WO2012104969A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2012104969A1
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sbd
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diode
voltage
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祐二 野尻
加藤　昌則
今中　晶
雅哉 原川
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三菱電機株式会社
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    • H02P31/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors not provided for in groups H02P1/00 - H02P5/00, H02P7/00 or H02P21/00 - H02P29/00
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • a SiC-JFET is adopted as a transistor provided in a power converter (inverter), and a SiC-SBD (Schottky barrier diode) is used as a free-wheeling diode connected in reverse parallel to the SiC-JFET.
  • a SiC-JFET is adopted as a transistor provided in a power converter (inverter), and a SiC-SBD (Schottky barrier diode) is used as a free-wheeling diode connected in reverse parallel to the SiC-JFET. Adopted.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a power conversion device capable of ensuring reliability and improving efficiency against thermal destruction while suppressing an increase in cost.
  • a power converter according to the present invention is a voltage-type bridge having a vertical arm configuration in which a transistor and a switching element having a free-wheeling diode connected in antiparallel to the transistor are connected in series.
  • the power conversion device having at least one circuit is configured to include at least one of SiC-SBD (SiC-Schottky-Barrier Diode) and a diode other than SiC-SBD as the freewheeling diode. It is characterized by.
  • the power conversion device of the present invention there is an effect that it is possible to achieve reliability and high efficiency against thermal destruction while suppressing an increase in cost.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a current flow according to the prior art before the transistor 1d is turned on.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a current flow according to the related art after the transistor 1d is turned on.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining an increase in turn-on loss according to the prior art when the transistor 1d is turned on.
  • FIG. 5 is a diagram showing a current flow according to the first embodiment before the transistor 1d is turned on.
  • FIG. 6 is a diagram showing a current flow according to the first embodiment after the transistor 1d is turned on.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining an increase in turn-on loss according to the first embodiment when the transistor 1d is turned on.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a current flow according to the prior art before the transistor 1d is turned on.
  • FIG. 8 is a diagram showing a loss reduction region according to the first embodiment viewed from a three-phase current waveform.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the control timing when performing DC braking according to the prior art.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a PWM voltage command at the time of DC braking in the three-phase power conversion device of the second embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram showing a current path flowing in region A shown in FIG.
  • FIG. 12 is a diagram showing a current path flowing in the region B shown in FIG.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating the control timing when performing DC braking according to the third embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating another configuration example of the power conversion device according to the third embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating another configuration example of the power conversion device according to the third embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram for explaining the control timing during execution of DC braking suitable for use in the power conversion device shown in FIG. 14.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating another configuration example different from FIG. 14 of the power conversion device according to the third embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram for explaining control timing when performing DC braking suitable for use in the power conversion device shown in FIG. 16.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating another configuration example different from FIGS. 14 and 16 of the power conversion device according to the third embodiment.
  • FIG. 19 is a diagram for explaining control timing when performing DC braking suitable for use in the power converter shown in FIG.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating another configuration example different from FIGS. 14, 16, and 18 of the power conversion device according to the third embodiment.
  • FIG. 21 is a diagram for explaining the control timing during execution of DC braking suitable for use in the power conversion apparatus shown in FIG.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating an example in which SiC-SBD is applied to a single-phase power conversion device having a half-bridge configuration.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an example when SiC-SBD is applied to a single-phase power conversion device having a full bridge configuration.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of the power conversion device according to the first embodiment.
  • power conversion apparatus 100 according to Embodiment 1 includes power conversion circuit unit 50, smoothing capacitor 13, and control unit 14 as main components.
  • the power conversion circuit unit 50 is parallel to the smoothing capacitor 13 with a voltage-type bridge circuit having an upper and lower arm configuration in which a switching element having a transistor and a free-wheeling diode connected in reverse parallel to the transistor is connected in series as one phase.
  • Three connected phases (U phase, V phase, W phase) are constituted.
  • the U-phase upper arm has a freewheeling diode 19a connected in reverse parallel to the transistor 1a
  • the U-phase lower arm has a freewheeling diode 2d connected in reverse parallel to the transistor 1d. The same applies to the V-phase and the W-phase.
  • the V-phase upper arm is formed by connecting the free-wheeling diode 2b to the transistor 1b in antiparallel
  • the V-phase lower arm is formed by connecting the free-wheeling diode 2e to the transistor 1e in antiparallel
  • the W-phase upper arm has a freewheeling diode 2c connected in reverse parallel to the transistor 1c
  • the W-phase lower arm has a freewheeling diode 2f connected in reverse parallel to the transistor 1f.
  • the connecting portion between the upper arm and the lower arm of each phase forms an output end (AC output end) of the power conversion circuit portion 50, and the motor 15 is connected to these output ends.
  • a motor 15 that is a load (drive target) is connected to an output end (AC output end) of the power conversion circuit unit 50, and the power conversion circuit unit 50 is connected between the power conversion circuit unit 50 and the motor 15.
  • Current sensors 16 to 18 for detecting current information flowing between the motor 15 and the motor 15.
  • the current sensor 16 detects the current flowing in the U phase
  • the current sensor 17 detects the current flowing in the V phase
  • the current sensor 18 detects the current flowing in the W phase.
  • Current information detected by the current sensors 16 to 18 is input to the control unit 14.
  • the control unit 14 acquires current magnitude and phase information based on the current information detected by the current sensors 16 to 18. Further, the control unit 14 converts a speed command given from the outside into a voltage command for each phase, compares the converted voltage command with a triangular wave, and switches the switching of each switching element depending on whether the difference is positive or negative. ON time, that is, a switching command is determined, and the switching command is applied to the switching element configured in the power conversion circuit unit 50.
  • the DC voltage charged in the smoothing capacitor 13 is modulated into pulses of an arbitrary width by the switching elements of the upper and lower arms constituting the voltage source bridge circuit, and complementary for each phase.
  • the pseudo sine wave having a desired voltage and a desired frequency is supplied to the motor 15 by performing an on / off operation.
  • Such a driving method is called PWM driving, and the applied voltage is called PWM voltage.
  • the gist of the power conversion device according to Embodiment 1 is that one of the six free-wheeling diodes constituting the U-phase to the W-phase is composed of SiC-SBD. More specifically, in the configuration of FIG. 1, the transistors 1a to 1f are, for example, Si-IGBT (Si-Insulated Gate Bipolar Transistor), and the free-wheeling diodes 2b to 2f are, for example, Si-FRD (Si-Fast Recovery Diode). ). On the other hand, the free-wheeling diode 19a surrounded by a thick solid line is a SiC-SBD (SiC-Schottky-Barrier Diode).
