WO2011122172A1 - スイッチング電源回路 - Google Patents

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current
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switching element
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紀雄 榮
矢吹　俊生
和広 大下
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ダイキン工業株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply circuit, and more particularly to a power factor correction circuit.
  • Patent Document 1 discloses a current resonance type DC-DC converter, and discloses a swing type choke coil (hereinafter referred to as “swing choke”) and a converter with a resonance choke coil connected in parallel therewith.
  • swing choke a swing type choke coil
  • Non-Patent Document 1 discloses a pair of power factor correction circuits (hereinafter simply referred to as “interleaved power factor correction circuits”) that operate in a critical current mode and in an interleaved manner.
  • interleave type power factor correction circuit a pair of boost type chopper circuits are connected in parallel and have a reactor, a diode, and a switching element.
  • a MOS field effect transistor is employed as such a switching element.
  • Non-Patent Document 2 discloses a current continuous mode, a critical current mode, and a current discontinuous mode as current flowing in the reactor, and also discloses a swing choke.
  • the power factor correction circuit in the continuous current mode causes switching when the current is flowing through the diode D1, which is undesirable from the viewpoint of increasing electrical noise. Therefore, it is desirable to use the power factor correction circuit in the current discontinuous mode or the critical current mode.
  • the critical current mode is usually adopted for the current flowing through the reactor.
  • the inductance of the reactor in the power factor correction circuit is large, when a large current flows through the power factor correction circuit, the current continuous mode is likely to occur. Even if the power factor correction circuit can be operated in the critical current mode instead of the continuous current mode, the switching frequency is lowered in order to flow a large current when the inductance is large. This is undesirable from the viewpoint of making the frequency of mechanical vibration easily enter the audible range and inducing audible noise.
  • the power factor correction circuit is operated in the current discontinuous mode, it is possible not to increase the switching frequency in a situation where the inductance of the reactor is small and the load is small. However, if the switching frequency is not increased, the current flowing through the switching element increases, and not only the switching loss increases but also the conduction loss of the switching element increases, and the efficiency decreases.
  • the present invention provides a switching power supply circuit that improves the trade-off between the reduction in efficiency and the suppression of audible sound by appropriately setting the characteristics of the reactor in the power factor correction circuit employing the boost chopper. With the goal.
  • a direct current is supplied to an inverter (5) that drives a refrigerant compressor (7) provided in the refrigerant cycle (900), and a critical current mode or a current discontinuous mode is provided.
  • Power factor correction circuit (4) that functions in The first and second input ends (P1, P2), the first and second output ends (P3, P4), and the first input end and the first output end are connected to each other.
  • a second diode connecting the first input terminal and the second output terminal with the first diode (D1) provided with its anode facing the first reactor side.
  • Path (LL) a point between the first reactor and the first diode, and a first switching element (S1) provided between the second path.
  • the inductance of the first reactor takes the first value (L11) at the maximum value of the current flowing through the first reactor when the refrigerant cycle is operated at an intermediate operating capacity and a capacity lower than the intermediate operating capacity.
  • the inductance of the first reactor at the maximum value of the current flowing through the first reactor when the refrigerant cycle is transiently operated with the capacity exceeding the maximum operating capacity and when the refrigerant cycle is operated at the maximum operating capacity is A second value (L12) smaller than the first value is employed.
  • a second aspect of the switching power supply circuit according to the present invention is the first aspect, wherein the first current flows through the first reactor when the refrigerant cycle is operated at a rated capacity.
  • the inductance of the reactor takes the first value.
  • a third aspect of the switching power supply circuit according to the present invention is either the first aspect or the second aspect, wherein the inductance of the first reactor is a switching frequency of the first switching element. Take a value that is above the audible frequency.
  • a fourth aspect of the switching power supply circuit is any one of the first aspect, the second aspect, and the third aspect, wherein the first input terminal, the first output terminal, A third path (LH2) that is different from the first path, a second reactor (L2) provided on the third path, and the third path, A second diode (D2) connected in series on the first output end side with respect to the second reactor, with its anode directed toward the second reactor side, the second reactor, And a second switching element (S2) provided between the point between the second diode and the second path (LL) and exclusively conducting with the first switching element. .
  • a fifth aspect of the switching power supply circuit according to the present invention is any one of the first aspect, the second aspect, the third aspect, or the fourth aspect, wherein the first switching element and the second aspect The first reactor is mounted on the same printed circuit board.
  • the refrigerant cycle is, for example, an air conditioner.
  • the operating capacity of the refrigerant cycle varies in a wide range from a capacity lower than the intermediate operating capacity to the maximum operating capacity, and the inverter load also varies greatly.
  • the sound generated by the switching power supply circuit hardly reaches the audible sound range even when the load of the inverter is large, and the loss that occurs when the load is small is reduced.
  • the loss is reduced even in the rated capacity.
  • the sound generated by the switching power supply circuit does not reach the audible sound range, and the generation of noise is avoided.
  • the heat generation of the first reactor is small. Therefore, even when the first reactor is mounted on the printed circuit board on which the first switching element is mounted, the influence of heat generation on the first switching element is small, and in particular, when a semiconductor element is employed as the first switching element. It is suitable for. Therefore, according to the fifth aspect of the power factor correction circuit of the present invention, a connection line for connecting the substrate on which the first switching element is mounted and the first reactor is not necessary, and only the number of components is reduced. In addition, noise caused by the connection line is also avoided.
  • the circuit diagram which shows the structure of the power factor improvement circuit concerning embodiment of this invention Graph showing operation in critical current mode Graph showing current discontinuous mode operation
  • the figure which shows the external appearance of the power factor improvement circuit 4 The circuit diagram which shows the structure of the interleave type
  • the switching power supply circuit includes input terminals P1, P2, output terminals P3, P4, a reactor L1, a diode D1, a switching element S1, and a smoothing capacitor C. .
  • a DC voltage is applied between the input terminals P1 and P2.
  • a diode rectifier circuit (not shown) is connected to the input terminals P1 and P2.
  • the diode rectifier circuit rectifies the AC voltage from the AC power source and applies the rectified DC voltage between the input terminals P1 and P2.
  • the potential applied to the input terminal P2 is lower than the potential applied to the input terminal P1.
  • a diode rectifier circuit be connected to the input terminals P1 and P2. Any configuration that applies a DC voltage between the input terminals P1 and P2 only needs to be connected to the input terminals P1 and P2.
  • the reactor L1 is provided on a path LH1 connecting the input end P1 and the output end P3.
  • the diode D1 is connected in series with the reactor L1 on the output terminal P3 side on the path LH1.
  • the diode D1 is provided with its anode facing the reactor L1.
  • the switching element S1 is provided between a point between the reactor L1 and the diode D1 and a path LL connecting the input end P2 and the output end P4.
  • the switching element S1 is shown as a MOS field effect transistor, but is not limited thereto.
  • the switching element S1 may be, for example, an insulated gate bipolar transistor or a bipolar transistor.
  • MOS Metal-Oxide-Semiconductor
  • MOS field effect transistor materials for a gate insulating film and a gate electrode have been improved from the viewpoint of recent integration and improvement of a manufacturing process.
  • polycrystalline silicon has been adopted as a material for the gate electrode instead of metal.
  • a material having a high dielectric constant is adopted as a material for the gate insulating film, but the material is not necessarily limited to an oxide.
  • MOS is not necessarily limited to the metal / oxide / semiconductor laminated structure, and this specification does not assume such limitation. That is, in view of technical common sense, here, “MOS” has not only an abbreviation derived from the word source but also a broad meaning including a laminated structure of a conductor / insulator / semiconductor.
  • a smoothing capacitor C is provided between the output terminals P3 and P4.
  • the smoothing capacitor C smoothes the DC voltage applied from the input terminals P1 and P2 via the reactor L1, the diode D1, and the switching element S1.
