WO2015091454A1 - Leistungsversorgungssystem und verfahren zur erzeugung einer leistung - Google Patents

Leistungsversorgungssystem und verfahren zur erzeugung einer leistung Download PDF

Info

Publication number
WO2015091454A1
WO2015091454A1 PCT/EP2014/077919 EP2014077919W WO2015091454A1 WO 2015091454 A1 WO2015091454 A1 WO 2015091454A1 EP 2014077919 W EP2014077919 W EP 2014077919W WO 2015091454 A1 WO2015091454 A1 WO 2015091454A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power supply
power
signal
amplifier
supply system
Prior art date
Application number
PCT/EP2014/077919
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
André Grede
Daniel Krausse
Anton Labanc
Christian Thome
Alberto Pena Vidal
Original Assignee
TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG filed Critical TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG
Priority to CN201480069010.9A priority Critical patent/CN105830195B/zh
Priority to JP2016541309A priority patent/JP6655015B2/ja
Publication of WO2015091454A1 publication Critical patent/WO2015091454A1/de
Priority to US15/185,168 priority patent/US10042407B2/en

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/26—Power supply means, e.g. regulation thereof
    • G06F1/263—Arrangements for using multiple switchable power supplies, e.g. battery and AC
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/26—Power supply means, e.g. regulation thereof
    • G06F1/32—Means for saving power
    • G06F1/3203—Power management, i.e. event-based initiation of a power-saving mode
    • G06F1/3234—Power saving characterised by the action undertaken
    • G06F1/324—Power saving characterised by the action undertaken by lowering clock frequency
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/26—Power supply means, e.g. regulation thereof
    • G06F1/32—Means for saving power
    • G06F1/3203—Power management, i.e. event-based initiation of a power-saving mode
    • G06F1/3234—Power saving characterised by the action undertaken
    • G06F1/3296—Power saving characterised by the action undertaken by lowering the supply or operating voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32082—Radio frequency generated discharge
    • H01J37/32174—Circuits specially adapted for controlling the RF discharge
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32917—Plasma diagnostics
    • H01J37/32935—Monitoring and controlling tubes by information coming from the object and/or discharge
    • H01J37/32944—Arc detection
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05H—PLASMA TECHNIQUE; PRODUCTION OF ACCELERATED ELECTRICALLY-CHARGED PARTICLES OR OF NEUTRONS; PRODUCTION OR ACCELERATION OF NEUTRAL MOLECULAR OR ATOMIC BEAMS
    • H05H2242/00—Auxiliary systems
    • H05H2242/20—Power circuits
    • H05H2242/26—Matching networks

