JP5565086B2 - 送信装置および送信装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は送信装置および送信装置の制御方法に関し、特に送信装置が備える電力増幅器を反射波から保護することが可能な送信装置および送信装置の制御方法に関する。

無線システム等に用いられる送信装置は、高周波・高出力の電力増幅器を備える。この電力増幅器は、例えば電力増幅器の出力側に設けられたフィルタ等の回路から反射波が逆流することで破壊されるおそれがある。このような問題を解決する背景技術として下記のような技術がある。

第１の技術として、電力増幅器の出力側における不整合により生じる反射波やリターンロス（電圧定在波比）を電力増幅器の出力側において検出し、その検出結果が許容以上となった場合に、保護回路を用いて反射波が逆流し電力増幅器が破壊されることを防止する技術がある（特許文献１乃至４参照）。

第２の技術として、送信装置の送信周波数が所定の帯域内であるかを直接検出し、送信周波数が所定の帯域外となった場合に、電力増幅器の電源を遮断等することで電力増幅器が破壊されることを防止する技術がある（特許文献５および６参照）。

まず、上記第１の技術として特許文献１乃至４に開示されている技術について説明する。図９は特許文献１に開示されている電力増幅器の保護回路を示す回路図である。図９に示す電力増幅器の保護回路では、電力増幅器１０２の出力側に方向性結合器１０４を設け、負荷からの反射波電力の増大を方向性結合器１０４を介して電力検出器（検波器）１０６で検出している。そして、電力検出器１０６の検出信号を電源電圧制御回路１０９に与えることにより、電力増幅器１０２へ供給する電源電圧を徐々に低下させている。これにより、電力増幅器１０２が破壊条件に近づくにつれて電力増幅器１０２へ与える電源電圧を徐々に降下させることができる。よって、負荷変動等の電力増幅器の使用条件の変化によって電力増幅器１０２が破壊されることを防止できる。

また、特許文献２に開示されている送信回路では、電力増幅器とアンテナとの間に方向性結合器を設けている。そして、この方向性結合器を用いてアンテナ側から電力増幅器側に反射する反射波を検出し、反射波のレベルが所定値以上の場合に電力増幅器に印加している電源電圧の供給を遮断している。これにより、高価なアイソレータを使用することなく、反射波による電力増幅器の破壊を防止することができる。

また、特許文献３に開示されている送信回路では、送信信号が入力される電力増幅器と送信アンテナとの間にアイソレータを介挿し、アイソレータの入力側及び出力側間にバイパス路形成部を設け、送信アンテナで反射される反射電力を電力監視回路で監視している。反射電力が反射電力基準値以下であるときには、バイパス路制御回路でバイパス路形成部（スイッチ）を閉じてアイソレータをシャントし、反射電力が反射電力基準値を超えたときには、バイパス路形成部（スイッチ）を開いてアイソレータを電力増幅器と送信アンテナとの間に介挿している。

また、特許文献４に開示されている電力増幅器は、高周波信号を電力増幅する電力増幅部と、電力増幅部からアンテナに送出される電力の一部を取り出す結合部と、取り出した電力を電力増幅部の制御に利用する増幅制御部を備える。そして、結合部に進行波と反射波それぞれを結合する結合器を有し、結合器より得られる進行波電力と反射波電力から算出される電圧定在波比を用いて、送信電力増幅器または送信緩衝増幅器の送信出力を減衰または遮断している。

次に、上記第２の技術として特許文献５および６に開示されている技術について説明する。図１０は特許文献５に開示されているマイクロ波増幅装置を示すブロック図である。図１０に示すマイクロ波増幅装置は、増幅回路２０１、２０２、電源２０４、マイクロ波伝送ライン２０６、帯域外信号検出回路２０７、２０８、制御回路２０９を備える。図１０に示すマイクロ波増幅装置では、制御回路２０９を用いて制御信号２０５に応じて増幅回路２０１、２０２を制御し、増幅回路２０１、２０２はその動作周波数帯域でインピーダンス変換をする。そして、この動作周波数帯域外のマイクロ波が入力された際に、これを帯域外信号検出回路２０７、２０８を用いて検出し、制御回路２０９は増幅回路２０１、２０２の動作を停止させる。

また、特許文献６には送信出力制御方式に関する技術が開示されている。特許文献６にかかる無線装置は、中間周波数信号を無線周波数信号に変換する周波数変換手段と、無線周波数信号を増幅して送信信号を生じる増幅手段と、増幅手段の電源電圧を生成する増幅手段用電源と、を備える。更に、周波数変換手段の局部発振信号を周波数安定化して生成すると共に局部発振信号の周波数異常を検出する局部発振手段と、装置内構成要素に電源を供給する装置電源手段と、装置電源の出力を検出する装置電源出力検出手段と、周波数異常及び装置電源の出力異常の少なくとも一方を検出すると、増幅手段用電源を電圧低下又は遮断する送信出力制御手段と、を備える。

一方、特許文献７には局部発振器の異常による不要波の送出を防止する送信装置に関する技術が開示されている。図１１は、特許文献７に開示されている送信装置を示すブロック図である。特許文献７にかかる送信装置は、周波数変換器（ＭＩＸ）３０１と、局部発振器３０２と、制御部（ＣＯＮＴ）３０３と、切替器（ＳＷ）３０４とを含む。周波数変換器（ＭＩＸ）３０１は、入力信号ＩＦと局部発振信号ＬＯとを混合して周波数変換した高周波信号ＲＦを出力する。局部発振器３０２は、局部発振信号を出力する。切替器（ＳＷ）３０４は、周波数変換器３０１と局部発振器３０２との間に設けられ、局部発振信号ＬＯが周波数変換器３０１に供給されるのを遮断する。制御部（ＣＯＮＴ）３０３は、局部発振器３０２の異常を検出した時に、切替器３０４を制御して、周波数変換器３０１に入力する局部発振信号を遮断する。

特開２００５−１９１７９１号公報 特開２０００−３４１１４５号公報 特開２００５−０５１３４９号公報 特開平１１−２８４５２２号公報 特開平０６−１５２２６５号公報 特開２００１−１６８７４０号公報 特開平１１−２５１９３５号公報

背景技術で説明した技術では、反射波が逆流し電力増幅器が破壊されることを防止するために、電力増幅器に供給される電源を遮断したり、また電力増幅器に供給される電力を低減したりしている。このとき、電源回路から電力増幅器への電流パスの時定数が大きいと、反射波が急激に変化した場合に、電力増幅器に供給される電源の遮断や、電力増幅器に供給される電力の低減が間に合わず、電力増幅器を保護できないという問題があった。