  • the reactor L1 and the diode D1 connected to the path LH1 and the switching element S1 constitute a booster circuit B1
  • the booster circuit B1 constitutes a switching power supply circuit together with the smoothing capacitor C.
  • the booster circuit B1 also functions as a power factor correction circuit that improves the power factor on the input side.
  • control unit 6 Based on the current IL1 flowing through the reactor L1, the control unit 6 controls conduction / non-conduction of the switching element S1 in the critical current mode as shown in FIG. 2, for example, or in the current discontinuous mode as shown in FIG. To do.
  • a reactor L1s is provided for detecting the current IL1.
  • Reactor L1s constitutes a transformer together with reactor L1.
  • the controller 6 detects the current flowing through the reactor L1s and estimates the current IL1.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating the configuration of an air conditioner 900 that is a refrigerant cycle that employs the power factor correction circuit 4 according to the present embodiment.
  • the air conditioner 900 includes an indoor unit 901 and an outdoor unit 902. Both the indoor unit 901 and the outdoor unit 902 are supplied with AC power from the commercial power source 1, and the total amount of the AC power is indicated as power W.
  • the power factor correction circuit 4 the above-described booster circuit B1 can be employed.
  • a known heat pump type refrigerant cycle for example, a water heater can be applied.
  • the air conditioner 900 includes a refrigerant compressor 7 and an inverter 5 that drives the refrigerant compressor 7 in the outdoor unit 902.
  • the power factor correction circuit 4 operates in a critical current mode or a current discontinuous mode and supplies a direct current to the inverter 5.
  • the diode rectifier circuit 3 is also provided in the outdoor unit 902, which rectifies the AC voltage from the commercial power source 1 and supplies the rectified DC voltage to the power factor correction circuit 4.
  • the control unit 6 controls not only the power factor correction circuit 4 but also the operation of the inverter 5.
  • the control unit 6 includes a microcomputer and a storage device.
  • the microcomputer executes each processing step (in other words, a procedure) described in the program.
  • the storage device is composed of one or more of various storage devices such as a ROM (Read Only Memory), a RAM (Random Access Memory), a rewritable nonvolatile memory (EPROM (Erasable Programmable ROM), etc.), and a hard disk device, for example. Is possible.
  • the storage device stores various information, data, and the like, stores a program executed by the microcomputer, and provides a work area for executing the program. It can be understood that the microcomputer functions as various means corresponding to each processing step described in the program, or can realize that various functions corresponding to each processing step are realized. Further, the control unit 6 is not limited to this, and various procedures executed by the control unit 6 or various means or various functions to be realized may be realized in hardware or in part.
  • a swing choke is employed for the reactor L1.
  • the inductance of a normal reactor is shown by a curve 101
  • the inductance of a swing choke is shown by a curve 102, respectively.
  • a case where both inductances are equal in a region where the current is small is illustrated.
  • the switching power supply circuit according to the present embodiment is driven by supplying current to the reactor L1 in the current discontinuous mode or the critical current mode.
  • the input current input to the input terminals P1 and P2 is usually a direct current rectified by the diode rectifier circuit 3. For example, a sine wave is input to the diode rectifier circuit 3.
  • the inductance of the swing choke exhibits a substantially flat characteristic in the region where the current is large, and the inductance in the region where the current flowing through the swing choke is small is larger than the inductance in the region where the current is large. large.
  • the curve 102 has at least two inflection points.
  • the values I1, I2, and I3 of the current IL1 are obtained when the electric power W supplied to the air conditioner 900 takes the intermediate operation power consumption, the rated operation power consumption, and the maximum operation power consumption (see Japanese Industrial Standard C9612). Corresponds to the maximum current. That is, when the air conditioner 900 is operated at the intermediate operating capacity, the maximum value of the current IL1 is the value I1, and when the air conditioner 900 is operated at the rated operation, the maximum value of the current IL1 is the value I2 and is operated at the maximum operating capacity. In this case, the maximum value of the current IL1 takes the value I3 (I3> I2> I1). Alternatively, the rated operating power consumption may conform to International Industrial Standard 5151-1.
  • the intermediate power consumption is grasped as half of the rated operating power consumption.
  • the maximum operating capacity is the capacity specified by the manufacturer of the air conditioner during cooling operation, and the air conditioner can output continuously. During heating operation, the maximum operating capacity is 1.38 of the heating low temperature capacity defined in the above standard. Doubled.
  • the inductance of the reactor L1 takes the value L11 when the current IL1 when the air conditioner 900 is operated with the intermediate operating capacity and the capacity lower than the intermediate operating capacity is the maximum value I1, and the air conditioner 900 is operated at the maximum.
  • the second value L12 ( ⁇ L11) is taken when the current IL1 when operating with the capacity and when transiently operating with the capacity exceeding the maximum driving capacity takes the maximum value I1.
  • FIG. 6 is a graph showing a case where the current IL1 takes a value smaller than the value I1.
  • a broken line written together with the current IL1 shows an outline of an envelope of the current IL1. Since the envelope is controlled in a sinusoidal shape (for example, FIG. 14 of Non-Patent Document 1), when the current IL1 is small, the frequency at which the switching element S1 is conductive / non-conductive (ie, the switching frequency) is high in the critical current mode. Therefore, switching loss is likely to increase. If the current IL1 is small, the current that flows when the switching element S1 conducts increases unless the switching frequency is increased in the current discontinuous mode. This leads to an increase in switching loss and conduction loss, and efficiency is lowered. Therefore, it is desirable that the current IL1 does not easily increase even if the inductance value L11 of the reactor L1 is increased and the switching element S1 is turned on.
  • the air conditioner 900 when the air conditioner 900 is operated at an intermediate operating capacity or lower, the loss can be reduced and an efficient operation can be performed.
  • the generation time of the outside air temperature that requires air conditioning concentrates on the temperature at which the air conditioner is required to operate at an intermediate capacity or lower. Yes. Therefore, the improvement of the efficiency below the intermediate driving capacity improves the energy consumption efficiency (APF: Annual Performance Factor, see Japanese Industrial Standard C9612 Annex 3).
  • the inductance of the swing choke adopted as the reactor L1 takes the value L11 until the current IL1 reaches the value I2 corresponding to the rated operation. May be.
  • the conduction loss of an insulated gate bipolar transistor is represented by the product of the current flowing through the insulated gate bipolar transistor and its emitter-collector voltage.
  • the conduction loss of a MOS field effect transistor is represented by the product of the square of the current flowing through the MOS field effect transistor and its on-resistance.
  • the voltage between the emitter and the collector of the insulated gate bipolar transistor is about 1.5V, and the on-resistance of the MOS field effect transistor is about 0.2 ⁇ . Therefore, when the flowing current is 7.5 A or less, the conduction loss is smaller in the MOS field effect transistor than in the insulated gate bipolar transistor.
  • FIG. 6 corresponds to both a current flowing through a normal reactor corresponding to the inductance of the curve 101 and a current flowing through the swing choke corresponding to the inductance of the curve 102. This is because both inductances coincide in a region where the current IL1 is smaller than the value I1.
  • FIG. 7 shows a graph in the case where a normal reactor whose inductance is shown by the curve 101 is used and the driving capability is large and the flowing current IL1 exceeds the value I2 (> I1).
  • the curve 101 is greatly reduced from the point where the current IL1 exceeds the value I2, and the slope of further decreasing at the value I3 (> I2) becomes stiff.
  • the slope of the waveform of the current IL1 should be similar to the graph shown in FIG. 6 (see the broken line of the triangular wave in FIG. 7). is there.
  • the inductance of the reactor L1 decreases, the slope of the current IL1 becomes steep when it exceeds the value I2, and a large current flows (see the solid line graph in FIG. 7).
  • a portion of the current IL1 exceeding the value I3 is generated, and the slope thereof becomes steeper. Therefore, the envelope of the current IL1 is greatly distorted, which is undesirable from the viewpoint of suppressing harmonics.
