WO2014192559A1 - 電動工具 - Google Patents

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WO2014192559A1
WO2014192559A1 PCT/JP2014/063074 JP2014063074W WO2014192559A1 WO 2014192559 A1 WO2014192559 A1 WO 2014192559A1 JP 2014063074 W JP2014063074 W JP 2014063074W WO 2014192559 A1 WO2014192559 A1 WO 2014192559A1
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WO
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voltage
power supply
value
motor
duty ratio
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PCT/JP2014/063074
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English (en)
French (fr)
Inventor
俊彰 小泉
和隆 岩田
Original Assignee
日立工機株式会社
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Priority to EP14804438.1A priority patent/EP3006166A4/en
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B25—HAND TOOLS; PORTABLE POWER-DRIVEN TOOLS; MANIPULATORS
    • B25F—COMBINATION OR MULTI-PURPOSE TOOLS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; DETAILS OR COMPONENTS OF PORTABLE POWER-DRIVEN TOOLS NOT PARTICULARLY RELATED TO THE OPERATIONS PERFORMED AND NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B25F5/00—Details or components of portable power-driven tools not particularly related to the operations performed and not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K11/00—Structural association of dynamo-electric machines with electric components or with devices for shielding, monitoring or protection
    • H02K11/30—Structural association with control circuits or drive circuits
    • H02K11/33—Drive circuits, e.g. power electronics
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/28—Arrangements for controlling current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K7/00—Arrangements for handling mechanical energy structurally associated with dynamo-electric machines, e.g. structural association with mechanical driving motors or auxiliary dynamo-electric machines
    • H02K7/14—Structural association with mechanical loads, e.g. with hand-held machine tools or fans
    • H02K7/145—Hand-held machine tool

Definitions

  • the present invention relates to an electric tool having a motor driven by a commercial AC power source.
  • AC power from the commercial AC power source is rectified by a rectifier circuit, smoothed by a smoothing capacitor, and supplied to an inverter circuit. Then, predetermined drive power is output from the inverter circuit to the motor, and the motor is driven.
  • Patent Document 1 discloses a technique for changing motor control in accordance with a power supply voltage.
  • the electric tool includes a motor, a rectifying circuit unit that rectifies an input voltage from a commercial power supply, and a supply unit that supplies a rectified voltage output from the rectifying circuit unit to the motor as driving power.
  • the duty control of the motor is changed according to the voltage of the commercial power supply.
  • the above-described electric tool preferably changes the duty ratio supplied to the motor in accordance with the voltage of the commercial power source.
  • the first duty ratio may be set when the voltage of the commercial power supply is the first voltage value, and the second duty ratio may be set lower than the first duty ratio when the voltage is a second voltage value higher than the first voltage value.
  • the duty ratio supplied to the motor can be appropriately changed according to the voltage value of the commercial power supply, so that the switching element can be reliably prevented from being damaged.
  • the duty ratio may be reduced as the voltage of the commercial power supply increases.
  • the duty ratio may be constant until the voltage of the commercial power supply reaches a predetermined voltage, and when the voltage is higher than the predetermined voltage, the duty ratio may be decreased as the voltage of the commercial power supply increases.
  • the duty ratio is kept constant up to a predetermined voltage, the driving power can be maintained. Further, since the duty ratio is changed when the voltage exceeds a predetermined voltage, the switching element can be prevented from being damaged.
  • the duty ratio may be decreased for a predetermined time.
  • the duty ratio may be increased after a predetermined time has elapsed since the duty ratio was decreased.
  • the duty ratio may be increased.
  • the duty ratio may be increased.
  • the current threshold is preferably set to be smaller as the voltage of the commercial power source is larger.
  • the zero cross of the AC power source is detected, and when the elapsed time from the detection of the zero cross exceeds the first time, the duty ratio is decreased, and when the elapsed time exceeds the second time longer than the first time, the duty ratio is decreased. Is preferably increased. *
  • the first time is preferably set shorter as the voltage of the AC power supply is larger.
  • the rectified voltage is supplied to the supply means without being smoothed.
  • the power tool according to the present invention includes a motor, a supply unit that supplies driving power from the power source to the motor, and a suppression unit that suppresses the occurrence of an overcurrent in which a current value flowing through the motor exceeds a predetermined current value. It is characterized by that.
  • the suppression unit may include a changing unit that changes the effective value of the driving power.
  • the power tool described above may further include a current detection unit that detects a current value input to the supply unit.
  • the changing unit lowers the effective value when the detected current value exceeds the current threshold value.
  • the changing unit sets the current threshold according to the detected power supply voltage effective value.
  • the power tool described above may further include input voltage detection means for detecting an instantaneous voltage value input to the supply means.
  • input voltage detection means for detecting an instantaneous voltage value input to the supply means.
  • the changing unit lowers the effective value when the detected instantaneous voltage value exceeds the voltage threshold value.
  • the changing unit sets the voltage threshold according to the detected power supply voltage effective value.
  • the above-described electric power tool can further include a zero cross detection unit that detects a zero cross of the AC power input to the supply unit.
  • the changing means decreases the effective value when the elapsed time from the detection of the zero cross exceeds the first time threshold, and changes the effective value when the elapsed time exceeds the second time threshold longer than the first time threshold. It is preferable to raise.
  • the changing means may set the first time threshold according to the detected power supply voltage effective value, and set a value obtained by subtracting the first time threshold from the detected half cycle as the second time threshold. preferable.
  • the supply means may be an inverter circuit
  • the changing means may be configured to change the duty ratio of the driving power supplied to the motor by the inverter circuit
  • the power source is a commercial power source
  • the supply means supplies the voltage of the commercial power source to the motor without being smoothed.
  • the electric tool of the present invention it is possible to prevent the switching element from being damaged while maintaining the driving power of the motor even for different power supply voltages.
  • (A) is a figure which shows the time change of the voltage applied to a motor
  • (b) is a figure which shows the time change of the electric current which flows into a motor
  • (c) is a figure which shows the time change of PWM duty D. It is a figure which shows the power supply voltage waveform and motor current waveform after rectification.
  • (A) is a figure which shows the voltage instantaneous value V of the power supply voltage after the rectification detected by the voltage detection circuit
  • (b) is a figure which shows the electric current value I of the motor current which flows into the motor detected by the current detection circuit.
  • (A) is a figure which shows the time change of the voltage applied to a motor
  • (b) is a figure which shows the time change of the electric current which flows into a motor
  • (c) is a figure which shows the time change of PWM duty. It is a flowchart which shows the operation
  • FIG. 1 is a cross-sectional view of an impact driver according to an embodiment.
  • the impact driver 1 corresponds to the electric tool of the present invention.
  • the impact driver 1 mainly includes a housing 2, a motor 3, a gear mechanism 4, a hammer 5, an anvil portion 6, an inverter circuit portion 7, and a power cord 8. Composed.
  • the housing 2 is made of resin and forms an outer shell of the impact driver 1, and is mainly composed of a substantially cylindrical body portion 2a and a handle portion 2b extending from the body portion 2a.
  • the motor 3 is disposed in the body portion 2 a so that the axial direction thereof coincides with the longitudinal direction of the body portion 2 a, and the gear mechanism 4, the hammer 5, and the anvil portion 6 are provided.
  • the motor 3 is arranged side by side toward one end in the axial direction. *
  • a metal hammer case 18 in which the hammer 5 and the anvil part 6 are housed is disposed at the front side position in the body part 2a.
  • the hammer case 18 has a substantially funnel shape in which the diameter gradually decreases toward the front.
  • An opening 18a is formed at the front end portion, and a tip portion of a tip tool holding portion 16 described later is exposed from the opening 18a.
  • An opening 16a is formed at the tip.
  • an air inlet and an air outlet are formed in the body 2a for sucking and discharging outside air into the body 2a by a cooling fan 14 described later.
  • the motor 3 and the inverter board 7 are cooled by the outside air. *
  • the handle portion 2b extends downward from a substantially central position in the front-rear direction of the body portion 2a, and is configured integrally with the body portion 2a.
  • a switch mechanism 9 is incorporated inside the handle portion 2b, and a power cord 8 that can be connected to an AC power source extends at a distal end in the extending direction.
  • a trigger switch 10 that is an electronic switch serving as an operation location of the operator is provided at the front portion of the base portion from the trunk portion 2a.
  • the trigger switch 10 is connected to the switch mechanism 9 and is used for switching between supply and cut-off of drive power to the motor 3.
  • a forward / reverse selector switch 11 for switching the rotation direction of the motor 3 is provided at a connection portion between the handle portion 2b and the body portion 2a and immediately above the trigger switch 10. Further, a control circuit unit 12 and a power supply circuit unit 13 are accommodated in the lower part of the handle unit 2b.
  • the motor 3 is a brushless motor, and as shown in FIG. 1, a rotor 3a including an output shaft 3e and a plurality of permanent magnets 3d, and a stator 3b including a plurality of coils 3c arranged at positions facing the rotor 3a. And mainly consists of The output shaft 3e is disposed in the body portion 2a so that the axial direction coincides with the front-rear direction, protrudes forward and backward from the rotor 3a, and is rotatably supported by the body portion 2a by a bearing at the protruding portion. . In the output shaft 3e, a cooling fan 14 that rotates coaxially with the output shaft 3e is provided at a portion protruding forward. *
  • the gear mechanism 4 is disposed in front of the motor 3.
  • the gear mechanism 4 is a speed reduction mechanism configured by a planetary gear mechanism having a plurality of gears, and reduces the rotation of the output shaft 3 e and transmits it to the hammer 5.
  • the hammer 5 includes a pair of collision portions 15 at the front end. Further, the hammer 5 is urged forward by a spring 5a, and is configured to be able to move backward against the urging force.
  • the anvil portion 6 is disposed in front of the hammer 5 and mainly includes a tip tool holding portion 16 and an anvil 17.
  • the anvil 17 includes a pair of impacted portions 17 a that are integrally formed with the tip tool holding portion 16 and are disposed opposite to the rotation center of the tip tool holding portion 16 behind the tip tool holding portion 16.
  • the hammer 5 moves backward while rotating against the urging force of the spring 5a.
  • the collision part 51 gets over the collision part 17a, the elastic energy stored in the spring 5a is released, the hammer 5 moves forward, and the collision part 15 and the collision part 17a collide again.
  • the tip tool is detachably held in the opening 16 a formed at the tip of the tip tool holding portion 16.
  • the inverter circuit unit 7 is provided with a switching element 7a such as a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • the power cord 8 supplies power to each unit by connecting to a commercial AC power source.
  • FIG. 2 is a control block diagram of a motor in the impact driver according to the embodiment. *
  • the motor 3 is composed of a three-phase brushless motor.
  • the rotor 3a of this brushless motor is configured to include a plurality of (two in this embodiment) permanent magnets 3d composed of N poles and S poles, and the stator 3b is a star-connected three-phase stator winding. It consists of wires (coils 3c) U, V, W.
  • the Hall element 21 is disposed to face the permanent magnet 3d, and the energization direction and time to the stator windings U, V, and W are controlled based on the position detection signals from these Hall elements 21. *
  • the inverter circuit unit 7 includes an inverter circuit 20.
  • the electronic elements mounted on the substrate of the inverter circuit 20 include six switching elements 7a (Q1 to Q6) such as FETs connected in a three-phase bridge format.
  • the gates of the six switching elements Q1 to Q6 that are bridge-connected are connected to the control signal output circuit 22, and the drains or sources of the six switching elements Q1 to Q6 are star-connected stator windings. Connected to U, V, W.
  • the six switching elements Q1 to Q6 perform a switching operation based on the switching element drive signals (drive signals such as H4, H5, and H6) input from the control signal output circuit 22, and the rectifier circuit 23 performs a full wave operation. Electric power is supplied to the stator windings U, V, and W using the rectified DC voltage as three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) voltages Vu, Vv, and Vw.
  • the control signal output circuit 22 performs switching for driving the three negative power supply side switching elements Q4, Q5, and Q6 among the switching element driving signals (three-phase signals) for driving the gates of the six switching elements Q1 to Q6.
  • the element drive signals are supplied as pulse width modulation signals (PWM signals) H4, H5, and H6.
  • the arithmetic unit 24 provided in the control circuit unit 12 changes the pulse width (duty ratio) of the PWM signal based on the detection signal of the operation amount (stroke) of the trigger switch 10 to drive the motor 3.
  • the power supply amount is adjusted, and the start / stop of the motor 3 and the rotation speed are controlled.
  • the control signal output circuit 22 supplies switching element drive signals for driving the three positive power supply side switching elements Q1, Q2, and Q3 as output switching signals H1, H2, and H3. *
  • the PWM signal is supplied to any one of the positive power supply side switching elements Q1 to Q3 and the negative power supply side switching elements Q4 to Q6 of the inverter circuit 20, and the switching elements Q1 to Q3 or the switching elements Q4 to Q6 are switched at high speed.
  • the power supplied to the stator windings U, V, W from the DC voltage of the rectifier circuit 23 is controlled.
  • a PWM signal is supplied to the negative power supply side switching elements Q4 to Q6, and the power supplied to each stator winding U, V, W is adjusted by controlling the pulse width of the PWM signal.
