WO2011086976A1 - 基準周波数発生装置 - Google Patents

基準周波数発生装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2011086976A1
WO2011086976A1 PCT/JP2011/050155 JP2011050155W WO2011086976A1 WO 2011086976 A1 WO2011086976 A1 WO 2011086976A1 JP 2011050155 W JP2011050155 W JP 2011050155W WO 2011086976 A1 WO2011086976 A1 WO 2011086976A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
temperature
reference frequency
time
correction
characteristic
Prior art date
Application number
PCT/JP2011/050155
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
真也 小和田
Original Assignee
古野電気株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 古野電気株式会社 filed Critical 古野電気株式会社
Priority to EP11732846.8A priority Critical patent/EP2525494B1/en
Priority to US13/521,994 priority patent/US8736394B2/en
Priority to KR1020127021090A priority patent/KR101699113B1/ko
Priority to JP2011549964A priority patent/JP5319790B2/ja
Priority to CN201180006039.9A priority patent/CN102714500B/zh
Publication of WO2011086976A1 publication Critical patent/WO2011086976A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
    • H03L1/02—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only
    • H03L1/022—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only by indirect stabilisation, i.e. by generating an electrical correction signal which is a function of the temperature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/14—Details of the phase-locked loop for assuring constant frequency when supply or correction voltages fail or are interrupted
    • H03L7/146—Details of the phase-locked loop for assuring constant frequency when supply or correction voltages fail or are interrupted by using digital means for generating the oscillator control signal