  • either the upper arm or the lower arm free wheel diode in one phase of the voltage source bridge circuit (in the configuration of FIG. 1, the free diode 19a of the U phase upper arm) is configured by SiC-SBD, and the remaining free wheel diodes ( In the configuration of FIG. 1, the reflux diodes 2b to 2f) other than the U-phase upper arm are configured by diodes other than SiC-SBD (for example, Si-FRD).
  • SiC-SBD for example, Si-FRD
  • FIGS. 2 to 4 show various waveforms when the free-wheeling diode of the U-phase upper arm is composed of Si-FRD 2a, that is, when all the free-wheeling diodes in the power conversion circuit unit 50 are Si-FRD. More specifically, FIG. 2 is a diagram illustrating a current flow according to the prior art before the transistor 1d is turned on, and FIG. 3 is a diagram illustrating a current flow according to the prior art after the transistor 1d is turned on. FIG. FIG.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining an increase in turn-on loss according to the prior art when the transistor 1d is turned on.
  • FIG. 4A shows the collector current 104 and the collector-emitter voltage 105 after the transistor 1d is turned on. A waveform is shown, and (b) shows a loss waveform after the transistor 1d is turned on.
  • the loss related to the transistor includes a conduction loss caused by a constant current flow and a switching loss caused by a switching operation.
  • the switching loss can be classified into a turn-on loss when changing from off to on and a turn-off loss when changing from on to off.
  • the loss related to the freewheeling diode includes a conduction loss caused by a constant current flow and a reverse recovery loss caused by a reverse recovery current flowing due to the turn-on switching of the switching element of the reverse arm in the same phase of the voltage-type bridge circuit.
  • Losses relating to these switching elements and freewheeling diodes not only lower the efficiency, but also cause a decrease in the reliability of the apparatus due to thermal destruction or the like, and therefore it is preferable to reduce these losses as much as possible.
  • FIG. 2 shows a state in which the motor current 102 flows into the connection portion between the upper arm and the lower arm, but now the direction of the current shown in FIG.
  • the transistor 1a when the transistor 1a is normally on, the motor current 102 flows as it is in the forward current 101 flowing through the freewheeling diode.
  • FIGS. 5 to 8 show various waveforms when the free-wheeling diode of the U-phase upper arm is made of Si-FRD 19a. More specifically, FIG. 5 is a diagram illustrating a current flow according to the first embodiment before the transistor 1d is turned on, and FIG. 6 is a current according to the first embodiment after the transistor 1d is turned on. FIG. 7 is a diagram illustrating an increase in turn-on loss according to the first embodiment when the transistor 1d is turned on, and FIG. 8 is an embodiment viewed from a three-phase current waveform. 1 is a diagram illustrating a loss reduction region according to FIG.
  • the collector current 108 of the transistor 1d is obtained by superimposing the reverse recovery current 107 of the SiC-SBD 19a on the motor current 102.
  • the reverse recovery current 107 of the SiC-SBD 19a is very small, The current 108 can be made smaller than before, and as a result, the turn-on loss of the transistor 1d can also be reduced.
  • the collector current 108 of the transistor 1d on which the reverse recovery current is superimposed is as shown in the hatched portion in FIG. 4 due to the decrease of the reverse recovery current of the SiC-SBD 19a. There is no large overlap area. For this reason, the turn-on loss of the transistor 1d is smaller in the first embodiment, as is apparent from the comparison of the waveforms in FIG. 7B and FIG. 4B.
  • the free wheel diode is configured to include at least one SiC-SBD and at least one Si-FRD as a diode other than SiC-SBD. Therefore, the conduction loss and reverse recovery loss of the SiC-SBD can be reduced, and the turn-on loss of the transistor located on the reverse arm side of the SiC-SBD can be reduced. It is possible to achieve reliability and high efficiency.
  • Embodiment 2 FIG. In Embodiment 1, the effect of reducing conduction loss, reverse recovery loss, and turn-on loss during normal operation has been described. In Embodiment 2, the effect of reducing conduction loss during DC braking will be described. Note that the premise of the configuration of the power conversion circuit unit 50 is the same as that of the first embodiment.
  • DC braking is a control method in which braking is performed by converting three-phase AC to DC and stopping the rotating magnetic field of the motor.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the control timing when performing DC braking according to the prior art.
  • a position (time) indicated by a broken line indicates a timing at which DC braking is started.
  • the phase is fixed when the DC braking command is entered, the magnitude of the current in each phase becomes unbalanced, and there is a possibility that loss concentrates on one element and causes thermal destruction. come.
  • FIG. 10 is a diagram showing a PWM voltage command at the time of DC braking in the three-phase power converter of the second embodiment.
  • 11 is a diagram showing a current path flowing in the region A shown in FIG. 10
  • FIG. 12 is a diagram showing a current path flowing in the region B shown in FIG.
  • the waveform at the upper stage shows a triangular wave comparison with voltage commands for the U phase, V phase, and W phase during DC braking
  • the waveform at the middle stage is generated depending on whether the difference in the triangular wave comparison is positive or negative.
  • the U-phase PWM voltage and the V-phase and W-phase PWM voltages are shown, and the waveform in the lower part shows the PWM voltage between the U-V line and the U-W line.
  • the zero vector period in which the U-phase, V-phase, and W-phase PWM voltages are all on is defined as region A, and the zero vector in which all the U-phase, V-phase, and W-phase PWM voltages are off.
  • the period is a region B.
  • the upper arm UVW phase includes the transistors 1a, 1b, and 1c and the freewheeling diodes 19a and 2b. 2c is short-circuited, and a current having no potential difference flows on a path indicated by a thick solid line in FIG. 10 is a zero vector period in which all of the U-phase, V-phase, and W-phase PWM voltages are off, the upper arm UVW phase includes the transistors 1d, 1e, and 1f and the freewheeling diode 2d.
  • FIGS. 11 and 12 have the same electrical meaning as the current paths as viewed from the motor 15. For this reason, as long as the time width (period) of the area A and the area B is equal to the sum of both periods, there is no problem even if the ratio of the time width in these areas is changed.
  • the PWM voltage between the UV and UW lines as shown in the lower part is obtained. Can do.
  • the period of the region A becomes longer per cycle.
  • the conduction period of Si-FRD 2d becomes shorter than the conduction period of SiC-SBD 19a, and the current flowing through SiC-SBD 19a with a small conduction loss can be increased as compared with Si-FRD 2d with a large conduction loss. This action makes it possible to reduce conduction loss in the free wheel diode.
  • either the upper arm or the lower arm free-wheeling diode in the voltage source bridge circuit of any one phase is composed of SiC-SBD
  • the other free-wheeling diodes are composed of diodes other than SiC-SBD
  • the arm on the side on which SiC-SBD is provided is less than the zero vector period in which the arm on the side on which SiC-SBD is not provided is fully on. Since a switching command is given so that the zero vector period in the ON state becomes longer, conduction loss in the free wheel diode can be reduced.
