JP2015141028A

JP2015141028A - 絶縁検出装置

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Publication number: JP2015141028A
Application number: JP2014012144A
Authority: JP
Inventors: 佳浩河村; Yoshihiro Kawamura
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2014-01-27
Filing date: 2014-01-27
Publication date: 2015-08-03

Abstract

【課題】高耐圧の半導体リレーを用いることなく高耐圧化を図ることができる絶縁検出装置を提供する。
【解決手段】接地電位部から絶縁された直流電源（Ｂ）の正端子および負端子に接続され、前記直流電源の電源電圧に応じた電荷量でフライングキャパシタ（Ｃ１）が充電される際の充電電圧と、電圧検出手段（１５）によって検出される前記フライングキャパシタの充電電圧とに基づいて、前記直流電源の絶縁状態を検出する絶縁状態検出装置であって、
前記フライングキャパシタへの充電と放電を切り換える切換スイッチが、２個以上にわたって直列接続される半導体リレー（Ｓａ、Ｓｂ）と、前記各半導体リレーに並列接続されるバランス抵抗（Ｒａ、Ｒｂ）とから構成され、前記フライングキャパシタの充電および前記フライングキャパシタの電圧の検出のために前記切換スイッチの開閉制御を行うスイッチ制御手段（２０）を備える。
【選択図】図３

Description

本発明は、接地電位部から絶縁された直流電源により充電されるフライングキャパシタの充電電圧に基づいて、直流電源の接地電位部に対する地絡や絶縁状態を検出する絶縁検出装置に関するものである。

従来の絶縁検出装置としては、例えば、フライングキャパシタ方式の絶縁検出装置が提案されている。

この絶縁検出装置は、直流の高圧電源の絶縁状態を検出する際に、接地から浮かせた状態のコンデンサ（即ち、フライングキャパシタ）に高圧電源の電圧を充電してその両端電圧を計測した計測値と、コンデンサの一方を抵抗を介して接地した状態において、同様に高圧電源の電圧をコンデンサに充電してその両端電圧を計測した計測値とに基づいて地絡抵抗を算出することにより高圧電源の絶縁状態を検出している（例えば、特許文献１等参照）。

そして、例えば、推進用エネルギーとして電力を利用する車両においては、高圧化（例えば２００Ｖ）された直流電源を車体から絶縁して非接地電源とするのが通常であり、このような非接地電源の接地電位部に対する地絡や絶縁状態の検出に上述のような構成の絶縁検出装置が用いられている。

特開２００４−１７０１０３号公報

ところで、絶縁検出装置の被検査対象（車両等）の電力が高圧化（例えば、４００Ｖ）するのに伴い、フライングキャパシタ方式の地絡計測回路に使用される光ＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体リレーも高耐圧化が求められている。

