JP6443655B2 - モータ駆動装置及び電動工具 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置及び電動工具に関し、特に、交流電源に接続して使用されるモータ駆動装置及び電動工具に関する。

商用交流電源に接続して使用される従来のモータ駆動装置では、商用交流電源からの交流電力が整流回路により全波整流された後、静電容量の大きな平滑コンデンサにより平滑され、直流電力がインバータ回路に入力される。そして、インバータ回路が直流電力を交流電力に変換して、モータに駆動電力を供給する。この駆動電力に基づき、モータが駆動されることとなる。

図９は、平滑コンデンサを有する従来のモータ駆動装置における電圧及び電流の波形を説明する図である。図９（ａ）は、商用交流電源から整流回路に入力される入力電圧Ｖａｃの時間変化を示す。また、図９（ｂ）は、整流及び平滑後、インバータ回路に入力される入力電圧Ｖｉｎｖの時間変化を示し、図９（ｃ）は、整流後、平滑コンデンサに入力される入力電流Ｉｃの時間変化を示す。

上記した従来のモータ駆動装置では、図９（ｃ）に示されるように、平滑コンデンサにより電流波形に高調波歪みが生じる。そのため、インバータ回路への入力電圧と入力電流との間に位相のずれが生じ、電源力率が低下してしまうという問題があった。

かかる問題を解決するため、近年、平滑コンデンサを設けないモータ駆動装置が使用されている。図１０にその一例を示す。図１０は、平滑コンデンサを設けない従来のモータ駆動装置１００の電気的構成を示す回路図である。モータ駆動装置１００は、モータ１０１、整流回路１０２、フィルムコンデンサ１０３、インバータ回路１０４、ノイズ吸収コンデンサ１０５、逆流防止ダイオード１０６を含んで構成され、商用交流電源２００に接続して使用される。

モータ駆動装置１００において、整流回路１０２は、商用交流電源２００からの交流電力を全波整流して、直流電力に変換する。フィルムコンデンサ１０３は、高周波ノイズを吸収するための静電容量の小さなコンデンサである。インバータ回路１０４は、整流回路１０２からの直流電力を交流電力に変換して、モータ１０１に供給する。

ノイズ吸収コンデンサ１０５及び逆流防止ダイオード１０６は互いに直列に接続され、インバータ回路１０４に並列に接続される。ノイズ吸収コンデンサ１０５は、インバータ回路１０４から出力される回生電力や外部から重畳される外来ノイズ等を吸収し、蓄積する。逆流防止ダイオード１０６は、カソードをノイズ吸収コンデンサ１０５に接続し、ノイズ吸収コンデンサ１０５に蓄積されたエネルギーがインバータ回路１０４に流れ込むことを防止する。

ところで、図１０に示されるモータ駆動装置１００では、静電容量の大きな平滑コンデンサを設けないため、電源力率の改善が可能となる一方、逆流防止ダイオード１０６によりノイズ吸収コンデンサ１０５からの放電方向の電流が遮断されるため、モータ１０１を長時間継続して駆動した場合、ノイズ吸収コンデンサ１０５に蓄積されるエネルギー量が大きくなってしまう。そのため、ノイズ吸収コンデンサ１０５の両端電圧が上昇し、インバータ回路１０４に損傷を与えるという問題があった。

かかる問題を解決するため、下記特許文献１には、ノイズ吸収コンデンサの両端電圧が上昇した場合に、モータの回転速度を低下させて、ノイズ吸収コンデンサの電圧上昇を抑制するモータ駆動装置が開示されている。

特開２００８−１１８７５９号公報

しかしながら、上記特許文献１に開示されたモータ駆動装置では、モータの回転速度を低下させるため充分な出力が得られず、例えば電動工具に組み込んで使用した場合、操作性及び作業性を損なうという問題があった。また、モータの回転速度を低下させて更に駆動を継続した場合、ノイズ吸収コンデンサの電圧は、上昇速度は抑制されるものの、下降せず上昇し続けてしまう。そのため、回路の損傷を防止するためには、モータを停止させなければならなかった。

したがって、本発明は、回路の破損を防止可能なモータ駆動装置及び電動工具を提供することを目的とする。また、電源力率の低下を抑制することが可能なモータ駆動装置及び電動工具を提供することを目的とする。更に、所望の回転速度でモータを継続駆動可能なモータ駆動装置及び電動工具を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明に係るモータ駆動装置は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、モータに供給するインバータ回路と、インバータ回路に並列に接続され、第１回路から出力される電力が入力される第２回路であって、逆流防止手段と、逆流防止手段の下流側に直列に接続される電荷蓄積手段と、逆流防止手段の下流且つ電荷蓄積手段の上流に接続され、電荷蓄積手段に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有する第２回路と、放電手段による放電を制御する制御手段と、電荷蓄積手段の両端電圧を検出する両端電圧検出手段と、交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、を備え、制御手段は、両端電圧が所定の上限電圧に達すると、放電手段による放電を開始させ、放電手段による放電の開始後、前記両端電圧が所定の下限電圧に達すると、放電を停止させるように構成され、電源電圧に基づき所定の下限電圧を算出する算出手段を更に備えることを特徴とする。
また、本発明に係るモータ駆動装置は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、モータに供給するインバータ回路と、インバータ回路に並列に接続され、第１回路から出力される電力が入力される第２回路であって、逆流防止手段と、逆流防止手段の下流側に直列に接続される電荷蓄積手段と、逆流防止手段の下流且つ電荷蓄積手段の上流に接続され、電荷蓄積手段に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有する第２回路と、放電手段による放電を制御する制御手段と、第１回路に入力される交流電力のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、ゼロクロスの検出からの経過時間を放電制御時間として計測する計時手段と、を備え、制御手段は、放電制御時間が第１の所定時間に達すると、放電手段による放電を開始させることを特徴とする。
更に、本発明に係るモータ駆動装置は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、モータに供給するインバータ回路と、インバータ回路に並列に接続され、第１回路から出力される電力が入力される第２回路であって、逆流防止手段と、逆流防止手段の下流側に直列に接続される電荷蓄積手段と、逆流防止手段の下流且つ電荷蓄積手段の上流に接続され、電荷蓄積手段に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有する第２回路と、放電手段による放電を制御する制御手段と、を備え、制御手段は、第１回路に入力される交流電源の入力電圧が最大値から０まで低下する間及び最小値から０まで上昇する間に放電手段による放電を開始することを特徴とする。
また、本発明に係るモータ駆動装置は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、前記モータに供給するインバータ回路と、インバータ回路に並列に接続され、第１回路から出力される電力が入力される第２回路と、を備え、第２回路は、逆流防止手段と、逆流防止手段の下流側に直列に接続される電荷蓄積手段と、逆流防止手段の下流且つ電荷蓄積手段の上流に接続され、電荷蓄積手段に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有することを特徴とする。

かかる構成によれば、静電容量の大きな平滑コンデンサを設けないため、電源力率の低下を抑制可能となる。また、モータを長時間継続して駆動した場合も、電荷蓄積手段に蓄積された電荷が放電手段により放電されるため、電荷蓄積手段の電圧上昇を抑制可能となる。したがって、モータの駆動を制限せずとも回路の破損を防止可能となり、所望の回転速度でモータを長時間継続して駆動できる。また、電動工具に組み込んで使用した場合、所望の出力で長時間継続して作業可能となり、操作性及び作業性が向上される。