  • the critical current mode there is a concern that the switching frequency falls and enters the audible frequency band, and if the current discontinuous mode is adopted, it is easy to shift to the continuous current mode, and electrical noise increases. There is also a concern.
  • FIG. 8 shows a graph when the driving ability is large and the flowing current IL1 exceeds the value I2 when the swing choke whose inductance is shown by the curve 102 is used for the reactor L1.
  • the inductance once decreases as the current IL1 increases, but the inductance does not decrease much even if the current IL1 further increases. Therefore, even if the current IL1 exceeds the value I2, the slope of the current IL1 does not become so steep even if it exceeds the value I2, and does not reach the value I3. Therefore, the waveform distortion of the envelope of the current IL1 is small, and the average value of the envelope (see the chain line in FIG. 8) approaches the sine wave.
  • the air conditioner 900 is operated at a maximum operation or less, but there may be a case where the operation exceeds the maximum operation transiently. Even in such a case, in order to maintain efficiency, it is desirable that the inductance of the reactor L1 does not decrease.
  • the conduction loss of the switching element S1 is dominant as the loss of the booster circuit B1, and the loss due to the copper loss of the reactor L1 increases in proportion to the square of the current IL1. Therefore, it is desirable to avoid the inductance from becoming small (similar to the waveform shown in FIG. 7) and the peak value of current IL1 from becoming large.
  • the inductance take a constant value L12 when the current IL1 takes a value I3 or more.
  • FIG. 9 it will be described that the inductance of the reactor L1 employing the swing choke is constant at the value L12 in the region where the current IL1 is equal to or greater than the value I3.
  • the inductance is represented by a curve 102 as in FIG.
  • FIG. 9 shows an enlarged region in the vicinity where the current IL1 takes the value I3 than in FIG.
  • Curves J1 and J2 indicate the inductance values of reactor L1 when the frequency of mechanical vibration is constant.
  • Non-Patent Document 1 when the minimum AC voltage (effective value) input to the diode rectifier circuit 3, the output voltage of the booster circuit B1, the power factor, and the efficiency are constant, the inductance of the reactor L1 is the same as that of the booster circuit B1. It is inversely proportional to the product of the maximum value of output power and the minimum value of PWM frequency. The maximum value of the output power is proportional to the product of the output voltage and the output current, and the minimum value of the PWM frequency can be regarded as the minimum value of the switching frequency. Accordingly, the inductance of reactor L1 is inversely proportional to current IL1 when the switching frequency is fixed, and becomes smaller as the switching frequency is higher.
  • the curves J1 and J2 have smaller inductance values as the current IL1 increases. Further, the value of the frequency corresponding to the inductance indicated by the curve J1 is larger than the value of the frequency corresponding to the inductance indicated by the curve J2, for example, 20 kHz and 10 Hz, respectively.
  • Curves K1 and K2 indicate the inductance value of reactor L1 in reactor L when the efficiency of booster circuit B1 is constant. However, in this efficiency, the copper loss of the reactor L was ignored. Therefore, the efficiency decreases as the switching loss increases, and the switching loss increases as the switching frequency increases.
  • the current output from the booster circuit B1 during the non-switching period The peak is increased by decreasing the inductance value. Therefore, in order to increase the current IL1 with the same efficiency, the inductance is decreased as the current IL1 is increased.
  • the values of the efficiency indicated by the curves K1 and K2 decrease as the current IL1 increases.
  • the efficiency value corresponding to the inductance indicated by the curve K1 is larger than the efficiency value corresponding to the inductance indicated by the curve K2, for example, 95% and 97%, respectively.
  • the efficiency of the booster circuit B1 is impaired by the copper loss of the reactor L in addition to the above switching loss.
  • the copper loss of reactor L is proportional to the square of current IL1.
  • Curve R1 shows the copper loss, and the rate of increase increases as current IL1 increases.
  • the inductance of the reactor L1 is smaller than the value indicated by the curve J1 from the viewpoint that the frequency of the mechanical vibration hardly enters the audible range, and from the viewpoint indicated by the curves K1 and R1 from the viewpoint of improving the efficiency. Larger is desirable.
  • the inductance is a curve in a region where the current IL1 is greater than or equal to the value I3. It is desired to be larger than the value indicated by R1.
  • the inductance is larger than the value indicated by the curve J1, for example, the switching frequency is lower than 20 kHz, this does not mean that the embodiment cannot be implemented. Even if the inductance is larger than the value shown by the curve J1, it is smaller than the value shown by the curve J2, for example, if the switching frequency is higher than 15 kHz, it is usually adopted for the operation sound of the refrigerant compressor 7 and the outdoor unit 902.
  • the noise from the fan (not shown) wind noise and the noise based on the carrier frequency of the inverter 5 may be larger than the noise based on the switching frequency of the power factor correction circuit 4. In such a case, it is not necessary to take specific measures against noise generated from the power factor correction circuit 4. In other words, it can be recognized that the effect of the present embodiment is effective as long as the switching frequency is reduced only to the upper limit of the audible range.
  • the swing choke exhibits a substantially flat characteristic in a region where the inductance is large, the inductance can be kept large even when the current IL1 flowing through the reactor L1 adopting the swing choke is large. This suppresses a decrease in efficiency while preventing the switching frequency from reaching the audible frequency band to prevent noise.
  • the efficiency in the region where the current IL1 flowing through the reactor L1 is small can be increased.
  • the operating capacity of the air conditioner varies in a wide range from a capacity lower than the intermediate operating capacity to the maximum operating capacity, and the load of the inverter 5 (for example, the compressor 7) also varies greatly. Therefore, as described above, the inductance of the reactor L1 takes the value L11 when the air conditioner 900 is operated with the intermediate operation capacity and the capacity lower than the intermediate operation capacity, and the air conditioner 900 is transient with the capacity exceeding the maximum operation capacity.
  • the following advantages can be obtained by taking the value L12 ( ⁇ L11)) when driving at full speed and when driving at maximum driving capacity. That is, even if the load of the inverter 5 is large, the noise of the switching power supply circuit, especially the power factor correction circuit 4, is unlikely to reach the audible sound range, and the loss that occurs when the load is small is reduced.
  • the inductance of the reactor L1 takes the value L11, so that the loss is also reduced in the rated capacity.
  • the inductance of the reactor L1 takes a value that makes the switching frequency equal to or higher than the audible frequency, the sound generated by the switching power supply circuit, particularly the power factor correction circuit 4, does not reach the audible sound range, and the generation of noise is avoided.
  • FIG. 10 is a diagram showing the external appearance of the power factor correction circuit 4.
  • the power factor correction circuit 4 paths LL and LH 1, input terminals P 1 and P 2, and output terminals P 3 and P 4 are realized on the printed circuit board 40. Further, the reactors L1 and L1s, the diode D1, and the switching element S1 are mounted on the printed circuit board 40.
  • the heat generation of the reactor L1 is reduced by increasing the inductance of the reactor L1 particularly in the region where the current IL1 is large. Therefore, it is less necessary to thermally separate the reactor L1 from the printed circuit board 40 on which the switching element S1 is mounted. In other words, even if the reactor L1 is mounted on the printed circuit board 40 on which the switching element S1 is mounted, the influence of heat generation on the switching element S1 is small. This is particularly suitable when a semiconductor element is employed as the switching element S1. By mounting the reactor L1 on the printed circuit board 40 on which the switching element S1 is mounted, a connection line for connecting the reactor L1 and the printed circuit board 40 becomes unnecessary. By omitting such connection lines, not only the number of parts is reduced, but also noise caused by the connection lines is avoided.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of an interleave type power factor correction circuit.
  • the configuration shown in FIG. 11 has a configuration in which a switching element S2, reactors L2 and Ls2, a diode D2, and a path LH1 are added to the configuration shown in FIG.
  • the reactor L2 is provided on a path LH2 connecting the input end P1 and the output end P3.
  • the diode D2 is connected in series with the reactor L2 on the output terminal P3 side on the path LH2.
  • the diode D2 is provided with its anode facing the reactor L2.