しかしながら、高耐圧（例えば、耐圧９００Ｖ程度）の光ＭＯＳ−ＦＥＴ等は、技術的に製造が難しく部品単価が高くなり、装置全体のコストが嵩むという不都合があった。

また、高耐圧の光ＭＯＳ−ＦＥＴ等を用いた場合には、通電電流が低下してしまうという難点もあった。

即ち、フライングキャパシタ方式の地絡計測回路において、回路の高耐圧化に伴って光ＭＯＳ−ＦＥＴ等の通電電流が低く制限されてしまうと、当該回路の方式上、充放電のための電流が低く制限されてしまう。これに伴い、規定の充放電に要する時間を長く変更せざるを得なくなり、計測サイクルが遅くなるため、車両等についての地絡や絶縁状態の高速な計測の要求に応えられないという問題があった。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、高耐圧の半導体リレーを用いることなく高耐圧化を図ることができると共に、通電電流を確保することのできる絶縁検出装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、接地電位部から絶縁された直流電源の正端子および負端子に接続され、前記直流電源の電源電圧に応じた電荷量でフライングキャパシタが充電される際の充電電圧と、電圧検出手段によって検出される前記フライングキャパシタの充電電圧とに基づいて、前記直流電源の絶縁状態を検出する絶縁状態検出装置であって、前記フライングキャパシタへの充電と放電を切り換える切換スイッチが、２個以上にわたって直列接続される半導体リレーと、前記各半導体リレーに並列接続されるバランス抵抗とから構成され、前記フライングキャパシタの充電および前記フライングキャパシタの電圧の検出のために前記切換スイッチの開閉制御を行うスイッチ制御手段を備えることを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の絶縁検出装置において、前記切換スイッチは、第１スイッチから第４スイッチで構成され、前記第１スイッチは、前記正端子に直列接続された第１ダイオードおよび第１抵抗を介して前記フライングキャパシタの一方の端子に接続され、前記第２スイッチは、前記負端子を前記フライングキャパシタの他方の端子に第２抵抗を介して接続され、前記第３スイッチは、前記第１スイッチと前記第１ダイオードとを接続する配線と前記電圧検出手段との間に直列に接続され且つ前記フライングキャパシタの一方の端子に直列接続された第２ダイオードおよび第３抵抗を介して前記電圧検出手段に接続され、第４スイッチは、前記フライングキャパシタの他方の端子を第４抵抗を介して前記接地電位部に接続され、前記スイッチ制御手段は、前記フライングキャパシタの充電および前記フライングキャパシタの電圧の検出のために前記第１から第４スイッチの開閉制御を行い、前記スイッチ制御手段の制御により前記第１スイッチおよび前記第４スイッチを閉路して充電した前記フライングキャパシタの電圧に基づいて前記負端子と前記接地電位部との間の負端子側地絡抵抗値を算出し、且つ、前記スイッチ制御手段の制御により前記第２スイッチおよび前記第３スイッチを閉路して充電した前記フライングキャパシタの電圧に基づいて前記正端子と前記接地電位部との間の正端子側地絡抵抗値を算出する演算手段をさらに備えることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の絶縁検出装置において、前記各半導体リレーは、光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーで構成され、光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの耐圧条件は、
Ｖ１ｔ＋Ｖ３ｔ＞Ｖｄ
但し、Ｖ１ｔ：第１スイッチを構成する各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの耐圧の合計、Ｖ３ｔ：第３スイッチを構成する各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの耐圧の合計、Ｖｄ：要求される高圧〜低圧間の絶縁耐圧
Ｖ２ｔ＋Ｖ４ｔ＞Ｖｄ
但し、Ｖ２ｔ：第２スイッチを構成する各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの耐圧の合計、Ｖ４ｔ：第４スイッチを構成する各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの耐圧の合計、Ｖｄ：要求される高圧〜低圧間の絶縁耐圧
であり、
且つ、バランス抵抗の抵抗値の条件は、
Ｒｄ＜｛（Ｒ１ｔ＋Ｒ３ｔ）×（Ｒ２ｔ＋Ｒ４ｔ）｝／｛（Ｒ１ｔ＋Ｒ３ｔ）＋（Ｒ２ｔ＋Ｒ４ｔ）｝
但し、Ｒ１ｔ：第１スイッチに設けられるバランス抵抗の抵抗値の合計、Ｒ２ｔ：第２スイッチに設けられるバランス抵抗の抵抗値の合計、Ｒ３ｔ：第３スイッチに設けられるバランス抵抗の抵抗値の合計、Ｒ４ｔ：第４スイッチに設けられるバランス抵抗の抵抗値の合計、Ｒｄ：要求される高圧〜低圧間の絶縁抵抗の抵抗値であることを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項１から請求項３の何れか１項に記載の絶縁検出装置において、前記スイッチ制御手段は、前記切換スイッチ毎に１つずつ設けられ、前記各スイッチ制御手段は、前記切換スイッチ毎に、各半導体リレーの一斉制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、高耐圧の半導体リレーを用いることなく高耐圧化を図ることができると共に、通電電流を確保することのできる絶縁検出装置を提供することができる。

実施の形態に係る絶縁検出装置の基本構成を示す回路図である。実施の形態に係る絶縁検出装置に適用されるスイッチの構成例を示す回路図である。実施の形態に係る絶縁検出装置の構成例を示す回路図である。比較例に係る絶縁検出装置の構成例を示す回路図である。

