WO2010079582A1 - マルチアンテナを用いた無線通信方法、無線通信システムおよび無線通信装置 - Google Patents

マルチアンテナを用いた無線通信方法、無線通信システムおよび無線通信装置 Download PDF

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WO2010079582A1
WO2010079582A1 PCT/JP2009/007332 JP2009007332W WO2010079582A1 WO 2010079582 A1 WO2010079582 A1 WO 2010079582A1 JP 2009007332 W JP2009007332 W JP 2009007332W WO 2010079582 A1 WO2010079582 A1 WO 2010079582A1
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wireless communication
diversity
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diversity combining
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PCT/JP2009/007332
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藤本敦
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岩崎通信機株式会社
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    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
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    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0617—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal for beam forming

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication method, a wireless communication system, and a wireless communication apparatus using multiple antennas, and in particular, MIMO (Multiple Input Input Multiple Output), MISO (Multiple Input Input Single) using a plurality of transceivers in at least one of transmission and reception. Output) or SIMO (Single Input Multiple Multiple Output) wireless communication using multiple antennas for each transmission / reception system, and wireless communication using multiple antennas, applying MIMO technology to each antenna group
  • MIMO Multiple Input Input Multiple Output
  • MISO Multiple Input Input Single
  • SIMO Single Input Multiple Multiple Output
  • Non-Patent Document 2 the introduction of MIMO technology is also being considered in standards such as Mobile WiMAX and next-generation PHS that are scheduled to be adopted in the 2.5 GHz band broadband mobile access system that is scheduled for service-in soon. This is described in Non-Patent Document 2.
  • MIMO technology will be introduced after Super 3G (name of NTT Docomo's next-generation mobile phone system) or Ultra 3G (name of KDDI's next-generation mobile phone system) that supports broadband services. It is a prospect.
  • MIMO technology is expected to spread rapidly as broadband wireless communications become more widespread. This is because when MIMO technology is used, high throughput can be realized by spatial multiplexing, and at the same time, highly reliable wireless communication by transmission / reception diversity can be realized.
  • FIG. 41 is a diagram illustrating an effect of increasing communication capacity by MIMO transmission.
  • a solid line, a broken line, and an alternate long and short dash line indicate Shannon communication capacities when the number of transmission / reception antennas is 4 ⁇ 4, 2 ⁇ 2, and 1 ⁇ 1, respectively.
  • the increase in communication capacity by the MIMO technology is realized by multi-stream transmission, that is, by simultaneously transmitting a plurality of independent data series at the same place and the same frequency.
  • transmission / reception diversity can be performed in addition to multi-stream transmission, and it is known that communication capacity can be increased by using transmission / reception diversity in an environment where the S / N is poor.
  • transmission diversity can be performed using this information. Even when the transmission line matrix is unknown on the transmission side, transmission diversity can be performed by using a space-time code.
  • antenna selection diversity equal gain combining diversity by baseband processing, maximum ratio combining diversity, or the like can be performed.
  • a handheld terminal has problems of power consumption and battery, and at present, it is common to use a single antenna configuration.
  • the speed cannot be increased by multi-stream transmission, but by applying transmission diversity and reception diversity using a space-time code on the base station side, average S / in wireless communication between the base station and the handheld terminal N can be improved and the communication capacity can be increased.
  • FIG. 42 is a block diagram showing a wireless communication system using conventional MIMO technology.
  • bidirectional wireless communication is performed between the wireless communication device A and the wireless communication device B.
  • the wireless communication apparatus A includes P antennas A 1 , A 2 ,..., A P , P transmission / reception circuits 13-1, 13-2,. .., 16-K, and a stream distribution / combination unit 17.
  • the spatial block code / encoding / decoding unit 15 includes K baseband (BB) modulation / demodulation units 16-1, 16-2,.
  • K is the number of transmission streams.
  • the wireless communication apparatus B includes Q antennas B 1 , B 2 ,..., B Q , Q transmission / reception circuits 23-1, 23-2,. , 26-K and BB modulation / demodulation units 26-1, 26-2,..., 26-K, and a stream distribution / combination unit 27.
  • the wireless communication device on the transmission side transmits K pieces of transmission data (K is 2
  • K is 2
  • the data series is divided into the above natural numbers).
  • Each of the divided data series is modulated by BB modulation / demodulation units 16-1, 16-2,..., 16-K, and becomes a baseband modulation signal.
  • the baseband modulation signal is output to the space-time block code / coding / decoding unit 15.
  • the input signal of the space-time block code / coding / decoding unit 15 is output to the space mapping unit 14 as it is.
  • direct mapping is applied.
  • each of the baseband modulated signal, each transceiver circuits 13-1 and 13-2, ..., are input to the 13-K, is converted to an RF frequency, each antenna A 1, A 2, ..., It is sent from the a K.
  • transmission diversity can also be performed by selecting and using K antennas in good communication state among P antennas.
  • IEEE802.11n defines an antenna selection sequence for this antenna selection.
  • Receiving-side radio communication apparatus for example, the wireless communication device B, the antennas B 1 a transmission signal from the wireless communication device A, B 2, received.., In B Q, each transceiver circuit 23-1,23 -2, ..., 23-Q converts the frequency to baseband to obtain the baseband received signal.
  • the space mapping unit 24 calculates an estimated value of a baseband received signal corresponding to each data sequence by a technique such as a pseudo inverse matrix using the transmission path matrix estimated in training, and a space-time block code / coding decoding unit 25 Output to.
  • the space-time block code / coding / decoding unit 25 outputs the input signal as it is to the BB modulation / demodulation units 26-1, 26-2,..., 26-K.
  • K is the number of transmission streams.
  • BB demodulating units 26-1, 26-2,..., 26-K demodulate the baseband received signal and output decoded data for each data series.
  • the stream synthesizing unit 27 synthesizes the decoded data output from the BB demodulating units 26-1, 26-2,..., 26-K, and outputs the resultant as final received data.
  • the transmission path matrix can be estimated in a preamble sequence as follows, for example.
  • S Hadamard code such as a preamble sequence from A P.
  • (1,1,1,1), (1, ⁇ 1,1, ⁇ 1), (1,1,1,1) from each antenna A 1 , A 2 , A 3 , A 4 respectively.
  • -1, -1 (1, -1, -1, 1) are transmitted.
  • the receiving side also has a 4-antenna configuration
  • the reception sequence BT at each antenna B 1 , B 2 , B 3 , B 4 for the preamble sequence is a 4 ⁇ 4 matrix
  • the wireless communication device A transmits K pieces of transmission data in the stream distribution / combining unit 17 (K is 2 or more). (Natural number) data series. Each of the divided data series is modulated by BB modulation / demodulation units 16-1, 16-2,..., 16-K, and becomes a baseband modulation signal. The baseband modulation signal is output to the space-time block code / coding / decoding unit 15. In this case, since the space-time block code is not used, the input signal of the space-time block code / coding / decoding unit 15 is output to the space mapping unit 14 as it is.
  • a transmission signal from the wireless communication device A is received by each of the antennas B 1 , B 2 ,..., B 4 , and the transmission / reception circuits 23-1, 23-2,.
  • frequency conversion to baseband is performed to obtain a baseband received signal.
  • the spatial mapping unit 24 multiplies the baseband received signal of each data series by K eigenvectors calculated from the transmission path matrix.
  • V 1 ′ v 11 ′, v 12 ′, v 13 ′, v 14 ′
  • V 2 ′ v 21 ′, v 22 ′, v 23 ′, v 24 ′
  • the space-time block code / coding / decoding unit 25 outputs the input signal as it is to the BB modulation / demodulation units 26-1, 26-2,..., 26-K.
  • BB demodulating units 26-1, 26-2, ..., 26-K demodulate the baseband received signal and output decoded data for each data series.
  • the stream synthesizing unit 27 synthesizes the decoded data output from the BB demodulating units 26-1, 26-2,..., 26-K, and outputs the resultant as final received data.
  • a transmission path matrix is estimated by using the preamble of the received signal from the partner terminal received immediately before, and a preamble is transmitted to the partner terminal in advance.
  • a method of receiving feedback of a training reception result or an estimated value of a transmission path matrix obtained therefrom from a counterpart terminal is a method of receiving feedback of a training reception result or an estimated value of a transmission path matrix obtained therefrom from a counterpart terminal.
  • the space-time block code / encoding / decoding unit 15 performs block encoding using a space-time code using m symbols (m is a natural number of 2 or more). For example, for a handheld terminal using one stream, as an information symbol (s 0 , s 1 ), an antenna 0 transmission symbol (s 0 , -s 1 * ), and an antenna 1 transmission symbol (s 1 , s 0 * ) Then, encoding using two antennas is performed, and information of two symbols is transmitted in two symbol periods (coding rate 1). In this example, two space-time block code sequences are output from the space-time block code / coding / decoding unit 15 for one stream. In the spatial mapping unit 14, direct mapping is applied.
  • L is a natural number of 2 or more, and represents the number of sequences of the space-time block code.
  • transmission signals from the wireless communication device A are received by the antennas B 1 , B 2 ,..., B Q , and the transmission / reception circuits 23-1, 23-2,.
  • the frequency is converted into a baseband by Q to obtain a baseband received signal, which is output to the space mapping unit 24.
  • the space mapping unit 24 performs diversity combining, and obtains L diversity-baseband received signals using Q input signals.
  • the space-time block code / coding / decoding unit 25 calculates a baseband received signal corresponding to each data series using the transmission path matrix estimated by training, and BB modulation / demodulation units 26-1, 26-2,. ⁇ Output to 26-K.
  • BB demodulating units 26-1, 26-2, ..., 26-K demodulate the baseband received signal and output decoded data for each data series.
  • the stream synthesizing unit 27 synthesizes the decoded data output from the BB demodulating units 26-1, 26-2,..., 26-K, and outputs the resultant as final received data.
  • broadband is realized by multi-level modulation such as 64QAM or 256QAM and spatial multiplexing of MIMO technology, so S / N (signal to noise power ratio) can be transmitted at high speed. ) Becomes a very small area near the base station.
  • the area capable of high-speed transmission is also expanded, but it is the same as or more than the number of MIMO spatial multiplexing.
  • Many antennas are usually used, and the diversity gain obtained in this case is about 5 dB at most. With such a diversity gain, it is not possible to expect sufficient expansion of the high-speed transmission area.
  • FIG. 43 shows a simulation result of the relationship between the throughput and the service area radius in the IEEE802.11n system.
  • the solid line is a graph when two transmission signals (streams) are spatially multiplexed (SDM) using an antenna configuration of 2 (transmission side) ⁇ 4 (reception side).
  • the PHY transmission speed when using 64QAM (thick line) is 108 Mbps
  • the maximum MAC throughput is 78 Mbps
  • the PHY transmission speed is 144 Mbps
  • the maximum MAC throughput is 92 Mbps.
  • both the PHY transmission rate and the maximum MAC throughput are larger, but the service area radius is smaller.
  • the throughput close to 100 Mbps is limited to the area near the AP where the communication distance is about 10 m or less.
  • the broken line is a graph when 3 streams are spatially multiplexed using an antenna configuration of 3 (transmission side) ⁇ 4 (reception side).
  • 64QAM thick line
  • the PHY transmission speed is 162 Mbps
  • the maximum MAC throughput is 100 Mbps.
  • the PHY transmission speed is 216 Mbps
  • the maximum MAC throughput is 118 Mbps.
  • both the PHY transmission speed and the maximum MAC throughput are larger than when using 64QAM, and the throughput takes a value of 100 Mbps or more in the area near the AP where the communication distance is about 10 m or less. It is limited to.
  • the alternate long and short dash line is a graph when two streams are spatially multiplexed using an antenna configuration of 4 (transmission side) ⁇ 4 (reception side).
  • the area radius is slightly larger than 2-stream spatial multiplexing (no STBC), but the improvement effect is very small,
  • the throughput close to 100 Mbps is limited only to the area near the AP where the communication distance is about 10 m or less.
  • the space-time code is a kind of transmission diversity, and the PHY transmission rate and the MAC maximum throughput are the same as those of two-stream spatial multiplexing (no STBC).
  • the alternate long and two short dashes line is a graph in the case of using 4 (transmitting side) x 4 (receiving side) antenna configuration and using 3 streams of spatial multiplexing and transmit antenna selection diversity (TS) in combination.
  • TS transmit antenna selection diversity
  • the area radius is slightly improved compared to 3-stream spatial multiplexing (no TS).
  • the value of the throughput of 100 Mbps or more is still limited to the area near the AP where the communication distance is about 10 m or less.
  • Transmission antenna selection is a type of transmission diversity, and the PHY transmission rate and the maximum MAC throughput are the same as in 3-stream spatial multiplexing (no TS).
  • the service area radius of wireless LAN systems compliant with IEEE802.11n is said to be about 100m, but high-throughput transmission of 100Mbps or more is possible in the PAN (Personal Area Network) area where the distance from the AP is about 10m or less. In the surrounding area, wireless communication that does not require real-time performance of about several Mbps at most can be used.
  • PAN Personal Area Network
  • FIG. 44 is a block diagram showing a configuration of a radio base station based on the technology of Girrus.
  • This radio base station includes 16 access points (AP), and each access point includes a directional antenna.
  • the directional antennas provided at each access point have different directivities, and 16 directional antennas cover all directions.
  • Each access point is assigned a channel having a different radio frequency.
  • the controller controls 16 access points and directional antennas. According to the configuration of FIG. 44, an antenna gain of about 12 dB can be obtained as compared with the case where an omni antenna is used.
  • FIG. 45 is a block diagram showing the configuration of a radio base station based on the technology of Ruckus Wireless.
  • This radio base station uses 16 directional antennas and is the same as Giras's technology in that it expands the service area by antenna gain, but does not have an access point for each antenna, The difference is that the antenna combinations are switched adaptively. In this configuration, since only one access point needs to be provided for each radio base station, cost reduction and power consumption can be reduced.
  • the MIMO technology there is a beam forming technology as a technology for expanding the communication area.
  • This is a technique for forming an optimum beam and expanding a communication area by optimally setting diversity combining information for signals of each antenna on the transmission side and reception side based on transmission path information.
  • beamforming techniques There are two types of beamforming techniques: eigenbeam formation and arrival direction estimation. The former can greatly improve the communication area by suppressing fading, but it is necessary to feed back fading information in a time shorter than the frequency of fading fluctuation.
  • the latter forms a beam based on direction of arrival estimation, feedback is not required to be very fast at normal moving speeds, but the gain obtained is about 12 dB at the maximum for both transmission and reception, greatly improving the communication area. Cannot be obtained.
  • the optimum diversity combining information for this purpose is calculated by first calculating the correlation matrix of the transmission path matrix, and then calculating the eigenvector corresponding to the maximum eigenvalue of the correlation matrix, and using this eigenvector for the diversity signal for each antenna. It was required by the method of using synthetic information.
  • the calculation amount in the calculation of the correlation matrix increases in proportion to the square of the number of antennas
  • the calculation amount in the calculation of the eigenvector increases in proportion to the cube of the number of antennas.
  • the maximum fading frequency is 50 Hz (equivalent to 10 km / h when the radio frequency is 5 GHz)
  • the number of antennas is 5 or more, the eigenvector cannot be calculated analytically, and a solution by iterative processing is required, so that the computation time becomes a problem.
  • the upper limit of the number of antennas is about 4 at present.
  • the maximum number of antennas for MIMO transmission is four even in IEEE802.11n or IEEE802.16, which is a wireless communication standard incorporating the latest state-of-the-art MIMO technology.
  • the input signal of the transmission / reception circuit is a received signal before diversity combining. That is, diversity gain and MIMO gain cannot be obtained in the input signal of the transmission / reception circuit.
  • the communication area is limited to an area where an eigen beam can be formed by initial acquisition.
  • the MIMO technology based on the combination of spatial multiplexing and diversity is not sufficient in terms of performance.
  • MIMO technology based on a combination of spatial multiplexing and beamforming is required, there is no such technology at present.
  • Circuit board having a peripheral antenna apparatus with selectable antenna elements (US Patent No.7,193,562)
  • broadband wireless communication systems of 100 Mbps or more with the introduction of MIMO technology are being put into practical use.
  • adaptive modulation is generally used, and a broadband environment can be enjoyed in an area where the wireless environment near the base station is good. Throughput decreased in areas with poor environment.
  • the broadband wireless environment was spot-like, and only a low-throughput service could be received in the area. That is, there is a problem that a broadband wireless environment of 100 Mbps or more cannot be provided in a surface area.
  • An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems and to provide a wireless communication method, a wireless communication system, and a wireless communication apparatus using a multi-antenna having a simple configuration that enables a high-throughput, for example, a broadband wireless environment of 100 Mbps or higher. Is to provide.
  • the wireless communication method using a multi-antenna of the present invention is a MIMO (Multiple Input Input Multiple Output), a MISO (Multiple Input Input Single Output) or a MISO (Multiple Input Input Single Output) using at least one of transmission and reception.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • MISO Multiple Input Input Single Output
  • MISO Multiple Input Input Single Output
  • SIMO Single Input Multiple Multiple Output
  • a wireless communication method using multiple antennas that uses a group of antennas for each transmission / reception system and performs wireless communication by applying MIMO technology to each antenna group.
  • a plurality of antenna groups for optimizing the diversity reception state for each antenna group through transmission of bidirectional training signals between the wireless communication devices performing transmission and reception are configured.
  • each wireless communication apparatus has a third step of performing beam forming and diversity combining at the time of data transmission / reception for each antenna group, the first step Diversity combining that optimizes the diversity reception state of each antenna group based on training reception information indicating the reception state of the diversity combined reception signal of each antenna group in one-time or multiple-time training signal diversity reception Information is obtained and the diversity combination information is received after the diversity reception.
  • the set of vectors asymptotic to the set of eigenvectors for the maximum eigenvalue of the correlation matrix of the transmission path matrix in the transmission between the antenna groups of the set of wireless communication apparatuses that perform transmission and reception is updated by updating the data combination information. It is characterized in that it is determined as the optimum value of diversity combining information between each antenna group of a set of wireless communication devices.
  • the wireless communication method using a multi-antenna of the present invention is a MIMO (Multiple Input Multiple Output), MISO (Multiple Input Single Output) or SIMO (Single Input Multiple Multiple) that uses a plurality of transceivers in at least one of transmission and reception.
  • a wireless communication method using a multi-antenna which uses an antenna group consisting of a plurality of antennas for each transmission / reception system, and performs wireless communication by applying MIMO technology to each antenna group.
  • the first step is one of diversity combining information for each signal of a plurality of antennas constituting each antenna group included in the wireless communication device when diversity of the training sub signal is received.
  • a feature is that a vector set asymptotic to a set of eigenvectors corresponding to the maximum eigenvalue of the correlation matrix of the path matrix is determined as an optimum value of diversity combining information between the antenna groups of the one set of wireless communication apparatuses.
  • the wireless communication method using a multi-antenna of the present invention is a MIMO (Multiple Input Multiple Output), MISO (Multiple Input Single Output) or SIMO (Single Input Multiple Multiple) that uses a plurality of transceivers in at least one of transmission and reception.
  • a wireless communication method using a multi-antenna which uses an antenna group consisting of a plurality of antennas for each transmission / reception system, and performs wireless communication by applying MIMO technology to each antenna group.
  • each wireless communication device has a third step of performing beam forming and diversity combining at the time of data transmission / reception for each antenna group, and the training signal includes a plurality of training signals.
  • the diversity combining information for the signals of the plurality of antennas constituting each antenna group included in the wireless communication device is received when the diversity of the plurality of training sub signals is received.
  • Diversity combining information for optimizing the reception state of the diversity combined reception signal of each antenna group is determined based on the receiving information for each antenna group, and after diversity reception, for each signal of the plurality of antennas constituting each antenna group by the diversity combining information
  • a set of vectors asymptotic to the set of eigenvectors for the maximum eigenvalue of the correlation matrix of the transmission path matrix in transmission between a set of antenna groups of a wireless communication apparatus that performs transmission and reception It is characterized in that it is determined as the optimum value of diversity combining information between the antenna groups of the one set of wireless communication apparatuses.
  • the wireless communication method using a multi-antenna of the present invention is a MIMO (Multiple Input Multiple Output), MISO (Multiple Input Single Output) or SIMO (Single Input Multiple Multiple) using a plurality of transceivers in at least one of transmission and reception.
