WO2014045966A1 - 偏波共用アンテナ - Google Patents
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- H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
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- H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
- H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
- H01Q5/378—Combination of fed elements with parasitic elements
Definitions
- the present invention relates to a polarization sharing antenna that can be shared by two polarizations, for example.
- Patent Document 1 there is a microstrip antenna (patch antenna) in which a radiating element and a ground layer facing each other with a dielectric that is thinner than a wavelength are provided and a parasitic element is provided on the radiating surface side of the radiating element.
- Patent Documents 2 and 3 disclose a dual-polarized antenna in which radiating elements are formed in a substantially square shape and a feeding point is provided with respect to mutually orthogonal axes.
- Patent Document 4 discloses a dual-polarized antenna in which a patch antenna is fed by a strip line formed in a cross shape.
- Patent Document 5 discloses a planar antenna for unidirectional polarization in which higher-order modes are reduced by a patch antenna formed in a cross shape.
- the dual-polarized antenna according to Patent Documents 2 and 3 is a stack type patch antenna provided with a parasitic element, and can have a wider bandwidth than a patch antenna without a parasitic element.
- the dual-polarized antenna according to Patent Documents 2 and 3 has a configuration having symmetry with respect to two polarization directions, the radiating element and the parasitic element are formed in a substantially square shape. For this reason, the amount of electromagnetic coupling between the radiating element and the parasitic element cannot be adjusted, and there is a limit to widening the band.
- the dual-polarized antenna according to Patent Document 4 is a single-layer patch antenna and is not suitable for widening the band. Furthermore, since the planar antenna according to Patent Document 4 is for a single-layer unidirectional polarization, it cannot be shared by two polarizations.
- the present invention has been made in view of the above-described problems of the prior art, and an object of the present invention is to provide a polarization sharing antenna capable of widening the bandwidth.
- a polarization sharing antenna includes an internal ground layer, a radiating element stacked on an upper surface of the internal ground layer via an insulating layer, and an insulating layer on the upper surface of the radiating element.
- the parasitic element is formed by crossing a first patch and a second patch, and feeds the first patch among the radiating elements. And a second feed line that feeds power to the second patch among the radiating elements.
- the parasitic element is formed in a shape in which the first patch and the second patch intersect with each other, the first feeding line that feeds power to the first patch among the radiating elements, and the radiation Among the elements, a second feed line that feeds power to the second patch is provided.
- the resonance frequency can be set by the length dimension of the first patch parallel to the current and orthogonal to the current.
- the amount of electromagnetic coupling between the radiating element and the parasitic element can be adjusted by the width dimension of the first patch.
- the resonance frequency can be set by the length dimension of the second patch parallel to the current and orthogonal to the current.
- the amount of electromagnetic field coupling between the radiating element and the parasitic element can be adjusted by the width dimension of the second patch. For this reason, it is possible to widen the band in which the antenna can be matched.
- the first patch and the second patch that intersect each other have a length dimension and a width dimension that are different from each other. Can be adjusted. As a result, it is possible to configure an antenna that can be shared by two polarized waves while achieving a wide band.
- the parasitic element is formed in a cross shape in which the first patch and the second patch are orthogonal to each other.
- the parasitic element is formed in a cross shape in which the first patch and the second patch are orthogonal to each other, the two polarized waves can be orthogonal to each other, and the radiation efficiency can be increased.
- radiating elements, parasitic elements, etc. can be formed symmetrically in directions orthogonal to each other, an antenna having a symmetric directivity should be formed as compared with the case where they are formed obliquely. Can do.
- the first feed line and the second feed line are configured by a microstrip line, a coplanar line, or a triplanar line.
- the radiation element is fed using a line generally used in a high-frequency circuit. This makes it easy to connect the high-frequency circuit and the antenna.
- the first feed line and the second feed line extend in parallel to each other.
- the antenna and the high-frequency line A circuit can be connected. For this reason, compared with the case where the two feed lines extend in different directions, the high-frequency circuit and the antenna can be easily connected.
- FIG. 1 is a top view which shows the polarization sharing antenna in FIG. 1
- FIG. 3 is a cross-sectional view of the dual-polarized antenna viewed from the direction of arrows III-III in FIG.
- FIG. 4 is a cross-sectional view of the dual-polarized antenna as seen from the direction of arrows IV-IV in FIG. It is explanatory drawing which shows the resonance mode of a polarization shared antenna in the same position as FIG. It is explanatory drawing which shows the other resonance mode of a polarization sharing antenna in the same position as FIG.
- a characteristic line figure showing a frequency characteristic of antenna gain In a 1st embodiment and a comparative example, it is a characteristic line figure showing a frequency characteristic of antenna gain. In a 1st embodiment and a comparative example, it is a characteristic line figure showing a frequency characteristic of return loss.
- a dual-polarized antenna for example, a dual-polarized antenna for 60 GHz band will be described as an example and described in detail with reference to the accompanying drawings.
- the dual-polarized antenna 1 is composed of a multilayer substrate 2 described later, first and second coplanar lines 7 and 9, an internal ground layer 11, a radiating element 13, a parasitic element 16, and the like.
- the multilayer substrate 2 is formed in a flat plate shape extending in parallel with the X axis direction and the Y axis direction, for example, among the X axis direction, the Y axis direction, and the Z axis direction orthogonal to each other.
- the multilayer substrate 2 has a length dimension of, for example, about several millimeters with respect to the Y-axis direction, has a length dimension of, for example, about several millimeters with respect to the X-axis direction, and has a Z-axis direction that is the thickness direction On the other hand, for example, it has a thickness dimension of about several hundred ⁇ m.
- the multilayer substrate 2 is formed of, for example, a low-temperature co-fired ceramic multilayer substrate (LTCC multilayer substrate) and has three insulating layers 3 to 5 stacked in the Z-axis direction from the upper surface 2A side to the lower surface 2B side. ing.
- Each of the insulating layers 3 to 5 is made of an insulating ceramic material that can be fired at a low temperature of 1000 ° C. or less, and is formed in a thin layer shape.
- the multilayer substrate 2 is not limited to a ceramic multilayer substrate using an insulating ceramic material, and may be formed using a resin multilayer substrate using an insulating resin material.
- the lower surface portion ground layer 6 is formed of a conductive metal thin film such as copper or silver and connected to the ground.
- the lower surface portion ground layer 6 is located on the lower surface 2 ⁇ / b> B of the multilayer substrate 2 and covers substantially the entire surface of the multilayer substrate 2.
- the first coplanar line 7 constitutes a power supply line that supplies power to the radiating element 13.
- the coplanar line 7 includes a strip conductor 8 as a conductor pattern provided between the insulating layer 4 and the insulating layer 5, and a width direction (Y-axis direction) across the strip conductor 8. ) And an internal ground layer 11 described later.
- the strip conductor 8 is made of, for example, the same conductive metal material as that of the lower surface portion ground layer 6 and is formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction.
- the tip of the strip conductor 8 is connected to a midway position between the center position and the end position in the X-axis direction of the radiating element 13.
- the first coplanar line 7 transmits the first high-frequency signal RF1, and the radiating element 13 so that the current I1 flows in the X-axis direction corresponding to the first patch 16A described later among the radiating elements 13. Power to
- the second coplanar line 9 constitutes a feed line that feeds power to the radiating element 13.
- the second coplanar line 9 has a strip conductor 10 as a conductor pattern provided between the insulating layer 4 and the insulating layer 5, and a width direction ( It is comprised by the below-mentioned internal ground layer 11 provided in the both sides of the (X-axis direction).
- the strip conductor 10 is made of, for example, a conductive metal material similar to that of the lower surface portion ground layer 6 and is formed in an elongated strip shape extending in the Y-axis direction.
- the end of the strip conductor 10 is connected to a midway position between the center position and the end position in the Y-axis direction of the radiating element 13.
- the second coplanar line 9 transmits the second high-frequency signal RF2, and the radiating element 13 so that the current I2 flows in the Y-axis direction corresponding to the second patch 16B described later among the radiating elements 13. Power to
- first high-frequency signal RF1 and the second high-frequency signal RF2 may have the same frequency or different frequencies.
- the internal ground layer 11 is provided between the insulating layer 4 and the insulating layer 5.
- the internal ground layer 11 is formed of, for example, a conductive metal thin film, faces the lower surface ground layer 6, and is electrically connected to the lower surface ground layer 6 through a plurality of vias 12 described later. For this reason, the internal ground layer 11 is connected to the ground in the same manner as the bottom surface ground layer 6.
- the internal ground layer 11 is provided with gaps 11A and 11B surrounding the strip conductors 8 and 10. The gaps 11A and 11B insulate the internal ground layer 11 and the strip conductors 8 and 10 from each other.
- the via 12 is formed as a columnar conductor by providing a conductive metal material such as copper, silver or the like in a through hole having an inner diameter of about several tens to several hundreds ⁇ m that penetrates the insulating layer 5 of the multilayer substrate 2.
- the via 12 extends in the Z-axis direction, and both ends thereof are connected to the lower surface ground layer 6 and the internal ground layer 11, respectively.
- the distance between two adjacent vias 12 is set to a value smaller than a quarter wavelength of the high frequency signals RF1 and RF2 to be used, for example, in terms of electrical length.
- the plurality of vias 12 surround the gaps 11A and 11B and are arranged along the edges of the gaps 11A and 11B.
- the radiating element 13 is formed in a substantially square shape using, for example, a conductive metal material similar to that of the internal ground layer 11 and faces the internal ground layer 11 with a gap. Specifically, the radiating element 13 is disposed between the insulating layer 3 and the insulating layer 4. That is, the radiating element 13 is stacked on the upper surface of the internal ground layer 11 with the insulating layer 4 interposed therebetween. Therefore, the radiating element 13 faces the internal ground layer 11 while being insulated from the internal ground layer 11.
- the radiating element 13 has a length dimension L1 of, for example, about several hundred ⁇ m to several mm in the X-axis direction and a length dimension L2 of, for example, about several hundred ⁇ m to several mm in the Y-axis direction. have.
- the length dimension L1 in the X-axis direction of the radiating element 13 is set to a value that is an electrical length, for example, a half wavelength of the first high-frequency signal RF1.
- the length dimension L2 in the Y-axis direction of the radiating element 13 is set to a value that is, for example, a half wavelength of the second high-frequency signal RF2 in terms of electrical length. Therefore, when the first high-frequency signal RF1 and the second high-frequency signal RF2 have the same frequency or the same band, the radiating element 13 is formed in a substantially square shape.
- a via 14 described later is connected to the radiation element 13 at an intermediate position in the X-axis direction, and the first coplanar line 7 is connected via the via 14.
- the end portion of the strip conductor 8 is connected to the radiating element 13 via the via 14 as a connection line. Then, a current I1 flows through the radiating element 13 in the X-axis direction by feeding from the first coplanar line 7.
- a via 15 is connected to the radiation element 13 in the middle of the Y-axis direction, and a second coplanar line 9 is connected via the via 15. That is, the end portion of the strip conductor 10 is connected to the radiating element 13 via the via 15 as a connection line. Then, a current I2 flows in the radiating element 13 in the Y-axis direction by feeding from the second coplanar line 9.
- the vias 14 and 15 are formed as columnar conductors in substantially the same manner as the via 12.
- the vias 14 and 15 are formed through the insulating layer 4 and extend in the Z-axis direction, and both ends thereof are connected to the radiating element 13 and the strip conductors 8 and 10, respectively.