上記したモータ駆動装置は、放電手段による放電を制御する制御手段を更に備えることが好ましい。

かかる構成によれば、電荷蓄積手段に蓄積された電荷を適切なタイミングで放電可能となるので、電荷蓄積手段の電圧上昇を抑制可能となり、回路の破損を防止できる。

上記したモータ駆動装置は、電荷蓄積手段の両端電圧を検出する両端電圧検出手段を更に備えても良い。この場合、制御手段は、両端電圧が所定の上限電圧に達すると、放電手段による放電を開始させることが好ましい。

かかる構成によれば、電荷蓄積手段の両端電圧が所定の上限電圧以上に上昇することを確実に防止可能となるので、回路の破損を確実に防止できる。

また、制御手段は、放電手段による前記放電の開始後、両端電圧が所定の下限電圧に達すると、放電を停止させることが好ましい。

かかる構成によれば、回路の破損を防止しつつ確実にノイズの吸収が可能となる。したがって、発電機に接続して使用する場合や、長いコードリールを使用する場合にも、モータの安定した駆動が可能となる。

また、上記したモータ駆動装置は、交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、電源電圧に基づき所定の下限電圧を算出する算出手段と、を更に備えることが好ましい。

かかる構成によれば、適切なタイミングで電荷蓄積手段の放電を停止可能になるとともに、交流電源の入力から電荷蓄積手段への突入電流の発生を防止して、回路の破損を防止可能となる。したがって、モータの安定した駆動が可能となる。

上記したモータ駆動装置は、第１回路に入力される交流電力のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、ゼロクロスの検出からの経過時間を放電制御時間として計測する計時手段と、を更に備えても良い。この場合、制御手段は、放電制御時間が第１の所定時間に達すると、放電手段による放電を開始させることが好ましい。

かかる構成によれば、簡易な制御により放電手段による放電のタイミングを制御可能となり、電荷蓄積手段の電圧上昇を抑制して回路の破損を防止できる。

また、制御手段は、放電制御時間が第２の所定時間に達すると、放電を停止させることが好ましい。

かかる構成によれば、簡易な制御により回路の破損を防止しつつノイズの確実な吸収が可能となる。

また、上記したモータ駆動装置において、放電手段は、スイッチング素子であることが好ましい。

かかる構成によれば、スイッチング素子をオン・オフすることにより、電荷蓄積手段に蓄積された電荷の放電制御が可能となり、電荷蓄積手段の電圧上昇の抑制及び回路の破損を防止できる。

また、放電手段は、放電抵抗であることが好ましい。

かかる構成によれば、整流手段側から吸収して電荷蓄積手段に蓄積された電荷が、放電抵抗により熱に変換して放出されるので、電荷蓄積手段の電圧上昇を抑制可能となる。したがって、複雑な制御をせずとも、回路の破損を防止できる。

また、上記したモータ駆動装置において、第２回路は、放電抵抗に直列に接続され且つ電荷蓄積手段に並列に接続されるツェナーダイオードを更に有することが好ましい。

かかる構成によれば、電荷蓄積手段の両端電圧が所定の電圧以上になると電荷が放電されるので、回路の破損を防止できる。

また、本発明に係るモータ駆動装置は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、モータに供給するインバータ回路と、第１回路からインバータ回路へとつながる電流経路から分岐する第２回路と、を備え、第２回路は、逆流防止素子と、逆流防止素子の下流側に直列に接続される電荷蓄積素子と、逆流防止素子の下流且つ電荷蓄積素子の上流に接続され、電荷蓄積素子に蓄積された電荷を放電するための第３回路と、を有することを特徴とする。

かかる構成によれば、静電容量の大きな平滑コンデンサを設けないため、電源力率の低下を抑制可能となる。また、モータを長時間継続して駆動した場合も、電荷蓄積素子に蓄積された電荷が第３回路により放電されるため、電荷蓄積素子の電圧上昇を抑制可能となる。したがって、モータの駆動を制限せずとも回路の破損を防止可能となり、所望の回転速度でモータを長時間継続して駆動できる。

また、本発明に係る電動工具は、上記した構成のモータ駆動装置を備えたことを特徴とする。

かかる構成によれば、モータを長時間継続して駆動した場合も、回路の破損を防止可能となるので、所望の出力で長時間継続して作業可能となる。したがって、操作性及び作業性が向上される。

更に、本発明に係る電動工具は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、モータに供給するインバータ回路と、インバータ回路に並列に接続され、第１回路から出力される電力が入力される第２回路と、を備え、第２回路は、逆流防止素子と、逆流防止素子の下流側に直列に接続される電荷蓄積素子と、逆流防止素子の下流且つ電荷蓄積素子の上流に接続され、電荷蓄積素子に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有することを特徴とする。

かかる構成によれば、静電容量の大きな平滑コンデンサを設けないため、電源力率の低下を抑制可能となる。また、モータを長時間継続して駆動した場合も、電荷蓄積素子に蓄積された電荷が放電手段により放電されるため、電荷蓄積素子の電圧上昇を抑制可能となる。したがって、モータの駆動を制限せずとも回路の破損を防止可能となり、所望の出力で長時間継して作業可能となり、操作性及び作業性が向上される。

また、本発明に係る電動工具は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、モータに供給するインバータ回路と、第１回路からインバータ回路への電流経路から分岐する第２回路と、を備え、第２回路は、逆流防止素子と、逆流防止素子の下流側に直列に接続される電荷蓄積素子と、逆流防止素子の下流且つ電荷蓄積素子の上流に接続され、電荷蓄積素子に蓄積された電荷を放電するための第３回路と、を有することを特徴とする。

かかる構成によれば、静電容量の大きな平滑コンデンサを設けないため、電源力率の低下を抑制可能となる。また、モータを長時間継続して駆動した場合も、電荷蓄積素子に蓄積された電荷が第３回路により放電されるため、電荷蓄積素子の電圧上昇を抑制可能となる。したがって、モータの駆動を制限せずとも回路の破損を防止可能となり、所望の出力で長時間継して作業可能となり、操作性及び作業性が向上される。

本発明に係るモータ駆動装置及び電動工具によれば、電源力率を低下させることなく、回路の破損を防止可能且つ所望の回転速度でモータを継続駆動可能となる。

本発明の実施の形態に係るインパクトドライバの断面図である。 本発明の第１の実施の形態及び第２の実施の形態に係るモータ駆動装置の電気的構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動装置におけるスイッチング素子のオン・オフ制御動作を示すフローチャートである。 本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動装置における電圧、電流及び信号の波形を説明する図である。 本発明の第２の実施の形態に係るモータ駆動装置におけるスイッチング素子のオン・オフ制御動作を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施の形態に係るモータ駆動装置における電圧、タイマカウント値及び信号の波形を説明する図である。 本発明の第３の実施の形態に係るモータ駆動装置の電気的構成を示す回路図である。 本発明の第４の実施の形態に係るモータ駆動装置の電気的構成を示す回路図である。 平滑コンデンサを有する従来のモータ駆動装置における電圧及び電流の波形を説明する図である。 平滑コンデンサを設けない従来のモータ駆動装置の電気的構成を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照して説明する。ここでは、本発明をインパクトドライバに適用した場合を例に、説明を行う。