  • a wireless communication method using a multi-antenna which uses an antenna group consisting of a plurality of antennas for each transmission / reception system, and performs wireless communication by applying MIMO technology to each antenna group.
  • First step of determining diversity combining information for each signal of the antennas as their optimum values A second step of setting an optimum value of diversity combining information for each signal of a plurality of antennas constituting each antenna group determined in the first step in the wireless communication device;
  • each wireless communication device has a third step of performing beam forming and diversity combining at the time of data transmission / reception for each antenna group, and the training signal is It comprises a plurality of training sub-signals, and the first step includes diversity combining information for signals of a plurality of antennas constituting each antenna group included in a wireless communication device when diversity of the plurality of training sub-signals is received.
  • the combination weight information that optimizes the reception state of the diversity combination reception signal of each antenna group is determined, and transmission / reception is performed by updating the diversity combination information with the diversity reception combination weight information after the diversity reception.
  • a set of vectors asymptotic to a set of eigenvectors for a maximum eigenvalue of a correlation matrix of a transmission path matrix in transmission between each antenna group of a set of wireless communication apparatuses to be performed is set between each antenna group of the set of wireless communication apparatuses. This is characterized in that it is determined as the optimum value of the diversity combining information.
  • the wireless communication system using a multi-antenna of the present invention uses MIMO (Multiple Input Multiple Output), MISO (Multiple Input Single Output) or SIMO (Single Input Multiple Output) using a plurality of transceivers in at least one of transmission and reception.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • MISO Multiple Input Single Output
  • SIMO Single Input Multiple Output
  • a wireless communication system using multi-antennas that performs wireless communication by applying a MIMO technology to each antenna group using an antenna group including a plurality of antennas for each transmission / reception system. Diversity with respect to signals of each of the plurality of antennas constituting each antenna group for optimizing the diversity reception state for each antenna group in each wireless communication device through transmission of bidirectional training signals between the communication devices.
  • each wireless communication apparatus has a third means for performing beamforming and diversity combining at the time of data transmission / reception for each antenna group, and the first means is one or more times.
  • diversity combining information for optimizing the diversity reception state is acquired based on the training reception information indicating the reception state of the diversity combined reception signal of each antenna group, and the diversity combining is performed after the diversity reception.
  • a set of sending and receiving by updating diversity combining information with information Diversity combining information between vector groups asymptotic to a set of eigenvectors with respect to a maximum eigenvalue of a correlation matrix of a transmission path matrix in transmission between antenna groups of the line communication device. It is characterized in that it is determined as the optimum value of.
  • the wireless communication system using multiple antennas of the present invention includes MIMO (Multiple Input Multiple Output), MISO (Multiple Input Single Output) or SIMO (Single Input Multiple Multiple) using a plurality of transceivers in at least one of transmission and reception.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • MISO Multiple Input Single Output
  • SIMO Single Input Multiple Multiple
  • a wireless communication system using multiple antennas which uses an antenna group consisting of a plurality of antennas for each transmission / reception system and performs wireless communication by applying MIMO technology to each antenna group,
  • Each of the wireless communication devices to perform is configured to optimize each diversity reception state for each antenna group through one-time or multiple-time transmission of a training signal with the counterpart wireless communication device.
  • Diversity combining information for the signals of the plurality of antennas constituting the first is determined as their optimum values, respectively.
  • the antenna unit includes third means for performing beamforming and diversity combining at the time of data transmission / reception for each antenna group, and the training signal includes a plurality of training sub-signals,
  • the first means sequentially changes one of the diversity combining information for each signal of a plurality of antennas included in each antenna group included in the wireless communication device when diversity of the training sub signal is received, and before and after the change.
  • Diversity combining received signal of the diversity reception information of the better reception state of the antenna group A set of eigenvectors for a maximum eigenvalue of a correlation matrix of a transmission path matrix in transmission between each antenna group of a set of wireless communication devices performing transmission / reception by updating diversity combining information for each signal of a plurality of antennas formed
  • the vector set asymptotic to is determined as the optimum value of the diversity combining information between the antenna groups of the one set of wireless communication apparatuses.
  • the wireless communication system using multiple antennas of the present invention includes MIMO (Multiple Input Multiple Output), MISO (Multiple Input Single Output) or SIMO (Single Input Multiple Multiple) using a plurality of transceivers in at least one of transmission and reception.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • MISO Multiple Input Single Output
  • SIMO Single Input Multiple Multiple
  • a wireless communication system using multiple antennas which uses an antenna group consisting of a plurality of antennas for each transmission / reception system and performs wireless communication by applying MIMO technology to each antenna group,
  • Each of the wireless communication devices to perform is configured to optimize each diversity reception state for each antenna group through one-time or multiple-time transmission of a training signal with the counterpart wireless communication device.
  • Diversity combining information for the signals of the plurality of antennas constituting the first is determined as their optimum values, respectively.
  • the antenna unit includes third means for performing beamforming and diversity combining at the time of data transmission / reception for each antenna group, and the training signal includes a plurality of training sub-signals,
  • the first means sequentially changes diversity combining information for each signal of a plurality of antennas included in each antenna group included in the wireless communication device when diversity reception of the plurality of training sub-signals is performed.
  • Diversity combining information that optimizes the reception state of the combined reception signal is determined, and after diversity reception, diversity combining information for each signal of a plurality of antennas constituting each antenna group is updated with the diversity combining information to transmit / receive
  • a set of vectors asymptotic to the set of eigenvectors for the maximum eigenvalue of the correlation matrix of the transmission path matrix in transmission between the antenna groups of a set of wireless communication apparatuses performing It is characterized in that it is determined as the optimum value of diversity combining information in
  • the wireless communication system using the multi-antenna of the present invention is a MIMO (Multiple Input Multiple Output), MISO (Multiple Input Single Output) or SIMO (Single Input Multiple Multiple) using a plurality of transceivers in at least one of transmission and reception.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • MISO Multiple Input Single Output
  • SIMO Single Input Multiple Multiple
  • a wireless communication system using multiple antennas which uses an antenna group consisting of a plurality of antennas for each transmission / reception system and performs wireless communication by applying MIMO technology to each antenna group,
  • Each of the wireless communication devices to perform is configured to optimize each diversity reception state for each antenna group through one-time or multiple-time transmission of a training signal with the counterpart wireless communication device.
  • Diversity combining information for each of the signals of the plurality of antennas constituting the antenna is determined as an optimum value thereof.
  • a second means for setting an optimum value of diversity combining information for each signal of a plurality of antennas constituting each antenna group, determined by the first means, and by the second means In a state in which the optimum value of diversity combining information is set, the antenna group includes third means for performing beam forming and diversity combining at the time of data transmission / reception for each antenna group, and the training signal includes a plurality of training sub-signals,
  • the first means sequentially changes diversity combining information for each signal of a plurality of antennas included in each antenna group included in the wireless communication device upon diversity reception of the plurality of training sub-signals, and each diversity combining information Based on the training reception information indicating the reception status corresponding to each antenna group.
  • Diversity combining information that optimizes the reception state of the received signal is received, and diversity combining information for each signal of a plurality of antennas constituting each antenna group is updated with the diversity reception combining weight information after diversity reception.
  • a set of vectors asymptotic to a set of eigenvectors with respect to the maximum eigenvalue of the correlation matrix of the transmission path matrix in transmission between each antenna group of a set of wireless communication apparatuses that perform transmission / reception It is characterized in that it is determined as the optimum value of diversity combining information between antenna groups.
  • the wireless communication device using the multi-antenna of the present invention is a MIMO (Multiple Input Multiple Output) or MISO (Multiple Input Single Output) or SIMO (Single Input Multiple Output) using a plurality of transceivers in at least one of transmission and reception.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • MISO Multiple Input Single Output
  • SIMO Single Input Multiple Output
  • a wireless communication device using multi-antennas which uses an antenna group consisting of a plurality of antennas for each transmission / reception system, performs wireless communication by applying MIMO technology to each antenna group, and configures the antenna group Diversity combining information generating means for generating diversity combining information for each signal of the plurality of antennas, and each of the plurality of antennas constituting each antenna group based on the diversity combining information generated by the diversity combining information generating means
  • Diversity combining information setting means for controlling the amplitude and phase of the signal of A signal distribution combining unit that performs beam forming transmission and diversity reception for each antenna group in combination with the diversity combining information setting unit, and the diversity combining information generating unit includes each of a plurality of antennas constituting each antenna group.
  • Both the diversity acquisition information generation means for initial acquisition that enables the acquisition of diversity combination information for the initial signal to the optimum value of the diversity combination information from the initial state and the counterpart wireless communication device Diversity combining information generating means for training for generating diversity combining information for each signal of a plurality of antennas constituting each antenna group in order to receive diversity in transmission of a training signal for the direction, and the diversity combining information Generated by the generating means Diversity combining information that optimizes the diversity reception state is determined as the optimum value of the diversity combining information based on the training reception information indicating the reception state of the training signal that is diversity-received with each diversity combining information set, and data Diversity combining information optimal value generating means for generating an optimal value of diversity combining information for beam forming and diversity combining at the time of transmission / reception is provided, and the diversity combining information in one-time or multiple-time training signal diversity reception Diversity combining information that optimizes the reception state of the diversity combined reception signal is obtained based on the training reception information that is diversity-received in
  • the asymptotic approach to the set of eigenvectors for the maximum eigenvalue of the correlation matrix of the transmission path matrix in transmission between each antenna group of a set of wireless communication devices performing transmission and reception It is characterized in that a set of vectors to be determined is determined as an optimum value of diversity combining information between the antenna groups of the one set of wireless communication apparatuses.
  • the wireless communication device using the multi-antenna of the present invention is a MIMO (Multiple Input Multiple Output), MISO (Multiple Input Single Output) or SIMO (Single Input Multiple Output) using a plurality of transceivers in at least one of transmission and reception.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • MISO Multiple Input Single Output
  • SIMO Single Input Multiple Output
  • a wireless communication device using a multi-antenna which uses an antenna group consisting of a plurality of antennas for each transmission / reception system and performs radio communication by applying MIMO technology to each antenna group, Diversity combining information generating means for generating diversity combining information for each signal of the plurality of antennas constituting the plurality of antennas, and a plurality of antennas constituting each antenna group based on the diversity combining information generated by the diversity combining information generating means
  • Diversity combining information setting means for controlling the amplitude and phase of each signal
  • Signal distribution combining means for performing beamforming transmission and diversity reception for each antenna group in combination with diversity combining information setting means
  • the diversity combining information generating means includes signals of each of a plurality of antennas constituting the antenna group.
  • the partner wireless communication apparatus once or Diversity combining information generating means for training for generating diversity combining information for each signal of a plurality of antennas constituting each antenna group in order to receive diversity in transmission of a plurality of bidirectional training signals, and Diversity synthesis information generating means
  • a reception status determining means for determining a diversity reception state in each set based on the information indicating the reception state of a training signal diversity reception in a state in which the diversity combining information more generated is set respectively, Diversity combination information that optimizes the diversity reception state determined by the reception state determination means is determined as the optimum value of diversity combination information, and the optimum value of diversity combination information for beam forming and diversity combination at the time of data transmission / reception is generated Diversity training information optimum value generating means, and the training signal is composed of a plurality of training sub-signals, and when receiving diversity of the training sub
  • Synthesis information By renewing, a set of vectors asymptotic to a set of eigenvectors with respect to a maximum eigenvalue of a correlation matrix of a transmission path matrix in transmission between each antenna group of a set of wireless communication apparatuses that perform transmission and reception is changed to the set of wireless communication. It is characterized in that it is determined as the optimum value of diversity combining information between each antenna group of the apparatus.
  • the wireless communication device using the multi-antenna of the present invention is a MIMO (Multiple Input Multiple Output), MISO (Multiple Input Single Output) or SIMO (Single Input Multiple Multiple) that uses a plurality of transceivers in at least one of transmission and reception.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • MISO Multiple Input Single Output
  • SIMO Single Input Multiple Multiple
  • a wireless communication device using a multi-antenna which uses an antenna group consisting of a plurality of antennas for each transmission / reception system and performs radio communication by applying MIMO technology to each antenna group, Diversity combining information generating means for generating diversity combining information for each signal of the plurality of antennas constituting the plurality of antennas, and a plurality of antennas constituting each antenna group based on the diversity combining information generated by the diversity combining information generating means Diversity synthesis information setting hand that controls the amplitude and phase of each signal And signal distribution combining means for performing beamforming transmission and diversity reception for each antenna group in combination with the diversity combining information setting means, and the diversity combining information generating means includes a plurality of antennas constituting the antenna group.
  • Diversity combining information for initial acquisition for each signal is generated, and diversity combining information generating means for initial acquisition that enables drawing of the diversity combining information from the initial state to the optimum value, and the counterpart wireless communication device
  • Diversity combining information generation for training which is generated by sequentially changing diversity combining information for signals of a plurality of antennas constituting each antenna group upon reception of diversity in one or a plurality of bidirectional training signal transmissions Means and diversity combining information
  • Training reception information holding means for holding training reception information indicating a reception state of a training signal that is diversity-received in a state where each diversity combining information generated by the generation means is set, and held by the training reception state holding means
  • Diversity combining information that optimizes the reception state of the diversity combining received signal based on the received training reception information is determined as the optimum value of the diversity combining information, and the optimum value of the diversity combining information for beam forming and diversity combining at the time of data transmission / reception
  • Diversity combining information optimal value generating means for generating the training signal
  • Diversity combining information between the antenna groups of the one set of radio communication apparatuses is a vector set asymptotic to a set of eigenvectors for the maximum eigenvalue of the correlation matrix of the transmission path matrix in transmission between the antenna groups of the radio communication apparatus. It is characterized in that it is determined as the optimum value of.
  • the wireless communication device using the multi-antenna of the present invention is a MIMO (Multiple Input Multiple Output), MISO (Multiple Input Single Output) or SIMO (Single Input Multiple Multiple) that uses a plurality of transceivers in at least one of transmission and reception.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • MISO Multiple Input Single Output
  • SIMO Single Input Multiple Multiple
  • a wireless communication device using a multi-antenna which uses an antenna group consisting of a plurality of antennas for each transmission / reception system and performs radio communication by applying MIMO technology to each antenna group, Diversity combining information generating means for generating diversity combining information for the signals of the plurality of antennas constituting the antenna, and controlling the amplitude and phase of the signals of the plurality of antennas constituting the antenna group based on the diversity combining information
  • a combination of diversity combining information setting means and diversity combining information setting means Signal distribution combining means for performing beamforming transmission and diversity reception for each antenna group by combining, and the diversity combining information generating means includes diversity combining for initial acquisition with respect to each signal of a plurality of antennas constituting the antenna group
  • One-time or multiple-way bi-directional communication between the diversity acquisition information generation means for initial acquisition and the other-side wireless communication device that generates information and enables the acquisition of the diversity combination information from the initial state to the optimum value
  • Diversity combining information for each signal of a plurality of antennas constituting each antenna group is sequentially changed, training reception information corresponding to each diversity combining information is acquired, stored in the training reception information holding means, and the training reception information Based on the training reception information held in the holding means, composite weight information that optimizes the reception state of the diversity combined reception signal is determined, and transmission / reception is performed by updating the diversity combined information with the combined weight information after receiving the diversity.
  • a set of vectors asymptotic to the set of eigenvectors for the maximum eigenvalue of the correlation matrix of the transmission path matrix in transmission between each antenna group of a set of wireless communication apparatuses is determined between the antenna groups of the set of wireless communication apparatuses. It is characterized in that it is determined as the optimum value of diversity combining information.
  • the antenna group is further combined with independent beamforming technology, and high-throughput transmission by spatial multiplexing, for example, 100 Mbps or more
  • An area capable of high throughput transmission can be expanded from a spot to a planar area.
  • diversity is used in applications such as VoIP, but the communication area is very narrow compared to a narrowband wireless system such as a conventional PHS system by diversity alone, but according to the present invention.
  • By combining diversity and beamforming it is possible to realize a communication area comparable to narrowband wireless systems such as PHS systems.
  • each of the wireless communication devices since the optimum value of diversity combining information in each antenna group provided in each wireless communication device is determined through bidirectional training signal transmission between wireless communication devices performing transmission and reception, each of the wireless communication devices Even when the number of antennas constituting the antenna group is large, the optimum value of diversity combining information can be easily obtained, and a large MIMO gain can be obtained by performing data transmission using the optimum value of diversity combining information. .
  • the performance equivalent to that of the present invention can be realized even with large-scale MIMO, in reality, the hardware scale of RF and baseband is enormous, so it is difficult to realize from the viewpoint of cost, power consumption, and processing amount.
  • the number of transmission / reception systems is not increased, that is, the conventional MIMO technology is used as it is, and individual antennas are replaced with each antenna group. Since eigenbeam transmission with respect to the maximum eigenvalue can be realized for each antenna group, the communication area in the conventional MIMO technology can be drastically improved without significantly increasing cost and power consumption.
  • FIG. 46 shows a comparison of reception level distributions in the initial acquisition stage of the conventional MIMO technique and the MIMO technique according to the present invention.
  • the wireless transmission path is a Rayleigh fading environment, and the number of transmission / reception antennas of each wireless communication apparatus is four.
  • the received level distribution when SISO and optimum weight are used is also shown.
  • the improvement of the reception level in the initial acquisition in the conventional MIMO technique compared with the SISO is 16 dB, which is 11 dB lower than the MIMO gain at the optimum weight. This is because a transmission beam is not formed and diversity combining at reception is not performed, which is improved by a gain of 4-branch selection diversity over SISO.
  • the diversity combining information is set in the radio frequency band according to the present invention
  • a gain close to the MIMO gain at the optimum weight can be obtained even in the initial acquisition stage.
  • the deterioration from the MIMO gain at the optimum weight is caused by setting the complex weight using a phase shifter instead of using the eigenvector as the complex weight.
  • the MIMO gain is not sufficiently utilized for expansion of the communication area.
  • the communication area is determined by the MIMO gain. Can be enlarged.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of a first embodiment of a wireless communication system according to the present invention. It is a figure which shows notionally the operation
  • FIG. 8 is a timing chart showing an example of the operation of the beam forming weight generation unit of FIG. 7.
  • FIG. It is a figure which shows the mode of the diversity synthetic
  • FIG. 17 is a block diagram showing a specific configuration of the beam forming weight generation unit of FIG. 16.
  • FIG. 18 is a timing chart showing an example of the operation of the beam forming weight generation unit of FIG. 17.
  • FIG. It is a figure which shows the operation example of the radio
  • FIG. 6 is a diagram showing a relationship between the number of times of retransmission of a training start frame and the probability that an ACK frame is transmitted (when the optimum setting of the phase shifter is known on the STA side)
  • FIG. 6 is a diagram showing a relationship between the number of retransmissions of a training start frame and the probability that an ACK frame is transmitted (when the optimum setting of the phase shifter is unknown on the STA side). It is a figure which shows the relationship between the phase shifter setting of AP side, and the receiving level at that time when the phase shifter setting is optimized on the STA side. It is a figure which shows the operation example of the radio
  • An improvement in the number of training signal transmissions and reception level distribution when the base station side performs the first training signal transmission is shown.
  • the improvement of the number of training signal transmissions and reception level distribution when the terminal side performs the first training signal transmission is shown.
  • a comparison of reception level improvement in burst detection when the received signal is synthesized by baseband processing and when the received signal is synthesized by RF band processing is shown.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of a first embodiment of a wireless communication system according to the present invention. This basic configuration is the same in the second and third embodiments.
  • the present invention can be realized not only as a wireless communication system but also as a wireless communication method, and also has a feature as a single wireless communication apparatus.
  • the wireless communication system of FIG. 1 includes two wireless communication devices A and B that perform bidirectional wireless communication via a wireless transmission path.
  • the radio communication devices A and B may be two radio base stations, two radio terminals, or a radio base station and a radio terminal.
  • the wireless communication apparatus A includes P antenna groups A 11 to A 1M , A 21 to A 2M ,..., A P1 to A PM , P weight processing units 11-1, 11-2,. , 11-P, P RF signal distributor / combiners 12-1, 12-2, ..., 12-P, P transceiver circuits 13-1,13-2, ..., 13-P , Space mapping unit 14, space-time block code / coding / decoding unit 15, K baseband (BB) modulation / demodulation units 16-1, 16-2,..., 16-K and stream distribution / synthesis unit 17 Prepare.
