JP7150137B2 - モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器に関する。

従来から、単一のインバータ装置にて２台以上のＰＭＳＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｒｏｒ）を駆動することが行われている。

例えば、特許文献１には、複数のアクチュエータ（例えば、モータ）を一つの駆動手段に対して並列に接続し、複数のアクチュエータを駆動可能な駆動信号が生成されるように、駆動手段を制御する技術が記載されている。

特開２００８－１４８４１５号公報

しかしながら、特許文献１に記載された技術は、複数のアクチュエータを一つの駆動手段で駆動しているが、並列で接続されている複数のアクチュエータの動作環境に対するロバスト性を確保することに関しては、考慮がなされていない。

例えば、並列に接続されるモータが同一仕様であったとしても、設置される環境等によりモータ内部の温度が異なる場合、例えば、ステータ巻線の電気抵抗値、ロータの永久磁石磁束から決まる誘起電圧定数又はインダクタンス値等のモータ定数にバラツキが発生する。

ここで、モータ定数のうち相抵抗の温度依存性に関して説明する。
電気抵抗率ρの温度依存性は、下記の式（１）で表されており、式（１）における温度係数αは、「０」より大きい数値を取るため、温度上昇に応じて相抵抗が大きくなることが知られている。仮にモータ電流が同一電流であったとしても、相抵抗が大きくなると、巻線でのジュール損失は大きくなり、モータの内部温度が上昇することとなる。するとモータ相抵抗は更に大きくなり、内部温度が更に上昇することとなる。

次に、モータ定数のうち、誘起電圧定数の温度依存性に関して説明する。
モータが出力するトルクは、一般的に、下記の式（２）に示されるようになることが知られている。ここで、誘起電圧定数Φ_ｆは、ロータの永久磁石の磁束密度に依存したパラメータであるが、永久磁石の磁束密度にも温度依存性がある。永久磁石の材料により、温度係数が異なるが、基本的に高温になるにつれて、磁束密度が低下する。従って、誘起電圧定数Φ_ｆは、高温になるにつれて低下するパラメータであるが、モータ出力トルクτ_ｍを一定とした場合、下記の式（２）より電流値が増加する傾向となる。そのため、モータ出力トルクτ_ｍと、誘起電圧定数Φ_ｆとから、高温になるにつれて、巻線抵抗によるジュール損失が増加する。このため、前述のモータ相抵抗温度係数と同様な傾向になる。

ここまで、モータ定数の温度依存性という一般的事象に関して説明してきたが、この事象を特許文献１にて提示されている技術に対して当てはめて説明する。
一つの駆動手段（例えば、インバータ）に対して並列に接続されるアクチュエータ（例えば、モータ）の設置環境が異なり、モータ毎に駆動前の内部温度が異なる状態を説明する。
モータ電流が最小となる電流進角β_０は、一般的に、下記の式（３）で表される。

しかしながら、モータ定数の温度依存性より、並列接続されるモータの各々におけるモータ定数が異なる点、またインバータから出力される電圧は各モータに対して共通である点を考慮すると、仮に並列接続されているモータのうち１台に対して式（３）を満たす電流最小進角制御を適用しても、他のモータに対しては最小電流点とは異なる動作点で動作することとなる。モータの放熱能力（例えば、空気に対する熱抵抗）又は熱容量により、発熱と放熱とがバランスした状態で内部温度は安定するため、ある一定の内部温度バランスによりモータ電流の増減傾向は同様に安定する。しかしながら、並列接続されるモータの各々において、電流及び内部温度にアンバランスが発生することとなる。この場合、内部温度が最も高くなるモータにおいては、巻線の絶縁材の限界温度に近接もしくは超過する可能性があり、モータ駆動装置としての信頼性確保が困難となる。

そこで、本発明の一又は複数の態様は、一つのインバータに対して並列に接続されるモータの駆動信頼性を高めることを目的とする。

本発明の一態様に係るモータ駆動装置は、回転子に永久磁石を有する第１モータ及び第２モータに接続され、前記第１モータ及び前記第２モータを駆動するインバータと、前記第１モータに流れるモータ電流である第１モータ電流及び前記第２モータに流れるモータ電流である第２モータ電流を検出する電流検出部と、を備え、前記インバータは、前記第１モータ及び前記第２モータの内、電流値の大きい方のモータである制御対象モータに流れるモータ電流の電流値のみが小さくなるように、前記第１モータ及び前記第２モータを駆動することを特徴とする。

本発明の一又は複数の態様によれば、一つのインバータに対して並列に接続されるモータの駆動信頼性を高めることができる。

実施の形態１及び２に係るモータ駆動装置を概略的に示す回路図である。 実施の形態１及び２における制御部の構成を示す機能ブロック図である。 （ａ）～（ｃ）は、図２のＰＷＭ信号生成部の動作を表す図である。 第１モータのモータ電流の電流値と、第２モータのモータ電流の電流値とを示すグラフである。 進角補正部での動作を示すフローチャートである。 進角補正値及び進み位相角を説明するためのベクトル図である。 第１モータ及び第２モータの動作例について説明する。 実施の形態３に係るヒートポンプ装置の回路構成図である。 図８に示すヒートポンプ装置の冷媒の状態についてのモリエル線図である。

以下に添付図面を参照し、実施の形態に係るモータ駆動装置及びそれを備えた冷凍サイクル適用機器について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００を概略的に示す回路図である。
このモータ駆動装置１００は、第１モータ４１及び第２モータ４２を駆動するためのものである。ここでは、第１モータ４１及び第２モータ４２は、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータである。

図示のモータ駆動装置１００は、整流器２と、平滑部３と、インバータ４と、インバータ電流検出部５と、モータ電流検出部６と、入力電圧検出部７と、接続切替部８と、制御部１０とを備える。

整流器２は、交流電源１からの交流電力を整流して直流電力を生成する。
平滑部３は、コンデンサ等で構成され、整流器２からの直流電力を平滑してインバータ４に供給する。

なお、交流電源１は、図２の例では単相であるが、三相電源でもよい。交流電源１が三相であれば、整流器２としても三相の整流器が用いられる。

平滑部３のコンデンサとしては、一般的には静電容量の大きなアルミ電解コンデンサを用いることが多いが、長寿命であるフィルムコンデンサを用いてもよい。さらに静電容量の小さなコンデンサを用いることで、交流電源１に流れる電流の高調波電流を抑制するよう構成してもよい。