  • the rotational speed of the motor 3 can be controlled.
  • the PWM signals H4, H5, and H6 may be output to the positive power supply side switching elements Q1 to Q3, and the output switching signals H1, H2, and H3 may be output to the switching elements Q4 to Q6. Further, the PWM signals H1 to H6 may be output to the corresponding switching elements Q1 to Q6 with the timing shifted. *
  • the control circuit unit 12 (FIG. 1) includes a control signal output circuit 22, a rotor position detection circuit 25, a current detection circuit 26, a voltage detection circuit 27, an applied voltage setting circuit 28, a rotation direction setting circuit 29, and a calculation unit 24. Provided. *
  • the rotor position detection circuit 25 detects the rotational position of the rotor 3 a based on the signal from the hall element 21 and outputs it to the calculation unit 24.
  • the current detection circuit 26 measures the current value supplied to the motor 3 from the shunt resistor Rs and outputs it to the calculation unit 24.
  • the current detection circuit 26 is an example of the current detection means of the present invention, measures the current value I input to the inverter circuit 20, and outputs the current value I to the calculation unit 24.
  • the voltage detection circuit 27 measures the voltage value applied to the motor 3 and outputs it to the calculation unit 24.
  • the voltage detection circuit 27 is an example of the input voltage detection means of the present invention, and measures the voltage instantaneous value V input to the inverter circuit 20 and outputs it to the calculation unit 24. Further, the voltage detection circuit 27 is an example of the power supply voltage detection means of the present invention, and measures the power supply voltage effective value Ve of the commercial AC power supply 30 and outputs it to the calculation unit 24.
  • the applied voltage setting circuit 28 outputs a control signal to the calculation unit 24 based on the operation of the trigger switch 10.
  • the rotation direction setting circuit 29 outputs a signal for switching the rotation direction of the motor 3 to the calculation unit 24.
  • the arithmetic unit 24 is a central processing unit (CPU) 24a for outputting a driving signal based on the processing program and data, a ROM 24b for storing the processing program, control data, various threshold values, and the like, and temporarily stores the data. RAM 24c and a timer 24d.
  • the control signal output circuit 22 and the calculation unit 24 correspond to the suppression unit of the present invention, and the calculation unit 24 corresponds to the change unit of the present invention. *
  • the arithmetic unit 24 generates PWM signals H4 to H6 based on the output from the applied voltage setting circuit 28 and outputs the PWM signals H4 to H6 to the control signal output circuit 22.
  • the calculation unit 24 generates output switching signals H1 to H3 based on outputs from the rotor position detection circuit 25 and the rotation direction setting circuit 29.
  • predetermined windings of the stator windings U, V, and W are alternately energized, and the rotor 3a rotates in the set rotation direction.
  • the voltage value and the current value supplied to the motor 3 are measured by the current detection circuit 26 and the voltage detection circuit 27 described above, and the values are fed back to the calculation unit 24, so that the set drive power and current are set. Adjusted to be a value.
  • the ROM 24b of the calculation unit 24 stores a duty ratio indicating the pulse width of the PWM signal, that is, data for controlling the PWM duty. This control data will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the power supply voltage and the PWM duty according to the motor specifications
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the power supply voltage effective value and the PWM duty in the impact driver according to the embodiment.
  • the motor 3 is designed to be optimal for a power supply environment with a power supply voltage of 100 V.
  • the wire diameter of the coil 3 c is 0.5 mm, and the number of turns is 50 turns per pole (hereinafter, 50 / pole). Since the motor 3 tends to flow current, when the effective value of the input voltage is larger than 100V, for example, in a power supply environment of 230V or more, the current jumps up.
  • the switching elements 7a (Q1 to Q6) constituting the inverter circuit 20 are also designed according to the voltage effective value 100V. Therefore, when used in a power supply environment higher than that, a current exceeding the maximum rated value of the switching element 7a flows to the switching element 7a due to the jumping of the current, and the switching element 7a may be damaged. . *
  • the specification of the motor 3 is changed. For example, if the wire diameter of the coil 3c is 0.35 mm and the number of turns is 100 / pole, 100V Performance (torque) equivalent to the specification motor 3 can be obtained, and current can be made difficult to flow. However, since the motor 3 itself is also increased in size, it is necessary to reduce the wire diameter, and thus there is a problem that the possibility that the coil 3c is disconnected due to vibration or the like increases. *
  • the present invention can be applied to different power supply environments without changing the specifications of the motor 3 by changing the control of the inverter circuit 20 according to the power supply environment. That is, as shown in FIG. 3, the PWM duty D of the switching element 7a of the inverter circuit 20 is changed according to the power supply voltage effective value Ve. *
  • a solid line A indicates a relationship between the power supply voltage effective value Ve and the PWM duty D when a 100 V specification motor 3 having a wire diameter of 0.5 mm and a number of turns of 50 / pole is used.
  • the inverter circuit 20 is controlled so that the PWM duty D decreases according to the power supply voltage effective value Ve. .
  • jumping of the current flowing through the motor 3 can be suppressed even in a power supply environment that is equal to or higher than the optimally designed input voltage, and damage to the switching element 7a can be suppressed. . *
  • the calculation unit 24 sets the PWM duty corresponding to the power supply voltage of the commercial AC power supply 30 with reference to the data shown in FIG. Specifically, two PWM duties corresponding to the power supply voltage effective value Ve of the commercial AC power supply 30, that is, the first duty D1 and the second duty D2 are set.
  • the first duty D1 corresponds to the PWM duty D shown in FIG. 3, and is set according to the specifications of the motor 3 and the power supply voltage effective value Ve.
  • the second duty D2 is set according to the first duty D1.
  • the first duty D1 and the second duty D2 satisfy the relational expression D2 ⁇ 0.5 ⁇ D1. Further, the first duty D1 and the second duty D2 respectively decrease as the power supply voltage effective value Ve increases.
  • the calculation unit 24 performs switching control of these two PWM duties. Details of the PWM duty switching control will be described later. *
  • the impact driver 1 switches the PWM duty D based on the current value I input to the inverter circuit 20.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the soft start control. As shown in FIG. 5, the calculation unit 24 increases the PWM duty D from a predetermined initial value D0 to a target value at a constant increase rate ⁇ ( ⁇ > 0). In the present embodiment, the target value of the PWM duty D is the first duty D1. *
  • the current threshold Ith corresponding to the power supply voltage effective value Ve is stored in the ROM 24b of the calculation unit 24.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a relationship between the power supply voltage effective value and the current threshold in the impact driver according to the first embodiment. As shown in FIG. 6, the current threshold value Ith stored in the calculation unit 24 decreases as the power supply voltage effective value Ve increases. The calculation unit 24 sets the current threshold Ith according to the power supply voltage effective value Ve of the commercial AC power supply 30. Then, based on the set current threshold value Ith, the calculation unit 24 switches the PWM duty D. *
  • FIG. 7 is a flowchart showing the operation of the impact driver according to the first embodiment.
  • the flowchart shown in FIG. 7 is started when the power cord 8 is connected to the commercial AC power source 30.
  • the voltage detection circuit 27 measures the power supply voltage effective value Ve of the commercial AC power supply 30 and outputs it to the calculation unit 24 (S101). *
  • the calculation unit 24 sets the first duty D1 and the second duty D2 (S102).
  • the calculation unit 24 sets two PWM duties D1 and D2 corresponding to the power supply voltage effective value Ve based on the data shown in FIG. At this time, as the power supply voltage effective value Ve is higher, smaller PWM duties D1 and D2 are set.
  • the calculation unit 24 sets a current threshold Ith (S102).
  • the computing unit 24 sets a current threshold Ith corresponding to the power supply voltage effective value Ve based on the data shown in FIG. At this time, the smaller the power supply voltage effective value Ve, the smaller the current threshold Ith is set. *
  • the PWM duty D is set to the initial value D0, and the motor 3 is started (S104).
  • the calculation unit 24 gradually increases the PWM duty D from the initial value D0 toward the target value D1 at a constant increase rate ⁇ by soft start control (S105).
  • the calculation unit 24 monitors the current value I output from the current detection circuit 26.
  • the PWM duty D is set to the second duty D2 (S107).
  • the calculation unit 24 switches the PWM duty D to the first duty D1 (S109).
  • the calculation unit 24 Stops increasing the PWM duty D and maintains the first duty D1.
  • the calculation unit 24 performs PWM until D1 is reached (S110: YES) or until the current value I reaches the current threshold Ith (S106: YES). The duty D continues to increase (S105).
  • the PWM duty D is reduced to the second duty D2.
  • the PWM duty D is increased to the first duty D1.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram illustrating an example of motor drive control according to the first embodiment.
  • FIG. 8A shows the change over time of the voltage applied to the motor 3
  • FIG. 8B shows the change over time of the current flowing through the motor 3.
  • FIG. 8C shows the time change of the PWM duty D. *
  • the PWM duty is reduced from the first duty D1 to the second duty D2 (FIG. 8C). Along with this, the value of the current flowing through the motor 3 becomes smaller (FIG. 8B). Thereafter, the PWM duty is maintained at the second duty D2 until the maximum amplitude of the voltage applied to the motor 3 is exceeded and the current value I input to the inverter circuit 20 falls to the current threshold Ith. Therefore, even when a current value jumps at the maximum amplitude of the voltage applied to the motor 3, the current value flowing through the motor 3 does not exceed the maximum rated value of the switching element 7a, and the switching element 7a is prevented from being damaged.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a power supply voltage waveform and a motor current waveform after rectification.
  • FIG. 9 corresponds to the case where the power supply voltage effective value is 100 V and the power supply frequency is 50 Hz.
  • 9A shows the voltage instantaneous value V of the rectified power supply voltage detected by the voltage detection circuit 27, and
  • FIG. 9B shows the motor current flowing through the motor 3 detected by the current detection circuit 26.
  • Current value I is shown.
  • the motor current jumps near the peak of the power supply voltage.
  • the switching element 7a is designed or selected in consideration of the jump of the motor current. However, when the power supply voltage effective value Ve is 100 V or more, for example, 200 V, the motor current I jumps up, and a current exceeding the maximum rated value of the switching element 7 a flows into the switching element 7 a. . *
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a relationship between the PWM duty and the motor current in the first embodiment.
  • FIG. 10 shows a motor current waveform for a half cycle.
  • Tw1, Tw2, and Tn are PWM duty on-time
  • Ta, Tb, and Tc are PWM periods.
  • the current threshold value Ith may be determined in advance by experiments or the like and stored in the ROM 24b. *
  • the impact driver according to the first embodiment reduces the PWM duty only when the current value input to the inverter circuit exceeds the current threshold, the driving power supplied to the motor is reduced.
  • the current value input to the inverter circuit can be suppressed without being lowered too much. Therefore, the occurrence of overcurrent exceeding the maximum rated value of the switching element can be suppressed while maintaining the driving power of the motor, and the switching element can be prevented from being damaged.
  • the impact driver 1 switches the PWM duty D based on the instantaneous voltage value V input to the inverter circuit 20.
  • the voltage threshold Vth corresponding to the power supply voltage effective value Ve is stored in the ROM 24b of the calculation unit 24.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the relationship between the power supply voltage effective value and the voltage threshold in the impact driver according to the second embodiment.
  • the voltage threshold value Vth stored in the calculation unit 24 is a constant value 140V when the power supply voltage effective value Ve is in the range of 100V to 200V.
  • the calculation unit 24 sets the voltage threshold Vth according to the power supply voltage effective value Ve of the commercial AC power supply 30. Then, based on the set voltage threshold Vth, the calculation unit 24 switches the PWM duty D. Note that the voltage threshold Vth may be set to decrease as the power supply voltage increases. *
  • FIG. 12 is a flowchart showing the operation of the impact driver according to the second embodiment.
  • the flowchart shown in FIG. 12 is started when the power cord 8 is connected to the commercial AC power source 30.
  • the voltage detection circuit 27 measures the power supply voltage effective value Ve of the commercial AC power supply 30 and outputs it to the calculation unit 24 (S101). *
  • the calculation unit 24 sets the first duty D1 and the second duty D2 corresponding to the power supply voltage effective value Ve based on the data shown in FIG. 4 (S201). Moreover, the calculating part 24 sets the voltage threshold value Vth (S201). The computing unit 24 sets a voltage threshold Vth corresponding to the power supply voltage effective value Ve based on the data shown in FIG. In the present embodiment, 140 V is set as the voltage threshold Vth.
  • the PWM duty D is set to the initial value D0, and the motor 3 is started (S104).
  • the calculation unit 24 gradually increases the PWM duty D from the initial value D0 toward the target value D1 at a constant increase rate ⁇ by soft start control (S105).
  • the computing unit 24 stops increasing the PWM duty D and maintains the first duty D1 (S203).
  • the PWM duty D is less than the first duty D1 (S202: NO)
  • the calculation unit 24 continues to increase the PWM duty D (S105).
  • the calculation unit 24 monitors the voltage instantaneous value V output from the voltage detection circuit 27.
  • the calculation unit 24 switches the PWM duty D from the first duty D1 to the second duty D2 (S205). Thereafter, when the voltage instantaneous value V decreases to the voltage threshold value Vth (S204: NO), the calculation unit 24 switches the PWM duty D from the second duty D2 to the first duty D1 (S206).
