JPH09238479A

JPH09238479A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH09238479A
Application number: JP8045723A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Ikenobou; 泰裕池防
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1996-03-04
Filing date: 1996-03-04
Publication date: 1997-09-09

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】安価で、効率が良く、振動やノイズを抑制
し、素子の破壊の防止と、制御範囲を拡張でき、また誘
導電動機の起動時のトルクを大きくするインバータ装置
を提供する。【解決手段】インバータ装置は、電源ラインとグラン
ドライン間に直列に接続されたスイッチング素子４ａ、
４ｂとスイッチング素子４ｃ、４ｄと、スイッチング素
子４ａ、４ｂの接続中点と、スイッチング素子４ｃ、４
ｄの接続中点間に接続された負荷を有し、スイッチング
素子４ｂ、４ｃのオフ状態でスイッチング素子４ａ、４
ｂの一方をオン、他方をオン又はオン／オフ制御する第
１モード、スイッチング素子４ａ、４ｄのオフ状態でス
イッチング素子４ｂ、４ｃの一方をオン、他方をオン又
はオン／オフ制御する第２モードを有するインバータ制
御手段９、１１、１２を備える。整流手段２によって商
用電源１からの交流電圧を整流し、整流手段２からの整
流波形電圧を電源ラインに与える手段を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ装置に
関し、特に負荷に印加する電圧を制御するインバータ装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のインバータ装置は、交流電圧を一
旦直流電圧に変えて、ＰＷＭ制御で疑似交流電圧に変換
している。この従来のインバータ装置を図１８及び図１
９及び図２０を用いて説明する。

【０００３】図１８において、商用電源１の交流電圧を
ダイオードブリッジ等の整流回路２で整流して、平滑回
路を成る電解コンデンサ等の平滑回路１７で一旦直流電
圧に変換する。この直流電圧をパワートランジスタ等か
ら成る４個のスイッチングトランジスタ４ａ〜４ｄをフ
ルブリッジ型に構成したインバータ部３に入力する。
尚、１６は力率の改善を図るためのリアクタである。５
ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄは負荷としての主巻線６ａに流れ
ている電流が急に停止させられるときに、主巻線６ａの
両方に生じる高電圧を電源ライン１００とグランドライ
ン１０１を通して緩和するためのフリーホイールダイオ
ードである。

【０００４】主制御部９はＰＷＭ信号を発生する。ＰＷ
Ｍ信号に従ってインバータ駆動手段１２は各スイッチン
グトランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄをオン／オフさ
せて、インバータ部３に入力された直流電圧を疑似交流
電圧に変換する。この疑似交流電圧は単相誘導電動機６
に印加される。具体的には、スイッチングトランジスタ
４ｂ、４ｃがオフのときスイッチングトランジスタ４ａ
と４ｄをＰＷＭ制御し、スイッチングトランジスタ４
ａ、４ｄがオフのときスイッチングトランジスタ４ｂと
４ｃをＰＷＭ制御する。

【０００５】この様子を図１９に示す信号波形図で説明
すると、インバータ入力電圧Ｖｉｎは電源ライン１００
を通してインバータ部３に入力される整流した直流電圧
であり、スイッチング駆動信号Ｖａ〜Ｖｄはそれぞれス
イッチングトランジスタ４ａ〜４ｄをオン／オフするＰ
ＷＭ信号となっている。スイッチング駆動信号Ｖａ〜Ｖ
ｄはハイレベルではスイッチングトランジスタ４ａ〜４
ｄをオンし、逆にローレベルではオフする。期間Ｋ１で
は、Ｖｂ、Ｖｃは共にローレベルであるので、スイッチ
ングトランジスタ４ｂ、４ｃはオフ状態となる。一方、
Ｖａ、ＶｄはＰＷＭ波形であり、スイッチングトランジ
スタ４ａ、４ｄをオン／オフ制御する。次の期間Ｋ２で
はＶａ、ＶｄとＶｂ、Ｖｃの関係が逆になり、スイッチ
ングトランジスタ４ａ、４ｄがオフ状態で、スイッチン
グトランジスタ４ｂ、４ｃがオン／オフ制御される状態
となる。

【０００６】このようなスイッチングパターンによって
誘導電動機印加信号ＶMが生成され、単相誘導電動機６
に印加される。誘導電動機印加信号ＶMの実効電圧ＶTは
正弦波曲線となり、疑似交流電圧である。この疑似交流
電圧は図１９に示すようにＰＷＭ信号の波形を各期間Ｋ
１、Ｋ２との中央で幅広で、両サイドで幅狭のパルスと
なるようにすることによって実現されている。この疑似
交流電圧の周波数を可変することで、単相誘導電動機６
の回転速度が制御される。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、平滑回
路１７にはリプルを小さくするために電解コンデンサ等
の大容量のコンデンサが必要となる。これはコストアッ
プの要因になっていた。又、コンデンサの容量が大きく
なるとコンデンサの充電にともなって入力電流がピーク
状に流れる。これにより、力率の低下や電源高調波が問
題となり、コンデンサやスイッチング素子等の部品の最
大定格を大きくしなければならなかった。

【０００８】力率の改善を図るために、リアクタ１６を
回路に挿入しているが、コストアップになっていた。更
に、電源高調波の対策にはアクティブフィルタ等の回路
が必要になり、回路が複雑且つ高価になっていた。この
ように上記従来例は交流電圧を一旦直流電圧に変換し、
ＰＷＭ制御で疑似交流電圧を作っているために、単相誘
導電動機６の駆動に有効な基本波の実行値成分が不足し
ていた。これを改善するために整流回路４を倍電圧整流
回路とする方法もあるが、これもコストアップの要因に
なる。

【０００９】又、上述したようなパルス幅の変化するＰ
ＷＭ信号を発生するためには、目標とする周波数の正弦
波とキャリアである高周波の三角波を比較する必要があ
る。正弦波が三角波よりも大きい時にはハイレベルと
し、逆に小さい時にはローレベルとしてＰＷＭ信号を発
生していた。このような比較を行うために、主制御部９
に使用されるマイクロコンピュータは高機能なものにす
る必要があった。

【００１０】インバータ部３において疑似交流電圧を作
り出して、単相誘導電動機６を駆動しているために、最
大出力時でも矩形波でしか単相誘導電動機６に印加する
ことができず、商用電源１の交流電圧の７０％程度しか
利用できていなかった。このために、起動時のように大
きなトルクが必要な時にはトルク不足になっていた。

【００１１】単相誘導電動機６のようにインダクタンス
を含む誘導負荷では、ＰＷＭ信号によって又は主巻線６
ａに単相誘導電動機６の停止によって、４個のスイッチ
ングトランジスタが全てオフした時に、それまで流れて
いた電流（図示の場合、Ｇ方向へ流れていた電流）がカ
ットされようとするが、その電流を引き続き流そうとす
る逆起電力が発生して回生電流ｉがフリーホイールダイ
オード５ｂ、５ｄを介して流れているようになってい
た。４個のスイッチングトランジスタ４ａ〜４ｄがオフ
になるときに、主巻線６ａ流れていた電流がＧ方向とは
逆の方向へ流れていた場合には、フリーホイールダイオ
ード５ａ、５ｃを介して回生電流が流れることは言うま
でもない。尚、回生電流ｉによって電源ラインの電圧が
急上昇し、スイッチングトランジスタや整流回路２にお
けるダイオード等の整流素子が破壊される虞があった。
このために素子の最大定格を大きくする必要があり、コ
ストアップになっていた。