図１は、本発明の実施の形態に係るインパクトドライバの断面図である。インパクトドライバ５０は、本発明の電動工具に相当し、図１に示されるように、ハウジング５２、モータ１１、ギヤ機構５４、ハンマ５５、アンビル部５６、インバータ回路部１４及び電源コード５８から主に構成される。

ハウジング５２は、樹脂製であってインパクトドライバ５０の外郭を成しており、略筒状の胴体部５２ａと、胴体部５３ａから延出されるハンドル部５２ｂとから主に構成される。胴体部５２ａ内には、図１に示されるように、モータ１１がその軸方向が胴体部５２ａの長手方向に一致するように配置されると共に、ギヤ機構５４、ハンマ５５及びアンビル部５６が、モータ１１の軸方向一端側に向かって並んで配置されている。

胴体部５２ａ内の前側位置には、ハンマ５５及びアンビル部５６が内蔵される金属製のハンマケース６８が配置されている。ハンマケース６８は、前方に向かうに従って徐々に径が細くなる略漏斗形状を成しており、前端部分には開口６８ａが形成され、開口６８ａから後述する先端工具保持部６６の先端部分が露出し、その先端に開口部５５ａが形成される。また、胴体部５２ａには、後述する冷却ファン６４により胴体部５２ａ内に外気を吸入及び排出するための図示せぬ吸気口及び排気口が形成されている。当該外気により、モー１１及びインバータ回路部１４が冷却される。

ハンドル部５２ｂは、胴体部５２ａの前後方向略中央位置から下側に向けて延出し、胴体部５２ａと一体に構成されている。ハンドル部５２ｂの内部には、スイッチ機構５９が内蔵されると共に、その延出方向先端位置に、商用交流電源に接続可能な電源コード５８が延出している。ハンドル部５２ｂにおいて、胴体部５２ａからの根元部分であって前側位置には、作業者の操作箇所となり電子スイッチであるトリガ６０が設けられている。このトリガ６０は、スイッチ機構５９と接続しており、モータ１１への駆動電力の供給と遮断とを切り替えるために用いられる。また、ハンドル部５２ｂと胴体部５２ａとの接続部分であって、トリガ６０の直上には、モータ１１の回転方向を切り替える正逆切替スイッチ６１が設けられている。

モータ１１は、ブラシレスモータであり、図１に示されるように、出力軸１１ｅ及び複数の永久磁石１１ｄを備えるロータ１１ｂと、当該ロータ１１ｂと対向する位置に配置され複数のコイル１１ｃを備えるステータ１１ａとから主に構成される。出力軸１１ｅは、軸方向が前後方向と一致するように胴体部５２ａ内に配置され、ロータ１１ｂの前後に突出しており、その突出した箇所でベアリングにより胴体部５２ａに回転可能に支承されている。出力軸１１ｅにおいて、前側に突出している箇所には、出力軸１１ｅと同軸一体に回転する冷却ファン６４が設けられている。

ギヤ機構５４は、モータ１１の前方に配置されている。ギヤ機構５４は、複数の歯車を備える遊星歯車機構で構成される減速機構であり、出力軸１１ｅの回転を減速してハンマ５５に伝達する。ハンマ５５は、前端に一対の衝突部６５を備えている。また、ハンマ５５は、バネ５５ａにより前方に付勢され、当該付勢力に抗して後方に移動することも可能に構成されている。

アンビル部５６は、ハンマ５５の前方に配置されており、先端工具保持部６６と、アンビル６７とから主に構成される。アンビル６７は、先端工具保持部６６の後方に、当該先端工具保持部６６と一体に構成され、先端工具保持部６６の回転中心に対して対極に配置された一対の被衝突部６７ａを有する。ハンマ５５が回転すると、一方の衝突部６５と一方の被衝突部６７ａとが衝突すると同時に、他方の衝突部６５と他方の被衝突部６７ａとが衝突し、これによりハンマ５５の回転力がアンビル６７に伝達され、アンビル６７に打撃が与えられる。また、衝突部６５と被衝突部６７ａとの衝突後、ハンマ５５はバネ５５ａの付勢力に抗して回転しながら後退する。そして、衝突部６５が被衝突部６７ａを乗り越えると、バネ５５ａに蓄えられた弾性エネルギーが解放されてハンマ５５は前方に移動し、再び、衝突部６５と被衝突部６７ａとが衝突することとなる。なお、先端工具保持部６６の先端に形成された開口部５５ａには、先端工具が着脱可能に保持される。

インバータ回路部１４は、円盤状の回路基板上に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチング素子１４ａが設けられて構成される。電源コード５８は、商用交流電源と接続することにより、各部に電源を供給する。

次に、本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動装置について、図２乃至図４を参照して説明する。

図２は、本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１０の電気的構成を示す回路図である。モータ駆動装置１０は、図１に示されるインパクトドライバ５０に組み込まれ、図２に示されるように、モータ１１、整流回路部１２、コンデンサ１３、インバータ回路部１４、コンデンサ１５、ダイオード１６、スイッチング素子１７、電源電圧検出回路部１８、コンデンサ電圧検出回路部１９、演算部２０及びゲートドライバ部２１を含んで構成される。

モータ１１は、本実施の形態では３相のブラシレスモータから構成され、ロータ１１ｂ（図１）とステータ１１ａとを含んで構成される。ステータ１１ａは、円筒状の外形を有しており、スター結線された３相のステータ巻線Ｕ、Ｖ、Ｗからなる。

整流回路部１２は、図示せぬ４個のダイオードをブリッジ接続して構成され、商用交流電源１から入力される交流電圧を全波整流する。整流回路部１２は、本発明の第１回路に相当する。コンデンサ１３は、本実施の形態では静電容量の小さなフィルムコンデンサであり、高周波ノイズを吸収する。

インバータ回路部１４は、３相ブリッジ形式に接続された６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が基板上に搭載されて構成される。インバータ回路部１４には、整流回路部１２により全波整流された電圧が入力される。インバータ回路部１４は、この入力電圧を交流電圧に変換して、モータ１１に供給する。

コンデンサ１５、ダイオード１６及びスイッチング素子１７は、図２に示されるように、ダイオード１６の下流側にコンデンサ１５を直列に接続するとともに、ダイオード１６の下流且つコンデンサ１５の上流にスイッチング素子１７を接続して、整流回路部１２の出力側において、整流回路部１２からインバータ回路部１４へとつながる電流経路から分岐して、インバータ回路部１４に並列に接続される。コンデンサ１５、ダイオード１６及びスイッチング素子１７は、本発明の第２回路を構成する。

コンデンサ１５は、インバータ回路部１４から出力される回生電力や外部から重畳される外来ノイズ等を吸収するために設けられるノイズ吸収コンデンサである。コンデンサ１５は、本実施の形態では静電容量の大きなコンデンサであり、高周波ノイズ及び低周波ノイズを何れも吸収可能である。ここで、外来ノイズとは、例えばモータ駆動装置１０を発電機に接続して使用する場合や、商用交流電源１の状態が悪い場合、長いコードリールを使用して駆動する場合等に、しばしば発生するノイズである。コンデンサ１５は、このような外来ノイズ等を吸収し、蓄積する。コンデンサ１５は、本発明の電荷蓄積手段及び電荷蓄積素子に相当する。