  • the PWM duty D is reduced to the second duty D2.
  • the PWM duty D is increased to the first duty D1.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram illustrating an example of motor drive control according to the second embodiment.
  • FIG. 13A shows the change over time of the voltage applied to the motor 3
  • FIG. 13B shows the change over time of the current flowing through the motor 3.
  • FIG. 13C shows the time change of the PWM duty D.
  • the PWM duty D is reduced from the first duty D1 to the second duty D2 (FIG. 13 (c)). Along with this, the value of the current flowing through the motor 3 becomes smaller (FIG. 13B). Thereafter, the PWM duty is maintained at the second duty D2 until the maximum amplitude of the voltage applied to the motor 3 has passed and the voltage instantaneous value V input to the inverter circuit 20 has dropped to the voltage threshold Vth. Therefore, even when the current value jumps at the maximum amplitude of the voltage applied to the motor 3, the current value flowing through the motor 3 does not exceed the maximum rated value of the switching element, and the switching element is prevented from being damaged. *
  • FIG. 14 is a diagram showing the relationship between the rectified voltage, the PWM duty, and the motor current when the power supply voltage is 100V.
  • the instantaneous voltage value after full-wave rectification, the PWM duty, and the motor current waveform are shown for a half period.
  • the power supply voltage is 100V (power supply voltage effective value 100V, maximum instantaneous value about 140V)
  • the motor 3 has an optimum specification. Therefore, even if the motor current jumps, the current value I is the maximum rating of the switching element 7a. The value is never exceeded.
  • the voltage threshold Vth is set to 140V, but as shown in FIG. 14, the voltage instantaneous value V basically does not exceed 140V. Therefore, there is no need to reduce the PWM duty D, and it is maintained at approximately 100% throughout the entire period. *
  • FIG. 15 is a diagram showing the relationship between the rectified voltage, the PWM duty, and the motor current when the power supply voltage is 200V
  • FIG. 16 is a diagram showing the relationship between the rectified voltage, the PWM duty, and the motor current when the power supply voltage is 230V. is there. *
  • the voltage instantaneous value V after full-wave rectification is about 280 V at the maximum, as shown in FIG. Therefore, when the voltage threshold Vth is set to 140V, the voltage instantaneous value V of the power supply voltage exceeds the voltage threshold Vth. Therefore, when the voltage instantaneous value V exceeds the voltage threshold value Vth, the PWM duty is reduced from D1 to D2 (for example, 50% of D1). As a result, as shown in FIG. 13B, the current value I decreases, and the breakage of the switching element 7a can be suppressed.
  • the voltage instantaneous value V after full-wave rectification is about 322V at the maximum, as shown in FIG. Therefore, when the voltage threshold Vth is set to 140V, the voltage instantaneous value V of the power supply voltage exceeds the voltage threshold Vth. Therefore, when the voltage instantaneous value V exceeds the voltage threshold value Vth, the PWM duty D is further reduced as compared with the case where the power supply voltage effective value is 200 V (for example, 30% of D1). As a result, as shown in FIG. 13B, the current value I decreases, and the breakage of the switching element 7a can be suppressed. *
  • the current value can be suppressed and damage to the switching element 7a can be suppressed. Furthermore, as shown in FIG. 4, the current value as a whole can be suppressed if the PWM duty D1 in the normal state is reduced as the power supply voltage is increased, and damage to the switching element 7a can be further suppressed. Become. *
  • the impact driver according to the second embodiment reduces the PWM duty only when the instantaneous voltage value input to the inverter circuit exceeds the voltage threshold value, the driving power supplied to the motor is reduced.
  • the current value input to the inverter circuit can be suppressed without excessively decreasing the value. Therefore, the occurrence of overcurrent can be suppressed while maintaining the driving power of the motor, and the switching element can be prevented from being damaged.
  • the impact driver 1 switches the PWM duty D based on an elapsed time t from zero cross described later.
  • the voltage detection circuit 27 is also an example of a zero cross detection means, and detects a zero cross where the voltage instantaneous value V input to the inverter circuit 20 becomes zero.
  • the calculation unit 24 is also an example of a period detection unit, and measures the time between two consecutive zero crosses detected by the voltage detection circuit 27 by the timer 24 d and uses the commercial AC power supply 30. A half cycle T0 of the output AC power is acquired. Moreover, the calculating part 24 measures the elapsed time t from zero crossing with the timer 24d.
  • the ROM 24b of the calculation unit 24 stores a duty switching timing t1 corresponding to the power supply voltage effective value Ve.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating the relationship between the power supply voltage effective value and the duty switching timing in the impact driver according to the third embodiment.
  • the duty switching timing t1 corresponds to the first time threshold value of the present invention. As shown in FIG. 17, the duty switching timing t1 stored in the calculation unit 24 becomes earlier as the power supply voltage effective value Ve becomes higher.
  • the computing unit 24 sets the duty switching timing t ⁇ b> 1 according to the power supply voltage effective value Ve of the commercial AC power supply 30. *
  • the calculation unit 24 sets a value obtained by subtracting a value corresponding to the duty switching timing t1 from the half cycle T0 as the duty switching timing t2.
  • the duty switching timing t2 corresponds to the second time threshold value of the present invention.
  • the two duty switching timings t1 and t2 set by the calculation unit 24 are referred to as a first switching timing t1 and a second switching timing t2.
  • the first switching timing t1, the second switching timing t2, and the half cycle T0 satisfy the relational expression of t1 ⁇ t2 ⁇ T0.
  • the calculation unit 24 switches the PWM duty D based on the set first switching timing t1 and second switching timing t2. *
  • FIG. 18 is a flowchart showing the operation of the impact driver according to the third embodiment.
  • the flowchart shown in FIG. 18 is started when the power cord 8 is connected to the commercial AC power source 30.
  • the voltage detection circuit 27 measures the power supply voltage effective value Ve of the commercial AC power supply 30 and outputs it to the calculation unit 24 (S301).
  • the calculating part 24 acquires the half cycle T0 of the alternating current power output from the commercial alternating current power supply 30 by the timer 24d (S301).
  • the calculation unit 24 sets the first duty D1 and the second duty D2 corresponding to the power supply voltage effective value Ve based on the data shown in FIG. 4 (S302).
  • the calculation unit 24 sets duty switching timings t1 and t2 (S302).
  • the calculation unit 24 sets the first switching timing t1 corresponding to the power supply voltage effective value Ve based on the data shown in FIG. At this time, as the power supply voltage effective value Ve is higher, the earlier first switching timing t1 is set.
  • the calculating part 24 sets the value which reduced the value corresponding to the 1st switching timing t1 set from the acquired half cycle T0 as 2nd switching timing t2. *
  • the calculation unit 24 monitors the instantaneous voltage value V output from the voltage detection circuit 27.
  • the calculation unit 24 starts measuring the elapsed time t from the zero cross by the timer 24d and sets the PWM duty D to the first duty. D1 is set (S304), and the motor 3 is started.
  • the calculation unit 24 switches the PWM duty D from the first duty D1 to the second duty D2 (S306).
  • the calculation unit 24 continues to measure the elapsed time t by the timer 24d. When the elapsed time t reaches the second switching timing t2 (S307: YES), the calculation unit 24 switches the PWM duty D from the second duty D2 to the first duty D1 (S308). *
  • the computing unit 24 monitors the voltage instantaneous value V, and when a new zero cross is detected (S303: YES), the measurement unit 24 newly starts the measurement of the elapsed time t from the detected zero cross, and the processing after S304 repeat.
  • the PWM duty D is reduced to the second duty D2. Further, when the elapsed time t reaches the second switching timing t2, the PWM duty D is increased to the first duty D.
  • FIG. 19 is an explanatory diagram illustrating an example of motor drive control according to the third embodiment.
  • FIG. 19A shows the change over time of the voltage applied to the motor 3
  • FIG. 19B shows the change over time of the current flowing through the motor 3.
  • FIG. 19C shows a change in PWM duty over time. *
  • the PWM duty D is lowered to D2 around the maximum amplitude of the voltage applied to the motor 3, that is, when the elapsed time t from the zero cross is from t1 to t2 (FIG. 19 (c)).
  • the value of the current flowing through the motor 3 becomes small (FIG. 19B). Therefore, even when the current value jumps at the maximum amplitude of the voltage applied to the motor 3, the current value flowing through the motor 3 does not exceed the maximum rated value of the switching element, and the switching element is prevented from being damaged.
  • the PWM duty D is increased from the second duty D2 to the first duty D1 (FIG. 19C), so that the value of the current flowing through the motor 3 becomes large (FIG. 19B), The effective value of the voltage applied to the motor 3 also increases. Therefore, it is possible to prevent an excessive decrease in the amount of drive power supplied to the motor 3.
  • the impact driver according to the third embodiment performs the switching control of the PWM duty based on the elapsed time from the zero cross of the instantaneous voltage value input to the inverter circuit. While maintaining the driving power of the motor, it is possible to suppress the occurrence of overcurrent and prevent the switching element from being damaged.
  • the PWM duty can be lowered from an early stage before the motor current increases, so that damage to the switching element can be prevented more reliably. it can.
  • the elapsed time from the zero cross may be determined in advance by experiments or the like.
  • the impact driver 1 switches the PWM duty D based on the current value I input to the inverter circuit 20 and the elapsed time t from the zero cross.
  • the ROM 24b of the arithmetic unit 24 has a current threshold Ith (FIG. 6) corresponding to the power supply voltage effective value Ve and a first switching timing t1 (FIG. 17) corresponding to the power supply voltage effective value Ve. , Each is stored.
  • the computing unit 24 sets the current threshold Ith and the first switching timing t1 according to the power supply voltage effective value Ve of the commercial AC power supply 30.
  • the calculation unit 24 acquires a half cycle T0 of AC power output from the commercial AC power supply 30. Then, a value obtained by subtracting a value corresponding to the first switching timing t1 from the half cycle T0 is set as the second duty switching timing t2. The calculation unit 24 switches the PWM duty D based on the set current threshold Ith, the first switching timing t1, and the second switching timing t2. *
  • FIG. 20 is a flowchart showing the operation of the impact driver according to the fourth embodiment.
  • the flowchart shown in FIG. 20 is started when the power cord 8 is connected to the commercial AC power source 30.
  • the voltage detection circuit 27 measures the power supply voltage effective value Ve of the commercial AC power supply 30 and outputs it to the calculation unit 24 (S301).
  • the calculating part 24 acquires the half cycle T0 of the alternating current power output from the commercial alternating current power supply 30 by the timer 24d (S301).
  • the computing unit 24 sets the first duty D1 and the second duty D2 corresponding to the power supply voltage effective value Ve based on the data shown in FIG. 4 (S401).
  • the calculation unit 24 sets the current threshold Ith, the first switching timing t1, and the second switching timing t2 (S401).
  • the computing unit 24 sets a current threshold Ith corresponding to the power supply voltage effective value Ve based on the data shown in FIG.
  • the calculating part 24 sets the 1st switching timing t1 corresponding to the power supply voltage effective value Ve based on the data shown by FIG.
  • the calculation unit 24 sets a value obtained by subtracting a value corresponding to the first switching timing t1 from the half cycle T0 as the second switching timing t2. *
  • the PWM duty D is set to the initial value D0, and the motor 3 is started (S104).
  • the calculation unit 24 gradually increases the PWM duty D from the initial value D0 toward the target value D1 at a constant increase rate ⁇ by soft start control (S105).
  • the calculation unit 24 monitors the current value I output from the current detection circuit 26, and when the current value I exceeds the current threshold Ith (S106: YES), the PWM duty D is set to the second duty D2 (S107). ). Before the current value I exceeds the current threshold Ith (S106: NO), when the PWM duty D reaches the first duty D1 (S110: YES), the calculation unit 24 stops increasing the PWM duty D, and first The duty is maintained at D1. When the PWM duty D is less than the first duty D1 (S110: NO), the calculation unit 24 performs PWM until D1 is reached (S110: YES) or until the current value I exceeds the current threshold Ith (S106: YES). The duty D continues to increase (S105). *
  • the calculation unit 24 monitors the voltage instantaneous value V output from the voltage detection circuit 27.
  • the calculation unit 24 starts measuring the elapsed time t from the zero cross by the timer 24d and switches the PWM duty D to the first duty D1 (S403).
  • the PWM duty D is changed to the second duty D2. (S406). Further, before the first switching timing t1 is reached (S405: NO), if the current value I reaches the current threshold Ith (S404: NO), the calculation unit 24 switches the PWM duty D to the second duty D2 (S406). ).
  • the calculation unit 24 monitors the voltage instantaneous value V, and when a new zero cross is detected (S402: YES), the measurement unit 24 starts a new measurement of the elapsed time t from the detected zero cross, and the processing after S403 repeat.
  • the PWM duty D is set to the second duty. Pulled down to D2.
  • the impact driver according to the fourth embodiment performs PWM duty switching control based not only on the elapsed time from the zero cross of the instantaneous voltage value input to the inverter circuit but also on the current value. Therefore, the occurrence of overcurrent can be reliably suppressed. Therefore, maintenance of the driving power of the motor and prevention of breakage of the switching element are reliably realized.