  • P antenna groups A 11 to A 1M , A 21 to A 2M ,..., A P1 to A PM P weight processing units 11-1, 11-2,. , 11-P, P RF signal distributor / combiners 12-1, 12-2, ..., 12-P, P transceiver circuits 13-1,13-2, ..., 13-P , Space mapping unit 14, space-time block code / coding / decoding unit 15, K base
  • M is an integer of 2 or more
  • antennas A k1 , A k2 ,. ., A kM (k 1, 2,..., P, and so on).
  • M the maximum value of the number of antennas constituting each antenna group.
  • the wireless communication apparatus B includes Q antenna groups B 11 to B 1N , B 21 to B 2N ,..., B Q1 to B QN , Q weight processing units 21-1, 21-2,. , 21-Q, Q RF signal distributor / combiners 22-1, 22-2, ..., 22-Q, Q transceiver circuits 23-1,23-2, ..., 23-Q , 26-K and BB modulation / demodulation units 26-1, 26-2,..., 26-K, and a stream distribution / combination unit 27.
  • N is the maximum value of the number of antennas constituting each antenna group.
  • At least one of the wireless communication devices A and B includes a plurality of antenna groups, that is, P And at least one of Q is an integer of 2 or more.
  • each of the RF signal distribution / combining units 12-1, 12-2,..., 12-P and each of the weight processing units 11-1, 11-2 Transmit power amplifier, reception LNA (Low Noise Amplifier) or both between each or between weight processing units 11-1, 11-2, ..., 11-P and each antenna group A k1 to A kM
  • transmission power can be increased or reception sensitivity can be improved.
  • transmission power can be increased or reception sensitivity can be improved.
  • Each of the P weight processing units 11-1, 11-2,..., 11-P of the wireless communication apparatus A has a plurality of multipliers, and each multiplier has a respective antenna group A k1 to A kM. Diversity combining information on received signals from the antennas A k1 , A k2 ,..., A kM or transmission signals from the RF signal distribution / combining units 12-1, 12-2,. (Complex weight) Multiply by W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM .
  • Each of the Q weight processing units 21-1, 21-2,..., 21-Q of the wireless communication apparatus B has a plurality of multipliers, and each multiplier has a group of antennas B n1 to B nN. Diversity combining information on the received signals from the respective antennas B n1 , B n2 ,..., B nN or the transmission signals from the respective RF signal distribution / combining units 22-1, 22-2,. (Complex weight) Multiply W Bn1 , W Bn2 ,..., W BnN .
  • Each multiplier complex weight W Ak1 the input signal amplitude and phase, W Ak2, ⁇ , W AkM , W Bn1, W Bn2, ⁇ , is allowed to output changes in accordance with the W BNN.
  • a 1-bit phase shifter can be used as the multiplier.
  • the complex weight is 1 bit of “0” and “1”, and the input signal is output as it is or after phase inversion, for example, according to the complex weights “0” and “1”.
  • the multipliers of the weight processing units 11-k and 21-n are not limited to 1-bit phase shifters, and may be n (n is a natural number of 2 or more) bit phase shifters.
  • the case where the multipliers of the weight processing units 11-k and 21-n are n (n is a natural number of 2 or more) bit phase shifters will be described in the second embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram conceptually showing the operation when a 1-bit phase shifter is used for the weight processing unit 11-k.
  • the signals from the antennas A k1 , A k2 ,..., A kM constituting the antenna groups A k1 to A kM or the signals from the RF signal distributor / synthesizer 12-k are input to the weight processing unit 11-k. Is done.
  • the weight processing unit 11-k outputs the input signal as it is or with the phase inverted depending on whether the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM are “0” or “1”.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a specific configuration of the weight processing unit 11-k.
  • Each multiplier of the weight processing unit 11-k includes two changeover switches and a 180-degree delay line. The two changeover switches are simultaneously switched according to the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM .
  • Each antenna A k1, A k2 constituting the antenna group, ..., the signal from A kM or RF signal synthesizer-distributor 12-k are complex weight W Ak1, W Ak2, ..., is W AKM " 0 "is sent to the output side when not through a 180-degree delay line complex weight W Ak1, W Ak2, ⁇ , W AkM is" 1 ", is transmitted to the output side through a 180 degree delay line.
  • each of the P RF signal distribution / combining units 12-1, 12-2,..., 12-P of the wireless communication apparatus A transmits each of the transmission / reception circuits 13-1, 13- 2, ..., 13-P transmit energy is distributed in M and output to each of the weight processing units 11-1, 11-2, ..., 11-P. Then, the output signals from the multipliers are combined (vector addition), and output to the transmission / reception circuits 13-1, 13-2,..., 13-P as diversity combined reception signals.
  • the Q RF signal distribution / combining units 22-1, 22-2,..., 22-Q of the wireless communication device B are used for transmitting / receiving circuits 23-1, 23-2,. .., 23-Q transmit energy is distributed N in energy and output to each of the weight processing units 21-1, 21-2,..., 21-Q. Are combined (vector addition) and output as diversity combined received signals to the transmission / reception circuits 23-1, 23-2,..., 23-Q.
  • each RF signal distribution / synthesis unit 12-1, 12-2, ..., 12-P, 22-1, 22-2, ..., 22-Q is a bidirectional hybrid circuit, It functions as a distributor during transmission and as a combiner during reception.
  • Wilkinson type distribution / synthesis circuit is used as RF signal distribution / synthesis unit 12-1,12-2, ..., 12-P, 22-1,22-2, ..., 22-Q it can.
  • the P transmission / reception circuits 13-1, 13-2,..., 13-P of the wireless communication apparatus A receive the P BB modulation signals output from the space mapping unit 14 during transmission.
  • the frequency is converted to the RF band, and the RF signal is output to the RF signal distributor / synthesizers 12-1, 12-2, ..., 12-P.
  • the transmission / reception circuits 13-1, 13-2,..., 13-P receive P diversity combined reception signals as input, frequency-convert them to baseband, and output them to the spatial mapping unit 14 To do. Note that when transmitting antenna selection diversity or the like is performed during transmission, only a part of the P transmission / reception circuits 13-1, 13-2,..., 13-P is used.
  • the Q transmission / reception circuits 23-1, 23-2,..., 23-Q of the wireless communication apparatus B receive Q BB modulation signals output from the spatial mapping unit 24 as inputs during transmission.
  • the frequency is converted to the RF band, and the RF signal is output to the RF signal distribution / synthesis units 22-1, 22-2,..., 22-Q.
  • the transmission / reception circuits 23-1, 23-2,..., 23-Q receive Q diversity combined reception signals as input, frequency-convert them to baseband, and output them to the spatial mapping unit 24. To do.
  • transmitting antenna selection diversity is performed at the time of transmission, only a part of Q transmission / reception circuits 23-1, 23-2,..., 23-Q is used.
  • Spatial mapping units 14 and 24 perform spatial mapping or spatial demapping. This process is similar to conventional MIMO technology.
  • the stream distribution / combination unit 17 divides the transmission data into the number of streaming data. The divided data is input to the BB modulation / demodulation units 16-1, 16-2,..., 16-K, and K BB modulation signals are output.
  • a space-time coding process based on the space-time code is performed by the space-time block code / coding / decoding unit 15.
  • the space-time block code / coding / decoding unit 15 does not perform any processing.
  • the space mapping unit 14 receives the output of the space-time block code / coding / decoding unit 15 and performs mapping for each antenna group A k1 to A kM .
  • mapping For this mapping, Cyclic Prefix assignment, Steering Matrix multiplication, Direct Mapping, etc. can be used. The mapping is described in detail in Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2.
  • the wireless communication devices A and B determine the optimum values of the complex weights in the antenna groups A k1 to A kM and B n1 to B nN through bidirectional training signal transmission, respectively, and the optimum complex weights determined thereby are determined. value the antenna group a k1 ⁇ a kM, B n1 ⁇ set B nN the weight processing unit 11-k, 21-n multipliers, an antenna group a k1 ⁇ a kM, B n1 ⁇ B nN data for each Perform beamforming and diversity combining during transmission and reception.
  • the training signal is used to determine the optimum value of the complex weight in each of the antenna groups A k1 to A kM and B n1 to B nN of the radio communication apparatuses A and B.
  • One training signal is composed of a plurality of training sub-signals. Each training sub-signal is received with different complex weights set in the weight processing units 11-k and 21-n, and the optimum value of the complex weight is determined using the reception level information at this time. Any training signal may be used as long as reception level information for a known signal can be acquired, and any frame, symbol, subcarrier, spread signal, or the like can be used. A specific example of the training signal will be described later.
  • the reception level information may be anything as long as the magnitudes of the reception signals with respect to a plurality of training sub-signals can be compared. For example, when a plurality of symbols of the same frame are used as the training signal, the reception level information can be acquired using the baseband reception IQ information.
  • the weight processing units 11-k and 21-n equivalently multiply the complex weights using a multiplier.
  • This complex weight is used for both transmission and reception. That is, at the time of transmission, transmission beam forming is performed by multiplication of this complex weight, and at the time of reception, diversity combining is performed by multiplication of this complex weight.
  • FIG. 4 shows a specific example of a training signal transmitted / received between wireless communication apparatuses within one training period.
  • the figure is an example of a training signal used when the number of antennas of the receiving side wireless communication apparatus is four.
  • the training signal is composed of a combination of five training frames 1, 2-1 to 2-4 and an ACK frame (Acknowledgement frame).
  • the training sub-signal is composed of a combination of one training frame and an ACK frame corresponding thereto.
  • the ACK frame is transmitted from the destination wireless communication apparatus when the training frame is received without error in the training frame destination wireless communication apparatus. If a transmission error is detected in the reception of the training frame at the destination wireless communication apparatus, the ACK frame is not transmitted, and the training signal ends at that point. If a transmission error is detected in the reception of the ACK frame at the wireless communication apparatus that is the transmission source of the training frame, the next training frame is not transmitted, and the training signal ends at that time.
  • the training signal is used in each antenna group to obtain reception level information when diversity reception is performed with a current complex weight and reception level information when diversity reception is performed by changing the current complex weight with a predetermined algorithm.
  • Each wireless communication apparatus can determine the optimum value of the complex weight that optimizes the diversity reception state in each antenna group at that time by receiving the training signal within one training period.
  • the first training frame 1 can include information such as a transmission source address, a transmission destination address, and a frame type. Using this training frame 1, reception level information in each antenna group when diversity reception is performed with the current complex weight of each antenna group is acquired.
  • the training frames 2-1 to 2-4 are for measuring the diversity reception state in each antenna group when the complex weight is changed with a predetermined algorithm and the diversity reception is performed.
  • the training frames 2-1 to 2-4 are frames including a predetermined preamble pattern or The reception level information is acquired using a part thereof.
  • the training signal is used to acquire reception level information in each antenna group when a signal transmitted from the counterpart wireless communication device is diversity-received using a predetermined complex weight, and therefore the format shown in FIG.
  • the signal is not limited.
  • the training frames 1,2-1 to 2-4 do not have to be specially prepared for training. For example, a plurality of symbols included in the extended preamble in the header of the data frame are used as the training frame. You can also
  • antenna A k1, A k2 constituting each antenna group A k1 ⁇ A kM in the wireless communication device A, ⁇ ⁇ ⁇ , complex weight W Ak1 for signals A kM, W Ak2, ⁇ ,
  • the wireless communication device A receives diversity training frames 1, 2-1 to 2-4 transmitted by the wireless communication device B, and returns an ACK respectively.
  • Training frame 1 is diversity-received using the current complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM for each antenna group A k1 to A kM , and training frames 2-1 to 2-4 are antenna group a k1 ⁇ a status quo in kM of complex weight W Ak1, W Ak2, ⁇ , complex weight W you change the W AkM a predetermined algorithm Ak1, W Ak2, ⁇ , by using the W AkM diversity Received.
  • the optimum values of the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM of the antenna groups A k1 to A kM are determined. . If ACK is not returned, the training ends there. Without using ACK, training frames 2-1 to 2-M corresponding to a predetermined number M of antennas may always be transmitted. An example in which such ACK is not used will be described later.
  • the complex weight W Ak1 for the signals of the antennas A k1 , A k2 ,..., A kM constituting the antenna groups A k1 to A kM in the wireless communication apparatus A using the training signal of the format shown in FIG. , W Ak2 ,..., W AkM is determined.
  • diversity combining is performed by equal gain combining using a 1-bit phase shifter as a multiplier of the weight processing unit 11-k.
  • any combining method such as higher-precision equal-gain combining or maximum ratio combining can be used.
  • the wireless communication apparatus B trains using the substantially optimum complex weights W Bn1 , W Bn2 ,..., W BnN in each of the antenna groups B n1 to B nN acquired in the most recent training in the past.
  • a signal is transmitted from each of the antennas B n1 , B n2 ,..., B nN constituting each antenna group B n1 to B nN .
  • the complex weights W Bn1 , W Bn2 ,..., W BnN in each antenna group B n1 to B nN of the wireless communication apparatus B are updated by the wireless communication apparatus A to the optimum value of the complex weight at that time 1 Fixed during the training period.
  • the wireless communication devices A and B When the communication between the wireless communication devices A and B is from a completely initial state, the wireless communication devices A and B transmit and receive training signals to each other and transmit complex weights W Ak1 , W Ak2,. .. , W AkM , W Bn1 , W Bn2 ,..., W BnN can be pulled into the optimum values.
  • the wireless communication apparatus A first uses the first training frame 1 transmitted from the Q antenna groups B n1 to B nN included in the wireless communication apparatus B as the P antennas A included in the wireless communication apparatus A. k1 to A kM groups are received and ACK for training frame 1 is returned.
  • the Q antenna groups B n1 to B nN provided in the wireless communication apparatus B are each composed of N antennas B n1 , B n2 ,..., B nN , and N for each antenna group B n1 to B nN. Signal waves are transmitted.
  • the P antenna groups A k1 to A kM provided in the wireless communication apparatus A are respectively composed of M antennas A k1 , A k2 ,..., A kM , and M for each antenna group A k1 to A kM.
  • a composite wave of the signal waves is received.
  • each of the antenna groups A k1 to A kM and B n1 to B nN eigen beam transmission is performed independently of each other.
  • M antennas A k1 , M constituting the antenna groups A k1 to A kM are used.
  • Each of the received signals from A k2 ,..., A kM is multiplied by complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM in the antenna groups A k1 to A kM . If the complex weight is “0”, each multiplier outputs the input signal as it is, and if the complex weight is “1”, the multiplier inverts the phase of the input signal and outputs it.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM when the first training frame 1 is received those acquired in the latest past training are used. In this case, it is considered that the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM in the antenna groups A k1 to A kM are almost optimum values even in the present situation. However, the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM used at this time can be arbitrarily set.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM in each of the antenna groups A k1 to A kM are further optimized through diversity reception of a plurality of subsequent training frames 2-1 to 2-4, as will be described later. Is updated.
  • the P RF signal distribution / combining units 12-1, 12, 2,..., 12-P of the wireless communication apparatus A are respectively corresponding weight processing units 11-1, 11-2,.
  • the reception signals multiplied by the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM are added to generate a diversity combined reception signal.
  • each antenna group A k1 to A kM only the complex weight W Ak1 for the signal of one antenna, for example, the antenna A k1 , is inverted (0 ⁇ 1) from the optimum value W Ak1 of the previous complex weight.
  • the subsequent training frame 2-1 is diversity-received, and the reception state at each of the antenna groups A k1 to A kM is the previous complex weight.
  • the optimum WA weights of the previous complex weights W Ak1 , W Ak2,. .. , W AkM is held as it is, and if it has been improved, the optimum values W Akl , W Ak2 ,..., W AkM of the complex weight are updated and held this time.
  • the optimum value W Ak1 of the complex weight for the signal of the antenna A k1 in the antenna groups A k1 to A kM is determined.
  • reception level information of the antenna groups A k1 to A kM such as the gain of the AGC amplifier provided in the 13-P wireless reception unit or the level obtained by converting the gain into level information can be determined as an index.
  • the reception level information is not necessarily proportional to the reception signal level of the antenna group A k1 to A kM or the logarithm thereof, but needs to have a relationship of monotonic increase or monotonic decrease with respect to the reception signal level.
  • reception level information can be acquired using baseband reception IQ information.
  • the complex weight W Ak1 for the signal of the determined antenna A k1 is left as it is, and other than the antenna A k1 , for example, the antenna A Only the complex weight W Ak2 for the signal of k2 is inverted (0 ⁇ 1) from the optimum value W Ak2 of the previous complex weight.
  • the second training frame 2-2 is diversity-received, and each antenna group A at this time is received.
  • reception state at k1 ⁇ a kM is examined the antenna group a k1 ⁇ a optimum value of the previous complex weight in kM W Ak1, W Ak2, ⁇ , an improved assimilation than when using a W AKM.
  • the reception state of the antenna groups A k1 to A kM at this time is not improved compared to the case of using the optimum values W Ak1 , W Ak2,. a k1 ⁇ a optimum value of the previous complex weight in kM W Ak1, W Ak2, ⁇ , W AkM to keep the, if improved, the optimum values for the complex weights in the antenna group a k1 ⁇ a kM W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM are updated to the current one and held. As described above, the optimum value W Ak2 of the complex weight for the signal from the antenna A k2 is determined for each of the antenna groups A k1 to A kM .
  • the third and subsequent training frames 2-3 and 2-4 are sequentially received, and based on the reception level information at each antenna group A k1 to A kM at this time, the signals for the antennas A k3 and A k4 are received.
  • the optimum values W Ak3 and W Ak4 of the complex weights in the antenna groups A k1 to A kM are sequentially determined.
  • the training frame 2-3 transmitted from each of the antennas B n1 , B n2 ,..., B nN constituting the Q antenna groups B n1 to B nN of the wireless communication apparatus B is received, and at this time Then, the optimum value W Ak3 of the complex weight for the signal of the antenna A k3 is determined from the reception state at each of the antenna groups A k1 to A kM , and then the training frame 2-4 is received. From the reception state at this time, the antenna A An optimum value W Ak4 of the complex weight for the k4 signal is determined.
  • each of the antennas A k1 constituting each antenna group A k1 ⁇ A kM, A k2 , ⁇ -, complex weight W Ak1 for signals a kM, W Ak2, ⁇ , W AkM the sequentially changing one (inversion), the optimum value W of each complex weight to determine the reception state at this Ak1, W Ak2 ,..., W AkM are sequentially determined.
  • the W AkM upon receiving (the number of antennas M + 1) training frames, complex weights for signals of all antennas A k1 , A k2 ,..., A kM of all antenna groups A k1 to A kM of optimum value W Ak1, W Ak2, ⁇ , the W AkM can be determined.
  • the optimum complex weights W Ak1 , W Ak2 , W for the signals of M antennas A k1 , A k2 ,..., A kM constituting each antenna group A k1 to A kM . ..., W AkM is determined.
  • the wireless communication device A uses the optimum values W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM of the complex weights in the antenna groups A k1 to A kM for the training frame 1 for the wireless communication device B. , 2-1 to 2-N are transmitted.
  • the wireless communication device B receives the training frames 1, 2-1 to 2-N transmitted from the P antenna group groups A k1 to A kM of the wireless communication device A, and receives each of the antenna groups B n1 to B each antenna B n1 to nN constituting, B n2, ⁇ , optimum values for the complex weights for signals B nN W Bn1, W Bn2, ⁇ , sequentially determines a W BNN.
  • bi-directional training signal transmission is performed between the wireless communication apparatuses A and B, and the optimum values of complex weights W Ak1 , W Ak2 ,... In each of the antenna groups A k1 to A kM and B n1 to B nN .
  • W AkM and W Bn1 , W Bn2 ,..., W BnN can be further optimized.
  • the wireless communication devices A and B transmit and receive data, and optimum values W Ak1 , W Ak2 ,..., W of complex weights in the antenna groups A k1 to A kM and B n1 to B nN determined as described above. Beam forming and diversity combining are performed using AkM , W Bn1 , W Bn2 ,..., W BnN .
  • FIG. 5 is a flowchart illustrating the optimum value determination process of the complex weight in the wireless communication apparatus A according to the first embodiment.
  • the number of antennas constituting each antenna group A k1 to A kM is M, and a 1-bit phase shifter is used as a multiplier of the weight processing units 11-1, 11-2,. Assume the case.
  • the reception level information P Ak0 in A k1 to A kM is acquired, and P Ak0 is held as the maximum value P Ak, MAX of the reception level information in the antenna groups A k1 to A kM .
  • 1 is assigned to variable i (i ⁇ 1) (S1).
