JP2007240426A - 絶縁検出方法および絶縁検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】全ての車両走行状態において絶縁検出が可能な絶縁検出方法および絶縁検出装置を提供すること。
【解決手段】交流信号発生手段１０からの交流信号を検出抵抗ＲｄおよびカップリングコンデンサＣｄを介して直流電源Ｖに印加して、検出抵抗ＲｄおよびカップリングコンデンサＣｄの接続点に現れる交流信号の電圧振幅変動成分を検出手段１０で検出する。補正手段１０により、検出された電圧振幅変動成分に基づいて、電圧計測手段１０による直流電源Ｖの正極と接地電位Ｇ間にコンデンサＣを接続した時の第１の電圧計測値と直流電源Ｖの負極と接地電位Ｇ間にコンデンサＣを接続した時の第２の電圧計測値とを補正し、補正後の第１および第２の電圧計測値と、電圧計測手段１０で直流電源Ｖの正極および負極間にコンデンサＣを接続した時の直流電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出手段１０で算出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、絶縁検出方法および絶縁検出装置に係り、特に、直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出方法および絶縁検出装置に関するものである。

上述した従来の絶縁検出装置として、例えば、フライングキャパシタ方式の絶縁検出装置が提案されている。この絶縁検出装置は、直流の高圧電源の絶縁状態を検出する際に、接地から浮かせた状態のコンデンサ（すなわち、フライングキャパシタ）に高圧電源の電圧を充電してその両端電圧を計測した計測値と、コンデンサの一方を抵抗を介して接地した状態において、同様に高圧電源の電圧をコンデンサに充電してその両端電圧を計測した計測値とに基づいて地絡抵抗を算出することにより高圧電源の絶縁状態を検出している（たとえば、特許文献１および２参照）。

図４は、従来の絶縁検出装置の構成例を示す回路図である。図中、ＶはＮ個のバッテリが直列接続された高圧電源（＝直流電源）であり、この高圧電源Ｖは、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）１０など低圧系の接地電位Ｇとは絶縁されている。

同図に示すように絶縁検出装置は、両極性のコンデンサＣと、接地電位Ｇとは絶縁された高圧電源Ｖの正極をコンデンサＣの一端に接続するための第１スイッチＳＷ１と、高圧電源Ｖの負極をコンデンサＣの他端に接続するための第２スイッチＳＷ２とを備えている。第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２は、それぞれ、請求項における第１スイッチ手段および第２スイッチ手段として働く。

マイコン１０は、入力ポートＡ／Ｄ（＝入力端子）に供給された電圧をＡ／Ｄ変換して計測する電圧計測機能を有する。また、絶縁検出装置は、コンデンサＣの一端を入力ポートＡ／Ｄに接続するための第３スイッチＳＷ３と、コンデンサＣの他端を接地電位Ｇに接続するための第４スイッチＳＷ４とを備えている。

また、絶縁検出装置は、第３スイッチＳＷ３の入力ポートＡ／Ｄ側−接地電位Ｇ間に設けられた第１抵抗Ｒ１と、第４スイッチＳＷ４の接地電位Ｇ側−接地電位Ｇ間に設けられた第２抵抗Ｒ２とを備えている。

また、入力ポートＡ／Ｄには、保護回路１１を介して電圧が供給される。この保護回路１１は、第１抵抗Ｒ１の第３スイッチＳＷ３側−入力ポートＡ／Ｄ側間に設けられた保護抵抗Ｒｐ１と、この保護抵抗Ｒｐ１の入力ポートＡ／Ｄ側−接地電位Ｇ間に設けられたクランプダイオードＤｃとから構成される。

保護抵抗Ｒｐ１は、電流制限抵抗として働き、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに過電流が流れることを防ぐ。また、クランプダイオードＤｃによって、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄにマイコン１０に損傷を与えるような過剰な正電位や負電位が印加されるのを防ぐことができる。

また、絶縁検出装置は、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３の接続ライン−コンデンサＣ間に設けられた抵抗切替回路１２を備えている。抵抗切替回路１２は、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３の接続ラインからコンデンサＣに向かって順方向となるように接続された第１ダイオードＤ１および第１切替抵抗Ｒｃ１から構成される直列回路と、第１ダイオードＤ１とは逆方向となるように接続された第２ダイオードＤ２および第２切替抵抗Ｒｃ２から構成される直列回路とが、並列に接続されて構成されている。

また、上述した第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は例えば光ＭＯＳＦＥＴが用いられ、高圧電源Ｖと絶縁しつつマイコン１０によって制御できるようになっている。なお、１３はリセット回路であり、リセットスイッチＳＷｒを閉制御すると、コンデンサＣに蓄積された電荷が放電抵抗Ｒｄｃによって速やかに放電することができる。

上述の構成を有する絶縁検出装置の動作を図５のフローチャートを参照して説明する。まず、マイコン１０は、高圧電源の高圧電圧Ｖ₀ を計測する（ステップＳ１１）。この計測は、具体的には次のように行われる。まず、マイコン１０は、全てのスイッチが開いている初期状態から第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２を閉制御し、高圧電源Ｖの電圧がコンデンサＣに充電される。

次に、第１および第２のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を開制御した後、第３および第４スイッチＳＷ３、ＳＷ４を閉制御することにより、コンデンサＣの両端電圧、すなわち高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ がマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄに供給される。それにより、両端電圧Ｖ₀ が高圧電源Ｖの電圧としてマイコン１０で読み込まれる。

次に、マイコン１０は、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧Ｖ_RL- を計測する（ステップＳ１２）。この計測は、具体的には次のように行われる。すなわち、マイコン１０は、リセット回路１３によるリセット後、第１スイッチおよび第４スイッチＳＷ１、ＳＷ４を閉制御する。それにより、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧がコンデンサＣに充電される。

次に、マイコン１０は、第１のスイッチＳＷ１を開制御した後、第３および第４スイッチ手段ＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。それにより、コンデンサＣの両端電圧、すなわち負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧Ｖ_RL- は、マイコン１０で読み込まれる。

次に、マイコン１０は、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧Ｖ_RL+ を計測する（ステップＳ１３）。この計測は、具体的には次のように行われる。すなわち、マイコン１０は、リセット回路１３によるリセット後、第２スイッチおよび第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３を閉制御する。それにより、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧がコンデンサＣに充電される。

次に、マイコン１０は、第２スイッチＳＷ２を開制御した後、第３および第４スイッチ手段ＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。それにより、コンデンサＣの両端電圧、すなわち正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧Ｖ_RL+ は、マイコン１０で読み込まれる。
なる。