  • Embodiment 3 In the second embodiment, the effect of reducing conduction loss during DC braking has been described. In the third embodiment, a control method for increasing the effect of reducing conduction loss during DC braking will be described.
  • the configuration of the power conversion circuit unit 50 that is a premise is the same as or equivalent to that of the first embodiment.
  • the U phase has a larger current than the V phase and the W phase, but since the U-phase freewheeling diode is composed of SiC-SBD, the conduction loss, reverse recovery loss, and reverse arm turn-on loss do not increase. By this control, the reliability against thermal destruction is increased and the efficiency can be increased.
  • FIG. 14 is a diagram showing another configuration example of the power conversion device according to the third embodiment, in which a pair of upper and lower arm free-wheeling diodes in the same phase of the voltage source bridge circuit is configured with SiC-SBD.
  • the free-wheeling diodes in the U-phase upper and lower arms are shown as SiC-SBDs 19a and 19d, respectively.
  • Other configurations are the same as those in FIG.
  • FIG. 15 is a diagram for explaining the control timing at the time of execution of DC braking suitable for use in the power conversion device shown in FIG. As shown in FIG. 14, by configuring the free-wheeling diodes in the U-phase upper and lower arms with SiC-SBD, negative currents flowing from the motor 15 to the upper and lower arm connecting portions, and from the upper and lower arm connecting portions to the motor 15, respectively. With the positive current flowing out, the principle of loss is the same in both polarities. For this reason, the DC braking timing starts not only at the negative maximum value of the U-phase current as shown in FIG. 13 but also at the timing of the positive maximum value of the U-phase current as shown in FIG. The loss reduction effect at the time of DC braking can be obtained. In addition, this control also has the effect of shortening the transition time until DC braking.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating another configuration example different from that of FIG. 14 of the power conversion device according to the third embodiment, in which a free-wheeling diode of an upper arm or a lower arm in a voltage-type bridge circuit of one phase is represented by SiC ⁇ If it is composed of SBD and is different from the one phase and different from the arm provided with SiC-SBD, that is, the opposite arm of the opposite arm (if the arm provided with SiC-SBD is the upper arm) The lower arm and the lower arm (the upper arm if lower arm) are also composed of SiC-SBD.
  • the U-phase upper arm reflux diode and the V-phase lower arm reflux diode are shown as SiC-SBDs 19a and 19e, respectively.
  • Other configurations are the same as those in FIG.
  • FIG. 17 is a diagram for explaining the control timing at the time of execution of DC braking suitable for use in the power conversion device shown in FIG.
  • the U-phase current is negative
  • the V-phase current is positive
  • DC braking is started at the timing when the W-phase current becomes zero
  • the W-phase current is zero
  • the phase current flows through the SiC-SBD 19a on the upper arm side due to the negative polarity
  • the phase V current flows through the SiC-SBD 19e on the lower arm side due to the positive polarity.
  • the conduction loss due to the W-phase current becomes zero, and both the U-phase current and the V-phase current flow on the SiC-SBD side, so that the conduction loss can be further reduced.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating another configuration example different from that of FIG. 14 and FIG. 16 of the power conversion device according to the third embodiment.
  • Each of the free wheel diodes in the upper and lower arms of two phases on the voltage source bridge circuit is illustrated in FIG. It is composed of SiC-SBD.
  • the free-wheeling diodes in the U-phase upper and lower arms are shown as SiC-SBDs 19a and 19d
  • the free-wheeling diodes in the V-phase upper and lower arms are shown as SiC-SBDs 19b and 19e, respectively.
  • Other configurations are the same as those in FIG.
  • FIG. 19 is a diagram for explaining the control timing at the time of execution of DC braking suitable for use in the power conversion device shown in FIG.
  • each of the free-wheeling diodes in the U-phase and V-phase upper and lower arms is composed of SiC-SBD, so that the negative current flowing from the motor 15 to the upper and lower arm connection portions and the upper and lower arm connection portions are With the positive current flowing out from the motor 15 to the motor 15, the principle of loss in both polarities is the same as in FIG. For this reason, the DC braking timing is not only when the W-phase current is negative and the V-phase current is positive in the timing when the W-phase current becomes zero as shown in FIG.
  • the U-phase current may be positive and the V-phase current may be negative. That is, as long as the W-phase current is zero, the timing of the power converter shown in FIG. 18 may be any timing. If DC braking is started at such a timing, loss in DC braking can be reduced, and the transition time to DC braking can be shortened.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating another configuration example of the power conversion device according to the third embodiment, which is different from those of FIGS. 14, 16, and 18, and an upper arm or a lower arm in a voltage-type bridge circuit of one phase.
  • the free wheel diode is different from the arm provided with the SiC-SBD (ie, if the arm provided with the SiC-SBD is an upper arm,
  • Each of the free-wheeling diodes of the arm and the upper arm in the case of the lower arm is also composed of SiC-SBD.
  • the U-phase upper arm freewheeling diode, the V-phase lower arm freewheeling diode, and the W-phase lower arm freewheeling diode are shown as SiC-SBDs 19a, 19e, and 19f, respectively. Yes. Other configurations are the same as those in FIG.
  • FIG. 21 is a diagram for explaining the control timing during execution of DC braking suitable for use in the power conversion device shown in FIG. As shown in FIG. 21, when the DC braking is started with the U-phase current having a negative maximum value, a half current of the U-phase current flows in the V-phase / W-phase in the positive direction.
  • the negative U-phase current flows through the SiC-SBD 19a in the upper arm
  • the positive V-phase current flows through the SiC-SBD 19e in the lower arm
  • the positive W-phase current flows in the SiC- While the current flows through the SBD 19f, no current flows through other free-wheeling diodes that are not SiC-SBDs, so that it is possible to further enhance the effect of reducing loss in DC braking.
  • the present invention in which three voltage source bridge circuits having upper and lower arms are connected in parallel has been described as an example.
  • the present invention is not limited to this three-phase power converter. Absent.
  • the present invention can be applied to a single-phase power converter having a half bridge configuration as shown in FIG.
  • the free-wheeling diode of the upper arm is composed of the SiC-SBD 19a, and when the operation for turning on the lower-arm transistor 1d after the current flows into the SiC-SBD 19a is performed, The effect of reducing the loss is obtained.
  • the upper arm freewheeling diode is composed of SiC-SBD, but it goes without saying that the upper and lower relations may be interchanged and the lower arm freewheeling diode may be composed of SiC-SBD. .
  • the present invention can be applied to a single-phase power converter having a full bridge configuration as shown in FIG.
  • the U-phase upper arm free-wheeling diode is composed of an SiC-SBD 19a, and an operation is performed in which the transistor 1d of the U-phase lower arm is turned on after a current flows into the SiC-SBD 19a.