- the via 14 constitutes a first connection line that connects the radiation element 13 and the first coplanar line 7.
- the via 14 is connected to a middle position between the center position in the X-axis direction and the end position of the discharge element 13.
- the via 14 is not opposed to the patch 16B of the parasitic element 16 but is disposed at a position facing the patch 16A.
- the via 14 is disposed at a position closer to the end of the patch 16A than the central portion, avoiding the central portion where the patches 16A and 16B of the parasitic element 16 overlap.
- the via 15 constitutes a second connection line that connects the radiation element 13 and the second coplanar line 9.
- the via 15 is connected to a middle position between the center position and the end position in the Y-axis direction of the discharge element 13.
- the via 15 is not opposed to the patch 16A of the parasitic element 16 but is disposed at a position facing the patch 16B.
- the via 15 is disposed at a position closer to the end of the patch 16B than the central portion, avoiding the central portion where the patches 16A and 16B of the parasitic element 16 overlap.
- the parasitic element 16 is formed in a substantially cross shape using the same conductive metal material as that of the internal ground layer 11, for example, and is positioned on the side opposite to the internal ground layer 11 as viewed from the radiation element 13. 2A (the upper surface of the insulating layer 3). That is, the parasitic element 16 is laminated on the upper surface of the radiating element 13 with the insulating layer 3 interposed therebetween. For this reason, the parasitic element 16 faces the radiating element 13 with an interval while being insulated from the radiating element 13 and the internal ground layer 11.
- the parasitic element 16 has two patches 16A and 16B intersecting in a state of being orthogonal to each other.
- the first patch 16A extends in the X-axis direction and is formed in a substantially rectangular shape
- the second patch 16B extends in the Y-axis direction and is formed in a substantially rectangular shape.
- the parasitic element 16 is integrally formed with the central portions of the patches 16A and 16B overlapping each other.
- the first patch 16A has, for example, a width dimension a1 of about several hundred ⁇ m in the Y-axis direction and a length dimension b1 of, for example, about several hundred ⁇ m to several mm in the X-axis direction.
- the second patch 16B has a width dimension a2 of, for example, about several hundred ⁇ m in the X-axis direction and a length dimension b2 of, for example, about several hundred ⁇ m to several mm in the Y-axis direction.
- the radiating element 13 when the radiating element 13 is excited by the power supply from the first coplanar line 7, the first patch 16A and the radiating element 13 are electromagnetically coupled.
- the radiating element 13 when the radiating element 13 is excited by power feeding from the second coplanar line 9, the second patch 16B and the radiating element 13 are electromagnetically coupled.
- the width dimension a1 of the first patch 16A is smaller than the length dimension L2 of the radiating element 13, for example, and the length dimension b1 of the first patch 16A is smaller than the length dimension L1 of the radiating element 13, for example. It is getting bigger.
- the width dimension a2 of the second patch 16B is smaller than the length dimension L1 of the radiating element 13, for example, and the length dimension b2 of the second patch 16B is smaller than the length dimension L2 of the radiating element 13, for example. Is also getting bigger.
- the magnitude relationship between the parasitic element 16 and the radiating element 13 and the specific shapes thereof are not limited to those described above, and are appropriately set in consideration of the radiation pattern of the polarization sharing antenna 1 and the like.
- the dual-polarized antenna 1 according to the present embodiment has the above-described configuration, and the operation thereof will be described next.
- the polarization sharing antenna 1 transmits or receives the first high-frequency signal RF1 corresponding to the length dimension L1 of the radiating element 13.
- the radiating element 13 and the first patch 16A of the parasitic element 16 are electromagnetically coupled to each other and have two resonance modes having different resonance frequencies (see FIGS. 5 and 6). At these two resonance frequencies, the return loss of the high-frequency signal RF1 is reduced, and the return loss of the high-frequency signal RF1 is also reduced in the frequency band between these two resonance frequencies. For this reason, compared with the case where the parasitic element 16 is omitted, the usable band of the first high-frequency signal RF1 is expanded.
- the polarization sharing antenna 1 transmits or receives the second high-frequency signal RF2 corresponding to the length dimension L2 of the radiating element 13.
- the radiating element 13 and the second patch 16B of the parasitic element 16 are electromagnetically coupled to each other and have two resonance modes having different resonance frequencies as described above. For this reason, compared with the case where the parasitic element 16 is omitted, the band of the usable second high-frequency signal RF2 is expanded.
- the distance between the parasitic element and the radiating element for the first high-frequency signal depends on the length of the parasitic element in the X-axis direction. These two resonance frequencies are determined. Further, the two resonance frequencies between the parasitic element and the radiating element for the second high-frequency signal are determined by the length dimension of the parasitic element in the Y-axis direction. For this reason, if the amount of coupling between the parasitic element and the radiating element is adjusted by changing the shape of the parasitic element, the resonance frequency also changes, so it is difficult to adjust the coupling amount separately from the resonance frequency. There's a problem.
- the parasitic element 16 is formed in a cross shape in which two patches 16A and 16B intersect. Therefore, the resonance frequency can be set by the length dimensions b1 and b2 of the patches 16A and 16B, and the coupling amount can be adjusted by the width dimensions a1 and a2 of the patches 16A and 16B. For this reason, the amount of coupling between the radiating element 13 and the parasitic element 16 can be adjusted separately from the resonance frequency for the first and second high-frequency signals RF1 and RF2, thereby increasing the bandwidth. Can be achieved.
- the antenna gain is obtained when the parasitic element 16 is formed in a cross shape (first embodiment) and when it is formed in a square shape (comparative example). And the frequency characteristics of return loss were measured.
- the results are shown in FIGS.
- the dielectric constant ⁇ r of the insulating layers 3 to 5 of the multilayer substrate 2 is 3.5
- the thickness dimension of the insulating layer 3 is 0.1 mm
- the thickness dimension of the insulating layer 4 is 0.2 mm
- the insulating layer 5 The thickness dimension was 0.075 mm.
- the lengths L1 and L2 of the radiating element 13 are both 1.1 mm.
- the width dimensions a1 and a2 of the first and second patches 16A and 16B of the parasitic element 16 are both 0.5 mm, and the length dimensions b1 and b2 are both 1.2 mm. Further, the distances q1 and q2 from the end portion of the radiating element 13 to the vias 14 and 15 serving as feeding points of the first and second coplanar lines 7 and 9 are both 0.16 mm.
- the parasitic element is formed in a square having a side dimension of 1.2 mm.
- the antenna gain is almost the same in the first embodiment and the comparative example.
- the comparison example has a band of about 20 GHz
- the first embodiment has a band of about 22 GHz
- the first embodiment has a higher bandwidth than the comparison example.
- the band where the return loss is lower than ⁇ 10 dB is about 10 GHz.
- the band where the return loss is lower than ⁇ 10 dB is about 14 GHz and the band is widened.
- the parasitic element 16 is formed in a shape in which the two patches 16A and 16B intersect, and the radiating element 13 includes two coplanar elements corresponding to the two patches 16A and 16B.
- the lines 7 and 9 are connected. Therefore, the resonance frequency can be set by the length dimensions b1 and b2 of the patches 16A and 16B, and between the radiating element 13 and the parasitic element 16 by the width dimensions a1 and a2 of the patches 16A and 16B.
- the amount of electromagnetic field coupling can be adjusted, and the band in which the antenna 1 can be matched can be widened.
- the parasitic element 16 is formed in a cross shape in which the two patches 16A and 16B are orthogonal to each other, the two polarized waves can be orthogonal to each other, and the radiation efficiency can be improved. Further, since the radiating element 13, the parasitic element 16 and the like can be formed with symmetry in directions orthogonal to each other, the antenna 1 having a symmetric directivity compared to the case where the radiating element 13 and the parasitic element 16 are formed obliquely. Can be formed.
- the radiating element 13 is fed using the coplanar lines 7 and 9
- the radiating element 13 can be fed using the coplanar lines 7 and 9 generally used in the high frequency circuit. Connection with is easy.
- the internal ground layer 11, the radiating element 13, and the parasitic element 16 are provided on the multilayer substrate 2 in which a plurality of insulating layers 3 to 5 are laminated. For this reason, by providing the parasitic element 16, the radiating element 13 and the internal ground layer 11 sequentially on the upper surfaces of the different insulating layers 3 to 5, these can be easily placed at different positions in the thickness direction of the multilayer substrate 2. Can be arranged.
- the internal ground layer 11 and the strip conductors 8 and 10 of the coplanar lines 7 and 9 are provided between the insulating layers 4 and 5.
- the coplanar lines 7 and 9 can be formed together on the multilayer substrate 2 provided with the internal ground layer 11, the radiating element 13, and the parasitic element 16, thereby improving productivity and reducing variation in characteristics. it can.
- FIGS. 9 to 11 show a second embodiment of the present invention.
- a feature of the second embodiment is that a microstrip line is connected to the radiating element.
- the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
- the dual-polarized antenna 21 according to the second embodiment includes a multilayer substrate 22, an internal ground layer 26, first and second microstrip lines 27 and 30, a radiating element 13, a parasitic element 16, and the like.
- the multilayer substrate 22 is formed of an LTCC multilayer substrate in substantially the same manner as the multilayer substrate 2 according to the first embodiment, and is a three-layer insulation layered in the Z-axis direction from the upper surface 22A side to the lower surface 22B side. It has layers 23-25.
- the internal ground layer 26 is provided between the insulating layer 24 and the insulating layer 25 and covers the multilayer substrate 22 over substantially the entire surface.
- the radiating element 13 is positioned between the insulating layer 23 and the insulating layer 24 and is laminated on the upper surface of the internal ground layer 26 via the insulating layer 24.
- the parasitic element 16 is positioned on the upper surface 22 ⁇ / b> A (the upper surface of the insulating layer 23) of the multilayer substrate 22, and is stacked on the upper surface of the radiating element 13 via the insulating layer 23.
- the parasitic element 16 is located on the side opposite to the internal ground layer 26 when viewed from the radiation element 13 and is insulated from the radiation element 13 and the internal ground layer 26.
- the first microstrip line 27 is provided on the side opposite to the radiating element 13 as viewed from the internal ground layer 26, and constitutes a feeding line that feeds power to the radiating element 13.
- the microstrip line 27 includes an internal ground layer 26 and a strip conductor 28 provided on the side opposite to the radiating element 13 when viewed from the internal ground layer 26.
- the strip conductor 28 is made of, for example, a conductive metal material similar to that of the internal ground layer 26, is formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction, and is provided on the lower surface 22B of the multilayer substrate 22 (the lower surface of the insulating layer 25). ing.
- the end portion of the strip conductor 28 is disposed at the center portion of the connection opening 26A formed in the internal ground layer 26, and is connected to a midway position in the X-axis direction of the radiating element 13 through a via 29 as a connection line.
- the first microstrip line 27 feeds power in the X-axis direction corresponding to the first patch 16 ⁇ / b> A of the radiating element 13.
- the second microstrip line 30 is also formed by the internal ground layer 26 and the strip conductor 31 in substantially the same manner as the first microstrip line 27, and constitutes a feed line.
- the strip conductor 31 is made of, for example, a conductive metal material similar to that of the internal ground layer 26, is formed in an elongated strip shape extending in the Y-axis direction, and is provided on the lower surface 22B of the multilayer substrate 22 (the lower surface of the insulating layer 25). Yes.