次に、マイコン１０は、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた計測電圧Ｖ_RL- と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた計測電圧Ｖ_RL+ の和を高圧電源Ｖの両端電圧に応じた計測電圧Ｖ₀ で除する演算（Ｖ_RL- ＋Ｖ_RL+ ／Ｖ₀ ）を行う（ステップＳ１４）。次に、マイコン１０は、その演算値により、予め内部メモリに記憶されている演算値対地絡抵抗の換算テーブルを参照して高圧電源Ｖの地絡抵抗を算出する（ステップＳ１５）。

このように、マイコン１０は第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を各々制御して、高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ 、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧Ｖ_RL+ 、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧Ｖ_RL- でコンデンサＣを充電する毎に、そのときのコンデンサＣの両端電圧をマイコン１０によって読み取ることで、高圧電源Ｖの絶縁状態を検出することができる。
特開２００４−１７０１０３号公報 特開２００４−２４５６３２号公報

ところで、ＥＶ車等の高圧直流電源を有する車両において、安全性の面から、高圧直流電源−接地間の絶縁検出を、車両の走行状況に影響されないあらゆる状況下において行いたいという要求がある。しかしながら、ＥＶ車等の高圧直流電源を有する車両では、走行状況によって高圧電圧が変動する。

図６は、車両の高圧電源における高圧電圧の変動イメージを示す図である。図に示すように、停止状態にある車両のエンジンをオンにし、走行を開始するまでの期間は、高圧電圧は一定を保っているので、この期間が絶縁検出を行うための計測に適する領域である。走行開始後は、負荷大の時（アクセルオンの時）電圧が下降し、回生時（ブレーキング時）電圧が上昇する。また、慣性走行時（安定走行時）には、電圧変動がなく一定となる。

図７は、絶縁検出サイクル中のコンデンサＣの両端電圧の変化を示す図である。図に示すように、コンデンサＣの両端電圧は、高圧電圧の変動がある場合、１回の絶縁検出サイクル中、時間ｔ１から始まる高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ 計測時の充電波形と、時間ｔ２から始まる負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧Ｖ_RL- 計測時の充電波形と、時間ｔ３から始まる正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧Ｖ_RL+ 計測時の充電波形において、それぞれ異なる高圧電源Ｖの高圧電圧により充電される場合がある。このように高圧電圧の変動がある状況下で絶縁検出しようとしても、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３でそれぞれ始まる電圧計測時点での高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ が異なる電圧となってしまうため、（Ｖ_RL- ＋Ｖ_RL+ ／Ｖ₀ ）の算出式で演算した結果が正しい値とならず、精度の良い絶縁検出を行うことはできない。そこで、高圧電源Ｖの両端電圧の変動中は、絶縁検出を停止させる対策を取るしかないが、その場合、走行中はほとんど絶縁検出をできない状態となってしまう。

このように、絶縁検出は、高圧電圧変動がないときでないと正確な絶縁抵抗検出が行えないため、実際には、停車から走行開始までの期間や安定走行時の限られた時しか行うことができない。

しかし、絶縁抵抗低下による感電の可能性がある状態は、車両走行中常に発生し得るので、これでは安全性に問題があり、絶縁検出装置における高圧電圧の変動対策が従来より懸案事項となっていた。

そこで、本発明は、上記の課題に鑑み、全ての車両走行状態において絶縁検出が可能な絶縁検出方法および絶縁検出装置を提供することを課題とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出方法であって、前記直流電源の正極および負極間にコンデンサを接続して、その両端電圧を計測することにより前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ を求める第１の計測ステップと、前記直流電源の正極と接地電位間に前記コンデンサを接続して、その両端電圧を電圧計測手段で計測することにより第１の電圧計測値Ｖ_RL- を求める第２の計測ステップと、前記直流電源の負極と接地電位間に前記コンデンサを接続して、その両端電圧を前記電圧計測手段で計測することにより第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を求める第３の計測ステップと、前記直流電源の正極または負極に検出抵抗およびカップリングコンデンサを介して交流信号を印加し、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅変動分を前記直流電源の両端電圧変動分として検出する検出ステップと、前記検出ステップにより検出された前記直流電源の両端電圧変動分に基づいて、前記第２の計測ステップで求めた第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、前記第３の計測ステップで求めた第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求める補正ステップと、前記補正ステップで求めた補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′および補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′と、前記第１の計測ステップで求めた前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、前記直流電源の地絡抵抗を算出する地絡抵抗算出ステップとを含むことを特徴とする絶縁検出方法に存する。

請求項１記載の発明においては、接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出方法は、直流電源の正極および負極間にコンデンサを接続して、その両端電圧を計測することにより直流電源の両端電圧Ｖ₀ を求める第１の計測ステップと、直流電源の正極と接地電位間にコンデンサを接続して、その両端電圧を電圧計測手段で計測することにより第１の電圧計測値Ｖ_RL- を求める第２の計測ステップと、直流電源の負極と接地電位間に前記コンデンサを接続して、その両端電圧を電圧計測手段で計測することにより第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を求める第３の計測ステップと、直流電源の正極または負極に検出抵抗およびカップリングコンデンサを介して交流信号を印加し、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅変動分を直流電源の両端電圧変動分として検出する検出ステップと、検出ステップにより検出された直流電源の両端電圧変動分に基づいて、第２の計測ステップで求めた第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、第３の計測ステップで求めた第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求める補正ステップと、補正ステップで求めた補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′および補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′と、第１の計測ステップで求めた直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出する地絡抵抗算出ステップとを含む。

上記課題を解決するためになされた請求項２記載の発明は、請求項１記載の絶縁検出方法において、前記検出ステップは、前記第１の計測ステップの計測期間中に、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅の第１の平均値を計測する第１の平均値計測ステップと、前記第２の計測ステップの計測期間中に、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅の第２の平均値を計測する第２の平均値計測ステップと、前記第３の計測ステップの計測期間中に、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅の第３の平均値を計測する第３の平均値計測ステップと、前記第１の平均値計測ステップで計測された前記第１の平均値と前記第２の平均値計測ステップで計測された前記第２の平均値の比率を前記直流電源の両端電圧変動分に対応する第１の補正値として算出すると共に、前記第１の平均値計測ステップで計測された前記第１の平均値と前記第３の平均値計測ステップで計測された前記第３の平均値の比率を前記直流電源の両端電圧変動分に対応する第２の補正値として算出する補正値算出ステップとからなり、前記補正ステップは、前記補正値算出ステップで算出された前記第１の補正値に基づいて、前記第２の計測ステップで求めた第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して、補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、前記補正値算出ステップで算出された前記第２の補正値に基づいて、前記第３の計測ステップで求めた第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して、補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求め、前記地絡抵抗算出ステップは、前記補正ステップで求めた前記補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′と、前記第１の計測ステップで求めた前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、前記直流電源の地絡抵抗を算出することを特徴とする絶縁検出方法に存する。