Definitions

  • the present invention relates to a reference frequency generator for controlling an oscillator so that a reference frequency signal is synchronized with a reference signal.
  • a reference frequency generator is used to supply a high-accuracy reference frequency signal required to synchronize the timing and frequency of signal transmission.
  • a reference frequency generator there are devices that control a voltage-controlled oscillator so as to synchronize with a highly accurate reference signal obtained from a GPS receiver, for example, and output the reference frequency signal.
  • the voltage-controlled oscillator is configured to generate different frequencies according to the input control voltage, and examples thereof include those using a crystal resonator as a resonator.
  • the control voltage vs. output frequency characteristic (hereinafter referred to as FV characteristic) of this type of voltage controlled oscillator changes slightly with the passage of time or temperature.
  • the reference frequency generator as described above cannot receive a signal from the GPS satellite due to various causes such as the position of the GPS satellite, an obstacle, an interference wave, and the like, and the reference signal cannot be generated. There is. Therefore, a reference frequency generator having a self-running control function for continuously outputting a high-accuracy reference frequency signal even when the reference signal cannot be acquired has been proposed.
  • Such a reference frequency generator can store data used when controlling the voltage controlled oscillator in a situation where a reference signal can be acquired. When the reference signal can no longer be acquired, a highly accurate reference frequency signal can be output over a long period of time by self-running the voltage-controlled oscillator based on the stored past data.
  • Patent Document 1 discloses such a reference frequency generator.
  • Patent Document 1 discloses a reference frequency generator that generates a control voltage for self-running in consideration of the fact that a crystal oscillator changes its FV characteristic according to a change in temperature (frequency temperature characteristic).
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a reference frequency generator capable of continuing to output a highly accurate reference frequency signal even if the reference signal cannot be acquired. is there.
  • a reference frequency generator having the following configuration. That is, the reference frequency generator includes a synchronization circuit, a temperature detection unit, and a control unit.
  • the synchronization circuit controls the reference frequency signal output from the oscillator by a control signal obtained based on the reference signal.
  • the temperature detection unit detects a use temperature of the oscillator.
  • the control unit performs a correction in consideration of the characteristic change of the time-dependent change characteristic of the oscillator based on the time change rate of the temperature gradient of the operating temperature, and the free running based on the correction content. Control signals are generated to control the oscillator.
  • the self-running control signal can be generated in consideration of the characteristic change of the temporal change characteristic. Therefore, it is possible to output a highly accurate reference frequency signal even in a self-running state.
  • the reference frequency generator preferably has the following configuration. That is, the control unit obtains a temperature approximation function by applying an approximate curve to the correspondence relationship between the time and the use temperature associated with the time. In addition, the control unit obtains a time change rate of the temperature gradient by differentiating the temperature approximate function by time.
  • the control unit In the reference frequency generation device, the control unit generates a self-running control signal and performs self-running control, so that the absolute value of the temperature gradient takes a value smaller than the first predetermined value.
  • the absolute value of the temperature gradient is larger than the second predetermined value and the absolute value of the time change rate of the temperature gradient exceeds the threshold value, the correction considering the characteristic change of the time-varying characteristic is performed. It is preferable to start.
  • the reference frequency generator preferably has the following configuration.
  • the control unit generates a control signal for self-running and performs self-running control, and the use temperature changes from the first state in which the use temperature is substantially constant to the use temperature. Is in a substantially constant second state, the first use temperature that is the use temperature in the first state, the second use temperature that is the use temperature in the second state, the first use temperature, and the second use temperature. Based on at least one of the difference and the correction amount, the correction amount for correcting the characteristic change of the temporal change characteristic is determined.
  • the characteristic change of the temporal change characteristic caused by the influence of thermal shock or the like is easily affected by the above operating temperature and the difference thereof.
  • it is possible to perform correction with an accurate correction amount in consideration of the influence of the operating temperature and the difference between the operating temperature and the difference.
  • control unit changes the correction amount with the passage of time when correcting the characteristic change of the temporal change characteristic.
  • the characteristic change of the time-varying characteristic caused by the influence of the thermal shock or the like gradually decreases with time.
  • the control unit considers the frequency temperature characteristic in addition to the correction considering the characteristic change of the time-varying characteristic while performing the self-running control by generating the self-running control signal. It is preferable to perform at least one of the correction and the correction considering the frequency characteristics having hysteresis.
  • the correction when the correction is performed in consideration of the frequency temperature characteristic, it is possible to perform the correction in consideration of the change in the frequency temperature characteristic caused by the influence of the temperature. Further, when the correction is performed in consideration of the frequency characteristics having hysteresis, the correction can be performed in consideration of the memory effect of the crystal or the like.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically showing a reference frequency generator according to an embodiment of the present invention.
  • the flowchart which shows an example of control of a reference frequency generator.
  • amendment which considered the distortion of a time-dependent characteristic.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically showing a reference frequency generator 10 of the present embodiment.
  • the reference frequency generator 10 of the present embodiment is used for a mobile phone base station, a terrestrial digital broadcast transmitter station, a WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) communication facility, and the like. A reference frequency signal is provided. Below, the structure of each part of the reference frequency generator 10 is demonstrated.
  • the reference frequency generator 10 of the present embodiment includes a voltage controlled oscillator 15, a frequency divider 16, a phase comparator 12, a loop filter 13, a temperature sensor 17, and a control unit 11. And a switch circuit 14.
  • the reference frequency generator 10 is connected to a GPS receiver 20 including a GPS receiver 20 and a GPS antenna 21, and the GPS receiver supplies a reference signal to the reference frequency generator 10. More specifically, the GPS receiver 20 generates a 1 PPS signal (1-second periodic signal) as the reference signal based on a positioning signal included in a radio wave received by the GPS antenna 21 from a GPS satellite, It is configured to output to the frequency generator 10. As shown in FIG. 1, the reference signal generated by the GPS receiver 20 and supplied to the reference frequency generator 10 is input to the control unit 11 and the phase comparator 12.
  • the voltage controlled oscillator 15 is configured to change the output frequency according to the level of the voltage applied from the outside.
  • this voltage controlled oscillator 15 for example, TCXO (Temperature Compensated Crystal Oscillator, temperature compensated crystal oscillator) using a crystal resonator as a resonator can be used.
  • the reference frequency signal output by the voltage controlled oscillator 15 is output to an external user side system and input to the frequency divider 16.
  • the frequency divider 16 is configured to divide and convert the reference frequency signal input from the voltage controlled oscillator 15 from a high frequency to a low frequency, and to output the obtained phase comparison signal to the phase comparator 12. ing.
  • the phase comparison signal is also output to the external user system as a timing pulse signal (1PPS signal). For example, when the reference frequency output from the voltage controlled oscillator 15 is 10 MHz, the frequency divider 16 divides the 10 MHz signal output from the voltage controlled oscillator 15 by a frequency division ratio of 1 / 10,000,000 and compares the phase of 1 Hz. Signal is generated.
  • the phase comparator 12 detects a phase difference between the reference signal and the phase comparison signal divided by the frequency divider 16 and outputs a signal (phase difference signal) based on the phase difference.
  • the phase difference signal output from the phase comparator 12 is input to the loop filter 13.
  • the loop filter 13 is composed of a low-pass filter or the like, and converts the voltage level of the phase difference signal into a control voltage signal by temporally averaging it.
  • This control voltage signal is input to the voltage controlled oscillator 15 via the switch circuit 14.
  • the voltage controlled oscillator 15 outputs a frequency based on the control voltage signal output from the loop filter 13. As described above, the output frequency of the voltage controlled oscillator 15 is appropriately adjusted so that the phase of the phase comparison signal matches the phase of the reference signal.
  • the temperature sensor (temperature detection unit) 17 is for detecting the operating temperature of the voltage controlled oscillator 15 and is arranged in the vicinity of the voltage controlled oscillator 15. Further, the use temperature detected by the temperature sensor 17 is output to the control unit 11.
  • the control unit 11 is for controlling each unit of the reference frequency generator 10, and is configured by a CPU or the like as a calculation unit. Then, the control unit 11 monitors whether or not the reference signal is supplied from the GPS receiver 20. If it is determined that the reference signal is supplied, the control unit 11 transmits a switching control signal to the switch circuit 14 to connect the loop filter 13 and the voltage controlled oscillator 15.
  • a loop of a phase locked circuit (Phase Locked Loop, PLL circuit) 30 is formed so that the reference frequency signal is synchronized with the reference signal.
  • the controlled oscillator 15 is controlled. Therefore, as long as the GPS receiver 20 generates a reference signal and supplies the reference signal to the reference frequency generator 10, and the PLL is locked to the reference signal, voltage control is performed due to changes over time, ambient temperature changes, and the like. Even if the FV characteristic of the oscillator 15 fluctuates, the reference frequency output from the reference frequency generator 10 is kept constant.
  • the state in which the reference frequency generator 10 can acquire the reference signal as described above and outputs the reference frequency signal based on the reference signal may be referred to as a “steady state”.
  • a state in which the reference frequency generator 10 cannot acquire a reference signal and the control unit 11 outputs a control voltage signal for self-running and outputs a reference frequency signal is referred to as a “self-running state”.
  • FIG. 2 is a flowchart showing an example of control of the reference frequency generator 10.
  • the control unit 11 determines whether or not the reference signal can be acquired (S101). If the reference signal can be acquired, the control unit 11 controls the voltage controlled oscillator 15 based on the reference signal (S102). . During this steady state, the control unit 11 calculates various data necessary for the self-running control so that the voltage-controlled oscillator 15 can be controlled by outputting an appropriate control voltage signal when the free-running state is entered. is doing. Hereinafter, as an example of this data, the handling of the operating temperature and the level value (DAC value) of the control voltage signal will be described.
  • the operating temperature and the DAC value are input to the control unit 11.
  • necessary data is calculated based on the input value.
  • elapsed time (hereinafter simply referred to as elapsed time) after starting the reference frequency generator 10 and the operating temperature corresponding to this elapsed time
  • the control unit 11 calculates the elapsed time and the operating temperature.
  • a temperature approximation function indicating the relationship is calculated (S104).
  • a weighted sequential least square method in which a weighted least square method and a sequential least square method are combined is used.
  • a weight (weight) corresponding to the elapsed time is set for the stored use temperature. This weight is set so as to become smaller as it goes back in the past, and the influence on the temperature approximation function to be obtained becomes smaller as the operating temperature measured in the past. Note that how to set the weight is arbitrary, and the weight may be adjusted according to the environment.
  • the temperature approximation function can be obtained without placing a storage unit for storing the use temperature, with a greater emphasis on the current environment than the past environment.
  • the control part 11 is comprised so that a temperature approximation function may be updated for every predetermined update timing.
  • the control unit 11 calculates the DAC value at every predetermined update timing. Specifically, the next DAC value is estimated based on the previous DAC value (S105). In the following description, the estimated DAC value may be referred to as an “estimated DAC value”.
  • An appropriate method can be used to estimate the estimated DAC value. For example, it is possible to use a method of calculating only the behavior based on the temporal change characteristic of the reference frequency generator 10 among the behaviors of the DAC value and estimating the next DAC value based on the temporal change characteristic. At this time, the estimated DAC value can also be estimated using the above-described weighted sequential least square method.
  • the most recent DAC value can be used as it is as the estimated DAC value.
  • the self-running control cannot be performed in consideration of the temporal change characteristic or the like, but the arithmetic processing performed by the control unit 11 can be simplified. This method is effective when the influence of other characteristics is larger than that of the time-varying characteristics and the influence of the time-changing characteristics can be almost ignored.
  • control unit 11 determines a control voltage signal to be output to the voltage controlled oscillator 15 based on the estimated DAC value and a correction formula for correcting the estimated DAC value when the control unit 11 enters the self-running state. It has a configuration. The details of this correction formula will be described later.
  • FIG. 3 is a graph for explaining the timing for starting correction in consideration of distortion of the time-varying characteristics.
  • the control unit 11 When the control unit 11 detects the disconnection of the reference signal, the control unit 11 transmits a switching control signal for connecting the control unit 11 and the voltage controlled oscillator 15 to the switch circuit 14 and shifts to the self-running control.
  • a self-running control voltage signal generated by the control unit 11 is transmitted to the voltage controlled oscillator 15 via the switch circuit 14.