また、交流電源１から平滑部３までの間に高調波電流の抑制或いは力率の改善のためにリアクトル（図示せず）を挿入してもよい。

インバータ４は、平滑部３の電圧を入力とし、周波数及び電圧値が可変の三相交流電力を出力する。
インバータ４の出力には、第１モータ４１と、第２モータ４２とが並列に接続されており、インバータ４は、第１モータ４１及び第２モータ４２を駆動する。具体的には、インバータ４は、第１モータ４１及び第２モータ４２に三相交流電圧を印加することで、第１モータ４１及び第２モータ４２を駆動する。

インバータ４は、複数のスイッチング素子により直流電圧をスイッチングすることで三相交流電圧を生成する。複数のスイッチング素子の各々は、半導体スイッチング素子であることが望ましい。ここで、インバータ４を構成する半導体スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、又はＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることが多い。

なお、半導体スイッチング素子のスイッチングによるサージ電圧を抑制する目的で環流ダイオード（図示せず）を半導体スイッチング素子に並列に接続した構成としてもよい。
半導体スイッチング素子の寄生ダイオードを還流ダイオードとして用いてもよい。ＭＯＳＦＥＴの場合は環流のタイミングでＭＯＳＦＥＴをＯＮ状態とすることにより還流ダイオードと同様の機能を実現することが可能である。

半導体スイッチング素子を構成する材料は、ケイ素Ｓｉに限定されず、ワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素ＳｉＣ、窒化ガリウムＧａＮ、酸化ガリウムＧａ_２Ｏ_３、ダイヤモンド等を用いることが可能であり、ワイドバンドギャップ半導体を用いることで、低損失化及び高速スイッチング化を実現することが可能となる。

接続切替部８は、第１モータ４１及び第２モータ４２の内の少なくとも１台のモータとインバータ４との接続状態を、接続及び切断との間で切り替える。
接続切替部８は、図示の例では三つの開閉部９から成る。開閉部９は、第２モータ４２と、インバータ４とを接続したり切り離したりすることが可能であり、開閉部９の開閉により同時に運転されるモータの台数を切替えることができる。
開閉部９としては、半導体スイッチング素子の代わりに、機械的なリレー、コンタクタ等の電磁接触器が用いられてもよい。要するに、同様の機能を有するものであれば何が用いられてもよい。半導体スイッチング素子は、上記と同様に、ワイドバンドギャップ半導体を用いることで、低損失化及び高速スイッチング化を実現することが可能となる。

図示の例では、第２モータ４２とインバータ４との間に接続切替部８が設けられているが、実施の形態１は、このような例に限定されない。
図示してはいないが、第１モータ４１とインバータ４との間に接続切替部が設けられてもよい。また、第２モータ４２とインバータ４との間、及び、第１モータ４１とインバータ４との間の両方に接続切替部が設けられてもよい。

図示の例では、インバータ４に２台のモータが接続されているが、３台以上のモータがインバータ４に接続されていてもよい。３台以上のモータをインバータ４に接続する場合、接続切替部８と同様の接続切替部を全てのモータの各々とインバータ４の間に設けてもよい。代わりに、一部のモータに対してのみ、インバータ４との間に接続切替部８と同様の接続切替部が設けられてもよい。

インバータ電流検出部５は、インバータ４に流れる電流を検出する。図示の例では、インバータ電流検出部５は、インバータ４の三つの下アームのスイッチング素子にそれぞれ直列に接続された抵抗Ｒ_ｕ、Ｒ_ｖ、Ｒ_ｗの両端電圧Ｖ_Ｒｕ、Ｖ_Ｒｖ、Ｖ_Ｒｗに基づいて、インバータ４の三つの相の電流であるインバータ電流ｉ_{ｕ＿ａｌｌ}、ｉ_{ｖ＿ａｌｌ}、ｉ_{ｗ＿ａｌｌ}がそれぞれ求められる。

モータ電流検出部６は、第１モータ４１の電流を検出する。モータ電流検出部６は、三つの相の電流である相電流ｉ_ｕ＿ｍ、ｉ_ｖ＿ｍ、ｉ_ｗ＿ｍをそれぞれ検出する三つのカレントトランスを含む。
後述するように、インバータ電流検出部５及びモータ電流検出部６により、第１モータ４１及び第２モータ４２に流れるモータ電流を検出する電流検出部が構成される。なお、第１モータ４１に流れるモータ電流を第１モータ電流、第２モータ４２に流れるモータ電流を第２モータ電流ともいう。

入力電圧検出部７は、インバータ４の入力電圧である直流母線電圧Ｖ_ｄｃを検出する。

制御部１０は、インバータ電流検出部５で検出された電流の電流値、モータ電流検出部６で検出された電流の電流値、及び入力電圧検出部７で検出された電圧の電圧値に基づいて、インバータ４を動作させるための信号を出力する。

なお、上記の例では、インバータ電流検出部５が、インバータ４の下アームのスイッチング素子に直列に接続された三つの抵抗により、インバータ４の三つの相のそれぞれの電流を検出するが、代わりに、下アームのスイッチング素子の共通接続点と平滑部３の負側電極との間に接続された抵抗により、インバータ４の三つの相のそれぞれの電流を検出するものであってもよい。

また、第１モータ４１の電流を検出するモータ電流検出部６に加えて、第２モータ４２の電流を検出するモータ電流検出部が設けられてもよい。この場合、モータ電流検出部６及び第２モータ４２の電流を検出するモータ電流検出部により、第１モータ４１及び第２モータ４２に流れるモータ電流を検出する電流検出部が構成される。

モータの電流の検出には、カレントトランスを用いる代わりに、ホール素子が用いられてもよく、抵抗の両端電圧から電流値を算出する構成が用いられてもよい。
同様に、インバータ電流の検出には、抵抗の両端電圧から電流値を算出する構成の代わりに、カレントトランス、ホール素子等が用いられてもよい。

制御部１０は、処理回路で実現可能である。処理回路は、専用のハードウェアで構成されていてもよく、ソフトウェアで構成されていてもよく、ハードウェアとソフトウェアとの組合せで構成されていてもよい。ソフトウェアで構成される場合、制御部１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）を備えたマイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等で構成される。

図２は制御部１０の構成を示す機能ブロック図である。
図示のように、制御部１０は、運転指令部１１と、減算部１２と、座標変換部１３ｍ、１３ｌと、速度推定部１４ｍ、１４ｌと、積分部１５ｍ、１５ｌと、モータ制御部１６と、脈動補償制御部１７と、座標変換部１８と、ＰＷＭ信号生成部１９と、進角補正部２０とを有する。