  • the free-wheeling diode of the U-phase upper arm is composed of SiC-SBD
  • the free-wheeling diode of the U-phase lower arm may be composed of SiC-SBD
  • Any of the V-phase lower arms may be made of SiC-SBD.
  • it may be configured by two to three free-wheeling diodes SiC-SBD out of four free-wheeling diodes that form a full-bridge configuration. Similar effects can be obtained.
  • either the upper arm or the lower arm free-wheeling diode in the voltage source bridge circuit of any one phase is composed of SiC-SBD
  • the other free-wheeling diode is composed of a diode other than SiC-SBD
  • the current of the phase in which the SiC-SBD is provided flows in the polarity that flows in the SiC-SBD, and the phase in which the SiC-SBD is not provided. Since the DC braking is started at such a timing that the current flowing in the phase in which the SiC-SBD is provided becomes larger in absolute value than the flowing current, the conduction loss in the free wheel diode can be reduced. .
  • the reverse arm free-wheeling diode in the voltage bridge circuit of the phase in which the SiC-SBD is provided may be configured by SiC-SBD, or the voltage of one of the phases in which no SiC-SBD is provided.
  • the reverse arm free wheel diode on the side where the SiC-SBD is provided may be composed of SiC-SBD.
  • each free-wheeling diode of the upper and lower arms in the voltage-type bridge circuit of any two phases is composed of SiC-SBD, and the free-wheeling diode of the upper and lower arms in the remaining one-phase voltage-type bridge circuit is other than SiC-SBD. You may comprise with a diode.
  • either the upper arm or the lower arm free-wheeling diode in the voltage-type bridge circuit of any first phase is composed of SiC-SBD, and each of the voltage-type bridges of the remaining second and third phases.
  • each free-wheeling diode located on the reverse arm on the side where the first-phase SiC-SBD is provided may be composed of SiC-SBD.
  • SiC-SBD silicon carbide
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride-based material
  • C diamond
  • the diode element formed of such a wide band gap semiconductor has a high withstand voltage and a high allowable current density, so that the diode element can be miniaturized, and this miniaturized diode element should be used.
  • the semiconductor element module can be reduced in size.
  • the heat sink can be downsized, and the cooler or the radiator for cooling the semiconductor element module can be downsized.
  • the power conversion device according to the present invention is useful as an invention capable of ensuring reliability and increasing efficiency against thermal destruction while suppressing an increase in cost.

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Abstract

　トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した三相の電力変換装置において、Ｕ相の電圧形ブリッジ回路における上アームの還流ダイオード１９ａをＳｉＣ－ＳＢＤ（SiC-Schottky-Barrier Diode)で構成し、下アームの還流ダイオード２ｄをＳｉ－ＦＲＤ(Si-Fast Recovery Diode)で構成する。一方、Ｖ相の電圧形ブリッジ回路における上下アームの還流ダイオード２ｂ，２ｅおよび、Ｗ相の電圧形ブリッジ回路における上下アームの還流ダイオード２ｃ，２ｆについてはＳｉ－ＦＲＤで構成する。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　従来の電力変換装置は、トランジスタおよび還流ダイオードの損失が及ぼす熱破壊に対する信頼性の確保のため、高効率化や冷却器のサイズアップを図っていた。その一方で、Ｓｉ（珪素）よりも低損失、高効率なＳｉＣ（炭化珪素）が注目されており、高効率で信頼性が高い電力変換装置への活用が期待されている。
　例えば、下記特許文献１では、電力変換装置（インバータ）に具備されるトランジスタとしてＳｉＣ－ＪＦＥＴを採用し、ＳｉＣ－ＪＦＥＴに逆並列に接続される還流ダイオードとしてＳｉＣ－ＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）を採用している。
特開２０００－２２４８６７号公報
　しかしながら、ＳｉＣはＳｉに比べて非常に高価であるため、上記特許文献１のように、全ての還流ダイオードにＳｉＣを適用した場合にはコスト上昇を来すという課題が生ずる。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、コスト上昇を抑えつつ、熱破壊に対する信頼性の確保と高効率化とを可能とする電力変換装置を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路を少なくとも一つ以上有する電力変換装置において、前記還流ダイオードとして、ＳｉＣ－ＳＢＤ（ＳｉＣ－Ｓｃｈｏｔｔｋｙ－Ｂａｒｒｉｅｒ　Ｄｉｏｄｅ）と、ＳｉＣ－ＳＢＤ以外のダイオードとの双方を少なくとも一つ以上含むように構成したことを特徴とする。
　本発明に係る電力変換装置によれば、コスト上昇を抑えつつ、熱破壊に対する信頼性の確保と高効率化とを実現することができるという効果を奏する。