- the end portion of the strip conductor 31 is disposed at the center portion of the connection opening 26B formed in the internal ground layer 26, and is connected to a midway position in the Y-axis direction of the radiating element 13 via the via 32 as a connection line.
- the second microstrip line 30 supplies power in the Y-axis direction corresponding to the second patch 16B of the radiating element 13.
- the vias 29 and 32 are formed in substantially the same manner as the vias 14 and 15 according to the first embodiment, penetrate the insulating layers 24 and 25, and pass through the central portions of the connection openings 26A and 26B in the Z-axis direction. It extends. Thus, both ends of the vias 29 and 32 are connected to the radiating element 13 and the strip conductors 28 and 31, respectively.
- the via 29 constitutes a first connection line that connects the radiation element 13 and the first microstrip line 27.
- the via 29 is arranged at substantially the same position as the via 14 according to the first embodiment.
- the via 32 constitutes a second connection line that connects the radiation element 13 and the second microstrip line 30.
- the via 32 is disposed at substantially the same position as the via 15 according to the first embodiment.
- FIGS. 12 to 14 show a third embodiment of the present invention.
- a feature of the third embodiment resides in that a triplate line (strip line) is connected to the radiation element.
- the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
- the dual-polarized antenna 41 according to the third embodiment includes a multilayer substrate 42, first and second triplate lines 48 and 50, an internal ground layer 52, a radiating element 13, a parasitic element 16, and the like.
- the multilayer substrate 42 is formed of an LTCC multilayer substrate in substantially the same manner as the multilayer substrate 2 according to the first embodiment, and is a four-layer insulation layered in the Z-axis direction from the upper surface 42A side to the lower surface 42B side. It has layers 43-46.
- the radiating element 13 is positioned between the insulating layer 43 and the insulating layer 44 and is laminated on the upper surface of the internal ground layer 52 described later via the insulating layer 44.
- the parasitic element 16 is positioned on the upper surface 42 ⁇ / b> A (the upper surface of the insulating layer 43) of the multilayer substrate 42, and is stacked on the upper surface of the radiating element 13 via the insulating layer 43.
- the parasitic element 16 is located on the opposite side of the internal ground layer 52 from the radiating element 13 and is insulated from the radiating element 13 and the internal ground layer 52.
- the lower surface ground layer 47 is formed of a conductive metal thin film such as copper or silver and connected to the ground.
- the lower surface portion ground layer 47 is located on the lower surface 42B of the multilayer substrate 42 and covers substantially the entire surface of the multilayer substrate 42.
- the first triplate line 48 constitutes a feed line that feeds power to the radiating element 13.
- the triplate line 48 includes a strip conductor 49 as a conductor pattern provided between the insulating layer 45 and the insulating layer 46, a lower surface ground layer 47 sandwiching the strip conductor 49 in the thickness direction (Z-axis direction), and It is comprised by the below-mentioned internal ground layer 52.
- the strip conductor 49 is made of, for example, the same conductive metal material as that of the lower surface portion ground layer 47, and is formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction.
- the tip of the strip conductor 49 is connected to a midway position between the center position and the end position in the X-axis direction of the radiating element 13. Thereby, the first triplate line 48 feeds power in the X-axis direction corresponding to the first patch 16 ⁇ / b> A of the radiating element 13.
- the second triplate line 50 constitutes a feed line that feeds power to the radiating element 13.
- the second triplate line 50 has a strip conductor 51 provided between the insulating layer 45 and the insulating layer 46 and the strip conductor 51 in the thickness direction (Z-axis) in substantially the same manner as the first triplate line 48.
- the lower surface portion ground layer 47 and the internal ground layer 52 are sandwiched by the direction).
- the strip conductor 51 is made of, for example, a conductive metal material similar to that of the lower surface ground layer 47, and is formed in an elongated strip shape extending in the Y-axis direction.
- the tip of the strip conductor 51 is connected to a midway position between the center position and the end position in the Y-axis direction of the radiating element 13. Accordingly, the second triplate line 50 supplies power in the Y-axis direction corresponding to the second patch 16B of the radiating element 13.
- the internal ground layer 52 is provided between the insulating layer 44 and the insulating layer 45 and covers the multilayer substrate 42 over substantially the entire surface.
- the internal ground layer 52 is formed of, for example, a conductive metal thin film, and is electrically connected to the lower surface ground layer 6 by a plurality of vias 53 penetrating the insulating layers 45 and 46. At this time, the plurality of vias 53 are arranged so as to surround the strip conductors 49 and 51.
- substantially circular connection openings 52A and 52B are formed at positions corresponding to the end portions of the strip conductors 49 and 51, respectively.
- the end portion of the strip conductor 49 is disposed at the center portion of the connection opening 52A, and is connected to a midway position in the X-axis direction of the radiating element 13 via a via 54 serving as a connection line.
- the end portion of the strip conductor 51 is disposed at the center portion of the connection opening 52B, and is connected to a midway position in the Y-axis direction of the radiating element 13 via a via 55 serving as a connection line.
- the vias 54 and 55 are formed in substantially the same manner as the vias 14 and 15 according to the first embodiment, penetrate the insulating layers 44 and 45, and pass through the central portions of the connection openings 52A and 52B in the Z-axis direction. It extends. Thus, both ends of the vias 54 and 55 are connected to the radiating element 13 and the strip conductors 49 and 51, respectively.
- the via 54 constitutes a first connection line that connects the radiation element 13 and the first triplate line 48.
- the via 54 is disposed at substantially the same position as the via 14 according to the first embodiment.
- the via 55 constitutes a second connection line that connects the radiation element 13 and the second triplate line 50.
- the via 55 is disposed at substantially the same position as the via 15 according to the first embodiment.
- FIG. 15 shows a fourth embodiment of the present invention.
- a feature of the fourth embodiment is that two microstrip lines extend in parallel to each other. Note that in the fourth embodiment, the same components as those in the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
- a dual-polarized antenna 61 according to the fourth embodiment is formed in substantially the same manner as the dual-polarized antenna 21 according to the second embodiment, and includes a multilayer substrate 22, an internal ground layer 26, and first and second microstrips.
- the lines 62 and 64, the radiating element 13, the parasitic element 16 and the like are included.
- the strip conductor 63 of the first microstrip line 62 extends in a direction inclined obliquely between the X-axis direction and the Y-axis direction, and is inclined, for example, 45 ° with respect to the X-axis direction.
- the strip conductor 65 of the second microstrip line 64 extends in an obliquely inclined direction between the X-axis direction and the Y-axis direction, and is inclined by, for example, 45 ° with respect to the Y-axis direction.
- the first and second microstrip lines 62 and 64 extend in parallel to each other.
- the tip of the strip conductor 63 is connected to the radiating element 13 using the via 29, and the tip of the strip conductor 65 is connected to the radiating element 13 using the via 32.
- first and second microstrip lines 62 and 64 are illustrated as being inclined at 45 ° with respect to the X-axis direction or the Y-axis direction. About can be set arbitrarily. However, as the extending direction of the first and second microstrip lines 62 and 64 is inclined from the direction of the currents I1 and I2 of the radiating element 13, the first and second microstrip lines 62 and 64 and the radiating element 13 Impedance mismatch between the two. Considering this point, it is preferable that the first and second microstrip lines 62 and 64 extend in an intermediate direction between the X-axis direction and the Y-axis direction.
- the fourth embodiment it is possible to obtain the same effects as those in the first and second embodiments.
- the two microstrip lines 62 and 64 extend in parallel with each other, the two microstrip lines 62 and 64 are directed from the antenna 61 toward the high frequency circuit (not shown).
- the antenna 61 and the high frequency circuit can be connected by extending 64 in parallel. For this reason, compared with the case where the two microstrip lines 62 and 64 extend in different directions, the high-frequency circuit and the antenna 61 can be easily connected.
- the grounded coplanar lines 7 and 9 including the lower surface portion ground layer 6 are used.
- the lower surface portion ground layer 6 may be omitted.
- the parasitic element 16 has a configuration in which two patches 16A and 16B having a substantially rectangular shape are orthogonal to each other.
- the present invention is not limited to this.
- the parasitic element 72 has a width 2 that is increased in the middle portion in the length direction, as in the dual-polarized antenna 71 according to the first modification shown in FIG.
- the configuration may be such that the patches 72A and 72B of the book are orthogonal to each other.
- the parasitic element 82 is formed by orthogonally crossing two patches 82A and 82B whose width dimension is reduced in the middle portion in the length direction. It is good also as the structure made to do.
- the two patches do not necessarily need to be orthogonal to each other, and may be configured to intersect in an obliquely inclined state.
- the dual-polarized antennas 1, 21, 41, and 61 used for the millimeter wave in the 60 GHz band have been described as examples.
- the polarization antennas used for the millimeter wave and the microwave in other frequency bands are described. You may apply to a wave sharing antenna.
