され、接続された前記半導体リレーにかかる最大電圧を定電圧に保つための１つ以上の保護素子とを備える
    ことを特徴とする絶縁検出装置。
  2. 　請求項１に記載の絶縁検出装置であって、
    　前記切換スイッチは、第１スイッチと第２スイッチと第３スイッチと第４スイッチとを備え、
    　前記第１スイッチは、前記正端子に直列接続された第１ダイオードおよび第１抵抗を介して前記フライングキャパシタの一方の端子に接続され、
    　前記第２スイッチは、前記負端子を前記フライングキャパシタの他方の端子に第２抵抗を介して接続され、
    　前記第３スイッチは、前記第１スイッチと前記第１ダイオードとを接続する配線と前記電圧検出装置との間に直列に接続され、且つ前記フライングキャパシタの一方の端子に直列接続された第２ダイオードおよび第３抵抗を介して前記電圧検出装置に接続され、
    　第４スイッチは、前記フライングキャパシタの他方の端子を、第４抵抗を介して前記接地電位部に接続される
    ことを特徴とする絶縁検出装置。
  3. 　請求項２に記載の絶縁検出装置であって、
    　前記半導体リレーは、光ＭＯＳ－ＦＥＴリレーで構成され、
    　前記保護素子は、前記第１スイッチと前記第２スイッチと前記第３スイッチと前記第４スイッチとの前記光ＭＯＳ－ＦＥＴリレーの各々に並列接続されたツェナーダイオードを備え、
    　前記第１スイッチの前記ツェナーダイオードは、前記直流電源の正端子から流れる電流に対して逆方向となるように設けられ、
    　前記第２スイッチの前記ツェナーダイオードは、前記直流電源の負端子に向かって流れる電流に対して逆方向となるように設けられ、
    　前記第３スイッチの前記ツェナーダイオードは、前記第１スイッチの前記ツェナーダイオードと同じ順方向となるように設けられると共に、当該ツェナーダイオードと逆方向となるように逆電流防止用のダイオードが設けられ、
    　前記第４スイッチの前記ツェナーダイオードは、前記第２スイッチの前記ツェナーダイオードと同じ順方向となるように設けられると共に、当該ツェナーダイオードと逆方向となるように逆電流防止用のダイオードが設けられ、
    　前記各光ＭＯＳ－ＦＥＴリレーの耐圧条件は、
    　Ｖｄｓ＞Ｖｚ
    　但し、Ｖｄｓ：各光ＭＯＳ－ＦＥＴリレーの耐圧、Ｖｚ：前記ツェナーダイオードのツェナ電圧
    　であり、且つ、
    　前記ツェナーダイオードのツェナ電圧（Ｖｚ）の条件は、
    　Ｖｚ1＋Ｖｚ3＞Ｖｄ
    　但し、Ｖｚ1：第１スイッチのツェナーダイオードのツェナ電圧、Ｖｚ3：第３スイッチのツェナーダイオードのツェナ電圧、Ｖｄ：要求される高圧～低圧間の絶縁耐圧
    　Ｖｚ2＋Ｖｚ4＞Ｖｄ
    　但し、Ｖｚ2：第２スイッチのツェナーダイオードのツェナ電圧、Ｖｚ4：第４スイッチのツェナーダイオードのツェナ電圧、Ｖｄ：要求される高圧～低圧間の絶縁耐圧
    　であることを特徴とする絶縁検出装置。
     
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