  • the input interruption means both a phenomenon in which the pulse of the reference signal is fixed to the Hi side or the Low side and a phenomenon in which the reference continues to be output at an inaccurate timing.
  • the control voltage signal during the self-running control is calculated based on the estimated DAC value and the correction formula.
  • this correction formula will be described.
  • This correction formula is composed of three correction terms and can be expressed as, for example, formula (1).
  • Fco indicates the correction amount of the DAC value.
  • the first (first correction term) of the three correction terms shown on the right side of the equation (1) is a correction term for correcting the deviation of the output frequency caused by the frequency temperature characteristic.
  • the frequency-temperature characteristic is a property that the FV characteristic changes with a change in temperature.
  • the control unit 11 is configured to calculate the correction amount of the first correction term by substituting the operating temperature detected by the temperature sensor 17 into the arithmetic expression for calculating the first correction term.
  • the correction amount of the first correction term is determined based on the operating temperature. This means that in the reference frequency generator 10 of the present embodiment, the deviation of the output frequency caused by the frequency temperature characteristic is corrected based on the operating temperature.
  • the second correction term (second correction term) on the right side of the equation (1) is a correction term for correcting the deviation of the output frequency caused by the frequency characteristic having hysteresis.
  • the frequency characteristic having hysteresis is a characteristic in which the FV characteristic changes due to a memory effect or the like of crystal.
  • the amount of change in the FV characteristic depends on the time change rate of the use temperature (hereinafter referred to as a temperature gradient). Even when the absolute value of the temperature gradient is the same, the amount of change in the FV characteristic varies depending on whether the operating temperature is in the temperature rising state or the temperature falling state.
  • the control unit 11 obtains the temperature gradient by differentiating the temperature approximation function with time and substituting the elapsed time for the first derivative. And the control part 11 is comprised so that the correction amount of a 2nd correction term may be calculated by substituting this temperature gradient for the computing equation for 2nd correction term calculation.
  • the total value of the correction amounts of the first correction term and the second correction term can be obtained by substituting the temperature and the temperature gradient into a predetermined arithmetic expression without separately obtaining the correction amounts of the first correction term and the second correction term. Can also be requested.
  • the correction amount of the second correction term is determined based on the temperature gradient. This means that in the reference frequency generator 10 of the present embodiment, the deviation of the output frequency caused by the frequency characteristic having hysteresis is corrected based on the temperature gradient.
  • the last correction term (third correction term) on the right side of the equation (1) is a correction term for correcting the deviation of the output frequency due to the distortion (characteristic change) of the time-varying characteristic caused by the temperature change.
  • the distortion of the time-varying characteristics caused by this temperature change occurs when the operating temperature changes suddenly from a state where the operating temperature changes to a state where the temperature is constant, and when the temperature changes suddenly from a state where the temperature is constant. .
  • “distortion of time-varying characteristics caused by temperature change” is simply referred to as “distortion of time-varying characteristics”.
  • the control unit 11 differentiates the temperature approximation function with respect to time in order to detect that distortion has occurred in this time-varying characteristic to obtain a first derivative and a second derivative. Then, as described above, the temperature gradient is obtained from the first derivative, and the time change rate of the temperature gradient (hereinafter referred to as temperature acceleration) is obtained by substituting the elapsed time for the second derivative. The control unit 11 determines the timing for starting the correction based on the temperature gradient and the temperature acceleration.
  • the distortion of the time-varying characteristic occurs when the operating temperature is rapidly changed from the state where the operating temperature is changed to the state where the operating temperature is substantially constant.
  • the absolute value of the temperature gradient takes a small value (takes a value close to 0).
  • the state changes abruptly the temperature gradient changes greatly, so the absolute value of the temperature acceleration takes a large value.
  • the distortion of the time-varying characteristics occurs even when the temperature changes suddenly from a constant temperature state.
  • the absolute value of the temperature gradient takes a large value.
  • the absolute value of the temperature acceleration takes a large value since the absolute value of the temperature gradient suddenly changes and takes a large value from a state where the temperature is constant (a state where the absolute value of the temperature gradient takes a small value).
  • control unit 11 of the present embodiment has the absolute value of the temperature gradient that is equal to or lower than the first predetermined value or the absolute value of the temperature gradient is equal to or higher than the second predetermined value (condition (1)) and the absolute value of the temperature acceleration. Two conditions are set such that the value exceeds the threshold (condition (2)), and when both of these conditions are satisfied, it is determined that distortion has occurred in the time-varying characteristics.
  • FIG. 3A is a graph showing the temperature and temperature gradient according to the elapsed time.
  • the control unit 11 is preset with appropriate first and second predetermined values (s1) and (s2) (s1 ⁇ s2).
  • s1 first and second predetermined values
  • the control unit 11 determines that the condition (1) is satisfied.
  • FIG. 3B is a graph showing temperature and temperature acceleration according to elapsed time.
  • An appropriate threshold value (u) is set in the controller 11 in advance.
  • the control unit 11 determines that the condition (2) is satisfied.
  • the third correction term is configured by a function having a property of decaying with time, and is expressed as, for example, Expression (2).
  • ⁇ and ⁇ are coefficients for determining the correction amount.
  • t ′ is an elapsed time when the correction is started by satisfying the conditions (1) and (2). By setting t ′ in this way, the correction amount immediately after the start of correction can be maximized. Further, by using an exponential function having a negative exponent, the correction amount can be reduced as time passes.
  • the coefficients ( ⁇ and ⁇ in the above example) in the third correction term are configured to be automatically calculated according to the distortion amount of the time-varying characteristics. Items to be considered when calculating the amount of distortion include the operating temperature and the difference between them. For example, as shown in FIG. 3, a situation is considered in which the temperature T2 is maintained after the use temperature is changed from the temperature T1 to the temperature T2. At this time, the strain amount can be estimated to some extent based on the temperature T1, the temperature T2, the difference between the temperature T1 and the temperature T2, and the like. For example, when the temperature T1 is low, the amount of distortion tends to increase.
  • the coefficient in the third correction term is determined in consideration of the behavior of the temporal change characteristic as described above.
  • the correction amount of the third correction term is determined based on the operating temperature, temperature gradient, temperature acceleration, and the like. Therefore, in the reference frequency generator of the present embodiment, the deviation of the output frequency caused by the distortion of the time-varying characteristics is corrected based on the use temperature, the temperature gradient, the temperature acceleration, and the like.
  • the correction amounts of the three correction terms are calculated (S106). Based on the correction formula and the estimated DAC value, a DAC value (self-running DAC value) for use in the self-running control can be obtained. And the control part 11 outputs the control voltage signal which made the self-running DAC value the signal level to the voltage controlled oscillator 15 (S107).
  • the reference frequency generator 10 can continuously output a highly accurate reference frequency signal by performing the above control in the self-running state. As long as the reference signal cannot be acquired, the self-running control as described above is continued.
  • the reference frequency generator 10 includes the PLL circuit 30, the temperature sensor 17, and the control unit 11.
  • the PLL circuit 30 controls the reference frequency signal output from the voltage controlled oscillator 15 by the control voltage signal obtained based on the reference signal.
  • the temperature sensor 17 detects the operating temperature of the voltage controlled oscillator 15.
  • the control unit 11 performs correction in consideration of the distortion of the time-varying characteristic of the voltage controlled oscillator 15 based on the temperature acceleration, and generates a free-running control signal based on the correction content. To control the voltage controlled oscillator 15.
  • the temperature approximation function is obtained by using the weighted sequential least square method with respect to the correspondence relationship between the time and the use temperature associated with the time. Then, the temperature acceleration is obtained by second-order differentiation of the temperature approximation function with respect to time.
  • the temperature approximation function by approximation, it is possible to accurately detect the point in time when the operating temperature changes greatly locally. Furthermore, by using the weighted sequential least squares method, the temperature approximation function can be obtained by placing importance on the current environment rather than the past environment and without providing a storage unit for storing the operating temperature.
  • the control unit 11 generates the self-running control signal and performs the self-running control, and the temperature gradient ⁇ T is “
  • the distortion of the time-varying characteristics caused by the effects of thermal shock, etc. occurs when the operating temperature changes abruptly from a state where the operating temperature changes to a state where the temperature is constant, and when the temperature changes suddenly from a state where the temperature is constant And occur.
  • the reference frequency generator 10 of the present embodiment accurately captures the above characteristics by setting the above s1, s2, and u, it is possible to appropriately determine that characteristic changes have occurred in the time-varying characteristics. It can be detected and corrected.
  • the control unit 11 generates the self-running control signal and performs the self-running control, so that the use temperature is changed from the state where the use temperature is the temperature T1.
  • the amount of correction for correcting characteristic distortion is determined.
  • the distortion of the time-varying characteristic caused by the influence of thermal shock or the like is easily affected by the operating temperature and the difference.
  • it is possible to perform correction with an accurate correction amount in consideration of the influence of the operating temperature and the difference between the operating temperature and the difference.
  • control unit 11 changes the correction amount with the passage of time when correcting the distortion of the temporal change characteristic.
  • the distortion of the temporal change characteristic caused by the influence of the thermal shock or the like gradually decreases with time.
  • the correction amount is calculated using an exponential function having a negative exponent, correction in consideration of this property can be performed.
  • control unit 11 generates a self-running control signal and performs self-running control, in addition to correction in consideration of distortion of the time-varying characteristics, The correction considering the frequency temperature characteristic and the correction considering the frequency characteristic having hysteresis are performed.
  • the correction considering the change of the frequency temperature characteristic caused by the influence of the temperature can be performed. Further, since the correction is performed in consideration of the frequency characteristics having hysteresis, the correction can be performed in consideration of the memory effect of the crystal or the like.
  • the reference signal is generated based on the signal from the GPS satellite.
  • the configuration of the above embodiment can be applied even when a GNSS (Global Navigation Satellite System) other than GPS is used. it can. Examples of GNSS other than GPS include GLONASS and GALILEO. Further, the reference signal generated by the external device may be acquired.
  • GNSS Global Navigation Satellite System
  • GLONASS Global Navigation Satellite System
  • GALILEO GLONASS
  • the reference signal generated by the external device may be acquired.
  • the GPS receiver 20 can be changed to a configuration in which the GPS receiver 20 is arranged inside the reference frequency generator 10 and a reference signal is generated inside the device itself. Further, the GPS receiver 20 can be changed to a configuration in which a signal other than 1 Hz such as PP2S is supplied to the reference frequency generator 10 as a reference signal instead of 1PPS.
  • a signal other than 1 Hz such as PP2S is supplied to the reference frequency generator 10 as a reference signal instead of 1PPS.
  • TCXO which is a temperature-compensated crystal oscillator
  • the voltage controlled oscillator 15 is not limited to a crystal oscillator, and for example, a rubidium oscillator or the like can be used. It should be noted that the use of an oscillator that is likely to be distorted over time due to the influence of thermal shock is advantageous in that the effects of the present invention can be satisfactorily exhibited.
  • the loop filter 13 can be replaced with a controller capable of executing at least one of P control, I control, and D control as long as the control voltage signal output to the voltage controlled oscillator 15 can be appropriately controlled.
  • the PLL circuit 30 is configured to control the voltage-controlled oscillator 15 in synchronization with the supplied reference signal
  • another synchronization circuit such as a DLL circuit
  • the weighted sequential least squares method is used to obtain the temperature approximation function from the correspondence between the operating temperature and the elapsed time.
  • the temperature approximation function may be obtained using another approximation.
  • the correction amounts of the first correction term and the second correction term are obtained by calculation, but instead of this, these correction amounts can be obtained using a correction table.
  • the correction table is a table in which the use temperature and the temperature gradient are associated with the correction amount to be applied.
  • the control unit 11 can obtain the correction amount corresponding to the detected use temperature and the correction amount corresponding to the calculated temperature gradient by referring to this table.
  • the correction amount corresponding to the operating temperature or temperature gradient obtained discretely can be obtained by performing an operation such as linear interpolation.
  • the conditions (1) and (2) are set as the conditions for starting the correction in consideration of the distortion of the time-varying characteristics.
  • the conditions for starting the correction are set by, for example, a table or the like. can do.