  • the PWM duty is controlled based on both the current value and the zero cross, but a plurality of controls are combined such as the current value and the power supply voltage, the power supply voltage and the zero cross, and the current value, the power supply voltage and the zero cross. May be. In this case, as in the fourth embodiment, an overcurrent suppressing effect can be obtained with certainty.

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Abstract

　異なる電源電圧に対しても、モータの駆動電力を維持しつつ、スイッチング素子の破損を防止可能な電動工具を提供する。インパクトドライバ１は、モータ３と、商用電源３０からの入力電圧を整流する整流回路２３と、整流回路２３から出力される整流電圧をモータ３に駆動電力として供給するインバータ回路２０と、商用電源３０の電源電圧に応じてモータ３のデューティ制御を変更することにより、モータ３に流れる電流値が所定の電流値を超える過電流の発生を抑制する演算部２４とを有する。

Description

電動工具
本発明は、商用交流電源により駆動されるモータを有する電動工具に関する。
商用交流電源に接続して使用される電動工具では、従来、商用交流電源からの交流電力が整流回路により整流された後、平滑コンデンサにより平滑され、インバータ回路に供給される。そして、インバータ回路からモータに所定の駆動電力が出力され、モータが駆動されることとなる。　
また、近年、平滑コンデンサを設けない小型の電動工具が普及しつつある。この種の電動工具では、交流電圧の最大振幅のタイミングで、モータに流れる電流値が跳ね上がることが知られている。　
ところで、商用交流電源は国によって電圧の規格が異なる。そのため、例えば１００Ｖ仕様の電動工具を２００Ｖの高電圧の商用交流電源に接続して使用した場合、上記した跳ね上がりの結果、モータに流れる電流値がモータ駆動のためのスイッチング素子の最大定格値を超えてしまい、スイッチング素子が破損する虞があった。　
このような問題を解決すべく、下記特許文献１には、電源電圧に応じてモータ制御を変更する技術が開示されている。
特開平５－３１７５６１号公報
しかしながら、上記した従来技術では、電源電圧が高い場合、モータの通電率を低下させると共に、駆動時間を短くするため、通常の１００Ｖの商用交流電源に接続して使用する時よりも、更にモータの駆動電力が下がるという問題があった。　
そのため、異なる電源電圧に対しても、モータの駆動電力を維持しつつ、スイッチング素子の破損を防止可能な電動工具が望まれていた。
本発明に係る電動工具は、モータと、商用電源からの入力電圧を整流する整流回路部と、整流回路部から出力される整流電圧をモータに駆動電力として供給する供給手段と、を有し、商用電源の電圧に応じてモータのデューティ制御を変更することを特徴とする。　
このような構成によれば、最適に設計された入力電圧以外の電源環境においても、モータに流れる電流の跳ね上がりを抑制可能となるので、スイッチング素子の破損を防止することができる。
上記した電動工具は、商用電源の電圧に応じてモータに供給されるデューティ比を変更することが好ましい。　
このような構成によれば、商用電源の電圧が異なる場合も、モータに供給されるデューティ比を適切に変更可能となるので、スイッチング素子の破損を防止できる。　
また、商用電源の電圧が第１電圧値の場合に第１デューティ比とし、第１電圧値より大きい第２電圧値の場合に第１デューティ比より小さい第２デューティ比としても良い。　
このような構成によれば、商用電源の電圧値に応じて、モータに供給されるデューティ比を適切に変更できるので、スイッチング素子の破損を確実に防止可能となる。例えば、電圧実効値が１００Ｖの商用電源に対して、デューティ比を１００％とし、電圧実効値が２００Ｖの商用電源に対して、デューティ比を５０％とすることが好ましい。　
また、商用電源の電圧が大きいほどデューティ比を小さくしても良い。
このような構成によれば、商用電源の電圧に応じてデューティ比が適切に変更されるので、異なる電源環境においても、モータに流れる電流の跳ね上がりを抑制して、スイッチング素子の破損を防止することができる。　
商用電源の電圧が所定電圧まではデューティ比を一定とし、所定電圧より大きい場合には商用電源の電圧が大きいほどデューティ比を小さくしても良い。　
このような構成によれば、所定電圧まではデューティ比が一定に維持されるので、駆動電力を維持可能となる。また、所定電圧を超えるとデューティ比が変更されるので、スイッチング素子の破損を防止可能となる。　
上記した電動工具において、整流電圧が電圧閾値を超えたらデューティ比を小さくすることが好ましい。
このような構成によれば、整流電圧が電圧閾値を超えると、モータに流れる電流値を下げるべく制御されるので、電流の跳ね上がりによるスイッチング素子の破損を確実に防止可能となる。
また、整流電圧が電圧閾値を超えたら所定時間だけデューティ比を小さくしても良い。　
このような構成によれば、駆動電力を維持しつつ、スイッチング素子の破損を防止可能となる。　
また、デューティ比を小さくしてから所定時間経過後にデューティ比を大きくしても良い。　
このような構成によれば、スイッチング素子の破損を防止しつつ、駆動電力の過度な低下を回避可能となる。　
デューティ比を小さくした後に整流電圧が電圧閾値より小さくなったらデューティ比を大きくしても良い。
このような構成によれば、スイッチング素子の破損を確実に防止しつつ、駆動電力の低下を最小限に抑えることができる。　
また、デューティ比を小さくする前のデューティ比に戻すことが好ましい。
このような構成によれば、駆動電力の維持が可能となる。　
上記した電動工具において、モータに流れる電流が電流閾値を超えたらデューティ比を小さくすることが好ましい。　
このような構成によれば、モータに流れる電流が電流閾値を超えると、電流値を下げるべく制御されるので、スイッチング素子の最大定格値を超える過電流の発生を抑制可能となり、スイッチング素子の破損を防止できる。
デューティ比を小さくした後に電流が電流閾値より小さくなったらデューティ比を大きくしても良い。　
このような構成によれば、スイッチング素子の破損を確実に防止しつつ、駆動電力の低下を最小限に抑えることができる。　
また、デューティ比を小さくする前のデューティ比に戻すことが好ましい。
このような構成によれば、駆動電力の維持が可能となる。　
電流閾値は商用電源の電圧が大きいほど小さく設定されることが好ましい。
このような構成によれば、商用電源の電圧に応じて電流閾値が変更されるので、異なる電源環境においても、モータに流れる電流の跳ね上がりを確実に抑制して、スイッチング素子の破損を防止することができる。　
上記した電動工具において、交流電源のゼロクロスを検出し、ゼロクロスの検出からの経過時間が第１時間を超えるとデューティ比を小さくし、経過時間が第１時間より長い第２時間を超えるとデューティ比を大きくすることが好ましい。　
このような構成によれば、ゼロクロスからの経過時間に応じて、デューティ比の変更が行われるので、簡易な制御により駆動電力の維持及びスイッチング素子の破損防止が可能となる。　
また、第１時間は交流電源の電圧が大きいほど短く設定されることが好ましい。　
このような構成によれば、電源環境が異なる場合も、スイッチング素子の破損を防止可能となる。
上記した電動工具において、整流電圧は平滑されずに供給手段に供給されることを特徴とする。　
このような構成によれば、異なる電源環境に対応可能な小型の電動工具を提供可能となる。　
また、本発明に係る電動工具は、モータと、電源からモータに駆動電力を供給する供給手段と、モータに流れる電流値が所定の電流値を超える過電流の発生を抑制する抑制手段とを有することを特徴とする。　
このような構成によれば、スイッチング素子の最大定格値を超える過電流の発生を抑制可能となるので、スイッチング素子の破損を防止することができる。　
上記した電動工具において、抑制手段は、駆動電力の実効値を変更する変更手段を有しても良い。
このような構成によれば、モータに供給される駆動電力を適切に変更できるので、スイッチング素子の破損を防止しつつ、モータの駆動電力を維持することができる。　
上記した電動工具は、供給手段に入力される電流値を検出する電流検出手段を更に有することもできる。この場合、変更手段は、検出された電流値が電流閾値を超えると、実効値を低下させることが好ましい。　
このような構成によれば、供給手段に流れる電流値が電流閾値を超えると、モータに流れる電流値を下げるべく制御されるので、過電流の発生を抑制して、スイッチング素子の破損を確実に防止可能となる。　
また、電源の電源電圧実効値を検出する電源電圧検出手段を更に有しても良い。この場合、変更手段は、検出された電源電圧実効値に応じて電流閾値を設定することが好ましい。　
このような構成によれば、電源電圧が異なる場合も、駆動電力を維持しつつ、スイッチング素子の破損を防止可能となる。
上記した電動工具は、供給手段に入力される電圧瞬時値を検出する入力電圧検出手段を更に有することもできる。この場合、変更手段は、検出された電圧瞬時値が電圧閾値を超えると、実効値を低下させることが好ましい。　
このような構成によれば、供給手段に入力される電圧瞬時値が電圧閾値を超えると、モータに流れる電流値を下げるべく制御されるので、過電流によるスイッチング素子の破損を確実に防止可能となる。　
また、電源の電源電圧実効値を検出する電源電圧検出手段を更に有しても良い。この場合、変更手段は、検出された電源電圧実効値に応じて電圧閾値を設定することが好ましい。　
このような構成によれば、電源電圧が異なる場合も、駆動電力を維持しつつ、スイッチング素子の破損を防止可能となる。　
上記した電動工具は、供給手段に入力される交流電力のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段を更に有することもできる。この場合、変更手段は、ゼロクロスの検出からの経過時間が第１時間閾値を超えると、実効値を低下させ、経過時間が第１時間閾値よりも長い第２時間閾値を超えると、実効値を上昇させることが好ましい。
このような構成によれば、ゼロクロスからの経過時間に応じて、駆動電力の変更が行われるので、簡易な制御により駆動電力の維持及びスイッチング素子の破損防止が可能となる。　
また、電源の電源電圧実効値を検出する電源電圧検出手段と、交流電力の半周期を検出する周期検出手段とを更に有しても良い。この場合、変更手段は、検出された電源電圧実効値に応じて、第１時間閾値を設定し、検出された半周期から第１時間閾値を減じた値を第２時間閾値として設定することが好ましい。　
このような構成によれば、電源電圧が異なる場合も、駆動電力を維持しつつ、スイッチング素子の破損を防止可能となる。　
上記した電動工具において、供給手段をインバータ回路とし、変更手段をインバータ回路によりモータに供給される駆動電力のデューティ比を変更すべく構成しても良い。　
また、上記した電動工具において、電源は商用電源であり、供給手段は商用電源の電圧を平滑せずにモータに供給することを特徴とする。
このような構成によれば、異なる電源環境に対応可能な小型の電動工具を提供可能となる。
本発明に係る電動工具によれば、異なる電源電圧に対しても、モータの駆動電力を維持しつつ、スイッチング素子の破損を防止可能となる。
実施の形態に係るインパクトドライバの断面図である。 実施の形態に係るインパクトドライバにおけるモータの制御ブロック図である。 モータの仕様に応じた電源電圧及びＰＷＭデューティの関係を示す図である。 実施の形態に係るインパクトドライバの電源電圧実効値及びＰＷＭデューティの関係を示す図である。 ソフトスタート制御を説明する図である。 第１の実施の形態に係るインパクトドライバにおける電源電圧実効値及び電流閾値の関係を示す図である。 第１の実施の形態に係るインパクトドライバの動作を示すフローチャートである。 第１の実施の形態におけるモータの駆動制御の一例を示す説明図である。（ａ）はモータに印加される電圧の時間変化を示す図、（ｂ）はモータに流れる電流の時間変化を示す図、（ｃ）はＰＷＭデューティＤの時間変化を示す図である。 整流後の電源電圧波形及びモータ電流波形を示す図である。（ａ）は電圧検出回路により検出された整流後の電源電圧の電圧瞬時値Ｖを示す図、（ｂ）は電流検出回路により検出されたモータに流れるモータ電流の電流値Ｉを示す図である。 第１の実施の形態におけるＰＷＭデューティ及びモータ電流の関係を示す図である。 第２の実施の形態に係るインパクトドライバにおける電源電圧実効値及び電圧閾値の関係を示す図である。 第２の実施の形態に係るインパクトドライバの動作を示すフローチャートである。 第２の実施の形態におけるモータの駆動制御の一例を示す説明図である。（ａ）はモータに印加される電圧の時間変化を示す図、（ｂ）はモータに流れる電流の時間変化を示す図、（ｃ）はＰＷＭデューティＤの時間変化を示す図である。 電源電圧１００Ｖ時における整流後電圧、ＰＷＭデューティ及びモータ電流の関係を示す図である。 電源電圧２００Ｖ時における整流後電圧、ＰＷＭデューティ及びモータ電流の関係を示す図である。 電源電圧２３０Ｖ時における整流後電圧、ＰＷＭデューティ及びモータ電流の関係を示す図である。 第３の実施の形態に係るインパクトドライバにおける電源電圧実効値及びデューティ切替タイミングの関係を示す図である。 第３の実施の形態に係るインパクトドライバの動作を示すフローチャートである。 第３の実施の形態におけるモータの駆動制御の一例を示す説明図である。（ａ）はモータに印加される電圧の時間変化を示す図、（ｂ）はモータに流れる電流の時間変化を示す図、（ｃ）はＰＷＭデューティの時間変化を示す図である。 第４の実施の形態に係るインパクトドライバの動作を示すフローチャートである。