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。 図２は、トランジスタ１ｄがターンオンする前の従来技術に係る電流の流れを示す図である。 図３は、トランジスタ１ｄがターンオンした後の従来技術に係る電流の流れを示す図である。 図４は、トランジスタ１ｄがターンオンしたときの従来技術に係るターンオン損失の増加を説明する図である。 図５は、トランジスタ１ｄがターンオンする前の実施の形態１に係る電流の流れを示す図である。 図６は、トランジスタ１ｄがターンオンした後の実施の形態１に係る電流の流れを示す図である。 図７は、トランジスタ１ｄがターンオンしたときの実施の形態１に係るターンオン損失の増加を説明する図である。 図８は、三相電流波形から見た実施の形態１に係る損失低減領域を示す図である。 図９は、従来技術に係る直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。 図１０は、実施の形態２の三相電力変換装置における直流制動時のＰＷＭ電圧指令を示す図である。 図１１は、図１０に示す領域Ａにおいて流れる電流経路を示す図である。 図１２は、図１０に示す領域Ｂにおいて流れる電流経路を示す図である。 図１３は、実施の形態３に係る直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。 図１４は、実施の形態３に係る電力変換装置の他の構成例を示す図である。 図１５は、図１４に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。 図１６は、実施の形態３に係る電力変換装置の図１４とは異なる他の構成例を示す図である。 図１７は、図１６に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。 図１８は、実施の形態３に係る電力変換装置の図１４および図１６とは異なる他の構成例を示す図である。 図１９は、図１８に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。 図２０は、実施の形態３に係る電力変換装置の図１４、図１６および図１８とは異なる他の構成例を示す図である。 図２１は、図２０に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。 図２２は、ＳｉＣ－ＳＢＤをハーフブリッジ構成の単相電力変換装置に適用した場合の一例を示す図である。 図２３は、ＳｉＣ－ＳＢＤをフルブリッジ構成の単相電力変換装置に適用した場合の一例を示す図である。
　以下、添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置１００は、図１に示すように、主たる構成部として、電力変換回路部５０、平滑コンデンサ１３および制御部１４を備えて構成される。
　電力変換回路部５０は、トランジスタと、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードとを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路を一つの相として、平滑コンデンサ１３に対して並列接続された三つの相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）を構成している。例えば、Ｕ相上アームは、還流ダイオード１９ａがトランジスタ１ａに逆並列接続されてなり、Ｕ相下アームは、還流ダイオード２ｄがトランジスタ１ｄに逆並列接続されてなる。Ｖ相およびＷ相についても同様であり、Ｖ相上アームは、還流ダイオード２ｂがトランジスタ１ｂに逆並列接続されてなり、Ｖ相下アームは、還流ダイオード２ｅがトランジスタ１ｅに逆並列接続されてなり、Ｗ相上アームは、還流ダイオード２ｃがトランジスタ１ｃに逆並列接続されてなり、Ｗ相下アームは、還流ダイオード２ｆがトランジスタ１ｆに逆並列接続されてなる。なお、以後、各アーム間の関係について説明する場合、各相における上アームと下アームとは互いに逆アームの関係にあり、一つの相のアームと他の相のアームとは互いに対向アームの関係にあるものとして説明する。
　各相の上アームと下アームとの接続部は電力変換回路部５０の出力端（交流出力端）を成し、これらの出力端にはモータ１５が接続されている。また、電力変換回路部５０の出力端（交流出力端）には、負荷（駆動対象）であるモータ１５が接続され、これら電力変換回路部５０およびモータ１５の間には、電力変換回路部５０とモータ１５との間に流れる電流情報を検出する電流センサ１６～１８が設けられている。電流センサ１６はＵ相に流れる電流を検出し、電流センサ１７はＶ相に流れる電流を検出し、電流センサ１８はＷ相に流れる電流を検出する。電流センサ１６～１８が検出した電流情報は制御部１４に入力される。
　制御部１４は、電流センサ１６～１８が検出した電流情報に基づき、電流の大きさや位相の情報を取得する。また、制御部１４は、外部から与えられた速度指令を各相の電圧指令に変換し、変換した電圧指令を三角波と比較し，その比較結果を差が正か負かにより各スイッチング素子のスイッチングのオン時間、即ちスイッチング指令を決定すると共にし、当該スイッチング指令を電力変換回路部５０内に構成されるスイッチング素子に対して付与する。
　上記スイッチング指令が付与された電力変換回路部５０では、平滑コンデンサ１３に充電された直流電圧が電圧形ブリッジ回路を構成する上下アームのスイッチング素子が任意幅のパルスに変調され、各相毎に相補的にオン・オフ動作することで所望電圧・所望周波数の擬似正弦波がモータ１５に供給される。なお、このような駆動方式をＰＷＭ駆動といい、印加される電圧をＰＷＭ電圧という。
　実施の形態１に係る電力変換装置の要旨は、Ｕ相～Ｗ相を構成する６つのアームのうちの一つの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成している点にある。具体的に説明すると、図１の構成において、トランジスタ１ａ～１ｆは、例えばＳｉ－ＩＧＢＴ（Ｓｉ－Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、還流ダイオード２ｂ～２ｆは、例えばＳｉ－ＦＲＤ（Ｓｉ－Ｆａｓｔ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ　Ｄｉｏｄｅ）である。一方、太実線で囲んだ還流ダイオード１９ａは、ＳｉＣ－ＳＢＤ（ＳｉＣ－Ｓｃｈｏｔｔｋｙ－Ｂａｒｒｉｅｒ　Ｄｉｏｄｅ）である。すなわち、電圧形ブリッジ回路の一つの相における上アームまたは下アームいずれかの還流ダイオード（図１の構成では、Ｕ相上アームの還流ダイオード１９ａ）をＳｉＣ－ＳＢＤで構成し、残りの還流ダイオード（図１の構成では、Ｕ相上アーム以外の還流ダイオード２ｂ～２ｆ）をＳｉＣ－ＳＢＤ以外のダイオード（例えばＳｉ－ＦＲＤ）で構成した点にある。この構成により、ＳｉＣ－ＳＢＤの導通損失および逆回復損失ならびに対応するスイッチング素子（図１の構成では、トランジスタ１ｄ）のターンオン損失を低減することが可能となる。
　つぎに、実施の形態１に係る電力変換装置において、導通損失、逆回復損失およびターンオン損失が低減される理由について図２～図４の図面を参照して説明する。なお、図２～図４は、Ｕ相上アームの還流ダイオードをＳｉ－ＦＲＤ２ａで構成したとき、すなわち電力変換回路部５０における全ての還流ダイオードがＳｉ－ＦＲＤであるときの各種波形である。より詳細に説明すると、図２は、トランジスタ１ｄがターンオンする前の従来技術に係る電流の流れを示す図であり、図３は、トランジスタ１ｄがターンオンした後の従来技術に係る電流の流れを示す図である。また、図４は、トランジスタ１ｄがターンオンしたときの従来技術に係るターンオン損失の増加を説明する図であり、（ａ）にはトランジスタ１ｄのターンオン後のコレクタ電流１０４およびコレクタ－エミッタ間電圧１０５の波形を示し、（ｂ）にはトランジスタ１ｄのターンオン後の損失波形を示している。
　まず、トランジスタに関する損失には、定常的に電流が流れることによって発生する導通損失と、スイッチング動作によって発生するスイッチング損失とがある。また、スイッチング損失は、オフからオンへ変わる場合のターンオン損失と、オンからオフへ変わる場合のターンオフ損失とに区分できる。
　一方、還流ダイオードに関する損失には、定常的に電流が流れることによって発生する導通損失と、電圧形ブリッジ回路の同一相における逆アームのスイッチング素子のターンオンスイッチングにより流れる逆回復電流によって発生する逆回復損失と、がある。これらスイッチング素子および還流ダイオードに関する損失は、効率を下げるだけでなく、熱破壊などによって装置の信頼性を低下させる原因となるので、これらの損失を可能な限り低減させることが好ましい。
　ここで、図２では、上アームと下アームの接続部にモータ電流１０２が流れ込む状態を示しているが、いま、この図２に示す電流の方向を負の極性とする。ここで、トランジスタ１ａが定常オンしているとき、還流ダイオードに流れる順方向電流１０１にはモータ電流１０２がそのまま流れる。
　つぎに、図３に示すように、図２の状態からトランジスタ１ａがオフし、トランジスタ１ｄがターンオンすると、還流ダイオード２ａの逆回復動作により、太破線で示すような逆回復電流１０３が流れる。このため、トランジスタ１ｄのコレクタ電流１０４は、太実線で示すモータ電流１０２に加え、太破線で示す逆回復電流１０３が重畳される。このとき、トランジスタ１ｄに流れるコレクタ電流１０４には、還流ダイオード２ａの逆回復電流１０３が重畳されるため、ターンオン損失は逆回復電流１０３の増加分増大する（図４（ａ）において、ハッチングで示した部分がこれに相当する）。
　一方、図５～図８は、Ｕ相上アームの還流ダイオードをＳｉ－ＦＲＤ１９ａで構成したときの各種波形である。より詳細に説明すると、図５は、トランジスタ１ｄがターンオンする前の実施の形態１に係る電流の流れを示す図であり、図６は、トランジスタ１ｄがターンオンした後の実施の形態１に係る電流の流れを示す図であり、図７は、トランジスタ１ｄがターンオンしたときの実施の形態１に係るターンオン損失の増加を説明する図であり、図８は、三相電流波形から見た実施の形態１に係る損失低減領域を示す図である。