Landscapes

  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)

Abstract

　基準周波数発生装置（10）は，同期回路（30）と，温度検出部（17）と，制御部（11）とを備える。同期回路は，リファレンス信号に基づいて得られた制御信号によって，電圧制御発振器（15）が出力する基準周波数信号を制御する。温度検出部は，電圧制御発振器の使用温度を検出する。 制御部は，リファレンス信号が取得できなくなると，使用温度の温度勾配の時間変化率に基づいて，電圧制御発振器の経時変化特性の歪みを考慮した補正を行い，この補正内容に基づいて自走用制御信号を生成して電圧制御発振器を制御する。

Description

基準周波数発生装置
　本発明は、基準周波数信号がリファレンス信号に同期するように発振器を制御する基準周波数発生装置に関するものである。
　例えば携帯電話の基地局やデジタル放送の送信局等では、信号を送信するタイミングや周波数の同期を行うために必要とされる高精度な基準周波数信号を、基準周波数発生装置を用いて供給することが行われている。そして、この種の基準周波数発生装置の中には、例えばＧＰＳ受信機から得られる高精度なリファレンス信号に同期させるように電圧制御発振器を制御し、上記基準周波数信号を出力させるものがある。
　電圧制御発振器は、入力される制御電圧に応じて異なる周波数を発生するように構成されており、例えば、水晶振動子を共振器として用いるものを挙げることができる。このタイプの電圧制御発振器の制御電圧対出力周波数特性（以下、Ｆ－Ｖ特性と称する）は、時間の経過や温度の変化に従って、僅かではあるが変化する。
　また、上記のような基準周波数発生装置は、ＧＰＳ衛星の位置、障害物、妨害電波等の様々な原因により、ＧＰＳ受信機がＧＰＳ衛星からの信号を受信できず、リファレンス信号を生成できなくなることがある。そこで、リファレンス信号を取得できなくなっても高精度な基準周波数信号を継続して出力するための自走制御機能を備えた基準周波数発生装置が提案されている。
　このような基準周波数発生装置は、リファレンス信号を取得できている状況では、電圧制御発振器を制御するときに用いたデータを記憶できるようになっている。そして、リファレンス信号を取得できなくなると、記憶されている過去のデータに基づき、前記電圧制御発振器を自走制御することで、長時間にわたって高精度の基準周波数信号を出力することができる。この種の基準周波数発生装置を開示したものとして例えば特許文献１がある。
　特許文献１は、水晶発振器が温度の変化に従ってＦ－Ｖ特性が変化すること（周波数温度特性）を考慮して自走用の制御電圧を生成する基準周波数発生装置を開示する。
特許第４０５０６１８号公報
　しかし、電圧制御発振器を自走制御するときに、経時変化及び温度変化のみを周波数変動の予測に使用すると、特に温度が急激に変化した場合等において、基準周波数信号の周波数が設定値からズレてしまうことがある。そのため、より高精度な自走制御を行うことができる基準周波数発生装置が求められていた。
　本発明は以上の事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、リファレンス信号を取得できなくなっても、高精度な基準周波数信号を出力し続けることができる基準周波数発生装置を提供することにある。
課題を解決するための手段及び効果
　本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段とその効果を説明する。
　本発明の観点によれば、以下の構成の基準周波数発生装置が提供される。即ち、この基準周波数発生装置は、同期回路と、温度検出部と、制御部と、を備える。前記同期回路は、リファレンス信号に基づいて得られた制御信号によって、発振器が出力する基準周波数信号を制御する。前記温度検出部は、前記発振器の使用温度を検出する。前記制御部は、リファレンス信号が取得できなくなると、使用温度の温度勾配の時間変化率に基づいて、前記発振器の経時変化特性の特性変化を考慮した補正を行い、この補正内容に基づいて自走用制御信号を生成して前記発振器を制御する。
　即ち、例えば使用温度が大きく変化している状態から温度一定の状態に急激に遷移すると、サーマルショック等の影響により前記発振器の経時変化特性に特性変化が生じる。この点、上記の構成においては、状態が遷移したときに温度勾配が大きく変化することを考慮して、温度勾配の時間変化率に基づいて適切な補正を行うことができる。そのため、経時変化特性の特性変化を考慮して自走用制御信号を生成することがことができる。従って、自走状態においても高精度な基準周波数信号を出力することができる。
　前記の基準周波数発生装置においては、以下の構成とすることが好ましい。即ち、前記制御部は、時間と当該時間に対応付けられた使用温度との対応関係に対して近似曲線を適用することで温度近似関数を求める。また、前記制御部は、温度近似関数を時間で２階微分することにより、温度勾配の時間変化率を求める。
　これにより、近似曲線を用いることで、使用温度の局所的な変動を的確に検出することができる。そのため、経時変化特性の特性変化を考慮した補正をより的確なタイミングで行うことができる。また、温度近似関数を時間で２階微分するだけで温度勾配の時間変化率を得ることができるので、演算処理を簡単にすることができる。
　前記の基準周波数発生装置においては、前記制御部は、自走用制御信号を生成して自走制御を行っている間において、温度勾配の絶対値が第１所定値よりも小さい値をとるか又は温度勾配の絶対値が第２所定値よりも大きい値をとり、かつ温度勾配の時間変化率の絶対値が閾値を超えた値をとるときに、経時変化特性の特性変化を考慮した補正を開始することが好ましい。
　これにより、経時変化特性に特性変化が生じるときに温度勾配及び温度勾配の時間変化率に表れる特徴を的確に捉えることができる。そのため、経時変化特性に特性変化が生じたことを的確に検出して補正を行うことができる。
　前記の基準周波数発生装置においては、以下の構成とすることが好ましい。即ち、前記制御部は、自走用制御信号を生成して自走制御を行っている間において、使用温度が略一定の第１状態から、使用温度が変化する状態を経由して、使用温度が略一定の第２状態になったときに、第１状態における使用温度である第１使用温度と、第２状態における使用温度である第２使用温度と、第１使用温度と第２使用温度との差分と、のうち少なくとも何れかに基づいて、経時変化特性の特性変化を補正するときの補正量を決定する。
　即ち、サーマルショック等の影響によって生じる経時変化特性の特性変化は、上記の使用温度及びその差分に影響を受け易い。この点、上記の制御を行うことで、使用温度及びその差分の影響を考慮した的確な補正量で補正を行うことができる。
　前記の基準周波数発生装置においては、前記制御部は、経時変化特性の特性変化を補正するときは、時間の経過に従って補正量を変化させることが好ましい。
　即ち、このサーマルショック等の影響によって生じる経時変化特性の特性変化は、時間が経つにつれて徐々に小さくなっていく。この点、上記の制御を行うことで、この性質を考慮した補正を行うことができる。
　前記の基準周波数発生装置において、制御部は、自走用制御信号を生成して自走制御を行っている間において、経時変化特性の特性変化を考慮した補正に加えて、周波数温度特性を考慮した補正、及び、ヒステリシスを有する周波数特性を考慮した補正のうち少なくとも一方を行うことが好ましい。
　これにより、周波数温度特性を考慮した補正を行った場合は、温度の影響によって生じる周波数温度特性の変化を考慮した補正を行うことができる。また、ヒステリシスを有する周波数特性を考慮した補正を行った場合は、水晶等の記憶効果を考慮した補正を行うことができる。
本発明の一実施形態に係る基準周波数発生装置を概略的に示したブロック図。 基準周波数発生装置の制御の一例を示すフローチャート。 経時変化特性の歪みを考慮した補正を開始するタイミングを説明するグラフ。
　次に発明の実施の形態について説明する。初めに、図１を参照して、基準周波数発生装置１０の全体構成について説明する。図１は、本実施形態の基準周波数発生装置１０を概略的に示したブロック図である。
　本実施形態の基準周波数発生装置１０は、携帯電話の基地局、地上デジタル放送の送信局及びＷｉＭＡＸ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ　Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ　ｆｏｒ　Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ａｃｃｅｓｓ）通信設備等に用いられるものであり、接続されるユーザ側の機器に基準周波数信号を提供するものである。以下に、基準周波数発生装置１０の各部の構成について説明していく。
　図１に示すように、本実施形態の基準周波数発生装置１０は、電圧制御発振器１５と、分周器１６と、位相比較器１２と、ループフィルタ１３と、温度センサ１７と、制御部１１と、スイッチ回路１４と、を備える。
　基準周波数発生装置１０には、ＧＰＳ受信機２０とＧＰＳアンテナ２１からなるＧＰＳ受信部が接続されており、このＧＰＳ受信部は基準周波数発生装置１０にリファレンス信号を供給する。より具体的には、ＧＰＳ受信機２０は、ＧＰＳアンテナ２１がＧＰＳ衛星から受信した電波に含まれる測位用信号に基づいて、前記リファレンス信号としての１ＰＰＳ信号（１秒周期信号）を生成し、基準周波数発生装置１０に出力するよう構成されている。図１に示すように、ＧＰＳ受信機２０で生成されて基準周波数発生装置１０に供給されたリファレンス信号は、制御部１１及び位相比較器１２に入力される。
　電圧制御発振器１５は、外部から印加される電圧のレベルによって出力する周波数を変更可能に構成されている。この電圧制御発振器１５としては、例えば水晶振動子を共振器として使用したＴＣＸＯ（Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ　Ｃｒｙｓｔａｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、温度補償型水晶発振器）を用いることができる。この電圧制御発振器１５によって出力された基準周波数信号は、外部のユーザ側のシステムへ出力されるとともに、分周器１６に入力される。
　分周器１６は、電圧制御発振器１５から入力される基準周波数信号を分周して高い周波数から低い周波数に変換し、得られた位相比較用信号を位相比較器１２へ出力するように構成されている。また、この位相比較用信号は、タイミングパルス信号（１ＰＰＳ信号）として外部のユーザ側のシステムに対しても出力される。例えば、電圧制御発振器１５が出力する基準周波数が１０ＭＨｚである場合、分周器１６は、電圧制御発振器１５が出力する１０ＭＨｚの信号を分周比１／１０００００００で分周して、１Ｈｚの位相比較用信号を生成する。
　位相比較器１２は、リファレンス信号と、分周器１６で分周された前記位相比較用信号と、の位相差を検出し、その位相差に基づく信号（位相差信号）を出力する。位相比較器１２が出力した位相差信号は、ループフィルタ１３に入力される。