- Second coplanar line (second feed line) 1, 21, 41, 61, 71, 81 Dual-polarized antenna 2, 22, 42 Multi-layer substrate 6, 47 Bottom surface ground layer 7 First coplanar line (first feed line) 9 Second coplanar line (second feed line) 11, 26, 52 Internal ground layer 13 Radiating element 16, 72, 82 Parasitic element 16A, 72A, 82A First patch 16B, 72B, 82B Second patch 27, 62 First microstrip line (first Feed line) 30, 64 Second microstrip line (second feed line) 48 First triplate line (first feed line) 50 Second triplate line (second feed line)
Landscapes
- Waveguide Aerials (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
多層基板(2)には、絶縁層(4),(5)間に位置して内部接地層(11)を設けると共に、絶縁層(3),(4)間に位置して放射素子(13)を設ける。放射素子(13)のX軸方向の途中位置には、第1のコプレーナ線路(7)を接続し、放射素子(13)のY軸方向の途中位置には、第2のコプレーナ線路(9)を接続する。放射素子(13)の上面には、絶縁層(3)を介して無給電素子(16)を積層する。無給電素子(16)は、X軸方向に延びる第1のパッチ(16A)と、Y軸方向に延びる第2のパッチ(16B)とが直交した十字形状に形成する。
Description
本発明は、例えば2つの偏波に共用可能な偏波共用アンテナに関する。
特許文献1には、例えば波長に比べて薄い誘電体を挟んで互いに対向する放射素子と接地層を設けると共に、放射素子の放射面側に無給電素子を設けたマイクロストリップアンテナ(パッチアンテナ)が開示されている。また、特許文献2,3には、放射素子を略正方形状に形成すると共に、互いに直交する軸に対して給電点を設けた偏波共用アンテナが開示されている。特許文献4には、十字型に形成したストリップ線路によってパッチアンテナを給電した偏波共用アンテナが開示されている。さらに、特許文献5には、十字型に形成したパッチアンテナによって高次モードを低減させた単一方向偏波用の平面アンテナが開示されている。
ところで、特許文献2,3による偏波共用アンテナでは、無給電素子を備えたスタック型パッチアンテナであり、無給電素子を省いたパッチアンテナに比べて広帯域化が可能である。しかし、特許文献2,3による偏波共用アンテナでは、2つの偏波方向に対して対称性を有する構成となっているため、放射素子や無給電素子は略正方形状に形成されている。このため、放射素子と無給電素子との間の電磁界結合量の調整ができず、広帯域化には限界がある。
また、特許文献4による偏波共用アンテナは、単層パッチアンテナであり、広帯域化には適していない。さらに、特許文献4による平面アンテナは、単層の単一方向偏波用であるため、2つの偏波に共用することができない。
本発明は上述した従来技術の問題に鑑みなされたもので、本発明の目的は、広帯域化が可能な偏波共用アンテナを提供することにある。
(1).上述した課題を解決するために、本発明による偏波共用アンテナは、内部接地層と、該内部接地層の上面に絶縁層を介して積層された放射素子と、該放射素子の上面に絶縁層を介して積層された無給電素子とを有し、前記無給電素子は、第1のパッチと第2のパッチとが交差してなり、前記放射素子のうち前記第1のパッチに対して給電する第1の給電線路と、前記放射素子のうち前記第2のパッチに対して給電する第2の給電線路とが設けられた構成としている。
本発明によれば、無給電素子は、第1のパッチと第2のパッチとが交差した形状に形成され、放射素子のうち第1のパッチに対して給電する第1の給電線路と、放射素子のうち第2のパッチに対して給電する第2の給電線路とが設けられる構成とした。このため、第1の給電線路からの給電によって放射素子に電流が流れるときに、この電流と平行な第1のパッチの長さ寸法によって、共振周波数を設定することができると共に、電流と直交する第1のパッチの幅寸法によって、放射素子と無給電素子との間の電磁界結合量を調整することができる。同様に、第2の給電線路からの給電によって放射素子に電流が流れるときに、この電流と平行な第2のパッチの長さ寸法によって、共振周波数を設定することができると共に、電流と直交する第2のパッチの幅寸法によって、放射素子と無給電素子との間の電磁界結合量を調整することができる。このため、アンテナの整合が取れる帯域を広げることが可能になる。このとき、第1,第2の給電線路によって、放射素子には、互いに異なる方向の電流が流れるから、交差した第1のパッチと第2のパッチは、長さ寸法と幅寸法を互いに別個に調整することができる。この結果、広帯域化を図りつつ、2つの偏波に共用可能なアンテナを構成することができる。
(2).本発明では、前記無給電素子は、前記第1のパッチと前記第2のパッチとが直交した十字形状に形成している。
本発明によれば、無給電素子は、第1のパッチと第2のパッチとが直交した十字形状に形成したから、2つの偏波を互いに直交させることができ、放射効率を高めることができる。また、放射素子、無給電素子等は、互いに直交した方向に対称性をもって形成することができるから、斜めに傾斜して形成した場合に比べて、対称な指向性をもったアンテナを形成することができる。
(3).本発明では、前記第1の給電線路および前記第2の給電線路は、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路またはトリプレーナ線路によって構成している。
本発明によれば、第1の給電線路および第2の給電線路は、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路またはトリプレーナ線路によって構成したから、高周波回路で一般的に用いられる線路を用いて放射素子に給電を行うことができ、高周波回路とアンテナとの接続が容易になる。
(4).本発明では、前記第1の給電線路および前記第2の給電線路は、互いに並行に延びる構成としている。
本発明によれば、第1の給電線路および第2の給電線路は、互いに並行に延びる構成としたから、アンテナから高周波回路に向けて2本の給電線路を並行に延ばすことによって、アンテナと高周波回路とを接続することができる。このため、2本の給電線路が異なる方向に延びる場合に比べて、高周波回路とアンテナとの間の容易に接続することができる。
以下、本発明の実施の形態による偏波共用アンテナとして例えば60GHz帯用の偏波共用アンテナを例に挙げて、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。
図1ないし図4は第1の実施の形態による偏波共用アンテナ1を示している。この偏波共用アンテナ1は、後述する多層基板2、第1,第2のコプレーナ線路7,9、内部接地層11、放射素子13、無給電素子16等によって構成されている。
多層基板2は、互いに直交するX軸方向、Y軸方向およびZ軸方向のうち例えばX軸方向およびY軸方向に対して平行に広がる平板状に形成されている。この多層基板2は、Y軸方向に対して例えば数mm程度の長さ寸法を有し、X軸方向に対して例えば数mm程度の長さ寸法を有すると共に、厚さ方向となるZ軸方向に対して例えば数百μm程度の厚さ寸法を有している。
また、多層基板2は、例えば低温同時焼成セラミックス多層基板(LTCC多層基板)によって形成され、上面2A側から下面2B側に向けてZ軸方向に積層した3層の絶縁層3~5を有している。各絶縁層3~5は、1000℃以下の低温で焼成可能な絶縁性のセラミックス材料からなり、薄い層状に形成されている。
なお、多層基板2は、絶縁性のセラミックス材料を用いたセラミックス多層基板に限らず、絶縁性の樹脂材料を用いた樹脂多層基板を用いて形成してもよい。
下面部接地層6は、例えば銅、銀等の導電性の金属薄膜によって形成され、グランドに接続されている。この下面部接地層6は、多層基板2の下面2Bに位置して多層基板2の略全面を覆っている。
第1のコプレーナ線路7は、放射素子13に対する給電を行う給電線路を構成している。図1および図2に示すように、コプレーナ線路7は、絶縁層4と絶縁層5との間に設けられた導体パターンとしてのストリップ導体8と、ストリップ導体8を挟んで幅方向(Y軸方向)の両側に設けられた後述の内部接地層11とによって構成されている。ストリップ導体8は、例えば下面部接地層6と同様の導電性金属材料からなり、X軸方向に延びる細長い帯状に形成されている。また、ストリップ導体8の先端は、放射素子13のうちX軸方向の中心位置と端部位置との間の途中位置に接続されている。そして、第1のコプレーナ線路7は、第1の高周波信号RF1を伝送すると共に、放射素子13のうち後述する第1のパッチ16Aに対応したX軸方向に電流I1が流れるように、放射素子13に給電する。
第2のコプレーナ線路9は、放射素子13に対する給電を行う給電線路を構成している。第2のコプレーナ線路9は、第1のコプレーナ線路7と同様に、絶縁層4と絶縁層5との間に設けられた導体パターンとしてのストリップ導体10と、ストリップ導体10を挟んで幅方向(X軸方向)の両側に設けられた後述の内部接地層11とによって構成されている。ストリップ導体10は、例えば下面部接地層6と同様の導電性金属材料からなり、Y軸方向に延びる細長い帯状に形成されている。また、ストリップ導体10の先端は、放射素子13のうちY軸方向の中心位置と端部位置との間の途中位置に接続されている。そして、第2のコプレーナ線路9は、第2の高周波信号RF2を伝送すると共に、放射素子13のうち後述する第2のパッチ16Bに対応したY軸方向に電流I2が流れるように、放射素子13に給電する。
なお、第1の高周波信号RF1と第2の高周波信号RF2とは、互いに同じ周波数でもよく、異なる周波数でもよい。
内部接地層11は、絶縁層4と絶縁層5との間に設けられている。この内部接地層11は、例えば導電性の金属薄膜によって形成され、下面部接地層6と対面し、後述する複数のビア12によって下面部接地層6に電気的に接続されている。このため、内部接地層11は、下面部接地層6と同様にグランドに接続されている。また、内部接地層11には、ストリップ導体8,10を取囲んで空隙部11A,11Bが設けられている。この空隙部11A,11Bによって、内部接地層11とストリップ導体8,10との間は絶縁されている。
ビア12は、多層基板2の絶縁層5を貫通した内径が数十~数百μm程度の貫通孔に例えば銅、銀等の導電性金属材料を設けることによって柱状の導体として形成されている。また、ビア12は、Z軸方向に延びて、その両端が下面部接地層6と内部接地層11にそれぞれ接続されている。このとき、隣合う2つのビア12の間隔寸法は、電気長で例えば使用する高周波信号RF1,RF2の1/4波長よりも小さい値に設定されている。そして、複数のビア12は、空隙部11A,11Bを取囲むと共に、空隙部11A,11Bの縁部に沿って配置されている。
放射素子13は、例えば内部接地層11と同様の導電性金属材料を用いて略四角形状に形成され、内部接地層11と間隔をもって対向している。具体的には、放射素子13は、絶縁層3と絶縁層4との間に配置されている。即ち、放射素子13は、内部接地層11の上面に絶縁層4を介して積層されている。このため、放射素子13は、内部接地層11と絶縁された状態で、内部接地層11と対面している。
図2に示すように、放射素子13は、X軸方向に例えば数百μmから数mm程度の長さ寸法L1を有すると共に、Y軸方向に例えば数百μmから数mm程度の長さ寸法L2を有している。放射素子13のX軸方向の長さ寸法L1は、電気長で例えば第1の高周波信号RF1の半波長となる値に設定されている。一方、放射素子13のY軸方向の長さ寸法L2は、電気長で例えば第2の高周波信号RF2の半波長となる値に設定されている。このため、第1の高周波信号RF1と第2の高周波信号RF2が互いに同じ周波数や同じ帯域となる場合には、放射素子13は、略正方形状に形成される。
さらに、放射素子13には、X軸方向の途中位置に後述のビア14が接続されると共に、ビア14を介して第1のコプレーナ線路7が接続されている。即ち、ストリップ導体8の端部は、接続線路としてのビア14を介して放射素子13に接続されている。そして、放射素子13には、第1のコプレーナ線路7からの給電によって、X軸方向に向けて電流I1が流れる。
一方、放射素子13には、Y軸方向の途中位置にビア15が接続されると共に、ビア15を介して第2のコプレーナ線路9が接続されている。即ち、ストリップ導体10の端部は、接続線路としてのビア15を介して放射素子13に接続されている。そして、放射素子13には、第2のコプレーナ線路9からの給電によって、Y軸方向に向けて電流I2が流れる。
ビア14,15は、ビア12とほぼ同様に柱状の導体として形成されている。また、ビア14,15は、絶縁層4を貫通して形成され、Z軸方向に延び、その両端が放射素子13とストリップ導体8,10にそれぞれ接続されている。
ビア14は、放射素子13と第1のコプレーナ線路7との間を接続する第1の接続線路を構成している。ビア14は、放電素子13のうちX軸方向の中心位置と端部位置との間の途中位置に接続されている。このとき、ビア14は、無給電素子16のパッチ16Bとは対向せず、パッチ16Aと対向する位置に配置されている。このため、ビア14は、無給電素子16のパッチ16A,16Bが重複する中央部分を避けて、この中央部分よりもパッチ16Aの端部に近い位置に配置されている。
また、ビア15は、放射素子13と第2のコプレーナ線路9との間を接続する第2の接続線路を構成している。ビア15は、放電素子13のうちY軸方向の中心位置と端部位置との間の途中位置に接続されている。このとき、ビア15は、無給電素子16のパッチ16Aとは対向せず、パッチ16Bと対向する位置に配置されている。このため、ビア15は、無給電素子16のパッチ16A,16Bが重複する中央部分を避けて、この中央部分よりもパッチ16Bの端部に近い位置に配置されている。
無給電素子16は、例えば内部接地層11と同様の導電性金属材料を用いて略十字形状に形成され、放射素子13からみて内部接地層11と反対側に位置して、多層基板2の上面2A(絶縁層3の上面)に配置されている。即ち、無給電素子16は、放射素子13の上面に絶縁層3を介して積層されている。このため、無給電素子16は、放射素子13および内部接地層11と絶縁された状態で、放射素子13と間隔をもって対面している。
図2に示すように、無給電素子16は、2本のパッチ16A,16Bが互いに直交した状態で交差している。このとき、第1のパッチ16AはX軸方向に延びて略長方形状に形成され、第2のパッチ16BはY軸方向に延びて略長方形状に形成される。そして、無給電素子16は、パッチ16A,16Bの中心部分が互いに重なり合った状態で、一体的に形成されている。