　図５において、トランジスタ１ａが定常オンのとき、負極性のモータ電流１０２は図２のときと同様に順方向電流１０６としてＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａに流れる。図５の状態からトランジスタ１ａがオフし、トランジスタ１ｄがターンオンすると、ＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａの逆回復動作が始まるが、ＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａの特徴として逆回復電流は殆ど流れないため、図６の破線で示すような逆回復電流１０７はごく僅かな電流となり、逆回復損失は極めて小さくなる。
　また、トランジスタ１ｄのコレクタ電流１０８は、モータ電流１０２にＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａの逆回復電流１０７が重畳されたものであるが、ＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａの逆回復電流１０７がごく僅かとなるため、トランジスタ１ｄのコレクタ電流１０８を従来よりも小さくすることができ、結果的に、トランジスタ１ｄのターンオン損失も低減することが可能となる。
　また、図７（ａ）に示すように、逆回復電流が重畳したトランジスタ１ｄのコレクタ電流１０８は、ＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａの逆回復電流の減少により、図４においてハッチングで示した部分に見られるような大きな重畳領域がなくなる。このため、トランジスタ１ｄのターンオン損失は、図７（ｂ）と図４（ｂ）との波形を比較すれば明らかなように、実施の形態１の方が小さくなる。
　なお、図１の構成では、Ｕ相上アームにおける還流ダイオードのみをＳｉＣ－ＳＢＤとしているため、図５および図６に示すように負極性のＵ相電流が流れるときに損失低減効果が得られる。このため、図８に示す三相電流波形上においては、ハッチングで示したＵ相電流の負の領域が損失低減領域となる。
　以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、還流ダイオードとして、ＳｉＣ－ＳＢＤと、ＳｉＣ－ＳＢＤ以外のダイオードとしてのＳｉ－ＦＲＤの双方を少なくとも一つ以上含むように構成したので、ＳｉＣ－ＳＢＤの導通損失および逆回復損失を低減し、且つ、当該ＳｉＣ－ＳＢＤの逆アーム側に位置するトランジスタのターンオン損失を低減することができるので、コスト上昇を抑えつつ、熱破壊に対する信頼性の確保と高効率化とを実現することができる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、通常運転時における導通損失、逆回復損失およびターンオン損失の低減効果について説明したが、実施の形態２では、直流制動時における導通損失の低減効果について説明する。なお、前提となる電力変換回路部５０の構成については、実施の形態１と同一である。
　直流制動は、三相交流を直流に変換してモータの回転磁界を停止させることで制動する制御手法である。ここで、図９は、従来技術に係る直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図９において、破線で示す位置（時間）は直流制動を開始するタイミングを示している。図に示すように、直流制動指令が入った時点で位相が固定されるため、各相の電流の大きさが不均衡となり、一つの素子に損失が集中し熱破壊を起こす可能性も出てくる。
　一方、図１０は、実施の形態２の三相電力変換装置における直流制動時のＰＷＭ電圧指令を示す図である。また、図１１は、図１０に示す領域Ａにおいて流れる電流経路を示す図であり、図１２は、図１０に示す領域Ｂにおいて流れる電流経路を示す図である。
　図１０において、上段部の波形は、直流制動時におけるＵ相・Ｖ相・Ｗ相に対する電圧指令との三角波比較を示し、中段部の波形は、三角波比較の差が正か負かによって生成されたＵ相のＰＷＭ電圧ならびに、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭ電圧を示し、下段部の波形は、Ｕ－Ｖ線間・Ｕ－Ｗ線間のＰＷＭ電圧を示している。なお、下段部の波形において、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相のＰＷＭ電圧が全てオンとなるゼロベクトル期間を領域Ａとし、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相のＰＷＭ電圧が全てオフとなるゼロベクトル期間を領域Ｂとしている。
　図１０に示す領域Ａは、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相のＰＷＭ電圧が全てオンとなるゼロベクトル期間であるため、上アームのＵＶＷ相は、トランジスタ１ａ、１ｂ、１ｃおよび還流ダイオード１９ａ、２ｂ、２ｃによって短絡され、図１１中に太実線で示す経路上において電位差のない電流が流れる。また、図１０に示す領域Ｂは、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相のＰＷＭ電圧が全てオフとなるゼロベクトル期間であるため、上アームのＵＶＷ相は、トランジスタ１ｄ、１ｅ、１ｆおよび還流ダイオード２ｄ、２ｅ、２ｆによって短絡され、図１２中に太実線で示す経路上において電位差のない電流が流れる。なお、図１１および図１２の電流経路は、モータ１５から見た場合の電流経路としては、電気的には同じ意味である。このため、領域Ａと領域Ｂの時間幅（期間）は、双方の期間の和が等しければ、これらの領域における時間幅の割合を変えても問題はない。
　よって、図１０の上段部に示すように、各相の電圧指令を三角波の正側頂点付近に設定することで、下段部に示すようなＵ－Ｖ・Ｕ－Ｗ線間ＰＷＭ電圧とすることができる。このようなＰＷＭ電圧を生成した場合、一周期あたり領域Ａの期間が長くなる。その結果、Ｓｉ－ＦＲＤ２ｄの導通期間がＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａの導通期間より短くなり、導通損失の大きなＳｉ－ＦＲＤ２ｄよりも、導通損失の小さなＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａに流れる電流を多くすることができる。この作用により、還流ダイオードにおける導通損失の低減が可能となる。
　以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置によれば、任意の一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをＳｉＣ－ＳＢＤで構成すると共に、他の還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤ以外のダイオードで構成し、ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられていない側のアームが全オン状態となるゼロベクトル期間よりもＳｉＣ－ＳＢＤが設けられている側のアームが全オン状態となるゼロベクトル期間の方が長くなるようなスイッチング指令を付与されるので、還流ダイオードにおける導通損失の低減が可能となる。
実施の形態３．
　実施の形態２では、直流制動時における導通損失の低減効果について説明したが、実施の形態３では、直流制動時における導通損失の低減効果を高める制御手法について説明する。なお、前提となる電力変換回路部５０の構成については、実施の形態１と同一または同等である。
　従来の制御手法では、図９に示すように、直流制動が入った時点で電流位相が固定されるため、相ごとで電流の大きさが不均衡となり、ある特定の素子に損失が集中していた。そこで、図１３に示すように、三相交流でモータを駆動しているときに、上下アームの接続部からモータへ電流が流れ出す向きを電流の正として、負のＵ相電流が最大になる位相で直流制動を開始するようにする。このようなタイミングで直流制動を開始すると、Ｖ相・Ｗ相に流れる電流をＵ相に流れる電流の半分にすることができるため、Ｖ相・Ｗ相は損失を半分にでき、且つ、損失を均一化することができる。なお、Ｕ相は、Ｖ相・Ｗ相より電流が多くなるが、Ｕ相の還流ダイオードはＳｉＣ－ＳＢＤで構成しているため、導通損失および逆回復損失ならびに逆アームのターンオン損失は増大しない。この制御により、熱破壊に対する信頼性が高くなり、効率も高くすることができる。
　図１４は、実施の形態３に係る電力変換装置の他の構成例を示す図であり、電圧形ブリッジ回路の同一相における一対の上下アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成したものである。なお、図１４の構成例では、Ｕ相の上下アームにおける還流ダイオードをそれぞれＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａ，１９ｄとして示している。また、その他の構成は、図１と同一である。
　図１５は、図１４に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図１４に示すように、Ｕ相の上下アームにおける還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成することにより、モータ１５から上下アームの接続部に流れ込む負極性の電流と、上下アームの接続部からモータ１５に流れ出る正極性の電流とでは、両極性において損失の原理は同一である。このため、直流制動のタイミングは、図１３に示すようなＵ相電流の負の最大値だけでなく、図１５に示すようなＵ相電流の正の最大値のタイミングにおいて直流制動を開始してもよく、直流制動時における損失低減効果が得られる。また、この制御により、直流制動までの移行時間を短縮できるという効果も得られる。