  • Switching element S2 is provided between a point between reactor L2 and diode D2 and path LL.
  • the switching element S2 is not limited to a MOS field effect transistor, like the switching element S1, and may be an insulated gate bipolar transistor or a bipolar transistor.
  • the reactor L2, the diode D2, and the switching element S2 connected to the path LH2 constitute a booster circuit B2.
  • the booster circuits B1 and B2 function as a power factor correction circuit 4 that improves the power factor on the input side.
  • the power factor correction circuit 4 forms a switching power supply circuit together with the smoothing capacitor C.
  • Control unit 6 controls conduction / non-conduction of switching elements S1 and S2 based on not only current IL1 but also current IL2 flowing through reactor L2, as shown in FIG.
  • the current IL flowing between the input terminals P1 and P2 is the sum of the currents IL1 and IL2.
  • a reactor L2s is provided for detecting the current IL2.
  • Reactor L2s forms a transformer with reactor L2.
  • Control unit 6 detects current flowing in reactor L2s and estimates current IL2.
  • the switching elements S1 and S2 are conducted exclusively with each other, and the power factor correction circuit 4 operates in a critical current mode or a current discontinuous mode. Since the method for controlling the conduction / non-conduction of the switching elements S1, S2 is well known as an interleaving operation, further explanation is omitted.
  • At least the reactor L1 employs a swing choke having the above-described characteristics, thereby improving the trade-off between efficiency improvement (or further harmonic suppression) and audible sound suppression.
  • using a swing choke for the reactor L2 also has the effects of suppressing harmonics of the output current, adopting a small current element for the switching element S2, and improving efficiency in a region where the current is small.

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Abstract

　昇圧チョッパを採用したインターリーブ型力率改善回路において、リアクトルの特性を適切に設定することによって、効率向上と可聴音抑制とのトレードオフを改善する。経路（ＬＨ１）に接続されるリアクトル（Ｌ１）、ダイオード（Ｄ１）及びスイッチング素子（Ｓ１）は昇圧回路（Ｂ１）を構成し、いずれも経路（ＬＨ２）に接続されるリアクトル（Ｌ２）、ダイオード（Ｄ２）及びスイッチング素子（Ｓ２）は昇圧回路（Ｂ２）を構成する。昇圧回路（Ｂ１，Ｂ２）は入力側の力率を改善する力率改善回路としても機能する。リアクトル（Ｌ１，Ｌ２）にはスイングチョークが採用される。

Description

スイッチング電源回路
　本発明はスイッチング電源回路に関し、特に力率改善回路に関する。
　特許文献１には電流共振型ＤＣ－ＤＣコンバータが開示され、スイング型チョークコイル（以下「スイングチョーク」）及びこれと並列接続された共振用チョークコイルを伴ったコンバータが開示されている。
　非特許文献１には、臨界電流モードかつインターリーブで動作する一対の力率改善回路（以下、単に「インターリーブ型力率改善回路」と称す）が開示されている。インターリーブ型力率改善回路では、昇圧型のチョッパ回路の一対が並列接続されており、リアクトル、ダイオード、スイッチング素子を有している。かかるスイッチング素子として例えばＭＯＳ電界効果トランジスタが採用される。
　非特許文献２はリアクトルに流れる電流として、電流連続モード、臨界電流モード、電流不連続モードについて開示し、またスイングチョークについても開示している。
特開平９－２２４３６９号公報
喜多村　守、「１．５ｋＷの低ノイズ高調波対策電源を作れる臨界モード／インターリーブＰＦＣ　ＩＣ　Ｒ２Ａ２０１１２」、トランジスタ技術２００８年５月号、ＣＱ出版株式会社、2008年8月、第１７６頁乃至第１８４頁 佐藤守男、「電源回路のＬＣ素子」、［online］、［平成22年3月5日検索］、インターネット(URL:http://www.tdk.co.jp/tjbcd01/bcd23_26.pdf　第１２乃至１３頁）（ＴＨＥＨＯＴＬＩＮＥvol.25、第３９頁乃至第４０頁）
　力率改善回路を電流連続モードで動作させることは、ダイオードＤ１に電流が流れているときにスイッチングが行われることを招くので、電気的ノイズが増大する観点で望ましくない。よって力率改善回路は電流不連続モードあるいは臨界電流モードで使用することが望ましい。例えばインターリーブ型力率改善回路では、リアクトルに流れる電流は通常は臨界電流モードが採用される。
　力率改善回路中のリアクトルのインダクタンスが大きいと、力率改善回路に大きな電流が流れるとき、電流連続モードになりやすい。また電流連続モードではなく臨界電流モードで力率改善回路を動作させることができても、当該インダクタンスが大きいときに大きな電流を流すためにはスイッチング周波数の低下を招く。これは機械的振動の周波数が可聴域に入り易くし、可聴の騒音を招来する観点で望ましくない。
　よって力率改善回路、特に臨界電流モードが採用されるインターリーブ型力率改善回路を大電力用に採用する場合には、リアクトルのインダクタンスを下げることが望ましい。
　しかし、臨界電流モードでリアクトルのインダクタンスを下げると、負荷が小さい状況において、スイッチング周波数が高くなる。これはスイッチングに伴って発生するノイズの増大や、力率改善回路中のスイッチング素子のスイッチング損失の増大により効率が低下する問題を招来する。
　力率改善回路を電流不連続モードで動作させれば、リアクトルのインダクタンスが小さく、負荷も小さい状況においてスイッチング周波数を上昇させないことも可能である。但しスイッチング周波数を上昇させないと、スイッチング素子に流れる電流が増大し、スイッチング損失の増大のみならず、スイッチング素子の導通損失も増大し、効率が低下する。
　そこで、本発明は、昇圧チョッパを採用した力率改善回路において、リアクトルの特性を適切に設定することによって、効率低下の抑制と可聴音抑制とのトレードオフを改善するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