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。ここでは、本発明をインパクトドライバに適用した場合を例に、説明を行う。
図１は、実施の形態に係るインパクトドライバの断面図である。インパクトドライバ１は、本発明の電動工具に相当し、図１に示されるように、ハウジング２、モータ３、ギヤ機構４、ハンマ５、アンビル部６、インバータ回路部７及び電源コード８から主に構成される。
ハウジング２は、樹脂製であってインパクトドライバ１の外郭を成しており、略筒状の胴体部２ａと、胴体部２ａから延出されるハンドル部２ｂとから主に構成される。胴体部２ａ内には、図１に示されるように、モータ３が、その軸方向が胴体部２ａの長手方向に一致するように配置されると共に、ギヤ機構４、ハンマ５及びアンビル部６が、モータ３の軸方向一端側に向かって並んで配置されている。　
胴体部２ａ内の前側位置には、ハンマ５及びアンビル部６が内蔵される金属製のハンマケース１８が配置されている。ハンマケース１８は、前方に向かうに従って徐々に径が細くなる略漏斗形状を成しており、前端部分には開口１８ａが形成され、開口１８ａから後述する先端工具保持部１６の先端部分が露出し、その先端に開口部１６ａが形成される。また、胴体部２ａには、後述する冷却ファン１４により胴体部２ａ内に外気を吸入及び排出するための図示せぬ吸気口及び排気口が形成されている。当該外気により、モータ３及びインバータ基板７が冷却される。　
ハンドル部２ｂは、胴体部２ａの前後方向略中央位置から下側に向けて延出し、胴体部２ａと一体に構成されている。ハンドル部２ｂの内部には、スイッチ機構９が内蔵されると共に、その延出方向先端位置に、交流電源に接続可能な電源コード８が延出している。ハンドル部２ｂにおいて、胴体部２ａからの根元部分であって前側位置には、作業者の操作箇所となり電子スイッチであるトリガスイッチ１０が設けられている。このトリガスイッチ１０は、スイッチ機構９と接続しており、モータ３への駆動電力の供給と遮断とを切り替えるために用いられる。また、ハンドル部２ｂと胴体部２ａとの接続部分であって、トリガスイッチ１０の直上には、モータ３の回転方向を切り替える正逆切替スイッチ１１が設けられている。更に、ハンドル部２ｂの下部には、制御回路部１２及び電源回路部１３が収容されている。　
モータ３は、ブラシレスモータであり、図１に示されるように、出力軸３ｅ及び複数の永久磁石３ｄを備えるロータ３ａと、当該ロータ３ａと対向する位置に配置され複数のコイル３ｃを備えるステータ３ｂとから主に構成される。出力軸３ｅは、軸方向が前後方向と一致するように胴体部２ａ内に配置され、ロータ３ａの前後に突出しており、その突出した箇所でベアリングにより胴体部２ａに回転可能に支承されている。出力軸３ｅにおいて、前側に突出している箇所には、出力軸３ｅと同軸一体に回転する冷却ファン１４が設けられている。　
ギヤ機構４は、モータ３の前方に配置されている。ギヤ機構４は、複数の歯車を備える遊星歯車機構で構成される減速機構であり、出力軸３ｅの回転を減速してハンマ５に伝達する。ハンマ５は、前端に一対の衝突部１５を備えている。また、ハンマ５は、バネ５ａにより前方に付勢され、当該付勢力に抗して後方に移動することも可能に構成されている。
アンビル部６は、ハンマ５の前方に配置されており、先端工具保持部１６と、アンビル１７とから主に構成される。アンビル１７は、先端工具保持部１６の後方に、当該先端工具保持部１６と一体に構成され、先端工具保持部１６の回転中心に対して対極に配置された一対の被衝突部１７ａを有する。ハンマ５が回転すると、一方の衝突部１５と一方の被衝突部１７ａとが衝突すると同時に、他方の衝突部１５と他方の被衝突部１７ａとが衝突し、これによりハンマ５の回転力がアンビル１７に伝達され、アンビル１７に打撃が与えられる。また、衝突部１５と被衝突部１７ａとの衝突後、ハンマ５はバネ５ａの付勢力に抗して回転しながら後退する。そして、衝突部５１が被衝突部１７ａを乗り越えると、バネ５ａに蓄えられた弾性エネルギーが解放されてハンマ５は前方に移動し、再び、衝突部１５と被衝突部１７ａとが衝突することとなる。なお、先端工具保持部１６の先端に形成された開口部１６ａには、先端工具が着脱可能に保持される。　
インバータ回路部７には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチング素子７ａが設けられる。電源コード８は、商用交流電源と接続することにより、各部に電源を供給する。　
次に、モータ３の駆動制御系の構成について、図２に基づき説明する。図２は、実施の形態に係るインパクドライバにおけるモータの制御ブロック図である。　
本実施の形態では、モータ３は、３相のブラシレスモータから構成される。このブラシレスモータのロータ３ａは、複数組（本実施の形態では２組）のＮ極及びＳ極からなる永久磁石３ｄを含んで構成され、ステータ３ｂは、スター結線された３相の固定子巻線（コイル３ｃ）Ｕ、Ｖ、Ｗからなる。また、ホール素子２１が永久磁石３ｄに対向配置され、これらのホール素子２１からの位置検出信号に基づいて、固定子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗへの通電方向及び時間が制御される。　
インバータ回路部７（図１）は、インバータ回路２０を含んで構成される。このインバータ回路２０の基板上に搭載される電子素子には、３相ブリッジ形式に接続されたＦＥＴ等の６個のスイッチング素子７ａ（Ｑ１～Ｑ６）が含まれる。ブリッジ接続された６個のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の各ゲートは、制御信号出力回路２２に接続され、６個のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の各ドレイン又は各ソースは、スター結線された固定子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに接続される。これにより、６個のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は、制御信号出力回路２２から入力されたスイッチング素子駆動信号（Ｈ４、Ｈ５、Ｈ６等の駆動信号）に基づきスイッチング動作を行い、整流回路２３により全波整流された直流電圧を３相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとして、固定子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに電力を供給する。
制御信号出力回路２２は、６個のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の各ゲートを駆動するスイッチング素子駆動信号（３相信号）の中、３個の負電源側スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６を駆動するスイッチング素子駆動信号を、パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）Ｈ４、Ｈ５、Ｈ６として供給する。そして、制御回路部１２に備えられた演算部２４が、トリガスイッチ１０の操作量（ストローク）の検出信号等に基づきＰＷＭ信号のパルス幅（デューティ比）を変化させることにより、モータ３への駆動電力の供給量を調整し、モータ３の起動／停止と回転速度とを制御する。また、制御信号出力回路２２は、３個の正電源側スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３を駆動するスイッチング素子駆動信号を、出力切替信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３として供給する。　
ここで、ＰＷＭ信号は、インバータ回路２０の正電源側スイッチング素子Ｑ１～Ｑ３及び負電源側スイッチング素子Ｑ４～Ｑ６の何れか一方に供給され、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ３又はスイッチング素子Ｑ４～Ｑ６を高速スイッチングさせることにより、整流回路２３の直流電圧から各固定子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに供給する電力を制御する。本実施の形態では、負電源側スイッチング素子Ｑ４～Ｑ６にＰＷＭ信号が供給され、ＰＷＭ信号のパルス幅を制御することにより、各固定子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに供給する電力を調整して、モータ３の回転速度を制御することができる。なお、ＰＷＭ信号Ｈ４、Ｈ５、Ｈ６を、正電源側スイッチング素子Ｑ１～Ｑ３に出力し、出力切替信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３をスイッチング素子Ｑ４～Ｑ６に出力する構成であっても良い。また、ＰＷＭ信号Ｈ１～Ｈ６を対応するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６にタイミングをずらして出力する構成であっても良い。　
制御回路部１２（図１）には、制御信号出力回路２２、回転子位置検出回路２５、電流検出回路２６、電圧検出回路２７、印加電圧設定回路２８、回転方向設定回路２９及び演算部２４が設けられる。　
回転子位置検出回路２５は、ホール素子２１からの信号に基づきロータ３ａの回転位置を検出し、演算部２４に出力する。　
電流検出回路２６は、モータ３に供給される電流値をシャント抵抗Ｒｓから測定し、演算部２４に出力する。また、電流検出回路２６は、本発明の電流検出手段の一例であり、インバータ回路２０に入力される電流値Ｉを測定し、演算部２４に出力する。
電圧検出回路２７は、モータ３に印加される電圧値を測定し、演算部２４に出力する。また、電圧検出回路２７は、本発明の入力電圧検出手段の一例であり、インバータ回路２０に入力される電圧瞬時値Ｖを測定し、演算部２４に出力する。更に、電圧検出回路２７は、本発明の電源電圧検出手段の一例でもあり、商用交流電源３０の電源電圧実効値Ｖｅを測定し、演算部２４に出力する。　
印加電圧設定回路２８は、トリガスイッチ１０の操作に基づいて、演算部２４に制御信号を出力する。回転方向設定回路２９は、正逆切替スイッチ１１の切り替えを検出すると、モータ３の回転方向を切り替えるための信号を演算部２４に出力する。　
演算部２４は、処理プログラム及びデータに基づき駆動信号を出力するための中央処理装置（ＣＰＵ）２４ａと、処理プログラムや制御データ、各種閾値等を記憶するためのＲＯＭ２４ｂと、データを一時記憶するためのＲＡＭ２４ｃと、タイマ２４ｄとを含んで構成される。制御信号出力回路２２及び演算部２４が、本発明の抑制手段に相当し、演算部２４は、本発明の変更手段に相当する。　
演算部２４は、印加電圧設定回路２８からの出力に基づき、ＰＷＭ信号Ｈ４～Ｈ６を生成し、制御信号出力回路２２に出力する。また、演算部２４は、回転子位置検出回路２５及び回転方向設定回路２９からの出力に基づき、出力切替信号Ｈ１～Ｈ３を生成する。これにより、固定子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗの所定の巻線が交互に通電され、ロータ３ａが設定された回転方向に回転する。また、モータ３に供給される電圧値及び電流値は、上述した電流検出回路２６及び電圧検出回路２７により測定され、その値が演算部２４にフィードバックされることにより、設定された駆動電力及び電流値となるように調整される。　
また、演算部２４のＲＯＭ２４ｂには、ＰＷＭ信号のパルス幅を示すデューティ比、すなわちＰＷＭデューティを制御するためのデータが記憶されている。この制御データについて、図３及び図４を参照して説明する。図３は、モータの仕様に応じた電源電圧及びＰＷＭデューティの関係を示す図であり、図４は、実施の形態に係るインパクトドライバにおける電源電圧実効値及びＰＷＭデューティの関係を示す図である。
インパクトドライバ１において、モータ３は、電源電圧が１００Ｖの電源環境に対して最適となるよう設計されており、例えばコイル３ｃの線径が０．５ｍｍ、ターン数が１極当たり５０ターン（以下、５０／極と記す）とされている。このモータ３は、電流が流れやすいため、入力電圧の実効値が１００Ｖよりも大きい、例えば２３０Ｖ以上の電源環境で使用する場合、電流が跳ね上がってしまうこととなる。　