  • the variable i specifies that a loop consisting of the following steps is performed for the number of antennas M times.
  • the value in the W Ak (W Ak1, W Ak2, ⁇ , W AkM) complex weight W in each of the antenna groups A k1 ⁇ A kM Ak1, W Ak2, ⁇ , the W AKM
  • the multipliers provided in the P weight processing units 11-1, 11-2,..., 11-P are 1-bit phase shifters, the complex weight WAk1.
  • W Ak2 ,..., W AkM are 1 bit (“0” or “1”).
  • S2 it is determined whether there is a next training frame (S2). If it is determined in S2 that there is a next training frame, the process proceeds to S3. If it is determined that there is no next training frame, the training is terminated. In S3, in each of the antenna groups A k1 to A kM , the training frame is received with the complex weight W Ak obtained by inverting the i-th complex weight W Aki and the reception level information P Aki at that time is acquired.
  • the reception level information P Aki is compared with the maximum value P Ak, MAX of the reception level information so far (S4), and if P Aki > P Ak, MAX , then in the antenna group A k1 to A kM updating the optimal values W Ak of complex weight newly set by the complex weights W Ak in S3.
  • the maximum values P Ak and MAX of the reception level information in the antenna groups A k1 to A kM are updated to P Aki (S5). Thereafter, the process proceeds to S6.
  • the process advances to S6 without updating the optimum value W Ak of the complex weight.
  • the variable i is incremented by 1 (i ⁇ i + 1).
  • the complex weights W Ak (W Ak1 , W Ak2 ,..., W by the diversity reception of at least (M + 1) training frames in each antenna group group A k1 to A kM . AkM ) can be optimized.
  • the above flow can optimize the vector directions of the signals of the antennas A k1 , A k2 ,..., A kM composing the antenna groups A k1 to A kM , but only this Then, the direction of the vector of the received signal that is diversity-received in each antenna group cannot be matched.
  • the variation in the vector direction in the baseband reception IQ information output from the transmission / reception circuits 13-1 to 13-P is compensated for by the spatial demapping unit 14 immediately after that, and is in the same direction. Diversity synthesis is performed after alignment.
  • transmission signals of the same direction vector are applied to the transmission / reception circuits 13-1 to 13-P.
  • the wireless communication device A The signals from the antenna groups are not necessarily combined in phase. For this reason, processing for matching the direction of the vector of the received signal that is diversity-received in each antenna group may be performed. For example, when a plurality of symbols in the same frame are used as a training signal, the baseband reception IQ information output from the transmission / reception circuits 13-1 to 13-P is within the right half plane (I> 0 region). In addition, rotation processing may be performed on the complex weight of the antenna group. Specifically, when the baseband reception IQ information for the training frame 1 in the antenna group is in the right half plane, the M complex weights obtained by the above flow are used as they are, and the left half plane is used. In some cases, M complex weights, each of which is phase-inverted, may be used as the complex weight.
  • the complex weights W Bn1 , W Bn2 ,..., W BnN for the signals of the antennas B n1 , B n2 ,..., B nN of the antenna groups B n1 to B nN of the wireless communication apparatus B follow the same flow. It can be optimized with diversity reception of at least (N + 1) training frames.
  • the optimum value of the complex weight for each signal of the plurality of antennas constituting each antenna group is determined through bidirectional training signal transmission between the two wireless communication devices. Using the complex weight determined in this way, beam forming and diversity combining at the time of data transmission / reception are performed.
  • the first training frame 1 in training can be received with almost optimal diversity combining, but the reception level is low because the complex weight is deliberately shifted from the optimum value in the subsequent training frame 2-1 and subsequent receptions. There is a possibility. In particular, in the periphery of the communication area where communication is barely possible due to optimal diversity combining reception, there may be a case where most of training frames 2-1 and later cannot be received.
  • the training ends with only one frame, that is, training frame 1.
  • the antenna of each antenna group to be optimized by receiving the first training frame 2-1 after the training frame 2-1 is not fixed to the first antenna, and each antenna group trained last time. If the training is started from the antenna next to the antenna, the training can be performed in the peripheral portion of the communication area.
  • the complex weight cannot be optimized by one training in each antenna group, and at least the number of antennas is required for training.
  • training frames for the number of predetermined antennas are always transmitted following training frame 1, or when symbols for the number of antennas included in the extended preamble of the header of the data frame are used. Even in the periphery of the communication area, optimization with one training signal is possible.
  • the complex weights in each antenna group for a wireless communication apparatus that performs transmission and reception are optimized through bidirectional training signal transmission between them, so that when transmitting and receiving data, the complex weights in each antenna group are used to transmit beams.
  • a unique transmission path corresponding to the maximum eigenvalue of a transmission path matrix consisting of transfer functions between a plurality of antennas constituting both antenna groups between the antenna groups of two wireless communication devices It is possible to transmit data by concentrating all the energy in a large amount and to obtain a large MIMO gain.
  • the MIMO gain includes a transmission antenna gain, a reception antenna gain, and a diversity gain.
  • the same effect as the present invention can be realized in principle by performing (M ⁇ P) ⁇ (N ⁇ Q) MIMO transmission in wireless communication.
  • M ⁇ P or N ⁇ Q transceivers in terms of cost and power consumption.
  • the calculation amount and calculation time become large in high-order MIMO transmission.
  • the complex weights in each antenna group are transmitted through bidirectional training signal transmission without calculating the correlation matrix of the transmission path matrix and the eigenvector corresponding to the maximum eigenvalue of the correlation matrix. Since the optimum value of the complex weight is determined, the amount of computation and the computation time for determining the optimum value of the complex weight, the information transmission for sharing the channel information in both wireless communication devices, and the number of transmission / reception circuits with large power consumption Communication quality between each antenna group in MIMO communication can be greatly improved without increase. As a result, the limitation on the number of antennas in improving the communication quality by MIMO is greatly relaxed, so that it is possible to easily increase the MIMO gain in wireless transmission between the antenna groups.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the first embodiment of the wireless communication apparatus according to the present invention.
  • the same or equivalent parts as in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and here, the wireless communication apparatus A of FIG. 1 is shown, but the same applies to the wireless communication apparatus B.
  • FIG. 6 shows an embodiment in which the multiplier of the weight processing unit 11-k of the wireless communication apparatus is a 1-bit phase shifter.
  • the multiplier of the weight processing unit 11-k is an n-bit phase shifter (n is a natural number of 2 or more) will be described as a second embodiment.
  • the wireless communication apparatus A includes P antennas each including M antennas A k1 , A k2 ,..., A kM (k is an integer of 1 to P). Antenna groups A k1 to A kM , weight processing units 11-1, 11-2,..., 11-P and RF signal distribution / combining units 12-1, 12-2,. P diversity circuits and a MIMO transmission / reception unit 19 are provided.
  • the MIMO transmission / reception unit 19 corresponds to the transmission / reception circuits 13-1, 13-2,..., 13-P to the stream distribution / combination unit 17 in FIG.
  • MIMO transmission / reception unit 19 signal synthesis unit 101, stream distribution unit 102, baseband modulation units 103-1, 103-2, ..., 103-K, space-time code / coding unit 104, space mapping unit 105, wireless transmission , 106-P, radio receiving units 107-1, 107-2,..., 107-P, space demapping unit 108, space-time code / decoding unit 109, baseband demodulation unit 110-1, 110-2,..., 110-K, stream synthesis unit 111, duplexers 18-1, 18-2,..., 18-P, transmission path characteristic estimation unit 112, and transmission / reception switching control
  • a transmission / reception control unit 113 is provided. Many of these are components included in a wireless communication apparatus that performs general MIMO transmission. When the space-time code is not used, the space-time code / encoding unit and the space-time code / decoding unit may be omitted.
  • the transmission data is input to the stream distribution unit 102 via the signal synthesis unit 101, and is divided into data series of the number of streams to be wirelessly transmitted.
  • This signal is input to the same number of baseband modulation units 103-1, 103-2,..., 103-K as the number K of wirelessly transmitted streams.
  • each baseband modulation section 103-1, 103-2, ..., 103-K baseband modulation is performed based on the input data series. For example, when using OFDM modulation, each data series is serial-parallel converted, QAM mapping is performed based on the data corresponding to each subcarrier, further converted to a time series by inverse Fourier transform, This is a complex baseband modulation signal.
  • the complex baseband modulation signal is encoded by the space-time code / encoding unit 104 using the space-time code, and a number of time sequences corresponding to the space-time code are output.
  • the complex baseband modulation signal is output from the space-time code / encoding unit 104 as it is.
  • the output signal of the space-time code / encoding unit 104 is input to the space mapping unit 105.
  • the space mapping unit 105 performs processing according to MIMO processing, for example, spatial multiplexing, space-time coding, transmit antenna selection diversity, beamforming, and the like.
  • the space mapping unit 105 performs a process for obtaining a transmission signal transmitted from each antenna group. Details of this process are described in Non-Patent Document 1 or Non-Patent Document 2.
  • the P complex transmission IQ signals output from the space mapping unit 105 are input to the corresponding wireless transmission units 106-1, 106-2, ..., 106-P.
  • the radio transmission units 106-1, 106-2,..., 106-P output, for example, an RF transmission signal that is orthogonally modulated with this signal.
  • Each of the RF transmission signals output from the wireless transmission units 106-1, 106-2, ..., 106-P is input to each of the duplexers 18-1, 18-2, ..., 18-P.
  • Duplexers 18-1, 18-2,..., 18-P temporally switch between transmission of RF transmission signals and reception of RF reception signals. For example, when the transmission / reception control information is “1” in the transmission period and “0” in the reception period from the transmission / reception control unit 113 and the transmission / reception control information is “1”, the wireless transmission units 106-1 and 106-2, ..., the RF transmission signal from 106-P is output to the RF signal distribution / combining units 12-1, 12-2, ..., 12-P, and the RF signal is RF when the transmission / reception control information is "0" The RF reception signals from the signal distribution / synthesis units 12-1, 12-2,..., 12-P are output to the radio reception units 107-1, 107-2,. As the duplexers 18-1, 18-2,..., 18-P, directional couplers, high frequency switches, and the like can be used.
  • the output signals from the duplexers 18-1, 18-2, ..., 18-P are respectively RF signal distributor / synthesizers 12-1, 12-2, ..., 12-P and the weight processing unit 11- , 11-P is input to the diversity circuit.
  • Each of the P diversity circuits is connected to M antennas A k1 , A k2 ,..., A kM , and RF transmission signals are transmitted from (P ⁇ M) antennas onto the radio propagation path. .
  • the RF reception signals received by the M antennas A k1 , A k2 ,..., A kM constituting the P antenna groups are combined by the P diversity circuits, and the output signals are respectively Input to duplexers 18-1, 18-2,..., 18-P.
  • the output signals of the duplexers 18-1, 18-2,..., 18-P are input to the radio reception units 107-1, 107-2,..., 107-P, respectively, and complex reception IQ signals are output. .
  • These P complex received IQ signals are input to the spatial demapping unit 108, and processing according to MIMO, for example, spatial multiplexing, space-time coding, reception diversity, etc., is performed.
  • the complex IQ signal output from the space demapping unit 108 is input to the space-time code / decoding unit 109.
  • a decoding process is performed on the space-time code, and the processed signal is output from the space-time code / decoding unit 109.
  • the space-time code is not used, the complex IQ signal input to the space-time code / decoding unit 109 is output as it is.
  • One or a plurality of output signals from the space-time code / decoding unit 109 are respectively input to the baseband demodulation units 110-1, 110-2,..., 110-K and demodulated.
  • OFDM modulation the input complex IQ signal is divided into symbols, and each is subjected to Fourier transform.
  • Data obtained by QAM demodulating each frequency component obtained by Fourier transform is subjected to parallel-serial conversion to obtain a received data sequence.
  • the received data sequences output from the baseband demodulation units 110-1, 110-2,..., 110-K are combined into one received data sequence by the stream combining unit 111.
  • OFDM modulation it is common to use error correction coding and interleaving. In this case, decoding processing and deinterleaving processing for the error correction code are performed on the combined received data described above. Is called.
  • the complex reception IQ signals output from the P radio reception units 107-1, 107-2,..., 107-P are also input to the transmission path characteristic estimation unit 112.
  • each frame of the RF reception signal Is used to estimate transmission path characteristics between each antenna group on the transmission side and each antenna group on the reception side.
  • This estimated transmission path characteristic is used for processing in the space demapping unit 108 and the space-time / decoding unit 109.
  • reception level information for each frame of the RF reception signal is output.
  • the reception level information is input to the beam forming weight generation unit 30.
  • the reception level information may be any information related to the reception level for each frame of the diversity combined reception signal. For example, RSSI (Received Signal Strength Information) information, or information obtained by converting it into a level, a radio reception unit
  • RSSI Receiveived Signal Strength Information
  • the gain of the AGC amplifier included in the information or information obtained by converting the gain into a level can be used.
  • the reception level information can be obtained using the baseband reception IQ information, so reception level information other than the complex reception IQ signal is not output. Good.
  • the transmission / reception control unit 113 is a part of a wireless access control unit that is an essential component of the wireless communication device. For example, P transmission / reception control information that becomes “1” in the transmission period and “0” in the reception period , 18-P and beam forming weight generator 30.
  • the beam forming weight generation unit 30 holds the complex weight optimum values W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM for each antenna group, and based on the transmission / reception control information output from the transmission / reception control unit 113, For each antenna group A k1 to A kM , different complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM are generated for each frame of the training signal.
  • k is an integer of 1 or more and P or less.
  • the beam forming weight generation unit 30 further determines the optimum value of the complex weight for each antenna group based on the reception level information output from the P radio reception units 107-1, 107-2, ..., 107-P.
  • W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM are determined.
  • the beam forming weight generating unit 30 functions as “diversity combining information generating means”, which includes “initial capturing diversity combining information generating means”, “training diversity combining information generating means”, and “reception state determining means”. And “diversity synthesis information optimum value generation means” are included.
  • the training signal generation unit 40 executes training and generates a training signal necessary for the counterpart wireless communication apparatus to perform beam forming.
  • the training signal generated here is a transmission data sequence for training, and may include information such as a PLCP header and a MAC header, for example.
  • the transmission data for training output from the training signal generation unit 40 is input to the signal synthesis unit 101 together with the transmission data.
  • the signal synthesis unit 101 temporally synthesizes the transmission data and the training transmission data from the training signal generation unit 40 and outputs them. When the transmission data is given, the signal synthesis unit 101 outputs this data to the stream distribution unit 102. When the training transmission data is output from the training signal generation unit 40, the signal synthesis unit 101 outputs this data to the stream distribution unit 102. Output to.
  • the weight processing unit 11-k weights the RF reception signal and the RF transmission signal of each antenna group according to the complex weight optimum values W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM given from the beam forming weight generation unit 30. Apply processing. That is, each weight processing unit 11-k performs weight processing on the RF reception signals of the respective antennas A k1 , A k2 ,..., A kM constituting the respective antenna groups A k1 to A kM and distributes the RF signals. Each of the antennas A k1 , A k2 ,... That is output to the combining unit 12-k and performs weight processing on the RF transmission signal from the RF signal distribution / synthesizing unit 12-k to constitute each antenna group , A output to kM .
  • the wait process in the wait processing unit 11-k can be realized by a phase shift process of 0 degree or 180 degrees by a 1-bit phase shifter.
  • the weight processing unit 11-k functions as “diversity synthesis information setting means”.
  • the RF signal distribution / combination unit 12-k distributes and combines RF transmission / reception signals in the antenna groups A k1 to A kM .
  • M RF reception signals from the weight processing unit 11-k are input, and a synthesized signal is output to the duplexer 18-k, and an RF transmission signal from the duplexer 18-k is input. And distribute this to M and output it to the weight processing unit 11-k.
  • the level of the RF reception signal synthesized by the RF signal distribution / synthesis unit 12-k and output to the duplexer 18-k is the level of the RF reception signal input from the weight processing unit 11-k due to impedance conversion. It becomes 1 / ⁇ M of the level.
  • the level of the RF transmission signal that is distributed M and output to the weight processing unit 11-k is 1 / ⁇ M with respect to the level of the RF transmission signal that is input from the duplexer 18-k.
  • the RF signal distributor / synthesizer 12-k functions as “signal distributor / synthesizer”.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a specific configuration of the beam forming weight generation unit 30.
  • the beam forming weight generating unit 30 basically operates independently for each of the antenna groups A k1 to A kM . Here, one of the configurations and operations will be described.
  • the beam forming weight generation unit 30 includes P blocks having the same configuration as that in FIG. That is, the beam forming weight generation unit 30 includes P reception level holding units 50, P phase shifter control units 60, and a timing unit 70, and performs antenna group A k1 to A through bidirectional training signal transmission.
  • the optimum value of the complex weight for beam forming and diversity combining is determined every kM .
  • the reception level holding unit 50 includes a reception level information comparison unit 51 for the antenna group and a maximum reception level holding unit 52 within one training period.
  • the reception level holding unit 50 functions as “reception state determination means”.
  • the reception level information comparison unit 51 compares the reception level information in each antenna group for each frame of the training signal with the reception level information held by the maximum reception level holding unit within the one training period. If the newly input reception level information is larger, the reception level information held by the maximum reception level holding unit 52 within the one training period is updated to the reception level information, and the optimum weight update signal is This is output to the training weight generation unit 62 of the phase shifter control unit 60. Note that the reception level information of the first frame of the training signal is used as an initial value when obtaining the maximum reception level information in each antenna group.
  • the reception level information held by the maximum reception level holding unit 52 within one training period is sequentially updated to large reception level information for each antenna group, and becomes the maximum reception level information for each antenna group at the end of training.
  • Each phase shifter control unit 60 includes a non-beamforming weight generation unit 61, a training weight generation unit 62, and a weight selection unit 63.
  • the non-beamforming weight generation unit 61 and the training weight generation unit 62 function as “initial diversity diversity combination information generation unit” and “training diversity combination information generation unit”, respectively.
  • it In combination with the reception level information comparison unit 51, it also functions as “diversity synthesis information optimum value generation means”.
  • a training signal including at least the number of antennas constituting the antenna group + 1 frame is received from the wireless communication device as the communication partner. is necessary.
  • the partner wireless communication device B can receive at least one training signal ((number of antennas + 1) frames) transmitted by the own wireless communication device A even in a completely initial state. This is realized by transmitting a plurality of training signals using different complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM so that the counterpart wireless communication apparatus B can receive any training signal. it can.
  • k is an integer of 1 or more and P or less.
  • the non-beamforming weight generation unit 61 performs, for each antenna group A k1 to A kM , complex weights W Ak1 (NB), W Ak2 (NB),..., W AkM (NB ) Is generated.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM when transmitting this training signal are arbitrary, but are preferably changed every time the training signal is transmitted.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM at the time of non-beam formation of each antenna group A k1 to A kM are randomly changed in time to train signals complex weight W Ak1, W Ak2 in the transmission start time of the, ..., and W AKM can be used in transmission of the training signal.
  • the M-bit counter can be operated with a free-running clock, and the M counter values can be used as complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM.
  • the random change time interval may be set to about 1 ⁇ s, for example.
  • the counterpart wireless communication apparatus B receives one of the training signals, determines the optimum value of the complex weight in each of the antenna groups B n1 to B nN , sets the optimum value, and sets each of the antenna groups B n1 to B nN If the training signal is beamformed and transmitted, the wireless communication apparatus A can receive the training signal. If any of the training signals transmitted using the complex weights randomly changed for each of the antenna groups B n1 to B nN can be received from the counterpart wireless communication device B in the same manner, each wireless communication device A can directly receive each training signal.
  • the complex weights in the antenna groups A k1 to A kM are drawn into the optimum values.
  • the training-time weight generation unit 62 for each antenna group A k1 to A kM follows the complex counters W Ak1 (TR) and W Ak2 (TR) for the antenna groups A k1 to A kM according to the training counter information from the training count unit 74. ), ⁇ ⁇ ⁇ , W of the W AKM (TR) Aki a (TR) sequentially changed for each frame, the optimum weight updating signal from said antenna group a k1 ⁇ a kM reception level information comparison unit 51 is output Each complex weight W Aki (TR) is held. Note that the initial optimum values of the complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) are preferably obtained by the latest past training. This is because the complex weight is considered to be almost optimal.
  • the weight selection unit 63 outputs the complex weights W Ak1 (NB), W Ak2 (NB),..., W AkM (NB) output from the weight generation unit 61 at the time of non-beam formation or the weight generation unit 62 at the time of training.