請求項２記載の発明においては、検出ステップは、第１の計測ステップの計測期間中に、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅の第１の平均値を計測する第１の平均値計測ステップと、第２の計測ステップの計測期間中に、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅の第２の平均値を計測する第２の平均値計測ステップと、第３の計測ステップの計測期間中に、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅の第３の平均値を計測する第３の平均値計測ステップと、第１の平均値計測ステップで計測された第１の平均値と第２の平均値計測ステップで計測された第２の平均値の比率を直流電源の両端電圧変動分に対応する第１の補正値として算出すると共に、第１の平均値計測ステップで計測された第１の平均値と第３の平均値計測ステップで計測された第３の平均値の比率を直流電源の両端電圧変動分に対応する第２の補正値として算出する補正値算出ステップとからなる。補正ステップは、補正値算出ステップで算出された第１の補正値に基づいて、第２の計測ステップで求めた第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して、補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、補正値算出ステップで算出された第２の補正値に基づいて、第３の計測ステップで求めた第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して、補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求める。地絡抵抗算出ステップは、補正ステップで求めた補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′と、第１の計測ステップで求めた直流電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出する。

上記課題を解決するためになされた請求項３記載の発明は、接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出装置であって、コンデンサと、前記コンデンサの両端電圧を計測する電圧計測手段と、前記直流電源の正極と前記コンデンサの一端間に接続された第１スイッチと、前記直流電源の負極と前記コンデンサの他端間に接続された第２スイッチと、前記コンデンサの一端と前記電圧計測手段間に接続された第３スイッチと、前記コンデンサの他端と前記接地電位間に接続された第４スイッチと、前記第１〜第４スイッチを選択的に閉制御する制御手段と、交流信号を発生する交流信号発生手段と、前記交流信号発生手段からの前記交流信号を前記直流電源に印加する検出抵抗およびカップリングコンデンサと、検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅変動成分を前記直流電源の両端電圧変動分として検出する検出手段と、前記検出手段により検出された前記直流電源の両端電圧変動分に基づいて、前記制御手段による前記第１スイッチおよび第４スイッチの閉制御により充電された前記コンデンサの両端電圧を前記電圧計測手段により計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、前記制御手段による前記第２スイッチおよび第３スイッチの閉制御により充電された前記コンデンサの両端電圧を前記電圧計測手段により計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求める補正手段と、前記補正手段による補正後の第１の計測値Ｖ_RL- ′および補正後の第２の計測値Ｖ_RL+ ′と、前記制御手段による前記第１スイッチおよび第２スイッチの閉制御により充電された前記コンデンサの両端電圧を前記電圧計測手段により計測して得た前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、前記直流電源の地絡抵抗を算出する算出手段と、を備えていることを特徴とする絶縁検出装置に存する。

請求項３記載の発明においては、接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出装置であって、コンデンサと、コンデンサの両端電圧を計測する電圧計測手段と、直流電源の正極とコンデンサの一端間に接続された第１スイッチと、直流電源の負極とコンデンサの他端間に接続された第２スイッチと、コンデンサの一端と電圧計測手段間に接続された第３スイッチと、コンデンサの他端と接地電位間に接続された第４スイッチと、第１〜第４スイッチを選択的に閉制御する制御手段と、交流信号を発生する交流信号発生手段と、交流信号発生手段からの交流信号を直流電源に印加する検出抵抗およびカップリングコンデンサと、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅変動成分を直流電源の両端電圧変動分として検出する検出手段と、検出手段により検出された直流電源の両端電圧変動分に基づいて、制御手段による第１スイッチおよび第４スイッチの閉制御により充電されたコンデンサの両端電圧を電圧計測手段により計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、制御手段による第２スイッチおよび第３スイッチの閉制御により充電されたコンデンサの両端電圧を電圧計測手段により計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求める補正手段と、補正手段による補正後の第１の計測値Ｖ_RL- ′および補正後の第２の計測値Ｖ_RL+ ′と、制御手段による第１スイッチおよび第２スイッチの閉制御により充電されたコンデンサの両端電圧を電圧計測手段により計測して得た直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出する地絡抵抗算出手段と、を備えている。

上記課題を解決するためになされた請求項４記載の発明は、請求項３記載の絶縁検出装置において、前記検出手段は、前記電圧計測手段による前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ の計測期間中に、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅の第１の平均値を計測する第１の平均値計測手段と、前記電圧計測手段による前記第１の電圧計測値Ｖ_RL- の計測期間中に、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅の第２の平均値を計測する第２の平均値計測手段と、前記電圧計測手段による前記第２の電圧計測値Ｖ_RL+ の計測期間中に、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅の第３の平均値を計測する第３の平均値計測手段と、前記第１の平均値計測手段で計測された前記第１の平均値と前記第２の平均値計測手段で計測された前記第２の平均値の比率を前記直流電源Ｖの両端電圧変動分に対応する第１の補正値として算出すると共に、前記第１の平均値計測手段で計測された前記第１の平均値と前記第３の平均値計測手段で計測された前記第３の平均値の比率を前記直流電源Ｖの両端電圧変動分に対応する第２の補正値として算出する補正値算出手段とからなり、前記補正手段は、前記補正値算出手段で算出された前記第１の補正値に基づいて、前記電圧計測手段により計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して、補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、前記補正値算出手段で算出された前記第２の補正値に基づいて、前記電圧計測手段により計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して、補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求め、前記地絡抵抗算出手段は、前記補正手段で求めた前記補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′と、前記電圧計測手段により計測して得た前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、前記直流電源の地絡抵抗を算出することを特徴とする絶縁検出装置に存する。

請求項４記載の発明においては、検出手段は、電圧計測手段による直流電源の両端電圧Ｖ₀ の計測期間中に、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅の第１の平均値を計測する第１の平均値計測手段と、電圧計測手段による第１の電圧計測値Ｖ_RL- の計測期間中に、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅の第２の平均値を計測する第２の平均値計測手段と、電圧計測手段による第２の電圧計測値Ｖ_RL+ の計測期間中に、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅の第３の平均値を計測する第３の平均値計測手段と、第１の平均値計測手段で計測された第１の平均値と第２の平均値計測手段で計測された第２の平均値の比率を直流電源Ｖの両端電圧変動分に対応する第１の補正値として算出すると共に、第１の平均値計測手段で計測された第１の平均値と第３の平均値計測手段で計測された第３の平均値の比率を直流電源Ｖの両端電圧変動分に対応する第２の補正値として算出する補正値算出手段とからなる。補正手段１０は、補正値算出手段で算出された第１の補正値に基づいて、電圧計測手段により計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して、補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、補正値算出手段で算出された第２の補正値に基づいて、電圧計測手段１０により計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して、補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求める。地絡抵抗算出手段は、補正手段で求めた補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′と、電圧計測手段により計測して得た直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出する。