　この発明にかかるスイッチング電源回路の第１の態様は、冷媒サイクル（９００）に設けられる冷媒圧縮機（７）を駆動するインバータ（５）へ直流電流を供給し、臨界電流モード若しくは電流不連続モードで機能する力率改善回路（４）である。そして第１及び第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、第１及び第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と、前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結ぶ第１の経路（ＬＨ１）と、前記第１の経路上に設けられた第１のリアクトル（Ｌ１）と、前記第１の経路上で、前記第１のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第１のリアクトル側に向けて設けられる第１のダイオード（Ｄ１）と、前記第２の入力端と前記第２の出力端との間を結ぶ第２の経路（ＬＬ）と、前記第１のリアクトルと前記第１のダイオードとの間の点と、前記第２の経路との間に設けられた第１のスイッチング素子（Ｓ１）とを備える。
　そして前記冷媒サイクルが中間運転能力及び前記中間運転能力よりも低い能力で運転するときの前記第１のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第１のリアクトルのインダクタンスは第１値（Ｌ１１）を採り、前記冷媒サイクルが最大運転能力を越える能力で過渡的に運転するとき及び前記最大運転能力で運転するときの前記第１のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第１のリアクトルのインダクタンスは、前記第１値よりも小さい第２値（Ｌ１２）を採ることを特徴とする。
　この発明にかかるスイッチング電源回路の第２の態様は、その第１の態様であって、前記冷媒サイクルが定格能力で運転するときの前記第１のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第１のリアクトルのインダクタンスは前記第１値を採る。
　この発明にかかるスイッチング電源回路の第３の態様は、その第１の態様又は第２の態様のいずれかであって、前記第１のリアクトルのインダクタンスは、前記第１のスイッチング素子のスイッチング周波数を可聴周波数以上にする値を採る。
　この発明にかかるスイッチング電源回路の第４の態様は、その第１の態様、第２の態様又は第３の態様のいずれかであって、前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結び前記第１の経路とは異なる第３の経路（ＬＨ２）と、前記第３の経路上に設けられた第２のリアクトル（Ｌ２）と、前記第３の経路上で、前記第２のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第２のリアクトル側に向けて設けられる第２のダイオード（Ｄ２）と、前記第２のリアクトルと前記第２のダイオードとの間の点と、前記第２の経路（ＬＬ）との間に設けられ、前記第１のスイッチング素子と排他的に導通する第２のスイッチング素子（Ｓ２）とを更に備える。
　この発明にかかるスイッチング電源回路の第５の態様は、その第１の態様、第２の態様、第３の態様、又は第４の態様のいずれかであって、前記第１のスイッチング素子と前記第１のリアクトルとは同じプリント基板に搭載される。
　前記冷媒サイクルは例えば空気調和機である。
　冷媒サイクルの運転能力は、中間運転能力よりも低い能力から最大運転能力までの広い範囲において変動し、インバータの負荷も大きく変動する。この発明にかかる力率改善回路の第１の態様によれば、スイッチング電源回路の発生する音はインバータの負荷が大きくても可聴音域に至りにくく、当該負荷が小さいときに発生する損失が低減される。
　この発明にかかる力率改善回路の第２の態様によれば、定格能力においても損失が低減される。
　この発明にかかる力率改善回路の第３の態様によれば、スイッチング電源回路の発生する音が可聴音域に至らず、騒音の発生が回避される。
　この発明にかかる力率改善回路の第４の態様によれば、いわゆるインターリーブ方式の動作が実現されるので、力率改善回路への入力電流のリプルが低減される。
　この発明にかかる力率改善回路の第１～第４の態様によれば、第１のリアクトルの発熱が小さい。よって第１のスイッチング素子が搭載されるプリント基板に第１のリアクトルを搭載しても、第１のスイッチング素子への発熱の影響が小さく、特に第１のスイッチング素子として半導体素子が採用される場合に好適である。よってこの発明にかかる力率改善回路の第５の態様によれば、第１のスイッチング素子が搭載される基板と第１のリアクトルとを接続するための接続線が不要となり、部品点数の削減のみならず接続線に起因する雑音も回避される。
　この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。
本発明の実施の形態にかかる力率改善回路の構成を示す回路図 臨界電流モードの動作を示すグラフ 電流不連続モードの動作を示すグラフ 空気調和機９００の構成を例示するブロック図 当該力率改善回路で採用されるリアクトルのインダクタンスを示すグラフ リアクトルに流れる電流を示すグラフ リアクトルに流れる電流を示すグラフ リアクトルに流れる電流を示すグラフ 当該力率改善回路で採用されるリアクトルのインダクタンスを示すグラフ 力率改善回路４の外観を示す図 本発明の実施の形態にかかるインターリーブ型力率改善回路の構成を示す回路図 当該インターリーブ型力率改善回路の動作を示すグラフ
　本実施の形態にかかるスイッチング電源回路は、図１に例示するように、入力端Ｐ１，Ｐ２と出力端Ｐ３，Ｐ４とリアクトルＬ１とダイオードＤ１とスイッチング素子Ｓ１と、平滑コンデンサＣとを備えている。
　入力端Ｐ１，Ｐ２の間には直流電圧が印加される。例えば入力端Ｐ１，Ｐ２には不図示のダイオード整流回路が接続される。ダイオード整流回路は交流電源からの交流電圧を整流し、整流後の直流電圧を入力端Ｐ１，Ｐ２の間に印加する。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。なお、入力端Ｐ１，Ｐ２にダイオード整流回路が接続されることは必須要件ではない。入力端Ｐ１，Ｐ２の間に直流電圧を印加する任意の構成が入力端Ｐ１，Ｐ２に接続されていればよい。
　リアクトルＬ１は入力端Ｐ１と出力端Ｐ３とを結ぶ経路ＬＨ１上に設けられている。
　ダイオードＤ１は経路ＬＨ１上において出力端Ｐ３側でリアクトルＬ１と直列に接続されている。ダイオードＤ１はそのアノードをリアクトルＬ１に向けて設けられる。
　スイッチング素子Ｓ１は、リアクトルＬ１とダイオードＤ１との間の点と、入力端Ｐ２および出力端Ｐ４を結ぶ経路ＬＬとの間に設けられる。なお図１の例示では、スイッチング素子Ｓ１がＭＯＳ電界効果トランジスタとして示されているが、これに限らない。スイッチング素子Ｓ１は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又はバイポーラトランジスタ等であってよい。
　ここで「ＭＯＳ」という用語は、古くは金属／酸化物／半導体の積層構造に用いられており、Metal-Oxide-Semiconductorの頭文字を採ったものとされている。しかしながら特にＭＯＳ構造を有する電界効果トランジスタ（「ＭＯＳ電界効果トランジスタ）においては、近年の集積化や製造プロセスの改善などの観点からゲート絶縁膜やゲート電極の材料が改善されている。
　例えば主としてソース・ドレインを自己整合的に形成する観点から、ゲート電極の材料として金属の代わりに多結晶シリコンが採用されてきている。また電気的特性を改善する観点から、ゲート絶縁膜の材料として高誘電率の材料が採用されるが、当該材料は必ずしも酸化物には限定されない。
　従って「ＭＯＳ」という用語は必ずしも金属／酸化物／半導体の積層構造のみに限定されて採用されているわけではなく、本明細書でもそのような限定を前提としない。即ち、技術常識に鑑みて、ここでは「ＭＯＳ」とはその語源に起因した略語としてのみならず、広く導電体／絶縁体／半導体の積層構造をも含む意義を有する。
　出力端Ｐ３，Ｐ４の間には平滑コンデンサＣが設けられている。平滑コンデンサＣは入力端Ｐ１，Ｐ２からリアクトルＬ１、ダイオードＤ１及びスイッチング素子Ｓ１を介して印加される直流電圧を平滑する。
　いずれも経路ＬＨ１に接続されるリアクトルＬ１及びダイオードＤ１と、スイッチング素子Ｓ１とは昇圧回路Ｂ１を構成し、昇圧回路Ｂ１は平滑コンデンサＣと共にスイッチング電源回路を構成する。昇圧回路Ｂ１は入力側の力率を改善する力率改善回路としても機能する。