図１〜図３を参照して、本発明の実施の形態について説明する。

（絶縁検出装置の構成について）
図１は本発明の実施形態に係る絶縁検出装置（地絡センサ）１１の基本構成を示す回路図である。また、図２は実施の形態に係る絶縁検出装置に適用されるスイッチの構成例を示す回路図である。

ここで、本発明に係る絶縁検出装置（地絡センサ）は、接地電位部から絶縁された直流電源Ｂの正端子および負端子に接続され、直流電源Ｂの電源電圧に応じた電荷量でフライングキャパシタＣ１が充電される際の充電電圧と、電圧検出手段１５によって検出されるフライングキャパシタＣ１の充電電圧とに基づいて、直流電源Ｂの絶縁状態を検出する絶縁状態検出装置である。

そして、フライングキャパシタＣ１への充電と放電を切り換える切換スイッチは、２個以上にわたって直列接続される半導体リレーＳａ、Ｓｂと、各半導体リレーＳａ、Ｓｂに並列接続されるバランス抵抗Ｒａ、Ｒｂとから構成され、フライングキャパシタＣ１の充電およびフライングキャパシタＣ１の電圧の検出のために切換スイッチの開閉制御を行うスイッチ制御手段２０を備えている。

なお、図１の基本構成を示す回路図および図３の絶縁検出装置の構成例を示す回路図では、切換スイッチは、４個のスイッチ（第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４）で構成される場合を示すが、これに限定されるものではなく、２〜３個のスイッチあるいは５個以上のスイッチで構成するようにしてもよい。

図１を参照して、本発明の実施形態に係る絶縁検出装置（地絡センサ）１１の基本構成の詳細について説明する。

本実施形態の絶縁検出装置１１は、車両の車体等において、接地電位部から絶縁された高圧直流電源Ｂの絶縁状態を検出するものである。

なお、図１において引用符号ＲＬｐは高圧直流電源Ｂの正側の地絡抵抗、ＲＬｎは同じく負側の地絡抵抗をそれぞれ示す。

絶縁検出装置１１は、両極性のフライングキャパシタＣ１と、スイッチＳ１〜Ｓ５と、フライングキャパシタＣ１の充電電圧や放電電圧をサンプルホールドするサンプルホールド回路１４と、サンプルホールド回路１４のホールド値を検出してフライングキャパシタＣ１の充電電圧や放電電圧を測定する電圧検出手段としてのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と略記する。）１５とを有している。なお、フライングキャパシタＣ１としては、セラミックスコンデンサ等を用いることができる。

絶縁検出装置１１は、フライングキャパシタＣ１の他、フライングキャパシタＣ１を直流電源Ｂの正極及び負極にそれぞれ選択的に接続する第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２と、フライングキャパシタＣ１をマイコン１５及び接地電位部に選択的に接続する第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４とを有している。フライングキャパシタＣ１と第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２との間には、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２がそれぞれ直列に接続されている。

なお、マイコン１５によってフライングキャパシタＣ１の充電電圧や放電電圧を測定する際の直流電源Ｂに対する絶縁性を確保するために、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２には、同じ値の比較的高い抵抗値（例えば、３００ｋΩ等）の抵抗が使用される。

各第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４には、例えば光ＭＯＳ−ＦＥＴリレー等の半導体リレーが用いられ、マイコン１５によりオンオフ制御（開閉制御）できるようになっている。

ここで、光ＭＯＳ−ＦＥＴは、光を使って、電気的には絶縁しながら信号を伝える素子であり、駆動側に発光ダイオード、接点にＭＯＳ−ＦＥＴを採用した完全固体型のリレー（半導体リレー）の一種である。この光ＭＯＳ−ＦＥＴを用いた光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーは、従来の機械式リレーに比べて小型、軽量であるだけでなく、駆動が容易で高速で、ノイズが出難いという特性を有する。一方で、光ＭＯＳ−ＦＥＴは、高耐圧化（例えば、耐圧９００Ｖ等）を図る場合には技術的な困難性等から部品単価が通常の耐圧（例えば、６００Ｖ程度）のものより相当高額になるという難点がある。

なお、第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４の具体的な構成例については図２を参照して後述する。