上記課題を解決するためになされた請求項５記載の発明は、請求項３または４記載の絶縁検出装置において、前記第３スイッチと前記電圧計測手段の接続点と前記接地電位間に接続された第１抵抗と、前記第４スイッチと前記接地電位間に接続された第２抵抗と、前記第１および第３のスイッチの接続点と前記コンデンサの一端間に接続された第１および第２切替抵抗と、前記第１および第２切替抵抗のうち前記コンデンサの極性方向に対応する一つを選択し、当該選択した一つを前記第１スイッチおよび前記第３スイッチの接続点と前記コンデンサの一端間に選択的に接続させる選択手段とをさらに備えていることを特徴とする絶縁検出装置に存する。

請求項５記載の発明においては、絶縁検出装置は、第３スイッチと電圧計測手段の接続点と接地電位間に接続された第１抵抗と、第４スイッチと接地電位間に接続された第２抵抗と、第１および第３のスイッチの接続点とコンデンサの一端間に接続された第１および第２切替抵抗と、第１および第２切替抵抗のうちコンデンサの極性方向に対応する一つを選択し、当該選択した一つを第１スイッチおよび第３スイッチの接続点とコンデンサの一端間に選択的に接続させる選択手段とをさらに備えている。

請求項１記載の発明によれば、接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出方法であって、直流電源の正極および負極間にコンデンサを接続して、その両端電圧を計測することにより直流電源の両端電圧Ｖ₀ を求める第１の計測ステップと、直流電源の正極と接地電位間にコンデンサを接続して、その両端電圧を電圧計測手段で計測することにより第１の電圧計測値Ｖ_RL- を求める第２の計測ステップと、直流電源の負極と接地電位間にコンデンサを接続して、その両端電圧を電圧計測手段で計測することにより第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を求める第３の計測ステップと、直流電源の正極または負極に検出抵抗およびカップリングコンデンサを介して交流信号を印加し、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅変動分を直流電源の両端電圧変動分として検出する検出ステップと、検出ステップにより検出された直流電源の両端電圧変動分に基づいて、第２の計測ステップで求めた第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、第３の計測ステップで求めた第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求める補正ステップと、補正ステップで求めた補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′および補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′と、第１の計測ステップで求めた直流電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出する地絡抵抗算出ステップとを含むので、従来計測不可能であった高圧電源の電圧変動状態時も含め、全ての車両走行状態において絶縁検出が可能となる。また、高圧電圧変動分を地絡抵抗算出に反映できるため、地絡抵抗の検出精度が向上する。

請求項２記載の発明によれば、検出ステップは、第１の計測ステップの計測期間中に、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅の第１の平均値を計測する第１の平均値計測ステップと、第２の計測ステップの計測期間中に、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅の第２の平均値を計測する第２の平均値計測ステップと、第３の計測ステップの計測期間中に、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅の第３の平均値を計測する第３の平均値計測ステップと、第１の平均値計測ステップで計測された第１の平均値と第２の平均値計測ステップで計測された第２の平均値の比率を直流電源の両端電圧変動分に対応する第１の補正値として算出すると共に、第１の平均値計測ステップで計測された第１の平均値と第３の平均値計測ステップで計測された第３の平均値の比率を直流電源の両端電圧変動分に対応する第２の補正値として算出する補正値算出ステップとからなり、補正ステップは、補正値算出ステップで算出された第１の補正値に基づいて、第２の計測ステップで求めた第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して、補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、補正値算出ステップで算出された第２の補正値に基づいて、第３の計測ステップで求めた第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して、補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求め、地絡抵抗算出ステップは、補正ステップで求めた補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′と、第１の計測ステップで求めた直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出するので、従来計測不可能であった高圧電源の電圧変動状態時も含め、全ての車両走行状態において絶縁検出が可能となる。また、高圧電圧変動分を地絡抵抗算出に反映できるため、地絡抵抗の検出精度が向上する。

請求項３記載の発明によれば、接地電位から絶縁された直流電源Ｖの地絡抵抗を検出する絶縁検出装置であって、コンデンサと、コンデンサの両端電圧を計測する電圧計測手段と、直流電源の正極と前記コンデンサの一端間に接続された第１スイッチと、直流電源の負極と前記コンデンサの他端間に接続された第２スイッチと、コンデンサの一端と電圧計測手段間に接続された第３スイッチと、コンデンサの他端と接地電位間に接続された第４スイッチと、第１〜第４スイッチを選択的に閉制御する制御手段と、交流信号を発生する交流信号発生手段と、交流信号発生手段からの交流信号を直流電源に印加する検出抵抗およびカップリングコンデンサと、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅変動成分を直流電源の両端電圧変動分として検出する検出手段と、検出手段により検出された直流電源の両端電圧変動分に基づいて、制御手段による第１スイッチおよび第４スイッチの閉制御により充電されたコンデンサの両端電圧を電圧計測手段により計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、制御手段による第２スイッチおよび第３スイッチの閉制御により充電されたコンデンサの両端電圧を電圧計測手段により計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求める補正手段と、補正手段による補正後の第１の計測値Ｖ_RL- ′および補正後の第２の計測値Ｖ_RL+ ′と、制御手段による第１スイッチおよび第２スイッチの閉制御により充電されたコンデンサの両端電圧を電圧計測手段により計測して得た直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出する地絡抵抗算出手段と、を備えているので、従来計測不可能であった高圧電源の電圧変動状態時も含め、全ての車両走行状態において絶縁検出が可能となる。また、高圧電圧変動分を地絡抵抗算出に反映できるため、地絡抵抗の検出精度が向上する。

請求項４記載の発明によれば、検出手段は、電圧計測手段による直流電源の両端電圧Ｖ₀ の計測期間中に、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅の第１の平均値を計測する第１の平均値計測手段と、電圧計測手段による第１の電圧計測値Ｖ_RL- の計測期間中に、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅の第２の平均値を計測する第２の平均値計測手段と、電圧計測手段による第２の電圧計測値Ｖ_RL+ の計測期間中に、検出抵抗に現れる交流信号の電圧振幅の第３の平均値を計測する第３の平均値計測手段と、第１の平均値計測手段で計測された第１の平均値と第２の平均値計測手段で計測された第２の平均値の比率を直流電源Ｖの両端電圧変動分に対応する第１の補正値として算出すると共に、第１の平均値計測手段で計測された第１の平均値と第３の平均値計測手段で計測された第３の平均値の比率を直流電源の両端電圧変動分に対応する第２の補正値として算出する補正値算出手段とからなり、補正手段は、補正値算出手段で算出された第１の補正値に基づいて、電圧計測手段により計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して、補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、補正値算出手段で算出された第２の補正値に基づいて、電圧計測手段により計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して、補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求め、地絡抵抗算出手段は、補正手段で求めた補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′と、電圧計測手段により計測して得た直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、直流電源の地絡抵抗を算出するので、従来計測不可能であった高圧電源の電圧変動状態時も含め、全ての車両走行状態において絶縁検出が可能となる。また、高圧電圧変動分を地絡抵抗算出に反映できるため、地絡抵抗の検出精度が向上する。