Definitions

  • the invention relates to a power supply system having a high-frequency power signal-generating power converter, which can be connected to a load for supplying a plasma or gas laser process with power, wherein the power converter has at least one first amplifier path.
  • the invention relates to a method for generating a high-frequency power that can be supplied to a load, in which at least one amplifier path is supplied with an analog signal and in which
  • Amplifier path is amplified to a high frequency power signal.
  • Power supply systems in particular systems, the power at frequencies> 1MHz and in particular less than 200 MHz and above all In particular, generate less than 90 MHz, for example, the
  • Such power supply systems have amplifiers over which the power generated by the plasma coating equipment,
  • the amplitude control the output power of the amplifier is controlled by the amplitude of the input signal.
  • the efficiency of the amplifier is dependent on the amplitude.
  • Object of the present invention is therefore, a
  • a power supply system comprising a high frequency power signal producing power converter connectable to a load for powering a plasma or gas laser process, said power converter having at least a first amplifier path, said at least one amplifier path being from a digital to analogue converter (DAC) a digital signal generated analog signal is supplied.
  • the DAC is preceded by a logic circuit unit for generating the digital signal supplied to the DAC, wherein the logic circuit unit
  • a signal data memory in which signal data values for generating an analog signal form are stored
  • An amplitude data memory in which amplitude data values for influencing the amplitudes of the analog signals are stored
  • An adjustable voltage supply is provided which is connected to the at least one amplifier and supplies it with a voltage.
  • the power supply can be in particular a
  • DC power supply which can supply the amplifier with a DC power or DC voltage.
  • both rule concepts are united.
  • in plasma, induction or laser excitation applications typically predetermined profiles are passed through.
  • the required dynamic range (the output power) and the timing of the setpoint jump are often known in advance. Therefore, it is possible to use both control concepts in parallel. In this case, rapid changes in power can be implemented by the amplitude control. After that, the
  • a digital signal can be generated in a simple manner, which has information regarding the signal shape and the amplitude of the analog signal to be generated in the DAC.
  • a sequence of digital values can be generated by reading, with the aid of a counter, a sequence of signal data values stored in a signal data memory, supplying this sequence of signal data values to a multiplier, and from this multiplier to one of a multiplier
  • Amplitude data memory read amplitude data is multiplied. This has particular advantages when several parallel
  • Analog signals are generated, which are then combined by a combiner, so that the signals to be combined can be particularly easily and quickly adapted to each other.
  • Amplifier paths that are driven with an analog signal generated in this way are particularly good for parallel operation of several
  • Amplifier paths suitable.
  • the services generated in this way can be easily Output of the amplifier paths are combined. This results in a very fast and exactly tunable overall performance of the
  • the load can be a plasma process or a gas laser process.
  • control unit for regulating the voltage which is applied to the amplifier for power supply.
  • This control unit does not have to be implemented in the power supply.
  • the control unit may be implemented in a digital logic circuit connected to the power supply.
  • a control unit may be provided for determining the setpoint value of both the voltage to be generated in the voltage supply and the analog signal to be generated by the DAC.
  • the setpoints are preferably dependent on the expected
  • High frequency power signal is expected to be generated.
  • the corresponding setpoint values for the voltage supply and for the analog signal can then be specified.
  • control unit may be provided for determining a set value for the high-frequency power signal, and may be provided a subsequent digital logic circuit which is designed to determine the setpoint values of both the voltage to be generated in the voltage supply and the analog signal to be generated by the DAC. As the setpoint for the high frequency power signal is
  • the setpoint for the to be generated Voltage and the setpoint for the analog signal to be generated are derived.
  • the interface can be provided.
  • the amplitude of the high-frequency power signal may, on the one hand, be the setpoint value for the high-frequency power signal. However, a measured amplitude of the high frequency power signal may also be used.
  • a calculation unit which is designed to determine from the specification of a setpoint for the high-frequency power signal and from the specification of an overhang the setpoint values of both the voltage to be generated in the power supply and the analog signal to be generated by the DAC.
  • a digital logic circuit may have the desired amplitude of the
  • the overhang of the setpoint of the power supply can be specified or the overhang can be calculated.
  • the overhang can be selected or calculated such that the voltage generated by the power supply, with which it supplies the at least one amplifier, is greater than the output amplitude of the high-frequency power signal.
  • a calculation unit can be provided which is designed to convert the specification of a setpoint value for the high-frequency power signal and from the specification of a speed setpoint and / or an efficiency setpoint value to the setpoint values both in the
  • Speed default can set how fast a
  • Power regulation Thus, it can be determined via this value whether a voltage regulation or an amplitude regulation should take place.
  • the speed default value may e.g. be selected or specified as a function of a profile to be traversed by the plasma process, the laser excitation process or the induction application. The same applies to the efficiency target value.
  • each amplifier path being supplied with an analog signal generated from a digital signal by a DAC, and a logic circuit unit being connected upstream of each DAC. This measure results in a particularly compact design for high
  • a digital logic circuit connected to the logic circuit unit (s) may be provided.
  • the Logic circuit unit can be selected to be multiplied data values.
  • the digital logic circuit and one or more logic circuit units may be integrated in a logic device. This results in a high degree of integration. It must be used few components, which saves space and is inexpensive.
  • the signal data values and / or the amplitude data values can be stored in look-up tables (LUT) and there
  • the signal and the amplitude data memory can be designed as a look-up table (look-up table, LUT). This can be done
  • the digital-to-analog converter may have a reference signal input. This reference signal input can be used to connect the
  • the reference signal input may be preceded by a drive circuit.
  • the input signal of the reference signal input can be changed quickly, thereby also quickly causing a change in the generated analog signal.
  • DDS direct digital synthesis
  • a filter arrangement for filtering the analog signal is provided between the digital-to-analog converter and the amplifier path, a particularly low-harmonic signal can be input at the input of the amplifier path. This increases the efficiency of the overall system.
  • the power generator can have more than two amplifier paths, to each of which a digital-to-analog converter is assigned, which supplies an analog signal to the respective amplifier path.
  • the amplifier paths may be combined with a combiner to combine the power generated in the amplifier paths into a total power.
  • a combiner to combine the power generated in the amplifier paths into a total power.
  • the power converter can thereby be constructed in a particularly compact design and cost.
  • the combiner can be designed to combine the power generated in the amplifier paths without compensation impedances for input signals of unequal strength and / or phase angle. Such a combiner is particularly energy-efficient and cost-effective. In addition, such a combiner can be built very compact and with few components.
  • phase-shifting coupler unit can be used as a combiner.
  • a phase-shifting coupler unit is understood to mean a unit which has a coupler and optionally one or more amplifier paths a phasenlagenschiebendes network, the input signals of the coupler unit in normal operation have a phase position to each other is not 0 ° and not 180 ° and in particular greater than 0 ° and less than 180 °.
  • the input signals may be phase shifted by 90 °.
  • a coupler unit whose input signals have a phase offset from each other of 0 ° or 180 °, is in the sense of
  • the present invention is not understood as phasenlagenschiebende coupler unit, since only the input signals without further
  • the phase shifting coupler unit may be a 90 ° hybrid coupler. This fulfills the requirements optimally with minimal
  • phase-shifting coupler unit is also understood a unit which is designed to return reflected power, which is conducted from the load through the coupler to the amplifiers, to the amplifiers with different phase.
  • a 90 ° hybrid coupler shares two amplifiers at its input terminals the same impedance are connected, the reflected power by 90 ° out of phase on the two amplifiers.
  • phase-shifting coupler unit As a phase-shifting coupler unit is also understood a unit having a first input impedance at its first
  • Input terminal and a second input impedance at its second input terminal are designed such that the
  • Input impedances are the same when no reflected power is passed through the coupler unit to the input terminals and are unequal when reflected power is passed through the coupler unit to the input terminals.
  • the coupler unit may be configured to pass the power reflected off its output port out of phase with its input ports, and thereby pass it on to the amplifiers in the amplifier paths.
  • the input impedances on the coupler unit can then change, in particular may be different. This can result in the output impedance of the first amplifier assuming a different value than the output impedance of the second amplifier
  • Amplifier This, in turn, may affect the characteristics of the coupler unit such that it directs the power of one amplifier to the other amplifier so that the amplifiers interfere with each other.
  • the impedance of the amplifiers can become negative. This can lead to the first amplifier in the first one at certain load conditions
  • Input signals have a phase difference of 0 °. This may be related to the fact that due to the lower values of the parasitic elements of the transistor, the impedance of the amplifier changes exactly so that heat the transistors with the phase-shifting coupler unit in the warmest point significantly less than without such.
  • a common cause of instability is the very rapid change in the impedance of the load, e.g. of the plasma process.
  • the load change takes place so fast that neither an impedance matching network connected between the power supply system and the load can react quickly enough to the load change, nor a power control of the power supply system.
  • the fast load change produces reflected power that is reflected in the amplifiers. This changes the impedance of the amplifiers as described above.
  • the amplifiers do not deliver the same performance after a fast load change as before the load change.
  • each amplifier can have at its output an output impedance which is not equal to the input impedance of the coupler unit. Then, the amplifier reflects most of the reflected power passed back to it back to the coupler unit, which then conducts the power into an absorption resistor.
  • the advantage of such a power supply system is that the proportion of standing waves between load and amplifier is reduced.
  • the common drawback of such a power supply system is that much power in the absorber resistor is converted to heat, and the resistor must be sized accordingly and with good cooling. That would make such a power supply system expensive. The higher expenditure is however by a much higher stability and
  • An amplifier particularly any amplifier, may be designed to change its output impedance as the impedance to which it supplies its power changes. This can be the case, for example be, when reflected power is conducted to the amplifier.
  • the input impedance of the coupler unit connected to the amplifiers may change as the load impedance connected to the output of the coupler unit changes.
  • Input power decreasing gain as well as at any point in the linear range of their characteristic can be operated. This makes it possible for the power supply system to supply a defined power to any load and thus also to mismatch without heating up beyond predetermined limits.
  • Supply voltages can be operated. It can be regulated much faster with small output powers, since the
  • Output power can be controlled with the input power.
  • phase-shifting coupler unit with
  • phasenlagenschiebende coupler unit is advantageous for this purpose.
  • the phase of the high frequency signals may be modulated at the modulation frequency or the pulse signal
  • Amplifier paths are adjusted. This makes it possible to pulse or modulate very quickly.
  • the amplifier paths can be transistors in LDMOS technology
  • LDMOS stands for "laterally diffused metal oxide
  • Plasma processes often present problems when too much power delivered to the plasma process is reflected back. Therefore, the power generated often had to be limited so as not to increase the reflected power beyond a critical limit. This could be the
  • LDMOS transistors can now be used particularly advantageously if reflected power is to be expected to a considerable extent, as is the case, for example, in the supply of plasma processes.
  • the advantage of the LDMOS transistors is that much higher reflected powers can be absorbed by the transistors. This will make the requirements for extra between
  • Each amplifier path may be associated with a dedicated digital-to-analog converter with associated logic switching element, wherein a
  • Parent memory in particular a look-up table is provided, which is associated with the digital-to-analog converters
  • the higher-level memory can be integrated in the logic circuit.
  • the drive circuit for the reference signal input of at least one digital-to-analog converter in the logic device which can be configured as a programmable logic device (PLD), in particular Field Programmable Gate Array (FPGA), integrated.
  • PLD programmable logic device
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • Logic circuit may be driven by a digital signal processor.
  • the DACs can additionally be integrated in this PLD or FPGA.
  • the drive circuit for the DACs can additionally be integrated in this PLD or FPGA.
  • Reference signal input of at least one DACs be integrated in the PLD or FPGA.
  • the PLD or FPGA can be controlled by a digital processor, in particular by a digital signal processor (DSP).
  • DSP digital signal processor
  • System control is connected, in turn, the logic circuit at least indirectly, in particular via a digital processor or DSP, controls.
  • DSP digital processor
  • Control of the power supplied to a plasma process can be realized.
  • the total power generated and / or a power reflected by a load, in particular plasma chamber, can be detected and a
  • the output power of the power converter can be controlled or regulated.
  • This can also be done directly in the FPGA on a printed circuit board consisting of FPGA and DDS and possibly DSP.
  • the tolerances of the individual amplifier paths which arise through components and / or limited repeatability in the production, can be calibrated out. This makes it easy to combine the services. This results in a
  • Amplifier topology which can be controlled by changing the amplitude of the signal supplied to one amplifier path.
  • the power converter can be operated in different operating modes, in particular in different operating classes. So he can for small services, e.g. Outputs less than 200 W, in linear mode, especially in operating class AB. For high power, especially for powers greater than 800W, but it is kept in a determined by switching operations,
  • the invention further relates to a method for producing a
  • Amplifier path is amplified to a high-frequency power signal, wherein the digital signal is generated by a stored in a signal data memory signal data with one in one
  • Amplitude data stored amplitude data is multiplied, wherein at least one amplifier of the amplification path is powered by means of an adjustable voltage.
  • An analog signal can be an analog voltage.
  • Voltage and for the analog signal to be generated by the DAC can be determined by a control unit.
  • High frequency power signal to a subsequent digital logic circuit are passed and from the logic circuit setpoints can be determined both for the voltage to be generated in the power supply and for the analog signal to be generated by the DAC.
  • a desired value for the analog signal to be generated by the DAC and in a second process step a setpoint for the voltage to be generated in the power supply voltage can be set.
  • a setpoint value for the voltage to be generated in the voltage supply and a second method step can be setpoint for the signal to be generated by the DAC
  • Analog signal to be set thus, a fast control, especially when increasing the output, done.
  • a certain prior knowledge is needed that an increase in performance is planned. Then, first the voltage of the power supply to supply the amplifier or amplifiers can be increased. This reduces the efficiency. But since the amplitude is readjusted, the efficiency improves again a short time later.
  • the adjustable voltage may be adjusted by controlling a voltage for powering the at least one amplifier.
  • the power supply may provide the at least one amplifier with a regulated voltage that is a predetermined overshoot above a sensed or predetermined voltage amplitude value of the high frequency power signal. This makes it possible to quickly increase the performance.
  • the specifiable overhang can be specified in several stages. If therefore a fast control with a low efficiency is desired, a large overhang can be selected. If, on the other hand, a slower regulation with better efficiency is required, a smaller overhang can be sufficient and a smaller overhang can be specified accordingly. In this case can be downgraded relatively quickly, but only relatively slowly to a higher
  • a digital signal input of the digital-to-analog converter is supplied with a sequence of digital values from which the digital-to-analog converter generates the analog signal.
  • an analog signal can be generated particularly quickly and accurately.
  • a reference signal input of the digital-to-analog converter can be supplied to influence the analog signal, a reference signal.
  • the analog signal can be influenced not only by the sequence of digital values but also by a reference signal supplied to the reference signal input.
  • the analog signal can be filtered, resulting in the advantages mentioned above.
  • the output signals of the amplifier paths can be coupled with a combiner to a total power.
  • a high output power of the power generator can be realized in a simple manner.
  • the output signals of the amplifier paths can in particular be supplied to a phase-shifting coupler unit, from which the output signals are phase-dependent coupled to a total power.
  • the signal data memories and amplitude data memories can be described by a higher-level memory.
  • Parent memory can thus be determined and influenced the content of the memory associated with the digital-to-analog converters.
  • the amplitude of the RF power signals can be influenced by a prescribable amplitude of the analog signal supplied to the respective amplifier path.
  • the analog signal may be fed directly to the amplifier path and a change in the amplitude of the analog signal may directly result in a change in the amplitude of the RF power signal of the amplifier path.
  • a change in the amplitude of the analog signal may directly result in a change in the amplitude of the RF power signal of the amplifier path.
  • Amplitude information of the analog signal is lost, which must be subsequently generated again.
  • the invention further relates to a method for compensating the tolerances in amplitude and phase in different amplifier paths generated RF power signals, each amplifier path is supplied to a signal generated by a respective DAC, which is set by a superordinate digital memory controller in amplitude and phase, respectively. This results in a particularly good tuning and calibration.
  • the amplitude of each RF power signal of each amplifier path may be affected by the amplitude of the analog signal generated by the DAC.
  • a first signal is applied to the first amplifier path, a second signal is supplied to the first amplifier path at a second output power to be generated, and a third signal is supplied to the second amplifier path at the first output power to be generated is to be generated at the second
  • FIG. 1 is a highly schematic representation of a plasma system with a power supply system
  • FIG. 2 is a block diagram of a power supply system
  • FIG. 3 shows a block diagram of a DDS module
  • Fig. 4 is a block diagram illustrating the procedure for reducing the output
  • Fig. 5 is a block diagram for explaining the procedure to increase the output power.
  • FIG. 1 shows a plasma system 1, which is a
  • Power supply system 2 includes.
  • the power supply system 2 in turn has a power converter 3 which is connected to a
  • Voltage supply network 4 may be connected.
  • the power generated at the output of the power converter 3 is a via
  • Impedanzanpassungsnetztechnik 5 given to a plasma chamber 6, where a plasma is generated, by means of which a plasma processing in the plasma chamber 6 can be performed.
  • a workpiece can be etched or a layer of material can be applied to a substrate.
  • FIG. 2 shows a highly schematic illustration
  • the power supply system 20 includes a power converter 30 that generates output power corresponding to a load, such as a plasma process or a power plant
  • Laser excitation can be supplied.
  • a plurality of amplifier paths 31, 32 are provided.
  • the amplifier paths 31, 32 are largely identical. Therefore, below only the amplifier path 31 is described.
  • the amplifier paths 31, 32 (more than the two illustrated amplifier paths 31, 32 can also be provided) have a plurality of amplifiers 37, 38 which are suitable for amplifying an analog signal.
  • an amplifier 39 is provided with at least one LDMOS transistor whose output directly or indirectly, for example via a
  • Impedance adapter and / or filter is connected to a combiner 40.
  • all outputs are all
  • Amplifier paths 31, 32 in particular in the same way, on the
  • Combiner 40 switched. By the combiner 40 are the
  • Component spread and circuit design tolerances can result in significant differences in the phase and / or amplitude of the RF power signals generated in amplifier paths 31, 32 with identical input signal.
  • the amplifier paths 31, 32 are each preceded by a digital-to-analog converter (DAC) 41, to which a logic circuit unit 42 is assigned.
  • DAC 41 is supplied from the logic circuit unit 42 with sequences of digital values, from which the DAC 41 generates an analog output signal which corresponds to an amplifier path 31, 32
  • the DAC 41 and the logic circuit unit 42 may be integrated in a so-called direct digital synthesis (DDS) device 43, also called: direct digital synthesizer.
  • DDS direct digital synthesis
  • Each of the amplifier paths 31, 32 is a separate DDS module 43 and accordingly a DAC 41 and a logic circuit unit 42 assigned.
  • the DDS module 43 is described in FIG.
  • the logic circuit unit 42 has here:
  • an amplitude data memory 62 in which amplitude data values for influencing the amplitudes of the analog signals are stored
  • a counter 64 which ensures that in a predetermined clock signal data values are read from the signal data memory 61 and supplied to the multiplier.
  • Both the signal data memory 61 and the amplitude data memory 62 can be designed as so-called look-up tables (LUT).
  • the DAC 41 further has a reference signal input 44, which may be preceded by a drive circuit 45 in order to generate a reference signal.
  • the drive circuit 45 can be realized in the programmable logic device (PLD) 46 to be described later.
  • PLD programmable logic device
  • the digital logic circuit may be implemented as a Field Programmable Gate Array (FPGA).
  • the output signal ie the generated analog signal of the DAC 41
  • the DDS module 43 is preceded by the digital logic circuit 46, which also has a look-up table (LUT).
  • trained memory 47 has. In the memory 47 can
  • Amplitude data memory 62 can be written.
  • data for phase correction can also be stored.
  • the values which are stored in the memory 47 serve to compensate for differences in the amplifier paths 31, 32 or in downstream combiners 40. They can be used by the logic circuit unit 42, in particular the
  • Amplitude data memory 62 are passed.
  • Logic circuit 46 is driven by a control unit 48, which may be designed in particular as a digital signal processor (DSP), which is in communication with a system controller 49 via a data bus 50.
  • DSP digital signal processor
  • the control unit 48, the memory 47 and the logic circuit units 42 can be realized in a logic device 58.
  • Logic device 58 may be formed as a digital logic circuit PLD, in particular FPGA. If the DACs 41 are also integrated, a compact logic module 57 results.
  • the control unit 48, the memory 47, the DDS components 43 and also the DACs 41 and the filters 55 and the first amplifiers 37 can be realized on a printed circuit board 56 ,
  • the identical printed circuit board 56 may be for a variety
  • Supply loads (laser, plasma, etc.) can be used.
  • the output power of the combiner 40 is transmitted via a directional coupler 51 to a load, e.g. a plasma process, given.
  • Directional coupler 51 the output power and a reflected power from the load can be detected.
  • the measurement signal conditioning is performed by measuring means 52, which are in communication with the directional coupler 51.
  • the measuring means 52 are in turn connected to the system controller 49.
  • the system controller 49 based on the detected
  • Output power and the detected reflected power are determined, which output power to be generated by the combiner 40.
  • the system controller 49 can control the control unit 48, which in turn controls the digital logic circuit 46.
  • an arc detection can be realized.
  • the arc detection ie. the measuring means, directly with the digital-to-analog converter 41,
  • digital values are stored, which include both an amplitude information and a phase and possibly also a
  • the power supply system 20 further includes an adjustable voltage supply 59, which in turn has a plurality of
  • Power supply modules 53a, 54a, 53b and 54b The power supply modules 53a, 54a, 53b, 54b and thus the
  • Power supply 59 is connected to the amplifiers 38, 39 of
  • Amplifier paths 31, 32 connected. Also conceivable is a connection to the amplifier 37.
  • the amplifier 37 can be operated with a constant voltage.
  • the amplifiers 38, 39 of the amplifier paths 31, 32 are connected via the
  • Power supply 59 supplied with an adjustable voltage.
  • it is a DC voltage with which the
  • Amplifier 37 - 39 are supplied. At the output of the amplifier paths 31, 32 measuring means 33, 34 are provided, via which the output signals of the amplifier paths 31, 32 are detected. The thus determined
  • Measured values are fed back to the logic circuit 46, in which a control unit 46a is located.
  • the control unit 46a is in turn connected to the power supply 59 in connection.
  • the voltage with which the amplifiers 37-39 are supplied can be regulated.
  • the control unit 48 can set a setpoint for the
  • Radio frequency power signal may be provided. That can do that
  • This setpoint value can be transferred to the logic circuit 46, where then setpoint values for the analog signal to be determined in the DAC 41 and for the voltage to be generated by the voltage supply 59 are determined become.
  • the setpoint values for the analog signal and the voltage to be generated can be preset by the control unit 48. According to a further alternative, it may be provided that a desired value for the voltage to be generated in the power supply 59 via an interface 35 of the logic circuit 46 is specified.
  • the logic circuit 46 may further be provided a calculation unit 46 b, which is designed, from the specification of a setpoint for the high-frequency power signal and the specification of an overhang, the setpoint values of both the voltage to be generated in the power supply 59 and the voltage to be generated by the DAC 41 To determine analog signal.
  • the calculation unit 46b may be configured from the specification of a target value for the high-frequency power signal and from the specification of a speed default value or a
  • the interface 35 may be the data technology with the
  • FIG. 4 describes the procedure when the
  • the power supply system 20 is operated with a supply voltage of 50 V, for example.
  • the amplitude of the input signal at the input of the amplifier path 31, 32 is 100%.
  • the requested output power is 1250W and the power supply system operates at 80% efficiency.
  • the arrow 101 is indicated that now a setpoint jump of requested output power.
  • the power supply system 20 is operated with a supply voltage of 50 V, for example.
  • Output power are suddenly reduced, for example, to a value of 550W.
  • This fast power adjustment is done via the amplitude control by rapidly changing the signal generated in the amplifier paths 31, 32.
  • the supply voltage of the amplifier 37 -39 remains in the operating state 102 therefore at 50V.
  • the amplitude of the input signal is reduced to 20%.
  • the efficiency drops to 55%.
  • the operating state 103 a readjustment of the voltage and the amplitude of the analog signal in order to increase the efficiency again.
  • the supply voltage of the amplifier 37 - 39 is lowered to 30V.
  • the amplitude of the input signal is again 100%.
  • the requested output power is still 150W and the efficiency has been increased again to 80%.
  • FIG. 5 describes the procedure when the
  • the power supply system 20 is provided with a
  • Input signal is 100%.
  • the requested output power is 550W and the power supply system 20 is operated at 80% efficiency. Since it is known that a higher output power will be requested, in the transition from operating state 200 to operating state 201, first the supply voltage of the amplifiers 37-39 is increased to 50V. The amplitude of the input signal is only 20%. The output power remains at 550W and the efficiency drops to 55%. This is followed by the setpoint jump, which is indicated by the arrow 202. About a fast amplitude control is transferred from the operating state 201 to the operating state 203. The supply voltage of the amplifiers 37-39 is 55V. The amplitude of the input signal is 100%, the output power 1250W and the System works at an efficiency of 80%. In order to be able to carry out this desired value jump, an overhang was specified in advance for the supply voltage of the amplifiers 37 - 39, ie, those in the
  • Voltage supply 59 was selected higher than the setpoint that would have been necessary in operating state 201. However, this makes it possible, via an amplitude control, i. via the setting of the analog signal in the DAC 41 a fast
  • a power supply system In a power supply system according to the invention are an amplitude control of a high-frequency signal and a
  • Voltage regulation of the supply voltage of an amplifier which amplifies the high-frequency signal, combined in order to deal with load jumps.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Plasma & Fusion (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Analytical Chemistry (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Plasma Technology (AREA)

Abstract

Bei einem erfindungsgemäßen Leistungsversorgungssystem (20) werden eine Amplitudenregelung eines Hochfrequenzsignals und eine Spannungsregelung der Versorgungsspannung eines Verstärkers (38, 39), der das Hochfrequenzsignal verstärkt, kombiniert, um auch mit Lastsprüngen umgehen zu können.