マイコン１５は高圧直流電源Ｂよりも低い低圧系の補機バッテリによって動作するもので、高圧直流電源Ｂはマイコン１５の接地電位からも絶縁されている。なお、直流電源Ｂはマイコン１５の接地電位からも絶縁されている。

マイコン１５の第１Ａ／Ｄ変換ポートＡ／Ｄ１はサンプルホールド回路１４を介して第３スイッチＳ３と接続されている。サンプルホールド回路１４と第３スイッチＳ３との接続点は、抵抗Ｒ４を介して接地されており、第４スイッチＳ４と接地電位部との間には、第４抵抗Ｒ５が接続されている。また、フライングキャパシタＣ１の一端（図１中上方の極）側の第１スイッチＳ１、第３スイッチＳ３は直列接続されており、両者の接続点とフライングキャパシタＣ１の一端との間には、電流方向切替回路Ｘが接続されている。

電流方向切替回路Ｘは並列回路であり、その一つは、第１スイッチＳ１からフライングキャパシタＣ１の一端に向けて順方向となる第１ダイオードＤ０と第１抵抗Ｒ１の直列回路で構成され、他の一つは、第３スイッチＳ３からフライングキャパシタＣ１の一端に向けて順方向となるダイオードＤ１で構成され、最後の一つは、フライングキャパシタＣ１の一端からスイッチＳ３に向けて順方向となる第２ダイオードＤ２と第３抵抗Ｒ３の直列回路で構成されている。

なお、本実施形態の高圧直流電源Ｂには、正負の各極と接地電位部との間に、コモンモードノイズ対策用のＹコンデンサＹ＋，Ｙ−が介設されている。

また、図１に示すように、正側のＹコンデンサＹ＋は、高圧電源出力の正極側電源ライン１１１と接地電極１１３との間に接続されている。負側のＹコンデンサＹ−は、高圧電源出力の負極側電源ライン１１２と接地電極１１３との間に接続されている。また、正極側電源ライン１１１と接地電極１１３との間の絶縁状態は地絡抵抗（ＲＬｐ）として表され、負極側電源ライン１１２と接地電極１１３との間の絶縁状態は地絡抵抗（ＲＬｎ）として表される。

（絶縁検出装置の動作について）
次に、上述した構成の絶縁検出装置１１において、地絡や絶縁状態を検出する際の動作手順について説明する。

まず、マイコン１５の制御により、予め決定しておいた予定時間に亘って、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２をオンさせると共に第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４、サンプルホールド回路１４のスイッチをオフさせる。ここで、予定時間とは、フライングキャパシタＣ１が完全に充電されるのに要する時間よりも短い時間である。

これにより、直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、第１スイッチＳ１、第１ダイオードＤ０、第１抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端（図１中上方の極）、他端（同下方の極）、第２抵抗Ｒ２、第２スイッチＳ２及び負端子側の主回路配線１ｎを経て、直流電源Ｂの負極に至る充電回路を形成する。以後、この充電回路を第１充電回路と称する。

そして、この第１充電回路において、フライングキャパシタＣ１を直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。

続いて、マイコン１５の制御により、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２をオフさせると共に第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４をオンさせる。これにより、フライングキャパシタＣ１の正極が、第２ダイオードＤ２、第３抵抗Ｒ３及び第３スイッチＳ３を介してサンプルホールド回路１４に接続され、負極が第４スイッチＳ４及び第４抵抗Ｒ５を介して接地電位部に接続される。これにより、フライングキャパシタＣ１を放電させる。

また、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４のオンと同時に、マイコン１５の制御により、サンプルホールド回路１４のスイッチを短時間（例えば、２００〜３００μｓ）オンさせる。これにより、フライングキャパシタＣ１の充電電圧を第３抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４で分圧したうちの、第３抵抗Ｒ３の両端電圧の差に相当する電位で読込用コンデンサ（図示せず）が充電される。

ここで、フライングキャパシタＣ１の放電開始時には、直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量でフライングキャパシタＣ１が充電された状態にある。そのため、フライングキャパシタＣ１の放電開始直後にその放電電圧で充電される読込用コンデンサには、直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量のうち、抵抗Ｒ４と第４抵抗Ｒ５の分圧比に応じた電荷量が蓄積されることになる。