請求項５記載の発明によれば、絶縁検出装置は、第３スイッチと電圧計測手段の接続点と接地電位間に接続された第１抵抗と、第４スイッチと接地電位間に接続された第２抵抗と、第１および第３のスイッチの接続点とコンデンサの一端間に接続された第１および第２切替抵抗と、第１および第２切替抵抗のうちコンデンサの極性方向に対応する一つを選択し、当該選択した一つを第１スイッチおよび第３スイッチの接続点とコンデンサの一端間に選択的に接続させる選択手段とをさらに備えているので、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた計測電圧Ｖ_RL- と、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた計測電圧Ｖ_RL+ と、高圧電源の両端電圧に応じた計測電圧Ｖ₀ とに基づいて高圧電源の地絡抵抗を算出することができる。

以下、本発明の絶縁検出方法および装置について図面を参照して説明する。

図１は、本発明に係る絶縁検出方法を実施する絶縁検出装置の一実施の形態を示す回路図である。Ｎ個のバッテリが直列接続された高圧電源（＝直流電源）Ｖは、マイコン１０など低圧系の接地電位Ｇとは絶縁されている。マイコン１０は、請求項における電圧計測手段、制御手段、交流信号発生手段、検出手段、補正手段、地絡抵抗算出手段、第１の平均値計測手段、第２の平均値計測手段、第３の平均値計測手段および補正値算出手段として働く。

同図に示すように絶縁検出装置は、フライングキャパシタ方式の構成を有し、両極性のコンデンサＣと、接地電位Ｇとは絶縁された高圧電源Ｖの正極をコンデンサＣの一端に接続するための第１スイッチＳＷ１と、高圧電源Ｖの負極をコンデンサＣの他端に接続するための第２スイッチＳＷ２とを備えている。

マイコン１０は、入力ポート（＝入力端子）Ａ／Ｄ１およびＡ／Ｄ２に供給された電圧をＡ／Ｄ変換して計測する電圧計測機能を有する。また、マイコン１０は、絶縁不良を検出した場合に警報部２０を駆動して警報するための出力ポートＰ１を有する。また、マイコン１０は、その内部で生成された一定のハイレベルとローレベルを所定の周期で繰り返す方形波信号を交流信号として、出力する出力ポートＰ２を有する。絶縁検出装置は、コンデンサＣの一端を入力ポートＡ／Ｄ１に接続するための第３スイッチＳＷ３と、コンデンサＣの他端を接地電位Ｇに接続するための第４スイッチＳＷ４とを備えている。

また、絶縁検出装置は、第３スイッチＳＷ３の入力ポートＡ／Ｄ１側−接地電位Ｇ間に設けられた第１抵抗Ｒ１と、第４スイッチＳＷ４の接地電位Ｇ側−接地電位Ｇ間に設けられた第２抵抗Ｒ２とを備えている。

また、入力ポートＡ／Ｄ１には、保護回路１１を介して電圧が供給される。この保護回路１１は、第１抵抗Ｒ１の第３スイッチＳＷ３側−入力ポートＡ／Ｄ１間に設けられた保護抵抗Ｒｐ１と、この保護抵抗Ｒｐ１の入力ポートＡ／Ｄ１側−接地電位Ｇ間に設けられたクランプダイオードＤｃとから構成される。

保護抵抗Ｒｐ１は、電流制限抵抗として働き、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ１に過電流が流れることを防ぐ。また、クランプダイオードＤｃによって、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ１にマイコン１０に損傷を与えるような過剰な正電位や負電位が印加されるのを防ぐことができる。

また、絶縁検出装置は、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３の接続ライン−コンデンサＣ間に設けられた抵抗切替回路１２を備えている。抵抗切替回路１２は、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３の接続ラインからコンデンサＣに向かって順方向となるように接続された第１ダイオードＤ１および第１切替抵抗Ｒｃ１から構成される直列回路と、第１ダイオードＤ１とは逆方向となるように接続された第２ダイオードＤ２および第２切替抵抗Ｒｃ２から構成される直列回路とが、並列に接続されて構成されている。

つまり、第１および第２ダイオードＤ１およびＤ２は、選択手段として働き、第１および第２切替抵抗Ｒｃ１およびＲｃ２のうちコンデンサＣの極性方向に対応する一つを選択し、選択した一つを第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３の接続ライン−コンデンサＣ間に電気的に接続させる。また、上述した第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は例えば光ＭＯＳＦＥＴが用いられ、高圧電源Ｖと絶縁しつつマイコン１０によって制御できるようになっている。なお、１３はリセット回路であり、リセットスイッチＳＷｒを閉制御すると、コンデンサＣに蓄積された電荷が放電抵抗Ｒｄｃによって速やかに放電することができる。

さらに、絶縁検出装置は、高圧電源Ｖの両端電圧の変動を検出するための電圧振幅変動検出回路４０を備えている。電圧振幅変動検出回路４０は、請求項におけるこの電圧振幅変動検出回路４０は、高圧電源Ｖの正極または負極（この実施形態では、負極）に接続されたカップリングコンデンサＣｄと検出抵抗Ｒｄの直列接続回路と、この直列接続回路に、マイコン１０の出力ポートＰ２から出力される方形波信号を増幅して供給するバッファアンプＢＰ１と、カップリングコンデンサＣｄと検出抵抗Ｒｄの直列接続点に現れる方形波信号を増幅してマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ２に供給するバッファアンプＢＰ２を含む。この電圧振幅変動検出回路４０は、従来のＡＣカップリング方式の絶縁検出（地絡抵抗検出）装置と同様の構成および動作を有し、それを利用して高圧電源Ｖの両端電圧の振幅変動を検出する。

次に、上述の構成を有する本発明の絶縁検出装置の絶縁検出動作について、図２のフローチャートを参照しながら説明する。図２のフローチャートは、ステップＳ１〜Ｓ１０を含み、ステップＳ１〜Ｓ３は、それぞれ、請求項における第１〜第３の計測ステップに相当し、ステップＳ４〜６は、請求項における検出ステップおよび検出手段に相当し、ステップＳ７およびＳ８は、請求項における補正ステップおよび補正手段に相当し、ステップＳ９およびＳ１０は、請求項における地絡抵抗算出ステップおよび地絡抵抗算出手段に相当する。また、ステップＳ４〜Ｓ６は、それぞれ、請求項における第１〜第３の平均値計測ステップおよび平均値計測手段に相当し、ステップＳ７は、請求項における補正値算出ステップおよび補正値算出手段に相当する。