【００１２】又、インバータ装置とは別に、簡易に単相
誘導電動機を制御するものとしてサイリスタやトライア
ック等のスイッチング素子を用いた位相制御方式（図示
せず）がある。この位相制御方式は、例えば単相誘導電
動機とトライアックを直列に接続して、これに交流電圧
を印加し、そのゼロクロス点から所定時間経過後にトラ
イアックにゲート信号を伝送することにより、トライア
ックがオンして単相誘導電動機に印加する電圧を制御す
るものである。

【００１３】ゲート信号を調節することで交流電圧波形
のカットされる時間が変化して、単相誘導電動機に印加
される電圧をが制御される。一時電圧が変化すると単相
誘導電動機の回転速度−トルク特性が変わり、単相誘導
電動機の回転速度が変化する。しかしながら、位相制御
方式では単相誘導電動機の可変速制御では交流電圧の一
部をカットして電圧を制御しているために、単相誘導電
動機に印加する電圧波形の歪みが大きくなっていた。

【００１４】そして、この波形歪みによって単相誘導電
動機の力率が大きく低下していた。力率が低下するた
め、単相誘導電動機に流れる電流が大きくなり、位相制
御を行うためのサイリスタやトライアック等の最大定格
を大きくしなければならない。これにより、コストアッ
プになっていた。

【００１５】特に、単相誘導電動機に印加する電圧を下
げていく場合には、カットされる部分が大きくなり、歪
みが大きくなる。そのため、単相誘導電動機にとって有
効な基本波の実効成分が得られにくくなり、制御可能な
電圧の範囲が狭くなっていた。

【００１６】このように、従来のインバータ装置や位相
制御方式を用いた装置では、上記問題点があるが、他に
も様々な問題点がある。例えば、従来のインバータ装置
において、一般に振動や騒音が大きい問題がある。

【００１７】又、スイッチングトランジスタのスイッチ
ング回数も比較的多いので、スイッチングにともない、
損失が増加して効率が低下していた。雑音端子電圧や不
要輻射のようなノイズの原因にもなっていた。

【００１８】単相誘導電動機を停止させる時に、フルブ
リッジ型に構成された４個のスイッチングトランジスタ
をオフさせただけではブレーキがかからないので、急速
に停止することができなかった。一方、トライアック等
が用いられている位相制御方式の装置では、ブレーキを
かける場合には、新たに別のブレーキ用のスイッチング
素子を設ける必要があった。

【００１９】更に、単相誘導電動機において目標とする
回転速度を得るために、回転速度を検出する回路を別に
設け、検出された回転速度に従ってフィードバック制御
していた。このような制御では、入力電圧が変動したと
しても回転速度を一定に保つことができるが、回転速度
を検出するために、パイロット発電機、ホール素子等の
部品が必要となり装置が高価になっていた。

【００２０】電源の周波数が５０Ｈｚ地区と６０Ｈｚ地
区とでは、単相誘導電動機のプーリ比を変えて希望する
回転速度が得られるように対応しており、５０Ｈｚ用と
６０Ｈｚ用の２種類のプーリが必要であった。

【００２１】本発明はこれらの課題を解決するもので、
安価でありながら、効率が良く、振動や騒音やノイズを
抑制し、素子の破壊を防止し、制御範囲を拡張し、そし
て誘導電動機の起動時にトルクを大きくすることができ
るインバータ装置を提供することを目的とする。

【００２２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の第１の構成では、電源ラインとグランドライ
ン間に直列に接続された第１、第２のスイッチング素子
と、同じく前記電源ラインとグランドライン間に直列に
接続された第３、第４のスイッチング素子と、前記第
１、第２のスイッチング素子の接続中点と、前記第３、
第４のスイッチング素子の接続中点間に接続された負荷
と、前記第２、第３のスイッチング素子のオフの状態で
前記第１、第４のスイッチング素子の一方をオン、他方
をオン又はオン／オフ制御する第１モードと、前記第
１、第４のスイッチング素子をオフの状態で前記第２、
第３のスイッチング素子の一方をオン、他方をオン又は
オン／オフ制御する第２モードを有するインバータ制御
手段を備えるインバータ装置において、整流手段によっ
て商用電源からの交流電圧を整流し、その整流手段から
の整流波形電圧を前記電源ラインに与える手段を設け
る。

【００２３】このような構成では、商用電源の交流電圧
は平滑されていない整流波形電圧の形で電源ラインに与
えられる。第１モードでは、電源ライン→第１のスイッ
チング素子→負荷→第４のスイッチング素子→グランド
ラインの経路で負荷に電流が流れる。又、第２モードで
は、電源ライン→第３のスイッチング素子→負荷→第２
のスイッチング素子→グランドラインの経路で負荷に電
流が流れる。これらの各モードにおいて、負荷に与えら
れる電圧は電源ラインの電圧（整流波形電圧）をパルス
的にチョッピングしたものとなる。しかも第１モードと
第２モードとでは負荷に与えられる電圧は逆向きである
ので、全体としては疑似的な交流電圧となる。このと
き、例えば上記商用電源の交流電圧のゼロクロスに開始
して第１、第２モードの切り換えを行うと、疑似交流電
圧は正弦波状となる。第１モードと第２モードのそれぞ
れにおいてスイッチング素子のオン／オフの持続時間を
調節することで、負荷に印加される疑似交流電圧の実効
電圧が制御される。

【００２４】又、本発明の第２の構成では上記第１の構
成において、前記負荷は誘導負荷であり、前記第１モー
ドでは、前記第１のスイッチング素子をＰＷＭ制御し
て、前記第４のスイッチング素子をオンし、前記第２モ
ードでは、前記第３のスイッチング素子をＰＷＭ制御し
て、第２のスイッチング素子をオンする。

【００２５】このような構成では、電源ライン上の平滑
されていない整流波形電圧は、スイッチング素子がＰＷ
Ｍ制御されることでチョッピングされて疑似交流電圧と
なる。この時にＰＷＭ信号のデューティ比を可変するこ
とで誘導負荷に印加される実効電圧が制御される。ＰＷ
Ｍ制御は各モードで１個のスイッチング素子に対しての
み行われるので、２個のスイッチング素子に対して行う
場合に比べ、オン／オフの同期ズレを生じる虞がないと
ともに、スイッチングの回数が減少する。

【００２６】又、本発明の第３の構成では、上記第１の
構成又は上記第２の構成において、前記交流電圧のゼロ
クロス点を検出する検出手段を有し、前記インバータ制
御手段は前記ゼロクロス点に同期して前記第１、第２モ
ードの切り換えを行うようにする。

【００２７】このような構成では、交流電圧のゼロクロ
ス点に同期して、第１のモードと第２のモードが切り換
えられて、疑似正弦波が誘導負荷に印加される。

【００２８】又、本発明の第４の構成では、上記第２の
構成において、前記誘導負荷は誘導電動機であり、ブレ
ーキをかける時は、前記第１、第２のモードの一方に固
定し且つＰＷＭ信号に代えて直流電圧をスイッチング素
子に印加するようにする。

【００２９】このような構成では、誘導電動機にブレー
キをかける時に、誘導電動機に整流波形電圧がチョッピ
ングされることなしに、そのまま与えられる。誘導電動
機の巻線に整流波形電圧が印加されると、巻線の磁極が
固定された状態になるので、誘導電動機の回転子にブレ
ーキが働き、誘導電動機が急停止する。

【００３０】又、本発明の第５の構成では、上記第２の
構成において、前記第１乃至第４のスイッチング素子の
いずれにも並列にフリーホイールダイオードが接続され
ている。