一方、インバータ回路２０を構成するスイッチング素子７ａ（Ｑ１～Ｑ６）も、電圧実効値１００Ｖに合わせて設計されている。そのため、それ以上の電源環境で使用する場合、電流の跳ね上がりにより、スイッチング素子７ａの最大定格値を超えた電流がスイッチング素子７ａに流れることになり、スイッチング素子７ａを破損してしまう可能性がある。　
そこで、電源電圧が２３０Ｖの電源環境でインパクトドライバ１を使用する場合には、モータ３の仕様を変更し、例えばコイル３ｃの線径を０．３５ｍｍ、ターン数を１００／極とすれば、１００Ｖ仕様のモータ３と同等の性能（トルク）を得ることができるうえ、電流を流れ難くすることができる。しかしながら、モータ３自体も大型化してしまうことに加え、線径を細くする必要があるため、振動等によりコイル３ｃが断線してしまう可能性が高くなるという問題がある。　
そこで、本発明は、電源環境に応じてインバータ回路２０の制御を変更することにより、モータ３の仕様を変更することなく、異なる電源環境に適用可能とする。すなわち、図３に示されるように、電源電圧実効値Ｖｅに応じてインバータ回路２０のスイッチング素子７ａのＰＷＭデューティＤを変更することとする。　
図３において、実線Ａは、線径が０．５ｍｍ、ターン数が５０／極の１００Ｖ仕様のモータ３が使用される場合の電源電圧実効値ＶｅとＰＷＭデューティＤとの関係を示す。図３に示されるように、モータ３への入力電圧の実効値が１００Ｖを超えると、電源電圧実効値Ｖｅに応じてＰＷＭデューティＤが低下するように、インバータ回路２０が制御されることとなる。一方、電源電圧２３０Ｖに最適な設計が行われたモータ３、すなわち線径０．３５ｍｍ、ターン数１１５／極のモータ３が使用される場合、二点鎖線Ｂに示されるように、モータ３への入力電圧の実効値が２３０Ｖを超えると、電源電圧実効値Ｖｅに応じてＰＷＭデューティＤが低下するように、インバータ回路２０が制御される。
上記のようにインバータ回路２０を制御することにより、最適に設計された入力電圧以上の電源環境においても、モータ３に流れる電流の跳ね上がりを抑えることができ、スイッチング素子７ａの破損を抑制可能となる。　
本実施の形態に係るインパクトドライバ１では、演算部２４が、図４に示されるデータを参照し、商用交流電源３０の電源電圧に応じたＰＷＭデューティを設定する。具体的には、商用交流電源３０の電源電圧実効値Ｖｅに応じた２つのＰＷＭデューティ、すなわち第１デューティＤ１及び第２デューティＤ２を設定する。ここで、第１デューティＤ１は、図３に示したＰＷＭデューティＤに対応し、モータ３の仕様及び電源電圧実効値Ｖｅに応じて設定される。また、第２デューティＤ２は、第１デューティＤ１に応じて設定される。本実施の形態では、第１デューティＤ１及び第２デューティＤ２は、Ｄ２＜０．５×Ｄ１の関係式を満たす。また、第１デューティＤ１及び第２デューティＤ２は、それぞれ、電源電圧実効値Ｖｅが高くなるに従い低下する。演算部２４は、これら２つのＰＷＭデューティの切替制御を行う。ＰＷＭデューティの切替制御の詳細については、後述する。　
続いて、第１の実施の形態に係るインパクトドライバ１について、詳細に説明する。インパクトドライバ１は、本実施の形態では、インバータ回路２０に入力される電流値Ｉに基づき、ＰＷＭデューティＤの切り替えを行う。　
また、演算部２４は、モータ３の起動時、ＰＷＭデューティを初期値から目標値まで徐々に増加させるソフトスタート制御を行う。図５は、ソフトスタート制御を説明する図である。演算部２４は、図５に示すように、ＰＷＭデューティＤを所定の初期値Ｄ０から目標値まで一定の増加率α（α＞０）で増加させる。本実施の形態では、ＰＷＭデューティＤの目標値は、第１デューティＤ１である。　
本実施の形態において、演算部２４のＲＯＭ２４ｂには、電源電圧実効値Ｖｅに対応する電流閾値Ｉｔｈが記憶されている。図６は、第１の実施の形態に係るインパクトドライバにおける電源電圧実効値及び電流閾値の関係を示す図である。図６に示されるように、演算部２４に記憶される電流閾値Ｉｔｈは、電源電圧実効値Ｖｅが高くなるに従い低下する。演算部２４は、商用交流電源３０の電源電圧実効値Ｖｅに応じて、電流閾値Ｉｔｈを設定する。そして、設定された電流閾値Ｉｔｈに基づき、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤの切り替えを行う。　
次に、第１の実施の形態に係るインパクトドライバ１におけるＰＷＭデューティＤを変更する動作について、図７に示すフローチャートに沿って説明する。図７は、第１の実施の形態に係るインパクトドライバの動作を示すフローチャートである。　
図７に示されるフローチャートは、電源コード８の商用交流電源３０への接続を契機に開始される。電圧検出回路２７は、商用交流電源３０の電源電圧実効値Ｖｅを測定し、演算部２４へ出力する（Ｓ１０１）。　
続いて、演算部２４が、第１デューティＤ１及び第２デューティＤ２を設定する（Ｓ１０２）。演算部２４は、図４に示されるデータに基づき、電源電圧実効値Ｖｅに対応する２つのＰＷＭデューティＤ１及びＤ２を設定する。このとき、電源電圧実効値Ｖｅが高いほど、小さなＰＷＭデューティＤ１及びＤ２が設定される。また、演算部２４は、電流閾値Ｉｔｈを設定する（Ｓ１０２）。演算部２４は、図６に示されるデータに基づき、電源電圧実効値Ｖｅに対応する電流閾値Ｉｔｈを設定する。このとき、電源電圧実効値Ｖｅが高いほど、小さな電流閾値Ｉｔｈが設定される。　
その後、トリガスイッチ１０がオンされると（Ｓ１０３）、ＰＷＭデューティＤが初期値Ｄ０に設定され、モータ３が起動される（Ｓ１０４）。演算部２４は、ソフトスタート制御により、ＰＷＭデューティＤを初期値Ｄ０から目標値Ｄ１に向けて一定の増加率αで徐々に上昇させる（Ｓ１０５）。　
また、演算部２４は、電流検出回路２６から出力される電流値Ｉを監視する。そして、インバータ回路２０に入力される電流値Ｉが電源電圧に対応した電流閾値Ｉｔｈを超えると（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、ＰＷＭデューティＤを第２デューティＤ２とする（Ｓ１０７）。その後、電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈ未満に下がると（Ｓ１０８：ＹＥＳ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤを第１デューティＤ１に切り替える（Ｓ１０９）。
また、ソフトスタート制御によるＰＷＭデューティＤの上昇中、電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈに達する前に（Ｓ１０６：ＮＯ）、ＰＷＭデューティＤが第１デューティＤ１に達すると（Ｓ１１０：ＹＥＳ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤの上昇を停止し、第１デューティＤ１に維持する。ＰＷＭデューティＤが第１デューティＤ１未満の場合（Ｓ１１０：ＮＯ）、演算部２４は、Ｄ１に達するまで（Ｓ１１０：ＹＥＳ）、或いは電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈに達するまで（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、ＰＷＭデューティＤの上昇を継続する（Ｓ１０５）。　
そして、ＰＷＭデューティＤをＤ１に維持した後（Ｓ１１０：ＹＥＳ）、電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈを超えると（Ｓ１０８：ＮＯ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤを第２デューティＤ２に切り替える（Ｓ１１１）。その後、電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈ未満となると（Ｓ１０８：ＹＥＳ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤを第１デューティＤ１に切り替える（Ｓ１０９）。　
上記のように、インバータ回路２０に入力される電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈを超えると、ＰＷＭデューティＤが第２デューティＤ２に引き下げられる。また、電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈ未満の場合、ＰＷＭデューティＤが第１デューティＤ１に引き上げられる。　
図８は、第１の実施の形態におけるモータの駆動制御の一例を示す説明図である。図８（ａ）は、モータ３に印加される電圧の時間変化を示し、図８（ｂ）は、モータ３に流れる電流の時間変化を示す。また、図８（ｃ）は、ＰＷＭデューティＤの時間変化を示す。　
本実施の形態では、インバータ回路２０に入力される電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈを超えると、ＰＷＭデューティが第１デューティＤ１から第２デューティＤ２に引き下げられる（図８（ｃ））。これに伴い、モータ３に流れる電流値は小さくなる（図８（ｂ））。その後、モータ３に印加される電圧の最大振幅を過ぎ、インバータ回路２０に入力される電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈに下がるまで、ＰＷＭデューティは第２デューティＤ２に維持される。したがって、モータ３に印加される電圧の最大振幅時に電流値の跳ね上がりが生じた場合も、モータ３に流れる電流値はスイッチング素子７ａの最大定格値を超えることなく、スイッチング素子７ａの破損が防止される。
また、インバータ回路２０に入力される電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈまで下がると、ＰＷＭデューティが第２デューティＤ２から第１デューティＤ１に引き上げられる（図８（ｃ））。これに伴い、モータ３に流れる電流値は大きくなり（図８（ｂ））、モータ３に印加される電圧の実効値も高くなる。したがって、モータ３への駆動電力の供給量の下げ過ぎが防止される。　
図９は、整流後の電源電圧波形及びモータ電流波形を示す図である。図９は、電源電圧実効値が１００Ｖであり、電源周波数が５０Ｈｚである場合に対応する。図９（ａ）は、電圧検出回路２７により検出された整流後の電源電圧の電圧瞬時値Ｖを示し、図９（ｂ）は、電流検出回路２６により検出されたモータ３に流れるモータ電流の電流値Ｉを示す。図９に示されるように、電源電圧のピーク付近でモータ電流が跳ね上がるが、スイッチング素子７ａは、このモータ電流の跳ね上がりを考慮して設計或いは選択されている。しかしながら、電源電圧実効値Ｖｅが１００Ｖ以上、例えば２００Ｖの場合には、このモータ電流Ｉの跳ね上がりが大きくなり、スイッチング素子７ａの最大定格値を超えた電流がスイッチング素子７ａに流れてしまうこととなる。　
そこで、本実施の形態では、図１０に示されるように、スイッチング素子７ａの最大定格値より小さな電流閾値Ｉｔｈを設け、モータ電流Ｉがこの電流閾値Ｉｔｈを超えた場合に、ＰＷＭデューティＤを低下させることとする。図１０は、第１の実施の形態におけるＰＷＭデューティ及びモータ電流の関係を示す図である。なお、図１０には、半周期分のモータ電流波形が示されている。また、図１０において、Ｔｗ１、Ｔｗ２及びＴｎは、ＰＷＭデューティのオン時間であり、Ｔａ、Ｔｂ及びＴｃは、ＰＷＭ周期である。電流閾値Ｉｔｈは、実験等により予め決定し、ＲＯＭ２４ｂに記憶しておけば良い。　
モータ電流Ｉが電流閾値Ｉｔｈに達するまでは、ＰＷＭデューティＤ１＝Ｔｗ１／Ｔａは、略１００％に設定される。モータ電流Ｉが電流閾値Ｉｔｈに達すると、ＰＷＭデューティをＤ１からＤ２＝Ｔｎ／Ｔｂに低下させる。その後、モータ電流Ｉが電流閾値Ｉｔｈより低下すると、ＰＷＭデューティをＤ１＝Ｔｗ２／Ｔｃとする。なお、ＰＷＭデューティのオン時間Ｔｗ１、Ｔｗ２及びＴｎは、Ｔｎ＜Ｔｗ１＝Ｔｗ２の関係となり、ＰＷＭ周期Ｔａ、Ｔｂ及びＴｃは、Ｔａ＝Ｔｂ＝Ｔｃである。
上記のように、モータ電流Ｉが電流閾値Ｉｔｈを超えた場合に、ＰＷＭデューティＤを変更し、デューティ比を下げることにより、図８に示されるように、電流の跳ね上がりが抑制され、スイッチング素子７ａの破損を防止することができる。更に、電源電圧実効値Ｖｅが大きくなるほど、モータ電流Ｉは大きくなり、電流の跳ね上がりも大きくなるため、モータ電流Ｉが電流閾値Ｉｔｈを超えた場合のＰＷＭデューティＤのオン時間Ｔｎを電源電圧に応じて変更し、電源電圧実効値Ｖｅが高いほどオン時間Ｔｎを小さくすることにより、ＰＷＭデューティＤの下げ幅（図８の｜Ｄ１－Ｄ２｜）を大きくする。これにより、いかなる電源電圧であっても、スイッチング素子７ａの破損を防止可能となる。　以上のように、第１の実施の形態に係るインパクトドライバは、インバータ回路に入力される電流値が電流閾値を超えた場合にのみ、ＰＷＭデューティを低下させるので、モータに供給される駆動電力を下げ過ぎることなく、インバータ回路に入力される電流値を抑制可能となる。したがって、モータの駆動電力を維持しつつ、スイッチング素子の最大定格値を超える過電流の発生を抑制して、スイッチング素子の破損を防止することができる。
次に、第２の実施の形態に係るインパクトドライバ１について、説明する。インパクトドライバ１は、本実施の形態では、インバータ回路２０に入力される電圧瞬時値Ｖに基づき、ＰＷＭデューティＤの切り替えを行う。　