　制御部６はリアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１に基づいて、スイッチング素子Ｓ１の導通／非導通を、例えば図２のように臨界電流モードで制御し、あるいは例えば図３のように電流不連続モードで制御する。
　本実施の形態では電流ＩＬ１の検出のためにリアクトルＬ１ｓが設けられている。リアクトルＬ１ｓはリアクトルＬ１と共にトランスを構成している。制御部６はリアクトルＬ１ｓに流れる電流を検知し、電流ＩＬ１を見積もる。
　図４は本実施の形態にかかる力率改善回路４を採用する冷媒サイクルたる空気調和機９００の構成を例示するブロック図である。空気調和機９００は室内機９０１及び室外機９０２を有している。室内機９０１及び室外機９０２はいずれも商用電源１から交流電力が供給され、当該交流電力の総量を電力Ｗとして示している。力率改善回路４としては上述の昇圧回路Ｂ１を採用することができる。空気調和機９００に代替して、公知のヒートポンプ形式の冷媒サイクル、例えば給湯器を適用することもできる。
　空気調和機９００はその室外機９０２において、冷媒圧縮機７及びこれを駆動するインバータ５を設けている。力率改善回路４は臨界電流モード若しくは電流不連続モードで動作し、インバータ５へ直流電流を供給する。
　ダイオード整流回路３も室外機９０２に設けられ、これは商用電源１からの交流電圧を整流し、整流後の直流電圧を力率改善回路４に供給する。
　制御部６は力率改善回路４のみならず、インバータ５の動作も制御する。
　このようなスイッチング素子Ｓ１の導通／非導通やインバータ５を制御する手法については周知であるのでこれ以上の説明は割愛する。
　またここでは、制御部６はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部６はこれに限らず、制御部６によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
　本実施の形態においては、リアクトルＬ１にスイングチョークが採用される。
　図５において、通常のリアクトルのインダクタンスを曲線１０１で、スイングチョークのインダクタンスを曲線１０２で、それぞれ示した。但しここでは電流が小さい領域での両者のインダクタンスが等しい場合を例示している。
　本実施の形態にかかるスイッチング電源回路は、リアクトルＬ１に電流不連続モードあるいは臨界電流モードで電流を流して駆動される。入力端Ｐ１，Ｐ２に入力される入力電流はダイオード整流回路３によって整流された直流であるのが通常であり、例えばダイオード整流回路３には正弦波が入力される。
　以下、リアクトルＬ１にスイングチョークが採用された場合において、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１について説明する。
　スイングチョークのインダクタンスは図５に曲線１０２で示されるように、電流が大きい領域においてほぼ平坦な特性を示し、かつスイングチョークに流れる電流が小さい領域におけるインダクタンスは、当該電流が大きい領域におけるインダクタンスよりも大きい。換言すれば、曲線１０２は少なくとも二つの変曲点を有していることになる。
　電流ＩＬ１の値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は、空気調和機９００に供給される電力Ｗが、それぞれの中間運転消費電力、定格運転消費電力、最大運転消費電力（日本工業規格Ｃ９６１２参照）をとるときの最大電流に対応する。即ち、空気調和機９００が中間運転能力で運転するときには電流ＩＬ１の最大値は値Ｉ１を、空気調和機９００が定格運転で運転するときには電流ＩＬ１の最大値は値Ｉ２を、最大運転能力で運転するときには電流ＩＬ１の最大値は値Ｉ３を、それぞれ採ることになる（Ｉ３＞Ｉ２＞Ｉ１）。あるいは、定格運転消費電力は国際工業規格５１５１－１に則っても良く、この場合には中間消費電力は定格運転消費電力の半分と把握される。最大運転能力は冷房運転時では空気調和機のメーカーが指定する、当該空気調和機が連続して出力できる能力であり、暖房運転時では、上記規格にて定義された暖房低温能力の１．３８倍となる。
　リアクトルＬ１のインダクタンスは、空気調和機９００が中間運転能力及び中間運転能力よりも低い能力で運転するときの電流ＩＬ１が最大値Ｉ１を採るときに、値Ｌ１１を採り、空気調和機９００が最大運転能力で運転するとき及び最大運転能力を越える能力で過渡的に運転するときの電流ＩＬ１が最大値Ｉ１を採るときには、第２値Ｌ１２（＜Ｌ１１）を採る。
　図６は電流ＩＬ１が、値Ｉ１よりも更に小さい値を採る場合を示すグラフである。電流ＩＬ１に併記された破線は電流ＩＬ１の包絡線の概要を示す。当該包絡線は正弦波状に制御されるので（例えば非特許文献１の図１４等）、電流ＩＬ１が小さいと、臨界電流モードではスイッチング素子Ｓ１が導通／非導通する周波数（即ちスイッチング周波数）が高くなってスイッチング損卒が大きくなり易い。電流ＩＬ１が小さいと、電流不連続モードではスイッチング周波数を上昇させないとスイッチング素子Ｓ１が導通時に流す電流が増大する。これはスイッチング損失及び導通損失の増大を招来し、効率が低下する。そこでリアクトルＬ１のインダクタンスの値Ｌ１１を高くして、スイッチング素子Ｓ１が導通しても電流ＩＬ１が上昇しにくいことが望ましい。
　このようにして、中間運転能力以下で空気調和機９００が運転されるとき、その損失を低減し、効率の良い運転を行うことができる。一般に、空気調和を必要とする外気温度の発生時間（例えば日本工業規格Ｃ９６１２附属書３表３及び表６参照）は、空気調和機の中間能力以下での運転が要求される温度に集中している。よって中間運転能力以下での効率の向上は、通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ：Annual Performance Factor、日本工業規格Ｃ９６１２附属書３を参照）を改善する。
　より通年エネルギー消費効率を改善するため、図５に曲線１０２で示されるように、リアクトルＬ１として採用されるスイングチョークのインダクタンスは、定格運転に対応する値Ｉ２に電流ＩＬ１が至るまで値Ｌ１１を採ってもよい。
　なお、一般に、絶縁ゲートバイポーラトランジスタの導通損失は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタに流れる電流と、そのエミッタ－コレクタ間電圧の積で表される。他方、ＭＯＳ電界効果トランジスタの導通損失は、ＭＯＳ電界効果トランジスタに流れる電流の二乗と、そのオン抵抗との積で表される。通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタのエミッタ－コレクタ間電圧は１．５Ｖ程度であり、及びＭＯＳ電界効果トランジスタのオン抵抗は０．２Ω程度である。よって流れる電流が７．５Ａ以下のときには絶縁ゲートバイポーラトランジスタよりもＭＯＳ電界効果トランジスタの方が、導通損失は小さくなる。
　かかる導通損失の比較に鑑みれば、スイッチング素子Ｓ１としてＭＯＳ電界効果トランジスタを採用することは、中間運転能力以下で空気調和機９００が運転されるときの損失を低減し、ひいては通年エネルギー消費効率を向上させる観点で望ましい。
　図６は曲線１０１のインダクタンスに対応する通常のリアクトルに流れる電流、曲線１０２のインダクタンスに対応するスイングチョークに流れる電流のいずれにも相当する。両者のインダクタンスは電流ＩＬ１が値Ｉ１よりも小さい領域において一致するからである。
　さて、運転能力を大きくして電流ＩＬ１を大きくする必要がある場合を考える。図７は曲線１０１でそのインダクタンスが示される通常のリアクトルを用いた場合に、運転能力が大きく、流れる電流ＩＬ１も値Ｉ２（＞Ｉ１）を越える場合のグラフを示す。図５に示されるように曲線１０１は電流ＩＬ１が値Ｉ２を越える辺りから大きく低下し、値Ｉ３（＞Ｉ２）ではさらに低下する傾斜がきつくなる。
　もし電流ＩＬ１が値Ｉ２を越えても、リアクトルＬ１のインダクタンスが低下しなければ電流ＩＬ１の波形の傾斜も図６に示されたグラフと同程度であるはず（図７の三角波の破線参照）である。しかしリアクトルＬ１のインダクタンスが低下するため、電流ＩＬ１の傾斜は値Ｉ２を越えると急峻となり、大きな電流が流れてしまう（図７の実線のグラフ参照）。これにより、電流ＩＬ１は値Ｉ３をも越える部分が発生し、その傾斜は更に急峻となる。よって電流ＩＬ１の包絡線は大きく歪み、高調波抑制の観点で望ましくない。しかも、臨界電流モードが採用されていればスイッチング周波数が低下して可聴周波数帯に入るという懸念があり、電流不連続モードが採用されていれば電流連続モードに移行しやすく電気的ノイズが増大するという懸念もある。