【００３１】このような構成では、第１のモード、第２
のモードの各モードにおいて、ＰＷＭ制御されるスイッ
チング素子がオフした時に、電源ライン側の第１、第３
スイッチング素子は、共にオフ状態となるので、誘導負
荷の逆起電力が発生する。回生電流はダイオードとスイ
ッチング素子を通ってグランドラインへ還流し、減衰す
るので、整流手段には流入せず、電源ラインの電圧の急
上昇を防止する。又、インバータ装置の電源を切ったと
きには、第１乃至第４のスイッチング素子が全てオフす
るが、このときに誘導負荷に発生する逆起電力による回
生電流はグランドライン側のダイオードと電源ライン側
のダイオードによって電源ラインへ還流されるが、イン
バータ装置は電源切断によって不使用状態になるので問
題ない。

【００３２】又、本発明の第６の構成では、上記第３の
構成において、前記第１乃至第４のスイッチング素子の
いずれにもフリーホイールダイオードが並列に接続され
ており、前記誘導負荷の停止期間においては前記第１、
第３のスイッチング素子をオフ、前記第２、第４のスイ
ッチング素子をオン状態に固定する。

【００３３】このような構成では、誘導負荷の作動停止
後に発生する回生電流はいずれの向きであっても、第
２、第４のスイッチング素子のいずれかとグランドライ
ン側のダイオードのいずれかによって還流して減衰す
る。この回生電流は整流手段に流入せず、電源ラインの
電圧の急上昇を防止して素子の破壊を防止する。又、イ
ンバータ装置の電源を切ったときの作用は前記第５の構
成の場合と同じである。

【００３４】又、本発明の第７の構成では、上記第２の
構成において、前記交流電圧のゼロクロス点を検出する
検出手段を有し、前記ゼロクロス点を含む所定期間の
間、前記第１、第２のモードでＰＷＭ制御されるスイッ
チング素子をオフになし、前記第１、第２モードを切り
換えを行う。

【００３５】このような構成では、ＰＷＭ制御されるス
イッチング素子がゼロクロス点を含む所定期間、オフさ
れる。その期間中にゼロクロス点が検出され、交流電圧
に同期して、第１、第２のモードを切り換える。所定期
間の経過後にＰＷＭ制御を開始する。ゼロクロス点を含
む所定期間、誘導負荷には電圧が印加されなくなってい
る。

【００３６】誘導負荷では、誘導負荷に印加される電圧
と電流には位相差が生じる。このため交流電圧のゼロク
ロス点付近では、印加された電圧の向きと電流の方向が
逆向きになる期間がある。この期間にＰＷＭ制御を行っ
てもあまり有効とは言えない。このような有効に機能し
ないＰＷＭ制御を省くことができる。又、第１、第２モ
ードの切り換えの時に、電源ラインとグランドラインが
短絡するのが防止される。

【００３７】又、本発明の第８の構成では、上記第２の
構成において、前記交流電圧の振幅を検出する手段を有
し、交流電圧の振幅に基づいて、前記ＰＷＭ信号のデュ
ーティ比を変える手段を設ける。

【００３８】このような構成では、検出された交流電圧
の振幅に従って、デューティ比を変える。もし交流電圧
の振幅が大きくなればデューティ比を小さくし、逆に振
幅が小さくなればデューティ比を大きくして、負荷に印
加する電圧の実効電圧を一定に保つ。これにより、交流
電圧の振幅の変動に対して、負荷には影響が及ばなくな
る。

【００３９】又、本発明の第９の構成では、上記第１の
構成において、前記負荷は誘導電動機であり、前記交流
電圧の周波数を検出する手段を有し、交流電圧の周波数
に基づいて、前記ＰＷＭ信号のデューティ比を変える手
段を設ける。

【００４０】このような構成では、交流電圧の周波数が
５０Ｈｚであるか６０Ｈｚであるか検出される。周波数
が６０Ｈｚの場合には、ＰＷＭ信号のデューティ比を小
さくして誘導電動機に印加する実効電圧を小さくする。
誘導電動機は周波数が高くなると回転速度が上昇する
が、実効電圧を小さくすることで、回転速度を抑え、交
流電圧の周波数に関係なく、一定の回転速度が得られる
ようになる。

【００４１】又、本発明の第１０の構成では、上記第４
の構成又は上記第９の構成において、前記誘導電動機の
起動時には前記ＰＷＭ信号に変えて直流電圧をスイッチ
ング素子に与えるようにする。

【００４２】このような構成では、起動時おいて、スイ
ッチング素子に直流電圧が与えれるので、整流波形電圧
がチョッピングされず、その波形を残した状態で交流に
変換されて誘導電動機に印加される。商用電源の基本成
分からなる交流電圧によって誘導電動機は最大のトルク
を出力することができ、急速に起動する。しばらくして
から、スイッチング素子には直流電圧の代わってＰＷＭ
信号が与えられ、目標とする回転速度に誘導電動機はす
ばやく制御される。

【００４３】又、本発明の第１１の構成では、電源ライ
ンと、負荷と、スイッチング素子とを有し、該スイッチ
ング素子をオン／オフ制御して前記電源ラインから前記
負荷に電力を供給するようにしたインバータ装置におい
て、商用電源の交流電圧を整流する整流手段からの整流
された波形電圧を前記電源ラインに入力するようにして
いる。

【００４４】このような構成では、商用電源の交流電圧
が整流手段によって整流される。電源ラインには整流さ
れた波形電圧が入力される。スイッチング素子がオン／
オフ制御されることにより、電源ラインの電圧がチョッ
ピングされる。負荷に印加される電圧が制御される。オ
ン／オフ期間を制御することによって、負荷には適切な
電圧が印加される。

【００４５】又、本発明の第１２の構成では、上記第１
１の構成において、前記整流手段は前記交流電圧を全波
整流波形電圧に整流する。

【００４６】このような構成では、商用電源からの交流
電圧は整流手段によって全波整流波形電圧に整流され、
電源ラインに伝送される。スイッチング素子をオン／オ
フ制御することにより、全波整流波形電圧を適切な電圧
に変換して負荷に印加する。

【００４７】又、本発明の第１３の構成では、上記第１
１の構成において、前記整流手段は前記交流電圧を半波
整流波形電圧に整流する。

【００４８】このような構成では、商用電源からの交流
電圧は整流手段によって半波整流波形電圧に整流され、
電源ラインに伝送される。スイッチング素子をオン／オ
フ制御することにより、半波整流波形電圧を適切な電圧
に変換して負荷に印加する。

【００４９】又、本発明の第１４の構成では、上記第１
１の構成において、前記整流手段にコンデンサが設けら
れ、前記交流電圧は脈流状の整流波形電圧に整流され
る。

【００５０】このような構成では、整流手段で整流され
た電圧はコンデンサによって平滑が行われる。ところ
が、コンデンサの電気容量は小さくしてあり、完全には
平滑されず、脈流状の整流波形電圧となる。スイッチン
グ素子をオン／オフ制御することにより、整流波形電圧
を適切な電圧に変換して負荷に印加する。

【００５１】又、本発明の第１５の構成では、上記第１
１の構成において、２個のスイッチング素子が直列に接
続される。このような構成では、負荷に対して一方向か
ら電圧が与えられ、オン／オフ制御によって負荷に与え
る電圧が制御される。

【００５２】又、本発明の第１６の構成では、上記第１
１の構成において、４個のスイッチング素子がフルブリ
ッジ型に接続されている。このような構成では、４個の
スイッチング素子がフルブリッジ型に接続されており、
負荷に対して交流電圧を印加することができる。スイッ
チング素子をオン／オフ制御することにより、負荷に与
える電圧が制御される。