　ループフィルタ１３はローパスフィルタ等によって構成されており、前記位相差信号の電圧レベルを時間的に平均化することで制御電圧信号に変換する。この制御電圧信号は、スイッチ回路１４を介して電圧制御発振器１５に入力される。電圧制御発振器１５は、このループフィルタ１３から出力されてきた制御電圧信号に基づく周波数を出力する。このように、電圧制御発振器１５の出力周波数は、前記位相比較用信号の位相がリファレンス信号の位相と一致するように適宜調整される。
　温度センサ（温度検出部）１７は、電圧制御発振器１５の使用温度を検出するためのものであり、電圧制御発振器１５の近傍に配置されている。また、温度センサ１７が検出した使用温度は、制御部１１へ出力されている。
　制御部１１は、基準周波数発生装置１０の各部の制御を行うためのものであり、演算部としてのＣＰＵ等で構成されている。そして、制御部１１は、ＧＰＳ受信機２０から前記リファレンス信号が供給されているか否かを監視する。そして、リファレンス信号が供給されていると判断した場合は、制御部１１は切換制御信号をスイッチ回路１４に送信し、ループフィルタ１３と電圧制御発振器１５とを接続させる。
　スイッチ回路１４によってループフィルタ１３と電圧制御発振器１５とが接続されることで、位相同期回路（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ、ＰＬＬ回路）３０のループが形成され、リファレンス信号に基準周波数信号が同期するように電圧制御発振器１５が制御される。従って、ＧＰＳ受信機２０がリファレンス信号を生成して基準周波数発生装置１０に供給し、当該リファレンス信号に対してＰＬＬがロックしている限り、経時変化や周囲の温度変化等に起因して電圧制御発振器１５のＦ－Ｖ特性の変動が生じたとしても、基準周波数発生装置１０から出力される基準周波数は一定に保たれる。
　なお、以下の説明では、上記のように基準周波数発生装置１０がリファレンス信号を取得でき、それに基づいて基準周波数信号を出力している状態を「定常状態」と称することがある。それに対して、基準周波数発生装置１０がリファレンス信号を取得できず、制御部１１が自走用の制御電圧信号を出力して基準周波数信号を出力している状態を「自走状態」と称することがある。
　次に、図２を参照して、定常状態において制御部１１が行っている処理について説明する。図２は、基準周波数発生装置１０の制御の一例を示すフローチャートである。
　制御部１１はリファレンス信号が取得できているか否かを判断しており（Ｓ１０１）、リファレンス信号が取得できている場合は、そのリファレンス信号に基づいて電圧制御発振器１５を制御している（Ｓ１０２）。そして、この定常状態の間に制御部１１は、自走状態になったときに適切な制御電圧信号を出力して電圧制御発振器１５を制御できるように、自走制御に必要な各種データを算出している。以下では、このデータの例として使用温度と制御電圧信号のレベル値（ＤＡＣ値）の取扱いについて説明する。
　制御部１１には、使用温度及びＤＡＣ値が入力されている。そして、所定の更新タイミングになると（Ｓ１０３）、この入力された値に基づいて必要なデータを算出している。
　初めに、使用温度に関する処理について説明する。制御部１１は、基準周波数発生装置１０を起動してからの経過時間（以下では単に経過時間と称する）と、この経過時間に対応した使用温度と、に基づいて、経過時間と使用温度との関係を示す温度近似関数を算出している（Ｓ１０４）。本実施形態では、この温度近似関数を求めるために、重み付け最小二乗法と逐次最小二乗法とを合成した重み付け逐次最小二乗法が用いられている。
　重み付け最小二乗法を適用するために、温度近似関数を求める際には、記憶された使用温度に対して経過時間に応じたウェイト（重み）が設定される。このウェイトは過去に遡るにつれて小さくなるように設定されていて、過去に計測した使用温度ほど、求める温度近似関数に対する影響が小さくなるようになっている。なお、このウェイトをどのように設定するかは任意であり、環境に応じてウェイトを調整可能な構成にしても良い。
　また、逐次最小二乗法が用いられていることにより、温度近似関数を更新する際には、直近の温度近似関数を求める際に用いたデータと、新しく検出した使用温度と、に基づいて新しい温度近似関数が算出されている。そのため、過去に検出した使用温度を蓄積しておく必要がない。また、過去の演算時に設定したウェイトを今回の推定演算時に重ねて反映させることができる。
　このように、重み付け逐次最小二乗法を用いることにより、過去の環境よりも現在の環境を相対的に重視し、使用温度を記憶させるための記憶部を設けることなく温度近似関数を求めることができる。そして、制御部１１は、所定の更新タイミング毎に温度近似関数を更新するように構成されている。
　また、制御部１１はＤＡＣ値に対しても所定の更新タイミング毎に演算を行っている。具体的には、前回までのＤＡＣ値に基づいて次回のＤＡＣ値を推定している（Ｓ１０５）。なお、以下の説明では、この推定したＤＡＣ値を「推定ＤＡＣ値」と称することがある。推定ＤＡＣ値の推定には適宜の方法を用いることができる。例えば、ＤＡＣ値の挙動のうち基準周波数発生装置１０の経時変化特性に基づいた挙動のみを算出して、この経時変化特性に基づいて次回のＤＡＣ値を推定する方法を用いることができる。このときに、前述の重み付け逐次最小二乗法を用いて推定ＤＡＣ値を推定することもできる。
　なお、推定ＤＡＣ値として直近のＤＡＣ値をそのまま用いることもできる。この場合、経時変化特性等を考慮して自走制御を行うことができないが、制御部１１が行う演算処理を簡単にすることができる。この方法は、経時変化特性よりも他の特性の影響が大きく、経時変化特性の影響をほぼ無視できるときは有効である。
　そして、制御部１１は自走状態になったときに、この推定ＤＡＣ値と、推定ＤＡＣ値を補正するための補正式と、に基づいて、電圧制御発振器１５に出力する制御電圧信号を決定する構成となっている。なお、この補正式の詳細については後述する。
　次に、図２及び図３を参照して、自走状態において制御部１１が行っている制御について説明する。図３は、経時変化特性の歪みを考慮した補正を開始するタイミングを説明するグラフである。
　制御部１１は、リファレンス信号の入力断を検出すると、当該制御部１１と電圧制御発振器１５とを接続させるための切換制御信号をスイッチ回路１４に送信し、自走制御に移行する。この自走制御では、ループフィルタ１３から出力される制御電圧信号に代わって、制御部１１が生成する自走用の制御電圧信号がスイッチ回路１４を介して電圧制御発振器１５に送信される。なお、前記入力断とは、リファレンス信号のパルスがＨｉ側あるいはＬｏｗ側に固定される現象と、リファレンスが正確でないタイミングで信号を出し続ける現象と、の両方を意味している。
　自走制御時の制御電圧信号は、推定ＤＡＣ値と補正式とに基づいて算出されている。以下、この補正式について説明する。この補正式は３つの補正項から構成されており、例えば式（１）のように表すことができる。なお、式（１）においてＦｃｏはＤＡＣ値の補正量を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）の右辺に示されている３つの補正項のうち最初のもの（第１補正項）は、周波数温度特性によって生じる出力周波数のズレを補正するための補正項である。周波数温度特性とは、温度の変化によってＦ－Ｖ特性が変化する性質のことである。
　制御部１１は、温度センサ１７が検出した使用温度を、第１補正項算出用の演算式に代入することで、第１補正項の補正量を算出するように構成されている。
　以上で示したように、第１補正項の補正量は使用温度に基づいて決定されている。これは、本実施形態の基準周波数発生装置１０においては、周波数温度特性によって生じる出力周波数のズレが使用温度に基づいて補正されることを意味する。
　式（１）の右辺における２番目の補正項（第２補正項）は、ヒステリシスを有する周波数特性によって生じる出力周波数のズレを補正するための補正項である。ヒステリシスを有する周波数特性とは、水晶の記憶効果等によってＦ－Ｖ特性が変化する性質である。そして、このＦ－Ｖ特性の変化量は、使用温度の時間変化率（以下では温度勾配と称する）に依存する。なお、温度勾配の絶対値が同一であった場合においても、使用温度が昇温状態にあるか降温状態にあるかによってＦ－Ｖ特性の変化量は異なる。
　制御部１１は、温度近似関数を時間で微分して、この第１次導関数に経過時間を代入することで、温度勾配を求める。そして、制御部１１は、この温度勾配を第２補正項算出用の演算式に代入することで、第２補正項の補正量を算出するように構成されている。なお、第１補正項及び第２補正項の補正量を個別に求めず、所定の演算式に温度及び温度勾配を代入することで、第１補正項及び第２補正項の補正量の合計値を求めることもできる。
　以上で示したように、第２補正項の補正量は温度勾配に基づいて決定されている。これは、本実施形態の基準周波数発生装置１０においては、ヒステリシスを有する周波数特性によって生じる出力周波数のズレが温度勾配に基づいて補正されることを意味する。
　式（１）の右辺における最後の補正項（第３補正項）は、温度変化によって生じる経時変化特性の歪み（特性変化）に起因した出力周波数のズレを補正するための補正項である。この温度変化によって生じる経時変化特性の歪みは、使用温度が変化している状態から温度一定の状態に急激に遷移した場合と、温度一定の状態から急激に温度変化が発生した場合と、に生じる。なお、以下の説明では、「温度変化によって生じる経時変化特性の歪み」を単に「経時変化特性の歪み」と称する。
　制御部１１は、この経時変化特性に歪みが生じたことを検出するために、温度近似関数を時間で微分して、第１次導関数と第２次導関数とを求める。そして、前述のように第１次導関数から温度勾配を求め、第２次導関数に経過時間を代入して温度勾配の時間変化率（以下では温度加速度と称する）を求める。制御部１１は、この温度勾配及び温度加速度に基づいて補正を開始するタイミングを決定している。
　経時変化特性の歪みは、前述のように、使用温度が変化している状態から使用温度が略一定の状態へ急激に遷移した場合に生じる。ここで、使用温度が略一定の状態であるときは、温度勾配の絶対値は小さな値をとる（０付近の値をとる）。一方で、状態が急激に遷移したときは、温度勾配が大きく変化するので、温度加速度の絶対値は大きな値をとる。
　また、経時変化特性の歪みは、前述のように、温度一定の状態から急激に温度変化が発生した場合においても生じる。ここで、急激に温度変化が発生したときは、温度勾配の絶対値は大きな値をとる。一方で、温度一定の状態（温度勾配の絶対値が小さな値をとる状態）から温度勾配の絶対値が急激に変化して大きな値をとるため、温度加速度の絶対値は大きな値をとる。
　そのため、本実施形態の制御部１１は、温度勾配の絶対値が第１所定値以下又は温度勾配の絶対値が第２所定値以上であって（条件（１））、かつ、温度加速度の絶対値が閾値を超えていること（条件（２））、という２つの条件を設定し、これらの条件を両方満たしたときに、経時変化特性に歪みが生じたと判定するようになっている。