上記課題に鑑みて本発明の目的は、反射波から電力増幅器を適切に保護することが可能な送信装置および送信装置の制御方法を提供することである。

本発明にかかる送信装置は、ベースバンド信号を生成するベースバンド信号発生器と、局部発振周波数を発振する局部発振器と、前記ベースバンド信号に前記局部発振周波数を有する搬送波信号を乗じることで変調信号を生成する変調器と、前記変調信号を増幅する電力増幅器と、前記局部発振器で設定可能もしくは出現可能な周波数帯域より狭い通過帯域幅を持ち、前記増幅された変調信号に付随して発生する不要成分の少なくとも一部を除去するフィルタと、前記局部発振周波数が所定の帯域外であることを判定する周波数帯域内外判定器と、を備え、前記周波数帯域内外判定器において前記局部発振周波数が所定の帯域外であると判定された場合、前記ベースバンド信号発生器または前記局部発振器を制御して前記変調信号を低減させる。

本発明にかかる、ベースバンド信号を生成するベースバンド信号発生器と、局部発振周波数を発振する局部発振器と、前記ベースバンド信号に前記局部発振周波数を有する搬送波信号を乗じることで変調信号を生成する変調器と、前記変調信号を増幅する電力増幅器と、前記局部発振器で設定可能もしくは出現可能な周波数帯域より狭い通過帯域幅を持ち、前記増幅された変調信号に付随して発生する不要成分の少なくとも一部を除去するフィルタと、を備える送信装置の制御方法は、前記局部発振周波数が所定の帯域外である場合、前記変調信号が低減するように前記ベースバンド信号発生器または前記局部発振器を制御する。

本発明により、反射波から電力増幅器を適切に保護することが可能な送信装置および送信装置の制御方法を提供することができる。

実施の形態１にかかる送信装置を示すブロック図である。 実施の形態２にかかる送信装置を示すブロック図である。 実施の形態２にかかる送信装置においてＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲内にあるか否かを判定する第１の手法を説明するためのタイミングチャートである。 実施の形態２にかかる送信装置においてＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲内にあるか否かを判定する第２の手法を説明するためのタイミングチャートである。 実施の形態２にかかる送信装置の動作を説明するための図である。（ａ）は、ベースバンド信号発生器と変調器の詳細な構成を説明するためのブロック図である。（ｂ）は、ＬＯリークを説明するための図である。 実施の形態２にかかる送信装置の動作を説明するための図である。（ａ）は、ベースバンド信号発生器と変調器の詳細な構成を説明するためのブロック図である。（ｂ）は、通常変調時のスペクトル（右側）と、ＬＯ周波数を隣接チャネルに設定した上でベースバンド信号による変調をかけない場合のＬＯリーク出力（左側）の例を示す図である。 実施の形態２にかかる送信装置の動作を説明するための図である。（ａ）は、変調器から出力される主変調成分（Ｓｕｂ Ｃａｒｒｉｅｒ １）、ＬＯリーク、Ｉｍａｇｅ、ＩＭ３を示す図である。（ｂ）は、Ｓｉｎ／Ｃｏｓ変調時に変調器から出力される信号（Ｓｕｂ Ｃａｒｒｉｅｒ １、ＬＯリーク、Ｉｍａｇｅ、ＩＭ３等の合成信号に相当）のＩ／Ｑ平面上でのリサージュを示す図である。 実施の形態３にかかる送信装置を示すブロック図である。 特許文献１に開示されている電力増幅器の保護回路を示す回路図である。 特許文献５に開示されているマイクロ波増幅装置を示すブロック図である。 特許文献７に開示されている送信装置を示すブロック図である。

実施の形態１
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１は、実施の形態１にかかる送信装置を示すブロック図である。図１に示す送信装置は、ベースバンド信号発生器２、変調器３、電力増幅器４、フィルタ５、アンテナ６、局部発振器７、および周波数帯域内外判定器１６を有する。

ベースバンド信号発生器２は、送信信号であるベースバンド信号を生成する。ここで送信信号は、例えば音声やデータといった送信すべき信号である。ベースバンド信号は、無線通信システムが用いる変調方式に適合した信号波形の信号である。例えば、ベースバンド信号発生器２は、ＣＤＭＡ（符号分割多重）方式を用いる場合には、送信すべき信号に拡散符号を乗じ、ＯＦＤＭ（直交周波数多重）方式を用いる場合には、逆ＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）を行う。本実施の形態では、ベースバンド信号は同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）を有する。

局部発振器７は局部発振周波数を発振する。そして、変調器３はベースバンド信号発生器２が出力したベースバンド信号のＩ成分とＱ成分を入力し、このベースバンド信号に局部発振周波数であるＬＯ信号（搬送波信号）５３を乗じることで変調信号５１を生成する。

変調器３で生成された変調信号５１は電力増幅器４に供給される。電力増幅器４は、変調信号５１を増幅し、増幅された変調信号５２をフィルタ５へ出力する。フィルタ５は、局部発振器７で設定可能もしくは出現可能な周波数帯域より狭い通過帯域幅を持ち、増幅された変調信号に付随して発生する不要成分の少なくとも一部を除去する。フィルタ５から出力された信号はアンテナ６に送られ、アンテナ６から送信される。

また、周波数帯域内外判定器１６は、局部発振器７で発振される局部発振周波数が所定の帯域内であるか否かを判定する。そして、周波数帯域内外判定器１６は、局部発振周波数が所定の帯域内であるか否かに応じて、ベースバンド信号発生器２を制御するベースバンド信号発生器制御信号５４を生成し、この信号をベースバンド信号発生器２に出力する。

例えば、局部発振器７で発振される局部発振周波数が所定の帯域内である場合、ベースバンド信号発生器２は、送信信号に応じたベースバンド信号を生成する。一方、局部発振器７で発振される局部発振周波数が所定の帯域外である場合、ベースバンド信号発生器２は変調信号５１が低減するようにベースバンド信号を調整する。

また、本実施の形態にかかる送信装置では、周波数帯域内外判定器１６において局部発振周波数が所定の帯域外であると判定された場合、局部発振器７を制御する（例えば、電源をオフにする）ことで変調信号５１を低減させてもよい。このとき、周波数帯域内外判定器１６は、局部発振器７に対してこのような制御を実施するような局部発振器制御信号５５を出力する。

なお、本実施の形態にかかる送信装置では、局部発振周波数が所定の帯域外になった場合、上記ベースバンド信号発生器２の制御に加えて、上記局部発振器７の制御を実施してもよく、また、局部発振器７の制御のみで（つまり、ベースバンド信号発生器２を用いずに）変調信号５１を低減させてもよい。

また、ベースバンド信号がＩ成分とＱ成分を有する場合、周波数帯域内外判定器１６において局部発振周波数が所定の帯域外であると判定された際に、ベースバンド信号発生器２はベースバンド信号のＩ成分とＱ成分をそれぞれゼロにしてもよい。

このように、本実施の形態にかかる送信装置では、局部発振器７で発振される局部発振周波数が所定の帯域外となった場合、変調信号５１が低減するようにベースバンド信号発生器２または局部発振器７を制御することで、電力増幅器４を保護することができる。つまり、上記のようにベースバンド信号発生器２または局部発振器７を制御することで、変調信号５１が低減されるので、局部発振周波数が所定の帯域外となった場合に電力増幅器４の出力側に発生する反射波を低減できる。