【００５３】又、本発明の第１７の構成では、上記第１
１の構成において、前記交流電圧の前記ゼロクロス点に
基づいて、前記スイッチング素子を制御する。このよう
な構成では、スイッチング素子は交流電圧のゼロクロス
点によってスイッチングパターンを切り換えて、負荷に
与えられる電圧は商用電源の周波数に同期したものにな
る。

【００５４】

【発明の実施の形態】

＜第１の実施形態＞本発明の第１の実施形態を図１及び
図２及び図３を用いて説明する。図１は本発明のインバ
ータ装置の第１の実施形態を示す制御ブロック図であ
る。商用電源１の交流電圧はダイオードブリッジ等の整
流回路２で全波整流され、４個のパワートランジスタ等
のスイッチングトランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと
４個のフリーホイールダイオード５ａ、５ｂ、５ｃ、５
ｄをフルブリッジ型に構成したインバータ部３に電源ラ
イン１００を通して入力される。図１８との対比から分
かるように、本実施形態では平滑回路１７が削除されて
いる。そのため整流回路２から出力された整流波形電圧
が直流化されることなしに、そのまま（脈流状で）イン
バータ部３に与えられる。尚、これに伴い、力率改善用
のリアクタ１６も不要となっている。

【００５５】スイッチングトランジスタ４ａ、４ｂの中
点とスイッチングトランジスタ４ｃ、４ｄの中点は単相
誘導電動機６に接続される。単相誘導電動機６は主巻線
６ａと補助巻線６ｂを有し、補助巻線６ｂにはコンデン
サ７が直列に接続されている。単相誘導電動機６は交流
電圧が与えられると主巻線６ａと補助巻線６ｂによって
回転磁界が発生し、回転子（図示せず）を回転させるも
のである。

【００５６】その回転速度は単相誘導電動機６に印加さ
れる交流電圧の周波数によって決定される。印加される
交流電圧の振幅が変化することでも、単相誘導電動機６
の回転速度−トルク特性が変化して、回転速度が変化す
る。

【００５７】電源周波数検出手段８は商用電源１の交流
電圧のゼロクロス点を検出し、主制御手段９に伝える。
主制御部９は、回転数設定手段１０からの目標回転速度
を表す信号に基づいて、スイッチングパターンのデュー
ティ比を決定する。ＰＷＭ制御手段１１は主制御部９か
らのゼロクロス点とデューティ比の情報から、スイッチ
ングトランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄのスイッチン
グのためのＰＷＭ信号を作成する。インバータ駆動手段
１２はＰＷＭ信号に基づいてスイッチングトランジスタ
４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄのスイッチングを行う。

【００５８】次に、図２を用いてスイッチング駆動信号
Ｖａ〜Ｖｄによるスイッチングパターンを説明する。イ
ンバータ部３に入力される全波整流波形電圧は商用電源
１のダイオードブリッジ２で整流しただけで、コンデン
サ等の平滑回路１７（図１８参照）で平滑されていない
ために、完全な直流電圧波形にならず、脈流状の全波整
流波形となっている。この電圧波形はインバータ部３の
入力電圧Ｖｉｎとして使用される。

【００５９】スイッチング駆動信号Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、
Ｖｄはそれぞれスイッチングトランジスタ４ａ、４ｂ、
４ｃ、４ｄをオン／オフする信号である。スイッチング
駆動信号Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖｄのハイレベルではスイ
ッチングトランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄはオン
し、逆にローレベルではオフする。

【００６０】第１のモードでは、スイッチングトランジ
スタ４ａが駆動信号Ｖａに従ってオン／オフする。その
時、スイッチングトランジスタ４ｄは駆動信号Ｖｄがハ
イレベルであるためオンし続ける。この間、スイッチン
グトランジスタ４ｂ、４ｃはＶｂ、Ｖｃがいずれもロー
レベルのためオフ状態である。これにより、単相誘導電
動機６には正方向の誘導電動機印加信号ＶMが与えられ
る。

【００６１】電源周波数検出手段８で交流電圧のゼロク
ロス点を検出すると、ＰＷＭ制御手段１１は第１モード
から第２モードに切り換える。第２モードでは、Ｖａと
Ｖｄがローレベルとなってスイッチングトランジスタ４
ａ、４ｄはオフし、スイッチングトランジスタ４ｃをＰ
ＷＭ信号Ｖｃでオン／オフ制御する。このとき、スイッ
チングトランジスタ４ｂはハイレベルのＶｂによってオ
ンし続ける。これにより、負方向の誘導電動機印加信号
ＶMが与えられる。

【００６２】再び交流電圧のゼロクロス点を検出する
と、スイッチングパターンを元のパターンに戻して、以
後上記スイッチングを繰り返す。まず、期間Ｔ１では第
１のモード、次に期間Ｔ２では第２のモードになり、期
間Ｔ３では再び第１のモードに戻る。このように、第１
のモードと第２のモードを交互に繰り返す。尚、ＰＷＭ
信号は周波数が数ｋＨｚ以上の一定周波数であり、その
デューティ比（オン／オフの比）のみが変化する。但
し、図２に示すＰＷＭ信号は一定のデューティ比となっ
ている。これに対して、後述する図９では入力電圧Ｖｉ
ｎの大小に応じてデューティ比を変化させ、図１０では
入力電圧Ｖｉｎの周波数に応じてデューティ比を変化さ
せている。しかし、これらの図９、図１０の場合も、１
つの期間に限ってみると、デューティ比は一定であり、
従来のようなデューティ比を変化させるようなことは行
っていない。

【００６３】このようなスイッチングによって単相誘導
電動機６に印加される電圧波形は、インバータ入力電圧
Ｖｉｎが脈流状になっているので、パルスがＰＡＭ変調
されることになり、誘導電動機印加信号ＶMに示すよう
に疑似正弦波となる。実際に単相誘導電動機６に与えら
れる実効電圧ＶTは正弦波曲線となる。

【００６４】例えばデューティ比５０％（オン５０％、
オフ５０％）の場合に、商用電源１がＡＣ１００Ｖ（実
効値）とすると、実効電圧は５０Ｖとなる。このように
デューティ比を制御することで単相誘導電動機６に印加
する電圧の振幅を制御する。単相誘導電動機６の回転速
度−トルク特性は印加された一次電圧によって変化する
ので、単相誘導電動機６に印加する電圧を制御すること
で回転速度が変化する。このようにデューティ比を可変
することで、単相誘導電動機６の回転速度は、回転数設
定手段１０で設定された目標回転速度に制御される。

【００６５】ところで、第１のモードでは、スイッチン
グトランジスタ４ａはＰＷＭ信号によってオン／オフ制
御されている。スイッチングトランジスタ４ａがオンか
らオフに切り換わった時に、図３においてＧ方向に流れ
ていた電流がカットされるようになり、逆起電力が発生
する。このとき、本実施形態では、スイッチングトラン
ジスタ４ｄがオン状態であるために、逆起電力による回
生電流Ａはフリーホイールダイオード５ｂ、電動機６、
スイッチングトランジスタ４ｄを通ってグランドライン
１０１側で還流される。回生電流Ａは電源ライン１００
には流れないので、電源ラインの電圧の急上昇を防止す
る。

【００６６】一方、第２のモードでは、スイッチングト
ランジスタ４ｃがオン／オフ制御されている。このスイ
ッチングトランジスタ４ｃがオンからオフに切り換わっ
た時に、Ｇ方向とは逆方向に回生電流Ｂが流れる。スイ
ッチングトランジスタ４ｂがオン状態であることによ
り、回生電流Ｂはフリーホイールダイオード５ｄ、電動
機６、スイッチングトランジスタ４ｂを通ってグランド
ライン１０１側で還流される。回生電流Ｂは電源ライン
１００には流れない。電源ライン１００の電圧の急上昇
を防止し、スイッチングトランジスタ４ａ〜４ｄや整流
回路２におけるダイオード等の素子の破壊が防止され
る。尚、インバータ装置の電源を切ったには、スイッチ
ングトランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは同時にオフ
になる。主巻線６ａの両端に生じる高電圧については従
来のインバータ装置と同様にダイオード５ａ〜５ｄによ
って緩和する。