運転指令部１１は、モータの回転数指令値ω_ｍ ^＊を生成して出力する。また、運転指令部１１は、接続切替部８を制御するための切替制御信号Ｓ_ｗを生成して出力する。

減算部１２は、インバータ電流検出部５で検出されたインバータ４の相電流ｉ_{ｕ＿ａｌｌ}、ｉ_{ｖ＿ａｌｌ}、ｉ_{ｗ＿ａｌｌ}から第１モータ４１の相電流ｉ_ｕ＿ｍ、ｉ_ｖ＿ｍ、ｉ_ｗ＿ｍを減算することで第２モータ４２の相電流ｉ_ｕ＿ｓｌ、ｉ_ｖ＿ｓｌ、ｉ_ｗ＿ｓｌを求める。
これは、第１モータ４１の相電流ｉ_ｕ＿ｍ、ｉ_ｖ＿ｍ、ｉ_ｗ＿ｍと、第２モータ４２の相電流ｉ_ｕ＿ｓｌ、ｉ_ｖ＿ｓｌ、ｉ_ｗ＿ｓｌとの和がインバータの相電流ｉ_{ｕ＿ａｌｌ}、ｉ_{ｖ＿ａｌｌ}、ｉ_{ｗ＿ａｌｌ}に等しいという関係を利用したものである。

座標変換部１３ｍは、後述の第１モータ４１の位相推定値θ_ｍを用いて第１モータ４１の相電流ｉ_ｕ＿ｍ、ｉ_ｖ＿ｍ、ｉ_ｗ＿ｍを静止三相座標系から回転二相座標系に座標変換して、第１モータ４１のｄｑ軸電流ｉ_ｄ＿ｍ、ｉ_ｑ＿ｍを求める。位相推定値θ_ｍは、第１モータ４１の磁極位置推定値であるともいえる。

座標変換部１３ｌは、後述の第２モータ４２の位相推定値θ_ｓｌを用いて第２モータ４２の相電流ｉ_ｕ＿ｓｌ、ｉ_ｖ＿ｓｌ、ｉ_ｗ＿ｓｌを静止三相座標系から回転二相座標系に座標変換して第２モータ４２のｄｑ軸電流ｉ_ｄ＿ｓｌ、ｉ_ｑ＿ｓｌを求める。位相推定値θ_ｓｌは、第２モータ４２の磁極位置推定値であるともいえる。

第１速度推定部１４ｍは、ｄｑ軸電流ｉ_ｄ＿ｍ、ｉ_ｑ＿ｍ及び後述のｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に基づいて、第１モータ４１の回転数推定値ω_ｍを求める。
同様に、第２速度推定部１４ｌは、ｄｑ軸電流ｉ_ｄ＿ｓｌ、ｉ_ｑ＿ｓｌ及び後述のｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に基づいて、第２モータ４２の回転数推定値ω_ｓｌを求める。

積分部１５ｍは、第１モータ４１の回転数推定値ω_ｍを積分することで、第１モータ４１の位相推定値θ_ｍを求める。
同様に、積分部１５ｌは、第２モータ４２の回転数推定値ω_ｓｌを積分することで、第２モータ４２の位相推定値θ_ｓｌを求める。

なお、回転数及び位相の推定には、例えば特許第４６７２２３６号明細書に示されている方法を用いることができるが、回転数及び位相が推定可能な方法であればどのような方法が用いられてもよい。また、回転数又は位相を直接検出する方法が用いられてもよい。

モータ制御部１６は、第１モータ４１のｄｑ軸電流ｉ_ｄ＿ｍ、ｉ_ｑ＿ｍと、第１モータ４１の回転数推定値ω_ｍと、後述の脈動補償電流指令値ｉ_ｓｌ ^＊とに基づいて、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を算出する。

座標変換部１８は、第１モータ４１の位相推定値θ_ｍと、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊と、後述する進角補正部２０からの進角補正値β’とから、印加電圧位相θ_ｖを求める。そして、座標変換部１８は、印加電圧位相θ_ｖに基づき、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を回転二相座標系から静止三相座標系に座標変換して、静止三相座標系上の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を求める。

印加電圧位相θ_ｖは、例えば、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊と、進角補正値β’とから、下記の式（４）により得られる進み位相角θ_ｆを、第１モータ４１の位相推定値θ_ｍに加算することで得られる。

位相推定値θ_ｍ、進み位相角θ_ｆ、及び印加電圧位相θ_ｖの例が図３（ａ）に示され、座標変換部１８で求められる電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊の例が図３（ｂ）に示されている。

ＰＷＭ信号生成部１９は、入力電圧Ｖ_ｄｃと、電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊とから図３（ｃ）に示されるＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成する。
ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮは、インバータ４に供給され、スイッチング素子の制御に用いられる。

インバータ４には、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮに基づいて、それぞれ対応するアームのスイッチング素子を駆動する駆動信号を生成する、図示しない駆動回路が設けられている。

上記のＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮに基づいてインバータ４のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御することで、インバータ４から周波数及び電圧値が可変の三相交流電圧を出力させ、第１モータ４１及び第２モータ４２に印加することができる。

電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊は、図３（ｂ）に示される例では正弦波であるが、電圧指令値は、三次高調波を重畳させたものであってもよく、第１モータ４１及び第２モータ４２を駆動することが可能であればどのような波形のものであってもよい。

モータ制御部１６が、ｄｑ軸電流ｉ_ｄ＿ｍ、ｉ_ｑ＿ｍ及び第１モータ４１の回転数推定値ω_ｍのみに基づいて電圧指令を生成する構成であるとすれば、第１モータ４１が適切に制御される一方、第２モータ４２は、第１モータ４１のために生成された電圧指令値に応じて動作するだけであり、直接的には制御されていない状態にある。

そのため、第１モータ４１及び第２モータ４２は、位相推定値θ_ｍ及び位相推定値θ_ｓｌに誤差を伴う状態で動作し、特に低速域で誤差が顕著に現れる。
誤差が発生すると第２モータ４２の電流脈動が発生し、第２モータ４２の脱調、過大電流による発熱による損失悪化のおそれがある。さらに、過大電流に応じて回路遮断が行われて、モータが停止し、負荷の駆動ができなくなるおそれがある。

脈動補償制御部１７は、このような問題を解決するために設けられたものであり、第２モータ４２のｑ軸電流ｉ_ｑ＿ｓｌと、第１モータ４１の位相推定値θ_ｍと、第２モータ４２の位相推定値θ_ｓｌとを用いて、第２モータ４２の電流脈動を抑制するための脈動補償電流指令値ｉ_ｓｌ ^＊を出力する。