　他方、図８は曲線１０２でそのインダクタンスが示されるスイングチョークをリアクトルＬ１に用いた場合に、運転能力が大きく、流れる電流ＩＬ１も値Ｉ２を越える場合のグラフを示す。曲線１０２で示されるように、当該インダクタンスは電流ＩＬ１が増大するにつれて一旦は低下するものの、更に電流ＩＬ１が増大してもインダクタンスは余り低下しない。よって電流ＩＬ１が値Ｉ２を越えても、電流ＩＬ１の傾斜は値Ｉ２を越えても余り急峻とはならず、値Ｉ３に達することもない。よって電流ＩＬ１の包絡線の波形歪みも少なく、当該包絡線の平均値（図８の鎖線参照）も正弦波に近づくことになる。
　一般に空気調和機９００は最大運転以下で運転されるが、過渡的に最大運転を越えた運転を行う場合がある。かかる場合においても効率を維持するためにはリアクトルＬ１のインダクタンスは低下しないことが望ましい。電流ＩＬ１が大きいときには昇圧回路Ｂ１の損失としてはスイッチング素子Ｓ１の導通損失が支配的となり、リアクトルＬ１の銅損による損失が電流ＩＬ１の二乗に比例して増大する。よって当該インダクタンスが小さくなって（図７で示された波形と類似して）電流ＩＬ１のピーク値が大きくなることは回避されることが望ましい。
　他方、電流連続モードで動作させないため、また臨界電流モードにおいてスイッチング周波数を小さくしないためには、当該インダクタンスを大きくすることも望ましくない。従って当該インダクタンスは電流ＩＬ１が値Ｉ３以上を採るときに一定値Ｌ１２を採ることが望ましい。
　図９において、電流ＩＬ１が値Ｉ３以上となる領域において、スイングチョークが採用されたリアクトルＬ１のインダクタンスが値Ｌ１２で一定となることを説明する。当該インダクタンスは図５と同様に、曲線１０２で表される。但し、図９は図５よりも電流ＩＬ１が値Ｉ３を採る近傍の領域を拡大して示している。
　曲線Ｊ１，Ｊ２は、それぞれ機械的振動の周波数が一定となる場合のリアクトルＬ１のインダクタンスの値を示す。
　非特許文献１によれば、ダイオード整流回路３へ入力する最小ＡＣ電圧（実効値）と、昇圧回路Ｂ１の出力電圧と、力率及び効率を一定とすると、リアクトルＬ１のインダクタンスは昇圧回路Ｂ１の出力電力の最大値とＰＷＭ周波数の最低値との積に反比例する。出力電力の最大値は出力電圧及び出力電流の積に比例し、ＰＷＭ周波数の最低値はスイッチング周波数の最低値であると見ることができる。よってリアクトルＬ１のインダクタンスはスイッチング周波数を固定すると電流ＩＬ１に反比例し、スイッチング周波数が高いほど小さくなる。
　上述の説明から、曲線Ｊ１，Ｊ２は電流ＩＬ１が増大するほど、それらが示すインダクタンスの値は小さくなることがわかる。また曲線Ｊ１で示されるインダクタンスに対応する周波数の値は、曲線Ｊ２で示されるインダクタンスに対応する周波数の値よりも大きく、たとえばそれぞれ２０ｋＨｚ及び１０Ｈｚである。
　曲線Ｋ１，Ｋ２は、それぞれ昇圧回路Ｂ１の効率が一定の場合の、リアクトルＬにおけるリアクトルＬ１のインダクタンスの値を示す。但し当該効率ではリアクトルＬの銅損を無視した。よって当該効率はスイッチング損失が大きいほど小さくなり、スイッチング損失はスイッチング周波数が高いほど増大する。そしてスイッチング周波数を下げつつ電流ＩＬ１を大きくするためには、昇圧回路Ｂ１が電流不連続モードのみではなく臨界電流モードでも動作する場合も考慮すると、スイッチングされない期間で昇圧回路Ｂ１から出力される電流のピークを、インダクタンス値を小さくすることで増大させることになる。よって等しい効率で電流ＩＬ１を大きくするには、電流ＩＬ１が大きいほどインダクタンスを小さくする。
　上述の説明から、曲線Ｋ１，Ｋ２は電流ＩＬ１が増大するほど、それらが示す効率の値は小さくなることがわかる。また曲線Ｋ１で示されるインダクタンスに対応する効率の値は、曲線Ｋ２で示されるインダクタンスに対応する効率の値よりも大きく、たとえばそれぞれ９５％及び９７％である。
　他方、昇圧回路Ｂ１の効率は、上記のスイッチング損失の他、リアクトルＬの銅損によっても損なわれる。そしてリアクトルＬの銅損は電流ＩＬ１の二乗に比例する。曲線Ｒ１は当該銅損を示し、電流ＩＬ１が増大するにつれてその上昇率は大きくなる。
　以上のことからリアクトルＬ１のインダクタンスは、機械的振動の周波数が可聴域に入りにくい観点からは曲線Ｊ１で示される値よりも小さく、効率を向上させる観点では曲線Ｋ１，Ｒ１で示される値よりも大きいことが望ましい。特に、過渡的であっても、最大能力運転以上の運転能力が要求される空気調和機に電力が供給される観点からは、当該インダクタンスは電流ＩＬ１が値Ｉ３近傍以上となる領域においては、曲線Ｒ１で示される値よりも大きいことが望まれる。
　当該インダクタンスが曲線Ｊ１で示される値よりも大きく、例えばスイッチング周波数が２０ｋＨｚより低下しても、そのこと自体が当該実施の形態を実施できないことを意味するものではない。当該インダクタンスが曲線Ｊ１で示される値よりも大きくても、曲線Ｊ２で示される値よりも小さく、例えばスイッチング周波数が１５ｋＨｚよりも大きければ、冷媒圧縮機７の運転音や、室外機９０２に通常採用されるファン（図示省略）の風切り音や、インバータ５のキャリア周波数に基づく騒音の方が、力率改善回路４のスイッチング周波数に基づく騒音よりも大きい場合がある。かかる場合には、力率改善回路４から発生する騒音に対しての固有の対策を採る必要はない。つまり、可聴域の高域限界辺りまでしかスイッチング周波数が低下しなければ、本実施の形態の効果はあるものと認めることができる。
　以上のように、スイングチョークは、そのインダクタンスが電流の大きい領域においてほぼ平坦な特性を示すので、これを採用したリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１が大きいときにも当該インダクタンスを大きく保つことができる。これによりスイッチング周波数が可聴周波数帯に至ることを抑制して騒音を防止しながらも、効率の低下が抑制される。
　また出力電流の波形が大きく突出することを抑制できる。つまり出力電流の高調波を抑制できるという効果を招来する。またスイッチング素子Ｓ１に小電流用の素子、例えば電界効果トランジスタを採用することができるという効果もある。また、スイッチング周波数の低下を抑制して当該するという効果もある。
　またリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１が小さい領域におけるインダクタンスが、電流ＩＬ１が大きい領域におけるインダクタンスよりも大きいので、電流ＩＬ１が小さい領域での効率を高めることができる。
　通常、空気調和機の運転能力は、中間運転能力よりも低い能力から最大運転能力までの広い範囲において変動し、インバータ５の負荷（例えば圧縮機７）も大きく変動する。よって上述のように、リアクトルＬ１のインダクタンスが、空気調和機９００が中間運転能力及び中間運転能力よりも低い能力で運転するときには値Ｌ１１を採り、空気調和機９００が最大運転能力を越える能力で過渡的に運転するとき及び最大運転能力で運転するときには値Ｌ１２（＜Ｌ１１））を採ることにより、下記の利点が得られる。即ちインバータ５の負荷が大きくても、スイッチング電源回路、中でも力率改善回路４の騒音は可聴音域に至りにくく、かつ当該負荷が小さいときに発生する損失が低減される。
　そして空気調和機９００が定格能力で運転するときにもリアクトルＬ１のインダクタンスが値Ｌ１１を採ることにより、定格能力においても損失が低減される。
　また、リアクトルＬ１のインダクタンスがスイッチング周波数を可聴周波数以上とする値を採ることにより、スイッチング電源回路、中でも力率改善回路４が発生する音は可聴音域に至らず、騒音の発生が回避される。
　図１０は力率改善回路４の外観を示す図である。力率改善回路４では、プリント基板４０上に経路ＬＬ，ＬＨ１、入力端Ｐ１，Ｐ２及び出力端Ｐ３，Ｐ４が実現されている。またプリント基板４０にはリアクトルＬ１，Ｌ１ｓ、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｓ１が搭載される。
　上述のように、特に電流ＩＬ１が大きい領域でリアクトルＬ１のインダクタンスを大きくすることにより、リアクトルＬ１の発熱は小さくなる。よってスイッチング素子Ｓ１が搭載されるプリント基板４０から、リアクトルＬ１を離して熱的に分離する必要性が少ない。換言すればスイッチング素子Ｓ１が搭載されるプリント基板４０にリアクトルＬ１を搭載しても、スイッチング素子Ｓ１への発熱の影響が小さい。これは特にスイッチング素子Ｓ１として半導体素子が採用される場合に好適である。そしてスイッチング素子Ｓ１が搭載されるプリント基板４０にリアクトルＬ１を搭載することにより、リアクトルＬ１とプリント基板４０とを接続するための接続線が不要となる。かかる接続線の省略により、部品点数の削減のみならず接続線に起因する雑音も回避される。