Description

BESCHREIBUNG
Leistungsversorgungssystem und Verfahren zur Erzeugung einer Leistung
Die Erfindung betrifft ein Leistungsversorgungssystem mit einem ein Hochfrequenzleistungssignal erzeugenden Leistungswandler, der zur Versorgung eines Plasma- oder Gaslaserprozesses mit Leistung mit einer Last verbindbar ist, wobei der Leistungswandler zumindest einen ersten Verstärkerpfad aufweist.
Weiterhin betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Erzeugung einer Hochfrequenzleistung, die einer Last zuführbar ist, bei dem zumindest einem Verstärkerpfad ein Analogsignal zugeführt und in dem
Verstärkerpfad zu einem Hochfrequenzleistungssignal verstärkt wird.
Leistungsversorgungssysteme, insbesondere Systeme, die Leistung bei Frequenzen > 1MHz und insbesondere kleiner 200 MHz und vor allem insbesondere kleiner 90 MHz erzeugen, werden beispielsweise zur
Laseranregung, in Plasmabeschichtungsanlagen oder auch für
Induktionsanwendungen verwendet.
Solche Leistungsversorgungssysteme weisen Verstärker auf, über die die Leistung erzeugt wird, die den Plasmabeschichtungsanlagen,
Induktionsanwendungen oder der Laseranregung zugeführt wird.
Grundsätzlich gibt es zwei Konzepte, um die Leistungsregelung eines Verstärkers zu implementieren. Bei der Amplitudenregelung wird die Ausgangsleistung des Verstärkers über die Amplitude des Eingangssignals geregelt. Im linearen Betrieb ist dabei die Effizienz des Verstärkers abhängig von der Amplitude.
Alternativ kann über die Regelung der Versorgungsspannung des
Verstärkers die Ausgangsleistung des Verstärkers geregelt werden. Bei dieser Art der Regelung wird die Effizienz über einen großen
Dynamikbereich relativ konstant gehalten. Die Regelgeschwindigkeit und damit die Regelung der Ausgangsleistung ist jedoch relativ langsam, insbesondere langsamer als beim zuerst vorgestellten Regelungskonzept.
In einem Leistungsversorgungssystem kann es zu schlagartigen
Änderungen der angeforderten Leistung kommen, beispielsweise wenn in der Plasmakammer ein Are auftritt und entsprechend die gelieferte Leistung schlagartig reduziert werden muss. Weder das eine noch das andere vorbeschriebene Regelungskonzept ist in der Lage, die
Anforderungen einer schnellen Regelung bei hoher Effizienz über einen großen Leistungsbereich zu erfüllen.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein
Leistungsversorgungssystem und ein Verfahren zur Erzeugung einer Leistung, die einem Plasmaprozess oder Gaslaserprozess zuführbar ist, bereit zu stellen, mit denen die Leistung eines Leistungswandlers schnell und zuverlässig eingestellt werden kann.
Gelöst wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch ein
Leistungsversorgungssystem mit einem ein Hochfrequenzleistungssignal erzeugenden Leistungswandler, der zur Versorgung eines Plasma- oder Gaslaserprozesses mit Leistung mit einer Last verbindbar ist, wobei der Leistungswandler zumindest einen ersten Verstärkerpfad aufweist, wobei dem zumindest einen Verstärkerpfad ein von einem Digital-Analog- Wandler (DAC) aus einem Digitalsignal erzeugtes Analogsignal zugeführt ist. Dem DAC ist eine Logikschaltungseinheit zur Erzeugung des dem DAC zugeführten Digitalsignals vorgeschaltet, wobei die Logikschaltungseinheit
• einen Signal-Datenspeicher, in dem Signal-Datenwerte zur Erzeugung einer Analogsignalform abgelegt sind,
• einen Amplituden-Datenspeicher, in dem Amplituden-Datenwerte zur Beeinflussung der Amplituden der Analogsignale abgelegt sind,
• einen Multiplikator zur Multiplikation der Signal-Datenwerte mit den Amplituden-Datenwerten
aufweist.
Es ist eine einstellbare Spannungsversorgung vorgesehen, die mit dem zumindest einen Verstärker verbunden ist und diesen mit einer Spannung versorgt.
Bei der Spannungsversorgung kann es sich insbesondere um eine
Gleichspannungsversorgung handeln, die den Verstärker mit einer DC- Leistung bzw. DC-Spannung versorgen kann. In dem erfindungsgemäßen Leistungsversorgungssystem sind somit beide Regel konzepte vereint. Bei Plasmaanwendungen, Induktionsanwendungen oder Laseranregungsanwendungen werden typischerweise vorher festgelegte Profile durchlaufen. Dadurch ist der benötigte Dynamikbereich (die Ausgangsleistung) und der Zeitpunkt des Sollwertsprungs im Voraus häufig bekannt. Daher ist es möglich, beide Regelungskonzepte parallel zu verwenden. Dabei können schnelle Änderungen der Leistung durch die Amplitudenregelung umgesetzt werden. Danach kann die
Spannungsregelung nachregeln und somit die Effizienz steigern.
Besonders beim schnellen Hochregeln ist darauf zu achten, dass im
Voraus die Spannung und Amplitude so gewählt werden, dass ein ausreichender Regelbereich vorgehalten wird. Es ist denkbar, für kurze, ungeplante dynamische Lastvorgänge lediglich die schnelle
Amplitudenregelung zu verwenden, da für kurze Zeiträume die Effizienz des Systems vernachlässigt werden kann. Für die Amplitudenregelung kann auf einfache Art und Weise ein Digitalsignal erzeugt werden, welches Informationen bzgl. der Signalform und der Amplitude des im DAC zu erzeugenden Analogsignals aufweist. Insbesondere kann eine Folge von Digitalwerten erzeugt werden, indem mit Hilfe eines Zählers eine Folge von in einem Signaldatenspeicher abgelegten Signaldatenwerten ausgelesen wird, diese Folge von Signaldatenwerten einem Multiplizierer zugeführt wird, und von diesem Multiplizierer mit einem aus einem
Amplitudendatenspeicher ausgelesenen Amplitudendatenwert multipliziert wird . Dies hat insbesondere dann Vorteile, wenn parallel mehrere
Analogsignale erzeugt werden, die anschließend durch einen Kombinierer kombiniert werden, so dass die zu kombinierenden Signale besonders einfach und schnell aneinander angepasst werden können.
Verstärkerpfade, die mit einem so generierten Analogsignal angesteuert sind, sind besonders gut für einen Parallelbetrieb mehrerer
Verstärkerpfade geeignet. Die so erzeugten Leistungen können einfach am Ausgang der Verstärkerpfade kombiniert werden. Somit ergibt sich eine sehr schnell und genau abstimmbare Gesamtleistung des
Leistungswandlers. Die Last kann dabei ein Plasmaprozess oder ein Gaslaserprozess sein.
Es kann eine Regeleinheit zur Regelung der Spannung vorgesehen sein, die an den Verstärker zur Spannungsversorgung angelegt wird. Dabei muss diese Regeleinheit nicht in der Spannungsversorgung implementiert sein. Beispielsweise kann die Regeleinheit in einer digitalen Logikschaltung implementiert sein, die mit der Spannungsversorgung verbunden ist.
Es kann eine Steuereinheit zur Festlegung des Sollwertes sowohl der in der Spannungsversorgung zu erzeugenden Spannung als auch des von dem DAC zu erzeugenden Analogsignals vorgesehen sein. Dabei werden die Sollwerte vorzugsweise in Abhängigkeit der zu erwartenden
angeforderten Leistung des Leistungsversorgungssystems eingestellt. Insbesondere ist in der Regel bekannt, was für ein
Hochfrequenzleistungssignal voraussichtlich zu erzeugen sein wird. In Abhängigkeit davon können dann die entsprechenden Sollwerte für die Spannungsversorgung und für das Analogsignal vorgegeben werden.
Alternativ oder zusätzlich kann die Steuereinheit zur Festlegung eines Sollwerts für das Hochfrequenzleistungssignal vorgesehen sein und kann eine nachfolgende digitale Logikschaltung vorgesehen sein, die ausgelegt ist, die Sollwerte sowohl der in der Spannungsversorgung zu erzeugenden Spannung als auch des von dem DAC zu erzeugenden Analogsignals zu ermitteln. Als Sollwert für das Hochfrequenzleistungssignal wird
vorzugsweise eine Amplitude des Hochfrequenzleistungssignals
vorgegeben. Somit kann aus dem Sollwert für die Amplitude des
Hochfrequenzleistungssignals der Sollwert für die zu erzeugende Spannung als auch der Sollwert für das zu erzeugende Analogsignal abgeleitet werden.
Weiterhin kann eine Schnittstelle zur Vorgabe des Sollwerts für die
Spannungsversorgung vorgesehen sein. Die Schnittstelle kann
insbesondere mit einer übergeordneten Systemsteuerung in Verbindung stehen.
Weiterhin kann eine Schnittstelle zur Vorgabe eines Überhangs des
Sollwertes für die in der Spannungsversorgung zu erzeugende Spannung zur Amplitude des Hochfrequenzleistungssignals vorgesehen sein. Bei der Amplitude des Hochfrequenzleistungssignals kann es sich zum einen um den Sollwert für das Hochfrequenzleistungssignal handeln. Es kann jedoch auch eine gemessene Amplitude des Hochfrequenzleistungssignals verwendet werden.
Alternativ kann eine Berechnungseinheit vorgesehen sein, die ausgelegt ist, aus der Vorgabe eines Sollwerts für das Hochfrequenzleistungssignal und aus der Vorgabe eines Überhangs die Sollwerte sowohl der in der Spannungsversorgung zu erzeugenden Spannung als auch des von dem DAC zu erzeugenden Analogsignals zu ermitteln. Insbesondere kann einer digitalen Logikschaltung die gewünschte Amplitude des
Hochfrequenzleistungssignals als auch die gemessene Amplitude des Hochfrequenzleistungssignals bekannt sein. Der Überhang des Sollwerts der Spannungsversorgung kann vorgegeben werden oder der Überhang kann berechnet werden. Insbesondere kann der Überhang so gewählt oder berechnet werden, dass die von der Spannungsversorgung erzeugte Spannung, mit der sie den zumindest einen Verstärker versorgt, größer ist als die Ausgangsamplitude des Hochfrequenzleistungssignals. Weiterhin kann eine Berechnungseinheit vorgesehen sein, die ausgelegt ist, aus der Vorgabe eines Sollwertes für das Hochfrequenzleistungssignal und aus der Vorgabe eines Geschwindigkeitsvorgabewerts und/oder eines Effizienzvorgabewerts die Sollwerte sowohl der in der
Spannungsversorgung zu erzeugenden Spannung als auch des von dem DAC zu erzeugenden Analogsignals zu ermitteln. Wenn demnach eine schnelle Regelung gewünscht ist, wobei die Effizienz nur eine geringe Rolle spielt, dann kann der Sollwert für die in der Spannungsversorgung zu erzeugende Spannung mit einem größeren Überhang eingestellt werden. Ist dagegen eine effiziente Regelung gewünscht, dann wird der Sollwert für die Spannung mit einem geringen Überhang eingestellt. Der
Geschwindigkeitsvorgabewert kann festlegen, wie schnell eine
Leistungsregelung erfolgen soll . Somit kann über diesen Wert bestimmt werden, ob eine Spannungsregelung oder eine Amplitudenregelung erfolgen soll . Der Geschwindigkeitsvorgabewert kann z.B. in Abhängigkeit eines von dem Plasmaprozess, dem Laseranregungsprozess oder der Induktionsanwendung zu durchlaufenden Profils gewählt bzw. vorgegeben werden. Gleiches gilt für den Effizienzvorgabewert.
Besondere Vorteile ergeben sich, wenn zumindest zwei Verstärkerpfade vorgesehen sind, wobei jedem Verstärkerpfad ein jeweils von einem DAC aus einem Digitalsignal erzeugtes Analogsignal zugeführt ist und jedem DAC eine Logikschaltungseinheit vorgeschaltet ist. Durch diese Maßnahme ergibt sich eine besonders kompakte Bauweise für hohe
Ausgangsleistungen. Damit lassen sich Fertigungsaufwand und Kosten sparen. Außerdem wird ein solcher Aufbau zuverlässiger. Ein solcher Leistungswandler ist besonders gut kalibrierbar und abstimmbar.
Es kann eine digitale Logikschaltung vorgesehen sein, die mit der oder den Logikschaltungseinheit(en) verbunden ist. Durch die Logikschaltungseinheit können die zu multiplizierenden Datenwerte ausgewählt werden.
Die digitale Logikschaltung und ein oder mehrere Logikschaltungseinheiten können in einem Logikbauelement integriert sein. Somit ergibt sich ein hoher Grad der Integration. Es müssen wenige Bauteile eingesetzt werden, was Platz spart und kostengünstig ist.
Die Signal-Datenwerte und/oder die Amplituden-Datenwerte können in Nachschautabellen (Look-Up-Table, LUT) abgelegt sein und dort
besonders einfach für eine einzustellende Signalform und Amplitude ausgewählt werden.
Der Signal- und der Amplituden-Datenspeicher können als Nachschau- Tabelle (Look-Up-Table, LUT) ausgebildet sein. Dadurch lässt sich
Speicherplatz einsparen, da in den eigentlichen Datenbeständen (mit einer hohen Anzahl von Einträgen) nur ein Kurzcode geführt und die zugehörige Langbezeichnung aus der Tabelle verwendet werden kann. In der Look- Up-Table können für bestimmte Konstellationen vorberechnete Ergebnisse oder andere Informationen definiert werden. Auf die Berechnung von Werten kann somit verzichtet werden, so dass die Analogsignale und damit die Leistung extrem schnell angepasst werden können.
Der Digital-Analog-Wandler kann einen Referenzsignaleingang aufweisen. Dieser Referenzsignaleingang kann verwendet werden, um die
Generierung des Analogsignals zu beeinflussen. Eine Veränderung des Analogsignals kann auf diese Weise besonders schnell herbeigeführt werden. Dem Referenzsignaleingang kann eine Ansteuerschaltung vorgeschaltet sein. Mithilfe einer solchen Ansteuerschaltung kann das Eingangssignal des Referenzsignaleingangs schnell verändert werden, um dadurch auch schnell eine Veränderung des erzeugten Analogsignals zu bewirken.
Eine besonders kompakte Bauweise ergibt sich, wenn der Digital-Analog- Wandler und die zugeordneten Logikschaltungseinheiten in einem Direkt- Digital-Synthese- (DDS)-Baustein integriert sind.
Wenn zwischen dem Digital-Analog-Wandler und dem Verstärkerpfad eine Filteranordnung zur Filterung des Analogsignals vorgesehen ist, kann ein besonders oberwellenarmes Signal am Eingang des Verstärkerpfades eingegeben wird . Dies steigert die Effizienz des Gesamtsystems.