脈動補償電流指令値ｉ_ｓｌ ^＊は、第１モータ４１の位相推定値θ_ｍと、第２モータ４２の位相推定値θ_ｓｌとから、第１モータ４１と第２モータ４２との位相関係を判定し、その判定結果に基づいて、第２モータ４２のトルク電流に該当するｑ軸電流ｉ_ｑ＿ｓｌの脈動を抑制するように定められる。

モータ制御部１６は、第１モータ４１の回転数指令値ω_ｍ ^＊と、第１モータ４１の回転数推定値ω_ｍとの偏差に対して比例積分演算を行って、第１モータ４１のｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ＿ｍ ^＊を求める。

一方、第１モータ４１のｄ軸電流は、励磁電流成分であり、その値を変化させることで、電流位相を制御すること、及び第１モータ４１を強め磁束又は弱め磁束で駆動させることが可能となる。その特性を利用し、先に述べた脈動補償電流指令値ｉ_ｓｌ ^＊を、第１モータ４１のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ＿ｍ ^＊に反映させることで、電流位相を制御し、これにより脈動の抑制を図ることが可能である。

モータ制御部１６は、上記のようにして求めたｄｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ＿ｍ ^＊、Ｉ_ｑ＿ｍ ^＊と、座標変換部１３ｍで求めたｄｑ軸電流ｉ_ｄ＿ｍ、ｉ_ｑ＿ｍとに基づいてｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を求める。即ち、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ＿ｍ ^＊とｄ軸電流ｉ_ｄ＿ｍとの偏差に対して比例積分演算を行ってｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊を求め、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ＿ｍ ^＊とｑ軸電流ｉ_ｑ＿ｍとの偏差に対して比例積分演算を行ってｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を求める。

なお、モータ制御部１６及び脈動補償制御部１７については同様の機能を実現可能であれば、どのような構成のものであってもよい。

以上のような制御を行うことで、第１モータ４１と第２モータ４２とを、第２モータ４２に脈動が生じないように、１台のインバータ４で駆動することが可能となる。

進角補正部２０は、第１モータ４１の相電流ｉ_ｕ＿ｍ、ｉ_ｖ＿ｍ、ｉ_ｗ＿ｍと、第２モータ４２の相電流ｉ_ｕ＿ｓｌ、ｉ_ｖ＿ｓｌ、ｉ_ｗ＿ｓｌとを入力とし、進角補正値β’を出力する。

ここで、第１モータ４１と、第２モータ４２とが同一仕様であり、これらの内部温度が異なる場合、言い換えると、これらのモータ定数が異なる場合における進角補正部２０の動作に関して、図４を参照しながら説明する。

図４に示されているように、第１モータ４１のモータ電流の電流値に対して、第２モータ４２のモータ電流の電流値が大きい場合、進角補正部２０は、第２モータ４２の電流値が小さくなるように、進角補正値β’を特定する。これにより、第２モータ４２のモータ電流が低下傾向となるが、第１モータ４１では、モータ定数のバラツキにより電流最小点とは異なる動作点に移動することとなるため、第１モータ４１のモータ電流は、増加傾向となる。

進角補正部２０は、第１モータ４１の電流値と、第２モータ４２の電流値とが一致するように電流進角補正値β’を逐次計算する。これにより、各モータにおけるジュール損失が均一化されるため、各モータの内部温度も均一化されることとなる。従って、モータの内部温度のアンバランスを抑制することができ、一方のモータにおける過剰発熱を抑制することができる。

図５は、進角補正部２０での動作を示すフローチャートである。
まず、進角補正部２０は、第１モータ４１に流れるモータ電流の電流値が、第２モータ４２に流れるモータ電流の電流値と等しいか否かを判断する（Ｓ１０）。第１モータ４１に流れるモータ電流の電流値が、第２モータ４２に流れるモータ電流の電流値と等しい場合（Ｓ１０でＹｓｅ）には、処理はステップＳ１１に進み、第１モータ４１のモータ電流の電流値が、第２モータ４２のモータ電流の電流値と異なる場合（Ｓ１０でＮｏ）には、処理はステップＳ１２に進む。
ここで、進角補正部２０は、モータ電流として、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の何れの相を用いてもよく、また、電流値の形式についても、ピーク値を用いても、実行値を用いてもよい。但し、第１モータ４１及び第２モータ４２において、比較する電流の相及び形式は、同一とする。

ステップＳ１１では、進角補正部２０は、進角の補正を行わない。言い換えると、進角補正部２０は、進角補正値β’を「０」とする。この場合、例えば、第１モータ４１の電流最小点となる動作点において、第１モータ４１及び第２モータ４２が駆動される。

ステップＳ１２では、進角補正部２０は、第１モータ４１に流れるモータ電流の電流値が、第２モータ４２に流れるモータ電流の電流値よりも大きいか否かを判断する。第１モータ４１のモータ電流の電流値が、第２モータ４２のモータ電流の電流値よりも大きい場合（Ｓ１２でＹｅｓ）には、処理はステップＳ１３に進み、第１モータ４１のモータ電流の電流値が、第２モータ４２のモータ電流の電流値よりも大きくない場合（Ｓ１２でＮｏ）には、処理はステップＳ１４に進む。

ステップＳ１３では、進角補正部２０は、第１モータ４１を制御対象モータとして決定する。そして、処理はステップＳ１５に進む。

ステップＳ１４では、第２モータ４２に流れるモータ電流の電流値が、第１モータ４１に流れるモータ電流の電流値よりも大きくなっているため、進角補正部２０は、第２モータ４２を制御対象モータとして決定する。そして、処理はステップＳ１５に進む。

ステップＳ１５では、進角補正部２０は、制御対象モータに流れるモータ電流の電流値が小さくなるように、進角補正値β’を特定する。

進角補正部２０は、例えば、山登り法のような探索的手法を用いて、進角補正値β’を特定すればよい。具体的には、進角補正部２０は、過去の制御周期でのモータ電流の電流値及び進角補正値β’から、進角補正値β’の操作に対するモータ電流の電流値の増減を確認し、制御対象モータのモータ電流の電流値が低下傾向となるような進角補正値β’を特定すればよい。
なお、進角補正部２０は、制御対象モータのモータ電流の電流値が低下傾向となる進角補正値β’が得られれば、以上のような探索的手法を用いなくてもよい。

以上のようにして、進角補正値β’が決定されると、座標変換部１８は、上記の式（４）により得られる進み位相角θ_ｆを、第１モータ４１の位相推定値θ_ｍに加算することで、印加電圧位相θ_ｖを算出する。