　上記力率改善回路４として、インターリーブ型力率改善回路を採用することができる。図１１はインターリーブ型力率改善回路の構成を示す回路図である。図１１に示された構成は、図１に示された構成に対して、スイッチング素子Ｓ２、リアクトルＬ２，Ｌｓ２、ダイオードＤ２、経路ＬＨ１が追加された構成を有している。
　リアクトルＬ２は入力端Ｐ１と出力端Ｐ３とを結ぶ経路ＬＨ２上に設けられている。ダイオードＤ２は経路ＬＨ２上において出力端Ｐ３側でリアクトルＬ２と直列に接続されている。ダイオードＤ２はそのアノードをリアクトルＬ２に向けて設けられる。スイッチング素子Ｓ２は、リアクトルＬ２とダイオードＤ２との間の点と、経路ＬＬとの間に設けられる。スイッチング素子Ｓ２はスイッチング素子Ｓ１と同様に、ＭＯＳ電界効果トランジスタには限定されず、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又はバイポーラトランジスタ等であってよい。
　経路ＬＨ２に接続されるリアクトルＬ２、ダイオードＤ２及びスイッチング素子Ｓ２は昇圧回路Ｂ２を構成する。昇圧回路Ｂ１，Ｂ２は入力側の力率を改善する力率改善回路４として機能する。力率改善回路４は平滑コンデンサＣと共にスイッチング電源回路を構成する。制御部６は電流ＩＬ１のみならず、リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬ２にも基づいて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の導通／非導通を、例えば図１２のように制御する。入力端Ｐ１，Ｐ２間に流れる電流ＩＬは電流ＩＬ１，ＩＬ２の和である。
　リアクトルＬ１ｓと類似して、電流ＩＬ２の検出のためにリアクトルＬ２ｓが設けられている。リアクトルＬ２ｓはリアクトルＬ２とトランスを構成している。制御部６はリアクトルＬ２ｓに流れる電流を検知して電流ＩＬ２を見積もる。
　スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は互いに排他的に導通し、力率改善回路４は臨界電流モード、あるいは電流不連続モードで動作する。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の導通／非導通を制御する手法についてはインターリーブの動作として周知であるのでこれ以上の説明は割愛する。
　かかる力率改善回路４において、少なくともリアクトルＬ１については上述の特性を有するスイングチョークを採用することによって、効率向上（あるいは更に高調波抑制）と可聴音抑制とのトレードオフが改善される。
　上述の例では、中間運転能力以下や定格運転能力で空気調和機を運転するときの電流ＩＬ１の最大値におけるリアクトルＬ１のインダクタンスと、中間運転能力以下や定格運転能力で空気調和機を運転するときの電流ＩＬ１の最大値におけるリアクトルＬ１のインダクタンスとの相違について説明した。しかし当該インダクタンスは、電流ＩＬ１が小さいときに大きな平坦領域を有し、電流ＩＬ１が大きいときに小さな平坦領域を有すれば、上述の効果が得られることは明白である。
　リアクトルＬ２にスイングチョークを用いても同様に、出力電流の高調波抑制、スイッチング素子Ｓ２への小電流用の素子の採用、電流が小さい領域での効率向上、という効果がある。
　スイングチョークはリアクトルＬ１，Ｌ２の両方に用いることが望ましい。但しスイングチョークをリアクトルＬ１，Ｌ２のいずれか一方だけに用いても、リアクトルＬ１，Ｌ２の両方に通常のリアクトルを用いる場合と比較して、上述の効果が得られることは明白である。
　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。
　５　インバータ
　７　冷媒圧縮機
　９００　空気調和機
　Ｄ１，Ｄ２　ダイオード
　Ｌ１，Ｌ２　リアクトル
　ＬＨ１，ＬＨ２，ＬＬ　経路
　Ｐ１，Ｐ２　入力端
　Ｐ３，Ｐ４　出力端
　Ｓ１，Ｓ２　スイッチング素子

Claims (10)

  1. 　冷媒サイクル（９００）に設けられる冷媒圧縮機（７）を駆動するインバータ（５）へ直流電流を供給し、臨界電流モード若しくは電流不連続モードで機能するスイッチング電源回路（４）であって、
    　第１及び第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、
    　第１及び第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と、
    　前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結ぶ第１の経路（ＬＨ１）と、
    　前記第１の経路上に設けられた第１のリアクトル（Ｌ１）と、
    　前記第１の経路上で、前記第１のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第１のリアクトル側に向けて設けられる第１のダイオード（Ｄ１）と、
    　前記第２の入力端と前記第２の出力端との間を結ぶ第２の経路（ＬＬ）と、
    　前記第１のリアクトルと前記第１のダイオードとの間の点と、前記第２の経路との間に設けられた第１のスイッチング素子（Ｓ１）と
    を備え、
    　前記冷媒サイクルが中間運転能力及び前記中間運転能力よりも低い能力で運転するときの前記第１のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第１のリアクトルのインダクタンスは第１値（Ｌ１１）を採り、
    　前記冷媒サイクルが最大運転能力を越える能力で過渡的に運転するとき及び前記最大運転能力で運転するときの前記第１のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第１のリアクトルのインダクタンスは、前記第１値よりも小さい第２値（Ｌ１２）を採る、スイッチング電源回路。
  2. 　前記冷媒サイクルが定格能力で運転するときの前記第１のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第１のリアクトルのインダクタンスは前記第１値を採る、請求項１記載のスイッチング電源回路。
  3. 　前記第１のリアクトルのインダクタンスは、前記第１のスイッチング素子のスイッチング周波数を可聴周波数以上にする値を採る、請求項１記載のスイッチング電源回路。
  4. 　前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結び前記第１の経路とは異なる第３の経路（ＬＨ２）と、
    　前記第３の経路上に設けられた第２のリアクトル（Ｌ２）と、
    　前記第３の経路上で、前記第２のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第２のリアクトル側に向けて設けられる第２のダイオード（Ｄ２）と、
    　前記第２のリアクトルと前記第２のダイオードとの間の点と、前記第２の経路（ＬＬ）との間に設けられ、前記第１のスイッチング素子と排他的に導通する第２のスイッチング素子（Ｓ２）と
    を更に備える、請求項１記載のスイッチング電源回路。
  5. 　前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結び前記第１の経路とは異なる第３の経路（ＬＨ２）と、
    　前記第３の経路上に設けられた第２のリアクトル（Ｌ２）と、
    　前記第３の経路上で、前記第２のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第２のリアクトル側に向けて設けられる第２のダイオード（Ｄ２）と、
    　前記第２のリアクトルと前記第２のダイオードとの間の点と、前記第２の経路（ＬＬ）との間に設けられ、前記第１のスイッチング素子と排他的に導通する第２のスイッチング素子（Ｓ２）と
    を更に備える、請求項２記載のスイッチング電源回路。
  6. 　前記第１のスイッチング素子と前記第１のリアクトルとは同じプリント基板に搭載される、請求項１記載のスイッチング電源回路。
  7. 　前記第１のスイッチング素子と前記第１のリアクトルとは同じプリント基板に搭載される、請求項２記載のスイッチング電源回路。
  8. 　前記第１のスイッチング素子と前記第１のリアクトルとは同じプリント基板に搭載される、請求項４記載のスイッチング電源回路。
  9. 　前記第１のスイッチング素子と前記第１のリアクトルとは同じプリント基板に搭載される、請求項５記載のスイッチング電源回路。
  10. 　前記冷媒サイクルは空気調和機である、請求項１～９のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路。
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