  • complex weight W Ak1 is (TR), W Ak2 (TR ), ⁇ , W AkM a (TR) is chosen based on the beamforming valid flag, complex weight W Ak1 in each antenna group a k1 ⁇ a kM, Output as W Ak2 ,..., W AkM .
  • the beamforming valid flag is “invalid” (for example, “0”) in the initial state, but becomes “valid” (for example, “1”) when receiving a predetermined number of frames, for example (number of antennas + 1) times.
  • the beam forming valid flag may be set to “invalid”.
  • the weight selection unit 63 of each antenna group A k1 to A kM has complex weights W Ak1 (NB), W Ak2 (NB),..., W AkM (NB ), And thereafter, complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) are selected.
  • the timing unit 70 includes a frame reception detection unit 71, a frame end detection unit 72, a sequence end detection unit 73, a training count unit 74, and a beam forming effective flag generation unit 75.
  • the frame reception detection unit 71 receives the transmission / reception control information and the reception level information, and outputs a frame reception detection signal.
  • the transmission / reception control information is, for example, “1” during a period in which the wireless transmission units 106-1, 106-2,..., 106-P (FIG. 6) are enabled, and the wireless reception units 107-1, 107-2,. , 107-P (FIG. 6) is a signal that becomes “0” during the period when it is enabled, and the reception level information is RSSI (Received Signal Strength Information) information or P radio receiving units 107-1, 107-2,.
  • RSSI Receiveived Signal Strength Information
  • 107-P information such as the gain of the AGC amplifier provided in each
  • the frame reception detection unit 71 increases the reception level during the enable period of the radio reception units 107-1, 107-2, ..., 107-P Based on this detection, a frame reception detection signal is generated.
  • the reception detection signal a signal obtained by logically summing the reception detection signals in each antenna group may be used.
  • the above-described frame reception detection signal is given to the maximum reception level holding unit 52, the sequence end detection unit 73, and the training counter unit 74 within one training period for each of the antenna groups A k1 to A kM .
  • the frame reception detection signal is a signal indicating the start of reception of each frame. For example, in each antenna group A k1 to A kM , the reception start timing of each frame detected based on the increase in reception level information is used as a trigger. This is a signal obtained by logically summing pulses having a predetermined width (for example, 1 ⁇ s).
  • the frame end detection unit 72 receives the transmission / reception control information and the reception level information of each of the antenna groups A k1 to A kM as input, and sends the frame end detection signal to the training weight generation unit 62, sequence end detection unit 73, and training counter unit 74. Output.
  • the frame end detection signal is a signal indicating the end of reception of each frame.For example, a predetermined width (triggered by the reception end timing of each frame detected based on a decrease in reception level information at each antenna group as a trigger ( For example, it is a signal obtained by logically summing pulses of 1 ⁇ s). Further, when ACK is used in the training sequence, completion of transmission of ACK may be detected from transmission / reception control information, and a pulse having the predetermined width may be generated using this as a trigger.
  • the transmission / reception control information is information indicating the state of the wireless communication device such as a transmission state, a reception state, and a power saving state.
  • the frame reception detection unit 71 and the frame end detection unit 72 can detect the frame reception start and the frame reception end using the reception level information when the transmission / reception control information is in the reception state.
  • the sequence end detection unit 72 outputs a sequence end detection signal to the training weight generation unit 62 for each antenna group.
  • the sequence end detection signal is a signal indicating the end of training.For example, no frame reception detection signal pulse is generated in all antenna groups within a certain period (for example, 30 ⁇ s) after the frame end detection signal pulse is generated. This is a pulse having a predetermined width (for example, 1 ⁇ s) generated at the timing when this is detected.
  • ACK is used in the training sequence, the completion of transmission of ACK may be detected by transmission / reception control information, and this may be used as a trigger to generate the pulse having the predetermined width.
  • the training ends at that point.
  • the transmission / reception control information remains in the reception state even when the ACK return timing is reached in all the antenna groups A k1 to A kM , and the transition to the transmission state does not occur, the sequence end detection signal pulse May be generated.
  • the training count unit 74 outputs the training counter information to the training weight generation unit 62 and the beamforming effective flag generation unit 75 for each of the antenna groups A k1 to A kM .
  • the training counter information is count information of the number of frames in the training signal. For example, the count value of the counter is incremented by 1 by the frame end detection signal, and the count value of the counter is cleared to “0” by the sequence end detection signal. Is generated.
  • the beam forming effective flag generating unit 75 outputs a beam forming effective flag indicating that a predetermined number of frames have been received for each of the antenna groups A k1 to A kM to the weight selecting unit 63.
  • the above-described beam forming effective flag is generated based on the training counter information from the training counter unit 74.
  • the weight selection unit 63 outputs complex weights W Ak1 (NB), W Ak2 (NB),... From the non-training weight generation unit 61 of each antenna group A k1 to A kM. , W AkM (NB) is selected, and when the beam forming effective flag is valid, the complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR) ,. Select AkM (TR).
  • the phase shifter control unit 60 for each of the antenna groups A k1 to A kM basically has complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR) ,. Operates to find AkM (TR). That is, in the radio communication apparatus A on the receiving side, each complex of the complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) of each antenna group A k1 to A kM is obtained for each frame. Complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR), ... when the weight level W Aki (TR) is changed and the reception level information increases in the process for each of the antenna groups A k1 to A kM Hold W AkM (TR).
  • complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) held for each antenna group A k1 to A kM are read and weights are read. This is given to the processing unit 11-k.
  • FIG. 8 is a timing chart showing an example of the operation of the beam forming weight generation unit 30 in FIG. Here, the operation for one antenna group A k1 to A kM is shown. Similar operations are performed independently in the other antenna groups.
  • FIG. 9 shows a diversity combining (vector addition) of the signals A1, A2, A3, and A4 of the antennas A k1 , A k2 , A k3 , and A k4 constituting one antenna group A k1 to A kM. It is a figure which shows a mode that the diversity synthetic
  • the number of antennas constituting one antenna group A k1 to A kM is four, and each antenna A k1 , A k2 , A k3 , in one antenna group A k1 to A kM , It is assumed that the complex weights for the A k4 signal are W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 , and W Ak4 and they are 1 bit. Further, it is assumed that the value of the reception level information increases as the reception level increases.
  • the weight processing unit 11-k includes 1-bit phase shifters corresponding to the number of antennas, and each phase shifter corresponds to each 1-bit complex weight WAk1 , WAk2 , WAk3 , WAk4 , For example, when the complex weight is “0”, the phase shift amount is controlled to 0 degree, and when the complex weight is “1”, the phase shift amount is controlled to 180 degrees.
  • the wireless communication device A receives the training frame 1 from the wireless communication device B of the communication partner using the current complex weights W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 , W Ak4 and receives a plurality of training frames 2-1 to 2 -4 are sequentially received while changing each of the complex weights W Aki of the complex weights W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 , and W Ak4 . Based on the reception level information at that time, the complex weight optimum values W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 and W Ak4 are finally determined. The complex weight optimum values W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 , and W Ak4 determined in this way are used for beam forming and diversity combining at the time of data transmission / reception.
  • Training frame 1 is the first frame in which training is actually executed, and training is started after receiving this, and reception level information at that time is measured.
  • the training frame 1 can include information such as a transmission source address, a transmission destination address, and a frame type, and using this, reception level information when diversity reception is performed with the current complex weight is acquired.
  • Subsequent training frames 2-1 to 2-4 are used to measure reception level information when diversity reception is performed by changing the complex weight with a predetermined algorithm.
  • the reception level information usually changes in a relatively short time (for example, 10 ⁇ s) when gain adjustment is activated in the AGC amplifier of the wireless reception unit.
  • the gain adjustment of the AGC amplifier occurs at the start or end of reception of the training frame, but may occur due to the influence of noise, for example.
  • the gain adjustment of the AGC amplifier may be activated a plurality of times during the frame reception period.
  • the training frame 1 from the wireless communication apparatus B is received using this complex weight 0.
  • the complex weight 0 is preferably obtained, for example, by the latest past training and used when the previous data frame is received. This is because, when beam forming has been performed in the past, the complex weight at that time is considered to be almost optimal this time as well. If beamforming has not been performed in the past, an arbitrary complex weight can be used.
  • the reception level information (100) at this time is held in the maximum reception level holding unit 52 within one training period.
  • FIG. 9A shows diversity combining (vector addition) of the received signals of the antennas A k1 , A k2 , A k3 , and A k4 at this time.
  • the reception level information before receiving training frame 1 is “5”. This corresponds to a thermal noise level.
  • the reception level information during the period from the reception of training frame 1 to the reception of the next frame 2-1 decreases to “3”. This also corresponds to the thermal noise level.
  • thermal noise is generated between frame receptions.
  • Complex weight 1 is obtained by inverting only complex weight WA1 .
  • the reception level information (88) when the training frame 2-1 is received using the complex weight 1 is lower than the reception level information (100) when the complex weight 0 is received.
  • FIG. 9B shows diversity combining of the received signals of the antennas A k1 , A k2 , A k3 , and A k4 at this time.
  • This change in the reception level information is not due to a change in the transmission path but due to a change in the complex weight. Since the reception level information (88) at the complex weight 1 is lower than the reception level information (100) at the complex weight 0, the complex weight WA1 is determined to be "1". The reception level information held by the maximum reception level holding unit within one training period remains “100” and is not updated.
  • Complex weight 2 is obtained by inverting only complex weight WAk2 in complex weight 0.
  • the reception level information (70) when the training frame 2-2 is received using the complex weight 2 is also lower than the reception level information (100) when the complex weight is 0.
  • FIG. 9 (c) shows diversity combining of the received signals of the antennas A k1 , A k2 , A k3 , and A k4 at this time. Since the reception level information (70) at the complex weight 2 is also lower than the reception level information (100) at the complex weight 0, the complex weight WA2 is determined to be "0". The reception level information held by the maximum reception level holding unit within one training period remains “100” and is not updated.
  • the complex weight 3 is obtained by inverting only the complex weight WAk3 in the complex weight 0.
  • the reception level information (102) when the training frame 2-3 is received using the complex weight 3 is larger than the reception level information (100) when the complex weight is 0.
  • the complex weight 4 is obtained by inverting only the complex weight WAk4 in the complex weight 3.
  • the reception level information (90) when the training frame 2-4 is received using the complex weight 4 is lower than the reception level information (102) when the complex weight 3 is received.
  • FIG. 9 (e) shows diversity combining of the received signals of the antennas A k1 , A k2 , A k3 , and A k4 at this time. Since the reception level information (90) at the complex weight 4 is lower than the reception level information (102) at the complex weight 3, the complex weight WA4 is determined to be "1". The reception level information held by the maximum reception level holding unit within one training period remains “102” and is not updated.
  • the training counter information becomes "5", and the complex weight 3 in which only the complex weight WA1 is inverted in the complex weight 3 in preparation for the reception of the next training frame.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 , and W Ak4 need to be constantly optimized.
  • a plurality of training frames are received as described above, and if a complex weight that can obtain large reception level information is found, this complex weight is reset as an optimum complex weight.
  • the complex weight for each antenna signal is sequentially changed during training, and the optimum value of the complex weight is always found according to the algorithm of examining the reception level information at that time, and this is the optimum value of the complex weight at the time of data transmission / reception.
  • the optimum value of the complex weight for the signal of each antenna can be determined by the shortest (number of antennas + 1) training frames.
  • the multiplier of the weight processing unit 11-k is a 1-bit phase shifter, and the operation for determining the optimum value of the complex weight in the case of performing diversity combining by equal gain combining has been described.
  • the multiplier of the weight processing unit 11-k is not limited to a 1-bit phase shifter, and may be an n-bit phase shifter (n is a natural number of 2 or more).
  • n 2
  • the complex weight is 2 bits of "00" ("0"), "01” ("1"), “10” ("2”), "11” (“3") Yes
  • the input signal is output as it is by rotating +90 degrees, inverting the phase, or rotating -90 degrees in accordance with the complex weights “00”, “01”, “10”, “11”, for example.
  • an optimum value of the complex weight is always obtained in accordance with an algorithm in which complex weights are sequentially changed and reception level information at that time is checked as in the first embodiment. And this can be set as the optimum value of the complex weight at the time of data transmission / reception.
  • an optimum complex weight is obtained when an n-bit phase shifter (n is a natural number of 2 or more) is used as the multiplier of the weight processing unit 11-k and diversity combining is performed by equal gain combining. Determine the value.
  • the complex weights are sequentially changed and the reception level information at that time is examined.
  • the optimal value of the complex weight can always be found according to
  • the optimum value of the complex weight for each signal of the plurality of antennas constituting each antenna group can be determined by (train number + 1) training sub-signals.
  • diversity reception is performed by changing the baseband reception IQ information or both baseband reception IQ information and reception level information for each antenna group when receiving diversity with the current complex weight, and the current complex weight with a predetermined algorithm. It is used to obtain baseband reception IQ information for each antenna group at the time of reception or both baseband reception IQ information and reception level information.
  • the baseband reception IQ information is information serving as a complex transfer function between the baseband transmission IQ signal and the baseband reception IQ signal, for example, the baseband reception IQ corresponding to the preamble included in each training frame.
  • the signal itself.
  • correlation information between the baseband reception IQ signal and a predetermined specific information sequence may be used.
  • Each wireless communication apparatus can determine the optimum value of the complex weight that optimizes the diversity reception state for each antenna group at that time by receiving the training signal within one training period.
  • the training signal of this example (FIG. 10) includes a plurality of training frames 1, 2-1 to 2-4 within one training period.
  • the training sub-signal is each training frame.
  • such a signal there is an antenna selection signal in IEEE 802.11n11 (Draft 5.0), and such a signal can be used as a training signal.
  • an ACK frame is not used, and (the number of antennas of the receiving-side wireless communication apparatus + 1) training frames are always transmitted intermittently.
  • the first training frame 1 can include information such as a transmission source address, a transmission destination address, and a frame type.
  • the training frame 1 is used to acquire baseband reception IQ information or both baseband reception IQ information and reception level information when diversity reception is performed with the current complex weight.
  • Training frames 2-1 to 2-4 acquire baseband reception IQ information or both baseband reception IQ information and reception level information for each antenna group when the complex weight is changed by a predetermined algorithm and diversity reception is performed. For.
  • the wireless communication device A when determining the optimum value of the complex weight in the wireless communication device A, receives diversity training frames 1, 2-1 to 2-4 transmitted by the wireless communication device B.
  • the training frame 1 is diversity-received for each antenna group using the current complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM , and the training frames 2-1 to 2-4 are current for each antenna group.
  • the complex weight W Ak1, W Ak2, ⁇ , complex weight was changed W AKM a predetermined algorithm W Ak1, W Ak2, ⁇ , it is diversity reception using a W AKM. Based on both baseband reception IQ information and reception level information obtained by the diversity reception, the optimum values of the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM are determined.
  • the wireless communication apparatus B transmits a training signal from each antenna B n1 , B n2 ,..., B nN of each antenna group using a substantially optimal complex weight acquired in the most recent training in the past.
  • the complex weight of the wireless communication device B is fixed during one training period in which the wireless communication device A is updated to the optimal value of the complex weight at that time. Note that when communication between the wireless communication devices A and B is from a completely initial state, the wireless communication devices A and B transmit and receive training signals to each other and pull in the optimum value of the complex weights, as will be described later. enable.
  • each multiplier When the complex weight is “00”, each multiplier outputs the input signal as it is, and when the complex weight is “01”, each multiplier rotates the input signal by +90 degrees and outputs it.
  • the complex weight When the complex weight is “10” or “11”, the input signal is inverted in phase and rotated by ⁇ 90 degrees for output.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM when the first training frame 1 is received, those acquired in the most recent training in the past are used. These complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM are considered to be almost optimal values even in the present situation. However, the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM used at this time can be arbitrarily set. As described later, the complex weights W A1 , W A2 ,..., W AM are further updated to optimum values after diversity reception of a plurality of subsequent training frames 2-1 to 2-4.
  • the RF signal distribution / combination unit 12-k for each antenna group adds the received signals multiplied by the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM by the weight processing unit 11-k for each antenna group.
  • a diversity combined reception signal RA for each antenna group is generated.
  • the subsequent training frame 2-1 is diversity-received, and both baseband reception IQ information and reception level information at this time are acquired.
  • training frames 2-3 and 2-4 are sequentially received, and both baseband reception IQ information and reception level information at this time are acquired.
  • each time for each antenna group, antenna A k1, A k2, ⁇ , complex weight for signals A kM W Ak1, W Ak2 ,..., W AkM are sequentially changed (phase inversion) one by one, and both baseband reception IQ information and reception level information at this time are acquired for each antenna group.
  • FIG. 11 shows an example of a training signal composed of a plurality of training symbols.
  • the training sub-signal is each training symbol, and these symbols are known at the receiving side.
  • the training symbol 1 is used to acquire both baseband reception IQ information and reception level information when diversity reception is performed with the current complex weight.
  • both the baseband reception IQ information and the reception level information when diversity reception is performed by changing the complex weight with a predetermined algorithm are acquired.
  • FIG. 12 schematically shows reception information for each antenna group on the reception side when baseband transmission IQ information “1” is transmitted from the transmission side.
  • four antennas A k1 , A k2 ,..., A k4 are included in one antenna group, and reception information of each antenna A k1 , A k2 ,.
  • FIG. 4A is an example of the reception information r A1 for the training frame 1
  • FIGS. 4B to 4E show the reception information r A2-1 and r A2 for the training frames 2-1 to 2-4. -2 , ..., r An example of A2-4 .
  • Reception information r A1 , r A2-1 , r A2-2 ,..., R A2-4 can be obtained from a baseband reception IQ signal for a known pattern such as a preamble included in each training frame.
  • reception level information of each frame using AGC gain information in each frame reception that is, amplitude information of reception information r A1 , r A2-1 , r A2-2 ,..., R A2-4 Can be obtained.
  • a vector addition of the received signals A1, A2,..., A4 is received.
  • training frame 2-1 a signal obtained by vector addition of received signals -A1 (inverted vector of A1), A2,..., A4 is received.
  • training frame 2-2 received signals A1, -A2 (inverted vector of A2),..., A4 are added as vectors.
  • the wireless communication apparatus A uses the optimum complex weight values W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM for each antenna group to the training frames 1, 2-1 to 2 for the wireless communication apparatus B. -4 is sent.
  • the operation is the same as that of the wireless communication apparatus A.
  • bi-directional training signal transmission is performed between the wireless communication devices A and B, and the optimum values of complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM and W Bn1 , W Bn2,. ⁇ W BnN can be further optimized.
  • the wireless communication devices A and B When transmitting and receiving data, the wireless communication devices A and B receive the optimum complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W Ak4 and W Bn1 , W Bn2,. , W Bn4 is used for beam forming and diversity combining.
  • the antennas of each antenna group A k1, A k2, ⁇ , the complex weight for signals A kM optimum value W Ak1, W Ak2, ⁇ , W AkM was thus obtained It can be determined as follows using both baseband reception IQ information and reception level information.
  • Baseband reception IQ information r A1 of an arbitrary antenna group in receiving the training frame 1 is expressed by Expression (2).
  • C 1 is a gain in the reception system of the antenna group of the wireless communication apparatus A in reception of the training frame 1.
  • the normalization by C baseband reception IQ information r A1, regardless of the reception level, substantially constant magnitude.
  • the baseband reception IQ information r A2-1 , r A2-2 ,..., R A2-4 of the antenna group in the training frames 2-1 to 2-4 reception is expressed by Expression (3).
  • C 2-1 , C 2-2 ,..., C 2-4 are gains in the receiving system of the antenna group of the wireless communication device A in receiving the training frames 2-1 to 2-4. is there.
  • the baseband reception IQ information r A2-1 , r A2-2 , ..., r A2-4 is the reception level by standardization with C 2-1 , C 2-2 , ..., C 2-4 Regardless, the size is almost constant.
  • the gain C X in the reception system of the antenna group can be obtained from Expression (4) from the reception level information P X of the antenna group.
  • Equation (6) is obtained from Equation (5).
  • A1, A2,..., A4 are complex vectors, and their phases are ⁇ 1, ⁇ 2,.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W Ak4 can be optimized by matching the directions of these four vectors with the reception information r A1 of the training frame 1 of the antenna group.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W Ak4 may be updated by the equation (7).