図６は、進角補正値β’及び進み位相角θ_fを説明するためのベクトル図である。
ｔａｎ^－１（ｖ_ｑ＿ｍ ^＊／ｖ_ｄ＿ｍ ^＊）は、第１モータ４１を制御するために、インバータ４が出力するｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ＿ｍ ^＊及びｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ＿ｍ ^＊の偏角を表している。
図６は、第１モータ４１の回転位置推定値θ_ｍに対して、第２モータ４２の位置推定値θ_ｓｌが遅れ位相である場合を表している。

ここで、第２モータ４２に対して制御を行う場合、電流最小となる進角をｔａｎ^－１（ｖ_ｑ＿ｓｌ ^＊／ｖ_ｄ＿ｓｌ ^＊）として仮想的に定義する。進角を第１モータ４１が電流最小進角となるｔａｎ^－１（ｖ_ｑ＿ｍ ^＊／ｖ_ｄ＿ｍ ^＊）とした場合には、第２モータ４２に対しては進みすぎの状態となる。このときに、第２モータ４２のモータ電流の電流値は、第１モータ４１のモータ電流の電流値よりも大きくなる。

そのため、第１モータ４１及び第２モータ４２のそれぞれに流れる電流の大小関係に応じて進角補正値β’を操作することにより、モータ間の電流アンバランスを抑制することが可能となる。図６に示されている場合では、進角となるｔａｎ^－１（ｖ_ｑ＿ｍ ^＊／ｖ_ｄ＿ｍ ^＊）に対して、遅れ側に進角補正値β’が特定される。

以上のように、図５に示されているフローチャートによれば、インバータ４は、第１モータ４１に流れるモータ電流の電流値と、第２モータ４２に流れるモータ電流の電流値とが異なる場合に、第１モータ４１及び第２モータ４２の内、電流値の大きい方のモータである制御対象モータに流れるモータ電流の電流値が小さくなるように、第１モータ４１及び第２モータ４２を駆動することができる。

ここでは、制御部１０は、インバータ４から出力させる三相交流電圧の位相を変えることで、制御対象モータに流れるモータ電流の電流値が小さくなるように、インバータ４を制御している。具体的には、制御部１０は、インバータ４に出力するＰＷＭ信号を生成するために用いられる電圧指令値を算出するための印加電圧位相における進み位相角を補正することで、制御対象モータに流れるモータ電流の電流値が小さくなるようにしている。

次に、図７を用いて、第１モータ４１及び第２モータ４２の動作例について説明する。
例えば、図７に示されているように、接続切替部８の開閉部９をＯＦＦにすることで、第１モータ４１のみを駆動させた後、一度インバータ４を停止する。そして、接続切替部８の開閉部９をＯＮにして、インバータ４を起動した場合について説明する。

図７のような動作の場合、タイミングＡにおいて、第１モータ４１はその前まで駆動していたが、第２モータ４２は停止していたため、第２モータ４２の内部温度は、第１モータ４１の内部温度よりも低いと想定される。言い換えると、第１モータ４１と、第２モータ４２とで、モータ定数が温度特性により実質的に異なる状態になっている。

このような状態で、タイミングＡ以降に第１モータ４１及び第２モータ４２を駆動させると、上述のように、第１モータ４１と第２モータ４２とにおける電流最小となる位相が異なるため、モータに流れる電流にアンバランスが発生することとなる。ここで、上述のように、制御部１０は、各モータに流れる電流が均一になるように制御する。これにより、第１モータ４１及び第２モータ４２において発生するジュール損失を均一化することができ、モータ内部の過剰発熱を抑制することが可能となる。

以上のように、実施の形態１によれば、並列に接続された第１モータ４１及び第２モータ４２の間におけるモータ電流のアンバランスを補正して、そのアンバランスを抑制することができる。従って、モータ電流によるジュール損のアンバランスを抑制することができるため、モータの発熱及びモータの内部温度のアンバランスを抑制することができる。

実施の形態２．
図１に示されているように、実施の形態２に係るモータ駆動装置２００は、整流器２と、平滑部３と、インバータ４と、インバータ電流検出部５と、モータ電流検出部６と、入力電圧検出部７と、接続切替部８と、制御部２１とを備える。
実施の形態２に係るモータ駆動装置２００の、整流器２、平滑部３、インバータ４、インバータ電流検出部５、モータ電流検出部６、入力電圧検出部７及び接続切替部８は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の、整流器２、平滑部３、インバータ４、インバータ電流検出部５、モータ電流検出部６、入力電圧検出部７及び接続切替部８と同様である。

図２に示されているように、実施の形態２における制御部２１は、運転指令部１１と、減算部１２と、座標変換部１３ｍ、１３ｌと、速度推定部１４ｍ、１４ｌと、積分部１５ｍ、１５ｌと、モータ制御部１６と、脈動補償制御部１７と、座標変換部１８と、ＰＷＭ信号生成部１９と、進角補正部２２とを有する。
実施の形態２における制御部２１の、運転指令部１１、減算部１２、座標変換部１３ｍ、１３ｌ、速度推定部１４ｍ、１４ｌ、積分部１５ｍ、１５ｌ、モータ制御部１６、脈動補償制御部１７、座標変換部１８及びＰＷＭ信号生成部１９は、実施の形態１における制御部１０の、運転指令部１１、減算部１２、座標変換部１３ｍ、１３ｌ、速度推定部１４ｍ、１４ｌ、積分部１５ｍ、１５ｌ、モータ制御部１６、脈動補償制御部１７、座標変換部１８及びＰＷＭ信号生成部１９と同様である。

進角補正部２２は、実施の形態１における進角補正部２０とほぼ同様の処理を行うが、進角の補正を行わないと判断する基準が、実施の形態１における進角補正部２０と異なっている。

実施の形態１では、第１モータ４１及び第２モータ４２のモータ電流の電流値が一致するように、進角補正値β’が生成されている。しかしながら、例えば、インバータ電流検出部５又はモータ電流検出部６等の検出回路におけるバラツキ等を考慮すると、現実の条件下においては、第１モータ４１及び第２モータ４２のモータ電流の電流値を完全に一致させることは困難である。そのため、第１モータ４１及び第２モータ４２のモータ電流の電流値の差分の許容値に関して以下に説明する。

モータ巻線に用いられる絶縁材の種別に応じて、例えば、電気用品安全法にて内部温度が規定されており、最大１６５℃とされている。但し、実施の形態１では、モータの内部温度を直接的に測定していないため、モータ電流の電流値のアンバランス、言い換えると、モータ間におけるモータ電流の電流値の差分に置き換えて説明する。

仮に、第１モータ４１の内部温度及び第２モータ４２の内部温度が、均一に１６５℃となった場合、ロータに配置される永久磁石の磁束密度が低下し、その温度に応じた磁束密度低下係数Ｋ_Φは、一般的に－０．２～－０．１％／℃近傍であることが知られている。