ダイオード１６は、逆流防止ダイオードであり、そのカソードはコンデンサ１５に接続され、アノードはインバータ回路部１４に接続される。ダイオード１６は、インバータ回路部１４からコンデンサ１５への電流を許容する一方、コンデンサ１５からインバータ回路部１４への電流を遮断する。ダイオード１６は、本発明の逆流防止手段及び逆流防止素子に相当する。

スイッチング素子１７は、例えばＭＯＳＦＥＴであり、そのソースはコンデンサ１５とダイオード１６のカソードとの間に接続され、そのドレインはダイオード１６のアノードとインバータ回路部１４との間に接続される。また、スイッチング素子１７のゲートは、演算部２０に接続される。スイッチング素子１７は、オフ状態において、ダイオード１６とともに、コンデンサ１５及びインバータ回路部１４間の電流を遮断する一方、オン状態において、コンデンサ１５からインバータ回路部１４への電流を許容する。スイッチング素子１７は、本発明の放電手段及び第３回路に相当する。

電源電圧検出回路部１８は、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃを検出するための回路であり、図２に示されるように、ダイオード１８ａ、ダイオード１８ｂ、抵抗１８ｃ及び抵抗１８ｄを備えている。ダイオード１８ａ及びダイオード１８ｂのアノードは、それぞれ、商用交流電源１及び整流回路部１２を接続するラインに接続される。ダイオード１８ａ及びダイオード１８ｂのカソードは、抵抗１８ｃ及び抵抗１８ｄを介してＧＮＤに接続される。電源電圧検出回路部１８は、抵抗１８ｃ及び抵抗１８ｄの分圧電圧を演算部２０に出力する。電源電圧検出回路部１８は、本発明の電源電圧検出手段に相当する。

コンデンサ電圧検出回路部１９は、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃを検出するための回路であり、図２に示されるように、抵抗１９ａ及び抵抗１９ｂを備えている。抵抗１９ａ及び抵抗１９ｂは互いに直列に接続され、その一端はコンデンサ１５及びダイオード１６間に接続され、他端はＧＮＤに接続される。コンデンサ電圧検出回路部１９は、抵抗１９ａ及び抵抗１９ｂの分圧電圧を演算部２０に出力する。コンデンサ電圧検出回路部１９は、本発明の両端電圧検出手段に相当する。

演算部２０は、例えばマイクロコンピュータであり、処理プログラム及びデータに基づき駆動信号を生成する機能や、処理プログラムや各種制御に必要な情報等を記憶する機能、時間を計測する機能等を有する。

演算部２０は、モータ１１の回転方向や回転数等を制御すべく、ステータ巻線Ｕ、Ｖ、Ｗへの通電方向及び通電時間を制御する。演算部２０は、インバータ回路部１４に搭載される６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオン・オフするための駆動信号Ｈ１〜Ｈ６を生成する。

また、演算部２０は、スイッチング素子１７のゲートに接続しており、スイッチング素子１７のオン・オフを制御する。演算部２０は、スイッチング素子１７をオンするための制御信号Ｖｓを生成し、所定のタイミングで、生成した制御信号Ｖｓをスイッチング素子１７のゲートに供給する。また、演算部２０は、所定のタイミングで、スイッチング素子１７のゲートへの制御信号Ｖｓの供給を停止する。演算部２０は、本発明の制御手段に相当する。

ゲートドライバ部２１は、図２に示されるように、インバータ回路部１４に搭載される６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の各ゲートに接続している。ゲートドライバ部２１は、演算部２０により生成された駆動信号Ｈ１〜Ｈ６を、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートに供給する。

ここで、インバータ回路部１４の６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、各ゲートがゲートドライバ部２１に接続され、各ドレイン又は各ソースは、モータ１１のステータ巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに接続される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ゲートドライバ部２１から入力される駆動信号Ｈ１〜Ｈ６に基づきスイッチング動作を行い、商用交流電源１から整流回路部１２を介して供給された電圧を、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとして、モータ１１のステータ巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに駆動電力を供給する。

続いて、第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１０について、詳細に説明する。モータ駆動装置１０は、本実施の形態では、コンデンサ１５の両端電圧に基づき、スイッチング素子１７のオン・オフを制御する。

演算部２０は、図２に示されるように、コンデンサ電圧検出回路部１９に接続している。演算部２０は、コンデンサ電圧検出回路部１９からの入力に基づき、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃを取得し、この両端電圧Ｖｃを監視する。

また、演算部２０は、予め所定の上限電圧Ｖｍａｘを記憶している。演算部２０は、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが上昇し、上限電圧Ｖｍａｘに達すると、制御信号Ｖｓを生成し、当該制御信号Ｖｓをスイッチング素子１７のゲートに供給する。これにより、スイッチング素子１７はオン状態となり、コンデンサ１５からインバータ回路部１４への電流が許容される。すなわち、コンデンサ１５からの放電が可能となる。

ここで、演算部２０が記憶する上限電圧Ｖｍａｘは、例えば、インバータ回路部１４に搭載されるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の絶対定格値（耐圧）等に基づき予め設定される数値である。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がＩＧＢＴであり、その絶対定格値が６００Ｖの場合、上限電圧ＶｍａｘはＩＧＢＴの絶対定格値よりも小さな値、例えば絶対定格値の８０％に相当する４８０Ｖに設定される。

演算部２０は、また、商用交流電源１の電源電圧に基づいて、所定の下限電圧Ｖｍｉｎを算出する。演算部２０は、図２に示されるように、電源電圧検出回路部１８に接続している。演算部２０は、電源電圧検出回路部１８からの入力に基づき、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃを取得し、これに基づき、商用交流電源１の電源電圧実効値Ｖｅを取得する。そして、演算部２０は、下記の数式（１）に基づいて、下限電圧Ｖｍｉｎを算出する。演算部２０は、本発明の算出手段に相当する。

演算部２０は、スイッチング素子１７への制御信号Ｖｓの供給中に、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが下降し、下限電圧Ｖｍｉｎに達すると、制御信号Ｖｓの供給を停止する。これにより、スイッチング素子１７はオフ状態となり、コンデンサ１５からの電流は遮断される。すなわち、コンデンサ１５からの放電は停止される。ここで、商用交流電源１の電源電圧実効値Ｖｅが例えば１００Ｖの場合、下限電圧Ｖｍｉｎは約１４１Ｖに設定される。

コンデンサ１５の下限電圧Ｖｍｉｎの設定値は、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃの最大値に相当する。コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃを商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃ以下まで低下させてしまうと、入力電圧Ｖａｃからコンデンサ１５に電圧が印加され、突入電流が流れる虞がある。そのため、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃ以下に低下することがないように、下限電圧Ｖｍｉｎを設定する。

次に、第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１０におけるスイッチング素子１７をオン・オフする動作について、図３に示すフローチャートに沿って説明する。図３は、本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１０におけるスイッチング素子１７のオン・オフ制御動作を示すフローチャートである。