【００６７】上述の通り、本実施形態では平滑回路１７
（図１８参照）が削除されているために、電源ライン１
００に電流がピーク状には流れなくなり、力率の低下や
電源高調波が防止される。誘導電動機印加信号ＶMには
交流の基本波成分が多く含まれており、効率が向上して
いる。制御電圧が低電圧領域においても、波形の歪みが
小さくなっているので、電圧の制御が可能となってい
る。ＰＷＭ信号によって制御されるスイッチングトラン
ジスタ４ａ〜４ｄは各モードにおいて１個だけであるの
で、スイッチングの回数を減少させることができる。こ
れにより、雑音端子電圧や不要輻射等のノイズが抑制さ
れる。

【００６８】又、スイッチングトランジスタにＩＧＢＴ
やＭＯＳ−ＦＥＴを使用すると、ＰＷＭ信号の周波数を
数十ｋＨｚ以上にすることができ、可聴周波数以上とな
り静音化が図れる。

【００６９】＜第２の実施形態＞本発明の第２の実施形
態を図４及び図５を用いて説明する。尚、図４、図５に
おいて図１、図２と同一の部分については同一の符号を
付し、説明を省略する。図４において、制動手段１３が
設けられ、単相誘導電動機６にブレーキをかけて急停止
させる。図５において、スイッチングトランジスタ４ａ
がＰＷＭ信号によってオン／オフして、期間Ｔ１で単相
誘導電動機６を制御している状態から、時間ｔ０でブレ
ーキングを開始する。期間Ｔ２、Ｔ３ではブレーキング
が行われる。

【００７０】図５に示すように、第１のモード（この場
合、Ｔ１の期間）終了時点からブレーキをかける場合に
は、Ｔ２、Ｔ３の期間はＶａ、Ｖｄをハイレベルにして
スイッチイング素子４ａ、４ｄをオン状態、Ｖｂ、Ｖｃ
をローレベルにしてスイッチングトランジスタ４ｂ、４
ｃはオフ状態とする。これにより、誘導電動機印加信号
ＶMは、インバータ入力電圧Ｖｉｎと同じく正の脈流状
の直流電圧になる。

【００７１】この直流電圧が単相誘導電動機６に印加さ
れると、電流ｊがスイッチングトランジスタ４ａと４ｄ
を通って、主巻線６ａをＧ方向に流れる。そのために、
主巻線６ａは磁極が固定された電磁石となり、単相誘導
電動機６の回転子（図示せず）にブレーキがかかる。こ
のようにして、単相誘導電動機６を急停止させることが
できる。

【００７２】但し、長時間この状態を続けると電流ｊに
より主巻線６ａの温度が上昇するため、単相誘導電動機
６の慣性（停止の容易さ）やブレーキングの性能等に応
じて、適当に直流電圧を印加する時間を変え、その後、
ブレーキングを終了する。

【００７３】他方、第２のモードからブレーキをかける
場合には、スイッチングトランジスタ４ａ、４ｄはオ
フ、スイッチングトランジスタ４ｂ、４ｃオンした状態
にする。これによって、電流がスイッチングトランジス
タ４ｂと４ｃを通って主巻線６ａをＧ方向とは逆方向に
流れる。これにより、同様に単相誘導電動機６を急停止
させる。

【００７４】又、単相誘導電動機６には直流電圧が印加
されていれば、ブレーキがかかるので、ブレーキングを
行う全時間に渡ってスイッチングトランジスタをオンし
なくても、スイッチングトランジスタの温度上昇やブレ
ーキ性能の向上等によって、一部のみオンしたり、パル
ス状にスイッチングトランジスタをオン／オフしてもよ
い。

【００７５】＜第３の実施形態＞本発明の第３の実施形
態を図３及び図６を用いて説明する。尚、図６において
図２と同一の部分には同一の符号を付し、説明を省略す
る。第３の実施形態では単相誘導電動機６の停止期間に
は、スイッチングトランジスタ４ａ、４ｃはオフし、ス
イッチングトランジスタ４ｂ、４ｄはオンするようにし
ている。期間Ｔ１、Ｔ２ではＰＷＭ制御によって単相誘
導電動機６を駆動している状態から、時間ｔ０で単相誘
導電動機６に停止をかける様子を示している。期間Ｔ３
は停止期間となる。

【００７６】期間Ｔ２の第２のモードが終了した時間ｔ
０において停止を行うと、スイッチングトランジスタ４
ａ、４ｃはオフし、スイッチングトランジスタ４ｂ、４
ｄはオンする。このとき、Ｇとは逆方向に逆起電力が発
生する。この場合、フリーホイールダイオード５ｄとス
イッチングトランジスタ４ｂを通って、回生電流Ｂがグ
ランドライン１０１側で還流する。回生電流Ｂはやがて
減衰するので、回生電流Ｂが電源ライン１００に戻ら
ず、素子の破壊が防止される。又、単相誘導電動機６を
第１モードが終了した時点で停止させる場合には、Ｇ方
向に逆起電力が発生するが、フリーホイールダイオード
５ｂとスイッチングトランジスタ４ｄを通って回生電流
Ａがグランドライン側１０１で還流する。

【００７７】＜第４の実施形態＞本発明の第４の実施形
態を図７を用いて説明する。尚、図７において図２と同
一の部分には同一の符号を付し、説明を省略する。商用
電源１（図１参照）の交流電圧のゼロクロス点付近に、
ゼロクロス点を含むようにｔ１からｔ２までの所定時間
にＰＷＭ信号をマスクする。マスク期間にはＶａ、Ｖｃ
をローレベルにして、ＰＷＭ信号によってオン／オフす
るスイッチングトランジスタ４ａ、４ｃのいずれもオフ
しておく。

【００７８】スイッチングトランジスタ４ｂ、４ｄはマ
スク期間のゼロクロス点に合わせてそれぞれオン／オフ
を切り換える。例えばマスク期間ｔ１〜ｔ２はＶｂをロ
ーレベルからハイレベルへ変更させ、Ｖｄをハイレベル
からローレベルへ変更させるることによってトランジス
タ４ｂをオン状態、トランジスタ４ｄをオフ状態、次の
マスク期間ｔ１’〜ｔ２’には、Ｖｂをハイレベルから
ローレベルへ、またＶｄをローレベルからハイレベル変
更させることによってトランジスタ４ｂをオフ状態、ト
ランジスタ４ｄをオフ状態になす。従って、マスク期間
ｔ１〜ｔ２、ｔ１’〜ｔ２’にはトランジスタ４ｂと４
ｄが交代でオン状態となっているが、トランジスタ４
ａ、４ｃがいずれもオフとなっているのでので、誘導電
動機６に電圧は与えられない（図７のＶM参照）。マス
ク期間が長くなると、誘導電動機印加信号ＶMの実効電
圧が減少するが、商用電源１（図１参照）の周波数が５
０Ｈｚ又は６０Ｈｚなので、マスク期間が１ミリ秒以下
であれば、インバータ入力電圧Ｖｉｎの谷の部分になる
ので、影響は少ない。