ここで、第1のパッチ16Aは、Y軸方向に例えば数百μm程度の幅寸法a1を有すると共に、X軸方向に例えば数百μmから数mm程度の長さ寸法b1を有している。また、第2のパッチ16Bは、X軸方向に例えば数百μm程度の幅寸法a2を有すると共に、Y軸方向に例えば数百μmから数mm程度の長さ寸法b2を有している。
そして、第1のコプレーナ線路7からの給電によって放射素子13が励振するときには、第1のパッチ16Aと放射素子13とが電磁界結合する。一方、第2のコプレーナ線路9からの給電によって放射素子13が励振するときには、第2のパッチ16Bと放射素子13とが電磁界結合する。
また、第1のパッチ16Aの幅寸法a1は、例えば放射素子13の長さ寸法L2よりも小さくなり、第1のパッチ16Aの長さ寸法b1は、例えば放射素子13の長さ寸法L1よりも大きくなっている。同様に、第2のパッチ16Bの幅寸法a2は、例えば放射素子13の長さ寸法L1よりも小さくなり、第2のパッチ16Bの長さ寸法b2は、例えば放射素子13の長さ寸法L2よりも大きくなっている。
なお、無給電素子16および放射素子13の大小関係やこれらの具体的な形状は、上述のものに限らず、偏波共用アンテナ1の放射パターン等を考慮して適宜設定されるものである。
本実施の形態による偏波共用アンテナ1は上述の如き構成を有するもので、次にその作動について説明する。
まず、第1のコプレーナ線路7から放射素子13に向けて給電を行うと、放射素子13には、X軸方向に向けて電流I1が流れる。これにより、偏波共用アンテナ1は、放射素子13の長さ寸法L1に応じた第1の高周波信号RF1を送信または受信する。
このとき、放射素子13と無給電素子16の第1のパッチ16Aとは、互いに電磁界結合すると共に、互いに共振周波数が異なる2つの共振モードを有する(図5、図6参照)。これら2つの共振周波数では高周波信号RF1のリターンロスが低下するのに加え、これら2つの共振周波数の間の周波数帯域でも高周波信号RF1のリターンロスが低下する。このため、無給電素子16を省いた場合に比べて、使用可能な第1の高周波信号RF1の帯域が広がる。
一方、第2のコプレーナ線路9から放射素子13に向けて給電を行うと、放射素子13には、Y軸方向に向けて電流I2が流れる。これにより、偏波共用アンテナ1は、放射素子13の長さ寸法L2に応じた第2の高周波信号RF2を送信または受信する。
このとき、放射素子13と無給電素子16の第2のパッチ16Bとは、互いに電磁界結合すると共に、前述と同様に、互いに共振周波数が異なる2つの共振モードを有する。このため、無給電素子16を省いた場合に比べて、使用可能な第2の高周波信号RF2の帯域が広がる。
また、特許文献2,3のように四角形の無給電素子を用いた場合には、無給電素子のX軸方向の長さ寸法によって、第1の高周波信号に対する無給電素子と放射素子との間の2つの共振周波数が決まる。また、無給電素子のY軸方向の長さ寸法によって、第2の高周波信号に対する無給電素子と放射素子との間の2つの共振周波数が決まる。このため、無給電素子の形状を変更して無給電素子と放射素子との間の結合量を調整すると、共振周波数も変化するから、共振周波数とは別個に結合量を調整するのが難しいという問題がある。
これに対し、本実施の形態では、無給電素子16を2本のパッチ16A,16Bが交差した十字形状に形成した。このため、パッチ16A,16Bの長さ寸法b1,b2によって共振周波数を設定することができると共に、パッチ16A,16Bの幅寸法a1,a2によって結合量を調整することができる。このため、第1,第2の高周波信号RF1,RF2に対して、共振周波数とは別個に、放射素子13と無給電素子16との間の結合量を別個に調整することができ、広帯域化を図ることができる。
このような無給電素子16による効果を確認するために、無給電素子16を十字形状に形成した場合(第1の実施の形態)と、四角形状に形成した場合(比較例)について、アンテナ利得とリターンロスの周波数特性を測定した。その結果を図7および図8に示す。なお、多層基板2の絶縁層3~5の比誘電率εrは3.5とし、絶縁層3の厚さ寸法は0.1mm、絶縁層4の厚さ寸法は0.2mm、絶縁層5の厚さ寸法は0.075mmとした。放射素子13の長さ寸法L1,L2はいずれも1.1mmとした。無給電素子16の第1,第2のパッチ16A,16Bの幅寸法a1,a2はいずれも0.5mmとし、長さ寸法b1,b2はいずれも1.2mmとした。また、放射素子13の端部から第1,第2のコプレーナ線路7,9の給電点となるビア14,15までの距離q1,q2は、いずれも0.16mmとした。一方、比較例の場合には、無給電素子は、一辺の長さ寸法が1.2mmの正方形に形成するものとした。
図7に示すように、第1の実施の形態と比較例とでは、アンテナ利得はほぼ同じ特性となる。アンテナ利得が0dB以上の範囲で比較すると、比較例では20GHz程度の帯域となるのに対し、第1の実施の形態では22GHz程度の帯域となり、第1の実施の形態の方が比較例に比べて2GHz程度広がっている。
一方、図8に示すように、比較例では、リターンロスが-10dBよりも低下する帯域が10GHz程度となる。これに対し、第1の実施の形態では、リターンロスが-10dBよりも低下する帯域が14GHz程度となり、帯域が広がることが分かる。
かくして、本実施の形態では、無給電素子16は、2本のパッチ16A,16Bが交差した形状に形成され、放射素子13には、2本のパッチ16A,16Bに対応して2本のコプレーナ線路7,9を接続する構成とした。このため、パッチ16A,16Bの長さ寸法b1,b2によって、共振周波数を設定することができると共に、パッチ16A,16Bの幅寸法a1,a2によって、放射素子13と無給電素子16との間の電磁界結合量を調整することができ、アンテナ1の整合が取れる帯域を広げることが可能になる。このとき、2本のコプレーナ線路7,9によって、放射素子13には、互いに異なる方向の電流I1,I2が流れるから、交差した2本のパッチ16A,16Bは、長さ寸法b1,b2と幅寸法a1,a2を互いに別個に調整することができる。この結果、広帯域化を図りつつ、2つの偏波に共用可能なアンテナ1を構成することができる。
また、無給電素子16は、2本のパッチ16A,16Bが直交した十字形状に形成したから、2つの偏波を互いに直交させることができ、放射効率を高めることができる。また、放射素子13、無給電素子16等は、互いに直交した方向に対称性をもって形成することができるから、斜めに傾斜して形成した場合に比べて、対称な指向性をもったアンテナ1を形成することができる。
さらに、コプレーナ線路7,9を用いて放射素子13に給電するから、高周波回路で一般的に用いられるコプレーナ線路7,9を用いて放射素子13に給電を行うことができ、高周波回路とアンテナ1との接続が容易になる。
また、内部接地層11、放射素子13および無給電素子16は、複数の絶縁層3~5が積層された多層基板2に設ける構成とした。このため、互いに異なる絶縁層3~5の上面に無給電素子16、放射素子13および内部接地層11を順次設けることによって、これらを多層基板2の厚さ方向に対して互いに異なる位置に容易に配置することができる。
さらに、絶縁層4,5の間に内部接地層11とコプレーナ線路7,9のストリップ導体8,10を設けた。このため、内部接地層11、放射素子13および無給電素子16を設けた多層基板2にコプレーナ線路7,9を一緒に形成することができ、生産性の向上や特性ばらつきの軽減を図ることができる。
次に、図9ないし図11は本発明の第2の実施の形態を示している。そして、第2の実施の形態の特徴は、放射素子にマイクロストリップ線路を接続する構成としたことにある。なお、第2の実施の形態では、第1の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
第2の実施の形態による偏波共用アンテナ21は、多層基板22、内部接地層26、第1,第2のマイクロストリップ線路27,30、放射素子13、無給電素子16等によって構成されている。ここで、多層基板22は、第1の実施の形態による多層基板2とほぼ同様に、LTCC多層基板によって形成され、上面22A側から下面22B側に向けてZ軸方向に積層した3層の絶縁層23~25を有している。
この場合、内部接地層26は、絶縁層24と絶縁層25との間に設けられ、多層基板22を略全面に亘って覆っている。放射素子13は、絶縁層23と絶縁層24との間に位置して、内部接地層26の上面に絶縁層24を介して積層されている。無給電素子16は、多層基板22の上面22A(絶縁層23の上面)に位置して、放射素子13の上面に絶縁層23を介して積層されている。この無給電素子16は、放射素子13からみて内部接地層26と反対側に位置して、放射素子13および内部接地層26と絶縁されている。
図9および図10に示すように、第1のマイクロストリップ線路27は、内部接地層26からみて放射素子13と反対側に設けられ、放射素子13に対する給電を行う給電線路を構成している。具体的には、マイクロストリップ線路27は、内部接地層26と、内部接地層26からみて放射素子13と反対側に設けられたストリップ導体28とによって構成されている。このストリップ導体28は、例えば内部接地層26と同様の導電性金属材料からなり、X軸方向に延びる細長い帯状に形成されると共に、多層基板22の下面22B(絶縁層25の下面)に設けられている。
また、ストリップ導体28の端部は、内部接地層26に形成された接続用開口26Aの中心部分に配置され、接続線路としてのビア29を介して放射素子13のX軸方向の途中位置に接続されている。これにより、第1のマイクロストリップ線路27は、放射素子13のうち第1のパッチ16Aに対応するX軸方向に給電する。
図9および図11に示すように、第2のマイクロストリップ線路30も、第1のマイクロストリップ線路27とほぼ同様に、内部接地層26とストリップ導体31とによって形成され、給電線路を構成している。ストリップ導体31は、例えば内部接地層26と同様の導電性金属材料からなり、Y軸方向に延びる細長い帯状に形成されると共に、多層基板22の下面22B(絶縁層25の下面)に設けられている。また、ストリップ導体31の端部は、内部接地層26に形成された接続用開口26Bの中心部分に配置され、接続線路としてのビア32を介して放射素子13のY軸方向の途中位置に接続されている。これにより、第2のマイクロストリップ線路30は、放射素子13のうち第2のパッチ16Bに対応するY軸方向に給電する。
ビア29,32は、第1の実施の形態によるビア14,15とほぼ同様に形成され、絶縁層24,25を貫通すると共に、接続用開口26A,26Bの中心部分を通ってZ軸方向に延びている。これにより、ビア29,32の両端は、放射素子13とストリップ導体28,31にそれぞれ接続されている。
ビア29は、放射素子13と第1のマイクロストリップ線路27との間を接続する第1の接続線路を構成している。ビア29は、第1の実施の形態によるビア14とほぼ同じ位置に配置されている。また、ビア32は、放射素子13と第2のマイクロストリップ線路30との間を接続する第2の接続線路を構成している。ビア32は、第1の実施の形態によるビア15とほぼ同じ位置に配置されている。
かくして、第2の実施の形態でも第1の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
次に、図12ないし図14は本発明の第3の実施の形態を示している。そして、第3の実施の形態の特徴は、放射素子にトリプレート線路(ストリップ線路)を接続する構成としたことにある。なお、第3の実施の形態では、第1の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
第3の実施の形態による偏波共用アンテナ41は、多層基板42、第1,第2のトリプレート線路48,50、内部接地層52、放射素子13、無給電素子16等によって構成されている。ここで、多層基板42は、第1の実施の形態による多層基板2とほぼ同様に、LTCC多層基板によって形成され、上面42A側から下面42B側に向けてZ軸方向に積層した4層の絶縁層43~46を有している。
この場合、放射素子13は、絶縁層43と絶縁層44との間に位置して、後述の内部接地層52の上面に絶縁層44を介して積層されている。無給電素子16は、多層基板42の上面42A(絶縁層43の上面)に位置して、放射素子13の上面に絶縁層43を介して積層されている。この無給電素子16は、放射素子13からみて内部接地層52と反対側に位置して、放射素子13および内部接地層52と絶縁されている。
下面部接地層47は、例えば銅、銀等の導電性の金属薄膜によって形成され、グランドに接続されている。この下面部接地層47は、多層基板42の下面42Bに位置して多層基板42の略全面を覆っている。
第1のトリプレート線路48は、放射素子13に対する給電を行う給電線路を構成している。このトリプレート線路48は、絶縁層45と絶縁層46との間に設けられた導体パターンとしてのストリップ導体49と、ストリップ導体49を厚さ方向(Z軸方向)で挟む下面部接地層47および後述の内部接地層52とによって構成されている。ストリップ導体49は、例えば下面部接地層47と同様の導電性金属材料からなり、X軸方向に延びる細長い帯状に形成されている。また、ストリップ導体49の先端は、放射素子13のうちX軸方向の中心位置と端部位置との間の途中位置に接続されている。これにより、第1のトリプレート線路48は、放射素子13のうち第1のパッチ16Aに対応するX軸方向に給電する。
第2のトリプレート線路50は、放射素子13に対する給電を行う給電線路を構成している。第2のトリプレート線路50は、第1のトリプレート線路48とほぼ同様に、絶縁層45と絶縁層46との間に設けられたストリップ導体51と、ストリップ導体51を厚さ方向(Z軸方向)で挟む下面部接地層47および内部接地層52とによって構成されている。ストリップ導体51は、例えば下面部接地層47と同様の導電性金属材料からなり、Y軸方向に延びる細長い帯状に形成されている。また、ストリップ導体51の先端は、放射素子13のうちY軸方向の中心位置と端部位置との間の途中位置に接続されている。これにより、第2のトリプレート線路50は、放射素子13のうち第2のパッチ16Bに対応するY軸方向に給電する。
内部接地層52は、絶縁層44と絶縁層45との間に設けられ、多層基板42を略全面に亘って覆っている。この内部接地層52は、例えば導電性の金属薄膜によって形成され、絶縁層45,46を貫通した複数のビア53によって下面部接地層6に電気的に接続されている。このとき、複数のビア53は、ストリップ導体49,51を取囲むように配置されている。
また、内部接地層52には、ストリップ導体49,51の端部と対応した位置に、例えば略円形状の接続用開口52A,52Bが形成されている。そして、ストリップ導体49の端部は、接続用開口52Aの中心部分に配置され、接続線路としてのビア54を介して放射素子13のX軸方向の途中位置に接続されている。同様に、ストリップ導体51の端部は、接続用開口52Bの中心部分に配置され、接続線路としてのビア55を介して放射素子13のY軸方向の途中位置に接続されている。