  • ⁇ 0, ⁇ 1, ⁇ 2, ..., ⁇ 4 are given by equation (8).
  • a phase obtained by quantizing ⁇ 0, ⁇ 1, ⁇ 2,..., ⁇ 4 with n bits is used as a complex weight.
  • both the baseband reception IQ information and the reception level information are obtained to determine the optimum values W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM of the complex weights, but the reception level information is not used.
  • Baseband reception IQ information r A1 , r A2-1 , r A2-2 ,..., R A2-4 in training symbol 1,2-1 to 2-4 reception is expressed by equation (9) Relative reception signals of the respective antennas can be obtained from only the band reception IQ information r A1 , r A2-1 , r A2-2 ,..., R A2-4 .
  • the received information r A1 of the training frame 1 at the antenna group operates so that the direction of the vector of the received signal at each antenna of the antenna group is matched. .
  • the direction of the vector of the reception information r A1 in the training frame 1 differs for each antenna group.
  • the variation in the vector direction in the reception information r A1 output from the wireless reception units 107-1 to 107-P is compensated for in the immediately following spatial demapping unit 108, and is in the same direction. Diversity synthesis is performed after alignment. However, this time, in the transmission from the wireless communication apparatus A, the transmission signals in the same direction are applied to the wireless transmission units 106-1 to 106-P.
  • a complex weight obtained by further rotating the complex weight obtained by Expression (7) so that the vector of the received signal in the training frame 1 falls in the first quadrant may be used as the complex weight.
  • the received signal vector of training frame 1 is in the second quadrant and the complex weights obtained by equation (7) are “00”, “01”, “10”, and “11”, respectively, “11”, “00”, “01”, “10” may be set.
  • the optimum values W A1 , W A2 ,..., W AM of the complex weights are determined based on the diversity combined received signal and correlation information of a predetermined information sequence or both of the correlation information and the reception level information. You can also.
  • the complex weight optimum values W Ak1 , W Ak2 ,..., W are obtained using both the diversity combined received signal and correlation information and reception level information of a predetermined information sequence.
  • AkM can be determined.
  • FIG. 13 shows a baseband IQ signal in a preamble for burst detection, AGC operation and timing synchronization used in a wireless LAN.
  • a baseband IQ signal in a preamble for burst detection, AGC operation and timing synchronization used in a wireless LAN.
  • an AGC operation is performed on the receiving side.
  • correlation calculation is performed between the baseband received IQ signal and a signal that is a complex conjugate of the basic pattern.
  • FIG. 14 shows an output signal of the correlation calculation when there is no multipath wave.
  • the output signal of the correlation calculation at the timing of the correlation peak is the baseband reception IQ information r A1 , r A2-1 , r A2-2,. ..Can be used instead of r A2-4 .
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W Ak4 may be updated by the equation (7).
  • the relative received signal of each antenna can be obtained.
  • the output signal of the correlation calculation at the timing of the correlation peak is information integrated in terms of time.
  • W Ak1 the influence of thermal noise or interference signal
  • W Ak2 the optimum value of the complex weight
  • FIG. 15 is a flowchart illustrating the optimum value determination process of the complex weight for each antenna group in the wireless communication apparatus A of the second embodiment.
  • M antennas of A k1 , A k2 ,..., A kM are used as antennas constituting one antenna group A k1 to A kM, and n (n is 2 or more) as a multiplier of the weight processing unit 11-k. (Natural number of) shows a flow when a bit phase shifter is used.
  • W Ak (W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM ) of the antenna group.
  • W Ak (W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM ) is an initial value of the complex weight of the antenna group.
  • the multiplier of the weight processing unit 11-k is an n-bit phase shifter, each of the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM is n-bit information. .
  • the training frame 2-i is received (S13)
  • the training frame 2-i is received with the complex weight W Ak ′ obtained by inverting the i-th complex weight W Aki and the baseband received IQ information r 2 -i and reception level information P2 -i are acquired (S14).
  • the variable i is further incremented by 1 (i ⁇ i + 1).
  • the baseband reception IQ information acquired in S12 and S14 r 1, r 2-1, r 2-2, ⁇ , r 2-4 and the reception level information P 1, P 2-1, Pr 2-2 , ⁇ , complex weight using a P 2-4 Is updated (S16). If training frame 2-i is not received, baseband reception IQ information r 2-i is set to 0, reception level information P 2-i is set to 1, and 1 + 1 is assigned to variable i (i ⁇ i + 1) (S17)
  • FIG. 16 is a block diagram showing the configuration of the second embodiment of the wireless communication apparatus according to the present invention.
  • the same or equivalent parts as in FIGS. 1 and 6 are denoted by the same reference numerals, and here, the wireless communication apparatus A of FIG. 1 is shown, but the wireless communication apparatus B is the same.
  • FIG. 16 shows an embodiment in which the multiplier of the weight processing unit 11-k of the wireless communication apparatus is an n-bit phase shifter (n is a natural number of 2 or more).
  • the wireless communication device A includes P antennas A k1 , A k ,..., A kM (k is an integer not less than 1 and not more than P) each having M (M is an integer not less than 2).
  • P diversity circuits and a MIMO transmission / reception unit 19 are provided.
  • the P diversity circuits perform transmission and reception of training signals and data by performing beam forming and diversity combining in the antenna groups A k1 to A kM using the optimum values of complex weights.
  • the MIMO transmission / reception unit 19 corresponds to the transmission / reception circuits 13-1, 13-2,..., 13-P to the stream distribution / combination unit 17 in FIG.
  • MIMO transmission / reception unit 19 signal synthesis unit 101, stream distribution unit 102, baseband modulation units 103-1, 103-2, ..., 103-K, space-time code / coding unit 104, space mapping unit 105, wireless transmission , 106-P, radio receiving units 107-1, 107-2,..., 107-P, space demapping unit 108, space-time code / decoding unit 109, baseband demodulation unit 110-1, 110-2,..., 110-K, stream synthesis unit 111, duplexers 18-1, 18-2,..., 18-P, transmission path characteristic estimation unit 112, and transmission / reception switching control A transmission / reception control unit 113 is provided.
  • the space-time code / encoding unit and the space-time code / decoding unit may be omitted.
  • the diversity circuit is operated in the RF band so that only one transmission / reception circuit 13-1, 13-2,..., 13-P is required for each antenna group. That is, the wireless communication apparatus A performs beam forming and diversity reception with multi-antennas using only one transmission / reception system for each antenna group.
  • components other than the weight processing unit 11 and the beam forming weight generation unit 38 are components included in a general wireless communication apparatus.
  • the transmission data is input to the stream distribution unit 102 via the signal synthesis unit 101, and is divided into data series of the number of streams to be wirelessly transmitted.
  • This signal is input to the same number of baseband modulation units 103-1, 103-2,..., 103-K as the number K of wirelessly transmitted streams.
  • Each baseband modulation unit 103-k performs baseband modulation based on the input data series. For example, when using OFDM modulation, each data series is serial-parallel converted, QAM mapping is performed based on the data corresponding to each subcarrier, further converted to a time series by inverse Fourier transform, This is a complex baseband modulation signal.
  • the complex baseband modulation signal is encoded by the space-time code / encoding unit 104 using the space-time code, and a number of time sequences corresponding to the space-time code are output.
  • the complex baseband modulation signal is output from the space-time code / encoding unit 104 as it is.
  • the output signal of the space-time code / encoding unit 104 is input to the space mapping unit 105.
  • the space mapping unit 105 performs processing according to MIMO processing, for example, spatial multiplexing, space-time coding, transmit antenna selection diversity, beamforming, and the like.
  • the space mapping unit 105 performs a process for obtaining a transmission signal transmitted from each antenna group. Details of this process are described in Non-Patent Document 1 or Non-Patent Document 2.
  • the P complex transmission IQ signals output from the space mapping unit 105 are input to the corresponding wireless transmission units 106-1, 106-2, ..., 106-P.
  • the radio transmission units 106-1, 106-2,..., 106-P output, for example, an RF transmission signal that is orthogonally modulated with this signal.
  • Each of the RF transmission signals output from the wireless transmission units 106-1, 106-2, ..., 106-P is input to each of the duplexers 18-1, 18-2, ..., 18-P.
  • Duplexers 18-1, 18-2,..., 18-P temporally switch between transmission of RF transmission signals and reception of RF reception signals. For example, when the transmission / reception control information is “1” in the transmission period and “0” in the reception period from the transmission / reception control unit 113 and the transmission / reception control information is “1”, the wireless transmission units 106-1 and 106-2, ..., the RF transmission signal from 106-P is output to the RF signal distribution / combining units 12-1, 12-2, ..., 12-P, and the RF signal is RF when the transmission / reception control information is "0" The RF reception signals from the signal distribution / synthesis units 12-1, 12-2,..., 12-P are output to the radio reception units 107-1, 107-2,. As the duplexers 18-1, 18-2,..., 18-P, directional couplers, high frequency switches, and the like can be used.
  • the output signals from the duplexers 18-1, 18-2, ..., 18-P are respectively RF signal distributor / synthesizers 12-1, 12-2, ..., 12-P and the weight processing unit 11- , 11-P is input to the diversity circuit.
  • Each of the P diversity circuits is connected to M antennas A k1 , A k2 ,..., A kM , and RF transmission signals are transmitted from (P ⁇ M) antennas onto the radio propagation path. .
  • RF reception signals received by M antennas A k1 , A k2 ,..., A kM constituting P antenna groups A k1 to A kM are combined by P diversity circuits,
  • the output signals are input to the duplexers 18-1, 18-2, ..., 18-P, respectively.
  • the output signals of the duplexers 18-1, 18-2,..., 18-P are input to the radio reception units 107-1, 107-2,..., 107-P, respectively, and complex reception IQ signals are output.
  • the radio reception units 107-1, 107-2, ..., 107-P not only demodulate the RF reception signal into the complex reception IQ signal, but also acquire the reception level information from each training frame of the training signal. .
  • the reception level information is input to the beam forming weight generation unit 30.
  • the reception level information may be any information related to the reception level for each training frame of the diversity combined reception signal. For example, RSSI (Received Signal Strength Strength Information) information, information obtained by converting it into a level, wireless reception The gain of the AGC amplifier provided in the unit 36 or information obtained by converting it into a level can be used.
  • RSSI Received Signal Strength Strength Information
  • the reception level information is the same for multiple training symbols, so reception level information is not used and only P complex reception IQ signals are used. Can also be used.
  • the space demapping unit 108 performs processing according to MIMO processing, for example, spatial multiplexing, space-time coding, reception diversity, and the like.
  • the complex IQ signal output from the space demapping unit 108 is input to the space-time code / decoding unit 109.
  • a decoding process is performed on the space-time code, and the processed signal is output from the space-time code / decoding unit 109.
  • the space-time code is not used, the complex IQ signal input to the space-time code / decoding unit 109 is output as it is.
  • One or a plurality of output signals from the space-time code / decoding unit 109 are respectively input to the baseband demodulation units 110-1, 110-2,..., 110-K and demodulated.
  • OFDM modulation the input complex IQ signal is divided into symbols, and each is subjected to Fourier transform.
  • Data obtained by QAM demodulating each frequency component obtained by Fourier transform is subjected to parallel-serial conversion to obtain a received data sequence.
  • the received data sequences output from the baseband demodulation units 110-1, 110-2,..., 110-K are combined into one received data sequence by the stream combining unit 111.
  • OFDM modulation it is common to use error correction coding and interleaving. In this case, decoding processing and deinterleaving processing for the error correction code are performed on the combined received data described above. Is called.
  • the complex reception IQ signals output from the P radio reception units 107-1, 107-2,..., 107-P are also input to the transmission path characteristic estimation unit 112.
  • each frame of the RF reception signal Is used to estimate transmission path characteristics between each antenna group on the transmission side and each antenna group on the reception side.
  • This estimated transmission path characteristic is used for processing in the space demapping unit 108 and the space-time / decoding unit 109.
  • reception level information for each frame of the RF reception signal is output.
  • the reception level information is input to the beam forming weight generation unit 30.
  • the reception level information may be any information related to the reception level for each frame of the diversity combined reception signal. For example, RSSI (Received Signal Strength Information) information, or information obtained by converting it into a level, a radio reception unit
  • RSSI Receiveived Signal Strength Information
  • the gain of the AGC amplifier included in the information or information obtained by converting the gain into a level can be used.
  • the transmission / reception control unit 113 is a part of a wireless access control unit that is an essential component of the wireless communication device. For example, P transmission / reception control information that becomes “1” in the transmission period and “0” in the reception period , 18-P and the beam forming weight generation unit 30.
  • the beam forming weight generation unit 30 holds the optimum values of the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM for the antennas A k1 to A kM for each antenna group, and is output from the transmission / reception control unit 113. Based on the transmission / reception control information and reception level information, different complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM for each training sub-signal of the training signal for each antenna group A k1 to A kM . .. , And W AkM are determined based on reception level information output from each radio reception unit 107-k.
  • the optimum values W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM of the complex weights generated here are given to each multiplier of the weight processing unit 11-k. Details of the beam forming weight generation unit 30 will be described later.
  • the beam forming weight generation unit 30 functions as “diversity synthesis information generation means”, including “initial diversity diversity synthesis information generation means”, “training diversity synthesis information generation means”, and “training reception information holding means”. “And“ diversity synthesis information optimum value generation means ”are included.
  • the training signal generation unit 40 executes training for each antenna group, and generates a training signal necessary for the counterpart wireless communication apparatus to perform beam forming.
  • the training signal generated here is a transmission data sequence for training, and may include information such as a PLCP header and a MAC header, for example.
  • the transmission data for training output from the training signal generation unit 40 is input to the signal synthesis unit 101 for each antenna group together with the transmission data.
  • the signal synthesis unit 101 temporally synthesizes the transmission data and the training transmission data from the training signal generation unit 40 and outputs them. When the transmission data is given, the signal synthesis unit 101 outputs this data to the stream distribution unit 102. When the training transmission data is output from the training signal generation unit 40, the signal synthesis unit 101 outputs this data to the stream distribution unit 102. Output to.
  • the weight processing unit 11-k performs each of the antenna groups A k1 to A kM according to the optimum complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM for each antenna group given from the beam forming weight generation unit 30. Weight processing is performed on the RF reception signal and the RF transmission signal. That is, each weight processing unit 11-k performs weight processing on the RF reception signals of the respective antennas A k1 , A k2 ,..., A kM constituting the respective antenna groups A k1 to A kM and distributes the RF signals.
  • Each of the antennas A k1 , A that is output to the combining unit 12-k and that performs weight processing on the RF transmission signal from the RF signal distributing / synthesizing unit 12-k to form each antenna group A k1 to A kM k2 ... A Output to kM .
  • the weight processing in the weight processing unit 11-k for each antenna group can be realized by phase shift processing using an n-bit phase shifter.
  • the weight processing units 11-1, 11-2,..., 11-P function as “diversity combining information setting means” in the wireless communication apparatus of the second embodiment.
  • the RF signal distribution / combination unit 12-k distributes and combines RF transmission / reception signals in the antenna groups A k1 to A kM . That is, the M RF reception signals from the weight processing unit 11-k are input, and the combined signal is output to the duplexer 18-k, and the RF transmission signal from the duplexer 18-k is input. Are distributed to M and output to the weight processing unit 11-k.
  • the level of the RF reception signal synthesized by the RF signal distribution / synthesis unit 12-k and output to the duplexer 18-k is the level of the RF reception signal input from the weight processing unit 11-k due to impedance conversion. It becomes 1 / ⁇ M of the level.
  • the level of the RF transmission signal that is distributed M and output to the weight processing unit 11-k is 1 / ⁇ M with respect to the level of the RF transmission signal that is input from the duplexer 18-k.
  • These RF signal distribution / synthesis units 12-k function as “signal distribution / synthesis means”.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a specific configuration of the beam forming weight generation unit 30 in FIG. In FIG. 17, the same or equivalent parts as in FIG.
  • the beam forming weight generating unit 30 basically operates independently for each antenna group. Here, one of the configurations and operations will be described.
  • the beam forming weight generation unit 30 has P block configurations identical to those in FIG. That is, the beam forming weight generation unit 30 includes P received information holding units 80, P optimal weight determination units 84, P phase shifter control units 60, and a timing unit 70, and is a bidirectional training signal. Through transmission, the optimum value of the complex weight for beam forming and diversity combining is determined for each antenna group.
  • the training reception information holding unit 80 includes a baseband reception IQ signal holding unit 81 and a reception level information holding unit 82.
  • the training reception information holding unit 80 functions as “training reception information holding means”.
  • the baseband reception IQ signal holding unit 81 holds a baseband reception IQ signal that is a baseband reception signal corresponding to a known pattern included in each training frame when receiving a training sequence.
  • the baseband received IQ signal represents a phase rotation between the transmission baseband unit and the reception baseband unit. It is a complex transfer function (vector).
  • LTF in 802.11n is used as a known pattern, and the correlation calculation output between the baseband received signal and LTF corresponding to this is used as the baseband received IQ signal, thereby reducing the influence of noise in the complex transfer function estimation. can do.
  • a known pattern is included in all training frames of the training sequence, a baseband received IQ signal that is an estimated value of the complex transfer function can be obtained using the known pattern.
  • the known patterns included in each training frame may all be the same, or all may be different from each other.
  • the baseband reception IQ signal holding unit 81 is applied with the baseband reception signal and the frame reception detection signal from the timing unit 70.
  • a pulse is output when the header portion includes an information element indicating that the frame is a training frame, and a signal that is "0" is used as the frame reception detection signal otherwise. be able to.
  • the information element of the header part can be used for discrimination of the training frame.
  • a frame when the time interval of the frame reception detection signal is equal to or smaller than a predetermined value can be determined as a training frame.
  • the reception level information holding unit 82 holds reception level information corresponding to a known pattern included in each training frame when receiving a training sequence.
  • reception level information for example, an RSSI value corresponding to a known pattern may be held as reception level information.
  • the reception AGC gain when this is received may be used as reception level information.
  • the amplitude information is lost due to the function of the reception AGC.
  • the reception level information it is possible to restore this amplitude information and obtain information of a true complex transfer function that is not only phase information.
  • the frame reception detection signal is output for each training frame, and the baseband reception IQ signal and the reception level information in each training frame are held in the training reception information holding unit 80. These pieces of information are applied to the optimum weight determining unit 84.
  • the optimum weight determination unit 84 calculates the optimum complex weights W Ak1 (B), W Ak2 (B),..., W AkM (B) based on the equation (6), and sends them to the training weight generation unit 62. Output. Note that the outputs of the optimum complex weights W Ak1 (B), W Ak2 (B),..., W AkM (B) from the optimum weight determining unit 84 are indicated by the optimum weight update signal from the timing unit 70. It is done at the timing. A pulse may be output immediately after the end of the training sequence reception, and a signal that is “0” otherwise may be used as the optimum weight update signal.
  • the phase shifter control unit 60 includes a non-beamforming weight generation unit 61, a training weight generation unit 62, and a weight selection unit 63.
  • the non-beamforming weight generation unit 61 and the training weight generation unit 62 function as “initial diversity diversity combination information generation unit” and “training diversity combination information generation unit”, respectively.
  • the optimum weight determining unit 84 it also functions as “diversity synthesis information optimum value generating means”.
  • the partner wireless communication apparatus can receive at least one training signal ((number of antennas + 1) frames) transmitted by the own wireless communication apparatus even in a completely initial state. This can be realized by transmitting a plurality of training signals using different complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM so that the counterpart wireless communication apparatus can receive any one of the training signals. .
  • the non-beam forming weight generation unit 61 generates such complex weights W Ak1 (NB), W Ak2 (NB),..., W AkM (NB) at the time of non-beam forming.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM at the time of transmitting the training signal are arbitrary, but are preferably changed every time the training signal is transmitted.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM at the time of non-beam formation and non-transmission / reception are changed randomly in time, and at the start of transmission of the training signal the complex weight W Ak1, W Ak2, ⁇ , a W AKM can be used in transmission of the training signal.
  • the M-bit counter can be operated with a free-running clock, and the M counter values can be used as complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM. .
  • the random change time interval may be set to about 1 ⁇ s, for example.
  • the counterpart wireless communication device receives one of the training signals, determines the optimum value of the complex weight, sets the optimum value and transmits the training signal by beamforming, the own wireless communication device The signal can be received. If any training signal transmitted from the counterpart wireless communication device using the complex weight changed at random is received in the same way, the own wireless communication device pulls the complex weight to the optimum value as it is.