そして、マイコン１５の制御によりサンプルホールド回路１４のスイッチをオフさせると、読込用コンデンサの充電電圧を分圧した電位が、サンプルホールド回路１４を介してマイコン１５の第１Ａ／Ｄ変換ポートＡ／Ｄ１に入力されて測定される。そこで、この測定値と、第３抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の分圧比と、抵抗Ｒ４と第４抵抗Ｒ５の分圧比とから、直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１をマイコン１５で測定させる。

なお、サンプルホールド回路１４のスイッチをオフさせた後、フライングキャパシタＣ１の充電電圧を測定している間も、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４はオンされたままであるので、フライングキャパシタＣ１は引き続き放電状態にある。

さらに、フライングキャパシタＣ１の充電電圧の測定終了後、マイコン１５の制御により、サンプルホールド回路１４のスイッチをオンさせる。これにより、フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサとを放電状態とする。それぞれを完全に放電させた時点で、マイコン１５の制御により、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４およびサンプルホールド回路１４のスイッチをオフさせる。

そして、フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサとを完全に放電させた後、マイコン１５の制御により、上述した予定時間に亘って、第１スイッチＳ１、第４スイッチＳ４をオンさせると共に第２スイッチスイッチＳ２、第３スイッチＳ３をオフさせる。

これにより、直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、第１スイッチＳ１、第１ダイオードＤ０、第１抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、第４スイッチＳ４、第４抵抗Ｒ５、（接地電位部、）負端子側の地絡抵抗ＲＬｎ及び負端子側の主回路配線１ｎを経て、直流電源Ｂの負極に至る充電回路を形成する。以後、この充電回路を第２充電回路と称する。

そして、この第２充電回路において、フライングキャパシタＣ１を、負端子側の地絡抵抗ＲＬｎに応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。

続いて、マイコン１５の制御により、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２をオフさせると共に第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４をオンさせ、かつ、サンプルホールド回路１４のスイッチを短時間（例えば、２００〜３００μｓ）オンさせる。

その後、マイコン１５の制御によりサンプルホールド回路１４のスイッチを再びオンさせるまでの間、直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧の測定の際と同様にして、負端子側の地絡抵抗ＲＬｎに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧をマイコン１５で測定させる。

そして、フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサとを完全に放電させた後、マイコン１５の制御により、上述した予定時間に亘って、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３をオンさせると共に第１スイッチＳ１、第４スイッチＳ４をオフさせる。

これにより、直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、正端子側の地絡抵抗ＲＬｐ、（接地電位部、）抵抗Ｒ４、第３スイッチＳ３、ダイオードＤ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、第２抵抗Ｒ２、第２スイッチＳ２及び負端子側の主回路配線１ｎを経て、直流電源Ｂの負極に至る充電回路を形成する。以後、この充電回路を第３充電回路と称する。

そして、この第３充電回路において、フライングキャパシタＣ１を、正端子側の地絡抵抗ＲＬｐに応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。

その後、マイコン１５の制御によりサンプルホールド回路１４のスイッチを再びオンさせるまでの間、直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１の測定の際や、負端子側の地絡抵抗ＲＬｎに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧の測定の際と同様にして、正端子側の地絡抵抗ＲＬｐに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧をマイコン１５で測定させる。そして、フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサとを完全に放電させる。

ここで、図１に示した絶縁状態検出装置１１における地絡抵抗の計測に関して、｛（Ｖｃ１ｐ）＋（Ｖｃ１ｎ）｝／Ｖｃ１に基いて、合成地絡抵抗「（ＲＬｐ×ＲＬｎ）／（ＲＬｐ＋ＲＬｎ）」を導出することができる。

但し、Ｖｃ１：直流高圧電源Ｂの出力電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧、Ｖｃ１ｎ：負側の地絡抵抗ＲＬｎの影響を受けたフライングキャパシタＣ１の充電電圧、Ｖｃ１ｐ：正側の地絡抵抗ＲＬｐの影響を受けたフライングキャパシタＣ１の充電電圧、ＲＬｐ，ＲＬｎ：各地絡抵抗の抵抗値である。