Der Leistungserzeuger kann mehr als zwei Verstärkerpfade aufweisen, denen jeweils ein Digital-Analog-Wandler zugeordnet ist, der dem jeweiligen Verstärkerpfad ein Analogsignal zuführt. Durch diese
Maßnahme ergibt sich eine besonders kompakte Bauweise für hohe Ausgangsleistungen. Ein solcher Leistungserzeuger ist besonders gut abstimmbar.
Die Verstärkerpfade können mit einem Kombinierer zur Kombination der in den Verstärkerpfaden erzeugten Leistungen zu einer Gesamtleistung verbunden sein. Hierbei können relativ einfache Kombinierer verwendet werden, die günstiger in der Herstellung sind, aber hohe Anforderungen hinsichtlich der Phasenlage, Amplituden und Frequenzen der
Eingangssignale stellen. Der Leistungswandler kann hierdurch in besonders kompakter Bauweise und kostengünstig aufgebaut werden. Der Kombinierer kann zur Kombination der in den Verstärkerpfaden erzeugten Leistungen ohne Ausgleichsimpedanzen für Eingangssignale ungleicher Stärke und/oder Phasenlage ausgelegt sein. Ein solcher Kombinierer ist besonders energiesparend und kostengünstig. Außerdem kann ein solcher Kombinierer sehr kompakt und mit wenigen Bauteilen aufgebaut werden.
Als Kombinierer kann auch eine phasenlagenschiebende Kopplereinheit eingesetzt werden. Unter einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit wird eine Einheit verstanden, die einen Koppler und optional für einen oder mehrere Verstärkerpfade jeweils ein phasenlagenschiebendes Netzwerk aufweist, wobei die Eingangssignale der Kopplereinheit im bestimmungsgemäßen Betrieb eine Phasenlage zueinander aufweisen die nicht 0° und nicht 180° ist und insbesondere größer 0° und kleiner 180° ist. Beispielsweise können die Eingangssignale um 90° phasenverschoben sein. Eine Kopplereinheit, deren Eingangssignale einen Phasenversatz gegeneinander von 0° oder 180° aufweisen, wird im Sinne der
vorliegenden Erfindung nicht als phasenlagenschiebende Kopplereinheit verstanden, da hier lediglich die Eingangssignale ohne weiteren
Phasenversatz addiert werden.
Die phasenlagenschiebende Kopplereinheit kann ein 90° Hybrid-Koppler sein. Dieser erfüllt die Anforderungen optimal mit minimalem
Bauteilaufwand .
Als phasenlagenschiebende Kopplereinheit wird auch eine Einheit verstanden, die ausgelegt ist, reflektierte Leistung, die von der Last durch den Koppler zu den Verstärkern geleitet wird, den Verstärkern mit unterschiedlicher Phase zurückzuführen. Bei Fehlanpassung teilt z.B. ein 90° Hybrid Koppler, an dessen Eingangsanschlüssen zwei Verstärker mit derselben Impedanz angeschlossen sind, die reflektierte Leistung um 90° phasenverschoben auf die beiden Verstärker auf.
Als phasenlagenschiebende Kopplereinheit wird auch eine Einheit verstanden, die eine erste Eingangsimpedanz an ihrem ersten
Eingangsanschluss und eine zweite Eingangsimpedanz an ihrem zweiten Eingangsanschluss aufweist, und die ausgelegt ist, dass die
Eingangsimpedanzen gleich sind, wenn keine reflektierte Leistung durch die Kopplereinheit zu den Eingangsanschlüssen geleitet wird und die ungleich sind, wenn reflektierte Leistung durch die Kopplereinheit zu den Eingangsanschlüssen geleitet wird. Die Kopplereinheit kann, wie oben beschrieben, so ausgelegt sein, dass sie die zu ihrem Ausgangsanschluss reflektierte Leistung phasenverschoben ihren Eingangsanschlüssen weiterleitet, und damit an die Verstärker in den Verstärkerpfaden weiterleitet. Die Eingangsimpedanzen an der Kopplereinheit können sich dann ändern, können insbesondere unterschiedlich sein. Das kann zur Folge haben, dass die Ausgangsimpedanz des ersten Verstärkers einen anderen Wert annimmt als die Ausgangsimpedanz des zweiten
Verstärkers. Das wiederum kann die Eigenschaften der Kopplereinheit derart beeinflussen, dass sie die Leistung eines Verstärkers zum anderen Verstärker leitet, so dass sich die Verstärker gegenseitig beeinflussen. Die Impedanz der Verstärker kann negativ werden. Das kann bei bestimmten Lastzuständen dazu führen, dass der erste Verstärker im ersten
Verstärkerpfad den zweiten Verstärker im zweiten Verstärkerpfad mit Leistung versorgt. Diese Eigenschaften führten in der Vergangenheit dazu, vom Einsatz einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit abzuraten. Es wurde befürchtet, dass man die Verstärker in instabile Zustände bringen würde. Experimente mit hohem Reflexionsfaktor haben gezeigt, dass das
Gegenteil der Fall ist, insbesondere wenn ein LDMOS Transistor in den Verstärkern eingesetzt wird. Zwar erwärmen sich die Transitoren in den beiden Verstärkerpfaden unterschiedlich, jedoch ist die maximale
Erwärmung der Transistoren bei keinem Lastzustand so hoch, wie bei Leistungsversorgungssystemen mit Kopplereinheiten, deren
Eingangssignale eine Phasendifferenz von 0° aufweisen. Das kann damit zusammenhängen, dass sich auf Grund der niedrigeren Werte der parasitären Elemente des Transistors die Impedanz der Verstärker genau so verändert, dass sich die Transistoren mit der phasenlagenschiebenden Kopplereinheit im wärmsten Punkt deutlich geringer erwärmen als ohne eine solche.
Ein häufiger Grund für Instabilität liegt in der sehr schnellen Änderung der Impedanz der Last, z.B. des Plasmaprozesses. Die Laständerung erfolgt dabei so schnell, dass weder ein zwischen Leistungsversorgungssystem und Last geschaltetes Impedanzanpassungsnetzwerk auf die Laständerung schnell genug reagieren kann, noch eine Leistungsregelung des Leistungsversorgungssystems. Die schnelle Laständerung produziert reflektierte Leistung, die in die Verstärker reflektiert wird. Diese verändert wie oben beschrieben die Impedanz der Verstärker. Die Verstärker liefern nach dem schnellen Lastwechsel damit nicht mehr die gleiche Leistung wie vor dem Lastwechsel. Bei einem Leistungsversorgungssystem mit phasenlagenschiebender Kopplereinheit, insbesondere mit einem 90° Hybrid Koppler, ist die Änderung der Leistung pro Änderung des
Lastzustands aber viel geringer als er bei einem
Leistungsversorgungssystem ohne eine solche Kopplereinheit oder mit nicht-phasenschiebenden Eigenschaften. Deswegen verhält sich ein Leistungsversorgungssystem mit phasenlagenschiebender Kopplereinheit stabiler. Der Vorteil der Verwendung einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit liegt darin, dass die beiden Verstärkerpfade, die an die Kopplereinheit angeschlossen sind, bei Fehlanpassung unterschiedliche Impedanzen sehen. Außerdem wird bei Fehlanpassung Leistung nicht an die
Verstärkerpfade zurückgeliefert sondern kann in einen Absorberwiderstand abgeleitet werden. Dadurch, dass die Verstärkerpfade unterschiedliche Impedanzen sehen, werden die Transistoren der Verstärker bei
Fehlanpassung im Gegensatz zum gleichphasigen Kombinieren
unterschiedlich warm, wobei sich der Wärmere der beiden Transistoren selbst ohne Regelung der Versorgungsspannung etwa 45% weniger erwärmt als im Vergleich zur Verwendung üblicher Kombinierer.
Ein Verstärker insbesondere jeder Verstärker kann an seinem Ausgang eine Ausgangsimpedanz aufweisen, die ungleich der Eingangsimpedanz der Kopplereinheit ist. Dann reflektiert der Verstärker einen Großteil der an ihn geleiteten reflektierten Leistung zurück zur Kopplereinheit, die die Leistung dann in einen Absorptionswiderstand leitet. Der Vorteil eines solchen Leistungsversorgungssystems ist, dass der Anteil der stehenden Wellen zwischen Last und Verstärker reduziert wird. Der häufig genannte Nachteil eines solchen Leistungsversorgungssystems ist, dass viel Leistung im Absorberwiderstand in Wärme umgewandelt wird, und der Widerstand entsprechend groß und mit guter Kühlung ausgestaltet werden muss. Das würde ein solches Leistungsversorgungssystem teuer machen. Der höhere Aufwand wird jedoch durch eine sehr viel höhere Stabilität und
Zuverlässigkeit ausgeglichen.
Ein Verstärker, insbesondere jeder Verstärker, kann so ausgelegt sein, dass sich seine Ausgangsimpedanz verändert, wenn sich die Impedanz, in die er seine Leistung liefert, ändert. Das kann beispielsweise dann der Fall sein, wenn reflektierte Leistung zum Verstärker geleitet wird.
Insbesondere kann sich die Eingangsimpedanz der an die Verstärker angeschlossenen Kopplereinheit ändern, wenn sich die Lastimpedanz ändert, die an den Ausgang der Kopplereinheit angeschlossen ist.
Mit dem erfindungsgemäßen Leistungsversorgungssystem ist es möglich, die Transistoren der Verstärker sowohl in Sättigung, d .h. im vollständig leitenden Zustand, bzw. Kompression, d.h. bei mit steigender
Eingangsleistung sinkender Verstärkung, als auch an jedem Punkt im linearen Bereich ihrer Kennlinie betrieben werden können. Dadurch ist es möglich, dass das Leistungsversorgungssystem eine definierte Leistung in jede beliebige Last und somit auch bei Fehlanpassung versorgen kann, ohne sich dabei über vorgegebene Grenzen zu erwärmen.
Als weiterer Vorteil kommt hinzu, dass ein Leistungsversorgungssystem mit phasenlagenschiebender Kopplereinheit und der oben genannten Transistortechnologie im Back-Off-Bereich bei höheren
Versorgungsspannungen betrieben werden kann. Er kann damit bei kleinen Ausgangsleistungen viel schneller geregelt werden, da die
Ausgangsleistung mit der Eingangsleistung geregelt werden kann.
Zusätzlich kann eine phasenlagenschiebende Kopplereinheit mit
Absorptionswiderstand für ein schnelles Pulsen zwischen zwei
Ausgangsleistungen oder zum Modulieren der Ausgangsleistung genutzt werden, wenn die Phasen der beiden Verstärkerpfade gegeneinander verändert werden. Dann fließt ein Teil der Leistung nicht zum Ausgang des Leistungsversorgungssystems, sondern zum Absorptionswiderstand .
Für Plasmaprozesse ist manchmal ein Hochfrequenzleistungssignal erwünscht, dass mit einer Modulations- oder Pulsfrequenz, die niedriger ist als die Frequenz des Hochfrequenzleistungssignals, moduliert oder gepulst ist. Dies kann mit dem Leistungsversorgungssystem besonders gut realisiert werden. Insbesondere ist hierfür eine phasenlagenschiebende Kopplereinheit von Vorteil . Um das Hochfrequenzleistungssignal zu modulieren oder zu pulsen kann mit der Modulationsfrequenz oder mit dem Pulssignal die Phase der Hochfrequenzsignale zwischen den
Verstärkerpfaden verstellt werden. So kann besonders schnell gepulst oder moduliert werden.
Die Verstärkerpfade können Transistoren in LDMOS-Technologie
aufweisen. LDMOS steht für„laterally diffused metal oxide
semiconductor"; das sind MOSFETs, die bisher vor allem im GHz-Bereich Anwendung fanden. Beim Einsatz in Verstärkern zur Erzeugung einer Leistung, die einem Plasmaprozess zuführbar ist, hat sich
überraschenderweise gezeigt, dass sich diese Transistoren in LDMOS- Technologie sehr viel zuverlässiger verhalten, als vergleichbare
herkömmliche MOSFETs. Dies kann auf eine sehr viel höhere
Strombelastbarkeit zurückzuführen sein. Insbesondere bei Versuchen mit mehreren Verstärkerpfaden und bei Frequenzen von 3,4 MHz, 13 MHz, 27 MHz, 40 MHz, 80 MHz und 162 MHz haben diese Transistortypen eine besonders hohe Zuverlässigkeit gezeigt. Ein weiterer Vorteil dieser Transistortypen gegenüber herkömmlichen MOSFETs besteht darin, dass die gleichen Transistoren für die genannten Frequenzen (3,4 MHz, 13 MHz, 27 MHz, 40 MHz, 80 MHz und 162 MHz) einsetzbar sind . Damit lassen sich nun mit einer sehr ähnlichen oder auch mit einer gleichen Topologie Verstärker und Leistungsversorgungssysteme aufbauen, die be Frequenzen über mehrere Dekaden im Bereich von 1 MHz bis 200 MHz einsetzbar sind . Das sind Frequenzen, wie sie in Plasmaprozessen und zur Gaslaseranregung oft benutzt werden. Die Frequenz ist durch einfache Veränderung der Ansteuerung der DACs einstellbar, die Amplitude durch Veränderung der Werte im Digitalspeicher bzw. in den LUTs. Herkömmliche MOSFET haben bei diesen Frequenzen betrieben an
Plasmaprozessen oftmals Probleme, wenn zu viel in den Plasmaprozess gelieferte Leistung zurückreflektiert wird. Deswegen musste die erzeugte Leistung oft begrenzt werden, um die reflektierte Leistung nicht über eine kritische Grenze ansteigen zu lassen. Damit ließen sich die
Plasmaprozesse nicht immer sicher zünden oder im gewünschten
Leistungsbereich betreiben. Außerdem wurden aufwändige regelbare Impedanzanpassungsschaltungen und Kombinierer vorgesehen, um diese Nachteile zu beheben. LDMOS-Transistoren sind nun besonders vorteilhaft einsetzbar, wenn mit reflektierter Leistung in erheblichem Maß zu rechnen ist, wie dies beispielsweise bei der Versorgung von Plasmaprozessen der Fall ist. In Verbindung mit dem oben erwähnten Kombinierer besteht der Vorteil der LDMOS-Transistoren darin, dass sehr viel höhere reflektierte Leistungen von den Transistoren aufgenommen werden können. Dadurch werden die Anforderungen an zusätzliche zwischen
Leistungsversorgungssystem und Last geschaltete
Impedanzanpassungsnetzwerke niedriger und es können bei diesen Impedanzanpassungsnetzwerken Kosten für Bauteile und Regelung eingespart werden.
Jedem Verstärkerpfad kann ein eigener Digital-Analog-Wandler mit zugeordnetem Logikschaltelement zugeordnet sein, wobei ein
übergeordneter Speicher, insbesondere eine Look-Up-Table vorgesehen ist, der mit den den Digital-Analog-Wandlern zugeordneten