特に本実施の形態にかかる送信装置では、ベースバンド信号発生器２を制御することで、局部発振周波数が所定の帯域外となってから変調信号５１を低減するまでの時間を短くすることができる。

また、変調器３は、局部発振周波数のクロック信号（つまり、ＬＯ信号５３）に従い動作すると共に、ベースバンド信号をデジタル−アナログ変換するデジタル−アナログ変換器を更に備えていてもよい。そして、周波数帯域内外判定器１６において局部発振周波数が所定の帯域外であると判定された際に、局部発振器７がデジタル−アナログ変換器に供給するクロックを停止することで変調信号５１を低減させてもよい。

以上で説明した本実施の形態にかかる送信装置により、反射波から電力増幅器を適切に保護することが可能な送信装置を提供することができる。また、同時に指定周波数チャネル外への不要スプリアス輻射を抑えることもできる。

実施の形態２
次に、本発明の実施の形態２について説明する。図２は本実施の形態にかかる送信装置を示すブロック図である。図２に示す送信装置は、ＭＡＣ（Media Access Control）処理部１、ベースバンド信号発生器２、変調器３、電力増幅器４、フィルタ５、アンテナ６、局部発振器７、周波数設定回路１４、周波数カウンタ１５、周波数帯域内外判定器１６、増幅器利得・電源制御回路１７を備える。

ＭＡＣ処理部１は、無線通信におけるアクセス制御を行う。例えば、ＭＡＣ処理部１は、送信データに制御情報を付加し送信信号６３を出力する。また、ＭＡＣ処理部１はＲＦ送信信号・チャネル周波数制御指令６１を周波数設定制御器１４に出力し、ＲＦ周波数帯域情報（フィルタ５のＲＦ周波数帯域情報）６２を周波数帯域内外判定器１６に出力する。

ベースバンド信号発生器２は、ＭＡＣ処理部１から出力された送信信号６３に基づきベースバンド信号を生成する。つまり、ベースバンド信号発生器２は、ＰＳＫ（Phase-Shift Keying）／ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の１次変調、及びＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）／ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）等の２次変調を行う。また、ベースバンド信号発生器２は、受信機側の誤り訂正のためにＭＡＣ１からの情報ビットに対して符号化・スクランブリング等を行う。

そして、例えばＣＤＭＡシステムの場合はＰＳＫ／ＱＡＭ等の１次変調後、拡散符号による２次変調（拡散変調）を行う。また、ＯＦＤＭシステムの場合は、ＰＳＫ／ＱＡＭ等の１次変調で情報ビットを複数のサブキャリア群に分散・格納し、その後ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を施し時間信号へ変換する。更に、シンボル間干渉を防止するために、ガードインターバルの複製の添付もしくはゼロパディング処理を実施する。なお、１次変調または２次変調後の複素ベースバンド信号は、Ｉ／Ｑ直交ベースバンド表現に分解した後に変調器３へ出力される。

変調器３は、例えばダイレクトコンバージョンの場合、Ｉ／Ｑベースバンド信号それぞれに、ＲＦ帯変調信号の中心周波数を備えたＬＯ（Local Oscillator）信号５３（互いに位相が９０°直交するサイン波・コサイン波）を各々乗算し混合することで、変調信号５１を生成する。

電力増幅器４は、変調器３から出力された変調信号５１を送信レベルまで増幅する。また、フィルタ５は、局部発振器７で設定可能もしくは出現可能な周波数帯域より狭い通過帯域幅を持ち、増幅された変調信号５２に付随して発生する不要成分の少なくとも一部を除去する。ここで不要成分とは、帯域外領域におけるスプリアス発射等である。フィルタ５は、ＢＰＦ（Band-pass filter）やＬＰＦ（Low-pass filter）等で構成されている（受信系結合のため、ＤＵＰで構成される場合もある）。フィルタ５から出力された信号はアンテナ６に送られ、アンテナ６から空間に電波が放射される。

局部発振器７はＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を備えている。局部発振器７は、基準信号発生器１２、分周器（１／Ｒ）１３、分周器（１／Ｍ）１８、位相比較器１０、ＬＰＦ１１、電圧制御発振器（ＶＣＯ）８、および分周器（１／Ｎ）９を有する。

位相比較器１０は、ＶＣＯ８から出力されたＬＯ信号５３を分周器９で分周した被制御対象の比較信号７１と、基準信号発生器１２から出力された信号を分周器１３で分周した基準信号７２とを入力し、これらの信号の位相を比較している。位相比較器１０は、比較信号７１と基準信号７２の排他的論理和（Exclusive Or）をとるなどして、比較信号７１と基準信号７２の位相差に応じた矩形電圧信号を生成する。そして、この矩形電圧信号に基づき、位相比較器１０の出力部に設けられたチャージポンプ回路（不図示）のシンク／ソース電流源を駆動することで、チャージポンプ回路は位相差に応じた電流７３をＬＰＦ１１へ出力する。

そして、チャージポンプ回路から出力された電流７３は、ＬＰＦ１１で電流−電圧変換されると共に平滑化されて制御信号７４が生成される。制御信号７４はＶＣＯ８に供給される。このとき、制御信号７４はＶＣＯ８に帰還されるので、ＰＬＬ回路は閉じた系となる。

つまり、位相比較器１０は比較信号７１と基準信号７２の位相を比較し、これらの位相差に基づき位相比較器１０の出力側に設けたチャージポンプ回路から、位相差に応じた期間、電流を流出または流入させる。ここで、比較信号７１はＶＣＯ８のＬＯ信号５３を分周器９で位相比較周波数（基準信号発生器１２の周波数／分周器１３の分周数）周辺へと分周した被制御対象となる信号である。また、基準信号７２は、基準信号発生器１２の信号を分周器１３で分周した固有の位相比較周波数を有する信号である。

次に、本実施の形態にかかる送信装置において、送信信号６３のチャネル周波数を設定する場合について説明する。
ＭＡＣ処理部１から周波数設定制御器１４にＲＦ送信信号・チャネル周波数制御指令６１が送られると、周波数設定制御器１４において局部発振器７のＬＯ周波数（つまり、ＬＯ信号５３の周波数。また、本実施の形態ではＲＦセンター周波数。）に応じた分周器９の分周数が決定される。ここで、周波数設定制御器１４は、例えばＭＡＣ処理部１の内部に設けられていてもよい。周波数設定制御器１４で決定された分周数情報６４は、局部発振器７の分周器９と周波数帯域内外判定器１６に出力される。そして、以下の式（１）を満たすようにＶＣＯ８の出力周波数が収束し、ＰＬＬ回路がロックされる。

ＬＯ周波数（ＰＬＬロック時のＶＣＯ８の出力周波数）＝基準信号発生器１２の周波数／分周器１３の分周数×分周器９の分周数＝位相比較周波数×分周器９の分周数
・・・ （１）

なお、本実施の形態では例としてシングルループ型のＰＬＬ回路について説明したが、ＰＬＬ回路はこれ以外の構成でもよい。また、本実施の形態では分周数を整数値としたＩｎｔｅｇｅｒ−Ｎ方式のＰＬＬ回路について説明したが、これ以外、つまりＦｒａｃｔｉｏｎａｌ−Ｎ方式（分数分周方式）のＰＬＬ回路を用いてもよい。