これにより、マイコン１５は、各状態でアナログ入力ポート（Ａ／Ｄ１）に入力される信号レベルから各充電電圧「Ｖｃ１」、「Ｖｃ１ｎ」、「Ｖｃ１ｐ」を把握し、上記関係式に基づいて地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを算出することができる。

よって、マイコン１５は、正端子側と負端子側の地絡抵抗ＲＬｐ，ＲＬｎの並列合成抵抗値を算出し、直流電源Ｂの地絡や絶縁状態を検出することができる。

（第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４の構成例について）
図２および図３を参照して、第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４の構成例について説明する。

本実施形態の絶縁検出装置１１に適用される第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４は、何れも図２の回路図に示す構成を有している。

即ち、図２に示すように、第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４は、２個直列接続される半導体リレーＳａ、Ｓｂと、各半導体リレーＳａ、Ｓｂに並列接続されるバランス抵抗Ｒａ、Ｒｂとから構成される。

なお、図２では、半導体リレーを２個直列接続する例を示したが、これに限定されず、２個以上にわたって半導体リレーを直列接続し、各半導体リレーにバランス抵抗を並列接続する構成としてもよい。

また、各半導体リレーＳａ、Ｓｂは、光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーで構成することができる。

ここで、図３は、図２に示す構成の第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４を搭載した実施の形態に係る絶縁検出装置１１の構成例を示す回路図である。

そして、絶縁検出装置１１において、光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの耐圧条件は、
（第１スイッチＳ１を構成する各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーＳ１ａ、Ｓ１ｂの耐圧の合計（Ｖ１ｔ））＋（第３スイッチＳ３を構成する各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーＳ３ａ、Ｓ３ｂの耐圧の合計（Ｖ３ｔ））＞要求される高圧〜低圧間の絶縁耐圧（Ｖｄ）（例えば、９００Ｖ〜１０００Ｖ）
（第２スイッチＳ２を構成する各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーＳ２ａ、Ｓ２ｂの耐圧の合計（Ｖ２ｔ））＋（第４スイッチを構成する各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーＳ４ａ、Ｓ４ｂの耐圧の合計（Ｖ４ｔ））＞要求される高圧〜低圧間の絶縁耐圧（Ｖｄ）（例えば、９００Ｖ〜１０００Ｖ）であり、且つ、バランス抵抗の抵抗値の条件は、
Ｒｄ＜｛（Ｒ１ｔ＋Ｒ３ｔ）×（Ｒ２ｔ＋Ｒ４ｔ）｝／｛（Ｒ１ｔ＋Ｒ３ｔ）＋（Ｒ２ｔ＋Ｒ４ｔ）｝
但し、Ｒ１ｔ：第１スイッチＳ１に設けられるバランス抵抗の抵抗値の合計、Ｒ２ｔ：第２スイッチＳ２に設けられるバランス抵抗の抵抗値の合計、Ｒ３ｔ：第３スイッチＳ３に設けられるバランス抵抗の抵抗値の合計、Ｒ４ｔ：第４スイッチＳ４に設けられるバランス抵抗の抵抗値の合計、Ｒｄ：要求される高圧〜低圧間の絶縁抵抗の抵抗値（例えば、１００ＭΩ）となる条件を満たすようにするとよい。

そして、上述のように、要求される高圧〜低圧間の絶縁耐圧が例えば９００Ｖ〜１０００Ｖで、要求される高圧〜低圧間の絶縁抵抗の抵抗値が例えば１００ＭΩである場合に、第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４の各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの耐圧は例えば６００Ｖ以下、各バランス抵抗の抵抗値は例えば５０ＭΩ程度となる。

また、スイッチ制御手段としてのＩＣ２０は、第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４毎に１つずつ設けられ、各ＩＣ２０は、第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４毎に、各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの一斉制御を行うようにするとよい。