Ｋ_Φ＝－０．２％／℃、磁石温度Ｔ＝１６５℃とした場合、永久磁石の磁束密度低下率＝－０．２×１６５＝３３％となる。
永久磁石の磁束密度が３３％低下することは、モータ定数における誘起電圧定数Φ_ｆが３３％低下することと同義である。このため、上記の式（２）より、必要トルクを出力する際における必要電流は、約３３％増加することとなる。従って、一つの指標としては、モータ電流のアンバランス量を３３％以下とすることで、モータ内部の温度を１６５℃以下に保つことが可能である。

このため、実施の形態２における進角補正部２２は、図５のステップＳ１０において、第１モータ４１のモータ電流の電流値と、第２モータ４２のモータ電流の電流値との差分が、第１モータ４１のモータ電流の電流値に対して、３３％以下である場合には、処理をステップＳ１１に進め、それが３３％を超えた場合に処理をステップＳ１２に進めるようにする。

以上のように、実施の形態２によれば、制御部２１は、第１モータ４１に流れるモータ電流の電流値及び第２モータ４２に流れるモータ電流の電流値の差分が、予め定められた範囲を超えた場合に、インバータ４に、制御対象モータに流れるモータ電流の電流値が小さくなるように、第１モータ４１及び第２モータ４２を駆動させることで、第１モータ４１の内部温度及び第２モータ４２の内部温度を予め定められた温度範囲に収めることができるようになる。

実施の形態３．
実施の形態３では、冷凍サイクル適用機器としてのヒートポンプ装置の回路構成の一例について説明する。
図８は、実施の形態３に係るヒートポンプ装置９００の回路構成図である。
図９は、図８に示すヒートポンプ装置９００の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図９において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。

ヒートポンプ装置９００は、圧縮機９０１と、熱交換器９０２と、膨張機構９０３と、レシーバ９０４と、内部熱交換器９０５と、膨張機構９０６と、熱交換器９０７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路９０８を備える。なお、主冷媒回路９０８において、圧縮機９０１の吐出側には、四方弁９０９が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。

熱交換器９０７は、第１部分９０７ａ及び第２部分９０７ｂを有し、これらには図示しない弁が接続されており、ヒートポンプ装置９００の負荷に応じて冷媒の流れが制御される。例えば、ヒートポンプ装置９００の負荷が比較的大きいときは、第１部分９０７ａ及び第２部分９０７ｂの双方に冷媒が流され、ヒートポンプ装置９００の負荷が比較的小さいときは、第１部分９０７ａ及び第２部分９０７ｂの一方のみ、例えば、第１部分９０７ａにのみ冷媒が流される。

第１部分９０７ａ及び第２部分９０７ｂには、それらの近傍に、それぞれの部分に対応してファン９１０ａ及びファン９１０ｂが設けられている。ファン９１０ａ及びファン９１０ｂは、それぞれ別個のモータによって駆動される。例えば、実施の形態１又は２で説明した第１モータ４１及び第２モータ４２がそれぞれファン９１０ａ及びファン９１０ｂの駆動に用いられる。ファン９１０ａを第１ファン、ファン９１０ｂを第２ファンともいう。

さらに、ヒートポンプ装置９００は、レシーバ９０４と、内部熱交換器９０５との間から、圧縮機９０１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路９１２を備える。インジェクション回路９１２には、膨張機構９１１及び内部熱交換器９０５が接続される。

熱交換器９０２には、水が循環する水回路９１３が接続される。なお、水回路９１３には、給湯器、ラジエータ、床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。

まず、ヒートポンプ装置９００の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁９０９は、実線方向に設定される。なお、この暖房運転は、空調で使われる暖房だけでなく、給湯のための水の加熱をも含む。

圧縮機９０１で高温高圧となった気相冷媒（図９の点１）は、圧縮機９０１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器９０２で熱交換されて液化する（図９の点２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、水回路９１３を循環する水が温められ、暖房又は給湯等に利用される。

熱交換器９０２で液化された液相冷媒は、膨張機構９０３で減圧され、気液二相状態になる（図９の点３）。膨張機構９０３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ９０４で圧縮機９０１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図９の点４）。レシーバ９０４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路９０８と、インジェクション回路９１２とに分岐して流れる。

主冷媒回路９０８を流れる液相冷媒は、膨張機構９１１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路９１２を流れる冷媒と内部熱交換器９０５で熱交換されて、さらに冷却される（図９の点５）。内部熱交換器９０５で冷却された液相冷媒は、膨張機構９０６で減圧されて気液二相状態になる（図９の点６）。膨張機構９０６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器９０７で外気と熱交換され、加熱される（図９の点７）。
そして、熱交換器９０７で加熱された冷媒は、レシーバ９０４でさらに加熱され（図９の点８）、圧縮機９０１に吸入される。

一方、インジェクション回路９１２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構９１１で減圧されて（図９の点９）、内部熱交換器９０５で熱交換される（図９の点１０）。内部熱交換器９０５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機９０１のインジェクションパイプから圧縮機９０１内へ流入する。

圧縮機９０１では、主冷媒回路９０８から吸入された冷媒（図９の点８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図９の点１１）。
中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図９の点１１）に、インジェクション冷媒（図９の点１０）が合流して、温度が低下する（図９の点１２）。
そして、温度が低下した冷媒（図９の点１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図９の点１）。

なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構９１１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構９１１の開度がある値よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構９１１の開度を上記のある値より小さくする。これにより、圧縮機９０１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。
ここで、膨張機構９１１の開度は、マイクロコンピュータ等で構成された制御部により電子制御される。

次に、ヒートポンプ装置９００の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁９０９は、破線方向に設定される。なお、この冷房運転は、空調で使われる冷房だけでなく、水の冷却又は食品の冷凍等をも含む。

圧縮機９０１で高温高圧となった気相冷媒（図９の点１）は、圧縮機９０１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器９０７で熱交換されて液化する（図９の点２）。熱交換器９０７で液化された液相冷媒は、膨張機構９０６で減圧され、気液二相状態になる（図９の点３）。膨張機構９０６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器９０５で熱交換され、冷却され液化される（図９の点４）。内部熱交換器９０５では、膨張機構９０６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器９０５で液化された液相冷媒を膨張機構９１１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図９の点９）とを熱交換させている。内部熱交換器９０５で熱交換された液相冷媒（図９の点４）は、主冷媒回路９０８と、インジェクション回路９１２とに分岐して流れる。