Logikschaltelementen verbunden ist. Durch den übergeordneten Speicher können die den Digital-Analog-Wandlern zugeordneten Speicher
beschrieben werden. Es ergibt sich ein Gesamtsystem, welches für sehr hohe Leistungen geeignet ist und welches in kompakter Bauweise realisiert werden kann. Auch ist das System hinsichtlich der
Ausgangsleistung sehr gut einstellbar und abstimmbar. Der übergeordnete Speicher kann in der Logikschaltung integriert sein. Weiterhin kann die Ansteuerschaltung für den Referenzsignaleingang zumindest eines Digital-Analog-Wandlers in dem Logikbauelement, das als programmierbarer Logikbaustein (PLD), insbesondere Field Programmable Gate Array (FPGA), ausgebildet sein kann, integriert sein. Die
Logikschaltung kann durch einen digitalen Signalprozessor angesteuert sein.
Insbesondere können zusätzlich die DACs in diesem PLD bzw. FPGA integriert sein. Weiterhin kann die Ansteuerschaltung für den
Referenzsignaleingang zumindest eines DACs in dem PLD bzw. FPGA integriert sein. Das PLD bzw. FPGA kann durch einen digitalen Prozessor insbesondere durch einen digitalen Signalprozessor (DSP) angesteuert sein. Diese Maßnahmen tragen dazu bei, dass eine kompakte Bauweise für hohe Leistungen realisiert werden kann und dass der Leistungswandler sehr gut abstimmbar ist.
Es kann eine Messeinrichtung vorgesehen sein, die mit einer
Systemsteuerung verbunden ist, die wiederum die Logikschaltung zumindest mittelbar, insbesondere über einen digitalen Prozessor oder DSP, ansteuert. Dadurch kann eine sehr genaue und sehr schnelle
Regelung der einem Plasmaprozess zugeführten Leistung realisiert werden.
Die erzeugte Gesamtleistung und/oder eine von einer Last, insbesondere Plasmakammer, reflektierte Leistung kann erfasst und einer
übergeordneten Steuerung zugeführt werden. Auf diese Art und Weise kann die Ausgangsleistung des Leistungswandlers gesteuert oder geregelt werden. Das kann auch direkt im FPGA auf einer Leiterkarte, bestehend aus FPGA und DDS und eventuell DSP, erfolgen. Mit der Erfindung können die Toleranzen der einzelnen Verstärkerpfade, die durch Bauteile und/oder begrenzte Wiederholgenauigkeit in der Fertigung entstehen, herauskalibriert werden. Dadurch wird das einfache Kombinieren der Leistungen möglich. Damit ergibt sich auch eine
Kostenersparnis in der Produktion, da nicht alle Stufen einzeln
abgeglichen werden müssen. Der Geschwindigkeitsvorteil entsteht dadurch, dass diese Kalibrationsdaten in einem Speicher abgelegt werden können und durch einen FPGA beim Setzten eines neuen Leistungswertes parallel, also gleichzeitig, auf alle Verstärkerpfade angewendet werden können.
Außerdem lassen sich so mehrere, voneinander unabhängige
Leistungswandler oder Leistungserzeugungssysteme untereinander in Phase und/oder Amplitude synchronisieren.
Voraussetzung dafür, dass dieses Konzept funktioniert, ist eine
Verstärkertopologie die sich durch Änderung der Amplitude des einen Verstärkerpfads zugeführten Signals steuern lässt. Um genau zu sein, kann der Leistungswandler dazu in verschiedenen Betriebsmodi, insbesondere in verschiedenen Betriebsklassen, betrieben werden. So kann er für kleine Leistungen, z.B. Leistungen kleiner 200 W, im linearen Betriebsmodus gehalten, insbesondere in der Betriebsklasse AB. Für hohe Leistungen, insbesondere für Leistungen größer 800W, wird er aber in einem durch Schaltvorgänge bestimmten Betrieb gehalten,
insbesondere in einer Betriebsklasse E oder F, besonders bevorzugt in einer Betriebsklasse„F invers" betrieben. Die beschriebenen Betriebsmodi gelten für die Amplitudenregelung . Aus sämtlichen Betriebsmodi kann in eine Spannungsregelung übergegangen werden. Es ist auch möglich, die Spannungsregelung und die Amplitudenregelung parallel, d .h. gleichzeitig, anzuwenden.
Die Erfindung betrifft weiterhin ein Verfahren zur Erzeugung einer
Hochfrequenzleistung, die einer Last zuführbar ist, bei dem zumindest einem Verstärkerpfad ein von einem Digital-Analog-Wandler (DAC) aus einem Digitalsignal erzeugtes Analogsignal zugeführt und in dem
Verstärkerpfad zu einem Hochfrequenzleistungssignal verstärkt wird, wobei das Digitalsignal erzeugt wird, indem ein in einem Signal- Datenspeicher abgelegter Signal-Datenwert mit einem in einem
Amplituden-Datenspeicher abgelegten Amplituden-Datenwert multipliziert wird, wobei zumindest ein Verstärker des Verstärkungspfads mittels einer einstellbaren Spannung mit Leistung versorgt wird. Ein Analogsignal kann eine Analogspannung sein.
Hierdurch ergeben sich die oben zum Leistungsversorgungssystem beschriebenen Vorteile.
Die Sollwerte für die in der Spannungsversorgung zu erzeugende
Spannung und für das von dem DAC zu erzeugende Analogsignal können von einer Steuereinheit festgelegt werden.
Alternativ kann von einer Steuereinheit ein Sollwert für das
Hochfrequenzleistungssignal einer nachfolgenden digitalen Logikschaltung übergeben werden und von der Logikschaltung können Sollwerte sowohl für die in der Spannungsversorgung zu erzeugende Spannung als auch für das von dem DAC zu erzeugende Analogsignal ermittel werden.
Weiterhin kann vorgesehen sein, dass bei einer Änderung des Sollwerts für das Hochfrequenzleistungssignal in einem ersten Verfahrensschritt ein Sollwert für das von dem DAC zu erzeugende Analogsignal und in einem zweiten Verfahrensschritt ein Sollwert für die in der Spannungsversorgung zu erzeugende Spannung festgelegt werden. Dadurch ist eine schnelle Regelung, insbesondere beim Reduzieren der Ausgangsleistung, mit der Amplitudenregelung möglich. Eine langsame Nachregelung der
Spannungsversorgung kann dann zur Effizienzsteigerung erfolgen. Somit werden unnötige Verluste vermieden.
Bei einer Änderung des Sollwerts für das Hochfrequenzleistungssignal können in einem ersten Verfahrensschritt ein Sollwert für die in der Verspannungsversorgung zu erzeugende Spannung und einem zweiten Verfahrensschritt ein Sollwert für das von dem DAC zu erzeugende
Analogsignal festgelegt werden. Somit kann eine schnelle Regelung, insbesondere beim Erhöhen der Ausgangsleistung, erfolgen. Hier wird jedoch ein gewisses Vorwissen benötigt, dass eine Leistungserhöhung geplant ist. Dann kann zuerst die Spannung der Spannungsversorgung zur Versorgung des oder der Verstärker erhöht werden. Dadurch reduziert sich die Effizienz. Da aber die Amplitude nachgeregelt wird, verbessert sich die Effizienz kurze Zeit später wieder.
Die einstellbare Spannung kann durch Regelung einer Spannung zur Leistungsversorgung der zumindest eine Verstärker eingestellt werden.
Die Spannungsversorgung kann den zumindest einen Verstärker mit einer geregelten Spannung versorgen, die einen vorgegebenen Überhang über einem erfassten oder vorgegebenen Spannungsamplitudenwert des Hochfrequenzleistungssignals liegt. Dadurch ist ein schnelles Hochregeln der Leistung möglich.
Der vorgebbare Überhang kann in mehreren Stufen vorgegeben werden. Wenn demnach eine schnelle Regelung mit einer geringen Effizienz gewünscht ist, kann ein großer Überhang gewählt werden. Wird dagegen eine langsamere Regelung mit besserer Effizienz gefordert, kann ein kleinerer Überhang ausreichend sein und entsprechend ein kleinerer Überhang vorgegeben werden. In diesem Fall kann relativ schnell herabgeregelt werden, aber nur relativ langsam auf eine höhere
Ausgangsleistung heraufgeregelt werden, da für das Erhöhen der Leistung die einstellbare Spannung hochgeregelt werden muss, was Prinzip bedingt etwas langsamer ist.
Vorzugsweise wird einem Digitalsignaleingang des Digital-Analog- Wandlers eine Folge von Digitalwerten zugeführt, aus denen der Digital- Analog-Wandler das Analogsignal erzeugt. Auf diese Art und Weise kann ein Analogsignal besonders schnell und exakt erzeugt werden.
Einem Referenzsignaleingang des Digital-Analog-Wandlers kann zur Beeinflussung des Analogsignals ein Referenzsignal zugeführt werden. Somit kann das Analogsignal nicht nur durch die Folge von Digitalwerten beeinflusst werden sondern auch durch ein Referenzsignal, welches dem Referenzsignaleingang zugeführt wird . Es stehen somit mehrere
Möglichkeiten offen, das Analogsignal zu beeinflussen und exakt einzustellen.
Das Analogsignal kann gefiltert werden, woraus sich die oben erwähnten Vorteile ergeben.
Es kann durch mehrere Digital-Analog-Wandler jeweils ein Analogsignal erzeugt werden und in einem jeweils zugeordneten Verstärkerpfad verstärkt werden. Somit können in parallelen Verstärkerpfaden relativ geringe Leistungen erzeugt werden, die anschließend zu einer
Gesamtleistung zusammengeführt werden können. Für die einzelnen Verstärkerpfade können wegen der relativ geringen erzeugten Leistungen kostengünstige Bauelemente eingesetzt werden.
Die Ausgangssignale der Verstärkerpfade können mit einem Kombinierer zu einer Gesamtleistung gekoppelt werden. Somit kann auf einfache Art und Weise eine hohe Ausgangsleistung des Leistungserzeugers realisiert werden. Die Ausgangssignale der Verstärkerpfade können insbesondere einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit zugeführt werden, von der die Ausgangssignale phasenabhängig zu einer Gesamtleistung gekoppelt werden.
Die Signal-Datenspeicher und Amplituden-Datenspeicher können von einem übergeordneten Speicher beschrieben werden. Durch den
übergeordneten Speicher kann somit der Inhalt der den Digital-Analog- Wandlern zugeordneten Speicher bestimmt und beeinflusst werden.
Die Amplitude der HF-Leistungssignale, also des Ausgangssignals jedes Verstärkerpfads, kann durch eine vorgebbare Amplitude des dem jeweiligen Verstärkerpfad zugeführten Analogsignals beeinflusst werden.
Das Analogsignal kann dem Verstärkerpfad direkt zugeführt werden und eine Veränderung der Amplitude des Analogsignals kann direkt zu einer Veränderung der Amplitude des HF-Leistungssignals des Verstärkerpfads führen. Somit wird insbesondere der Aufwand bezüglich Hardware reduziert. Außerdem wird dadurch sichergestellt, dass keine
Amplitudeninformation des Analogsignals verlorengeht, die nachträglich wieder generiert werden muss.
Die Erfindung betrifft weiterhin ein Verfahren zur Kompensation der Toleranzen in Amplitude und Phase der in verschiedenen Verstärkerpfaden erzeugten HF-Leistungssignale, wobei jedem Verstärkerpfad ein von jeweils einem DAC erzeugtes Signal zugeführt wird, das von einer übergeordneten digitalen Speicher-Steuereinheit jeweils in Amplitude und Phase eingestellt wird . Somit ergibt sich eine besonders gute Abstimmung und Kalibrierung.
Die Amplitude jedes HF-Leistungssignals jedes Verstärkerpfads kann durch die Amplitude des vom DAC erzeugten Analogsignals beeinflusst werden.
Erfindungsgemäß kann weiterhin vorgesehen sein, dass bei einer ersten zu erzeugenden Ausgangsleistung dem ersten Verstärkerpfad ein erstes Signal zugeführt wird, bei einer zweiten zu erzeugenden Ausgangsleistung dem ersten Verstärkerpfad ein zweites Signal zugeführt wird, bei der ersten zu erzeugenden Ausgangsleistung dem zweiten Verstärkerpfad ein drittes Signal zugeführt wird, bei der zweiten zu erzeugenden
Ausgangsleistung dem zweiten Verstärkerpfad ein viertes Signal zugeführt wird, die Amplitude des ersten, zweiten, dritten, und vierten Signals in einem Speicher abgelegt sind.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnung, die erfindungswesentliche Einzelheiten zeigen und aus den Ansprüchen. Die einzelnen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination bei einer Variante der Erfindung verwirklicht sein.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung schematisch dargestellt und wird nachfolgend mit Bezug zu den Figuren der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen : Fig. l in stark schematisierter Darstellung ein Plasmasystem mit einem Leistungsversorgungssystem;
Fig. 2 in einer Blockdarstellung ein Leistungsversorgungssystem;
Fig. 3 in einer Blockdarstellung einen DDS Baustein;
Fig. 4 ein Blockdiagramm zur Verdeutlichung der Vorgehensweise, um die Ausgangsleistung zu reduzieren;
Fig. 5 ein Blockdiagramm zur Erläuterung der Vorgehensweise, um die Ausgangsleistung zu erhöhen.
Die Figur 1 zeigt ein Plasmasystem 1, welches ein
Leistungsversorgungssystem 2 umfasst. Das Leistungsversorgungssystem 2 weist wiederum einen Leistungswandler 3 auf, der an ein
Spannungsversorgungsnetz 4 angeschlossen sein kann. Die am Ausgang des Leistungswandlers 3 erzeugte Leistung wird über ein
Impedanzanpassungsnetzwerk 5 an eine Plasmakammer 6 gegeben, wo ein Plasma erzeugt wird, mithilfe dessen eine Plasmabearbeitung in der Plasmakammer 6 durchgeführt werden kann. Insbesondere kann ein Werkstück geätzt werden oder kann eine Materialschicht auf ein Substrat aufgebracht werden.
Die Figur 2 zeigt in stark schematisierter Darstellung ein
Leistungsversorgungssystem 20. Das Leistungsversorgungssystem 20 weist einen Leistungswandler 30 auf, der eine Ausgangsleistung erzeugt, die einer Last, beispielsweise einem Plasmaprozess oder einer