【００７９】単相誘導電動機６（図１参照）のような誘
導負荷では印加される電圧と電流には位相差があるの
で、このマスク期間ではスイッチング４ａ、４ｃ（図１
参照）の切り換えを急速に行っても、印加した電圧の方
向と、電流の方向が逆転しててＰＷＭ制御によるスイッ
チングの効果があまりない。本実施形態ではマスク期間
にＰＷＭのスイッチングを行わないようにすることによ
り、無駄なスイッチングを省いている。

【００８０】尚、マスク期間が設けられていない場合に
は、交流電圧のゼロクロス点では、もしスイッチングト
ランジスタ４ｂ、４ｄ（図１参照）のオン／オフの切り
換えに対して、スイッチングトランジスタ４ａ、４ｂ
（図１参照）のオン／オフの切り換えが遅れると、電源
ライン１００とグランドライン１０１が短絡してスイッ
チングトランジスタ４ａ〜４ｄを破壊することもある
が、マスク期間が設けられることにより、電源ライン１
００とグランドライン１０１が短絡するのが防止されて
いる。これにより、スイッチングトランジスタ４ａ〜４
ｄの破壊が防止される。

【００８１】＜第５の実施形態＞本発明の第５の実施形
態を図８及び図９を用いて説明する。尚、図８、図９に
おいて図１、図２と同一の部分については同一の符号を
付し、説明を省略する。本実施形態では、商用電源１の
交流電圧を検出する入力電圧検出手段１４を設け、交流
電圧の振幅を検出する。尚、１５ａ、１５ｂは交流電圧
に比例した電圧を入力電圧検出手段１４に取り込むため
の抵抗である。

【００８２】検出した振幅に基づいて主制御部９では、
電圧が大きい場合には、図９（ａ）に示すようにＰＷＭ
信号のデューティ比を下げ、入力電圧が大きい場合に
は、図９（ｂ）に示すようにデューティ比を上げるよう
にＰＷＭ制御手段１１を制御する。これにより、単相誘
導電動機６に印加される実効電圧ＶTは入力電圧の大小
に関係なく一定に保たれる。

【００８３】本実施形態によれば、入力電圧が変動して
も、単相誘導電動機６に印加される一次電圧が一定とな
り、回転速度が変動せず、安定という利点が得られる。
これにより、回転速度を一定に保つためのパイロット発
電機やホール素子等の回転速度検出手段を設けなくても
よい。

【００８４】＜第６の実施形態＞本発明の第６の実施形
態を図１０を用いて説明する。尚、図１０において図２
と同一の部分については同一の符号を付し、説明を省略
する。電源周波数検出手段８（図１参照）により、商用
電源１（図１参照）の周波数が５０Ｈｚであるか６０Ｈ
ｚであるか検出する。周波数が６０Ｈｚである場合に
は、ＰＷＭ信号のデューティ比を下げて単相誘導電動機
６（図１参照）に印加する実効電圧ＶTを下げる。

【００８５】単相誘導電動機６（図１参照）は周波数が
５０Ｈｚの場合よりも６０Ｈｚの場合には回転磁界によ
る同期回転速度が速くなり、同じ電圧が与えられると、
周波数が６０Ｈｚの方が回転速度が速くなる。６０Ｈｚ
のときにＰＷＭ信号のデューティ比を下げることによっ
て、単相誘導電動機６（図１参照）に印加する電圧を下
げ、それによって周波数５０Ｈｚの場合と同一の回転速
度が得られる。これにより、周波数が５０Ｈｚ地区でも
６０Ｈｚ地区でも電動機６を同一の回転速度で回転させ
ることができる。

【００８６】＜第７の実施形態＞本発明の第７の実施形
態を図１１を用いて説明する。尚、図１１において図２
と同一の部分については同一の符号を付し、説明を省略
する。時間ｔ０において単相誘導電動機６（図１参照）
が起動される。期間Ｔ１、Ｔ２では、単相誘導電動機６
（図１参照）のトルクが大きくなるように、スイッチン
グトランジスタ４ａ、４ｃ（図１参照）をデューティ比
１００％でオン／オフ制御する。

【００８７】このようにすると、誘導電動機印加電圧Ｖ
Mには入力電圧と同様の正弦波電圧が得られる。この誘
導電動機印加信号ＶMは入力電圧の基本波成分だけとな
るので効率が高く、最大の出力トルクが得られる。そし
て単相誘導電動機６（図１参照）が起動してしまうと、
トルクは小さくてもよいので、所定時間経過後、期間Ｔ
３、Ｔ４では、目標回転速度となるようにデューティ比
を変えて、ＰＷＭ制御を行う。

【００８８】これにより、起動時のトルク不足を解消
し、起動不能等の問題を解消する。起動に要する時間も
短縮する。又、デューティ比１００％から一度に目標と
するデューティ比に切り換えてもよいが、段階的にデュ
ーティ比を変えて、目標値に近づけるようにしてもよ
い。

【００８９】＜第８の実施形態＞本発明の第８の実施形
態を図１２及び図１３を用いて説明する。尚、図１２、
図１３において図１、図２と同一の部分については同一
の符号を付し、説明を省略する。ダイオードから成る整
流回路２が電源ラインに挿入され、商用電源１の交流電
圧を半波整流する。

【００９０】図１３において、期間Ｔ１では、インバー
タ入力電圧Ｖｉｎは半波整流された正電圧となる。スイ
ッチング駆動信号ＶａはＰＷＭ波形であり、スイッチン
グトランジスタ４ａはオン／オフ制御される。スイッチ
ングトランジスタ４ｂ、４ｃはオフ、スイッチングトラ
ンジスタ４ｄはオン状態となる。このようなスイッチン
グパターンによって誘導電動機印加信号ＶMが生成され
る。期間Ｔ２では、インバータ入力電圧Ｖｉｎには電圧
が与えられない。スイッチング駆動信号Ｖａはローレベ
ルとし、スイッチングトランジスタ４ａをオフする。従
って、期間Ｔ２では電動機６に信号ＶMは与えられない
ので、この期間は慣性によって回転するだけである。

【００９１】期間Ｔ３では、スイッチング駆動信号Ｖｃ
をＰＷＭ波形とし、スイッチングトランジスタ４ｃをオ
ン／オフ制御する。スイッチングトランジスタ４ａ、４
ｄはオフ、スイッチングトランジスタ４ｂはオン状態に
する。半波整流波形の電圧に同期してスイッチングの切
り換えを行う。このようなスイッチングによって生成さ
れる誘導電動機印加信号ＶMの実効電圧ＶTは、商用電源
１の周波数の半分になっている。この第８の実施形態で
は、電動機６に駆動信号ＶMが与えられない期間が間欠
的に存在するので、その分、トルクは小さくなるが、整
流回路２等の機能が簡略となる。この実施形態は低トル
クの電動機６に有効である。

【００９２】＜第９の実施形態＞本発明の第９の実施形
態を図１４及び図１５を用いて説明する。尚、図１４、
図１５において図１、図２と同一の部分については同一
の符号を付し、説明を省略する。商用電源１の交流電圧
は整流回路２で全波整流され、フィルムコンデンサ等の
電気容量の小さい通常のコンデンサ１８で平滑が行われ
る。

【００９３】しかし、コンデンサ１８の電気容量が小さ
いために完全には平滑されず、図１５に示すインバータ
入力電圧Ｖｉｎのように脈流状の整流波形電圧なってい
る。そしてスイッチング駆動信号Ｖａ〜Ｖｄによるスイ
ッチングを行い、誘導電動機印加信号ＶMを生成する。
その実効電圧ＶTは正弦波曲線となっている。この実施
形態では、各期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の端部にお
いて、デューティ比を小さくしているか、図７に示す第
４の実施形態の如き、マスク期間を設けることによっ
て、デューティ比の小さな部分を削除するようにしても
よい。