モータ駆動装置１０が商用交流電源１に接続され、商用交流電源１からの給電が開始されると、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃが、電源電圧検出回路部１８から演算部２０に入力される。この入力に基づき、演算部２０が商用交流電源１の電源電圧実効値Ｖｅを取得する（ステップＳ１０１）。

続いて、演算部２０は、電源電圧実効値Ｖｅに基づき下限電圧Ｖｍｉｎを算出する。演算部２０は、数式（１）に基づいて、下限電圧Ｖｍｉｎを算出して記憶する（ステップＳ１０２）。

次に、演算部２０は、スイッチング素子１７がオン状態及びオフ状態の何れであるかを判断する（ステップＳ１０３）。商用交流電源１からの給電開始時、スイッチング素子１７のゲートには制御信号は入力されておらず、スイッチング素子１７はオフ状態である（ステップＳ１０３：ＹＥＳ）。このスイッチング素子１７のオフ状態において、演算部２０は、コンデンサ電圧検出回路部１９からの入力に基づき、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃを取得し、この両端電圧Ｖｃと上限電圧Ｖｍａｘとを比較する（ステップＳ１０４）。両端電圧Ｖｃが上限電圧Ｖｍａｘ未満である場合（ステップＳ１０４：ＮＯ）、演算部２０は、制御信号の生成及び供給を行わず、スイッチング素子１７はオフ状態を継続する（ステップＳ１０６）。モータ駆動装置１０は、ステップＳ１０６の後、ステップＳ１０３の処理に戻る。演算部２０は、スイッチング素子１７のオフ状態において両端電圧Ｖｃが上限電圧Ｖｍａｘに達するまで、両端電圧Ｖｃの監視を継続する（ステップＳ１０３〜Ｓ１０４、Ｓ１０６）。

ステップＳ１０４において、両端電圧Ｖｃが上限電圧Ｖｍａｘ以上である場合（ステップＳ１０４：ＹＥＳ）、演算部２０は、制御信号Ｖｓを生成し、スイッチング素子１７のゲートに供給する。これにより、スイッチング素子１７はオン状態となり（ステップＳ１０５）、コンデンサ１５からの放電が開始される。モータ駆動装置１０は、ステップＳ１０５の後、ステップＳ１０３の処理に戻る。

スイッチング素子１７をオンした後も、演算部２０は、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃの監視を継続する。演算部２０は、スイッチング素子１７への制御信号Ｖｓの供給中、すなわち、スイッチング素子１７のオン状態において（ステップＳ１０３：ＮＯ）、両端電圧Ｖｃと下限電圧Ｖｍｉｎとを比較する（ステップＳ１０７）。両端電圧Ｖｃが下限電圧Ｖｍｉｎよりも大きい場合（ステップＳ１０７：ＮＯ）、演算部２０は、制御信号Ｖｓの供給を継続し、スイッチング素子１７はオン状態を継続する（ステップＳ１０９）。モータ駆動装置１０は、ステップＳ１０９の後、ステップＳ１０３の処理に戻る。演算部２０は、スイッチング素子１７のオン状態において両端電圧Ｖｃが下限電圧Ｖｍｉｎに達するまで、両端電圧Ｖｃの監視を継続する（ステップＳ１０３、Ｓ１０７、Ｓ１０９）。

両端電圧Ｖｃが下降し、下限電圧Ｖｍｉｎ以下となると（ステップＳ１０７：ＹＥＳ）、演算部２０は、スイッチング素子１７への制御信号Ｖｓの供給を停止する。これにより、スイッチング素子１７はオフ状態となり（ステップＳ１０８）、コンデンサ１５からの放電は停止される。モータ駆動装置１０は、ステップＳ１０８の後、ステップＳ１０３の処理に戻る。演算部２０は、両端電圧Ｖｃの監視を継続する。

上記のように、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが上昇して上限電圧Ｖｍａｘに達すると、スイッチング素子１７がオンされて、コンデンサ１５に蓄積された電荷が放電される。また、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが下降して下限電圧Ｖｍｉｎに達すると、スイッチング素子１７がオフされて、コンデンサ１５からの放電が停止される。

図４は、本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１０における電圧、電流及び信号の波形を説明する図である。図４（ａ）は、商用交流電源１から整流回路部１２に入力される入力電圧Ｖａｃの時間変化を示す。図４（ｂ）は、インバータ回路部１４に入力される入力電圧Ｖｉｎｖの時間変化を示し、図４（ｃ）は、インバータ回路部１４に入力される入力電流Ｉｉｎｖの時間変化を示す。図４（ｄ）は、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃの時間変化を示し、図４（ｅ）は、演算部２０から出力される制御信号Ｖｓの時間変化を示す。ここで、図４（ａ）〜図４（ｅ）は、商用交流電源１からモータ駆動装置１０への給電開始から一定の時間が経過した後の波形図である。

コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃは、インバータ回路部１４からの回生電力や外来ノイズ等を吸収して上昇する。そして、両端電圧Ｖｃが上限電圧Ｖｍａｘに達すると、図４（ｄ）及び図４（ｅ）に示されるように、演算部２０から制御信号Ｖｓが出力され、スイッチング素子１７がオン状態になる。これにより、コンデンサ１５からの放電が可能となり、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃは下降する。

コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが下限電圧Ｖｍｉｎに達すると、図４（ｄ）及び図４（ｅ）に示されるように、制御信号Ｖｓの出力は停止され、スイッチング素子１７はオフ状態になる。これにより、コンデンサ１５からの放電は停止され、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃは再び上昇する。

インバータ回路部１４への入力電圧Ｖｉｎｖの波形（図４（ｂ））は、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃ（図４（ａ））を全波整流した波形と、制御信号Ｖｓの出力期間（図４（ｅ））を除いて略相似形になる。これは、コンデンサ１５からの放電を不可とすることにより、入力電圧Ｖｉｎｖが平滑されないためである。制御信号Ｖｓの出力期間では、インバータ回路部１４の入力電圧Ｖｉｎｖは、コンデンサ１５からの放電により、入力電圧Ｖａｃを全波整流した波形と相似形になった場合と比較して、電圧値が上昇することとなる。これは、コンデンサ１５に蓄積されたエネルギーがインバータ回路部１４に印加されることを意味し、すなわち、エネルギーの利用効率の向上に繋がる。

また、インバータ回路部１４の入力電圧Ｖｉｎｖの波形と入力電流Ｉｉｎｖの波形とは、図４（ｂ）及び図４（ｃ）に示されるように略相似形となる。これは、コンデンサ１５に直列にダイオード１６を接続することにより、入力電流Ｉｉｎｖに高調波歪みが生じないためであり、入力電圧Ｖｉｎｖと入力電流Ｉｉｎｖとの位相が略一致することを示す。したがって、容量の大きな平滑コンデンサを設ける場合と比較して、大幅に力率が改善されることとなる。

以上のように、本実施の形態のモータ駆動装置１０によれば、インバータ回路部１４からの回生電力や外来ノイズ等を吸収するためのコンデンサ１５に、ダイオード１６及びスイッチング素子１７が接続され、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが上限電圧Ｖｍａｘに達するまでは、コンデンサ１５への入力電流は許容される一方、コンデンサ１５からの放電は不可とされる。したがって、整流後の電流における高調波歪みの発生を抑制し、大容量の平滑コンデンサを設けた場合と比較して力率の低下を抑制可能となる。