　上記の条件（１）について図３の（ａ）を参照して説明する。図３の（ａ）は、経過時間に応じた温度及び温度勾配を示したグラフである。制御部１１には、予め適当な値の第１所定値（ｓ１）及び第２所定値（ｓ２）が設定されている（ｓ１＜ｓ２）。そして、温度勾配ΔＴが「｜ΔＴ｜＜ｓ１」であるか「ｓ２＜｜ΔＴ｜」であるときに、制御部１１は、条件（１）を満たしていると判断する。
　上記の条件（２）について図３の（ｂ）を参照して説明する。図３の（ｂ）は、経過時間に応じた温度及び温度加速度を示したグラフである。制御部１１には、予め適当な値の閾値（ｕ）が設定されている。そして、温度加速度ａが「ｕ＜｜ａ｜」であるときに、制御部１１は、条件（２）を満たしていると判断する。
　このように、第１所定値、第２所定値、及び閾値を設定することで、経時変化特性に歪みが生じたことを的確に検出して補正を開始することができる。
　次に、経時変化特性に歪みが生じたことを検出したときにどのような補正を行うか、つまり第３補正項の具体的な形について説明する。この経時変化特性の歪みは、使用温度が一定になった瞬間（状態が急激に遷移した直後）が最も大きく、その後は時間が経過するに従って減少する。そのため、第３補正項は、時間とともに減衰する性質の関数によって構成されることが望ましく、例えば、式（２）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、α及びβは補正量を決定するための係数である。ｔ’は、条件（１）及び条件（２）を満たして補正を開始したときの経過時間である。このようにｔ’を設定することで、補正を開始した直後の補正量を最大にすることができる。また、指数が負の指数関数を用いることで、時間が経過するに従って補正量を減少させることができる。
　第３補正項における係数（上記の例ではα及びβ）は、経時変化特性の歪み量に応じて自動的に算出されるように構成されている。この歪み量を算出するときに考慮される事項としては、使用温度及びその差分がある。例えば図３のように、使用温度が温度Ｔ１から温度Ｔ２に変化した後、温度Ｔ２を維持している状況を考える。このとき、温度Ｔ１、温度Ｔ２、及び温度Ｔ１と温度Ｔ２との差分等に基づいて歪み量をある程度見積もることができる。例えば、温度Ｔ１が低温である場合は歪み量が大きくなり易い。また、温度Ｔ１から温度Ｔ２へ向かうときの傾きが急であると（即ち、単位時間あたりの使用温度の変化が大きいと）、歪み量が大きくなり易い。第３補正項における係数は、上記のような経時変化特性の挙動を考慮して決定されている。
　以上で示したように、第３補正項の補正量は使用温度、温度勾配、及び温度加速度等に基づいて決定されている。従って、本実施形態の基準周波数発生装置では、経時変化特性の歪みによって生じる出力周波数のズレは、使用温度、温度勾配、及び温度加速度等に基づいて補正されることになる。
　以上のようにして３つの補正項の補正量が算出される（Ｓ１０６）。そして、補正式と前記推定ＤＡＣ値とに基づいて、自走制御に用いるためのＤＡＣ値（自走ＤＡＣ値）を得ることができる。そして、制御部１１は、自走ＤＡＣ値を信号レベルとした制御電圧信号を電圧制御発振器１５に出力する（Ｓ１０７）。
　基準周波数発生装置１０は、自走状態において以上のような制御を行うことで、精度の高い基準周波数信号を継続して出力することができる。そして、リファレンス信号が取得できない限り、上記のような自走制御を行い続けるように構成されている。
　以上に説明したように、基準周波数発生装置１０は、ＰＬＬ回路３０と、温度センサ１７と、制御部１１と、を備える。ＰＬＬ回路３０は、リファレンス信号に基づいて得られた制御電圧信号によって、電圧制御発振器１５が出力する基準周波数信号を制御している。温度センサ１７は、電圧制御発振器１５の使用温度を検出している。制御部１１は、リファレンス信号が取得できなくなると、温度加速度に基づいて、電圧制御発振器１５の経時変化特性の歪みを考慮した補正を行い、この補正内容に基づいて自走用制御信号を生成して電圧制御発振器１５を制御する。
　即ち、例えば使用温度が大きく変化している状態から温度一定の状態に急激に遷移すると、サーマルショック等の影響により電圧制御発振器１５の出力周波数の経時変化特性に歪みが生じる。この点、上記の構成においては、状態が遷移したときに温度勾配が大きく変化することを考慮して、温度加速度に基づいて適切な補正を行うことができる。そのため、経時変化特性の歪みを考慮して自走用制御信号を生成することがことができる。従って、自走状態においても高精度な基準周波数信号を出力することができる。
　また、本実施形態の基準周波数発生装置１０においては、時間と当該時間に対応付けられた使用温度との対応関係に対して重み付け逐次最小二乗法を用いることで温度近似関数を求めている。そして、温度近似関数を時間で２階微分することにより、温度加速度を求めている。
　これにより、近似によって温度近似関数を求めることで、使用温度が局所的に大きく変化する時点を的確に検出することができる。更に、重み付け逐次最小二乗法を用いることで、過去の環境よりも現在の環境を重視し、また、使用温度を記憶するための記憶部を設けることなく温度近似関数を求めることができる。
　また、本実施形態の基準周波数発生装置１０において、制御部１１は、自走用制御信号を生成して自走制御を行っている間において、温度勾配ΔＴが「｜ΔＴ｜＜ｓ１」であるか「ｓ２＜｜ΔＴ｜」であって、かつ温度加速度ａが「ｕ＜｜ａ｜」であるときに、経時変化特性の歪みを考慮した補正を開始している。
　即ち、サーマルショック等の影響によって生じる経時変化特性の歪みは、使用温度が変化している状態から温度一定の状態に急激に遷移したときと、温度一定の状態から急激に温度変化が発生した場合と、に生じる。この点、本実施形態の基準周波数発生装置１０では、上記のｓ１，ｓ２，ｕを設定することで上記の特徴を的確に捉えているため、経時変化特性に特性変化が生じたことを適切に検出して補正を行うことができる。
　また、本実施形態の基準周波数発生装置１０において、制御部１１は、自走用制御信号を生成して自走制御を行っている間において、使用温度が温度Ｔ１である状態から、使用温度が変化する状態を経由して、使用温度が温度Ｔ２である状態になったときに、温度Ｔ１と、温度Ｔ２と、温度Ｔ１と温度Ｔ２の差分と、のうち少なくとも何れかに基づいて、経時変化特性の歪みを補正するときの補正量を決定している。
　即ち、サーマルショック等の影響によって生じる経時変化特性の歪みは、使用温度及びその差分に影響を受け易い。この点、上記の制御を行うことで、使用温度及びその差分の影響を考慮した的確な補正量で補正を行うことができる。
　また、本実施形態の基準周波数発生装置１０において、制御部１１は、経時変化特性の歪みを補正するときは、時間の経過に従って補正量を変化させている。
　即ち、このサーマルショック等の影響によって生じる経時変化特性の歪みは、時間が経つにつれて徐々に小さくなっていく。この点、本実施形態においては指数が負の指数関数を用いて補正量を計算する構成のため、この性質を考慮した補正を行うことができる。
　また、本実施形態の基準周波数発生装置１０において、制御部１１は、自走用制御信号を生成して自走制御を行っている間において、経時変化特性の歪みを考慮した補正に加えて、周波数温度特性を考慮した補正、及び、ヒステリシスを有する周波数特性を考慮した補正を行っている。
　これにより、周波数温度特性を考慮した補正を行っていることにより、温度の影響によって生じる周波数温度特性の変化を考慮した補正を行うことができる。また、ヒステリシスを有する周波数特性を考慮した補正を行っていることにより、水晶等の記憶効果を考慮した補正を行うことができる。
　以上に本発明の好適な実施の形態を説明したが、上記の構成は例えば以下のように変更することができる。
　上記実施形態では、ＧＰＳ衛星からの信号に基づいてリファレンス信号を生成する構成であるが、ＧＰＳ以外のＧＮＳＳ（Ｇｌｏｂａｌ　Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ　Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ　Ｓｙｓｔｅｍ）を利用する場合においても、上記実施形態の構成を適用することができる。ＧＰＳ以外のＧＮＳＳとしては、例えばＧＬＯＮＡＳＳやＧＡＬＩＬＥＯ等を挙げることができる。また、外部装置が生成したリファレンス信号を取得する構成としても良い。
　基準周波数発生装置１０の内部にＧＰＳ受信機２０を配置し、自機の内部でリファレンス信号を生成する構成に変更することができる。また、ＧＰＳ受信機２０が、１ＰＰＳに代えて、ＰＰ２Ｓ等の１Ｈｚ以外の信号をリファレンス信号として基準周波数発生装置１０に供給する構成に変更することができる。
　上記実施形態では、電圧制御発振器１５として温度補償型の水晶発振器であるＴＣＸＯを用いる例を示したが、ＴＣＸＯの他にも、電圧制御発振器１５としてＯＣＸＯ（Ｏｖｅｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｃｒｙｓｔａｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、恒温槽付水晶発振器）等の水晶発振器を用いることができる。また、電圧制御発振器１５は、水晶発振器に限られず、例えばルビジウム発振器等を用いることができる。なお、サーマルショックの影響によって経時変化特性の歪みが生じ易い発振器を用いる場合は、本発明の効果を良好に発揮できて有利である。
　ループフィルタ１３は、電圧制御発振器１５に出力する制御電圧信号を適切に制御できる限り、Ｐ制御、Ｉ制御及びＤ制御のうち少なくとも１つを実行可能な制御器に代えることができる。
　ＰＬＬ回路３０は、供給されるリファレンス信号に同期して電圧制御発振器１５を制御する構成である限り、他の同期回路（ＤＬＬ回路等）を使用することもできる。
　電圧制御発振器１５の部分に別の同期回路を配置し、異なる周波数を生成して出力する構成に変更することができる。
　上記実施形態では、使用温度と経過時間との対応関係から温度近似関数を求めるために重み付け逐次最小二乗法を用いたが、他の近似を用いて温度近似関数を求める構成にしても良い。
　上記実施形態では、演算によって第１補正項及び第２補正項の補正量を求めたが、これに代えて、補正テーブルを用いてこれらの補正量を求めることができる。補正テーブルとは、使用温度及び温度勾配と、適用すべき補正量と、が対応付けられたテーブルである。そして、制御部１１は、このテーブルを参照することで、検出した使用温度に対応する補正量と、算出した温度勾配に対応する補正量と、を求めることができる。なお、離散的に得られている使用温度又は温度勾配の間に対応する補正量は、線補間等の演算を行うことで求めることができる。
　上記実施形態では、経時変化特性の歪みを考慮した補正を開始する条件として、条件（１）及び条件（２）を設定したが、これに代えて、補正を開始する条件を例えばテーブル等で設定することができる。
　１０　基準周波数発生装置
　１１　制御部
　１２　位相比較器
　１３　ループフィルタ
　１５　電圧制御発振器（発振器）
　１７　温度センサ（温度検出部）
　３０　ＰＬＬ回路（同期回路）