本実施の形態では、演算部２４のＲＯＭ２４ｂには、電源電圧実効値Ｖｅに対応する電圧閾値Ｖｔｈが記憶されている。図１１は、第２の実施の形態に係るインパクトドライバにおける電源電圧実効値及び電圧閾値の関係を示す図である。本実施の形態では、図１１に示されるように、演算部２４に記憶される電圧閾値Ｖｔｈは、電源電圧実効値Ｖｅが１００Ｖから２００Ｖの範囲では、一定値１４０Ｖとなっている。演算部２４は、商用交流電源３０の電源電圧実効値Ｖｅに応じて、電圧閾値Ｖｔｈを設定する。そして、設定された電圧閾値Ｖｔｈに基づき、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤの切り替えを行う。なお、電圧閾値Ｖｔｈは電源電圧が大きくなるに従い小さくなるように設定しても良い。　
次に、第２の実施の形態に係るインパクトドライバ１におけるＰＷＭデューティを変更する動作について、図１２に示すフローチャートに沿って説明する。図１２は、第２の実施の形態に係るインパクトドライバの動作を示すフローチャートである。　
図１２に示されるフローチャートは、電源コード８の商用交流電源３０への接続を契機に開始される。電圧検出回路２７は、商用交流電源３０の電源電圧実効値Ｖｅを測定し、演算部２４へ出力する（Ｓ１０１）。　
続いて、演算部２４が、図４に示されるデータに基づき、電源電圧実効値Ｖｅに対応する第１デューティＤ１及び第２デューティＤ２を設定する（Ｓ２０１）。また、演算部２４は、電圧閾値Ｖｔｈを設定する（Ｓ２０１）。演算部２４は、図１１に示されるデータに基づき、電源電圧実効値Ｖｅに対応する電圧閾値Ｖｔｈを設定する。本実施の形態では、電圧閾値Ｖｔｈとして１４０Ｖが設定される。
その後、トリガスイッチ１０がオンされると（Ｓ１０３）、ＰＷＭデューティＤが初期値Ｄ０に設定され、モータ３が起動される（Ｓ１０４）。演算部２４は、ソフトスタート制御により、ＰＷＭデューティＤを初期値Ｄ０から目標値Ｄ１に向けて一定の増加率αで徐々に上昇させる（Ｓ１０５）。　
そして、ＰＷＭデューティＤが第１デューティＤ１に達すると（Ｓ２０２：ＹＥＳ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤの上昇を停止し、第１デューティＤ１に維持する（Ｓ２０３）。ＰＷＭデューティＤが第１デューティＤ１未満の場合（Ｓ２０２：ＮＯ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤの上昇を継続する（Ｓ１０５）。　
ＰＷＭデューティＤを第１デューティＤ１に維持する（Ｓ２０３）と、演算部２４は、電圧検出回路２７から出力される電圧瞬時値Ｖを監視する。そして、インバータ回路２０に入力される電圧瞬時値Ｖが電圧閾値Ｖｔｈを超えると（Ｓ２０４：ＹＥＳ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤを第１デューティＤ１から第２デューティＤ２に切り替える（Ｓ２０５）。その後、電圧瞬時値Ｖが電圧閾値Ｖｔｈまで下がると（Ｓ２０４：ＮＯ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤを第２デューティＤ２から第１デューティＤ１に切り替える（Ｓ２０６）。　
上記のように、インバータ回路２０に入力される電圧瞬時値Ｖが電圧閾値Ｖｔｈを超えると、ＰＷＭデューティＤが第２デューティＤ２に引き下げられる。また、電圧瞬時値Ｖが電圧閾値Ｖｔｈ未満の場合、ＰＷＭデューティＤが第１デューティＤ１に引き上げられる。　
図１３は、第２の実施の形態におけるモータの駆動制御の一例を示す説明図である。図１３（ａ）は、モータ３に印加される電圧の時間変化を示し、図１３（ｂ）は、モータ３に流れる電流の時間変化を示す。また、図１３（ｃ）は、ＰＷＭデューティＤの時間変化を示す。
本実施の形態では、インバータ回路２０に入力される電圧瞬時値Ｖが電圧閾値Ｖｔｈを超えると、ＰＷＭデューティＤが第１デューティＤ１から第２デューティＤ２に引き下げられる（図１３（ｃ））。これに伴い、モータ３に流れる電流値は小さくなる（図１３（ｂ））。その後、モータ３に印加される電圧の最大振幅を過ぎ、インバータ回路２０に入力される電圧瞬時値Ｖが電圧閾値Ｖｔｈに下がるまで、ＰＷＭデューティは第２デューティＤ２に維持される。したがって、モータ３に印加される電圧の最大振幅時に電流値の跳ね上がりが生じた場合も、モータ３に流れる電流値はスイッチング素子の最大定格値を超えることなく、スイッチング素子の破損が防止される。　
また、インバータ回路２０に入力される電圧瞬時値Ｖが電圧閾値Ｖｔｈまで下がると、ＰＷＭデューティＤが第２デューティＤ２から第１デューティＤ１に引き上げられる（図１３（ｃ））。これに伴い、モータ３に流れる電流値は大きくなり（図１３（ｂ））、モータ３に印加される電圧の実効値も高くなる。したがって、モータ３への駆動電力の供給量の下げ過ぎが防止される。　
図１４は、電源電圧１００Ｖ時における整流後電圧、ＰＷＭデューティ及びモータ電流の関係を示す図である。なお、図１４には、全波整流後の電圧瞬時値、ＰＷＭデューティ及びモータ電流波形が、それぞれ半周期分示されている。電源電圧が１００Ｖ（電源電圧実効値１００Ｖ、最大瞬時値約１４０Ｖ）の場合、モータ３は最適仕様となっているため、モータ電流の跳ね上がりが生じても、電流値Ｉがスイッチング素子７ａの最大定格値を超えることはない。この場合、電圧閾値Ｖｔｈは１４０Ｖに設定されるが、図１４に示されるように、電圧瞬時値Ｖが１４０Ｖを超えることは基本的に無い。したがって、ＰＷＭデューティＤを低下させる必要は無く、全期間を通じて略１００％に維持されることとなる。　
一方、モータ３の仕様より大きい電源電圧が入力された場合は、図１５及び図１６に示されるように、ＰＷＭデューティＤは変更されることとなる。図１５は、電源電圧２００Ｖ時における整流後電圧、ＰＷＭデューティ及びモータ電流の関係を示す図であり、図１６は、電源電圧２３０Ｖ時における整流後電圧、ＰＷＭデューティ及びモータ電流の関係を示す図である。　
電源電圧実効値が２００Ｖの場合、図１５に示されるように、全波整流後の電圧瞬時値Ｖは、最大で約２８０Ｖとなる。そのため、電圧閾値Ｖｔｈが１４０Ｖに設定されている場合、電源電圧の電圧瞬時値Ｖは電圧閾値Ｖｔｈを超えることとなる。そこで、電圧瞬時値Ｖが電圧閾値Ｖｔｈを超えると、ＰＷＭデューティをＤ１からＤ２（例えばＤ１の５０％）に低下させる。その結果、図１３（ｂ）に示されるように、電流値Ｉが低下し、スイッチング素子７ａの破損を抑制可能となる。
また、電源電圧実効値が２３０Ｖの場合、図１６に示されるように、全波整流後の電圧瞬時値Ｖは最大で約３２２Ｖとなる。そのため、電圧閾値Ｖｔｈが１４０Ｖに設定されている場合、電源電圧の電圧瞬時値Ｖは電圧閾値Ｖｔｈを超えることとなる。そこで、電圧瞬時値Ｖが電圧閾値Ｖｔｈを超えると、ＰＷＭデューティＤを電源電圧実効値が２００Ｖの場合よりも更に低下させることとする（例えばＤ１の３０％）。その結果、図１３（ｂ）に示されるように、電流値Ｉが低下し、スイッチング素子７ａの破損を抑制可能となる。　
上記のように、電源電圧が大きいほどＰＷＭデューティＤ２を小さくすることにより、電流値を抑えてスイッチング素子７ａの破損を抑制可能となる。更に、図４に示されるように、通常時のＰＷＭデューティＤ１についても、電源電圧が大きいほど小さくすれば、全体としての電流値を抑えることができ、スイッチング素子７ａの破損をより一層抑制可能となる。　
以上のように、第２の実施の形態に係るインパクトドライバは、インバータ回路に入力される電圧瞬時値が電圧閾値を超えた場合にのみ、ＰＷＭデューティを低下させるので、モータに供給される駆動電力を下げ過ぎることなく、インバータ回路に入力される電流値を抑制可能となる。したがって、モータの駆動電力を維持しつつ、過電流の発生を抑制して、スイッチング素子の破損を防止することができる。　
次に、第３の実施の形態に係るインパクトドライバ１について、説明する。インパクトドライバ１は、本実施の形態では、後述するゼロクロスからの経過時間ｔに基づき、ＰＷＭデューティＤの切り替えを行う。　
本実施の形態では、電圧検出回路２７は、ゼロクロス検出手段の一例でもあり、インバータ回路２０に入力される電圧瞬時値Ｖが０になるゼロクロスを検出する。
また、本実施の形態では、演算部２４は、周期検出手段の一例でもあり、電圧検出回路２７により検出された２つの連続するゼロクロス間の時間をタイマ２４ｄにより計測して、商用交流電源３０により出力される交流電力の半周期Ｔ０を取得する。また、演算部２４は、ゼロクロスからの経過時間ｔをタイマ２４ｄにより計測する。　
更に、演算部２４のＲＯＭ２４ｂには、電源電圧実効値Ｖｅに対応するデューティ切替タイミングｔ１が記憶されている。図１７は、第３の実施の形態に係るインパクトドライバにおける電源電圧実効値及びデューティ切替タイミングの関係を示す図である。ここで、デューティ切替タイミングｔ１は、本発明の第１時間閾値に相当する。図１７に示されるように、演算部２４に記憶されるデューティ切替タイミングｔ１は、電源電圧実効値Ｖｅが高くなるに従い早くなる。演算部２４は、商用交流電源３０の電源電圧実効値Ｖｅに応じて、デューティ切替タイミングｔ１を設定する。　
また、演算部２４は、半周期Ｔ０からデューティ切替タイミングｔ１に対応する値を減じた値を、デューティ切替タイミングｔ２として設定する。ここで、デューティ切替タイミングｔ２は、本発明の第２時間閾値に相当する。以下、演算部２４により設定される２つのデューティ切替タイミングｔ１及びｔ２を、第１切替タイミングｔ１及び第２切替タイミングｔ２とする。ここで、第１切替タイミングｔ１、第２切替タイミングｔ２及び半周期Ｔ０は、ｔ１＜ｔ２＜Ｔ０の関係式を満たす。演算部２４は、設定された第１切替タイミングｔ１及び第２切替タイミングｔ２に基づき、ＰＷＭデューティＤの切り替えを行う。　
続いて、第３の実施の形態に係るインパクトドライバ１におけるＰＷＭデューティＤを変更する動作について、図１８に示すフローチャートに沿って説明する。図１８は、第３の実施の形態に係るインパクトドライバの動作を示すフローチャートである。　
図１８に示されるフローチャートは、電源コード８の商用交流電源３０への接続を契機に開始される。電圧検出回路２７は、商用交流電源３０の電源電圧実効値Ｖｅを測定し、演算部２４へ出力する（Ｓ３０１）。また、演算部２４が、タイマ２４ｄにより商用交流電源３０から出力される交流電力の半周期Ｔ０を取得する（Ｓ３０１）。
続いて、演算部２４は、図４に示されるデータに基づき、電源電圧実効値Ｖｅに対応する第１デューティＤ１及び第２デューティＤ２を設定する（Ｓ３０２）。また、演算部２４は、デューティ切替タイミングｔ１及びｔ２を設定する（Ｓ３０２）。演算部２４は、図１７に示されるデータに基づき、電源電圧実効値Ｖｅに対応する第１切替タイミングｔ１を設定する。このとき、電源電圧実効値Ｖｅが高いほど、早い第１切替タイミングｔ１が設定される。また、演算部２４は、取得された半周期Ｔ０から設定された第１切替タイミングｔ１に対応する値を減じた値を、第２切替タイミングｔ２として設定する。　
その後、トリガスイッチ１０がオンされると（Ｓ１０３）、演算部２４は、電圧検出回路２７から出力される電圧瞬時値Ｖを監視する。そして、電圧瞬時値Ｖが０になるゼロクロスが検出されると（Ｓ３０３：ＹＥＳ）、演算部２４は、タイマ２４ｄによるゼロクロスからの経過時間ｔの計測を開始するとともに、ＰＷＭデューティＤを第１デューティＤ１とし（Ｓ３０４）、モータ３を起動する。　
そして、ゼロクロスからの経過時間ｔが切替タイミングｔ１に達すると（Ｓ３０５：ＹＥＳ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤを第１デューティＤ１から第２デューティＤ２に切り替える（Ｓ３０６）。　
演算部２４は、タイマ２４ｄによる経過時間ｔの計測を継続する。そして、経過時間ｔが第２切替タイミングｔ２に達すると（Ｓ３０７：ＹＥＳ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤを第２デューティＤ２から第１デューティＤ１に切り替える（Ｓ３０８）。　
その後、演算部２４は、電圧瞬時値Ｖを監視し、新たにゼロクロスが検出されると（Ｓ３０３：ＹＥＳ）、検出されたゼロクロスからの経過時間ｔの計測を新たに開始し、Ｓ３０４以降の処理を繰り返す。
上記のように、ゼロクロスからの経過時間ｔが第１切替タイミングｔ１に達すると、ＰＷＭデューティＤが第２デューティＤ２に引き下げられる。また、経過時間ｔが第２切替タイミングｔ２に達すると、ＰＷＭデューティＤが第１デューティＤに引き上げられる。　
図１９は、第３の実施の形態におけるモータの駆動制御の一例を示す説明図である。図１９（ａ）は、モータ３に印加される電圧の時間変化を示し、図１９（ｂ）は、モータ３に流れる電流の時間変化を示す。また、図１９（ｃ）は、ＰＷＭデューティの時間変化を示す。　
本実施の形態では、モータ３に印加される電圧の最大振幅の周囲、すなわち、ゼロクロスからの経過時間ｔがｔ１からｔ２の間において、ＰＷＭデューティＤがＤ２に引き下げされ（図１９（ｃ））、モータ３に流れる電流値は小さくなる（図１９（ｂ））。したがって、モータ３に印加される電圧の最大振幅時に電流値の跳ね上がりが生じた場合も、モータ３に流れる電流値はスイッチング素子の最大定格値を超えることなく、スイッチング素子の破損が防止される。　