また、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが上限電圧Ｖｍａｘに達すると、スイッチング素子１７がオン状態とされ、コンデンサ１５からの放電が可能とされるため、コンデンサ１５の過度な電圧上昇を防止可能となる。したがって、モータ１１の駆動を制限せずとも、回路の損傷を防止可能となり、モータ１１を長時間継続して駆動可能となる。このとき、コンデンサ１５から放出されたエネルギーは、インバータ回路部１４を介してモータ１１に印加されるので、エネルギーの利用効率が向上され、モータ１１の運転性能の向上が可能となる。更に、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃの上昇を抑えることができるため、上限電圧Ｖｍａｘを適宜に設定することにより、インバータ回路部１４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をその絶対定格値（耐圧）が高いもの（例えば６００Ｖ）を使用しなくてもよくなり、安価なスイッチング素子を使用することが可能となる。

更に、コンデンサ１５からの放電開始後、両端電圧Ｖｃが下限電圧Ｖｍｉｎまで低下すると、スイッチング素子１７がオフ状態とされ、コンデンサ１５からの放電を再び不可とするので、突入電流の発生を防止して、モータ１１の安定した駆動が可能となる。

また、モータ駆動装置１０を電動工具に組み込んで使用した場合、所望の出力で長時間継続して作業可能となり、操作性及び作業性が向上される。

次に、第２の実施の形態に係るモータ駆動装置について、図２、図５及び図６を参照して説明する。第２の実施の形態に係るモータ駆動装置は、図２に示す第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１０と同様の構成を有し、本実施の形態では、後述するゼロクロスからの経過時間に基づき、スイッチング素子１７のオン・オフを制御する。

電源電圧検出回路部１８は、本実施の形態では、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃが０になるゼロクロスを検出する。電源電圧検出回路部１８は、本発明のゼロクロス検出手段に相当する。

また、演算部２０は、本実施の形態では、図示せぬ放電開始タイマ及び放電停止タイマを有し、放電開始時刻及び放電停止時刻までのカウントダウンを行う。演算部２０は、本発明の計時手段に相当する。

演算部２０は、予め所定の時間Ｔ１を記憶している。放電開始タイマは、この所定の時間Ｔ１を初期値として、カウント値ｔ１のカウントダウンを行う。演算部２０は、電源電圧検出回路部１８からの入力に基づき、各ゼロクロスの検出時刻に、放電開始タイマによるｔ１のカウントダウンを開始する。そして、カウント値ｔ１が０になる、すなわち、ゼロクロスからの経過時間が所定の時間Ｔ１に達すると、演算部２０は、放電開始時刻に達したことを検知し、コンデンサ１５からの放電を開始すべく、制御信号Ｖｓを生成し、スイッチング素子１７のゲートに供給する。これにより、スイッチング素子１７はオン状態となり、コンデンサ１５からの放電が可能となる。ここで、ゼロクロスからの経過時間は、本発明の放電制御時間に相当する。

また、演算部２０は、予め所定の時間Ｔ２を記憶している。放電停止タイマは、この所定の時間Ｔ２を初期値として、カウント値ｔ２のカウントダウンを行う。演算部２０は、放電開始タイマのカウント値ｔ１が０になり、放電開始時刻に達すると、放電停止タイマによるカウント値ｔ２のカウントダウンを開始する。そして、放電停止タイマのカウント値ｔ２が０になる、すなわち、放電開始時刻からの経過時間が所定の時間Ｔ２に達すると、演算部２０は、放電停止時刻に達したことを検知し、コンデンサ１５からの放電を停止すべく、スイッチング素子１７への制御信号Ｖｓの供給を停止する。これにより、スイッチング素子１７はオフ状態となり、コンデンサ１５からの放電は遮断される。

ここで、所定の時間Ｔ１は、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃの半周期Ｔ／２よりも短くなるような値に設定される。また、所定の時間Ｔ２は、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃの周期Ｔから所定の時間Ｔ１の２倍を減じた値となるべく設定される。すなわち、本実施の形態では、２×Ｔ１＋Ｔ２＝Ｔの関係式が成り立つように、所定の時間Ｔ１及びＴ２が設定される。所定の時間Ｔ１は、本発明の第１の所定時間に相当する。また、所定の時間Ｔ１と所定の時間Ｔ２との和、すなわちＴ１＋Ｔ２は、本発明の第２の所定時間に相当する。

次に、第２の実施の形態に係るモータ駆動装置１０におけるスイッチング素子１７をオン・オフする動作について、図５に示すフローチャートに沿って説明する。図５は、本発明の第２の実施の形態に係るモータ駆動装置１０におけるスイッチング素子１７のオン・オフ制御動作を示すフローチャートである。

モータ駆動装置１０が商用交流電源１に接続され、商用交流電源１からの給電が開始されると、商用交流電源１の入力電圧Ｖａｃが、電源電圧検出回路部１８から演算部２０に入力される。この入力に基づき、演算部２０は、入力電圧Ｖａｃが０になるゼロクロスを検出する（ステップＳ２０１：ＹＥＳ）。演算部２０は、ゼロクロスを検出すると、放電開始タイマをオンする（ステップＳ２０２）。放電開始タイマは、カウント値ｔ１＝Ｔ１からのカウントダウンを開始する。

次に、演算部２０は、スイッチング素子１７がオン状態及びオフ状態の何れであるかを判断する（ステップＳ２０３）。商用交流電源１からの給電開始時、スイッチング素子１７のゲートには制御信号は入力されておらず、スイッチング素子１７はオフ状態である（ステップＳ２０３：ＹＥＳ）。このスイッチング素子１７のオフ状態において、演算部２０は、放電開始タイマによるカウント値を監視する。放電開始タイマがアンダフローではない、すなわちカウント値が０に達していない場合（ステップＳ２０４：ＮＯ）、演算部２０は、制御信号の生成及び供給を行わず、スイッチング素子１７はオフ状態を継続する（ステップＳ２０７）。モータ駆動装置１０は、ステップＳ２０７の後、ステップＳ２０１の処理に戻る。演算部２０は、スイッチング素子１７のオフ状態において放電開始タイマのカウント値ｔ１が０に達するまで、カウント値ｔ１の監視を継続する（ステップＳ２０１〜Ｓ２０４、Ｓ２０７）。

ステップＳ２０４において、放電開始タイマがアンダフローである、すなわちカウント値ｔ１が０以下である場合（ステップＳ２０４：ＹＥＳ）、演算部２０は、制御信号Ｖｓを生成し、スイッチング素子１７のゲートに供給する。これにより、スイッチング素子１７はオン状態となり（ステップＳ２０５）、コンデンサ１５からの放電が開始される。また、演算部２０は、放電停止タイマをオンする（ステップＳ２０６）。放電停止タイマは、カウント値ｔ２＝Ｔ２からのカウントダウンを開始する。モータ駆動装置１０は、ステップＳ２０６の後、ステップＳ２０１の処理に戻る。