なお、切換スイッチを２〜３個のスイッチあるいは５個以上のスイッチで構成する場合においても各スイッチの構成は、上記と同様にすることができる。

（比較例に係る絶縁検出装置の構成例）
図４は、比較例に係る絶縁検出装置１００の構成例を示す回路図である。

なお、本実施の形態に係る絶縁検出装置１１と同様の構成については、同一符号を付して重複した説明は省略する。

比較例に係る絶縁検出装置１００が、本実施の形態に係る絶縁検出装置１１と異なる点は、図２に示す回路構成の第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４の代わりに、単に光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーから成るスイッチＳ１１〜Ｓ１４を設けている点である。

ここで、比較例に係る絶縁検出装置１００等の被検査対象（車両等）の電力が高圧化するのに伴い、フライングキャパシタ方式の地絡計測回路に使用される光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーＳ１１〜Ｓ１４も高耐圧化（例えば、耐圧９００Ｖ以上など）が求められている。

しかしながら、光ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｓ１１〜Ｓ１４）の高耐圧化は技術的に難しいため、製造できるメーカも限られ、部品単価が高くなりコストが嵩むという不都合があった。

また、高耐圧の光ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｓ１１〜Ｓ１４）を用いた場合には、通電電流が低下してしまうという難点もあった。つまり、フライングキャパシタ方式の地絡計測回路において、回路の高耐圧化に伴って光ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｓ１１〜Ｓ１４）の通電電流が低く制限されてしまうと、このような回路の方式上、充放電のための電流が低く制限されてしまう。これに伴い、規定の充放電に要する時間を長く変更せざるを得なくなり、計測サイクルが遅くなるため、車両等についての地絡や絶縁状態の高速な計測の要求に応えられなくなってしまう。

これに対して、本実施の形態に係る絶縁検出装置１１では、第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４の各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーとして、耐圧が６００Ｖ以下のいわゆる汎用品に相当するものを複数個（図３の例では各２個）直列接続し、各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーＳ１ａ、Ｓ１ｂ等にバランス抵抗Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ等を並列接続する構成としている。

これにより、各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーＳ１ａ、Ｓ１ｂ等のオフ時に印加される高電圧が所定の抵抗値のバランス抵抗Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ等により、各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーＳ１ａ、Ｓ１ｂ等の印加電圧をバランスさせる形で終端され、第１スイッチＳ１〜第４スイッチＳ４の全体の耐圧を高めることができる。よって、比較例に係る絶縁検出装置１００のように部品コストが嵩むこともなく、比較的低コストで絶縁検出装置１１を提供することができる。

また、バランス抵抗Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ等により通電電流を確保することもできるので、車両等についての地絡や絶縁状態の高速な計測の要求にも応えることができる。

以上、本発明の絶縁検出装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。

Ｂ…高圧直流電源
Ｃ１…フライングキャパシタ
Ｄ０…第１ダイオード
Ｄ１…ダイオード
Ｄ２…第２ダイオード
Ｒ１…第１抵抗
Ｒ２…第２抵抗
Ｒ３…第３抵抗
Ｒ４…抵抗
Ｒ５…第４抵抗
Ｒａ、Ｒｂ…バランス抵抗
Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ…バランス抵抗
Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ…バランス抵抗
Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ…バランス抵抗
Ｒ４ａ、Ｒ４ｂ…バランス抵抗
ＲＬｐ…高圧直流電源の正側の地絡抵抗
ＲＬｎ…高圧直流電源の負側の地絡抵抗
Ｓ１…第１スイッチ（切換スイッチ）
Ｓ２…第２スイッチ（切換スイッチ）
Ｓ３…第３スイッチ（切換スイッチ）
Ｓ４…第４スイッチ（切換スイッチ）
Ｓ１ａ〜Ｓ４ｂ…光ＭＯＳ−ＦＥＴリレー（半導体リレー）
１ｎ、１ｐ…主回路配線
１１、１００…絶縁検出装置
１４…サンプルホールド回路
１５…マイクロコンピュータ（電圧検出手段、演算手段）
２０…ＩＣ
Ｘ…電流方向切替回路
Ｙ＋，Ｙ−…Ｙコンデンサ