まず、マイコン１０は、高圧電源Ｖの高圧電圧、即ちその両端電圧Ｖ₀ を計測する（ステップＳ１）。この計測は、具体的には次のように行われる。すなわち、マイコン１０は、全てのスイッチが開いている初期状態から第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２を充電時間Ｔ１の間閉制御する。なお、充電時間Ｔ１は、コンデンサＣをフル充電するのに必要な時間よりも短い時間に設定されている。それにより、高圧電源Ｖの正極、第１スイッチＳＷ１、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、コンデンサＣ、第２スイッチＳＷ２および高圧電源Ｖの負極により閉回路が形成され、高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ がコンデンサＣに充電される。このとき、コンデンサＣは、接地電位Ｇから浮いた状態で充電される。

次に、第１および第２のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を開制御した後、第３および第４スイッチＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。それにより、コンデンサＣ、第２ダイオードＤ２、第２切替抵抗Ｒｃ２、第３スイッチＳＷ３、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２および第４スイッチＳＷ４により閉回路が形成され、コンデンサＣの両端電圧に応じた値がマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ１に供給される。このとき、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、すなわち高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ は、第２切替抵抗Ｒｃ２、補正第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２で決定される分圧比で分圧されて、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ１に供給される。それにより、供給された分圧電圧（∵Ｖｃ・Ｒ１／（Ｒｃ２＋Ｒ１＋Ｒ２））は、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換してデジタル値とされ、その値が、高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ としてマイコン１０で読み込まれる。

次に、マイコン１０は、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧Ｖ_RL- を計測する（ステップＳ２）。この計測は、具体的には次のように行われる。すなわち、マイコン１０は、リセット回路１３のリセットスイッチＳＷｒを閉制御してコンデンサＣに充電された電圧を充分に放電させる。次に、マイコン１０は、リセットスイッチＳＷｒおよび第３スイッチＳＷ３を開制御した後、第１スイッチおよび第４スイッチＳＷ１、ＳＷ４を充電時間Ｔ１の間閉制御する。それにより、高圧電源Ｖの正極、第１スイッチＳＷ１、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、コンデンサＣ、第４スイッチＳＷ４、第２抵抗Ｒ２、接地電位Ｇ、高圧電源Ｖの負極側地絡抵抗ＲＬ−、および高圧電源Ｖの負極により閉回路が形成され、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧がコンデンサＣに充電される。

次に、マイコン１０は、第１のスイッチＳＷ１を開制御した後、第３および第４スイッチ手段ＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。それにより、コンデンサＣ、第２ダイオードＤ２、第２切替抵抗Ｒｃ２、第３スイッチＳＷ３、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２および第４スイッチＳＷ４により閉回路が形成される。それにより、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは、第２切替抵抗Ｒｃ２、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２で決定される分圧比で分圧されてマイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ１に供給される。供給された分圧電圧は、Ａ／Ｄ変換してデジタル値とされ、その値が、負極側地絡抵抗ＲＬ−の値に応じた電圧Ｖ_RL-（第１の電圧計測値）としてマイコン１０で読み込まれる。

次に、マイコン１０は、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧Ｖ_RL+ を計測する（ステップＳ３）。この計測は、具体的には次のように行われる。すなわち、マイコン１０は、リセット回路１３のリセットスイッチＳＷｒを閉制御してコンデンサＣに充電された電圧を充分に放電させる。次に、マイコン１０は、リセットスイッチＳＷｒおよび第４スイッチＳＷ４を開制御した後、第２スイッチおよび第３スイッチＳＷ２、ＳＷ３を充電時間Ｔ１の間閉制御する。それにより、高圧電源Ｖの正極、正極側地絡抵抗ＲＬ＋、接地電位Ｇ、第１抵抗Ｒ１、第３スイッチＳＷ３、第１ダイオードＤ１、第１切替抵抗Ｒｃ１、コンデンサＣ、第２スイッチＳＷ２および高圧電源Ｖの負極により閉回路が形成され、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧がコンデンサＣに充電される。

次に、マイコン１０は、第２スイッチＳＷ２を開制御した後、第３および第４スイッチ手段ＳＷ３、ＳＷ４を閉制御する。それにより、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは、第２切替抵抗Ｒｃ２、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２で決定される分圧比で分圧されて、マイコン１０の入力ポートＡ／Ｄ１に供給される。供給された分圧電圧は、Ａ／Ｄ変換してデジタル値とされ、その値が、正極側地絡抵抗ＲＬ＋の値に応じた電圧Ｖ_RL+ （第２の電圧計測値）としてマイコン１０で読み込まれる。

なお、上述した第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２とは同じ値に設定される（Ｒ１＝Ｒ２）。これにより、第１および第４スイッチＳＷ１およびＳＷ４を閉制御して、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧でコンデンサＣを充電するときの充電抵抗（Ｒｃ１＋Ｒ２）と、第２および第３スイッチＳＷ２およびＳＷ３を閉制御して、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧でコンデンサＣを充電するときの充電抵抗（Ｒｃ１＋Ｒ１）とが等しくなる。つまり、負極側地絡抵抗ＲＬ−と正極側地絡抵抗ＲＬ＋とが同じ値であれば、コンデンサＣを充電する負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧と正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧とが等しくなる。

一方、マイコン１０は、図３に示すように、上述の高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ の計測期間Ｔ₀ 中、電圧振幅変動検出回路４０の出力を、入力ポートＡ／Ｄ２から取り込む。すなわち、マイコン１０の出力ポートＰ２から出力された方形波信号がバッファアンプＢＰ１およびカップリングコンデンサＣｄを介して高圧電源Ｖの負極に供給されると、地絡抵抗と検出抵抗Ｒｄの分圧でカップリングコンデンサＣｄと検出抵抗Ｒｄの接続点に現れる方形波信号は、その振幅が地絡抵抗の変動と高圧電源Ｖの高圧電圧の振幅変動成分の影響を受けて現れるので、このように振幅に影響を受けた方形波信号をバッファアンプＢＰ２を介して入力ポートＡ／Ｄ２から方形波信号の周期の１／２の間隔毎のサンプリングタイミングで取り込む。サンプリングされた各方形波信号の電圧振幅は平均化され、平均振幅電圧Ｖｓ（第１の平均値）としてマイコン１０で読み込まれる（ステップＳ４）。ステップＳ４は、請求項における第１の平均値計測手段に相当する。

このとき、Ａ／Ｄ１側による電圧計測サイクル中に地絡抵抗の変動がないと仮定した場合、この間に入力ポートＡ／Ｄ２に供給される方形波信号の電圧振幅変動は、高圧電源Ｖの両端電圧の振幅変動成分のみが関係していることになるため、上述のように計測された平均振幅電圧Ｖｓ（第１の平均値）は、計測期間Ｔ₀ 中の高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ の電圧振幅変動を反映した値となる。