　図１６は、実施の形態３に係る電力変換装置の図１４とは異なる他の構成例を示す図であり、ある一つの相の電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成すると共に、当該一つの相とは異なり、且つ、ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられたアームとは異なるアーム、すなわち対向アームの逆アーム（ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられたアームが上アームであれば下アーム、下アームであれば上アーム）の還流ダイオードもＳｉＣ－ＳＢＤで構成したものである。なお、図１６の構成例では、Ｕ相の上アームの還流ダイオードと、Ｖ相の下アームの還流ダイオードとをそれぞれＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａ，１９ｅとして示している。また、その他の構成は、図１と同一である。
　図１７は、図１６に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図１７に示すように、Ｕ相電流が負極性、Ｖ相電流が正極性であり、且つ、Ｗ相電流がゼロとなるタイミングで直流制動を開始すれば、Ｗ相電流はゼロであり、Ｕ相電流は負極性のため上アーム側のＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａを流れ、Ｖ相電流は正極性のため下アーム側のＳｉＣ－ＳＢＤ１９ｅを流れる。このため、Ｗ相電流による導通損失はゼロになり、Ｕ相電流およびＶ相電流は共にＳｉＣ－ＳＢＤ側を流れるので、導通損失の更なる低減が可能となる。
　図１８は、実施の形態３に係る電力変換装置の図１４および図１６とは異なる他の構成例を示す図であり、電圧形ブリッジ回路上のある二つの相の上下アームにおける各還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成したものである。なお、図１８の構成例では、Ｕ相の上下アームにおける各還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａ，１９ｄとして示し、Ｖ相の上下アームにおける各還流ダイオードをそれぞれＳｉＣ－ＳＢＤ１９ｂ，１９ｅとして示している。また、その他の構成は、図１と同一である。
　図１９は、図１８に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図１７に示すように、Ｕ相およびＶ相の上下アームにおける各還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成することにより、モータ１５から上下アームの接続部に流れ込む負極性の電流と、上下アームの接続部からモータ１５に流れ出る正極性の電流とでは、両極性において損失の原理は図１６と同一である。このため、直流制動のタイミングは、図１７に示すような、Ｗ相電流がゼロとなるタイミングの中で、Ｕ相電流が負極性であり、Ｖ相電流が正極性である場合のみならず、Ｗ相電流がゼロとなるタイミングであれば、Ｕ相電流が正極性であり、Ｖ相電流が負極性であっても構わない。すなわち、図１８に示す電力変換装置の構成であれば、Ｗ相電流がゼロとなるタイミングであれば、何れのタイミングであっても構わない。このようなタイミングで直流制動を開始すれば、直流制動における損失低減が可能となり、直流制動までの移行時間を短縮できるという効果が得られる。
　図２０は、実施の形態３に係る電力変換装置の図１４、図１６および図１８とは異なる他の構成例を示す図であり、ある一つの相の電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成すると共に、他の二つの相において、当該ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられたアームとは異なるアーム（すなわち、ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられたアームが上アームであれば下アーム、下アームであれば上アーム）の各還流ダイオードもＳｉＣ－ＳＢＤで構成したものである。なお、図２０の構成例では、Ｕ相の上アームの還流ダイオードと、Ｖ相の下アームの還流ダイオードと、Ｗ相の下アームの還流ダイオードとをそれぞれＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａ，１９ｅ，１９ｆとして示している。また、その他の構成は、図１と同一である。
　図２１は、図２０に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図２１に示すように、Ｕ相電流が負極性の最大値で直流制動を開始すると、Ｖ相・Ｗ相には正方向にＵ相電流の１／２の電流が流れる。このとき、負極性のＵ相電流は上アームにあるＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａを流れ、正極性のＶ相電流は下アームにあるＳｉＣ－ＳＢＤ１９ｅを流れ、正極性のＷ相電流は下アームにあるＳｉＣ－ＳＢＤ１９ｆを流れる一方で、ＳｉＣ－ＳＢＤではない他の還流ダイオードには電流が流れないため、直流制動における損失低減の効果を更に高めることが可能となる。
　なお、上記実施の形態１～３では、上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した三相電力変換装置を一例として説明したが、この三相電力変換装置に限定されるものではない。例えば、図２２に示すようなハーフブリッジ構成の単相電力変換装置に適用することも可能である。図２２に示す例では、上アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａで構成しており、ＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａに電流が流れ込んだ後に下アームのトランジスタ１ｄがオンするような動作が行われる場合には、上述した損失低減の効果が得られる。なお、図２２の構成では、上アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成しているが、上下の関係を入れ替え、下アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成してもよいことは無論である。
　また、例えば、図２３に示すようなフルブリッジ構成の単相電力変換装置に適用することも可能である。図２３に示す例では、Ｕ相上アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａで構成しており、ＳｉＣ－ＳＢＤ１９ａに電流が流れ込んだ後にＵ相下アームのトランジスタ１ｄがオンするような動作が行われる場合には、上述した損失低減の効果が得られる。なお、図２３の構成では、Ｕ相上アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成しているが、Ｕ相下アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成してもよいし、Ｖ相上アームまたはＶ相下アームのうちの何れかをＳｉＣ－ＳＢＤで構成してもよい。さらに、実施の形態３の他の構成例に示すように、フルブリッジ構成を成す４つの還流ダイオードのうちの２～３個の還流ダイオードＳｉＣ－ＳＢＤで構成してもよく、実施の形態３と同様な効果が得られる。
　以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置によれば、任意の一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをＳｉＣ－ＳＢＤで構成すると共に、他の還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤ以外のダイオードで構成し、ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられている相の電流を当該ＳｉＣ－ＳＢＤを流れる極性に流し、且つ、当該ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられていない相に流れる電流よりも当該ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられている相に流れる電流の方が絶対値として大きくなるようなタイミングで直流制動を開始することとしたので、還流ダイオードにおける導通損失の低減が可能となる。
　なお、ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられている相の電圧ブリッジ回路における逆アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成してもよいし、ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられていない相のうちの一つの相の電圧ブリッジ回路において、ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられている側の逆アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成してもよい。また、任意の二つの相の電圧形ブリッジ回路における上下アームの各還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成すると共に、残りの一つの相の電圧形ブリッジ回路における上下アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤ以外のダイオードで構成してもよい。さらに、任意の第１の相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをＳｉＣ－ＳＢＤで構成すると共に、残りの第２、第３の相の前記各電圧形ブリッジ回路において、前記第１の相のＳｉＣ－ＳＢＤが設けられている側の逆アームに位置するそれぞれの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成してもよい。これらの構成によって、直流制動に関する種々のバリエーションが生まれ、還流ダイオードにおける導通損失の低減効果を高めることが可能となる。