Laseranregung zugeführt werden kann. In dem Leistungswandler 30 sind mehrere Verstärkerpfade 31, 32 vorgesehen. Die Verstärkerpfade 31, 32 sind weitestgehend identisch aufgebaut. Daher wird nachfolgend nur noch der Verstärkerpfad 31 beschrieben. Die Verstärkerpfade 31, 32 (es können auch mehr als die zwei dargestellten Verstärkerpfade 31, 32 vorgesehen sein) weisen mehrere Verstärker 37, 38 auf, die geeignet sind, ein Analogsignal zu verstärken. Am Ende der Verstärkerpfade 31, 32 ist jeweils ein Verstärker 39 mit zumindest einem LDMOS-Transistor vorgesehen, dessen Ausgang direkt oder indirekt, z.B. über ein
Impedanzanpassungsglied und/oder Filter, auf einen Kombinierer 40 geschaltet ist. Insbesondere sind sämtliche Ausgänge sämtlicher
Verstärkerpfade 31, 32, insbesondere in gleicher Weise, auf den
Kombinierer 40 geschaltet. Durch den Kombinierer 40 werden die
Einzelleistungen der Verstärkerpfade 31, 32 zu einer Gesamtleistung gekoppelt.
Dass die Verstärkerpfade 31, 32 weitestgehend identisch aufgebaut sind, bedeutet nicht zwingend, dass sie die gleiche Verstärkung besitzen.
Bauteilstreuung und Toleranzen beim Aufbau der Schaltungen können zu erheblichen Differenzen in der Phase und/oder in der Amplitude der in den Verstärkerpfade 31, 32 erzeugten Hochfrequenzleistungssignalen bei identischem Eingangssignal führen.
Den Verstärkerpfaden 31, 32 ist jeweils ein Digital-Analog-Wandler (DAC) 41 vorgeschaltet, dem eine Logikschaltungseinheit 42 zugeordnet ist. Insbesondere werden dem DAC 41 aus der Logikschaltungseinheit 42 Folgen von Digitalwerten zugeführt, aus denen der DAC 41 ein analoges Ausgangssignal erzeugt, welches einem Verstärkerpfad 31, 32
gegebenenfalls nach Filterung durch einen optionalen Filter 55 - zugeführt wird. Der DAC 41 und die Logikschaltungseinheit 42 können in einem sogenannten Direkt-Digital-Synthese-Baustein (DDS-Baustein) 43 integriert sein, auch genannt: Direct-Digital-Synthesizer. Jedem der Verstärkerpfade 31, 32 ist ein eigener DDS-Baustein 43 und entsprechend ein DAC 41 und eine Logikschaltungseinheit 42 zugeordnet. Beispielhaft ist der DDS-Baustein 43 in Figur 3 beschrieben.
Die Logikschaltungseinheit 42 weist hier auf:
1. einen Signal-Datenspeicher 61, in dem Signal-Datenwerte zur
Erzeugung des Analogsignalform abgelegt sind,
2. einen Amplituden-Datenspeicher 62, in dem Amplituden-Datenwerte zur Beeinflussung der Amplituden der Analogsignale abgelegt sind,
3. einen Multiplikator 63 zur Multiplikation der Signal-Datenwerte mit den Amplituden-Datenwerten und
4. einen Zähler 64, der dafür sorgt, dass in einem vorbestimmten Takt Signal-Datenwerte aus dem Signal-Datenspeicher 61 ausgelesen und dem Multiplikator zugeführt werden.
Sowohl der Signal-Datenspeicher 61 als auch der Amplituden- Datenspeicher 62 können als sogenannte Nachschautabellen (Look-Up- Tables, LUT) ausgebildet sein.
Der DAC 41 weist weiterhin einen Referenzsignaleingang 44 auf, dem eine Ansteuerschaltung 45 vorgeschaltet sein kann, um ein Referenzsignal zu erzeugen. Die Ansteuerschaltung 45 kann in der noch zu beschreibenden digitalen Logikschaltung (Programmable Logic Device, PLD) 46 realisiert werden. Die digitale Logikschaltung kann als eine Feld programmierbare (Logik-)Gatter-Anordnung (Field Programmable Gate Array FPGA) ausgebildet sein.
Durch das am Referenzsignaleingang 44 eingegebene Referenzsignal kann das Ausgangssignal, also das generierte Analogsignal des DACs 41, beeinflusst werden. Dem DDS-Baustein 43 ist die digitale Logikschaltung 46 vorgeschaltet, welche ebenfalls einen als Look-Up-Table (LUT) ausgebildeten Speicher 47 aufweist. In dem Speicher 47 können
Amplituden-Datenwerte abgelegt sein, die vom Speicher 47 in den
Amplituden-Datenspeicher 62 geschrieben werden können. Zusätzlich können auch Daten zur Phasenkorrektur abgelegt sein. Die Werte, die im Speicher 47 abgelegt sind, dienen der Kompensierung von Unterschieden in den Verstärkerpfaden 31, 32 oder in nachgeschalteten Kombinierern 40. Sie können der Logikschaltungseinheit 42, insbesondere dem
Amplituden-Datenspeicher 62 übergeben werden. Die digitale
Logikschaltung 46 wird durch eine Steuereinheit 48, die insbesondere als Digitaler Signalprozessor (DSP) ausgebildet sein kann, angesteuert, die mit einer Systemsteuerung 49 über einen Datenbus 50 in Verbindung steht.
Die Steuereinheit 48, der Speicher 47 und die Logikschaltungseinheiten 42 können in einem Logikbauelement 58 realisiert werden. Das
Logikbauelement 58 kann als digitale Logikschaltung PLD, insbesondere FPGA, ausgebildet sein. Wenn auch noch die DAC 41 integriert werden, ergibt sich ein kompakter Logikbaustein 57. Die Steuereinheit 48, der Speicher 47, die DDS-Bausteine 43 und auch die DACs 41 sowie die Filter 55 und die ersten Verstärker 37 können auf einer Leiterkarte 56 realisiert werden. Die identische Leiterkarte 56 kann für eine Vielzahl
unterschiedlicher Leistungsversorgungssysteme mit unterschiedlichen Leistungen, unterschiedlichen Frequenzen und unterschiedlichen
Versorgungslasten (Laser, Plasma etc.) eingesetzt werden.
Die Ausgangsleistung des Kombinierers 40 wird über einen Richtkoppler 51 an eine Last, z.B. einen Plasmaprozess, gegeben. Durch den
Richtkoppler 51 kann die ausgegebene Leistung und eine von der Last reflektierte Leistung erfasst werden. Die Messsignalaufbereitung erfolgt mit Messmitteln 52, die mit dem Richtkoppler 51 in Verbindung stehen. Die Messmittel 52 sind wiederum mit der Systemsteuerung 49 verbunden. Somit kann über die Systemsteuerung 49 anhand der erfassten
Ausgangsleistung und der erfassten reflektierten Leistung bestimmt werden, welche Ausgangsleistung vom Kombinierer 40 erzeugt werden soll . Entsprechend dieser Vorgabe kann die Systemsteuerung 49 die Steuereinheit 48 und diese wiederum die digitale Logikschaltung 46 ansteuern.
In den Messmitteln kann eine Arcerkennung realisiert sein. Um eine schnelle Reaktion auf einen Are zu erreichen, kann die Arcerkennung, d .h. die Messmittel, unmittelbar mit dem Digital-Analog-Wandler 41,
insbesondere dessen Referenzsignaleingang 44, oder der
Ansteuerschaltung 45, in Verbindung stehen.
In dem Speicher 47 sind Digitalwerte abgespeichert, die sowohl eine Amplitudeninformation als auch eine Phasen- und ggf. auch eine
Frequenzinformation enthalten, so dass am Ausgang des DAC 41 ein Analogsignal mit einer vorgegebenen Amplitude, Frequenz- und
Phasenlage erzeugt werden kann. Dadurch ist es möglich, die
Ausgangssignale der einzelnen Verstärkerpfade 31, 32 aufeinander abzustimmen, so dass diese im Kombinierer 40 für eine verbesserte Ausgangsleistung gekoppelt werden können. Insbesondere können auf diese Art und Weise sehr einfache Kombinierer 40 ohne Verlust
erzeugende Ausgleichsimpedanzen eingesetzt werden und eine
Verlustleistung gering gehalten werden.
Durch die erfindungsgemäße Art und Weise, ein analoges Signal zu erzeugen, kann sehr schnell die Leistung im Ausgang des Kombinierers 40 beeinflusst und verändert werden. Das Leistungsversorgungssystem 20 weist weiterhin eine einstellbare Spannungsversorgung 59 auf, die wiederum mehrere
Spannungsversorgungsmodule 53a, 54a, 53b und 54b aufweist. Die Spannungsversorgungsmodule 53a, 54a, 53b, 54b und somit die
Spannungsversorgung 59 ist mit den Verstärkern 38, 39 der
Verstärkerpfade 31, 32 verbunden. Denkbar ist auch eine Verbindung mit dem Verstärker 37. Im Ausführungsbeispiel kann der Verstärker 37 mit einer konstanten Spannung betrieben werden. Insbesondere werden die Verstärker 38, 39 der Verstärkerpfade 31, 32 über die
Spannungsversorgung 59 mit einer einstellbaren Spannung versorgt.
Vorzugsweise handelt es sich um eine DC-Spannung, mit der die
Verstärker 37 - 39 versorgt werden. Am Ausgang der Verstärkerpfade 31, 32 sind Messmittel 33, 34 vorgesehen, über die die Ausgangssignale der Verstärkerpfade 31, 32 erfasst werden. Die dadurch ermittelten
Messwerte werden auf die Logikschaltung 46, rückgekoppelt, in der sich eine Regeleinheit 46a befindet. Die Regeleinheit 46a steht wiederum mit der Spannungsversorgung 59 in Verbindung. Somit kann die Spannung geregelt bzw. eingestellt werden, mit der die Verstärker 37 - 39 versorgt werden.
Die Steuereinheit 48 kann zur Festlegung eines Sollwerts für das
Hochfrequenzleistungssignal vorgesehen sein. Das kann das
Hochfrequenzleistungssignal am Ausgang der Verstärkerpfade 31, 32 sein oder auch das Hochfrequenzleistungssignal am Ausgang des Kombinierers 40. Dieser Sollwert kann der Logikschaltung 46 übergeben werden, wo dann Sollwerte für das im DAC 41 zu ermittelnde Analogsignal und für die durch die Spannungsversorgung 59 zu erzeugende Spannung ermittelt werden. Alternativ können die Sollwerte für das Analogsignal und die zu erzeugende Spannung durch die Steuereinheit 48 vorgegeben werden. Gemäß einer weiteren Alternative kann vorgesehen sein, dass ein Sollwert für die in der Spannungsversorgung 59 zu erzeugende Spannung über eine Schnittstelle 35 der Logikschaltung 46 vorgegeben wird .
In der Logikschaltung 46 kann weiterhin eine Berechnungseinheit 46b vorgesehen sein, die ausgelegt ist, aus der Vorgabe eines Sollwerts für das Hochfrequenzleistungssignal und aus der Vorgabe eines Überhangs die Sollwerte sowohl der in der Spannungsversorgung 59 zu erzeugenden Spannung als auch des von dem DAC 41 zu erzeugenden Analogsignals zu ermitteln. Alternativ kann die Berechnungseinheit 46b ausgelegt sein, aus der Vorgabe eines Sollwerts für das Hochfrequenzleistungssignal und aus der Vorgabe eines Geschwindigkeitsvorgabewerts oder eines
Effizienzvorgabewerts die Sollwerte sowohl der in der
Spannungsversorgung 59 zu erzeugenden Spannung als auch des vom DAC 41 zu erzeugenden Analogsignals zu ermitteln. Die Sollwerte und den Überhang kann die Rechnungseinheit 46b ebenfalls über die Schnittstelle 35 empfangen. Die Schnittstelle 35 kann datentechnisch mit der
Systemsteuerung 49 verbunden sein. Insbesondere kann über die
Systemsteuerung 49 vorgegeben werden, ob eine schnelle
Amplitudenregelung oder eine etwas langsamere Spannungsregelung durchgeführt werden soll . Dies soll anhand der nachfolgenden Figuren 4 und 5 erläutert werden.
In der Figur 4 ist die Vorgehensweise beschrieben, wenn die
Ausgangsleistung schnell reduziert werden muss. In einem ersten
Betriebszustand 100 wird das Leistungsversorgungssystem 20 mit einer Versorgungsspannung von beispielsweise 50 V betrieben. Die Amplitude des Eingangssignals am Eingang des Verstärkerpfades 31, 32 beträgt 100%. Die angeforderte Ausgangsleistung beträgt beispielsweise 1250W und das Leistungsversorgungssystem arbeitet bei einer Effizienz von 80%. Durch den Pfeil 101 wird angedeutet, dass nun ein Sollwertsprung der angeforderten Ausgangsleistung erfolgt. Insbesondere muss die
Ausgangsleistung schlagartig reduziert werden, beispielsweise auf einen Wert von 550W. Diese schnelle Leistungsanpassung erfolgt über die Amplitudenregelung, indem das in den Verstärkerpfaden 31, 32 erzeugte Signal schnell verändert wird. Die Versorgungsspannung der Verstärker 37 -39 bleibt im Betriebszustand 102 daher bei 50V. Die Amplitude des Eingangssignals wird auf 20% reduziert. Die Effizienz sinkt auf 55%.
Anschließend erfolgt im Betriebszustand 103 ein Nachregeln der Spannung und der Amplitude des Analogsignals, um die Effizienz wieder zu steigern. So wird im Betriebszustand 103 die Versorgungsspannung der Verstärker 37 - 39 auf 30V abgesenkt. Die Amplitude des Eingangssignals beträgt wiederum 100%. Die angeforderte Ausgangsleistung beträgt nach wie vor 150W und die Effizienz wurde wieder auf 80% gesteigert.
In der Figur 5 ist die Vorgehensweise beschrieben, wenn die
Ausgangsleistung schlagartig erhöht werden muss. Im Betriebszustand 200 wird das Leistungsversorgungssystem 20 mit einer
Versorgungsspannung von 30V betrieben. Die Amplitude des
Eingangssignals beträgt 100%. Die angeforderte Ausgangsleistung beträgt 550W und das Leistungsversorgungssystem 20 wird bei einer Effizienz von 80% betrieben. Da es bekannt ist, dass eine höhere Ausgangsleistung angefordert werden wird, wird beim Übergang vom Betriebszustand 200 auf den Betriebszustand 201 zunächst die Versorgungsspannung der Verstärker 37 - 39 auf 50V erhöht. Die Amplitude des Eingangssignals beträgt nur noch 20%. Die Ausgangsleistung bleibt bei 550W und die Effizienz sinkt auf 55%. Danach erfolgt der Sollwertsprung, was durch den Pfeil 202 angedeutet ist. Über eine schnelle Amplitudenregelung wird vom Betriebszustand 201 auf den Betriebszustand 203 übergegangen. Die Versorgungsspannung der Verstärker 37 - 39 beträgt 55V. Die Amplitude des Eingangssignals beträgt 100%, die Ausgangsleistung 1250W und das System arbeitet bei einer Effizienz von 80%. Um diesen Sollwertsprung ausführen zu können, wurde im Vorfeld für die Versorgungsspannung der Verstärker 37 - 39 ein Überhang vorgegeben, d. h. die in der
Spannungsversorgung 59 erzeugte Spannung wurde höher gewählt als der Sollwert, der eigentlich im Betriebszustand 201 notwendig gewesen wäre. Dadurch wird es aber möglich, über eine Amplitudenregelung, d.h. über die Einstellung des Analogsignals im DAC 41 eine schnelle
Amplitudenregelung durchzuführen, um dadurch sehr schnell den
Sollwertsprung auf eine höhere Ausgangsleistung durchführen zu können.
Bei einem erfindungsgemäßen Leistungsversorgungssystem werden eine Amplitudenregelung eines Hochfrequenzsignals und eine
Spannungsregelung der Versorgungsspannung eines Verstärkers, der das Hochfrequenzsignal verstärkt, kombiniert, um auch mit Lastsprüngen umgehen zu können.