Claims

接地電位部から絶縁された直流電源の正端子および負端子に接続され、前記直流電源の電源電圧に応じた電荷量でフライングキャパシタが充電される際の充電電圧と、電圧検出手段によって検出される前記フライングキャパシタの充電電圧とに基づいて、前記直流電源の絶縁状態を検出する絶縁状態検出装置であって、
前記フライングキャパシタへの充電と放電を切り換える切換スイッチが、２個以上にわたって直列接続される半導体リレーと、前記各半導体リレーに並列接続されるバランス抵抗とから構成され、
前記フライングキャパシタの充電および前記フライングキャパシタの電圧の検出のために前記切換スイッチの開閉制御を行うスイッチ制御手段を備えることを特徴とする絶縁検出装置。
前記切換スイッチは、第１スイッチから第４スイッチで構成され、
前記第１スイッチは、前記正端子に直列接続された第１ダイオードおよび第１抵抗を介して前記フライングキャパシタの一方の端子に接続され、
前記第２スイッチは、前記負端子を前記フライングキャパシタの他方の端子に第２抵抗を介して接続され、
前記第３スイッチは、前記第１スイッチと前記第１ダイオードとを接続する配線と前記電圧検出手段との間に直列に接続され且つ前記フライングキャパシタの一方の端子に直列接続された第２ダイオードおよび第３抵抗を介して前記電圧検出手段に接続され、
第４スイッチは、前記フライングキャパシタの他方の端子を第４抵抗を介して前記接地電位部に接続され、
前記スイッチ制御手段は、前記フライングキャパシタの充電および前記フライングキャパシタの電圧の検出のために前記第１から第４スイッチの開閉制御を行い、
前記スイッチ制御手段の制御により前記第１スイッチおよび前記第４スイッチを閉路して充電した前記フライングキャパシタの電圧に基づいて前記負端子と前記接地電位部との間の負端子側地絡抵抗値を算出し、且つ、前記スイッチ制御手段の制御により前記第２スイッチおよび前記第３スイッチを閉路して充電した前記フライングキャパシタの電圧に基づいて前記正端子と前記接地電位部との間の正端子側地絡抵抗値を算出する演算手段をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の絶縁検出装置。
前記各半導体リレーは、光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーで構成され、
光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの耐圧条件は、
Ｖ１ｔ＋Ｖ３ｔ＞Ｖｄ
但し、Ｖ１ｔ：第１スイッチを構成する各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの耐圧の合計、Ｖ３ｔ：第３スイッチを構成する各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの耐圧の合計、Ｖｄ：要求される高圧〜低圧間の絶縁耐圧
Ｖ２ｔ＋Ｖ４ｔ＞Ｖｄ
但し、Ｖ２ｔ：第２スイッチを構成する各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの耐圧の合計、Ｖ４ｔ：第４スイッチを構成する各光ＭＯＳ−ＦＥＴリレーの耐圧の合計、Ｖｄ：要求される高圧〜低圧間の絶縁耐圧
であり、
且つ、バランス抵抗の抵抗値の条件は、
Ｒｄ＜｛（Ｒ１ｔ＋Ｒ３ｔ）×（Ｒ２ｔ＋Ｒ４ｔ）｝／｛（Ｒ１ｔ＋Ｒ３ｔ）＋（Ｒ２ｔ＋Ｒ４ｔ）｝
但し、Ｒ１ｔ：第１スイッチに設けられるバランス抵抗の抵抗値の合計、Ｒ２ｔ：第２スイッチに設けられるバランス抵抗の抵抗値の合計、Ｒ３ｔ：第３スイッチに設けられるバランス抵抗の抵抗値の合計、Ｒ４ｔ：第４スイッチに設けられるバランス抵抗の抵抗値の合計、Ｒｄ：要求される高圧〜低圧間の絶縁抵抗の抵抗値
であることを特徴とする請求項２に記載の絶縁検出装置。
前記スイッチ制御手段は、前記切換スイッチ毎に１つずつ設けられ、
前記各スイッチ制御手段は、前記切換スイッチ毎に、各半導体リレーの一斉制御を行うことを特徴とする請求項１から請求項３の何れか１項に記載の絶縁検出装置。