主冷媒回路９０８を流れる液相冷媒は、レシーバ９０４で圧縮機９０１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図９の点５）。レシーバ９０４で冷却された液相冷媒は、膨張機構９０３で減圧されて気液二相状態になる（図９の点６）。膨張機構９０３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器９０２で熱交換され、加熱される（図９の点７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路９１３を循環する水が冷やされ、冷房、冷却又は冷凍等に利用される。
そして、熱交換器９０２で加熱された冷媒は、レシーバ９０４でさらに加熱され（図９の点８）、圧縮機９０１に吸入される。

一方、インジェクション回路９１２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構９１１で減圧されて（図９の点９）、内部熱交換器９０５で熱交換される（図９の点１０）。内部熱交換器９０５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機９０１のインジェクションパイプから流入する。
圧縮機９０１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。

なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構９１１の開度を全閉にして、圧縮機９０１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。

また、上記の例では、熱交換器９０２は、冷媒と、水回路９１３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明した。熱交換器９０２は、これに限らず、冷媒と空気とを熱交換させるものであってもよい。
また、水回路９１３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。

上記の例では、熱交換器９０７が第１部分９０７ａ及び第２部分９０７ｂを有するが、代わりに、又はそれに加えて、熱交換器９０２が２つの部分を有する構成とすることも考えられる。そして、熱交換器９０２が冷媒と空気とを熱交換させるものである場合、上記の２つの部分がそれぞれファンを有し、これらのファンが別個のモータで駆動される構成とされることもある。

以上、熱交換器９０２又は熱交換器９０７が２つの部分を有する構成について説明したが、代わりに、又はそれに加えて、圧縮機９０１が第１部分（第１圧縮機構）及び第２部分（第２圧縮機構）を有する構成とすることも考えられる。その場合、ヒートポンプ装置９００の負荷が比較的大きいときには、第１部分及び第２部分の双方が圧縮動作を行い、ヒートポンプ装置９００の負荷が比較的小さいときは、第１部分及び第２部分の一方のみ、例えば、第１部分のみが圧縮動作を行うように制御される。

このような構成の場合、圧縮機９０１の第１部分及び第２部分には、それらを駆動する別個のモータが設けられる。例えば、実施の形態１又は２で説明した第１モータ４１及び第２モータ４２がそれぞれ第１部分及び第２部分の駆動に用いられる。

以上、熱交換器９０２及び９０７の少なくとも一方が２つの部分を有し、熱交換器９０２及び９０７の少なくとも一方に対しファンが２台設けられている場合について述べたが、熱交換器が３以上の部分を有する構成も考えられる。一般化して言えば、熱交換器９０２及び９０７の少なくとも一方は複数の部分を有することがあり、それぞれの部分に対応してファンが設けられ、それぞれのファンに対応してモータが設けられている構成が考えられる。そのような場合、実施の形態１又は２で説明したモータ駆動装置１００、２００を用いることで、複数のモータ４１、４２を１台のインバータ４で駆動することが可能である。

また、圧縮機９０１が２つの部分を有する場合について述べたが、圧縮機９０１が３以上の部分を有する構成も考えられる。一般化して言えば、圧縮機９０１は複数の部分を有することがあり、それぞれの部分に対応してモータが設けられている構成が考えられる。そのような場合、実施の形態１又は２で説明したモータ駆動装置１００、２００を用いることで、複数のモータ４１、４２を１台のインバータ４で駆動することが可能である。

以上のように、実施の形態３によれば、圧縮機９０１又はファン９１０ａ、９１０ｂを駆動するために複数のモータ４１、４２がある場合に、１台のインバータ４を用いて複数のモータ４１、４２を駆動することが可能となるため、低コスト化及び小型軽量化を図ることが可能となる。また、小型化した分、熱交換器９０２、９０７をサイズアップさせることにより、さらに熱交換効率が上がり、高効率化を図ることも可能となる。

また、接続切替部８を操作することにより駆動するモータの台数を調整することが可能となるため、例えば、軽負荷運転を行っている場合には、第１モータ４１のみ運転を行い、過負荷運転を行う場合には第１モータ４１と第２モータ４２の二台を運転させることで、必要最小限の台数のみ運転を行うことが可能となり、さらに高効率化に寄与することが可能である。

実施の形態１又は２に記載されたモータ駆動装置１００、２００を、圧縮機９０１の駆動用モータに適用した場合には、脱調のおそれがなくなるため、安定した冷媒の圧縮運転を継続することができる。さらに、電流脈動による振動の抑制が可能となるため、騒音の低減だけでなく主冷媒回路９０８を構成する配管等の振動による破損を抑制することができる。

さらに、実施の形態１又は２に記載されたモータ駆動装置１００、２００を、ファン９１０ａ、９１０ｂの駆動用モータに適用した場合には、脱調のおそれがなくなるため、安定した熱交換を継続することができる。さらに、電流脈動による振動の抑制が可能となるだけでなく、二台のファン９１０ａ、９１０ｂの速度差に起因した差音の発生を防止できるため、騒音を低減させることが可能となる。

なお、以上に記載された実施の形態１～３は、一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、一部を省略する等の変更を行うこともできる。

以上のように、実施の形態１及び２に記載のモータ駆動装置１００、２００は、例えば、実施の形態３に記載されているヒートポンプ装置９００に適用することができるが、複数台の永久磁石同期モータを同一回転数で駆動する用途であれば、どのような用途にも適用可能である。

以上のように、実施の形態１及び２に記載のモータ駆動装置１００、２００によれば、並列接続されるモータ４１、４２間の電流のアンバランスを抑制することができるため、並列に接続されるモータ４１、４２の駆動信頼性を高めることができる。

制御部１０、２１が、インバータ４から出力される三相交流電圧の位相を変えることで、容易に並列接続されるモータ４１、４２間の電流のアンバランスを抑制することができる。
ここで、制御部１０、２１は、インバータ４に出力するＰＷＭ信号を生成するために用いられる電圧指令値を算出するための印加電圧位相における進み位相角を補正すればよいため、容易に制御対象モータに流れるモータ電流の電流値を小さくすることができる。

なお、インバータ４を構成する複数のスイッチング素子の各々は、ワイドバンドギャップ半導体を用いることで、低損失化及び高速スイッチング化を実現することが可能となる。

制御部１０が、第１モータ４１のモータ電流の電流値と、第２モータ４２のモータ電流の電流値とが異なる場合に、インバータ４に、制御対象モータに流れるモータ電流の電流値が小さくなるようにＰＷＭ信号をインバータ４に与えることで、第１モータ４１及び第２モータ４２を同じモータ定数となるように、駆動させることができる。