次に、マイコン１０は、同様にして、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧Ｖ_RL- の計測期間Ｔ_RL- 中、電圧振幅変動検出回路４０の出力を、入力ポートＡ／Ｄ２から取り込む。サンプリングされた各方形波信号の電圧振幅は平均化され、平均振幅電圧Ｖｓ′（第２の平均値）としてマイコン１０で読み込まれる（ステップＳ５）。ステップＳ４は、請求項における第２の平均値計測手段に相当する。計測された平均振幅電圧Ｖｓ′（第２の平均値）は、同様に上述の計測期間Ｔ_RL- 中の高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ の電圧振幅変動を反映した値となる。

次に、マイコン１０は、同様にして、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧Ｖ_RL+ の計測期間Ｔ_RL+ 中、電圧振幅変動検出回路４０の出力を、入力ポートＡ／Ｄ２から取り込む。サンプリングされた各方形波信号の電圧振幅は平均化され、平均振幅電圧Ｖｓ″（第３の平均値）としてマイコン１０で読み込まれる（ステップＳ６）。ステップＳ４は、請求項における第３の平均値計測手段に相当する。計測された平均振幅電圧Ｖｓ″（第３の平均値）は、同様に上述の計測期間Ｔ_RL+ 中の高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ の電圧振幅変動を反映した値となる。

次に、マイコン１０は、高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ の計測期間Ｔ₀ 中にサンプリングされ計測された各方形波信号の電圧振幅の平均値（第１の平均値）である平均振幅電圧Ｖｓと、負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた電圧Ｖ_RL- の計測期間Ｔ_RL- 中にサンプリングされ計測された各方形波信号の電圧振幅の平均値（第２の平均値）である平均振幅電圧Ｖｓ′の比率Ｋ１（＝Ｖｓ／Ｖｓ′）を算出すると共に、高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ の計測期間Ｔ₀ 中にサンプリングされ計測された各方形波信号の電圧振幅の平均値（第１の平均値）である平均振幅電圧Ｖｓと、正極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた電圧Ｖ_RL+ の計測期間Ｔ_RL+ 中にサンプリングされ計測された各方形波信号の電圧振幅の平均値（第３の平均値）である平均振幅電圧Ｖｓ″の比率Ｋ２（＝Ｖｓ／Ｖｓ″）を算出する（ステップＳ７）。ステップＳ７は、請求項における補正値算出手段に相当する。算出された比率Ｋ１およびＫ２は、地絡抵抗検出中の高圧電源Ｖの高圧電圧の振幅変動分を表すものとして把握できる。比率Ｋ１およびＫ２は、それぞれ、請求項における第１の補正値および第２の補正値に相当する。

次に、マイコン１０は、ステップＳ２で計測された負極側地絡抵抗ＲＬ−に応じた計測電圧Ｖ_RL- （第１の電圧計測値）を、比率Ｋ１（第１の補正値）に基づいて、高圧電源Ｖの両端電圧変動分の影響を除去するように補正し、補正後の計測電圧Ｖ_RL- ′（＝Ｋ１・Ｖ_RL- ）を求めると共に、ステップＳ３で計測された負極側地絡抵抗ＲＬ＋に応じた計測電圧Ｖ_RL+ （第２の電圧計測値）を、比率ＫＫ（第１の補正値）に基づいて、高圧電源Ｖの両端電圧変動分の影響を除去するように補正し、補正後の計測電圧Ｖ_RL+ ′（＝Ｋ２・Ｖ_RL+ ）を求める（ステップＳ８）。

次に、マイコン１０は、ステップＳ８で求めた補正後の計測電圧Ｖ_RL- ′およびＶ_RL+ ′と、ステップＳ１で計測された高圧電源Ｖの両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、（Ｖ_RL- ′＋Ｖ_RL+ ″／Ｖ₀ ）の演算を行う（ステップＳ９）。次に、マイコン１０は、その演算値により、予め内部メモリに記憶されている演算値対地絡抵抗の参照テーブルを参照して高圧電源Ｖの地絡抵抗を算出する（ステップＳ１０）。

このようにして、高圧電源Ｖの地絡抵抗を算出することができる。地絡抵抗の算出後、マイコン１０は、算出した地絡抵抗の値を、予め内部メモリに記憶されているしきい値と比較判定し、算出した地絡抵抗値がしきい値より小さくなっていれば、警報部２０より絶縁不良が生じていることを警報することができる。

以上述べたように、本発明によれば、ＡＣカップリング方式絶縁検出装置より検出精度が良く、マイコン１０によるソフト処理が介在するためにソフトフィルタ処理等ノイズ耐力が高いフライングキャパシタ方式の絶縁検出装置において、応答性が早いという利点を持つＡＣカップリング方式絶縁検出装置と同様の構成および動作を行う電圧振幅変動検出回路４０を備え、これにより得られる高圧電源Ｖの高圧電圧変動情報を利用できるため、従来計測不可能であった高圧電源の電圧変動状態時も含め、全ての車両走行状態において絶縁検出が可能となる。

以上の通り、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれに限らず、種々の変形、応用が可能である。

たとえば、上述の実施の形態では、マイコン１０の出力ポートＰ２から電圧振幅変動検出回路４０に供給される信号は方形波信号としているが、これに限らず正弦波信号でも良く、要するに振幅変動を検出できる信号であれば良い。

本発明に係る絶縁検出方法を実施する絶縁検出装置の一実施の形態を示す回路図である。 図１の絶縁検出装置の動作を説明するためのフローチャートである。 図１の絶縁検出装置の動作を説明するための波形図である。 従来の絶縁検出装置の構成を示す回路図である。 図４の絶縁検出装置の動作を説明するためのフローチャートである。 車両の高圧電源における高圧電圧の変動イメージを示す図である。 図５の絶縁検出装置における絶縁検出サイクル中のコンデンサＣの両端電圧の変化を示す図である。

符号の説明

Ｃ コンデンサ
Ｃｄ カップリングコンデンサ
Ｄ１ 第１ダイオード（選択手段）
Ｄ２ 第２ダイオード（選択手段）
Ｇ 接地電位
Ｒ１ 第１抵抗
Ｒ２ 第２抵抗
Ｒｃ１ 第１切替抵抗
Ｒｃ２ 第２切替抵抗
Ｒｄ 検出抵抗
ＳＷ１ 第１スイッチ
ＳＷ２ 第２スイッチ
ＳＷ３ 第３スイッチ
ＳＷ４ 第４スイッチ
Ｖ 高圧電源（直流電源）
Ａ／Ｄ１ 入力ポート（入力端子）
Ａ／Ｄ２ 入力ポート（入力端子）
Ｐ１ 出力ポート
Ｐ２ 出力ポート
１０ マイコン（電圧計測手段、制御手段、交流信号発生手段、検出手段、補正手段、地絡抵抗算出手段、第１の平均値計測手段、第２の平均値計測手段、第３の平均値計測手段および補正値算出手段）
４０ 電圧振幅変動検出回路