　なお、実施の形態１～３では、Ｕ相～Ｗ相を構成する６つのアームのうちの一つの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤとする構成を開示したが、ＳｉＣ－ＳＢＤに限定されるものではない。ＳｉＣ（炭化珪素）は、Ｓｉ（珪素）よりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料（ＧａＮ）または、ダイヤモンド（Ｃ）を用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性もＳｉＣに類似した点が多い。したがって、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。
　また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、ダイオード素子の小型化が可能であり、この小型化されたダイオード素子を用いることにより半導体素子モジュールの小型化が可能となる。
　また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの小型化が可能となり、半導体素子モジュールを冷却する冷却器または放熱器の小型化が可能になる。
　以上のように、本発明に係る電力変換装置は、コスト上昇を抑えつつ、熱破壊に対する信頼性の確保と高効率化とを実現することができる発明として有用である。
　１ａ～１ｆ　トランジスタ
　２ａ～２ｆ　還流ダイオード（Ｓｉ－ＦＲＤ）
　１３　平滑コンデンサ
　１４　制御部
　１５　モータ
　１６～１８　電流センサ
　１９ａ～１９ｆ　還流ダイオード（ＳｉＣ－ＳＢＤ）
　５０　電力変換回路部
　１００　電力変換装置

Claims (15)

  1. 　トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路を少なくとも一つ以上有する電圧変換回路部を備えた電力変換装置において、
    　前記電圧変換回路部は、前記還流ダイオードとして、ＳｉＣ－ＳＢＤ（ＳｉＣ－Ｓｃｈｏｔｔｋｙ－Ｂａｒｒｉｅｒ　Ｄｉｏｄｅ）と、ＳｉＣ－ＳＢＤ以外のダイオードとの双方を少なくとも一つ以上含むように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記ＳｉＣ－ＳＢＤ以外のダイオードが、Ｓｉ－ＦＲＤ（Ｓｉ－Ｆａｓｔ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ　Ｄｉｏｄｅ）であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した電圧変換回路部を有する三相の電力変換装置において、
    　任意の一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをＳｉＣ－ＳＢＤで構成すると共に、他の還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤ以外のダイオードで構成したことを特徴とする電力変換装置。
  4. 　前記電圧変換回路部に接続される負荷を直流制動する際に、前記ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられていない側のアームのスイッチング素子が全てオン状態となるゼロベクトル期間よりも前記ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられている側のアームのスイッチング素子が全てオン状態となるゼロベクトル期間の方が長くなるようにスイッチング指令が与えられることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した電圧変換回路部を有する三相の電力変換装置において、
    　任意の一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをＳｉＣ－ＳＢＤで構成すると共に、他の還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤ以外のダイオードで構成したことを特徴とする電力変換装置。
  6. 　前記電圧変換回路部に接続される負荷を直流制動する際に、前記ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられている相の電流を当該ＳｉＣ－ＳＢＤを流れる極性に流し、且つ、当該ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられていない相に流れる電流よりも当該ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられている相に流れる電流の方が絶対値として大きくなるようなタイミングで直流制動を開始することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられている相の電圧ブリッジ回路における逆アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成したことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられていない相のうちの一つの相の電圧ブリッジ回路において、前記ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられている側の逆アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成したことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  9. 　前記ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられていない相に流れる電流がゼロとなるタイミングで直流制動を開始することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 　トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した電圧変換回路部を有する三相の電力変換装置において、
    　任意の二つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上下アームの各還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成すると共に、残りの一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上下アームの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤ以外のダイオードで構成したことを特徴とする電力変換装置。
  11. 　前記ＳｉＣ－ＳＢＤが設けられていない相に流れる電流がゼロとなるタイミングで直流制動を開始することを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
  12. 　トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続し電圧変換回路部を有するた三相の電力変換装置において、
    　任意の第１の相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをＳｉＣ－ＳＢＤで構成すると共に、残りの第２、第３の相の前記各電圧形ブリッジ回路において、前記第１の相のＳｉＣ－ＳＢＤが設けられている側の逆アームに位置するそれぞれの還流ダイオードをＳｉＣ－ＳＢＤで構成したことを特徴とする電力変換装置。
  13. 　前記電圧変換回路部に接続される負荷を直流制動する際に、前記第１の相の電流を当該第１の相のＳｉＣ－ＳＢＤを流れる極性に流し、且つ、前記第２および第３の相に流れるそれぞれの電流よりも前記第１の相に流れる電流の方が絶対値として大きくなるようなタイミングで直流制動を開始することを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 　前記直流制動を開始するタイミングが前記第１の相に流れる電流の最大値であることを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
  15. 　前記ＳｉＣ－ＳＢＤ以外のダイオードが、Ｓｉ－ＦＲＤ（Ｓｉ－Ｆａｓｔ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ　Ｄｉｏｄｅ）であることを特徴とする請求項３～１４の何れか１項に記載の電力変換装置。
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