スイッチング素子１７をオンした後も、演算部２０は、ゼロクロスの検出を行う。ステップＳ２０１において、ゼロクロスが検出されない場合（ステップＳ２０１：ＮＯ）、演算部２０は、スイッチング素子１７がオン状態及びオフ状態の何れであるかを判断する（ステップＳ２０３）。スイッチング素子１７がオン状態である場合（ステップＳ２０３：ＮＯ）、演算部２０は、スイッチング素子１７のオン後にカウントダウンを開始した放電停止タイマのカウント値ｔ２を監視する。放電停止タイマがアンダフローではない、すなわちカウント値ｔ２が０に達していない場合（ステップＳ２０８：ＮＯ）、演算部２０は、制御信号Ｖｓの供給を継続し、スイッチング素子１７はオン状態を継続する（ステップＳ２１０）。モータ駆動装置１０は、ステップＳ２１０の後、ステップＳ２０１の処理に戻る。演算部２０は、スイッチング素子１７のオン状態において、ゼロクロスの検出及び放電停止タイマのカウント値ｔ２の監視を継続する（ステップＳ２０１〜Ｓ２０３、Ｓ２０８、Ｓ２１０）。

スイッチング素子１７のオン状態において、演算部２０が次のゼロクロスを検出する（ステップＳ２０１：ＹＥＳ）と、演算部２０は、放電開始タイマをオンする（ステップＳ２０２）。放電開始タイマは、カウント値ｔ１＝Ｔ１からのカウントダウンを開始する。このとき、放電開始タイマ及び放電停止タイマは、いずれもオン状態であり、それぞれカウント値ｔ１及びｔ２のカウントダウンを行っている。

演算部２０は、スイッチング素子１７がオン状態であると判断する(ステップＳ２０３：ＮＯ)と、放電停止タイマのカウント値ｔ２を監視する。そして、放電停止タイマがアンダフローである、すなわちカウント値ｔ２が０以下である場合（ステップＳ２０８：ＹＥＳ）、演算部２０は、スイッチング素子１７への制御信号Ｖｓの供給を停止する。これにより、スイッチング素子１７はオフ状態となり（ステップＳ２０９）、コンデンサ１５からの放電は停止される。モータ駆動装置１０は、ステップＳ２１０の後、ステップＳ２０１の処理に戻る。演算部２０は、放電開始タイマのカウント値ｔ１の監視を行う（ステップＳ２０１〜Ｓ２０４、Ｓ２０７）。

上記のように、ゼロクロスの検出から所定の時間Ｔ１が経過すると、スイッチング素子１７がオンされて、コンデンサ１５に蓄積された電荷が放電される。また、スイッチング素子１７のオン後、所定の時間Ｔ２が経過すると、スイッチング素子１７がオフされて、コンデンサ１５からの放電が停止される。

図６は、本発明の第２の実施の形態に係るモータ駆動装置１０における電圧、タイマカウント値及び信号の波形を説明する図である。図６（ａ）は、商用交流電源１から整流回路部１２に入力される入力電圧Ｖａｃの時間変化を示し、図６（ｂ）は、インバータ回路部１４に入力される入力電圧Ｖｉｎｖの時間変化を示す。図６（ｃ）は、放電開始タイマのカウント値ｔ１の時間変化を示し、図６（ｄ）は、放電停止タイマのカウント値ｔ２の時間変化を示す。図６（ｅ）は、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃの時間変化を示し、図６（ｆ）は、演算部２０から出力される制御信号Ｖｓの時間変化を示す。ここで、図６（ａ）〜図６（ｆ）は、商用交流電源１からモータ駆動装置１０への給電開始から一定の時間が経過した後の波形図である。

商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃが０になるゼロクロスが検出されると、図６（ａ）及び図６（ｃ）に示されるように、放電開始タイマがオンされ、カウント値ｔ１のカウントダウンが開始される。そして、ｔ１＝０になると、図６（ｃ）及び図６（ｆ）に示されるように、演算部２０から制御信号Ｖｓが出力され、スイッチング素子１７がオン状態になる。これにより、コンデンサ１５からの放電が可能となり、図６（ｅ）に示されるように、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃは下降する。また、図６（ｄ）に示されるように、放電停止タイマがオンされ、カウント値ｔ２のカウントダウンが開始される。

制御信号Ｖｓの出力中に、次のゼロクロスが検出されると、図６（ａ）及び図６（ｃ）に示されるように、放電開始タイマが再度オンされ、カウント値ｔ１のカウントダウンが開始される。

ｔ２＝０になると、図６（ｄ）及び図６（ｆ）に示されるように、制御信号Ｖｓの出力が停止され、スイッチング素子１７がオフ状態になる。これにより、コンデンサ１５からの放電は停止され、図６（ｅ）に示されるように、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃは再び上昇する。

インバータ回路部１４への入力電圧Ｖｉｎｖの波形（図６（ｂ））は、第１の実施の形態と同様に、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃ（図６（ａ））を全波整流した波形と、制御信号Ｖｓの出力期間（図６（ｆ））を除いて略相似形になる。制御信号Ｖｓの出力期間では、インバータ回路部１４の入力電圧Ｖｉｎｖは、コンデンサ１５の放電により、コンデンサ１５に蓄積されたエネルギーがインバータ回路部１４に印加され、電圧値が上昇することとなる。ここで、放電開始タイマ及び放電停止タイマの初期値Ｔ１及びＴ２は、商用交流電源１の周期Ｔに対して２×Ｔ１＋Ｔ２＝Ｔとなるべく設定されるので、制御信号Ｖｓの出力期間は、商用交流電源１の入力電圧Ｖａｃのゼロクロスの前後の期間となる。したがって、コンデンサ１５からインバータ回路部１４にエネルギーが印加されるのは、インバータ回路部１４への入力電圧Ｖｉｎｖの値が小さくなる期間である。この期間にコンデンサ１５からの放電を行うことにより、インバータ回路部１４への入力電圧Ｖｉｎｖが大きくなりすぎて回路を損傷することを確実に防止するとともに、モータ１１にエネルギーを印加して運転効率を向上させることが可能となる。

以上のように、本実施の形態のモータ駆動装置１０によれば、商用交流電源１のゼロクロスからの経過時間が計時され、所定の時間が経過すると、スイッチング素子１７がオン状態とされ、コンデンサ１５からの放電が可能とされる。したがって、簡易な制御により放電のタイミングを制御可能となり、コンデンサ１５の過度な電圧上昇を防止して回路の破損を防止できる。また、コンデンサ１５の放電は、ゼロクロスの前後の期間になされるため、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃ及びインバータ回路部１４の入力電圧Ｖｉｎｖの過度な上昇を防止して、回路の損傷を確実に防止可能となるとともに、エネルギーの利用効率及びモータ１１の運転性能の向上が可能となる。

なお、本実施の形態では、放電開始タイマによりゼロクロスの検出からの計時を行うとともに、放電停止タイマにより放電開始時刻からの計時を行ったが、本発明はこれに限定されない。例えば、放電開始時刻の後、次のゼロクロスが検出されると、放電停止タイマによる計時を行い、所定時間、すなわち本発明の第２の所定時間が経過した後に、放電を停止すべくスイッチング素子１７への制御信号Ｖｓの供給を停止することも可能である。