次に、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲内にあるか否かを判断する第１の手法について説明する。

この手法では、局部発振器７の位相比較周波数（基準信号発生器１２の周波数／分周器１３の分周数）近傍まで分周された、比較信号７１（ＶＣＯ８の周波数／分周器９の分周数）を逐次モニターしている。これにより、ＬＯ信号５３、つまりＲＦ送信信号の周波数が所定の帯域内であるか否かについて逐次判定することができる。

すなわち、送信装置は、局部発振器７が備える基準信号発生器１２からの信号を所定の分周数（Ｒ×Ｍ）で分周した基準信号７５と、局部発振器７の出力信号（ＶＣＯの出力５３）を所定の分周数（Ｎ）で分周した比較信号７１とを入力する周波数カウンタ１５を備える。そして、前記周波数帯域内外判定器１６は、基準信号７５の周期に基づき決定されたゲート時間の間にカウントされる比較信号７１のカウント数に基づき、局部発振周波数が所定の帯域外であるか否か判定する。以下で第１の手法について詳細に説明する。

分周器９の出力である比較信号７１を分岐して、周波数カウンタ１５に出力する。周波数カウンタ１５は、比較信号７１の電圧波形の立ち上がりエッジもしくは立ち下がりエッジをカウントし、分周器９で分周した後の周波数を同定する。図３は、周波数カウンタ１５を用いてＬＯ周波数をモニターする方法を説明するためのタイミングチャートである。

図３において、比較信号７１は分周器９においてＬＯ信号５３を分周した信号である。また、基準信号７５は、基準信号発生器１２から出力された信号を分周器１３で分周（１／Ｒ）した基準信号７２を、更に分周器１８で分周（１／Ｍ）した信号である。また、ゲート時間Ｔｇは、基準信号発生器１２から出力された信号の周期ＴｘｔａｌのＲ×Ｍ倍の時間である。そして、周波数カウンタ１５は、ゲート時間Ｔｇの間に、比較信号７１の立ち上がりエッジ（もしくは立ち下がりエッジ）をカウントする（カウント数：ｑ_ｃｏｕｎｔ）。ここで、比較信号７１の周期をＴｓｉｇとすると、Ｔｇ＞Ｔｓｉｇ×ｑ_ｃｏｕｎｔとなる。

そして、周波数カウンタ１５は、分周器９の出力である比較信号７１の周波数測定結果６５（Ｔｇ当たりのｑ_ｃｏｕｎｔ）を、周波数帯域内外判定器１６に出力する。周波数帯域内外判定器１６は、この周波数測定結果６５に基づきＬＯ周波数が所定の周波数帯域内であるか否かを判定する。

すなわち、周波数帯域内外判定器１６は、周波数カウンタ１５から出力された周波数測定結果（Ｔｇ当たりのｑ_ｃｏｕｎｔ）６５を、予め周波数設定制御器１４で定められた分周器９の分周数Ｎ（分周数制御情報）で乗算し、かつゲート時間Ｔｇで除算することでＬＯ信号５３の周波数（ＬＯ周波数）を推定することができる。つまり、下記の式（２）に示す関係からＬＯ周波数を推定することができる。

ＬＯ周波数の推定値＝周波数カウンタ１５で測定した分周器９の出力である比較信号７１の周波数測定結果（ｑ_ｃｏｕｎｔ）×周波数設定制御器１４で定められた分周器９の分周数Ｎ（分周数制御情報）／ゲート時間Ｔｇ ・・・ （２）

なお、図３に示す各カウント対象信号同士の関係により、次の式（３）が成立する。上記式（２）を導く際に式（３）を用いている。

Ｔｓｉｇ×ｑ_ｃｏｕｎｔ＝Ｔｘｔａｌ×Ｍ×Ｒ
Ｎ／ｆｖｃｏ×ｑ_ｃｏｕｎｔ＝１／ｆｘｔａｌ×Ｍ×Ｒ
ｆｖｃｏ＝ｑ_ｃｏｕｎｔ×Ｎ×ｆｘｔａｌ／（Ｍ×Ｒ）＝ｑ_ｃｏｕｎｔ×Ｎ／（Ｔｘｔａｌ×Ｍ×Ｒ）＝ｑ_ｃｏｕｎｔ×Ｎ／Ｔｇ ・・・（３）

ここで、各パラメータは以下の通りである。
ＶＣＯ８の周波数（ＬＯ信号５３の周波数）：ｆｖｃｏ
分周器９の出力周波数：ｆｓｉｇ＝ｆｖｃｏ／Ｎ
分周器９の出力周期：Ｔｓｉｇ＝１／ｆｓｉｇ＝N／ｆｖｃｏ
基準信号発生器１２から出力された信号の周波数：ｆｘｔａｌ
基準信号発生器１２から出力された信号の周期：Ｔｘｔａｌ＝１／ｆｘｔａｌ
分周器９の分周数：Ｎ
分周器１３の分周数：Ｒ
分周器１８の分周数：Ｍ

なお、位相比較周波数＝ｆｘｔａｌ／Ｒより、下記の式が成り立つ。
Ｔｇ＝Ｔｘｔａｌ×Ｍ×Ｒ＝Ｍ×Ｒ／ｆｘｔａｌ
＝Ｍ／位相比較周波数＝Ｍ×位相比較周期
よって、位相比較周波数を上げるか、または分周器１８の分周数Ｍを減少させることによりゲート時間Ｔｇは短縮される。

上記方法では、ゲート時間Ｔｇ毎にｑ_ｃｏｕｎｔが得られることでＬＯ周波数の推定値が更新される。よって、ゲート時間Ｔｇを短く設定する程、高速にＬＯ周波数の推定を得ることができる。仮に、分周器１８の分周数ＭをＭ＝１とし、Ｉｎｔｅｇｅｒ−Ｎ方式で位相比較周波数を１００ｋＨｚとした場合、ＬＯ周波数の検知時間は１／１００ｋＨｚ＝１０μｓｅｃとなる。また、位相比較周波数を１ＭＨｚとした場合、１μｓｅｃとなる。しかし、Ｍ＝１とするとゲート時間Ｔｇあたりの比較信号７１の立ち上がりエッジ（もしくは立ち下がりエッジ）のカウント数（ｑ_ｃｏｕｎｔ）が小さくなり、ＬＯ周波数の推定値の誤差が大きくなる。

この誤差を改善するためには、分周器１８の分周数Ｍを大きくする必要がある。Ｍを大きくすることで、ゲート時間Ｔｇあたりの比較信号７１のカウント数（ｑ_ｃｏｕｎｔ）がＭ倍大きくなることから、ＬＯ周波数の推定値の精度が向上する。しかし、"Ｍ×位相比較周波数"の値が大きくなるので、ＬＯ周波数の更新時間が長くなる。