  • the training weight generation unit 62 frames each of the weights W Aki (TR) of the complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) according to the training counter information from the training count unit 64.
  • Each of the complex weights W Aki (TR) when the optimum weight update signal is output from the optimum weight update signal generation unit 85 is held. Note that the initial optimum values of the complex weights W A1 (TR), W A2 (TR),..., W AM (TR) are preferably obtained by past training. This is because the complex weight is considered to be almost optimal.
  • the weight selection unit 63 outputs the complex weights W Ak1 (NB), W Ak2 (NB),..., W AkM (NB) output from the weight generation unit 61 at the time of non-beam formation or the weight generation unit 62 at the time of training.
  • Complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) are selected based on the beamforming effective flag, and complex weights W Ak1 , W Ak2 ,. Output as.
  • the beamforming valid flag is “invalid” (for example, “0”) in the initial state, but becomes “valid” (for example, “1”) when receiving a predetermined number of frames, for example (number of antennas + 1) times.
  • the beam forming valid flag may be set to “invalid”.
  • the weight selection unit 63 selects complex weights W Ak1 (NB), W Ak2 (NB),..., W AkM (NB) until a predetermined number of frames are received.
  • Complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) are selected.
  • the timing unit 70 includes a frame reception detection unit 71, a frame end detection unit 72, an optimum weight update signal generation unit 85, a training count unit 74, and a beam forming effective flag generation unit 75.
  • the frame reception detection unit 71 receives the transmission / reception control information, the baseband reception IQ signal, and the reception level information, and outputs a frame reception detection signal.
  • the transmission / reception control information is, for example, a signal that becomes “1” during a period in which the wireless transmission units 106-1,..., 106-P (FIG. 16) are enabled, and “0” otherwise, and the reception level.
  • the information is RSSI (Received Signal Strength Information) information or information such as the gain of the AGC amplifier included in the radio receivers 107-1,..., 107-P (FIG. 16).
  • the frame reception detection signal is generated other than the training frame, but the optimum weight update signal may be generated only when it is determined that the frame is a training sequence.
  • the complex weight in training frame 2-M M is the number of antennas of the wireless communication device
  • M is the number of antennas of the wireless communication device
  • a pulse may be generated at a predetermined timing. Note that the complex transfer function corresponding to the training frame in such a case may be set to “0”.
  • the frame reception detection signal is given to the baseband reception IQ signal holding unit 81 and the reception level information holding unit 82.
  • the frame reception detection signal is a signal indicating the start of reception of each training frame. For example, the reception level change during the period in which the wireless reception units 107-1,..., 107-P are enabled, or the baseband reception signal A pulse with a predetermined width (for example, 1 ⁇ s) that is generated when an amplitude change or a predetermined preamble pattern, for example, LTF in 802.11n is detected, and the frame is determined to be a training frame based on header information, etc. .
  • a predetermined width for example, 1 ⁇ s
  • the frame end detection unit 72 receives the transmission / reception control information, the baseband reception IQ signal, and the reception level information, and outputs a frame end detection signal to the training count unit 74.
  • the frame end detection signal is a signal indicating the end of reception of each frame. For example, the reception level change or the amplitude of the baseband reception signal during a period in which the radio reception units 107-1,. This is a pulse having a predetermined width (for example, 1 ⁇ s) generated using the reception end timing of each frame based on detection of a change as a trigger.
  • the complex weight in training frame 2-M (M is the number of antennas of the wireless communication device) is generally not the optimum value, so any of the received level change, baseband received signal amplitude change, or the predefined preamble pattern is detected. It may not be possible. In preparation for such a case, if it is determined by header information or the like that the frame is a training frame, even if none of the reception level change, baseband received signal amplitude change, or default preamble pattern can be detected A pulse may be generated at a predetermined timing.
  • the transmission / reception control information is information indicating the state of the wireless communication device such as a transmission state, a reception state, and a power saving state.
  • the frame reception detection unit 71 and the frame end detection unit 72 can detect the frame reception start and the frame reception end using the reception level information when the transmission / reception control information is in the reception state.
  • the optimum weight update signal generation unit 85 outputs the optimum weight update signal to the training weight generation unit 62.
  • the optimum weight update signal is a timing signal for setting the optimum complex weight newly determined by receiving the training sequence after completion of receiving the training sequence.
  • the pulse of the frame end detection signal of the last frame of the training sequence Is a pulse having a predetermined width (for example, 1 ⁇ s) generated after a certain period of time (for example, 3 ⁇ s).
  • the training count unit 74 outputs the training counter information to the training-time weight generation unit 62, the optimum weight update signal generation unit 85, and the beam forming effective flag generation unit 75.
  • the training counter information is count information of the number of frames in the training sequence. For example, the count value of the counter is incremented by 1 by the frame end detection signal, and the count value of the counter is cleared to “0” by the optimum weight update signal. Is generated.
  • the beamforming effective flag generating unit 75 outputs a beamforming effective flag indicating that a predetermined number of frames have been received to the weight selecting unit 63.
  • the beam forming effective flag is generated based on the training counter information from the training counter unit 74.
  • the weight selection unit 63 selects the complex weights W Ak1 (NB), W Ak2 (NB),..., W AkM (NB) from the non-training weight generation unit 61 when the beamforming valid flag is invalid.
  • the complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) from the training weight generation unit 62 are selected.
  • the phase shifter control unit 60 is basically complex weight W Ak1 the reception level information is maximized through training (TR), W Ak2 (TR), operates as finding ⁇ ⁇ ⁇ , W AKM a (TR) To do. That is, in the radio communication device on the receiving side, each complex weight W Aki (TR) of complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR) ,. The baseband reception IQ signal and reception level information in the complex weight W Aki (TR) are held. From these pieces of held information, the optimum complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W kAM are obtained based on the equation (7), and the complex weights are updated.
  • the held complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) are read and given to the weight processing unit 11-k.
  • FIG. 18 is a timing chart showing an example of the operation of the beam forming weight generation unit 30 in FIG.
  • the situation is shown in FIG.
  • the number of antennas A k1 to A kM for each antenna group of the wireless communication apparatus A is 4, and complex weights W Ak1 and W k for the signals of the antennas A k1 , A k2 , A k3 , and A k4.
  • Ak2 , WA3 , WA4 are n bits (n is a natural number of 2 or more).
  • the weight processing unit 11-k is composed of n-bit phase shifters corresponding to the number of antennas, and each phase shifter is controlled according to each n-bit complex weight WAk1 , WAk2 , WAk3 , WAk4. Is done.
  • n 2
  • the phase shift amount is 0 degree
  • the phase shift amount is 90 degrees
  • the phase shift amount is 180 degrees
  • the phase shift amount is controlled to 270 degrees.
  • the wireless communication apparatus receives the training frame 1 from the wireless communication apparatus of the communication partner using the current complex weights W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 , W Ak4 and receives a plurality of training frames 2-1 to 2-4. Are sequentially received while changing the complex weights W Aki of the complex weights W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 , and W Ak4 . Then, the obtained reception level information and the baseband reception IQ signal are held, and after completion of the training sequence reception, finally the optimum values of complex weights W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 and W Ak4 are determined. The complex weight optimum values W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 , and W Ak4 determined in this way are used for beam forming and diversity combining at the time of data transmission / reception.
  • Training frame 1 is the first frame in which training is actually executed. Training is started after receiving this, and reception level information and baseband reception IQ signals at that time are measured. For example, when an IEEE802.11n antenna selection sequence is used as a training sequence, the MAC header of the received frame is analyzed, and training may be started when the received frame is the antenna selection sequence.
  • the baseband reception IQ signal a baseband reception IQ corresponding to a known pattern included in a PLCP (Physical Layer Convergence Protocol) header can be used.
  • PLCP Physical Layer Convergence Protocol
  • an LTF (Long Training Field) baseband reception IQ included in a PLCP header can be used as a baseband reception IQ signal.
  • the baseband reception IQ signal represents a transfer function between the baseband transmission IQ of the transmission side wireless communication apparatus and the baseband reception IQ of the reception side wireless communication apparatus.
  • Training frame 1 can include information such as the source address, destination address, and frame type. Using the training frame 1, reception level information when diversity reception is performed with the current complex weight is acquired. Subsequent training frames 2-1 to 2-4 are used to measure baseband reception IQ signals and reception level information when diversity reception is performed with complex weights changed by a predetermined algorithm.
  • the reception level information usually changes in a relatively short time (for example, 10 ⁇ s) when gain adjustment is activated in the AGC amplifier of the wireless reception unit.
  • the gain adjustment of the AGC amplifier occurs at the start or end of reception of the training frame, but may occur due to the influence of noise, for example.
  • the gain adjustment of the AGC amplifier may be activated a plurality of times during the frame reception period.
  • the complex weight 0 is preferably obtained, for example, by the latest past training and used when the previous data frame is received. This is because, when beam forming has been performed in the past, the complex weight at that time is considered to be almost optimal this time as well. If beamforming has not been performed in the past, an arbitrary complex weight can be used.
  • FIG. 12A shows diversity combining (vector addition) of received signals of the antennas A k1 , A k2 , A k3 , and A k4 at this time.
  • the reception level information before receiving training frame 1 is “5”. This corresponds to a thermal noise level.
  • the reception level information during the period from the reception of the training frame 1 to the reception of the next training frame 2-1 decreases to “3”. This also corresponds to the thermal noise level. Similarly, thermal noise is generated between receiving training frames.
  • Complex weight 1 is obtained by inverting only complex weight WA1 .
  • the reception level information (88) when the training frame 2-1 is received using the complex weight 1 is lower than the reception level information (100) when the complex weight 0 is received.
  • FIG. 12B shows diversity combining of the received signals of the antennas A k1 , A k2 , A k3 , and A k4 at this time. This change in the reception level information is not due to a change in the transmission path but due to a change in the complex weight.
  • Complex weight 2 is obtained by inverting only complex weight WAk2 in complex weight 0.
  • the baseband reception IQ signal and the reception level information (70) when the training frame 2-2 is received using the complex weight 2 are acquired and held. Note that the reception level at this time is lower than the reception level information (100) at the time of complex weight 0.
  • FIG. 12 (c) shows diversity combining of the received signals of the antennas A k1 , A k2 , A k3 , and A k4 at this time.
  • the complex weight 3 is obtained by inverting only the complex weight WAk3 in the complex weight 0.
  • the baseband reception IQ signal and the reception level information (102) when the training frame 2-3 is received using the complex weight 3 are acquired and held. Note that the reception level at this time is higher than the reception level information (100) when the complex weight is 0.
  • FIG. 12 (d) shows diversity combining of the received signals of the antennas A k1 , A k2 , A k3 , and A k4 at this time.
  • Complex weight 4 is obtained by inverting only complex weight WAk4 at complex weight 0.
  • the baseband reception IQ signal and the reception level information (90) when the training frame 2-4 is received using the complex weight 4 are acquired and held. Note that the reception level at this time is lower than the reception level information (100) at the time of complex weight 0.
  • FIG. 12 (e) shows diversity combining of the received signals of the antennas A k1 , A k2 , A k3 , and A k4 at this time.
  • the complex weight Optimal values W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 , W Ak4 are determined.
  • W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 , and W Ak4 are determined based on Expression (6).
  • W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 , and W Ak4 represent the optimum values of the complex weights before receiving the training signal
  • W Ak1 ′, W Ak2 ′, W Ak3 ′, and W Ak4 ′ are the training signal received. It represents the optimum value of the later newly determined complex weight.
  • the newly determined optimum values of complex weights W Ak1 ′, W Ak2 ′, W Ak3 ′, and W Ak4 ′ are transmitted after the end of frame detection signal for the training frame 2-4 is output. Set in preparation for reception.
  • FIG. 19 is a diagram showing an operation example during training and data transmission between the AP and a plurality of STAs in this case.
  • the figure shows the radio frame transmitted between AP and STA and the operation of AP and STA phase shifters at that time.
  • the phase shifter setting states for the four antennas are represented by integers from 0 to 15. For example, when the phase shifter setting is 5, this is “0101” in binary notation, so the phase shifter setting for antenna 1 and antenna 3 is “0 degree”, and the shift for antenna 2 and antenna 4 is This indicates that the phaser setting is “180 degrees”.
  • the AP transmits a beacon at regular intervals, for example, every 100 ms, and notifies the surroundings of the presence of the wireless network.
  • the phase shifter setting in the AP at the time of beacon transmission is randomly determined from 0 to 15. In this case, there is a high probability that the phase shifter settings are different from each other for each beacon transmission.
  • the phase shifter setting is set, for example, every 1 us. There is a method of changing and setting the phase shifter at the start of transmission / reception at the time of frame transmission or frame reception.
  • the AP transmits a training start frame addressed to STA1 following the transmission of the beacon.
  • the phase shifter setting in the AP at the time of transmission of the training start frame is randomly determined from 0 to 15. Since the phase shifter setting at this time is not always optimal, STA1 may or may not receive the training start frame normally.
  • STA1 normally receives the training start frame, an ACK frame is transmitted from STA1 to the AP. If STA1 does not normally receive the training start frame, the ACK frame is not transmitted from STA1 to the AP. In this case, the AP retransmits the training start frame addressed to STA1 using a phase shifter setting different from the previous one. This retransmission of the training start frame is basically repeated until an ACK frame is transmitted from STA1 to AP.
  • FIG. 20 and 21 show the relationship between the number of transmissions of the training start frame including retransmission and the probability that an ACK frame is transmitted (initial acquisition cumulative probability).
  • FIG. 20 shows a case where the optimum setting of the phase shifter is known on the STA side
  • FIG. 21 shows a case where the optimum setting of the phase shifter is unknown on the STA side.
  • the average value of the number of transmissions of the training start frame including retransmission is 2.3. If a total of up to 10 frames is transmitted, an ACK frame for the training start frame is transmitted with a probability of 99.9% or more. You can see that Also, referring to FIG. 21, the average value of the number of transmissions of the training start frame including retransmission is 2.9. If a total of up to 20 frames is transmitted, an ACK for the training start frame with a probability of 99.9% or more It can be seen that the frame is transmitted. Actually, depending on the fading situation, the situation shown in FIG.
  • the AP When the AP receives an ACK for the training start frame to STA1, it starts bi-directional training signal transmission to STA1.
  • a training signal is transmitted from the STA1 side to optimize the AP phase shifter setting.
  • a training signal is transmitted from the AP side to optimize the phase shifter setting on the STA side.
  • training is performed with the AP side phase shifter setting at the time of receiving the ACK frame from STA1 for the training start frame as an initial value.
  • the AP does not receive ACK frames for the first and second training start frames. For this reason, the AP sets the phase shifter setting to a random phase shift. Next, the AP receives an ACK frame for the third training start frame. The AP sets the phase shifter setting 14 ("1110") at the time of transmission of the third training start frame as a training initial value.
  • the AP transmits Null Data (frame with payload data length 0) to STA1, receives the ACK frame from STA1 for this with the setting of the phase shifter for training, and from the reception level at that time Find the optimal phase shifter setting on the AP side.
  • Null Data frame with payload data length 0
  • the AP first holds the reception level of the ACK frame with respect to the training start frame as the reception level in the training initial setting 14 (“1110”).
  • AP sends Null Data to STA1 with the phase shifter setting kept at 14 (“1110"), and then changes the phase shifter setting for training. For example, the AP changes the phase shifter setting for the antenna 1 to 6 ("0110") inverted, receives the ACK frame, and checks the reception level. In this case, since the reception level is higher when the phase shifter setting is 14 (“1110”), the AP returns the phase shifter setting to 14 (“1110”) and further transmits Null Data. Thereafter, the AP changes the phase shifter setting for the antenna 2 to 10 ("1010”) inverted, receives the ACK frame, and checks the reception level.
  • the AP since the reception level is higher when the phase shifter setting is 14 ("1110"), the AP returns the phase shifter setting to 14 ("1110") and transmits Null Data. . Thereafter, the AP further changes the phase shifter setting for the antenna 3 to 12 ("1100"), receives the ACK frame, and checks the reception level. In this case, the reception level is higher than when the phase shifter setting is 14 ("1110"), so the phase shifter setting is 12 ("1100”) and the next Null Data is transmitted with this phase shifter setting. . Thereafter, the AP changes the phase shifter setting for the antenna 4 to 13 ("1101") inverted, receives the ACK frame, and checks the reception level. In this example, since the reception level is maximum when the phase shifter setting is 12 ("1100”), the AP uses the phase shifter setting 12 ("1100") to perform subsequent training signal transmission and data transmission. Send and receive.
  • the AP transmits a training signal to STA1 using the optimized phase shifter setting 12 (“1100”).
  • the optimized phase shifter setting 12 (“1100”).
  • a No-Ack Null Data frame is used for training.
  • STA1 the optimum phase shifter setting acquired in the past training is held, and this phase shifter setting is used not only in the immediately subsequent data transmission but also in the subsequent training transmission.
  • the optimal phase shifter setting changes from moment to moment due to fading, etc., but even in this case, the optimal phase shifter setting can be achieved in a short time by training using the optimal phase shifter setting acquired previously as the initial value. Can be determined.
  • STA1 holds the optimum phase shifter setting 2 ("0010") acquired previously, but further receives the training signal from the AP side and updates the phase shifter setting more optimally. To do. STA1 first receives the first No-Ack Null Data frame using the previous phase shifter setting 2 ("0010"), and acquires the reception level at the phase shifter setting 2 ("0010"). . STA1 determines that the training for its own terminal has started by receiving the No-Ack Null Data frame destined for its own terminal, and transfers the subsequent No-Ack Null Data frame for training. Receive using the phaser setting and check its reception level.
  • STA1 changes the phase shifter setting for antenna 1 to 10 (“1010”), and changes to the next No-Ack Null Data. Receive the frame and check its reception level.
  • STA1 changes the phase shifter setting for antenna 2 to 6 ("0110") and changes it to the next No-Ack Null Data frame. And check the reception level.
  • STA1 changes the phase shifter setting for antenna 3 to 0 (“0000”) and reverses the next No-Ack Null Data frame. And check the reception level.
  • STA1 After receiving the fourth No-Ack Null Data frame, STA1 changes the phase shifter setting for antenna 4 to 3 (“0011”), and changes the next No-Ack Null Data frame. Receive and check its reception level. In this example, since the reception level is the maximum when phase shifter setting 2 (“0010”), STA1 performs subsequent data transmission / reception using phase shifter setting 2 (“0010”).
  • the training operation is not performed even if a frame not addressed to the terminal itself is received. This is because the STA does not perform the training operation even if it receives a frame whose MAC address is not addressed to its own terminal, or it transmits an ACK frame only to the frame addressed to its own terminal, and after transmitting the ACK frame. This can be realized by performing the training operation only during a certain period of time.
  • the AP phase shifter setting is optimized to 12 ("1100") and the STA1 side phase shifter setting is optimized to 2 ("0010"), then these phase shifter settings Thus, bidirectional data transmission between AP and STA1 is performed.
  • the AP transmits a training start frame addressed to STA2 using the phase shifter setting 12 ("1100") for STA1 after the data transmission with STA1 is completed. Since the AP side phase shifter setting at this time is not necessarily optimal for STA2, STA2 may or may not receive the training start frame correctly.
  • STA2 correctly receives this training start frame STA2 transmits an ACK frame to the AP. If STA2 does not correctly receive the training start frame, STA2 does not transmit an ACK frame to the AP. In this case, the AP retransmits the training start frame addressed to STA2 using a phase shifter setting different from the previous one. This training start frame retransmission is repeated until an ACK frame is transmitted from the STA2 to the AP. Note that random phase shifter settings are used for retransmission of the training start frame.
  • STA2 transmits an ACK frame for the second training start frame.
  • a random phase shifter is set from the next frame. You may do it.
  • a unique pattern may be transmitted before the start of transmission to each STA after the beacon, and when this unique pattern is detected, random phase shifter settings may be set from the next frame.
  • the AP receives an ACK frame for the second training start frame. Therefore, the phase shifter setting 5 ("0101") used in the transmission of the second training start frame is set as the training initial value of the AP phase shifter setting.
  • AP sends Null Data (payload data length 0 frame) to STA2, receives the ACK frame from STA2 in response to the setting of the phase shifter for training, and checks its reception level, Optimize AP side phase shifter settings.