Claims

Patentansprüche
1. Leistungsversorgungssystem (2, 20) mit einem ein
Hochfrequenzleistungssignal erzeugenden Leistungswandler (3, 30), der zur Versorgung eines Plasma- oder Gaslaserprozesses mit Leistung mit einer Last (6) verbindbar ist, wobei der
Leistungswandler (3, 30) zumindest einen ersten Verstärkerpfad (31, 32) mit zumindest einem Verstärker (37, 38, 39) aufweist, und dem zumindest einen Verstärkerpfad (31, 32) ein von einem Digital- Analog-Wandler (DAC) (41) aus einem Digitalsignal erzeugtes Analogsignal zugeführt ist, wobei dem DAC (41) eine
Logikschaltungseinheit (42) zur Erzeugung des dem DAC
zugeführten Digitalsignals vorgeschaltet ist, und wobei die
Logikschaltungseinheit (42)
• einen Signal-Datenspeicher (61), in dem Signal-Datenwerte zur Erzeugung einer Analogsignalform abgelegt sind,
• einen Amplituden-Datenspeicher (62), in dem Amplituden- Datenwerte zur Beeinflussung der Amplituden der Analogsignale abgelegt sind,
• einen Multiplikator (63) zur Multiplikation der Signal-Datenwerte mit den Amplituden-Datenwerten
aufweist,
dadurch gekennzeichnet, dass
eine einstellbare Spannungsversorgung (59) vorgesehen ist, die mit dem zumindest einen Verstärker (37, 38, 39) verbunden ist und diesen mit einer Spannung versorgt.
2. Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, dass eine Regeleinheit (46a) zur Regelung der Spannung vorgesehen ist, die an den Verstärker (37, 38, 39) zur Spannungsversorgung angelegt wird .
3. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsversorgung (59) als Gleichspannungsversorgung ausgestaltet ist, die den
Verstärker (37, 38, 39) mit einer DC-Leistung bzw. DC-Spannung versorgen kann.
4. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuereinheit (48) zur Festlegung eines Sollwerts für das Hochfrequenzleistungssignal vorgesehen ist und eine nachfolgende digitale Logikschaltung (46) vorgesehen ist, die ausgelegt ist die Sollwerte sowohl der in der Spannungsversorgung (59) zu erzeugenden Spannung als auch des von dem DAC (41) zu erzeugenden Analogsignals zu ermitteln.
5. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Schnittstelle (35) zur Vorgabe eines Überhangs des Sollwerts für die in der
Spannungsversorgung (59) zu erzeugende Spannung zur Amplitude des Hochfrequenzleistungssignals vorgesehen ist.
6. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Berechnungseinheit (46b) vorgesehen ist, die ausgelegt ist, aus Vorgabe eines Sollwerts für das Hochfrequenzleistungssignal und aus Vorgabe eines
Überhangs die Sollwerte sowohl der in der Spannungsversorgung (59) zu erzeugenden Spannung als auch des von dem DAC (41) zu erzeugenden Analogsignals zu ermitteln.
7. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Berechnungseinheit (46b) vorgesehen ist, die ausgelegt ist aus der Vorgabe eines Sollwerts für das Hochfrequenzleistungssignal und aus der Vorgabe eines Geschwindigkeitsvorgabewerts oder eines
Effizienzvorgabewerts die Sollwerte sowohl der in der
Spannungsversorgung (59) zu erzeugenden Spannung als auch des von dem DAC (41) zu erzeugenden Analogsignals zu ermitteln.
8. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest zwei
Verstärkerpfade (31, 32) vorgesehen sind, wobei jedem
Verstärkerpfad (31, 32) ein jeweils von einem DAC (41) aus einem Digitalsignal erzeugtes Analogsignal zugeführt ist und jedem DAC (41) eine Logikschaltungseinheit (42) vorgeschaltet ist.
9. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die
Logikschaltungseinheit (42) als eine digitale Logikschaltung ausgebildet ist.
10. Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die digitale Logikschaltung und ein oder mehrere Logikschaltungseinheiten in einem Logikbauelement integriert sind.
11. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem DAC (41) und dem Verstärkerpfad (31, 32) eine Filteranordnung (55) zur Filterung des Analogsignals vorgesehen ist.
12. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungswandler (3, 30) mehr als zwei Verstärkerpfade (31, 32) aufweist, denen jeweils ein DAC (41) zugeordnet ist, der dem jeweiligen Verstärkerpfad (31, 32) ein Analogsignal zuführt.
13. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerpfade (31, 32) mit einem Kombinierer (40) zur Kombination der in den
Verstärkerpfaden erzeugten Leistungen zu einer Gesamtleistung verbunden sind .
14. Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 13, dadurch
gekennzeichnet, dass der Kombinierer (40) als phasenlagen- schiebende Kopplereinheit, insbesondere als 90° Hybrid-Koppler, ausgestaltet ist.
15. Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 14, dadurch
gekennzeichnet, dass einer der Verstärker, insbesondere jeder Verstärker (37, 38, 39), an seinem Ausgang eine
Ausgangsimpedanz aufweist, die ungleich der Eingangsimpedanz der Kopplereinheit ist.
16. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerpfade (31, 32) Transistoren in LDMOS-Technologie aufweisen.
17. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass jedem Verstärkerpfad (31, 32) ein eigener DAC (41) mit einem zugeordneten
Logikschaltelement zugeordnet ist, wobei ein übergeordneter
Speicher, insbesondere eine Look-Up-Table vorgesehen ist, der mit den dem DAC (41) zugeordneten Logikschaltelementen verbunden ist.
18. Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 17, dadurch
gekennzeichnet, dass der übergeordnete Speicher in einer
Logikschaltung, insbesondere in einem programmierbaren
Logikbaustein (PLD), insbesondere in einem Field Programmable Gate Array (FPGA), integriert ist.
19. Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 18, dadurch
gekennzeichnet, dass eine Ansteuerschaltung für den
Referenzsignaleingang des zumindest einen DAC (41) in dem
Logikbauelement integriert ist.
20. Leistungsversorgungssystem nach einem der Ansprüche 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, dass die DACs in dem PLD bzw. FPGA integriert sind .
21. Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Messeinrichtung vorgesehen ist, die mit einer Systemsteuerung verbunden ist, die wiederum die Logikschaltung zumindest mittelbar, insbesondere über einen digitalen Prozessor oder DSP, ansteuert.
22. Verfahren zur Erzeugung einer Hochfrequenzleistung, die einer Last (6) zuführbar ist, bei dem zumindest einem Verstärkerpfad (31, 32) ein von einem Digital-Analog-Wandler (DAC) (41) aus einem Digitalsignal erzeugtes Analogsignal zugeführt und in dem Verstärkerpfad (31, 32) zu einem Hochfrequenzleistungssignal verstärkt wird, wobei das Digitalsignal erzeugt wird, indem ein in einem Signal-Datenspeicher (61) abgelegter Signal-Datenwert mit einem in einem Amplituden-Datenspeicher (62) abgelegten
Amplituden-Datenwert multipliziert wird, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Verstärker (37-39) des Verstärkerpfads (31, 32) mittels einer einstellbaren Spannung mit Leistung versorgt wird.
23. Verfahren zur Erzeugung einer Hochfrequenzleistung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass von einer Steuereinheit (48) Sollwerte für die in der Spannungsversorgung (59) zu erzeugende Spannung und für das von dem DAC (41) zu
erzeugende Analogsignal festgelegt werden.
24. Verfahren zur Erzeugung einer Hochfrequenzleistung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer Änderung des Sollwerts für das Hochfrequenzleistungssignal in einem ersten Verfahrensschritt ein Sollwert für das von dem DAC (41) zu erzeugende Analogsignal und in einem zweiten Verfahrensschritt ein Sollwert für die in der Spannungsversorgung (59) zu erzeugende Spannung festgelegt werden.
25. Verfahren zur Erzeugung einer Hochfrequenzleistung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 22 bis 24, dadurch
gekennzeichnet, dass bei einer Änderung des Sollwerts für das Hochfrequenzleistungssignal in einem ersten Verfahrensschritt ein Sollwert für die in der Spannungsversorgung (59) zu erzeugende Spannung und in einem zweiten Verfahrensschritt ein Sollwert für das von dem DAC (41) zu erzeugende Analogsignal festgelegt werden.
PCT/EP2014/077919 2013-12-18 2014-12-16 Leistungsversorgungssystem und verfahren zur erzeugung einer leistung WO2015091454A1 (de)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201480069010.9A CN105830195B (zh) 2013-12-18 2014-12-16 电源***以及用于产生功率的方法
JP2016541309A JP6655015B2 (ja) 2013-12-18 2014-12-16 電力供給システム及び電力を形成するための方法
US15/185,168 US10042407B2 (en) 2013-12-18 2016-06-17 Power supply systems and methods for generating power

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102013226511.5 2013-12-18
DE102013226511.5A DE102013226511B4 (de) 2013-12-18 2013-12-18 Leistungsversorgungssystem und Verfahren zur Erzeugung einer Leistung

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US15/185,168 Continuation US10042407B2 (en) 2013-12-18 2016-06-17 Power supply systems and methods for generating power

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2015091454A1 true WO2015091454A1 (de) 2015-06-25

Family

ID=52144679

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2014/077919 WO2015091454A1 (de) 2013-12-18 2014-12-16 Leistungsversorgungssystem und verfahren zur erzeugung einer leistung

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10042407B2 (de)
JP (1) JP6655015B2 (de)
CN (1) CN105830195B (de)
DE (1) DE102013226511B4 (de)
WO (1) WO2015091454A1 (de)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10026593B2 (en) 2013-12-18 2018-07-17 Trumpf Huettinger Gmbh + Co. Kg Power supply systems and methods for generating power with multiple amplifier paths
US10042407B2 (en) 2013-12-18 2018-08-07 Trumpf Huettinger Gmbh + Co. Kg Power supply systems and methods for generating power

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102015212149A1 (de) 2015-06-30 2017-01-05 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Leistungsversorgungssystem und Verfahren zur Einstellung einer Ausgangsgröße der Verstärkerstufe eines Leistungsversorgungssystems
DE102015212247A1 (de) * 2015-06-30 2017-01-05 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Hochfrequenzverstärkeranordnung
DE102016220349A1 (de) 2016-10-18 2018-04-19 Trumpf Schweiz Ag Hochfrequenztreiberschaltung für eine akustooptische Komponente und Verfahren zum Betrieb einer HF-Treiberschaltung
DE102017206132B3 (de) * 2017-04-10 2018-07-12 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Verfahren zur Erzeugung einer Hochfrequenzleistung mit einer vorgegebenen Frequenz und Leistungswandler
CN107944179A (zh) * 2017-12-07 2018-04-20 中国航空工业集团公司西安航空计算技术研究所 一种机载计算机电源***稳定性设计方法
US10840063B2 (en) 2018-04-20 2020-11-17 Advanced Energy Industries, Inc. System and method for control of high efficiency generator source impedance
US10555412B2 (en) 2018-05-10 2020-02-04 Applied Materials, Inc. Method of controlling ion energy distribution using a pulse generator with a current-return output stage
US11476145B2 (en) 2018-11-20 2022-10-18 Applied Materials, Inc. Automatic ESC bias compensation when using pulsed DC bias
CN113169026B (zh) 2019-01-22 2024-04-26 应用材料公司 用于控制脉冲电压波形的反馈回路
US11508554B2 (en) 2019-01-24 2022-11-22 Applied Materials, Inc. High voltage filter assembly
JP7383533B2 (ja) * 2020-03-16 2023-11-20 株式会社京三製作所 高周波電源装置及びその出力制御方法
US11462389B2 (en) 2020-07-31 2022-10-04 Applied Materials, Inc. Pulsed-voltage hardware assembly for use in a plasma processing system
US11901157B2 (en) 2020-11-16 2024-02-13 Applied Materials, Inc. Apparatus and methods for controlling ion energy distribution
US11798790B2 (en) 2020-11-16 2023-10-24 Applied Materials, Inc. Apparatus and methods for controlling ion energy distribution
JP6928407B1 (ja) * 2021-03-15 2021-09-01 株式会社アドテックプラズマテクノロジー 出力する高周波電力の経時変化パターンを任意に設定可能な高周波電源
US11495470B1 (en) 2021-04-16 2022-11-08 Applied Materials, Inc. Method of enhancing etching selectivity using a pulsed plasma
US11948780B2 (en) 2021-05-12 2024-04-02 Applied Materials, Inc. Automatic electrostatic chuck bias compensation during plasma processing
US11791138B2 (en) 2021-05-12 2023-10-17 Applied Materials, Inc. Automatic electrostatic chuck bias compensation during plasma processing
US11967483B2 (en) 2021-06-02 2024-04-23 Applied Materials, Inc. Plasma excitation with ion energy control
US20220399185A1 (en) 2021-06-09 2022-12-15 Applied Materials, Inc. Plasma chamber and chamber component cleaning methods
US11810760B2 (en) 2021-06-16 2023-11-07 Applied Materials, Inc. Apparatus and method of ion current compensation
US11569066B2 (en) 2021-06-23 2023-01-31 Applied Materials, Inc. Pulsed voltage source for plasma processing applications
US11476090B1 (en) 2021-08-24 2022-10-18 Applied Materials, Inc. Voltage pulse time-domain multiplexing
CN113849030B (zh) * 2021-09-26 2022-10-18 江苏中普科技有限公司 功率放大器功耗自适应装置及其方法
US11694876B2 (en) 2021-12-08 2023-07-04 Applied Materials, Inc. Apparatus and method for delivering a plurality of waveform signals during plasma processing
US11972924B2 (en) 2022-06-08 2024-04-30 Applied Materials, Inc. Pulsed voltage source for plasma processing applications