また、ゼロクロスの周囲においては、ＰＷＭデューティＤが第２デューティＤ２から第１デューティＤ１に引き上げられる（図１９（ｃ））ので、モータ３に流れる電流値は大きくなり（図１９（ｂ））、モータ３に印加される電圧の実効値も高くなる。したがって、モータ３への駆動電力の供給量の下げ過ぎが防止される。　
以上のように、第３の実施の形態に係るインパクトドライバは、インバータ回路に入力される電圧瞬時値のゼロクロスからの経過時間に基づき、ＰＷＭデューティの切替制御を実施するので、簡易な制御により、モータの駆動電力を維持しつつ、過電流の発生を抑制して、スイッチング素子の破損を防止可能となる。また、ゼロクロスからの経過時間に基づいて切替制御を実施することにより、モータ電流が大きくなる以前の早い段階から、ＰＷＭデューティを下げることができるため、スイッチング素子の破損をより一層確実に防ぐことができる。なお、ゼロクロスからの経過時間は、実験等によって予め決定しておけば良い。
次に、第４の実施の形態に係るインパクトドライバ１について、説明する。インパクトドライバ１は、本実施の形態では、インバータ回路２０に入力される電流値Ｉ及びゼロクロスからの経過時間ｔに基づき、ＰＷＭデューティＤの切り替えを行う。　
本実施の形態において、演算部２４のＲＯＭ２４ｂには、電源電圧実効値Ｖｅに対応する電流閾値Ｉｔｈ（図６）と、電源電圧実効値Ｖｅに対応する第１切替タイミングｔ１（図１７）とが、それぞれ記憶されている。演算部２４は、商用交流電源３０の電源電圧実効値Ｖｅに応じて、電流閾値Ｉｔｈ及び第１切替タイミングｔ１を設定する。　
また、演算部２４は、商用交流電源３０により出力される交流電力の半周期Ｔ０を取得する。そして、半周期Ｔ０から第１切替タイミングｔ１に対応する値を減じた値を、第２デューティ切替タイミングｔ２として設定する。演算部２４は、設定された電流閾値Ｉｔｈ、第１切替タイミングｔ１及び第２切替タイミングｔ２に基づき、ＰＷＭデューティＤの切り替えを行う。　
続いて、第４の実施の形態に係るインパクトドライバ１におけるＰＷＭデューティＤを変更する動作について、図２０に示すフローチャートに沿って説明する。図２０は、第４の実施の形態に係るインパクトドライバの動作を示すフローチャートである。　
図２０に示されるフローチャートは、電源コード８の商用交流電源３０への接続を契機に開始される。電圧検出回路２７は、商用交流電源３０の電源電圧実効値Ｖｅを測定し、演算部２４へ出力する（Ｓ３０１）。また、演算部２４が、タイマ２４ｄにより商用交流電源３０から出力される交流電力の半周期Ｔ０を取得する（Ｓ３０１）。
続いて、演算部２４は、図４に示されるデータに基づき、電源電圧実効値Ｖｅに対応する第１デューティＤ１及び第２デューティＤ２を設定する（Ｓ４０１）。また、演算部２４は、電流閾値Ｉｔｈ、第１切替タイミングｔ１及び第２切替タイミングｔ２を設定する（Ｓ４０１）。演算部２４は、図６に示されるデータに基づき、電源電圧実効値Ｖｅに対応する電流閾値Ｉｔｈを設定する。また、演算部２４は、図１７に示されるデータに基づき、電源電圧実効値Ｖｅに対応する第１切替タイミングｔ１を設定する。更に、演算部２４は、半周期Ｔ０から第１切替タイミングｔ１に対応する値を減じた値を、第２切替タイミングｔ２として設定する。　
その後、トリガスイッチ１０がオンされると（Ｓ１０３）、ＰＷＭデューティＤが初期値Ｄ０に設定され、モータ３が起動される（Ｓ１０４）。演算部２４は、ソフトスタート制御により、ＰＷＭデューティＤを初期値Ｄ０から目標値Ｄ１に向けて一定の増加率αで徐々に上昇させる（Ｓ１０５）。　
また、演算部２４は、電流検出回路２６から出力される電流値Ｉを監視し、電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈを超えると（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、ＰＷＭデューティＤを第２デューティＤ２とする（Ｓ１０７）。電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈを超える前に（Ｓ１０６：ＮＯ）、ＰＷＭデューティＤが第１デューティＤ１に達すると（Ｓ１１０：ＹＥＳ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤの上昇を停止し、第１デューティＤ１に維持する。ＰＷＭデューティＤが第１デューティＤ１未満の場合（Ｓ１１０：ＮＯ）、演算部２４は、Ｄ１に達するまで（Ｓ１１０：ＹＥＳ）、或いは電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈを超えるまで（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、ＰＷＭデューティＤの上昇を継続する（Ｓ１０５）。　
ＰＷＭデューティＤの上昇停止後、演算部２４は、電圧検出回路２７から出力される電圧瞬時値Ｖを監視する。そして、ゼロクロスが検出されると（Ｓ４０２：ＹＥＳ）、演算部２４は、タイマ２４ｄによるゼロクロスからの経過時間ｔの計測を開始するとともに、ＰＷＭデューティＤを第１デューティＤ１に切り替える（Ｓ４０３）。　
そして、電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈ未満の場合（Ｓ４０４：ＹＥＳ）、ゼロクロスからの経過時間ｔが第１切替タイミングｔ１に達するのを待って（Ｓ４０５：ＹＥＳ）、ＰＷＭデューティＤを第２デューティＤ２に切り替える（Ｓ４０６）。また、第１切替タイミングｔ１に達する前に（Ｓ４０５：ＮＯ）、電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈに達すれば（Ｓ４０４：ＮＯ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤを第２デューティＤ２に切り替える（Ｓ４０６）。
第２デューティＤ２への切り替え（Ｓ４０６）後、ゼロクロスからの経過時間ｔが第２切替タイミングｔ２に達すると（Ｓ４０７：ＹＥＳ）、演算部２４は、ＰＷＭデューティＤを第１デューティＤ１に切り替える（Ｓ４０８）。　
その後、演算部２４は、電圧瞬時値Ｖを監視し、新たにゼロクロスが検出されると（Ｓ４０２：ＹＥＳ）、検出されたゼロクロスからの経過時間ｔの計測を新たに開始し、Ｓ４０３以降の処理を繰り返す。　
上記のように、ゼロクロスからの経過時間ｔが第１切替タイミングｔ１に達する前であっても、インバータ回路２０に入力される電流値Ｉが電流閾値Ｉｔｈを超えると、ＰＷＭデューティＤが第２デューティＤ２に引き下げられる。　
以上のように、第４の実施の形態に係るインパクトドライバは、インバータ回路に入力される電圧瞬時値のゼロクロスからの経過時間のみならず、電流値にも基づいてＰＷＭデューティの切替制御を実施するので、過電流の発生を確実に抑制可能となる。したがって、モータの駆動電力の維持及びスイッチング素子の破損防止が確実に実現される。　
なお、上記した実施の形態では、本発明をインパクトドライバに適用した場合を例に説明したが、本発明はこれに限定されない。特許請求の範囲に記載した範囲で、種々の変形や改良が可能である。第４の実施の形態では電流値及びゼロクロスの両方に基づいてＰＷＭデューティを制御したが、電流値及び電源電圧、電源電圧及びゼロクロス、電流値、電源電圧及びゼロクロスのように、複数の制御を組合せても良い。この場合には、第４の実施の形態と同様、確実に過電流抑制効果を得ることができる。
１     インパクトドライバ
３     モータ
７     インバータ回路部
７ａ   スイッチング素子
１０   トリガスイッチ
２０   インバータ回路
２２   制御信号出力回路
２３   整流回路
２４   演算部
２６   電流検出回路
２７   電圧検出回路
３０   商用交流電源 

Claims (27)

  1. モータと、商用電源からの入力電圧を整流する整流回路部と、該整流回路部から出力される整流電圧を前記モータに駆動電力として供給する供給手段と、を有し、前記商用電源の電圧に応じて前記モータのデューティ制御を変更することを特徴とする電動工具。
  2. 前記商用電源の電圧に応じて前記モータに供給されるデューティ比を変更することを特徴とする請求項１記載の電動工具。
  3. 前記商用電源の電圧が第１電圧値の場合に第１デューティ比とし、前記第１電圧値より大きい第２電圧値の場合に前記第１デューティ比より小さい第２デューティ比とすることを特徴とする請求項２記載の電動工具。
  4. 前記商用電源の電圧が大きいほど前記デューティ比を小さくすることを特徴とする請求項２または３記載の電動工具。
  5. 前記商用電源の電圧が所定電圧までは前記デューティ比を一定とし、前記所定電圧より大きい場合には前記商用電源の電圧が大きいほど前記デューティ比を小さくすることを特徴とする請求項２乃至４の何れか１項に記載の電動工具。
  6. 前記整流電圧が電圧閾値を超えたら前記デューティ比を小さくすることを特徴とする請求項２乃至５の何れか１項に記載の電動工具。
  7. 前記整流電圧が前記電圧閾値を超えたら所定時間だけ前記デューティ比を小さくすることを特徴とする請求項６記載の電動工具。
  8. 前記デューティ比を小さくしてから所定時間経過後に前記デューティ比を大きくすることを特徴とする請求項７記載の電動工具。
  9. 前記デューティ比を小さくた後に前記整流電圧が前記電圧閾値より小さくなったら前記デューティ比を大きくすることを特徴とする請求項６記載の電動工具。
  10. 前記デューティ比を小さくする前のデューティ比に戻すことを特徴とする請求項８または９記載の電動工具。
  11. 前記モータに流れる電流が電流閾値を超えたら前記デューティ比を小さくすることを特徴とする請求項２乃至５の何れか１項に記載の電動工具。
  12. 前記デューティ比を小さくした後に前記電流が前記電流閾値より小さくなったら前記デューティ比を大きくすることを特徴とする請求項１１記載の電動工具。
  13. 前記デューティ比を小さくする前のデューティ比に戻すことを特徴とする請求項１２記載の電動工具。
  14. 前記電流閾値は前記商用電源の電圧が大きいほど小さく設定されることを特徴とする請求項１１乃至１３の何れか１項に記載の電動工具。
  15. 前記交流電源のゼロクロスを検出し、前記ゼロクロスの検出からの経過時間が第１時間を超えると前記デューティ比を小さくし、前記経過時間が前記第１時間より長い第２時間を超えると前記デューティ比を大きくすることを特徴とする請求項２乃至５のいずれかに記載の電動工具。
  16. 前記第１時間は前記交流電源の電圧が大きいほど短く設定されることを特徴とする請求項１５記載の電動工具。
  17. 前記整流電圧は平滑されずに前記供給手段に供給されることを特徴とする請求項１乃至１６の何れか１項に記載の電動工具。
  18. モータと、電源から前記モータに駆動電力を供給する供給手段と、前記モータに流れる電流値が所定の電流値を超える過電流の発生を抑制する抑制手段と、を有することを特徴とする電動工具。
  19. 前記抑制手段は、前記駆動電力の実効値を変更する変更手段を有することを特徴とする請求項１８記載の電動工具。
  20. 前記供給手段に入力される電流値を検出する電流検出手段を更に有し、前記変更手段は、検出された前記電流値が電流閾値を超えると、前記実効値を低下させることを特徴とする請求項１９に記載の電動工具。
  21. 前記電源の電源電圧実効値を検出する電源電圧検出手段を更に有し、前記変更手段は、検出された前記電源電圧実効値に応じて前記電流閾値を設定することを特徴とする請求項２０に記載の電動工具。
  22. 前記供給手段に入力される電圧瞬時値を検出する入力電圧検出手段を更に有し、前記変更手段は、検出された前記電圧瞬時値が電圧閾値を超えると、前記実効値を低下させることを特徴とする請求項１９に記載の電動工具。
  23. 前記電源の電源電圧実効値を検出する電源電圧検出手段を更に有し、前記変更手段は、検出された前記電源電圧実効値に応じて前記電圧閾値を設定することを特徴とする請求項２２に記載の電動工具。
  24. 前記供給手段に入力される交流電力のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段を更に有し、前記変更手段は、前記ゼロクロスの検出からの経過時間が第１時間閾値を超えると、前記実効値を低下させ、前記経過時間が前記第１時間閾値よりも長い第２時間閾値を超えると、前記実効値を上昇させることを特徴とする請求項１９に記載の電動工具。
  25. 前記電源の電源電圧実効値を検出する電源電圧検出手段と、前記交流電力の半周期を検出する周期検出手段と、を更に有し、前記変更手段は、検出された前記電源電圧実効値に応じて、前記第１時間閾値を設定し、検出された前記半周期から前記第２時間閾値を減じた値を第２時間閾値として設定することを特徴とする請求項２４に記載の電動工具。
  26. 前記供給手段は、インバータ回路であり、前記変更手段は、前記インバータ回路により前記モータに供給される前記駆動電力のデューティ比を変更することを特徴とする請求項１９乃至２５の何れか１項に記載の電動工具。
  27. 前記電源は商用電源であり、　前記供給手段は前記商用電源の電圧を平滑せずに前記モータに供給することを特徴とする請求項１８乃至２６の何れか１項に記載の電動工具。
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