このようにして、周波数帯域内外判定器１６は、ＬＯ周波数がＭＡＣ処理部１から出力されたＲＦ周波数帯域情報６２に応じて設定された周波数帯域の範囲内にあるか否かを判定することができる。

次に、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲内にあるか否かを判断する第２の手法について説明する。

第２の手法では、局部発振器７は、局部発振器７が備える基準信号発生器１２からの信号を所定の分周数（Ｒ）で分周した基準信号７２と、局部発振器７の出力信号を所定の分周数（Ｎ）で分周した比較信号７１とを入力する位相比較器１０を備える。そして、位相比較器１０における基準信号７２の位相と比較信号７１の位相との比較結果に基づき、局部発振周波数が所定の帯域外であるか否か判定される。以下で第２の手法について詳細に説明する。

局部発振器７が有する位相比較器１０は、ＶＣＯ８から出力されたＬＯ信号５３を分周器９で分周した比較信号７１と、基準信号発生器１２から出力された信号を分周器１３で分周した基準信号７２とを入力し、これらの信号の位相を比較している。そして、第２の手法では、位相比較器１０における比較結果が許容位相差以上となった場合に、位相比較器１０はＰＬＬロック外れを知らせるアラーム信号７６を周波数帯域内外判定器１６に出力する。

アラーム信号７６は、例えばＰＬＬ電源をオン・オフした際の過渡状態、ＬＯ周波数を変更した際の過渡状態、または何らかの異常が発生してＰＬＬロックが外れた場合などに出力される。このような場合は、基準信号７２のパルスに対して比較信号７１のパルスの位相が大幅にずれる。そして、この位相の変位は周波数の変位よりも前に発現するため、この位相の変位を検出することで、周波数帯域内外判定器１６はより早期に周波数帯域内外の判定結果を出力することができる。

図４は、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲内にあるか否かを判断する第２の手法を説明するためのタイミングチャートである。図４（ａ）〜（ｄ）において、左側は位相差が小さい場合を示しており、右側は位相差が大きい場合を示している。図４（ａ）〜（ｄ）に示す例では、ＰＬＬロック外れの判定基準として許容位相差を３０°（位相差パルス幅＝１．７ｎｓｅｃ相当）としている。

図４（ａ）は基準信号７２と比較信号７１の波形を示している。図４（ｂ）は、基準信号７２と比較信号７１との排他的論理和（Exclusive Or）による位相比較結果を示している。図４（ｂ）におけるパルス幅が大きいほど、位相差が大きい。図４（ｃ）は、図４（ｂ）に示した位相比較結果を示すパルスに所定の遅延を与えている状態を示している。ここで、所定の遅延とは、許容位相差に対応する遅延であり、例えば許容位相差が３０°の場合は１．７ｎｓｅｃの遅延値となる。図４（ｄ）は、図４（ｂ）に示したパルスと図４（ｃ）に示したパルスの論理積演算結果を示している。

図４（ａ）の左側に示すように、基準信号７２と比較信号７１の位相差が小さい場合（例えば位相差が１８°）は、図４（ｂ）の左側に示すように、基準信号７２と比較信号７１の排他的論理和に対応するパルス幅は位相差１８°（１ｎｓｅｃ）となる。このパルスに位相許容度３０°に相当する遅延（１．７ｎｓｅｃ）を与えると、図４（ｃ）の左側のようになる。そして、図４（ｂ）の左側に示すパルスと図４（ｃ）の左側に示すパルスの論理積をとると、図４（ｄ）の左側に示すようになる。このとき、アラームを示すパルスは発生しない。

一方、図４（ａ）の右側に示すように、基準信号７２と比較信号７１の位相差が大きい場合（例えば位相差が９０°）は、図４（ｂ）の右側に示すように、基準信号７２と比較信号７１の排他的論理和に対応するパルス幅は位相差９０°（５ｎｓｅｃ）となる。このパルスに位相許容度３０°に相当する遅延（１．７ｎｓｅｃ）を与えると、図４（ｃ）の右側のようになる。そして、図４（ｂ）の右側に示すパルスと図４（ｃ）の右側に示すパルスの論理積をとると、図４（ｄ）の右側に示すようにアラームを示すパルスが発生する。本実施の形態では、この図４（ｄ）のパルスをアラーム信号７６としている。

すなわち、この手法では図４（ｂ）に示すパルスに位相許容度に相当する遅延を与え、遅延を与える前のパルスと遅延を与えた後のパルスの論理積演算を実施している。よって、図４（ｂ）に示すパルス幅（位相差に相当）が位相許容度よりも大きいと、遅延を与える前のパルスと遅延を与えた後のパルスとが重なり、論理積演算結果としてアラームを示すパルスが出現することになる。

そして、例えば図４（ｄ）に示すパルスを所定の回数以上カウントした場合、最終的にＰＬＬロック外れと判断することができる。例えば上記所定の回数を１回と設定した場合、ＰＬＬロック外れの判定時間を最小とすることができる。また、上記所定の回数を増やすことで判定時間は長くなるが、ＰＬＬロック外れの判定精度を向上することができる。

以上で説明したように、本実施の形態にかかる送信装置では例えば上記２つの手法を用いて、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲内にあるか否かを判断することができる。なお、上記２の手法のどちらを選択するかは、ＰＬＬ回路やその他のシステムの設計要件を踏まえて適宜選択することができる。

次に、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になった場合の制御について説明する。
本実施の形態にかかる送信装置では、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になった場合に以下の様に送信装置を制御することで、反射波から電力増幅器４を保護している。

すなわち、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になった場合、周波数帯域内外判定器１６はベースバンド信号発生器２に対して、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）をそれぞれゼロにするように指示する。これにより、変調器３の出力（変調信号５１）はＬＯリーク成分（サイン波）のみとなり、電力増幅器４への逆流波の実効値を瞬時に低減させることができる。ここで、ＬＯリークは、ベースバンド信号をゼロにした際にベースバンド信号発生器２から出力されるＤＣオフセットに起因するＬＯリークと、変調器３のＬＯ入力ポートから変調器３のＲＦポートへのＬＯ信号のフィードスルーに起因するＬＯリークを合わせた値である。

更に、周波数帯域内外判定器１６は増幅器利得・電源制御回路１７に対して、局部発振器７および電力増幅器４の少なくとも一方の電源をオフにするように、または電力増幅器４の利得を減少させるように指示をしてもよい。また、電力増幅器４の電源電圧を下げるように指示をしてもよい。以下でこれらの動作について詳細に説明する。

図５（ａ）は、ベースバンド信号発生器２と変調器３の詳細な構成を説明するためのブロック図である。図５（ａ）に示すように、ベースバンド信号発生器２は、ベースバンド信号のＩ成分のパスおよびＱ成分のパスのそれぞれに、ＤＡＣ、ＡＴＴ、ＬＰＦ、プログラマブルゲインアンプ（ＰＧＡ）を備える。また、変調器３は、局部発振器７で生成されたＬＯ信号の位相をシフトする位相シフタ３３と、乗算器３１、３２を備える。乗算器３１は、位相シフタから出力されたＬＯ信号とベースバンド信号発生器２から出力されたベースバンド信号のＩ成分とを乗算する。乗算器３２は、位相シフタから出力されたＬＯ信号とベースバンド信号発生器２から出力されたベースバンド信号のＱ成分とを乗算する。乗算器３１と乗算器３２の出力信号は変調器３の出力部でベクトル合成された後、電力増幅器４に出力される。

ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になった場合、周波数帯域内外判定器１６はベースバンド信号発生器２に対して、ベースバンド信号のＩ成分とＱ成分をそれぞれゼロにするように指示する。これにより、ベースバンド信号発生器２のＩ成分の出力２４は、ベースバンド信号のＩ成分のＤＣオフセットのみとなる。また、ベースバンド信号発生器２のＱ成分の出力２５は、ベースバンド信号のＱ成分のＤＣオフセットのみとなる。ここで、ベースバンド信号のＩ成分のＤＣオフセットは、差動回路構成の場合、Ｉ＋とＩ−との間のＤＣ電圧の差分に相当し、Ｑ成分のＤＣオフセットはＱ＋とＱ−との間のＤＣ電圧の差分に相当する。

これらＩ成分とＱ成分のＤＣオフセットは変調器３の出力部でベクトル合成された後、電力増幅器４で増幅され、電力増幅器４の出力４１からＬＯリーク（サイン波）として出力される。ベースバンド信号をゼロにした際にベースバンド信号発生器２から出力されるＤＣオフセットに起因するＬＯリークを図５（ｂ）のαに示す。図５（ｂ）のαに示すように、ベースバンド信号のＤＣオフセットに起因するＬＯリークαは、通常変調波出力よりも低い値となっている。

また、このとき変調器３のＬＯ入力ポートから変調器３のＲＦポートへのＬＯ信号のフィードスルーに起因するＬＯリークが発生する。このとき発生するＤＣリークを図５（ｂ）のβに示す。図５（ｂ）のβに示すように、フィードスルーに起因するＬＯリークβは、通常変調波出力よりも低い値となっている。

そして、ベースバンド信号のＤＣオフセットに起因するＬＯリークαとフィードスルーに起因するＬＯリークβとは変調器３の出力側でパワー合成される。この合成後のＤＣリークを図５（ｂ）のγに示す。図５（ｂ）のγに示すように、合算したＬＯリークγは、通常変調波出力よりも低い値（例えば、−２０ｄＢ）となっている。よって、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になった場合、ベースバンド信号のＩ成分とＱ成分をそれぞれゼロにすることで、変調器３の出力はＬＯリーク成分（サイン波）のみとすることができる。したがって、電力増幅器４への逆流波の実効値を瞬時に低減させることができる。また、同時に指定周波数チャネル外への不要スプリアス輻射を抑えることもできる。

なお、変調器３のＬＯ入力ポートから変調器３のＲＦポートへのＬＯ信号のフィードスルーとは、変調器３のＬＯ入力ポートから変調器３のＲＦポートへアイソレーション分低下して現れるＬＯリーク成分である。差動回路構成の場合、差動信号（Normal Mode）によるフィードスルー成分と同相信号（Common Mode）によるフィードスルー成分に分けることができる。ちなみに、同相信号（Common Mode）成分は、ベースバンド信号発生器２、変調器３および局部発振器７で生成されるが、変調器３や電力増幅器４に差動回路構成があり、当該回路部での同相信号除去比（ＣＭＲＲ：Common Mode Rejection Ratio）が十分に確保できていれば、同相信号（Common Mode）によるフィードスルー成分を抑えることができる。

次に、図６、図７を用いて、ＬＯリーク出力時の実効値と通常変調出力時の実効値とのＤ／Ｕ比の関係について説明する。以下で説明する例では、図６（ａ）に示すように、ベースバンド信号のＩ成分へコサイン波を、ベースバンド信号のＱ成分へサイン波を入力し、Ｓｉｎ／Ｃｏｓ変調（ＳＳＢ：Single Side Band）としている。このとき、変調器３から主変調成分（Ｓｕｂ Ｃａｒｒｉｅｒ １）、ＬＯリーク、Ｉｍａｇｅ、ＩＭ３等が出力される（図７（ａ）参照）。また、図６（ｂ）は、通常変調時のスペクトル（右側）と隣接チャンネルでのＬＯリーク出力（左側）の例を示している。このとき、図６（ｂ）に示す例におけるＤ／Ｕ比（符号８１で示す）は、図７（ａ）に示す変調器３から出力される主変調成分（Ｓｕｂ Ｃａｒｒｉｅｒ １）とＬＯリークのＤ／Ｕ比（符号８２で示す）に相当する。

Ｓｉｎ／Ｃｏｓ変調時は、その他の変調誤差要因によるスプリアスも変調器３の出力に出現する。図７（ａ）に示すように、ＬＯリーク周波数の下側の周波数帯域には、変調精度に相当するＩｍａｇｅとＩＭ３（Ｌｏｗｅｒ）とが重畳したスプリアスが現れる。ＩＭ３（Ｕｐｐｅｒ）は、２×ＬＯリーク周波数−Ｆｓｃ１（Ｓｕｂ Ｃａｒｒｉｅｒ １の周波数）のコンビネーションによるＩＭ３成分で決定される。Ｉｍａｇｅ Ｄ／Ｕ比はＩ／Ｑ振幅誤差や位相誤差等の直交誤差により決定される。ＬＯリーク周波数の上側の周波数帯域には、Ｉｍａｇｅの折り返しとＩＭ３（Ｕｐｐｅｒ）とが重畳したスプリアスが出現する。ＩＭ３（Ｕｐｐｅｒ）は、２×Ｆｓｃ１−ＬＯリーク周波数のコンビネーションによるＩＭ３成分で決定される。

また、図７（ｂ）には、Ｓｉｎ／Ｃｏｓ変調時の変調器３の出力信号（Ｓｕｂ Ｃａｒｒｉｅｒ １、ＬＯリーク、Ｉｍａｇｅ、ＩＭ３等の合成信号に相当）について、（１）Ｉ／Ｑ理想時、（２）Ｉ／Ｑ振幅誤差発生時、（３）Ｉ／Ｑ位相誤差発生時、（４）ＬＯリーク時におけるＩ／Ｑ平面上でのリサージュ（Constellation）を示している。このとき、（４）ＬＯリーク時のリサージュの原点はオフセットし、この原点のオフセット分に相当する振幅でＬＯリーク波が変調器３から出力される。

以上で説明したように、本実施の形態にかかる送信装置では、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になった場合に上記の様に送信装置を制御することで、反射波から電力増幅器４を保護することができる。特にこのような制御をピーク性の高い送信変調方式であるＣＤＭＡ変調方式やＯＦＤＭ変調方式の送信装置に適用することで、より効果的に電力増幅器４を保護することができる。