【００９４】＜第１０の実施形態＞本発明の第１０の実
施形態を図１６及び図１７を用いて説明する。尚、図１
６図１７において図１、図２と同一の部分については同
一の符号を付し、説明を省略する。負荷１９は、電球や
蛍光灯や電熱器等のように、一方向に電圧が印加される
だけでも動作する負荷である。印加電圧設定手段２０に
より、負荷１９に印加する電圧を設定する。

【００９５】図１７に示すスイッチング駆動信号Ｖａ、
Ｖｄによって印加信号ＶMが直流に生成され、負荷１９
に印加される。デューティ比を可変することにより、実
効電圧ＶTが制御される。

【００９６】尚、上記第１の実施形態乃至上記第１０の
実施形態は複数組み合わせても実現可能である。単相誘
導電動機６（図１参照）の代わりに２相誘導電動機も使
用することができる。

【００９７】

【発明の効果】

＜請求項１の効果＞本発明では整流後の電圧が一定値と
なるような平滑化は行わなくて済むので、従来のインバ
ータ装置のような大容量のコンデンサを使用しなくてよ
い。そのため装置のコストが下がる。また、コンデンサ
の充電に伴うピーク状の電流が電源ラインに流れるとい
う問題は発生しない。従って力率が向上し、電源高調波
が抑制される。これにより、力率改善のためのリアクタ
や電源高調波対策のためのアクティブフィルタ等の別部
品を接続する必要がなくなり、この点からもコストダウ
ンが図れることになる。更に、効率の向上によってスイ
ッチング素子に流れる電流値が抑えられ、最大定格の小
さなものが使用できる。これもコストダウンにつなが
る。また、平滑されていない整流波形電圧を、スイッチ
ング素子をオン／オフすることによってチョッピング
し、それによって生成された交流電圧を負荷に印加して
いるので、負荷にとって有効な基本波の実効値成分が増
え、負荷駆動の効率がよくなっている。

【００９８】＜請求項２の効果＞ＰＷＭ制御は各モード
で１個のスイッチング素子に対して行われるだけで、２
個のスイッチング素子に対して行われる場合に比べ、ス
イッチングの回数が減っている。また、オン／オフの同
期ズレの虞がなくなっている。これにより、インバータ
装置の効率が向上し、消費電力を小さくすることができ
る。そして、雑音端子電圧や不要輻射等のノイズも低減
される。また、従来のインバータ装置に使用される複雑
なＰＷＭ信号（各モード期間の中央でデューティ比が大
きく、端部でデューティ比が小さくなるように変化する
ＰＷＭ信号）は使用されていないので、制御のためのマ
イクロコンピュータは高機能なものでなくてもよいとい
う効果が奏される。

【００９９】＜請求項３の効果＞負荷に印加される疑似
交流電圧は正弦波状となり、負荷の駆動が滑らかに行わ
れ且つ効率が向上する。モード切り換えの制御のために
単に商用電源の交流電圧のゼロクロスを検出するだけで
よいので、簡単である。

【０１００】＜請求項４の効果＞誘導電動機にブレーキ
をかけるときに、誘導電動機に一方向に電流を流す。こ
れにより、誘導電動機の主巻線は磁極が固定された電磁
石となり、ブレーキ手段として作用する。そのため、他
に特別なブレーキング回路を設けなくても、ブレーキが
実現できる。

【０１０１】＜請求項５の効果＞ＰＷＭ制御によってス
イッチング素子がオンからオフした時に逆起電力によっ
て流れる回生電流はダイオードを通って還流する。回生
電流が電源ラインに戻らなくなり、電源ラインの電圧の
上昇を抑えることができる。これにより、スイッチング
素子や整流手段に使用されているダイオード等の素子の
破壊が防止され、信頼性が向上する。また、最大定格の
小さなものを使用でき、コストダウンにつながる。

【０１０２】＜請求項６の効果＞誘導負荷の停止時に発
生する回生電流はグランドライン側の第２、第４のスイ
ッチング素子がオン状態となるので、グランドライン側
のダイオードのいずれかと第２又は第４のスイッチング
素子を通って還流し、減衰する。そのため回生電流によ
る電源ラインの電圧の急上昇が防止されるので、素子の
破壊が防止される。素子の最大定格を下げることができ
るので、コストダウンになる。

【０１０３】＜請求項７の効果＞誘導負荷に印加される
電圧と電流には位相差があるので、ゼロクロス付近では
誘導負荷に印加される電圧と電流の向きが逆方向になる
期間がある。この期間、ＰＷＭ制御を行っても有効に作
用しないので、所定期間、ＰＷＭ制御されるスイッチン
グ素子をオフ状態にする。これにより、ＰＷＭ制御によ
る無駄なスイッチングが省かれる。尚、前記所定期間に
第１又は第３のスイッチング素子のスイッチング素子が
オンしているとすると、第２、第４スイッチング素子の
切り換えタイミングがゼロクロス点からずれたとき、第
１、第２スイッチング素子又は第３、第４スイッチング
素子によって電源ラインとグランドラインが短絡される
ことがあるが、この請求項の発明ではゼロクロス点での
モードの切り換えのときに、グランドライン側の第２、
第４のスイッチング素子のオン／オフの切り換えのタイ
ミングがずれても電源ライン側の第１、第３のスイッチ
ング素子はオフ状態であるので、電源ラインとグランド
ラインが短絡せず、素子の破壊が防止される。

【０１０４】＜請求項８の効果＞商用電源の交流電圧の
振幅が変動しても、その振幅に基づいてデューティ比を
制御する。振幅が大きくなれば、デューティ比を小さく
し、振幅が小さくなればデューティ比を大きくする。こ
れにより、負荷に印加される実効電圧は一定に保たれ
る。また、これにより、負荷が誘導電動機の場合、回転
速度を一定に保つためのフィードバック制御が不要にな
る。そのため、パイロット発電機やホール素子等の回転
速度検出手段を取り付ける必要がない。安価で電圧変動
に対応した制御が行える。

【０１０５】＜請求項９の効果＞交流電圧の周波数が５
０Ｈｚか６０Ｈｚか検出され、周波数が６０Ｈｚである
ときに、ＰＷＭ信号のデューティ比を小さくする。これ
により、誘導電動機に印加する実効電圧は下げられる。
誘導電動機は周波数が高くなると回転磁界による同期回
転速度が速くなるので、実効電圧を下げることにより、
周波数が５０Ｈｚのときでも６０Ｈｚのときでも同じ回
転速度が得られる。そのため、誘導電動機のプーリ比を
交換する必要がなく、商用電源が５０Ｈｚ地区でも６０
Ｈｚ地区でも同じように使用できる。

【０１０６】＜請求項１０の効果＞誘導電動機の起動時
のように、大きなトルクが必要なときに商用電源のほぼ
１００％を誘導電動機に印加することができ、誘導電動
機のトルクは最大となる。従来のインバータ装置におけ
るＰＷＭ制御された疑似交流電圧ではなく、正弦波状の
電圧が誘導電動機に印加されるので、誘導電動機の本来
持つ性能が十分に引き出せる。これにより、誘導電動機
の起動不能を防止し、迅速に起動する。

【０１０７】＜請求項１１の効果＞整流手段により商用
電源からの交流電圧は、整流された波形電圧になる。整
流手段に大容量のコンデンサが使用されていないので、
低コストである。この波形電圧はスイッチング素子がオ
ン／オフ制御されることにより、負荷に印加される電圧
は、負荷にとって有効な基本波の実効値成分が増えるの
で、効率がよくなっている。