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE9210382U1 (de) * 1992-08-04 1992-09-24 Magtron Magneto Elektronische Geraete Gmbh, 7583 Ottersweier Schaltungsanordnung für ein Stromversorgungsgerät für Geräte und Anlagen der Plasma- und Oberflächentechnik
EP1783904A1 (de) * 2005-10-17 2007-05-09 HÜTTINGER Elektronik GmbH + Co. KG HF-Plasmaversorgungseinrichtung
WO2009012974A1 (de) * 2007-07-23 2009-01-29 Hüttinger Elektronik Gmbh + Co. Kg Verfahren zum schutz von hochfrequenzverstärkern einer plasmaversorgungseinrichtung und plasmaversorgungseinrichtung
US20100194476A1 (en) * 2009-02-05 2010-08-05 Quantance, Inc. Amplifier compression adjustment circuit
DE102012223662A1 (de) * 2012-12-18 2014-06-18 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Verfahren zur Erzeugung einer Hochfrequenzleistung und Leistungsversorgungssystem mit einem Leistungswandler zur Versorgung einer Last mit Leistung

Family Cites Families (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0440283A3 (en) * 1990-01-31 1992-11-19 Philips Patentverwaltung Gmbh Multiple channel sine synthesizer
US5187677A (en) * 1991-08-23 1993-02-16 Hewlett-Packard Company Waveform synthesizer through simulating multiplication
JPH07273555A (ja) * 1994-03-25 1995-10-20 Advantest Corp 任意波形発生器
US5712592A (en) 1995-03-06 1998-01-27 Applied Materials, Inc. RF plasma power supply combining technique for increased stability
DE10052004C1 (de) 2000-10-20 2002-02-28 Infineon Technologies Ag Vertikaler Feldeffekttransistor mit Kompensationszonen und Anschlüssen an einer Seite eines Halbleiterkörpers
US6649975B2 (en) 2000-11-16 2003-11-18 Silicon Semiconductor Corporation Vertical power devices having trench-based electrodes therein
US6703808B1 (en) 2001-10-31 2004-03-09 Dana Corporation Active power limiting for starter/alternator in the generation mode
JP2003229729A (ja) * 2002-02-04 2003-08-15 Shimadzu Corp Ｉｃｐ高周波電源
US6703080B2 (en) 2002-05-20 2004-03-09 Eni Technology, Inc. Method and apparatus for VHF plasma processing with load mismatch reliability and stability
DE102004024805B4 (de) 2004-05-17 2015-11-12 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Verfahren und Regelanordnung zur Regelung der Ausgangsleistung einer HF-Verstärkeranordnung
DE602006014812D1 (de) 2005-04-05 2010-07-22 Allergan Inc Lostridientoxinaktivität
KR100799175B1 (ko) * 2006-04-21 2008-02-01 주식회사 뉴파워 프라즈마 플라즈마 프로세싱 시스템 및 그 제어 방법
US7570931B2 (en) * 2006-06-02 2009-08-04 Crestcom, Inc. RF transmitter with variably biased RF power amplifier and method therefor
US7795817B2 (en) * 2006-11-24 2010-09-14 Huettinger Elektronik Gmbh + Co. Kg Controlled plasma power supply
US7872523B2 (en) 2008-07-01 2011-01-18 Mks Instruments, Inc. Radio frequency (RF) envelope pulsing using phase switching of switch-mode power amplifiers
US7782133B2 (en) 2008-09-03 2010-08-24 Infineon Technologies Ag Power amplifier with output power control
FR2947411B1 (fr) 2009-06-30 2015-02-13 Thales Sa Generateur d'un signal radiofrequence module de forte puissance, procede de calibration du generateur et systeme d'imagerie par resonance magnetique
EP2544366A1 (de) * 2010-03-04 2013-01-09 Mitsubishi Electric Corporation Sendermodul und phasengesteuerte antennenvorrichtung
DE102010002754B4 (de) 2010-03-11 2012-07-12 Hüttinger Elektronik Gmbh + Co. Kg Plasmaversorgungsanordnung mit Quadraturkoppler
JP5565086B2 (ja) 2010-05-14 2014-08-06 日本電気株式会社 送信装置および送信装置の制御方法
WO2012023624A1 (ja) 2010-08-15 2012-02-23 フォーダン株式会社 包絡線追跡型電源を用いたシレー電力増幅方法および送信機
JP5614273B2 (ja) 2010-12-21 2014-10-29 富士通株式会社 増幅装置
US8624760B2 (en) * 2011-02-07 2014-01-07 Rf Micro Devices, Inc. Apparatuses and methods for rate conversion and fractional delay calculation using a coefficient look up table
DE102011076404B4 (de) 2011-05-24 2014-06-26 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Verfahren zur Impedanzanpassung der Ausgangsimpedanz einer Hochfrequenzleistungsversorgungsanordnung an die Impedanz einer Plasmalast und Hochfrequenzleistungsversorgungsanordnung
DE102011055624A1 (de) * 2011-11-23 2013-05-23 Dritte Patentportfolio Beteiligungsgesellschaft Mbh & Co.Kg HF-System
US8680615B2 (en) 2011-12-13 2014-03-25 Freescale Semiconductor, Inc. Customized shield plate for a field effect transistor
DE102012200702B3 (de) 2012-01-19 2013-06-27 Hüttinger Elektronik Gmbh + Co. Kg Verfahren zum Phasenabgleich mehrerer HF-Leistungserzeugungseinheiten eines HF-Leistungsversorgungssystems und HF-Leistungsversorgungssystem
KR101350731B1 (ko) 2012-02-24 2014-01-13 한국과학기술원 이중 스위칭증폭기를 이용한 효율 향상된 포락선 증폭기 및 그 설계방법
US8718579B2 (en) 2012-03-04 2014-05-06 Quantance, Inc. Envelope tracking power amplifier system with delay calibration
US9030255B2 (en) 2012-03-19 2015-05-12 Auriga Measurement Systems, LLC Linearization circuit and related techniques
US9735293B2 (en) 2012-03-30 2017-08-15 Kyocera Corporation Solar cell element
EP2665187B1 (de) 2012-05-14 2016-07-20 Ampleon Netherlands B.V. Elektronische Vorrichtung mit RF-LDMOS-Transistor mit verbesserter Robustheit
US9761700B2 (en) 2012-06-28 2017-09-12 Skyworks Solutions, Inc. Bipolar transistor on high-resistivity substrate
EP2932350A4 (de) 2012-12-14 2016-10-19 Omarco Network Solutions Ltd Verbesserungen im zusammenhang mit dokumentinteraktion und feedback
CN104871430B (zh) * 2012-12-18 2018-01-12 通快许廷格两合公司 用于产生高频功率的方法和具有用于给负载供送功率的功率转换器的功率供送***
WO2014094738A2 (de) 2012-12-18 2014-06-26 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Arclöschverfahren und leistungsversorgungssystem mit einem leistungswandler
DE102013226511B4 (de) 2013-12-18 2016-12-15 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Leistungsversorgungssystem und Verfahren zur Erzeugung einer Leistung
DE102013226537B4 (de) 2013-12-18 2022-12-29 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Leistungsversorgungssystem mit mehreren Verstärkerpfaden sowie Verfahren zur Anregung eines Plasmas
US10049857B2 (en) 2014-12-04 2018-08-14 Mks Instruments, Inc. Adaptive periodic waveform controller
US9571135B2 (en) 2015-03-20 2017-02-14 Intel IP Corporation Adjusting power amplifier stimuli based on output signals

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE9210382U1 (de) * 1992-08-04 1992-09-24 Magtron Magneto Elektronische Geraete Gmbh, 7583 Ottersweier Schaltungsanordnung für ein Stromversorgungsgerät für Geräte und Anlagen der Plasma- und Oberflächentechnik
EP1783904A1 (de) * 2005-10-17 2007-05-09 HÜTTINGER Elektronik GmbH + Co. KG HF-Plasmaversorgungseinrichtung
WO2009012974A1 (de) * 2007-07-23 2009-01-29 Hüttinger Elektronik Gmbh + Co. Kg Verfahren zum schutz von hochfrequenzverstärkern einer plasmaversorgungseinrichtung und plasmaversorgungseinrichtung
US20100194476A1 (en) * 2009-02-05 2010-08-05 Quantance, Inc. Amplifier compression adjustment circuit
DE102012223662A1 (de) * 2012-12-18 2014-06-18 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Verfahren zur Erzeugung einer Hochfrequenzleistung und Leistungsversorgungssystem mit einem Leistungswandler zur Versorgung einer Last mit Leistung

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10026593B2 (en) 2013-12-18 2018-07-17 Trumpf Huettinger Gmbh + Co. Kg Power supply systems and methods for generating power with multiple amplifier paths
US10042407B2 (en) 2013-12-18 2018-08-07 Trumpf Huettinger Gmbh + Co. Kg Power supply systems and methods for generating power
US10354839B2 (en) 2013-12-18 2019-07-16 Trumpf Huettinger Gmbh + Co. Kg Power supply systems and methods for generating power with multiple amplifier paths

Also Published As

Publication number Publication date
CN105830195B (zh) 2019-05-07
CN105830195A (zh) 2016-08-03
JP6655015B2 (ja) 2020-02-26
DE102013226511B4 (de) 2016-12-15
US10042407B2 (en) 2018-08-07
US20160299548A1 (en) 2016-10-13
JP2017512355A (ja) 2017-05-18
DE102013226511A1 (de) 2015-06-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102013226511B4 (de) Leistungsversorgungssystem und Verfahren zur Erzeugung einer Leistung
EP2936541B1 (de) Verfahren zur erzeugung einer hochfrequenzleistung und leistungsversorgungssystem mit einem leistungswandler zur versorgung einer last mit leistung
DE102004024805B4 (de) Verfahren und Regelanordnung zur Regelung der Ausgangsleistung einer HF-Verstärkeranordnung
DE112008000095B4 (de) Verfahren zum Schutz von Hochfrequenzverstärkern einer Plasmaversorgungseinrichtung und Plasmaversorgungseinrichtung
DE10211609B4 (de) Verfahren und Leistungsverstärker zur Erzeugung von sinusförmigen Hochfrequenzsignalen zum Betreiben einer Last
EP1783904B1 (de) HF-Plasmaversorgungseinrichtung
DE102009022321B4 (de) Strategie zur Verwendung der Hüllkurveninformationen innerhalb eines Leistungssteuersystems mit geschlossener Schleife
WO2015091468A1 (de) Leistungsversorgungssystem mit mehreren verstärkerpfaden sowie verfahren zur anregung eines plasmas
EP2166319B1 (de) Variable Sendeleistung für die Füllstandmessung
DE2852943A1 (de) Anordnung mit einem verzoegerungsbehafteten halbleiterschalter
DE10257147A1 (de) Leistungsversorgungsvorrichtung zum Erzeugen von Plasma
DE2519845C3 (de) Schaltungsanordnung zur Zusammenführung von Hochfrequenzleistungsanteilen
DE102012223662B4 (de) Verfahren zur Erzeugung einer Hochfrequenzleistung und Leistungsversorgungssystem mit einem Leistungswandler zur Versorgung einer Last mit Leistung
DE102005008372A1 (de) Steuerbarer Verstärker und dessen Verwendung
EP1418670A1 (de) Leistungsregelung für Hochfrequenzverstärker
DE69833143T2 (de) Senderverstärkungsregler
WO2023194535A1 (de) Verfahren zur versorgung eines lasers oder plasmas mit leistung und plasma- oder lasersystem
DE102008022950A1 (de) Verstärkeranordnung mit mehreren Betriebsarten und Verfahren zum Steuern einer Verstärkeranordnung
DE102012200702B3 (de) Verfahren zum Phasenabgleich mehrerer HF-Leistungserzeugungseinheiten eines HF-Leistungsversorgungssystems und HF-Leistungsversorgungssystem
DE102012223657B3 (de) Leistungsversorgungssystem und Verfahren zur Erzeugung einer Leistung
DE10133509C2 (de) Übertragung von Daten über das Stromversorgungsnetz
EP0692757A2 (de) Schaltungsanordnung zum Liefern von Speisespannungen
DE202012013578U1 (de) Leistungsversorgungssystem mit einem Leistungswandler zur Versorgung einer Last mit Leistung
DE10301501B4 (de) Schaltungsanordnung und Verfahren zur Erzeugung eines Pulsweiten-modulierten Signals
DE102004023750B4 (de) Verfahren zum Betreiben eines Gaslasers mit einer getakteten Hochfrequenzspannung und nach diesem Verfahren betriebener Gaslaser

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14816215

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2016541309

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 14816215

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1