本実施の形態にかかる送信装置では、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になった直後に、通常のＣＤＭＡ／ＯＦＤＭ変調からベースバンド信号のＩ／Ｑ成分をゼロにし、電力増幅器４から出力される信号５２をＬＯリークのみに起因する反射波としている。これにより、反射波の実効値を顕著に減少させながら、信号の振幅確率密度を減少させることができる。例えばＩ／Ｑゼロ変調時のＬＯリークレベルを通常変調波の実効値から−２０ｄＢ下げていれば（図５乃至図７参照）、通常変調時の反射波では実効値＋１０ｄＢ以上あった反射波のピークレベルを、実効値−２０ｄＢ＋３ｄＢ（サイン波ピークファクタ：３ｄＢ＝２０Ｌｏｇ（√２））＝実効値−１７ｄＢへと圧縮できる。よって、反射波電圧のピーク振幅の改善度で考えると、１０＾（（−１７ｄＢ−１０ｄＢ）／２０）＝４．５％と極めて顕著に反射波のピークを低減させることができる。

また、不要なスプリアス輻射のレベルを、指定周波数チャネルから逸脱した状況での通常のスプリアスレベルから、Ｉ／Ｑゼロ変調によるＬＯリークレベル、つまり実効値で−２０ｄＢのスプリアスレベルへと低減することができる。また、無変調スプリアス（線スペクトラム）となるので、隣接チャネル帯域への周波数的な重畳干渉も軽減できる。

一方、局部発振器７のＬＯ周波数がフィルタ５の帯域内に存在する、もしくは指定周波数チャネル内に存在すると周波数帯域内外判定器１６が判断した場合は、ベースバンド信号発生器２が通常通りＭＡＣ処理部１からの情報ビットをＣＤＭＡ／ＯＦＤＭ変調波に変換してＩ／Ｑベースバンド信号を生成するように、周波数帯域内外判定器１６からベースバンド信号発生器２へ制御信号が送られる。

なお、前述のようにＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になった場合、周波数帯域内外判定器１６は、ベースバンド信号発生器２に対してＩ／Ｑベースバンド信号をゼロにするように指示を出す。そして、再度、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲内になった場合、周波数帯域内外判定器１６は、ベースバンド信号発生器２に対して通常のＩ／Ｑベースバンド信号を出力するように指示を出す。

更に、本実施の形態にかかる送信装置では、局部発振器７のＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になった場合、周波数帯域内外判定器１６は増幅器利得・電源制御回路１７に対して、局部発振器７および電力増幅器４の少なくとも一方の電源をオフにするように、または電力増幅器４の利得を減少させるように指示をしてもよい。また、電力増幅器４の電源電圧を下げるように指示をしてもよい。例えば、周波数帯域内外判定器１６はベースバンド信号発生器２に指示を出すと同時に、増幅器利得・電源制御回路１７に対しても局部発振器７および電力増幅器４の少なくとも一方の電源をオフにするように、または電力増幅器４の利得を減少させるように指示を出すことができる。局部発振器７の電源をオフにする場合、増幅器利得・電源制御回路１７は局部発振器７の電源部（不図示）に局部発振器７の電源をオフにするように指示を出す。また、電力増幅器４の利得を減少させる場合、増幅器利得・電源制御回路１７は電力増幅器４の減衰器等に電力増幅器４の利得を減少させるように指示を出す。

このように、局部発振器７のＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になった場合、ベースバンド信号のＩ成分とＱ成分のそれぞれをゼロにすると共に、局部発振器７および電力増幅器４の少なくとも一方の電源をオフにするように、または電力増幅器４の利得を減少させるようすることで、より確実に電力増幅器４を反射波から保護することができる。特に、ベースバンド信号のＩ成分とＱ成分のそれぞれをゼロにする処理ではアナログ的な時定数が入らないので、変調器３の出力を短時間に減衰させることができる。

また、局部発振器７および電力増幅器４の少なくとも一方の電源をオフにする制御、または電力増幅器４の利得を減少させる制御は若干時間がかかるが、これらの制御を組み合わせることでより確実に電力増幅器４を反射波から保護することができる。また、本実施の形態にかかる送信装置では、不要なスプリアス輻射も抑制することができる。

背景技術にかかる送信装置では、フィルタ帯域内において反射波が発生しない場合、異常を検出することができなかった。しかし本実施の形態にかかる発明では、フィルタ帯域内であっても隣接チャネル干渉を起こす事がシステム上許容できない場合、異常を検出し不要なスプリアス輻射を抑制することができる。

以上で説明した本実施の形態にかかる送信装置についてまとめると次のようになる。

本実施の形態において、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になったか否かを判定する際に、次の２つの手法を用いることができる。

（１−１）局部発振器７の基準信号発生器１２から出力される基準信号の分周後の周波数（基準信号７５の周波数）と、ＬＯ信号５３の分周後の周波数（比較信号７１の周波数）を、周波数カウンタ１５を用いて逐次モニターする方法。
（１−２）局部発振器７の位相比較器１０における比較結果が許容位相差以上となった場合に、ＰＬＬロック外れを知らせるアラーム信号７６を周波数帯域内外判定器１６に出力する方法。

また、本実施の形態において、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になった場合、次の様に送信装置を制御することで、反射波から電力増幅器４を保護することができる。

（２−１）ベースバンド信号発生器２が、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）をそれぞれゼロにする。
（２−２）局部発振器７および電力増幅器４の少なくとも一方の電源をオフにする。または電力増幅器４の利得を減少させる。

背景技術で説明した反射波から電力増幅器を保護する技術では、アイソレータを挿入することによるコストアップや大型化の弊害が発生したり、ピーク性反射波の逆流防止策が不完全（即応性がない等）であったり、また、フィルタ帯域内での指定周波数チャネル逸脱により不要スプリアス輻射が発生する等の問題があった。

本実施の形態にかかる送信装置では、上記（２−１）、（２−２）の手段によりＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になったことを判定し、上記（２−１）の制御を実施することで、変調器３の出力をＬＯリーク成分（サイン波）のみとし、電力増幅器４へ流れる逆流波の実効値を瞬時に低減させ、上記問題を解決している。そして、（２−１）の制御に加えて、（２−２）の制御を実施することでより確実に反射波から電力増幅器４を保護することができる。また、不要なスプリアス輻射も抑制することができる。

実施の形態３
次に本発明の実施の形態３について説明する。図８は本実施の形態にかかる送信装置を示すブロック図である。図８に示す送信装置は、図２に示す実施の形態２にかかる送信装置の変調器３の代わりにＤＡＣ２０有し、またベースバンド信号のＩ成分とＱ成分を複素加算する加算器１９を有する点において実施の形態２にかかる送信装置と異なる。図２に示す実施の形態２にかかる送信装置と同様の構成部分については同一の符号を付し、重複した説明を省略する。

ベースバンド信号発生器２は、ＭＡＣ処理部１から送信信号６３に基づきベースバンド信号を生成する。ベースバンド信号はＩ成分とＱ成分を有し、これらの信号は加算器１９で複素合成（Ｉ＋ｊＱ）されてＤＡＣ２０に出力される。

ＤＡＣ２０は加算器から出力された合成後のベースバンド信号を、局部発振器７から出力されるクロック信号（ＬＯ信号）５３に応じてデジタルアナログ変換し、変換後の信号５６を電力増幅器４へ出力する。