【０１０８】＜請求項１２の効果＞全波整流波形電圧か
ら負荷に印加する電圧を生成しているので、負荷に対し
て常に電圧を印加し続けることができ、大きな出力が得
られる。

【０１０９】＜請求項１３の効果＞半波整流波形電圧か
ら負荷に電力を供給するので、間欠的に電圧が印加さ
れ、大きな出力は得られないが、整流手段は半波のみ整
流すればよいので簡略となる。負荷の出力は小さくても
よいのならば、安価なインバータ装置が実現できる。

【０１１０】＜請求項１４の効果＞電気容量の小さなコ
ンデンサが使用されるので、あまりコストの上昇にはな
らない。電源ラインに発生するノイズはコンデンサによ
って緩和され、負荷に影響しないようにする。

【０１１１】＜請求項１５の効果＞負荷に対し、一方向
から電圧が印加されて、その実効電圧値のみが制御され
る。一方向から電圧が印加されるだけで動作する負荷で
あるならば、スイッチング素子は２個だけなので、コス
トダウンになる。しかも、制御も簡略できる。

【０１１２】＜請求項１６の効果＞４個のスイッチング
素子がフルブリッジ型に接続されており、負荷に対して
交流電圧を印加することができる。制御もあまり複雑に
ならず、高機能のマイクロコンピュータを使用しなくて
もよい。

【０１１３】＜請求項１７の効果＞負荷に印加される電
圧は波状となり、負荷の駆動が滑らかに行われ且つ効率
が向上する。モード切り換えの制御のために単に商用電
源の交流電圧のゼロクロスを検出するだけでよいので、
簡単である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態のインバータ装置の
制御ブロック図。

【図２】その信号波形図。

【図３】その回生電流の流れを示す回路図。

【図４】本発明の第２の実施形態のインバータ装置の
制御ブロック図。

【図５】その信号波形図。

【図６】本発明の第３の実施形態のインバータ装置の
信号波形図。

【図７】本発明の第４の実施形態のインバータ装置の
信号波形図。

【図８】本発明の第５の実施形態のインバータ装置の
制御ブロック図。

【図９】その制御ブロック図。

【図１０】本発明の第６の実施形態のインバータ装置
の信号波形図。

【図１１】本発明の第７の実施形態のインバータ装置
の信号波形図。

【図１２】本発明の第８の実施形態のインバータ装置
の制御ブロック図。

【図１３】その信号波形図。

【図１４】本発明の第９の実施形態のインバータ装置
の制御ブロック図。

【図１５】その信号波形図。

【図１６】本発明の第１０の実施形態のインバータ装
置の制御ブロック図。

【図１７】その信号波形図。

【図１８】従来のインバータ装置の制御ブロック図。

【図１９】その信号波形図。

【図２０】その回生電流の流れを示す回路図。

【符号の説明】

１商用電源２整流回路３インバータ部６単相誘導電動機８電源周波数検出手段９主制御部１０回転数設定手段１１ＰＷＭ制御手段１２インバータ駆動手段１６リアクタ１７平滑回路１８コンデンサ１９負荷

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０１Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０１Ｎ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電源ラインとグランドライン間に直列に
接続された第１、第２のスイッチング素子と、同じく前
記電源ラインとグランドライン間に直列に接続された第
３、第４のスイッチング素子と、前記第１、第２のスイ
ッチング素子の接続中点と、前記第３、第４のスイッチ
ング素子の接続中点間に接続された負荷と、前記第２、
第３のスイッチング素子のオフの状態で前記第１、第４
のスイッチング素子の一方をオン、他方をオン又はオン
／オフ制御する第１モードと、前記第１、第４のスイッ
チング素子をオフの状態で前記第２、第３のスイッチン
グ素子の一方をオン、他方をオン又はオン／オフ制御す
る第２モードを有するインバータ制御手段を備えるイン
バータ装置において、整流手段によって商用電源からの交流電圧を整流し、そ
の整流手段からの整流波形電圧を前記電源ラインに与え
る手段を設けたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】前記負荷は誘導負荷であり、前記第１モ
ードでは、前記第１のスイッチング素子をＰＷＭ制御し
て、前記第４のスイッチング素子をオンし、前記第２モ
ードでは、前記第３のスイッチング素子をＰＷＭ制御し
て、第２のスイッチング素子をオンすることを特徴とす
る請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】前記交流電圧のゼロクロス点を検出する
検出手段を有し、前記インバータ制御手段は前記ゼロク
ロス点に同期して前記第１、第２モードの切り換えを行
うことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のイン
バータ装置。
【請求項４】前記誘導負荷は誘導電動機であり、ブレ
ーキをかける時は、前記第１、第２のモードの一方に固
定し且つＰＷＭ信号に代えて直流電圧をスイッチング素
子に印加することを特徴とする請求項２に記載のインバ
ータ装置。
【請求項５】前記第１乃至第４のスイッチング素子の
いずれにも並列にフリーホイールダイオードが接続され
ていることを特徴とする請求項２に記載のインバータ装
置。
【請求項６】前記第１乃至第４のスイッチング素子の
いずれにもフリーホイールダイオードが並列に接続され
ており、前記誘導負荷の停止期間においては前記第１、
第３のスイッチング素子をオフ、前記第２、第４のスイ
ッチング素子をオン状態に固定することを特徴とする請
求項３に記載のインバータ装置。
【請求項７】前記交流電圧のゼロクロス点を検出する
検出手段を有し、前記ゼロクロス点を含む所定期間の
間、前記第１、第２のモードでＰＷＭ制御されるスイッ
チング素子をオフになし、前記第１、第２モードの切り
換えを行うことを特徴とする請求項２に記載のインバー
タ装置。
【請求項８】前記交流電圧の振幅を検出する手段を有
し、交流電圧の振幅に基づいて、前記ＰＷＭ信号のデュ
ーティ比を変える手段を設けたことを特徴とする請求項
１又は請求項２に記載のインバータ装置。
【請求項９】前記負荷は誘導電動機であり、前記交流
電圧の周波数を検出する手段を有し、交流電圧の周波数
に基づいて、前記ＰＷＭ信号のデューティ比を変える手
段を設けたことを特徴とする請求項１に記載のインバー
タ装置。
【請求項１０】前記誘導電動機の起動時には前記ＰＷ
Ｍ信号に代えて直流電圧をスイッチング素子に与えるよ
うにしたことを特徴とする請求項４又は請求項９に記載
のインバータ装置。
【請求項１１】電源ラインと、負荷と、スイッチング
素子とを有し、該スイッチング素子をオン／オフ制御し
て前記電源ラインから前記負荷に電力を供給するように
したインバータ装置において、商用電源の交流電圧を整流する整流手段からの整流され
た波形電圧を前記電源ラインに入力するようにしたこと
を特徴とするインバータ装置。
【請求項１２】前記整流手段は前記交流電圧を全波整
流波形電圧に整流することを特徴とする請求項１１に記
載のインバータ装置。
【請求項１３】前記整流手段は前記交流電圧を半波整
流波形電圧に整流することを特徴とする請求項１１に記
載のインバータ装置。
【請求項１４】前記整流手段にコンデンサが設けら
れ、前記交流電圧は脈流状の整流波形電圧に整流される
ことを特徴とする請求項１１に記載のインバータ装置。
【請求項１５】２個のスイッチング素子が直列に接続
されていることを特徴とする請求項１１に記載のインバ
ータ装置。
【請求項１６】４個のスイッチング素子がフルブリッ
ジ型に接続されていることを特徴とする請求項１１に記
載のインバータ装置。
【請求項１７】前記交流電圧の前記ゼロクロス点に基
づいて、前記スイッチング素子を制御することを特徴と
する請求項１１に記載のインバータ装置。