ビア54,55は、第1の実施の形態によるビア14,15とほぼ同様に形成され、絶縁層44,45を貫通すると共に、接続用開口52A,52Bの中心部分を通ってZ軸方向に延びている。これにより、ビア54,55の両端は、放射素子13とストリップ導体49,51にそれぞれ接続されている。
ビア54は、放射素子13と第1のトリプレート線路48との間を接続する第1の接続線路を構成している。ビア54は、第1の実施の形態によるビア14とほぼ同じ位置に配置されている。また、ビア55は、放射素子13と第2のトリプレート線路50との間を接続する第2の接続線路を構成している。ビア55は、第1の実施の形態によるビア15とほぼ同じ位置に配置されている。
かくして、第3の実施の形態でも第1の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
次に、図15は本発明の第4の実施の形態を示している。そして、第4の実施の形態の特徴は、2本のマイクロストリップ線路が互いに並行に延びる構成としたことにある。なお、第4の実施の形態では、第2の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
第4の実施の形態による偏波共用アンテナ61は、第2の実施の形態による偏波共用アンテナ21とほぼ同様に形成され、多層基板22、内部接地層26、第1,第2のマイクロストリップ線路62,64、放射素子13、無給電素子16等によって構成されている。
但し、第1のマイクロストリップ線路62のストリップ導体63は、X軸方向とY軸方向との間で斜めに傾いた向きに延び、X軸方向に対して例えば45°傾斜している。一方、第2のマイクロストリップ線路64のストリップ導体65は、X軸方向とY軸方向との間で斜めに傾いた向きに延び、Y軸方向に対して例えば45°傾斜している。これにより、第1,第2のマイクロストリップ線路62,64は、互いに並行に延びている。
そして、ストリップ導体63の先端は、ビア29を用いて放射素子13に接続されると共に、ストリップ導体65の先端は、ビア32を用いて放射素子13に接続されている。
なお、第1,第2のマイクロストリップ線路62,64は、X軸方向またはY軸方向に対して斜め45°傾斜した場合を例示したが、これらが互い並行に延びる構成であれば、その方向については任意に設定することができる。但し、第1,第2のマイクロストリップ線路62,64の延伸方向が放射素子13の電流I1,I2の方向から傾斜するに従って、第1,第2のマイクロストリップ線路62,64と放射素子13との間でインピーダンスの不整合が発生し易くなる。この点を考慮すると、第1,第2のマイクロストリップ線路62,64は、X軸方向とY軸方向の中間の方向に延びるのが好ましい。
かくして、第4の実施の形態でも第1,第2の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。また、第4の実施の形態では、2本のマイクロストリップ線路62,64は互いに並行に延びる構成としたから、アンテナ61から高周波回路(図示せず)に向けて2本のマイクロストリップ線路62,64を並行に延ばすことによって、アンテナ61と高周波回路とを接続することができる。このため、2本のマイクロストリップ線路62,64が異なる方向に延びる場合に比べて、高周波回路とアンテナ61との間の容易に接続することができる。
なお、第4の実施の形態では、第2の実施の形態と同様の偏波共用アンテナ61に適用した場合を例に挙げて説明したが、第1,第3の実施の形態による偏波共用アンテナ1,41に適用してもよい。
また、第1の実施の形態では、下面部接地層6を備えたグランド付きのコプレーナ線路7,9を用いる構成としたが、下面部接地層6を省いた構成としてもよい。
また、前記各実施の形態では、給電線路としてコプレーナ線路7,9、マイクロストリップ線路27,30,62,64、トリプレート線路48,50を用いた場合を例に挙げて説明したが、例えば同軸ケーブル等の他の給電線路を用いる構成としてもよい。
また、前記各実施の形態では、無給電素子16は、略長方形状をなす2本のパッチ16A,16Bが互いに直交する構成とした。しかし、本発明はこれに限らず、例えば図16に示す第1の変形例による偏波共用アンテナ71のように、無給電素子72は、長さ方向の中間部分で幅寸法が大きくなった2本のパッチ72A,72Bを直交させた構成としてもよい。また、例えば図17に示す第2の変形例による偏波共用アンテナ81のように、無給電素子82は、長さ方向の中間部分で幅寸法が小さくなった2本のパッチ82A,82Bを直交させた構成としてもよい。さらに、2本のパッチは必ずしも直交させる必要はなく、斜めに傾斜した状態で交差する構成としてもよい。
また、前記各実施の形態では、60GHz帯のミリ波に用いる偏波共用アンテナ1,21,41,61を例に挙げて説明したが、他の周波数帯のミリ波やマイクロ波等に用いる偏波共用アンテナに適用してもよい。
1,21,41,61,71,81 偏波共用アンテナ
2,22,42 多層基板
6,47 下面部接地層
7 第1のコプレーナ線路(第1の給電線路)
9 第2のコプレーナ線路(第2の給電線路)
11,26,52 内部接地層
13 放射素子
16,72,82 無給電素子
16A,72A,82A 第1のパッチ
16B,72B,82B 第2のパッチ
27,62 第1のマイクロストリップ線路(第1の給電線路)
30,64 第2のマイクロストリップ線路(第2の給電線路)
48 第1のトリプレート線路(第1の給電線路)
50 第2のトリプレート線路(第2の給電線路)
2,22,42 多層基板
6,47 下面部接地層
7 第1のコプレーナ線路(第1の給電線路)
9 第2のコプレーナ線路(第2の給電線路)
11,26,52 内部接地層
13 放射素子
16,72,82 無給電素子
16A,72A,82A 第1のパッチ
16B,72B,82B 第2のパッチ
27,62 第1のマイクロストリップ線路(第1の給電線路)
30,64 第2のマイクロストリップ線路(第2の給電線路)
48 第1のトリプレート線路(第1の給電線路)
50 第2のトリプレート線路(第2の給電線路)
Claims (4)
- 内部接地層と、
該内部接地層の上面に絶縁層を介して積層された放射素子と、
該放射素子の上面に絶縁層を介して積層された無給電素子とを有し、
前記無給電素子は、第1のパッチと第2のパッチとが交差してなり、
前記放射素子のうち前記第1のパッチに対して給電する第1の給電線路と、前記放射素子のうち前記第2のパッチに対して給電する第2の給電線路とが設けられた偏波共用アンテナ。 - 前記無給電素子は、前記第1のパッチと前記第2のパッチとが直交した十字形状に形成してなる請求項1に記載の偏波共用アンテナ。
- 前記第1の給電線路および前記第2の給電線路は、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路またはトリプレーナ線路によって構成してなる請求項1に記載の偏波共用アンテナ。
- 前記第1の給電線路および前記第2の給電線路は、互いに並行に延びる構成としてなる請求項1に記載の偏波共用アンテナ。
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Cited By (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014150347A (ja) * | 2013-01-31 | 2014-08-21 | Hitachi Kokusai Yagi Solutions Inc | 2偏波パッチアンテナ |
CN104134859A (zh) * | 2014-08-18 | 2014-11-05 | 重庆大学 | 一种宽带高效率高方向性电小天线 |
CN106207444A (zh) * | 2015-01-29 | 2016-12-07 | 香港城市大学 | 双极化高增益及宽带互补天线 |
JP2018007032A (ja) * | 2016-07-01 | 2018-01-11 | 株式会社東芝 | アンテナ装置 |
US10135155B2 (en) | 2014-10-20 | 2018-11-20 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Wireless communication module |
JP2019092130A (ja) * | 2017-11-17 | 2019-06-13 | Tdk株式会社 | デュアルバンドパッチアンテナ |
JP2019186942A (ja) * | 2018-04-11 | 2019-10-24 | アップル インコーポレイテッドApple Inc. | 誘電体層に搭載された電子デバイスのアンテナアレイ |
WO2020217689A1 (ja) * | 2019-04-24 | 2020-10-29 | 株式会社村田製作所 | アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置 |
JP2020537851A (ja) * | 2017-10-17 | 2020-12-24 | ソニー株式会社 | キャビティに対応したパッチアンテナ |
WO2021039075A1 (ja) * | 2019-08-27 | 2021-03-04 | 株式会社村田製作所 | アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置、ならびに回路基板 |
WO2021065819A1 (ja) * | 2019-10-04 | 2021-04-08 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | アンテナ装置及び無線通信装置 |
WO2021097876A1 (zh) * | 2019-11-18 | 2021-05-27 | 深圳市易探科技有限公司 | 一种双面板双极化的天线 |
JP2021523607A (ja) * | 2018-05-10 | 2021-09-02 | ケイエムダブリュ インコーポレーテッドKmw Inc. | 二重偏波アンテナ及びアンテナアレイ |
WO2022145313A1 (ja) * | 2020-12-28 | 2022-07-07 | 京セラ株式会社 | 半導体パッケージ及び半導体電子装置 |
Families Citing this family (85)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6231458B2 (ja) * | 2014-01-30 | 2017-11-15 | 京セラ株式会社 | アンテナ基板 |
USD768115S1 (en) * | 2015-02-05 | 2016-10-04 | Armen E. Kazanchian | Module |
US10559982B2 (en) * | 2015-06-10 | 2020-02-11 | Ossia Inc. | Efficient antennas configurations for use in wireless communications and wireless power transmission systems |
WO2017008267A1 (en) | 2015-07-15 | 2017-01-19 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Dual polarized electronically steerable parasitic antenna radiator |
US10109922B2 (en) * | 2015-09-30 | 2018-10-23 | Microsoft Technology Licensing, Llc | Capacitive-fed monopole antenna |
KR20170112715A (ko) * | 2016-04-01 | 2017-10-12 | 삼성전자주식회사 | 안테나 장치 및 그것을 포함하는 전자 장치 |
JP6569915B2 (ja) | 2016-10-28 | 2019-09-04 | サムソン エレクトロ−メカニックス カンパニーリミテッド. | アンテナ及びこれを備えるアンテナモジュール |
KR101952870B1 (ko) | 2017-01-23 | 2019-02-28 | 삼성전기주식회사 | 안테나 통합형 rf 모듈 |
KR101989820B1 (ko) * | 2017-03-14 | 2019-06-18 | 주식회사 아모텍 | 적층형 패치 안테나 |
JP6876942B2 (ja) * | 2017-03-21 | 2021-05-26 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 回路基板 |
CN113346221B (zh) * | 2017-03-30 | 2024-03-19 | 住友电气工业株式会社 | 无线模块 |
US10651555B2 (en) * | 2017-07-14 | 2020-05-12 | Apple Inc. | Multi-band millimeter wave patch antennas |
US10777895B2 (en) * | 2017-07-14 | 2020-09-15 | Apple Inc. | Millimeter wave patch antennas |
US10658762B2 (en) * | 2017-07-14 | 2020-05-19 | Apple Inc. | Multi-band millimeter wave antenna arrays |
US10665959B2 (en) | 2017-07-24 | 2020-05-26 | Apple Inc. | Millimeter wave antennas having dual patch resonating elements |
US10270174B2 (en) | 2017-07-25 | 2019-04-23 | Apple Inc. | Millimeter wave antennas having cross-shaped resonating elements |
TWI648911B (zh) | 2017-09-08 | 2019-01-21 | 啓碁科技股份有限公司 | 天線結構 |
KR102360712B1 (ko) * | 2017-09-11 | 2022-02-11 | 한국전자통신연구원 | 이중 편파 안테나 |
KR102362243B1 (ko) * | 2017-10-18 | 2022-02-11 | 삼성전자주식회사 | Rf 패키지 모듈 및 rf 패키지 모듈을 포함하는 전자 장치 |
JP7023683B2 (ja) * | 2017-11-29 | 2022-02-22 | Tdk株式会社 | パッチアンテナ |
CN109935964B (zh) * | 2017-12-15 | 2021-04-09 | 华为技术有限公司 | 一种天线单元和天线阵列 |
US11784672B2 (en) | 2017-12-20 | 2023-10-10 | Richwave Technology Corp. | Wireless signal transceiver device with a dual-polarized antenna with at least two feed zones |