制御部２１が、第１モータ４１のモータ電流の電流値及び第２モータ４２のモータ電流の電流値の差分が、予め定められた範囲を超えた場合に、インバータ４に、制御対象モータに流れるモータ電流の電流値が小さくなるようにＰＷＭ信号をインバータ４に与えることで、制御対象モータが、第１モータ４１及び第２モータ４２の間で、頻繁に切り替わってしまうことを防止することができる。

第１モータ４１及び第２モータ４２の内の少なくとも１台のモータとインバータ４との接続状態を、接続及び切断との間で切り替える接続切替部８を備えることで、第１モータ４１及び第２モータ４２の負荷状態に応じて、駆動するモータの数を変えることができる。

接続切替部８は、ワイドバンドギャップ半導体で構成することで、低損失化及び高速スイッチング化を実現することが可能となる。

接続切替部８は、電磁接触器で構成されることで、低コストを実現することができる。

実施の形態１又は２に係るモータ駆動装置１００、２００を冷凍サイクル適用機器に適用することで、ヒートポンプ又は空調機等において、並列に接続されるモータの駆動信頼性を高めることができる。

１００，２００ モータ駆動装置、 １ 交流電源、 ２ 整流器、 ３ 平滑部、 ４ インバータ、 ５ インバータ電流検出部、 ６ モータ電流検出部、 ７ 入力電圧検出部、 ８ 接続切替部、 ９ 開閉部、 １０，２１ 制御部、 １１ 運転指令部、 １２ 減算部、 １３ｍ，１３ｌ 座標変換部、 １４ｍ，１４ｌ 速度推定部、 １５ｍ，１５ｌ 積分部、 １６ モータ制御部、 １７ 脈動補償制御部、 １８ 座標変換部、 １９ ＰＷＭ信号生成部、 ２０，２２ 進角補正部、 ４１ 第１モータ、 ４２ 第２モータ、 ９００ ヒートポンプ装置、 ９０１ 圧縮機、 ９０２ 熱交換器、 ９０３ 膨張機構、 ９０４ レシーバ、 ９０５ 内部熱交換器、 ９０６ 膨張機構、 ９０７ 熱交換器、 ９０７ａ 第１部分、 ９０７ｂ 第２部分、 ９０８ 主冷媒回路、 ９０９ 四方弁、 ９１０ａ，９１０ｂ ファン。

Claims (13)

1. 回転子に永久磁石を有する第１モータ及び第２モータに接続され、前記第１モータ及び前記第２モータを駆動するインバータと、
   前記第１モータに流れるモータ電流である第１モータ電流及び前記第２モータに流れるモータ電流である第２モータ電流を検出する電流検出部と、を備え、
   前記インバータは、前記第１モータ及び前記第２モータの内、電流値の大きい方のモータである制御対象モータに流れるモータ電流の電流値のみが小さくなるように、前記第１モータ及び前記第２モータを駆動すること
   を特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記インバータを制御する制御部をさらに備え、
   前記インバータは、前記第１モータ及び前記第２モータに三相交流電圧を印加することで、前記第１モータ及び前記第２モータを駆動し、
   前記制御部は、前記三相交流電圧の位相を変えることで、前記制御対象モータに流れるモータ電流の電流値が小さくなるように、前記インバータを制御すること
   を特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記インバータは、複数のスイッチング素子により直流電圧をスイッチングすることで、前記三相交流電圧を生成し、
   前記制御部は、前記複数のスイッチング素子をオン又はオフにするＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を前記インバータに与えることで、前記インバータを制御し、
   前記制御部は、前記ＰＷＭ信号を生成するために用いられる電圧指令値を算出するための印加電圧位相における進み位相角を補正することで、前記制御対象モータに流れるモータ電流の電流値が小さくなるようにすること
   を特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体で構成されること
   を特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記制御部は、前記第１モータ電流の電流値と、前記第２モータ電流の電流値とが異なる場合に、前記インバータに、前記制御対象モータに流れるモータ電流の電流値が小さくなるように、前記第１モータ及び前記第２モータを駆動させること
   を特徴とする請求項２から４の何れか一項に記載のモータ駆動装置。
6. 前記制御部は、前記第１モータ電流の電流値及び前記第２モータ電流の電流値の差分が、予め定められた範囲を超えた場合に、前記インバータに、前記制御対象モータに流れるモータ電流の電流値が小さくなるように、前記第１モータ及び前記第２モータを駆動させること
   を特徴とする請求項２から４の何れか一項に記載のモータ駆動装置。
7. 前記第１モータ及び前記第２モータの内の少なくとも１台のモータと前記インバータとの接続状態を、接続及び切断との間で切り替える接続切替部をさらに備えること
   を特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載のモータ駆動装置。
8. 前記接続切替部はワイドバンドギャップ半導体で構成されること
   を特徴とする請求項７に記載のモータ駆動装置。
9. 前記接続切替部は電磁接触器で構成されること
   を特徴とする請求項７に記載のモータ駆動装置。
10. 請求項１から９の何れか一項に記載のモータ駆動装置を備える冷凍サイクル適用機器。
11. 前記冷凍サイクル適用機器の熱交換器が第１部分及び第２部分を有し、
    前記第１モータは前記第１部分に対応して設けられており、
    前記第２モータは前記第２部分に対応して設けられており、
    前記冷凍サイクル適用機器の負荷に応じて、前記第１部分及び第２部分のうちの熱交換動作を行う部分が切り替えられ、
    前記第１モータは、前記第１部分が熱交換動作を行うときに前記インバータにより駆動され、
    前記第２モータは、前記第２部分が熱交換動作を行うときに前記インバータにより駆動されること
    を特徴とする請求項１０に記載の冷凍サイクル適用機器。
12. 前記第１モータは、前記第１部分に対応して設けられている第１ファンを回転させるために用いられ、
    前記第２モータは、前記第２部分に対応して設けられている第２ファンを回転させるために用いられること
    を特徴とする請求項１１に記載の冷凍サイクル適用機器。
13. 前記冷凍サイクル適用機器の圧縮機が第１部分及び第２部分を有し、
    前記第１モータが前記第１部分に対応して設けられており、
    前記第２モータが前記第２部分に対応して設けられており、
    前記冷凍サイクル適用機器の負荷に応じて、前記第１部分及び前記第２部分のうちの圧縮動作を行う部分が切り替えられ、
    前記第１モータは、前記第１部分が圧縮動作を行うときに前記インバータにより駆動され、
    前記第２モータは、前記第２部分が圧縮動作を行うときに前記インバータにより駆動されること
    を特徴とする請求項１０に記載の冷凍サイクル適用機器。

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