次に、第３の実施の形態に係るモータ駆動装置３０について、図７を参照して説明する。図７は、本発明の第３の実施の形態に係るモータ駆動装置３０の電気的構成を示す回路図である。第３の実施の形態に係るモータ駆動装置３０は、スイッチング素子１７に代えて放電抵抗３１を設けた点が、第１及び第２の実施の形態に係るモータ駆動装置１０（図２）とは異なる。以下、第１及び第２の実施の形態に係るモータ駆動装置１０と同一の構成については同一の符号で示し、これらについての詳しい説明を省略する。

本実施の形態のモータ駆動装置３０では、コンデンサ１５、ダイオード１６及び放電抵抗３１が、図７に示されるように、ダイオード１６の下流側にコンデンサ１５を直列に接続するとともに、ダイオード１６の下流且つコンデンサ１５の上流に放電抵抗３１を接続して、整流回路部１２の出力側において、整流回路部１２からインバータ回路部１４へとつながる電流経路から分岐して、インバータ回路部１４に並列に接続される。コンデンサ１５、ダイオード１６及び放電抵抗３１は、本発明の第２回路を構成する。

放電抵抗３１は、その一端をコンデンサ１５とダイオード１６のカソードとの間に接続され、他端をダイオード１６のアノードとインバータ回路部１４との間に接続される。放電抵抗３１は、本発明の放電手段及び第３回路に相当する。

演算部３２は、モータ１１の回転方向や回転数等を制御すべく、ステータ巻線Ｕ、Ｖ、Ｗへの通電方向を制御する。

上記のように、コンデンサ１５には、ダイオード１６及び放電抵抗３１の並列回路が直列に接続されるが、ダイオード１６は、放電抵抗３１に比較してインピーダンスが低いため、コンデンサ１５はダイオード１６側からノイズ等のエネルギーを吸収することとなる。そして、吸収されたエネルギーは、放電抵抗３１により熱に変換して放出される。

上記のように、モータ駆動装置３０を構成することにより、演算部３２によりスイッチング素子のオン・オフ制御を行わずとも、コンデンサ１５の両端電圧の上昇を抑制可能となる。

以上のように、本実施の形態に係るモータ駆動装置３０では、スイッチング素子に代えて放電抵抗３１が設けられ、コンデンサ１５に蓄積された電荷が放電抵抗３１により熱に変換して放出されるので、コンデンサ１５の電圧上昇を抑制可能となる。したがって、複雑な制御をせずとも、回路の破損を防止することができる。

次に、第４の実施の形態に係るモータ駆動装置４０について、図８を参照して説明する。図８は、本発明の第４の実施の形態に係るモータ駆動装置４０の電気的構成を示す回路図である。第４の実施の形態に係るモータ駆動装置４０は、放電抵抗３１に加えて更にツェナーダイオード４１を設けた点が、第３の実施の形態に係るモータ駆動装置３０（図７）とは異なる。以下、第３の実施の形態に係るモータ駆動装置３０と同一の構成については同一の符号で示し、これらについての詳しい説明を省略する。

本実施の形態のモータ駆動装置４０では、コンデンサ１５、ダイオード１６、放電抵抗３１及びツェナーダイオード４１が、図８に示されるように、ダイオード１６の下流側にコンデンサ１５を直列に接続するとともに、ダイオード１６の下流且つコンデンサ１５の上流に放電抵抗３１を接続し、更にツェナーダイオード４１を放電抵抗３１に直列且つコンデンサ１５に並列に接続して、整流回路部１２の出力側において、整流回路部１２からインバータ回路部１４へとつながる電流経路から分岐して、インバータ回路部１４に並列に接続される。コンデンサ１５、ダイオード１６、放電抵抗３１及びツェナーダイオード４１は、本発明の第２回路を構成する。また、放電抵抗３１およびツェナーダイオード４１は、本発明の第３回路を構成する。

ツェナーダイオード４１は、そのカソードを放電抵抗３１、ダイオード１６及びコンデンサ１５の接続部に接続され、そのアノードをコンデンサ１５とインバータ回路部１４との間に接続される。

上記のように、モータ駆動装置４０を構成することにより、コンデンサ１５の両端電圧が所定の上限電圧を越えて上昇することを確実に防止可能となる。

以上のように、本実施の形態に係るモータ駆動装置３０では、スイッチング素子に代えて放電抵抗３１が設けられるとともに、更にコンデンサ１５に並列にツェナーダイオード４１が設けられるので、コンデンサ１５の電圧を所定の電圧に保持可能となる。したがって、複雑な制御をせずとも、回路の破損を防止することができる。

１ 商用交流電源
１０、３０、４０ モータ駆動装置
１１ モータ
１２ 整流回路部
１３ コンデンサ
１４ インバータ回路部
１５ コンデンサ
１６ ダイオード
１７ スイッチング素子
１８ 電源電圧検出回路部
１９ コンデンサ電圧検出回路部
２０、３２ 演算部
３１ 放電抵抗
４１ ツェナーダイオード
５０ インパクトドライバ

Claims (6)

1. モータと、
   交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、
   前記第１回路から出力される電力を変換して、前記モータに供給するインバータ回路と、
   前記インバータ回路に並列に接続され、前記第１回路から出力される前記電力が入力される第２回路であって、逆流防止手段と、前記逆流防止手段の下流側に直列に接続される電荷蓄積手段と、前記逆流防止手段の下流且つ前記電荷蓄積手段の上流に接続され、該電荷蓄積手段に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有する第２回路と、
   前記放電手段による放電を制御する制御手段と、
   前記電荷蓄積手段の両端電圧を検出する両端電圧検出手段と、
   前記交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、を備え、
   前記制御手段は、前記両端電圧が所定の上限電圧に達すると、前記放電手段による放電を開始させ、前記放電手段による前記放電の開始後、前記両端電圧が所定の下限電圧に達すると、前記放電を停止させるように構成され、
   前記電源電圧に基づき前記所定の下限電圧を算出する算出手段を更に備えることを特徴とするモータ駆動装置。
2. モータと、
   交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、
   前記第１回路から出力される電力を変換して、前記モータに供給するインバータ回路と、
   前記インバータ回路に並列に接続され、前記第１回路から出力される前記電力が入力される第２回路であって、逆流防止手段と、前記逆流防止手段の下流側に直列に接続される電荷蓄積手段と、前記逆流防止手段の下流且つ前記電荷蓄積手段の上流に接続され、該電荷蓄積手段に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有する第２回路と、
   前記放電手段による放電を制御する制御手段と、
   前記第１回路に入力される前記交流電力のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、
   前記ゼロクロスの検出からの経過時間を放電制御時間として計測する計時手段と、を備え、
   前記制御手段は、前記放電制御時間が第１の所定時間に達すると、前記放電手段による放電を開始させることを特徴とするモータ駆動装置。
3. 前記制御手段は、前記放電制御時間が第２の所定時間に達すると、前記放電を停止させることを特徴とする請求項２記載のモータ駆動装置。
4. 前記放電手段は、スイッチング素子であることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
5. 前記放電手段は、放電抵抗であることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
6. 前記第２回路は、前記放電抵抗に直列に接続され且つ前記電荷蓄積手段に並列に接続されるツェナーダイオードを更に有することを特徴とする請求項５記載のモータ駆動装置。

Images