CN109951205B (zh) * | 2017-12-20 | 2021-04-20 | 立积电子股份有限公司 | 无线信号收发装置 |
US11367968B2 (en) | 2017-12-20 | 2022-06-21 | Richwave Technology Corp. | Wireless signal transceiver device with dual-polarized antenna with at least two feed zones |
US10833745B2 (en) | 2017-12-20 | 2020-11-10 | Richwave Technology Corp. | Wireless signal transceiver device with dual-polarized antenna with at least two feed zones |
US11271311B2 (en) | 2017-12-21 | 2022-03-08 | The Hong Kong University Of Science And Technology | Compact wideband integrated three-broadside-mode patch antenna |
CN110011033B (zh) * | 2017-12-21 | 2020-09-11 | 香港科技大学 | 天线元件和天线结构 |
KR102419622B1 (ko) | 2017-12-28 | 2022-07-11 | 삼성전자주식회사 | 적어도 하나의 지정된 대역 상의 노이즈를 차단하기 위한 구조체 및 그것을 포함하는 전자 장치 |
US11233310B2 (en) * | 2018-01-29 | 2022-01-25 | The Boeing Company | Low-profile conformal antenna |
JP7039347B2 (ja) * | 2018-03-20 | 2022-03-22 | 株式会社東芝 | アンテナ装置 |
WO2019188471A1 (ja) * | 2018-03-30 | 2019-10-03 | 株式会社村田製作所 | アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置 |
US10978797B2 (en) | 2018-04-10 | 2021-04-13 | Apple Inc. | Electronic devices having antenna array apertures mounted against a dielectric layer |
US11652301B2 (en) * | 2018-04-11 | 2023-05-16 | Qualcomm Incorporated | Patch antenna array |
CN110400779B (zh) | 2018-04-25 | 2022-01-11 | 华为技术有限公司 | 封装结构 |
WO2019213878A1 (zh) * | 2018-05-09 | 2019-11-14 | 华为技术有限公司 | 毫米波天线阵元、阵列天线及通信产品 |
US10749272B2 (en) | 2018-06-15 | 2020-08-18 | Shenzhen Sunway Communication Co., Ltd. | Dual-polarized millimeter-wave antenna system applicable to 5G communications and mobile terminal |
CN109004337B (zh) * | 2018-06-15 | 2019-10-25 | 深圳市信维通信股份有限公司 | 适用于5g通信的双极化毫米波天线***及移动终端 |
US10763589B2 (en) * | 2018-07-10 | 2020-09-01 | Apple Inc. | Millimeter wave patch antennas with parasitic elements |
US10741933B2 (en) | 2018-07-11 | 2020-08-11 | Apple Inc. | Dual-polarization phased antenna arrays |
US10727580B2 (en) | 2018-07-16 | 2020-07-28 | Apple Inc. | Millimeter wave antennas having isolated feeds |
WO2020027058A1 (ja) * | 2018-08-02 | 2020-02-06 | 株式会社村田製作所 | アンテナ装置 |
WO2020040079A1 (ja) * | 2018-08-20 | 2020-02-27 | 株式会社村田製作所 | アンテナ素子、アンテナモジュールおよび通信装置 |
CN112771725B (zh) * | 2018-09-27 | 2023-06-20 | 株式会社村田制作所 | 天线模块、通信装置以及阵列天线 |
US10741906B2 (en) | 2018-09-28 | 2020-08-11 | Apple Inc. | Electronic devices having communications and ranging capabilities |
US10992057B2 (en) | 2018-09-28 | 2021-04-27 | Apple Inc. | Electronic device having dual-band antennas mounted against a dielectric layer |
US11088452B2 (en) | 2018-09-28 | 2021-08-10 | Apple Inc. | Electronic devices having antennas with symmetric feeding |
CN109560379B (zh) * | 2018-12-12 | 2020-09-29 | 瑞声光电科技(常州)有限公司 | 天线***及通讯终端 |
CN109546326A (zh) * | 2018-12-14 | 2019-03-29 | 维沃移动通信有限公司 | 一种天线及终端设备 |
CN109742525B (zh) * | 2018-12-31 | 2021-02-23 | 瑞声科技(南京)有限公司 | 一种滤波天线 |
CN209389213U (zh) * | 2018-12-31 | 2019-09-13 | 瑞声科技(新加坡)有限公司 | 滤波器天线 |
CN109687071B (zh) * | 2018-12-31 | 2020-11-20 | 瑞声科技(南京)有限公司 | 毫米波ltcc滤波器 |
WO2020145419A1 (ko) * | 2019-01-08 | 2020-07-16 | 엘지전자 주식회사 | 안테나를 구비하는 전자 기기 |
CN113302799B (zh) * | 2019-01-10 | 2024-04-09 | 株式会社村田制作所 | 天线模块和搭载该天线模块的通信装置 |
JP7067641B2 (ja) * | 2019-01-31 | 2022-05-16 | 株式会社村田製作所 | 平面アンテナ、平面アレイアンテナ、多軸アレイアンテナ、無線通信モジュールおよび無線通信装置 |
WO2020162437A1 (ja) * | 2019-02-08 | 2020-08-13 | 株式会社村田製作所 | アンテナモジュールおよび通信装置 |
US11545733B2 (en) * | 2019-02-20 | 2023-01-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Antenna module including flexible printed circuit board and electronic device including the antenna module |
US11158948B2 (en) * | 2019-03-20 | 2021-10-26 | Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. | Antenna apparatus |
US11439003B2 (en) * | 2019-04-12 | 2022-09-06 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Antenna module including printed circuit board and base station including the antenna module |
CN113302801A (zh) | 2019-05-30 | 2021-08-24 | 华为技术有限公司 | 封装结构、网络设备以及终端设备 |
KR102160966B1 (ko) * | 2019-06-12 | 2020-09-29 | 삼성전기주식회사 | 안테나 장치 |
KR102593099B1 (ko) * | 2019-06-13 | 2023-10-23 | 삼성전기주식회사 | 안테나 장치 |
KR20210001607A (ko) | 2019-06-28 | 2021-01-06 | 삼성전자주식회사 | 안테나 구조 및 이를 포함하는 전자 장치 |
WO2021000083A1 (zh) * | 2019-06-29 | 2021-01-07 | 瑞声声学科技(深圳)有限公司 | 天线单元和天线阵列 |
US11121469B2 (en) | 2019-09-26 | 2021-09-14 | Apple Inc. | Millimeter wave antennas having continuously stacked radiating elements |
JP6935474B2 (ja) * | 2019-10-10 | 2021-09-15 | 原田工業株式会社 | パッチアンテナ装置 |
KR102151120B1 (ko) * | 2019-10-30 | 2020-09-02 | 숭실대학교 산학협력단 | 십자 패치를 이용한 공통 개구부 이중 광대역 마이크로스트립 패치 안테나 |
US11276933B2 (en) | 2019-11-06 | 2022-03-15 | The Boeing Company | High-gain antenna with cavity between feed line and ground plane |
JP7363467B2 (ja) * | 2019-12-24 | 2023-10-18 | Tdk株式会社 | アンテナ |
KR102203179B1 (ko) * | 2019-12-30 | 2021-01-14 | 한국과학기술원 | 높은 격리도를 갖는 이중 편파 안테나 |
CN111430934B (zh) * | 2020-04-02 | 2022-03-18 | 中国电子科技集团公司第三十八研究所 | 一种基于混合多谐振结构的低温共烧陶瓷工艺封装天线 |
US11575206B2 (en) * | 2020-06-19 | 2023-02-07 | City University Of Hong Kong | Self-filtering wideband millimeter wave antenna |
TWI740551B (zh) * | 2020-06-23 | 2021-09-21 | 國立陽明交通大學 | 基板合成波導饋入背腔雙極化貼片天線 |
US20220013915A1 (en) * | 2020-07-08 | 2022-01-13 | Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. | Multilayer dielectric resonator antenna and antenna module |
KR20220034547A (ko) * | 2020-09-11 | 2022-03-18 | 삼성전기주식회사 | 안테나 장치 및 이를 포함하는 전자 장치 |
US11757193B2 (en) * | 2020-10-29 | 2023-09-12 | Lg Electronics Inc. | Wideband antenna disposed in vehicle |
CN112582808B (zh) * | 2020-11-13 | 2022-02-15 | 华南理工大学 | 一种适用于毫米波5g通信的宽带蝶形贴片天线阵列 |
CN112490656B (zh) * | 2020-12-08 | 2021-12-14 | 西安电子科技大学 | 一种具有定位能力的小型圆极化gps-bd微带天线 |
US11949171B2 (en) * | 2021-03-01 | 2024-04-02 | Commscope Technologies Llc | Wireless communication systems having patch-type antenna arrays therein that support wide bandwidth operation |
CN113517559B (zh) * | 2021-03-25 | 2023-03-28 | 西安电子科技大学 | 一种高隔离度双频双极化毫米波阵列天线 |
CN113224517B (zh) * | 2021-03-26 | 2023-05-02 | 深圳市信维通信股份有限公司 | 一体化5g毫米波双频介质谐振天线模组及电子设备 |
EP4290699A4 (en) * | 2021-05-25 | 2024-07-31 | Samsung Electronics Co Ltd | LAMINATED PLATE ANTENNA, ANTENNA ARRAY AND ANTENNA HOUSING |
KR20240035740A (ko) * | 2021-07-29 | 2024-03-18 | 엘지전자 주식회사 | 안테나 모듈 및 이를 포함하는 전자 기기 |
JP7116270B1 (ja) * | 2022-03-28 | 2022-08-09 | 株式会社フジクラ | アンテナ基板 |
CN115207615B (zh) * | 2022-09-16 | 2022-12-02 | 南京隼眼电子科技有限公司 | 一种辐射单元、微带天线及电子设备 |
CN116154468B (zh) * | 2023-04-19 | 2023-06-16 | 湖南大学 | 一种宽带双极化反射单元及可编程反射天线 |
Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5593305A (en) | 1979-01-09 | 1980-07-15 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Microstrip antenna |