Claims (6)

  1. 　リファレンス信号に基づいて得られた制御信号によって、発振器が出力する基準周波数信号を制御する同期回路と、
    　前記発振器の使用温度を検出する温度検出部と、
    　リファレンス信号が取得できなくなると、使用温度の温度勾配の時間変化率に基づいて、前記発振器の経時変化特性の特性変化を考慮した補正を行い、補正内容に基づいて自走用制御信号を生成して前記発振器を制御する制御部と、
    を備えることを特徴とする基準周波数発生装置。
  2. 　請求項１に記載の基準周波数発生装置であって、
    　前記制御部は、
    　時間と当該時間に対応付けられた使用温度との対応関係に対して近似曲線を適用することで温度近似関数を求め、
    　温度近似関数を時間で２階微分することにより、温度勾配の時間変化率を求めることを特徴とする基準周波数発生装置。
  3. 　請求項１又は２に記載の基準周波数発生装置であって、
    　前記制御部は、自走用制御信号を生成して自走制御を行っている間において、温度勾配の絶対値が第１所定値よりも小さい値をとるか又は温度勾配の絶対値が第２所定値よりも大きい値をとり、かつ温度勾配の時間変化率の絶対値が閾値を超えた値をとるときに、経時変化特性の特性変化を考慮した補正を開始することを特徴とする基準周波数発生装置。
  4. 　請求項１から３までの何れか一項に記載の基準周波数発生装置であって、
    　前記制御部は、自走用制御信号を生成して自走制御を行っている間において、使用温度が略一定の第１状態から、使用温度が変化する状態を経由して、使用温度が略一定の第２状態になったときに、
    　第１状態における使用温度である第１使用温度と、
    　第２状態における使用温度である第２使用温度と、
    　第１使用温度と第２使用温度との差分と、
    のうち少なくとも何れかに基づいて、経時変化特性の特性変化を補正するときの補正量を決定することを特徴とする基準周波数発生装置。
  5. 　請求項１から４までの何れか一項に記載の基準周波数発生装置であって、
    　前記制御部は、経時変化特性の特性変化を補正するときは、時間の経過に従って補正量を変化させることを特徴とする基準周波数発生装置。
  6. 　請求項１から５までの何れか一項に記載の基準周波数発生装置であって、
    　前記制御部は、
    　自走用制御信号を生成して自走制御を行っている間において、経時変化特性の特性変化を考慮した補正に加えて、周波数温度特性を考慮した補正、及び、ヒステリシスを有する周波数特性を考慮した補正のうち少なくとも一方を行うことを特徴とする基準周波数発生装置。
PCT/JP2011/050155 2010-01-13 2011-01-07 基準周波数発生装置 WO2011086976A1 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP11732846.8A EP2525494B1 (en) 2010-01-13 2011-01-07 Reference frequency generator device
US13/521,994 US8736394B2 (en) 2010-01-13 2011-01-07 Reference frequency generating device
KR1020127021090A KR101699113B1 (ko) 2010-01-13 2011-01-07 기준 주파수 발생 장치
JP2011549964A JP5319790B2 (ja) 2010-01-13 2011-01-07 基準周波数発生装置
CN201180006039.9A CN102714500B (zh) 2010-01-13 2011-01-07 基准频率产生装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010004913 2010-01-13
JP2010-004913 2010-01-13

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2011086976A1 true WO2011086976A1 (ja) 2011-07-21

Family

ID=44304249

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2011/050155 WO2011086976A1 (ja) 2010-01-13 2011-01-07 基準周波数発生装置

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8736394B2 (ja)
EP (1) EP2525494B1 (ja)
JP (1) JP5319790B2 (ja)
KR (1) KR101699113B1 (ja)
CN (1) CN102714500B (ja)
WO (1) WO2011086976A1 (ja)

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2701309A1 (en) * 2012-08-21 2014-02-26 Alcatel Lucent System for producing a system clock and temperature gradient detection system
US20140070990A1 (en) * 2012-09-13 2014-03-13 Harris Corporation Communications device with oscillator calibration and related methods
WO2014073503A1 (ja) * 2012-11-08 2014-05-15 古野電気株式会社 基準信号発生装置及び基準信号発生方法
JP2015195578A (ja) * 2014-03-19 2015-11-05 日本電波工業株式会社 変動量予測回路及びエージング補償回路
JP2017203779A (ja) * 2017-07-12 2017-11-16 セイコーエプソン株式会社 信号生成方法
US10222482B2 (en) 2013-01-18 2019-03-05 Seiko Epson Corporation Position information generation device, timing signal generation device, electronic apparatus, and moving object
US10312924B2 (en) 2015-12-21 2019-06-04 Seiko Epson Corporation Timing signal generation device, electronic device, and moving object
US10537224B2 (en) 2015-03-23 2020-01-21 Dow Global Technologies Llc Appliances having sound and thermal insulation based on viscoelastic polyurethane
CN114200206A (zh) * 2021-12-07 2022-03-18 嘉兴丹那赫电子科技有限公司 一种便于监测的变频器及其监测方法