Claims (5)

1. 接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出方法であって、
   前記直流電源の正極および負極間にコンデンサを接続して、その両端電圧を計測することにより前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ を求める第１の計測ステップと、
   前記直流電源の正極と接地電位間に前記コンデンサを接続して、その両端電圧を電圧計測手段で計測することにより第１の電圧計測値Ｖ_RL- を求める第２の計測ステップと、
   前記直流電源の負極と接地電位間に前記コンデンサを接続して、その両端電圧を前記電圧計測手段で計測することにより第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を求める第３の計測ステップと、
   前記直流電源の正極または負極に検出抵抗およびカップリングコンデンサを介して交流信号を印加し、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅変動分を前記直流電源の両端電圧変動分として検出する検出ステップと、
   前記検出ステップにより検出された前記直流電源の両端電圧変動分に基づいて、前記第２の計測ステップで求めた第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、前記第３の計測ステップで求めた第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求める補正ステップと、
   前記補正ステップで求めた補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′および補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′と、前記第１の計測ステップで求めた前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、前記直流電源の地絡抵抗を算出する地絡抵抗算出ステップと
   を含むことを特徴とする絶縁検出方法。
2. 請求項１記載の絶縁検出方法において、
   前記検出ステップは、
   前記第１の計測ステップの計測期間中に、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅の第１の平均値を計測する第１の平均値計測ステップと、
   前記第２の計測ステップの計測期間中に、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅の第２の平均値を計測する第２の平均値計測ステップと、
   前記第３の計測ステップの計測期間中に、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅の第３の平均値を計測する第３の平均値計測ステップと、
   前記第１の平均値計測ステップで計測された前記第１の平均値と前記第２の平均値計測ステップで計測された前記第２の平均値の比率を前記直流電源の両端電圧変動分に対応する第１の補正値として算出すると共に、前記第１の平均値計測ステップで計測された前記第１の平均値と前記第３の平均値計測ステップで計測された前記第３の平均値の比率を前記直流電源の両端電圧変動分に対応する第２の補正値として算出する補正値算出ステップとからなり、
   前記補正ステップは、前記補正値算出ステップで算出された前記第１の補正値に基づいて、前記第２の計測ステップで求めた第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して、補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、前記補正値算出ステップで算出された前記第２の補正値に基づいて、前記第３の計測ステップで求めた第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して、補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求め、
   前記地絡抵抗算出ステップは、前記補正ステップで求めた前記補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′と、前記第１の計測ステップで求めた前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、前記直流電源の地絡抵抗を算出する
   ことを特徴とする絶縁検出方法。
3. 接地電位から絶縁された直流電源の地絡抵抗を検出する絶縁検出装置であって、
   コンデンサと、
   前記コンデンサの両端電圧を計測する電圧計測手段と、
   前記直流電源の正極と前記コンデンサの一端間に接続された第１スイッチと、
   前記直流電源の負極と前記コンデンサの他端間に接続された第２スイッチと、
   前記コンデンサの一端と前記電圧計測手段間に接続された第３スイッチと、
   前記コンデンサの他端と前記接地電位間に接続された第４スイッチと、
   前記第１〜第４スイッチを選択的に閉制御する制御手段と、
   交流信号を発生する交流信号発生手段と、
   前記交流信号発生手段からの前記交流信号を前記直流電源に印加する検出抵抗およびカップリングコンデンサと、
   検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅変動成分を前記直流電源の両端電圧変動分として検出する検出手段と、
   前記検出手段により検出された前記直流電源の両端電圧変動分に基づいて、前記制御手段による前記第１スイッチおよび第４スイッチの閉制御により充電された前記コンデンサの両端電圧を前記電圧計測手段により計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、前記制御手段による前記第２スイッチおよび第３スイッチの閉制御により充電された前記コンデンサの両端電圧を前記電圧計測手段により計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求める補正手段と、
   前記補正手段による補正後の第１の計測値Ｖ_RL- ′および補正後の第２の計測値Ｖ_RL+ ′と、前記制御手段による前記第１スイッチおよび第２スイッチの閉制御により充電された前記コンデンサの両端電圧を前記電圧計測手段により計測して得た前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、前記直流電源の地絡抵抗を算出する地絡抵抗算出手段と、
   を備えていることを特徴とする絶縁検出装置。
4. 請求項３記載の絶縁検出装置において、
   前記検出手段は、
   前記電圧計測手段による前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ の計測期間中に、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅の第１の平均値を計測する第１の平均値計測手段と、
   前記電圧計測手段による前記第１の電圧計測値Ｖ_RL- の計測期間中に、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅の第２の平均値を計測する第２の平均値計測手段と、
   前記電圧計測手段による前記第２の電圧計測値Ｖ_RL+ の計測期間中に、前記検出抵抗に現れる前記交流信号の電圧振幅の第３の平均値を計測する第３の平均値計測手段と、
   前記第１の平均値計測手段で計測された前記第１の平均値と前記第２の平均値計測手段で計測された前記第２の平均値の比率を前記直流電源の両端電圧変動分に対応する第１の補正値として算出すると共に、前記第１の平均値計測手段で計測された前記第１の平均値と前記第３の平均値計測手段で計測された前記第３の平均値の比率を前記直流電源の両端電圧変動分に対応する第２の補正値として算出する補正値算出手段とからなり、
   前記補正手段は、前記補正値算出手段で算出された前記第１の補正値に基づいて、前記電圧計測手段により計測して得た第１の電圧計測値Ｖ_RL- を補正して、補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′を求めると共に、前記補正値算出手段で算出された前記第２の補正値に基づいて、前記電圧計測手段により計測して得た第２の電圧計測値Ｖ_RL+ を補正して、補正後の第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′を求め、
   前記地絡抵抗算出手段は、前記補正手段で求めた前記補正後の第１の電圧計測値Ｖ_RL- ′および第２の電圧計測値Ｖ_RL+ ′と、前記電圧計測手段により計測して得た前記直流電源の両端電圧Ｖ₀ とに基づいて、前記直流電源の地絡抵抗を算出する
   ことを特徴とする絶縁検出装置。
5. 請求項３または４記載の絶縁検出装置において、
   前記第３スイッチと前記電圧計測手段の接続点と前記接地電位間に接続された第１抵抗と、
   前記第４スイッチと前記接地電位間に接続された第２抵抗と、
   前記第１および第３のスイッチの接続点と前記コンデンサの一端間に接続された第１および第２切替抵抗と、
   前記第１および第２切替抵抗のうち前記コンデンサの極性方向に対応する一つを選択し、当該選択した一つを前記第１スイッチおよび前記第３スイッチの接続点と前記コンデンサの一端間に選択的に接続させる選択手段とをさらに備えている
   ことを特徴とする絶縁検出装置。

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