JPS6369301A (ja) | 1986-09-11 | 1988-03-29 | Yuniden Kk | 偏波共用平面アンテナ |
JPH05129825A (ja) | 1991-11-07 | 1993-05-25 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロストリツプアンテナ |
JPH07307613A (ja) * | 1994-05-13 | 1995-11-21 | Antenna Giken Kk | 円偏波マイクロストリップアンテナ |
JP2001267833A (ja) * | 2000-03-16 | 2001-09-28 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロストリップアンテナ |
JP2004266499A (ja) | 2003-02-28 | 2004-09-24 | Mitsubishi Electric Corp | 平面アンテナ装置 |
JP2007142876A (ja) | 2005-11-18 | 2007-06-07 | Ntt Docomo Inc | 偏波共用パッチアンテナ |
Family Cites Families (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS593042A (ja) | 1982-06-24 | 1984-01-09 | Toshiba Ceramics Co Ltd | 石英ガラスおよびその製造方法 |
US4737793A (en) * | 1983-10-28 | 1988-04-12 | Ball Corporation | Radio frequency antenna with controllably variable dual orthogonal polarization |
JP2003078338A (ja) | 2001-08-31 | 2003-03-14 | Communication Research Laboratory | 低交差偏波2重偏波平面アンテナ及び給電法 |
KR20050005075A (ko) * | 2003-07-01 | 2005-01-13 | 주식회사 팬택 | 절첩형 이동 통신 단말기의 마이크로스트립 패치 안테나 |
US6982672B2 (en) * | 2004-03-08 | 2006-01-03 | Intel Corporation | Multi-band antenna and system for wireless local area network communications |
JP2006279785A (ja) * | 2005-03-30 | 2006-10-12 | National Univ Corp Shizuoka Univ | アダプティブアンテナ及び無線通信装置 |
KR100652016B1 (ko) * | 2005-05-12 | 2006-12-01 | 한국전자통신연구원 | 노치 기능을 갖는 반원형 초광대역(uwb) 안테나 |
US8354972B2 (en) * | 2007-06-06 | 2013-01-15 | Fractus, S.A. | Dual-polarized radiating element, dual-band dual-polarized antenna assembly and dual-polarized antenna array |
US7486239B1 (en) * | 2007-09-27 | 2009-02-03 | Eswarappa Channabasappa | Multi-polarization planar antenna |
US9257751B2 (en) * | 2008-03-14 | 2016-02-09 | Nitero Pty Limited | Integration of microstrip antenna with CMOS transceiver |
US20100289701A1 (en) * | 2009-05-15 | 2010-11-18 | Microsoft Corporation | Antenna configured for bandwidth improvement on a small substrate. |
US8633856B2 (en) * | 2009-07-02 | 2014-01-21 | Blackberry Limited | Compact single feed dual-polarized dual-frequency band microstrip antenna array |
JP5129825B2 (ja) * | 2010-01-13 | 2013-01-30 | エスペック株式会社 | 圧力調整装置及び環境試験装置 |
TWI473347B (zh) * | 2011-02-22 | 2015-02-11 | Wistron Neweb Corp | 平板雙極化天線 |
-
2013
- 2013-09-11 KR KR1020157005783A patent/KR101982028B1/ko active IP Right Grant
- 2013-09-11 JP JP2014536779A patent/JP6129857B2/ja active Active
- 2013-09-11 CN CN201810347698.2A patent/CN108550986A/zh active Pending
- 2013-09-11 CN CN201380049050.2A patent/CN104662737B/zh active Active
- 2013-09-11 EP EP13838951.5A patent/EP2899807A4/en not_active Withdrawn
- 2013-09-11 WO PCT/JP2013/074521 patent/WO2014045966A1/ja unknown
-
2015
- 2015-03-19 US US14/662,595 patent/US9865928B2/en active Active
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5593305A (en) | 1979-01-09 | 1980-07-15 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Microstrip antenna |
JPS6369301A (ja) | 1986-09-11 | 1988-03-29 | Yuniden Kk | 偏波共用平面アンテナ |
JPH05129825A (ja) | 1991-11-07 | 1993-05-25 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロストリツプアンテナ |
JPH07307613A (ja) * | 1994-05-13 | 1995-11-21 | Antenna Giken Kk | 円偏波マイクロストリップアンテナ |
JP2001267833A (ja) * | 2000-03-16 | 2001-09-28 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロストリップアンテナ |
JP2004266499A (ja) | 2003-02-28 | 2004-09-24 | Mitsubishi Electric Corp | 平面アンテナ装置 |
JP2007142876A (ja) | 2005-11-18 | 2007-06-07 | Ntt Docomo Inc | 偏波共用パッチアンテナ |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
See also references of EP2899807A4 * |
Cited By (27)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014150347A (ja) * | 2013-01-31 | 2014-08-21 | Hitachi Kokusai Yagi Solutions Inc | 2偏波パッチアンテナ |
CN104134859A (zh) * | 2014-08-18 | 2014-11-05 | 重庆大学 | 一种宽带高效率高方向性电小天线 |
CN104134859B (zh) * | 2014-08-18 | 2016-05-04 | 重庆大学 | 一种宽带高效率高方向性电小天线 |
US10135155B2 (en) | 2014-10-20 | 2018-11-20 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Wireless communication module |
US10511101B2 (en) | 2014-10-20 | 2019-12-17 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Wireless communication module |
CN106207444B (zh) * | 2015-01-29 | 2021-12-21 | 香港城市大学 | 双极化高增益及宽带互补天线 |
CN106207444A (zh) * | 2015-01-29 | 2016-12-07 | 香港城市大学 | 双极化高增益及宽带互补天线 |
JP2018007032A (ja) * | 2016-07-01 | 2018-01-11 | 株式会社東芝 | アンテナ装置 |
US11336016B2 (en) | 2017-10-17 | 2022-05-17 | Sony Group Corporation | Cavity supported patch antenna |
JP7047084B2 (ja) | 2017-10-17 | 2022-04-04 | ソニーグループ株式会社 | キャビティに対応したパッチアンテナ |
JP2020537851A (ja) * | 2017-10-17 | 2020-12-24 | ソニー株式会社 | キャビティに対応したパッチアンテナ |
JP2019092130A (ja) * | 2017-11-17 | 2019-06-13 | Tdk株式会社 | デュアルバンドパッチアンテナ |
JP7077587B2 (ja) | 2017-11-17 | 2022-05-31 | Tdk株式会社 | デュアルバンドパッチアンテナ |
JP2019186942A (ja) * | 2018-04-11 | 2019-10-24 | アップル インコーポレイテッドApple Inc. | 誘電体層に搭載された電子デバイスのアンテナアレイ |
US11811133B2 (en) | 2018-04-11 | 2023-11-07 | Apple Inc. | Electronic device antenna arrays mounted against a dielectric layer |
US11139588B2 (en) | 2018-04-11 | 2021-10-05 | Apple Inc. | Electronic device antenna arrays mounted against a dielectric layer |
JP2021523607A (ja) * | 2018-05-10 | 2021-09-02 | ケイエムダブリュ インコーポレーテッドKmw Inc. | 二重偏波アンテナ及びアンテナアレイ |
JP7171760B2 (ja) | 2018-05-10 | 2022-11-15 | ケイエムダブリュ インコーポレーテッド | 二重偏波アンテナ及びアンテナアレイ |
US11289805B2 (en) | 2018-05-10 | 2022-03-29 | Kmw Inc. | Dual polarized antenna and antenna array |
WO2020217689A1 (ja) * | 2019-04-24 | 2020-10-29 | 株式会社村田製作所 | アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置 |
US11936125B2 (en) | 2019-04-24 | 2024-03-19 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Antenna module and communication device equipped with the same |
WO2021039075A1 (ja) * | 2019-08-27 | 2021-03-04 | 株式会社村田製作所 | アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置、ならびに回路基板 |
US11916312B2 (en) | 2019-08-27 | 2024-02-27 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Antenna module, communication device mounting the same, and circuit board |
WO2021065819A1 (ja) * | 2019-10-04 | 2021-04-08 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | アンテナ装置及び無線通信装置 |
WO2021097876A1 (zh) * | 2019-11-18 | 2021-05-27 | 深圳市易探科技有限公司 | 一种双面板双极化的天线 |
WO2022145313A1 (ja) * | 2020-12-28 | 2022-07-07 | 京セラ株式会社 | 半導体パッケージ及び半導体電子装置 |
JP7431351B2 (ja) | 2020-12-28 | 2024-02-14 | 京セラ株式会社 | 半導体パッケージ及び半導体電子装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPWO2014045966A1 (ja) | 2016-08-18 |
CN108550986A (zh) | 2018-09-18 |
KR20150041054A (ko) | 2015-04-15 |
KR101982028B1 (ko) | 2019-05-24 |
JP6129857B2 (ja) | 2017-05-17 |
US20150194730A1 (en) | 2015-07-09 |
CN104662737B (zh) | 2019-01-11 |
CN104662737A (zh) | 2015-05-27 |
EP2899807A1 (en) | 2015-07-29 |
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