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014230029A (ja) * 2013-05-21 2014-12-08 日本電波工業株式会社 発振装置
WO2015200274A1 (en) * 2014-06-24 2015-12-30 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for clock synchronization in a data acquisition system
US9602113B2 (en) * 2014-08-27 2017-03-21 Qualcomm Incorporated Fast frequency throttling and re-locking technique for phase-locked loops
JP6756173B2 (ja) * 2016-01-06 2020-09-16 セイコーエプソン株式会社 回路装置、発振器、電子機器及び移動体
US10404209B2 (en) 2016-09-08 2019-09-03 Silicon Laboratories Inc. Compensating for thermal lag in temperature compensated crystal oscillators
US10164643B2 (en) * 2016-09-09 2018-12-25 Silicon Laboratories Inc. Compensating for temperature-dependent hysteresis in a temperature compensated crystal oscillator
JP6879374B2 (ja) * 2017-08-24 2021-06-02 京セラドキュメントソリューションズ株式会社 画像形成装置
JP7117119B2 (ja) * 2018-03-26 2022-08-12 日本電波工業株式会社 発振装置
JP2020010206A (ja) * 2018-07-10 2020-01-16 セイコーエプソン株式会社 回路装置、発振器、クロック信号生成装置、電子機器及び移動体
CN114337657A (zh) * 2020-10-12 2022-04-12 中兴通讯股份有限公司 时钟同步电路、控制方法、印刷电路板及通讯设备

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002214323A (ja) * 2001-01-23 2002-07-31 Maspro Denkoh Corp 基準周波数発生装置
JP2007013878A (ja) * 2005-07-04 2007-01-18 Sanyo Electric Co Ltd 同期式発振装置及び同期式発振方法

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4633193A (en) * 1985-12-02 1986-12-30 At&T Bell Laboratories Clock circuit synchronizer using a frequency synthesizer controlled by a frequency estimator
US4849993A (en) * 1987-12-10 1989-07-18 Silicon General, Inc. Clock holdover circuit
US4931748A (en) * 1988-08-26 1990-06-05 Motorola, Inc. Integrated circuit with clock generator
US5473640A (en) * 1994-01-21 1995-12-05 At&T Corp. Phase-lock loop initialized by a calibrated oscillator-control value
US5659884A (en) * 1995-02-10 1997-08-19 Matsushita Communication Industrial Corp. Of America System with automatic compensation for aging and temperature of a crystal oscillator
US6052034A (en) * 1998-06-24 2000-04-18 Industrial Technology Research Institute Method and apparatus for all digital holdover circuit
US6278867B1 (en) * 1998-11-25 2001-08-21 Ericsson Inc. Methods and systems for frequency generation for wireless devices
US6081163A (en) * 1999-01-22 2000-06-27 Advantest Corp. Standard frequency and timing generator and generation method thereof
US6194970B1 (en) * 1999-08-19 2001-02-27 Nortel Networks Corporation Oscillator stability monitoring and compensation system
US6472943B1 (en) 2000-12-21 2002-10-29 Telefonaktie Bolaget L.M. Ericsson Oscillating circuit and method for calibrating same
JP2002217722A (ja) * 2001-01-22 2002-08-02 Maspro Denkoh Corp 基準周波数発生装置
US7881413B2 (en) * 2001-03-02 2011-02-01 Adc Telecommunications, Inc. Digital PLL with conditional holdover
JP2003133950A (ja) * 2001-10-24 2003-05-09 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 入力切替電圧制御発振器及びｐｌｌ制御発振器
JP4302968B2 (ja) * 2002-11-19 2009-07-29 京セラキンセキ株式会社 発振器の温度補償方法
US8532243B2 (en) * 2007-02-12 2013-09-10 Silicon Laboratories Inc. Digital hold in a phase-locked loop
US7692499B2 (en) * 2007-12-31 2010-04-06 Integrated Device Technology, Inc. Digitally compensated highly stable holdover clock generation techniques using adaptive filtering
US8674778B2 (en) * 2008-05-09 2014-03-18 Apple Inc. Method and system for correcting oscillator frequency drift
US7764129B1 (en) * 2008-12-18 2010-07-27 Xilinx, Inc. Phase-lock loop startup circuit and voltage controlled oscillator reference generator
JP5159704B2 (ja) * 2009-05-25 2013-03-13 古野電気株式会社 基準周波数発生装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002214323A (ja) * 2001-01-23 2002-07-31 Maspro Denkoh Corp 基準周波数発生装置
JP2007013878A (ja) * 2005-07-04 2007-01-18 Sanyo Electric Co Ltd 同期式発振装置及び同期式発振方法

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014029718A1 (en) * 2012-08-21 2014-02-27 Alcatel Lucent System for producing a system clock and temperature gradient detection system
US9537446B2 (en) 2012-08-21 2017-01-03 Alcatel Lucent System for producing a system clock and temperature gradient detection system
EP2701309A1 (en) * 2012-08-21 2014-02-26 Alcatel Lucent System for producing a system clock and temperature gradient detection system
US9322921B2 (en) * 2012-09-13 2016-04-26 Harris Corporation Communications device with oscillator calibration and related methods
US20140070990A1 (en) * 2012-09-13 2014-03-13 Harris Corporation Communications device with oscillator calibration and related methods
JPWO2014073503A1 (ja) * 2012-11-08 2016-09-08 古野電気株式会社 基準信号発生装置及び基準信号発生方法
WO2014073503A1 (ja) * 2012-11-08 2014-05-15 古野電気株式会社 基準信号発生装置及び基準信号発生方法
US10222482B2 (en) 2013-01-18 2019-03-05 Seiko Epson Corporation Position information generation device, timing signal generation device, electronic apparatus, and moving object
JP2015195578A (ja) * 2014-03-19 2015-11-05 日本電波工業株式会社 変動量予測回路及びエージング補償回路
US10537224B2 (en) 2015-03-23 2020-01-21 Dow Global Technologies Llc Appliances having sound and thermal insulation based on viscoelastic polyurethane
US10312924B2 (en) 2015-12-21 2019-06-04 Seiko Epson Corporation Timing signal generation device, electronic device, and moving object
JP2017203779A (ja) * 2017-07-12 2017-11-16 セイコーエプソン株式会社 信号生成方法
CN114200206A (zh) * 2021-12-07 2022-03-18 嘉兴丹那赫电子科技有限公司 一种便于监测的变频器及其监测方法
CN114200206B (zh) * 2021-12-07 2023-02-10 嘉兴丹那赫电子科技有限公司 一种便于监测的变频器及其监测方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20120286880A1 (en) 2012-11-15
KR20120126081A (ko) 2012-11-20
CN102714500B (zh) 2015-11-25
JP5319790B2 (ja) 2013-10-16
JPWO2011086976A1 (ja) 2013-05-20
EP2525494A4 (en) 2015-01-14
EP2525494B1 (en) 2017-09-13
CN102714500A (zh) 2012-10-03
KR101699113B1 (ko) 2017-01-23
EP2525494A1 (en) 2012-11-21
US8736394B2 (en) 2014-05-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5319790B2 (ja) 基準周波数発生装置
JP2015082815A (ja) 発振器
JPH11271476A (ja) 基準周波数発生装置
JP5072115B2 (ja) 基準周波数発生器
JP2011155367A (ja) 基準周波数発生装置
JP5398200B2 (ja) 基準信号発生装置
JP6276700B2 (ja) 基準信号発生装置及び基準信号発生方法
US9548744B2 (en) Compensating for hysteretic characteristics of crystal oscillators
JP2017153024A (ja) 基準周波数発生装置
JP6564250B2 (ja) 発振装置
US10992260B2 (en) Oscillator device
WO2014045929A1 (ja) 基準信号発生装置、ｇｎｓｓモジュール及び基準信号発生方法
JP2014060682A (ja) 発振器制御方法、基準信号発生装置、及び恒温槽付発振器
JP6452434B2 (ja) 基準信号発生装置及び基準信号発生方法
JP6534200B2 (ja) 基準信号発生装置
JP2014207534A (ja) 基準信号発生装置及び基準信号発生方法
JP2001281322A (ja) 受信装置、受信装置の制御方法、受信装置制御プログラム記録媒体
JP5064358B2 (ja) 基準信号発生装置
JP5064359B2 (ja) 基準信号発生装置
JP6681231B2 (ja) 基準信号発生装置及び基準信号発生方法
JP2016063392A (ja) 基準信号生成装置
JP2016220157A (ja) 基準信号発生装置
JP2011146919A (ja) 基準周波数発生装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 201180006039.9

Country of ref document: CN

REEP Request for entry into the european phase

Ref document number: 2011732846

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13521994

Country of ref document: US

Ref document number: 2011732846

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20127021090

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2011549964

Country of ref document: JP