本実施の形態においても、ＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になったか否かを判定する際に、次の２つの手法を用いることができる。

（１−１）局部発振器７の基準信号発生器１２から出力される基準信号の分周後の周波数（基準信号７５の周波数）と、ＬＯ信号５３の分周後の周波数（比較信号７１の周波数）を、周波数カウンタ１５を用いて逐次モニターする方法。
（１−２）局部発振器７の位相比較器１０における比較結果が許容位相差以上となった場合に、ＰＬＬロック外れを知らせるアラーム信号７６を周波数帯域内外判定器１６に出力する方法。

また、本実施の形態においてもＬＯ周波数が所定の周波数帯域の範囲外になった場合、次の様に送信装置を制御することで、反射波から電力増幅器４を保護している。

（２−１）ベースバンド信号発生器２が、ベースバンド信号の同相成分と直交成分をそれぞれゼロにする。
（２−２）局部発振器７および電力増幅器４の少なくとも一方の電源をオフにする。または電力増幅器４の利得を減少させる。

特に、本実施の形態にかかる送信装置では、前記（２−２）にて局部発振器７の電源をオフとすることで、（２−３）ＤＡＣに供給されるクロック信号（ＬＯ信号）５３を停止し、ＤＡＣ以降の送信信号をオフとすることを特徴とする。これにより、ＤＡＣから出力される信号５６を停止することができる。なお、この場合も増幅器利得・電源制御回路１７が局部発振器の制御部へ制御信号を出力することで、ＤＡＣに供給されるクロック信号（ＬＯ信号）５３を停止することができる。

上記（２−１）の制御を実施することで、変調器３の出力がＬＯリーク成分（サイン波）のみとなり、電力増幅器４への逆流波の実効値を瞬時に低減させることができる。そして、（２−１）の制御に加えて、（２−２）または（２−３）の制御を実施することで、ＤＡＣ以降の送信信号を完全にオフとし、より確実に反射波から電力増幅器４を保護することができる。また、不要なスプリアス輻射を抑制することができる。

以上、本発明を上記実施形態に即して説明したが、上記実施形態の構成にのみ限定されるものではなく、本願特許請求の範囲の請求項の発明の範囲内で当業者であればなし得る各種変形、修正、組み合わせを含むことは勿論である。

１ ＭＡＣ処理部
２ ベースバンド信号発生器
３ 変調器
４ 電力増幅器
５ フィルタ
６ アンテナ
７ 局部発振器
１４ 周波数設定制御器
１５ 周波数カウンタ
１６ 周波数帯域内外判定器
１７ 増幅器利得・電源制御回路
５１ 変調信号
５２ 増幅された変調信号
５３ ＬＯ信号（局部発振周波）
５４ ベースバンド信号発生器制御信号
５５ 局部発振器制御信号
７１ 比較信号
７２、７５ 基準信号

Claims (10)

1. 同相成分と直交成分とを有するベースバンド信号を生成するベースバンド信号発生器と、
   局部発振周波数を発振する局部発振器と、
   前記ベースバンド信号に前記局部発振周波数を有する搬送波信号を乗じることで変調信号を生成する変調器と、
   前記変調信号を増幅する電力増幅器と、
   前記局部発振器で設定可能もしくは出現可能な周波数帯域より狭い通過帯域幅を持ち、前記増幅された変調信号に付随して発生する不要成分の少なくとも一部を除去するフィルタと、
   前記局部発振周波数が所定の帯域外であることを判定する周波数帯域内外判定器と、を備え、
   前記周波数帯域内外判定器において前記局部発振周波数が所定の帯域外であると判定された場合、前記ベースバンド信号発生器は、前記変調信号が低減するように前記ベースバンド信号を調整する、
   送信装置。
2. 前記周波数帯域内外判定器において前記局部発振周波数が所定の帯域外であると判定された場合、前記ベースバンド信号発生器は前記ベースバンド信号の前記同相成分と前記直交成分をそれぞれゼロにする、請求項１に記載の送信装置。
3. 前記周波数帯域内外判定器において前記局部発振周波数が所定の帯域外であると判定された場合、前記局部発振器および前記電力増幅器の少なくとも一方の電源をオフにする、請求項１または２に記載の送信装置。
4. 前記周波数帯域内外判定器において前記局部発振周波数が所定の帯域外であると判定された場合、前記電力増幅器は当該電力増幅器の利得を減少させる、請求項１または２に記載の送信装置。
5. 前記変調器は、前記局部発振周波数のクロック信号に従い動作すると共に、前記ベースバンド信号をデジタル−アナログ変換するデジタル−アナログ変換器を更に備え、
   前記周波数帯域内外判定器において前記局部発振周波数が所定の帯域外であると判定された場合、前記局部発振器は前記デジタル−アナログ変換器に供給するクロックを停止する、請求項１または２に記載の送信装置。
6. 前記局部発振器の局部発振周波数が前記フィルタの通過帯域幅外に存在する場合、または前記局部発振器の局部発振周波数が指定周波数チャネル外に存在する場合に、前記周波数帯域内外判定器は前記局部発振周波数が所定の帯域外であると判定する、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の送信装置。
7. 前記局部発振器が備える基準信号発生器からの信号を所定の分周数で分周した基準信号と、前記局部発振器の出力信号を所定の分周数で分周した比較信号とを入力する周波数カウンタを更に備え、
   前記周波数帯域内外判定器は、前記基準信号に基づき決定されたゲート時間の間にカウントされる前記比較信号のカウント数に基づき、前記局部発振周波数が所定の帯域外であるか否か判定する、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の送信装置。
8. 前記局部発振器は、当該局部発振器が備える基準信号発生器からの信号を所定の分周数で分周した基準信号と、前記局部発振器の出力信号を所定の分周数で分周した比較信号とを入力する位相比較器を備え、当該位相比較器における前記基準信号の位相と前記比較信号の位相との比較結果に基づき、前記局部発振周波数が所定の帯域外であるか否か判定される、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の送信装置。
9. 送信装置の制御方法であって、
   前記送信装置は、同相成分と直交成分とを有するベースバンド信号を生成するベースバンド信号発生器と、局部発振周波数を発振する局部発振器と、前記ベースバンド信号に前記局部発振周波数を有する搬送波信号を乗じることで変調信号を生成する変調器と、前記変調信号を増幅する電力増幅器と、前記局部発振器で設定可能もしくは出現可能な周波数帯域より狭い通過帯域幅を持ち、前記増幅された変調信号に付随して発生する不要成分の少なくとも一部を除去するフィルタと、を備え、
   前記局部発振周波数が所定の帯域外である場合、前記ベースバンド信号発生器は、前記変調信号が低減するように前記ベースバンド信号を調整する、
   送信装置の制御方法。
10. 前記局部発振周波数が所定の帯域外である場合、前記ベースバンド信号発生器を制御して前記ベースバンド信号の前記同相成分と前記直交成分をそれぞれゼロにする、請求項９に記載の送信装置の制御方法。