  • the AP first holds the reception level of the ACK frame with respect to the training start frame as the reception level in the training initial setting 5 (“0101”). Next, the AP transmits Null Data while keeping the phase shifter setting to 5 (“0101”) to STA2, and then changes the phase shifter setting for training.
  • AP receives the ACK frame by changing the phase shifter setting for antenna 1 to 13 ("1101"), and checks the reception level. Since the reception level is higher when the phase shifter setting is 5 (“0101”), the AP returns the phase shifter setting to 5 (“0101”) and transmits Null Data. Thereafter, the AP changes the phase shifter setting for the antenna 2 to 1 ("0001") which is inverted, receives the ACK frame, and checks the reception level. Since the reception level at this time is higher than when the phase shifter setting is 5 (“0101”), the phase shifter setting is set to 1 ("0001") and the next Null Data is transmitted with this phase shifter setting. .
  • the AP changes the phase shifter setting for the antenna 3 to 3 ("0011") inverted, receives the ACK frame, and checks the reception level. Since the reception level is higher when the phase shifter setting is 1 (“0001”), the phase shifter setting is returned to 1 (“0001”) and Null Data is transmitted. Thereafter, the AP changes the phase shifter for the antenna 4 to 0 (“0000”) obtained by inverting the phase shifter, receives the ACK frame, and checks the reception level. In this example, since the reception level is maximum when the phase shifter setting is 1 ("0001”), the AP uses the phase shifter setting 1 ("0001") to continue transmission of training signals and data transmission / reception. I do.
  • the AP transmits a training signal to STA2 using the optimized phase shifter setting 1 ("0001").
  • a No-Ack Null Data frame is used as a training signal.
  • STA2 the optimum phase shifter setting acquired in the past training is held, and this phase shifter setting is used not only in the immediately subsequent data transmission but also in the subsequent training transmission.
  • the optimal phase shifter setting changes from moment to moment due to fading, etc., but even in this case, the optimal phase shifter setting can be achieved in a short time by training using the optimal phase shifter setting acquired previously as the initial value. Can be determined.
  • STA2 holds the optimal phase shifter setting 15 ("1111") acquired previously, but further receives a training signal from the AP side and further optimizes the phase shifter setting. .
  • STA2 first receives the first No-Ack Null Data frame using the previous phase shifter setting 15 ("1111"), and acquires the reception level at the phase shifter setting 15 ("1111") .
  • STA2 receives the No-Ack Null Data frame addressed to itself and determines that the training for its own device has started. The STA2 then transfers the No-Ack Null Data frame that has been changed for training. Receive using the phaser setting and check its reception level.
  • STA2 changes the phase shifter setting for antenna 1 to 7 (“0111”) and reverses the next No-Ack Null Data frame. And check the reception level.
  • STA2 changes the phase shifter setting for antenna 2 to 11 ("1011") and changes the next No-Ack Null Data frame. Receive and check its reception level.
  • STA2 changes the phase shifter setting for antenna 3 to 13 (“1101”) and changes the next No-Ack Null Data frame. Receive and check its reception level.
  • STA2 After receiving the fourth No-Ack Null Data frame, STA2 changes the phase shifter setting for antenna 4 to 14 ("1110") and receives the next No-Ack Null Data frame. Then, check the reception level. In this example, since the reception level is maximum when the phase shifter setting is 15 (“1111”), STA2 transmits / receives subsequent data using the phase shifter setting 15 (“1111”).
  • the phase shifter setting of each antenna on the AP side is set to a random phase shift when a certain time has elapsed after the data transmission with the STA2 is completed and the radio shifts to the idle state. .
  • the phase shifter setting of each STA is not optimized, but since the beacon is transmitted using a random phase shifter setting for each beacon, A part of the beacon frame can be received, so that the connection to the wireless network can be confirmed.
  • FIG. 22 shows the relationship between the phase shifter setting on the AP side and the reception level at that time when the phase shifter setting is optimized on the STA side.
  • approximately 20 dB of MIMO gain is obtained when the optimized phase shifter setting is used, and the probability of obtaining 20 dB of MIMO gain when the phase shifter setting is random is 1
  • a MIMO gain of 15 dB or more can be obtained with a probability of about 50% even if the phase shifter setting is random. That is, it can be seen that a beacon can be received with a probability of 1/8 or more even in the area periphery when the area design is performed in consideration of the 20 dB MIMO gain.
  • the reception probability of beacons gradually deteriorates as the reception level decreases. Considering this point, the beacon reception probability in the area periphery is greater than 1/8. Since the beacon frame is used for confirming the connection to the wireless network, it is not always necessary to receive all the beacon frames, and the beacon reception probability is not a problem at this level. Also, in a wireless communication system that selects a wireless transmission rate adaptively according to the wireless environment, an area that assumes a higher wireless transmission rate than the lowest wireless transmission rate in order to increase throughput in the communication area. There is also a case of designing. In this case, the beacon frame can be received with a higher reception probability even in the peripheral area.
  • FIG. 19 shows an example in which the PCF function is used in the CSMA / CA system, and bidirectional training transmission and data transmission are performed for each STA in a CFP (Contention Free Period) period declared in the beacon frame.
  • CFP Contention Free Period
  • a virtual AP is a single AP that transmits beacons that include multiple different network information in terms of hardware, and logically behaves as if there are multiple APs. It is a technology that makes it possible to accommodate multiple networks.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an operation example during training and data transmission between the AP and the plurality of STAs in this case.
  • the operation in this case is almost the same as the operation shown in FIG. 19, except that a separate beacon is used for each STA. That is, the AP makes the phase shifter setting random after completing the training transmission and data transmission for STA1, and performs the training transmission and data transmission for STA2 after the transmission of the next beacon. After completing the training transmission and data transmission for STA2, the AP again randomizes the phase shifter setting. If the number of STAs is 3 or more, 3 or more beacons for each STA may be transmitted. In addition, in order to accommodate an STA that does not have multiple antennas, that is, a single antenna STA, a beacon for the single antenna STA may be transmitted. In FIG. 23, when one or a plurality of STAs perform a power saving operation, the power saving operation can be performed using a beacon for each STA.
  • FIG. 24 shows an operation example when both STA1 and STA2 perform the power saving operation.
  • the STA that performs the power saving operation receives each beacon or receives beacons at an interval of k (K is an integer of 2 or more), and enters a sleep state during other periods. Usually, the interval at which beacons are transmitted is substantially constant.
  • the STA goes to sleep after receiving a beacon and immediately before the next beacon scheduled to be received. If there is an STA that performs power save operation under its control, the traffic (frame) addressed to the STA is temporarily held in the internal memory, and the TIM (Traffic Indication Map) information included in the beacon is used to Notify in advance that there is traffic destined for the STA.
  • the AP Upon receiving a response from the STA, the AP transmits a frame addressed to the STA on the wireless transmission path for the first time.
  • FIG. 24 shows an example in which STA1 receives a beacon, but STA2 is in a sleep state and does not receive a beacon.
  • the operation in this case is the same as that in FIG. 23 except that the AP transmits TIM information to the STA 1 after the training transmission is completed and before the data transmission is started.
  • the TIM information included in the beacon frame is not always received on the STA side. For this reason, in this example, the TIM information is retransmitted after the training transmission is completed.
  • normal beacons are transmitted at the lowest wireless transmission rate so that they can be received by all STAs.
  • the retransmission of TIM information does not necessarily require the lowest wireless transmission rate. Rather, higher transmission rates can be used.
  • STA2 is in a sleep state and does not receive a beacon. In this case, since STA2 does not respond to the training start signal from AP, the training sequence ends here and no data transmission is performed.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating an operation example of the wireless communication system of the present invention when transmitting a multicast frame and a broadcast frame from the AP to the STA.
  • the multicast frame and / or the broadcast frame from the AP are transmitted a plurality of times using different phase shifter settings immediately after transmitting the beacon.
  • the AP performs retransmission about 10 times using different phase shifter settings, so that the multicast frame or the probability of about 99.9%
  • a broadcast frame can be transmitted to each STA.
  • area design In a wireless communication system that selects a wireless transmission rate adaptively according to the wireless environment, in order to increase the throughput in the communication area, area design should be performed assuming a higher wireless transmission rate instead of the lowest wireless transmission rate. Sometimes it is done. In this case, even when the number of retransmissions of the multicast frame or broadcast frame is reduced, the probability that these frames are correctly transmitted to each STA can be sufficiently increased.
  • FIG. 26 shows transmission of a multicast frame and a broadcast frame from the AP to the STA in this case.
  • virtual AP technology is used, and individual beacons are used for each STA.
  • the same multicast frame and broadcast frame are transmitted using the optimum phase shifter setting for the STA obtained in the training.
  • the multiplier of the weight processing unit 11-k is not limited to the phase shifter, and can be generalized to use a complex multiplier.
  • the complex weight is a complex number
  • the weight processing unit 11-k performs multiplication with the complex number.
  • a training signal is diversity-received, and an optimum complex weight is obtained by updating the complex weight with the combined weight information at that time.
  • an orthogonal modulator may be used as a specific implementation method of the complex multiplier.
  • the I component of the modulation signal of the quadrature modulator is I (t)
  • the Q component is Q (t)
  • the input radio signal of the quadrature modulator is expressed as Z (t) in the equivalent low-frequency system
  • the output of the quadrature modulator is expressed by Equation (10).
  • the complex weight is sequentially changed in the same manner as in the first embodiment, and the optimum value of the complex weight is found according to the algorithm of examining the received baseband information at that time, and this is used as the complex weight at the time of data transmission / reception.
  • the optimum value can be made.
  • a complex multiplier is used as the multiplier of the weight processing unit 11-k for each antenna group, and the optimum value of the complex weight in the case of performing diversity combining by maximum ratio equal gain combining is determined. .
  • the optimum value of the complex weight for the signal of each antenna can be determined by (the number of antennas) training sub-signals.
  • the baseband reception IQ information is information serving as a complex transfer function between the baseband transmission IQ signal and the baseband reception IQ signal, for example, the baseband reception IQ corresponding to the preamble included in each training frame.
  • the signal itself.
  • correlation information between the baseband reception IQ signal and a predetermined specific information sequence may be used.
  • Each wireless communication apparatus can determine the optimum value of the complex weight that optimizes the diversity reception state for each antenna group at that time by receiving the training signal within one training period.
  • the training signal in this example (FIG. 11) is placed immediately after the training field of the preamble.
  • One training signal includes a plurality of training symbols 1, 2-1 to 2-3.
  • the training sub-signal is each training symbol.
  • Training symbols 2-1 to 2-3 are used to acquire baseband reception IQ information when diversity reception is performed by changing the complex weight with a predetermined algorithm.
  • Training symbol 1 is diversity-received using the current complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM of the antenna group.
  • the training symbols 2-1 to 2-3 have complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM changed from the current complex weights W Ak1 , W Ak2,. • Diversity reception using W AkM .
  • each component of a column vector composed of the current complex weight and a vector that is the inner product of the second column to the fourth column of the fourth-order Hadamard matrix is a complex weight. do it. More specifically, assuming that the current complex weights of the antenna group are W Ak1 , W Ak2 ,..., W Ak4 , the complex weights for the training symbols 1, 2-1 to 2-3 are as follows: That's fine.
  • Training symbol 1 W Ak1 , W Ak2 , W Ak3 , W Ak4 Training symbol 2-1: W Ak1 , -W Ak2 , W Ak3 , -W Ak4 Training symbol 2-2: W Ak1 , W Ak2 , -W Ak3 , -W Ak4 Training symbols 2-3: W Ak1 , -W Ak2 , -W Ak3 , W Ak4 Based on the baseband reception IQ information obtained by the diversity reception, the optimum values of the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM in the antenna groups A k1 to A kM are determined.
  • the wireless communication apparatus B uses the almost optimal complex weight of the antenna group acquired in the past past training to transmit the training signal to the antennas B n1 , B n of the Q antenna group groups B n1 to B nN. n2 ,..., B Transmit from nN .
  • the complex weight for each antenna group of the wireless communication device B is fixed during one training period in which the wireless communication device A updates the complex weight to the optimum value at that time. Note that when communication between the wireless communication devices A and B is from a completely initial state, the wireless communication devices A and B transmit and receive training signals to each other and pull in the optimum value of the complex weights, as will be described later. enable.
  • the wireless communication device A receives the first training symbol 1 transmitted from the antennas B n1 , B n2 ,..., B nN of the Q antenna groups B n1 to B nN of the wireless communication device B. Reception is performed with M antennas A k1 , A k2 ,..., A kM of A k1 to A kM .
  • Each multiplier of the weight processing unit 11-k for each antenna group receives a complex weight W Ak1 , W Ak2 for each received signal from the antennas A k1 , A k2 ,..., A kM of the antenna groups A k1 to A kM. , ..., Multiply by W AkM .
  • Each multiplier outputs a signal that is a multiplication of the complex number representation of the complex weight and the representation of the input signal in the equivalent low-frequency system.
  • complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM for each antenna group when the first training frame 1 is received those acquired in the most recent training in the past are used.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM are considered to be almost optimum values even in the present situation.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM used at this time can be arbitrarily set.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM for each antenna group are further updated to optimum values after diversity reception of a plurality of subsequent training symbols 2-1 to 2-4, as will be described later. .
  • the RF signal distribution / combination unit 12-k for each antenna group adds the reception signals multiplied by the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM by the weight processing unit 11-k and adds the received signals for each antenna group.
  • a diversity combined received signal RA is generated.
  • each component of the vector that is the inner product of the column vector composed of the current complex weight for each antenna group and the second column of the fourth-order Hadamard matrix is defined as a complex weight.
  • the new complex weights W Ak1 , ⁇ W Ak2 , W Ak3 , and ⁇ W Ak4 the subsequent training symbol 2-1 is diversity-received, and baseband reception IQ information at this time is acquired.
  • each component of the vector that is the inner product of the column vector composed of the current complex weight and the third column of the fourth-order Hadamard matrix is defined as a complex weight.
  • the new complex weights W Ak1 , W Ak2 , -W Ak3 , -W Ak4 the subsequent training symbol 2-2 is diversity-received, and baseband reception IQ information at this time is acquired.
  • training symbols 2-3 are sequentially received, and baseband reception IQ information at this time is acquired.
  • the training symbols 1,2-1 to 2-3 are sequentially received, and each component of the vector which is the inner product of the column vector composed of the current complex weight and the third column of the fourth-order Hadamard matrix is received.
  • Baseband reception IQ information at this time is acquired with each complex weight.
  • the antennas of each antenna group A k1, A k2, ⁇ , the complex weight for signals A kM optimum value W Ak1, W Ak2, ⁇ , W AkM was thus obtained It can be determined as follows using the baseband reception IQ information.
  • Baseband reception IQ information r A1 of an arbitrary antenna group in reception of training symbols 1, 2-1 to 2-3 is expressed by Expression (11).
  • C 0 is a gain in the reception system of the antenna group of the wireless communication apparatus A in the reception of the preamble prior to the training frames 2-1 to 2-3.
  • Equation (12) is obtained from Equation (11).
  • A1, A2, ..., A4 are complex vectors.
  • the relative received signal of each antenna can be obtained.
  • the output signal of the correlation calculation at the timing of the correlation peak is information integrated in terms of time.
  • W Ak1 the influence of thermal noise or interference signal
  • W Ak2 the optimum value of the complex weight
  • FIG. 27 is a flowchart showing an optimum value determination process of the complex weight for each antenna group in the wireless communication apparatus A by the reception of the training signal shown in FIG.
  • M is the number of antennas for each antenna group and a complex multiplier is used as the multiplier of the weight processing unit 11 is shown.
  • the optimum value W Ak (W Ak1 , W Ak2 ,..., W Ak4 ) of the complex weight of the antenna group is multiplied by the corresponding component in the (i + 1) th column of the fourth-order Hadamard matrix.
  • the training symbol 2-i is diversity-received using the complex weight obtained in this way (S23).
  • the variable i is further incremented by 1 (i ⁇ i + 1).
  • the baseband reception IQ information obtained in S22 and S23 r Complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., WAk4 are updated using 1 , r 2-1 , r 2-2 ,..., R 2-4 (S25).
  • FIG. 28 is a block diagram showing a configuration of the third embodiment of the wireless communication apparatus according to the present invention.
  • the same or equivalent parts as in FIGS. 1 and 6 are denoted by the same reference numerals, and here, the wireless communication apparatus A of FIG. 1 is shown, but the same applies to the wireless communication apparatus B.
  • FIG. 28 shows an embodiment in which the multiplier of the weight processing unit 11-k is a complex multiplier.
  • the block configuration of the third embodiment is almost the same as the block configuration of the second embodiment, but reception level information is not output from each radio reception unit 107-k, and only reception baseband IQ information is output. Is different.
  • the reception baseband IQ information from each radio reception unit 107-k is applied to both the spatial demapping unit 108 and the beam forming weight generation unit 30.
  • the beamforming weight generator 30 controls the phase shifter based only on the received baseband IQ information.
  • FIG. 29 is a block diagram showing a specific configuration of the beam forming weight generation unit 30 in FIG.
  • the beam forming weight generating unit 30 functions as a “diversity combining information generating unit”, and includes “initial capturing diversity combining information generating unit”, “training diversity combining information generating unit”, and “training reception information holding unit”. “And“ diversity synthesis information optimum value generation means ”are included.
  • the beam forming weight generating unit 30 includes a training reception information holding unit 80, an optimum weight determining unit 84, a phase shifter control unit 60, and a timing unit 70, and for beam forming and diversity combining through bidirectional training signal transmission. Determine the optimal value of the complex weight.
  • the training reception information holding unit 80 includes a baseband reception IQ signal holding unit 81.
  • the training reception information holding unit 80 functions as a “training reception information holding unit”.
  • the baseband reception IQ signal holding unit 81 holds a baseband reception IQ signal that is a baseband reception signal corresponding to a known pattern included in each training frame when receiving a training sequence.
  • the baseband received IQ signal represents a phase rotation between the transmission baseband unit and the reception baseband unit. It is a complex transfer function (vector).
  • LTF in 802.11n is used as a known pattern, and the correlation calculation output between the baseband received signal and LTF corresponding to this is used as the baseband received IQ signal, thereby reducing the influence of noise in the complex transfer function estimation. can do.
  • a known pattern is included in all training frames of the training sequence, a baseband received IQ signal that is an estimated value of the complex transfer function can be obtained using the known pattern.
  • the known patterns included in each training frame may all be the same, or all may be different from each other.
  • the baseband reception signal is also applied to the frame reception detection unit 71 and the training period symbol clock generation unit 86.
  • Transmission / reception control information is also applied to the frame reception detection unit 71.
  • the transmission / reception control information is information indicating the state of the wireless communication device such as a transmission state, a reception state, and a power saving state.
  • the frame reception detection unit 71 generates and outputs a frame reception detection signal indicating the start timing of the training symbol using the baseband reception IQ signal when the transmission / reception control information is in the reception state. For example, when receiving a frame, the frame reception detection unit 71 extracts a symbol timing using a preamble header portion, thereby generating and outputting a frame reception detection signal indicating the start timing of the training symbol.
  • the frame reception detection signal is applied to the training period symbol clock generation unit 86.
  • the training period symbol clock generator 86 generates a training clock signal corresponding to each training symbol.
  • the training clock signal is applied to the baseband reception IQ signal holding unit 81, and the baseband reception IQ signal holding unit 81 uses the training clock signal to provide information on the baseband reception IQ signal that is an estimated value of the complex transfer function. Hold.
  • the training clock signal is also applied to the training count unit 74, and the training counter unit 74 outputs training counter information that is a count value of the received number of training symbols.
  • the training counter information is applied to the optimum weight update signal generator 85.
  • the optimum weight update signal generation unit 66 is a pulse signal that becomes “1” only for a predetermined time, for example, 1 us when the counter value reaches the maximum number of antennas of each antenna group, for example, and “0” otherwise.
  • the optimum weight update signal is output.
  • the optimum weight update signal is applied to the optimum weight determination unit 84.
  • the baseband reception IQ signal held by the baseband reception IQ signal holding unit 81 is also applied to the optimum weight determination unit 84.
  • the optimum weight determining unit 84 obtains and determines the optimum weight by performing, for example, Hadamard transform on the baseband received IQ signal at the timing of the pulse signal of the optimum weight update signal and further performing complex conjugate processing.
  • the optimum complex weights W Ak1 (B), W Ak2 (B),..., W AkM (B) are output to the weight generation unit 62 during training.
  • Training counter information from the training counter unit is applied to the training weight generation unit 62.
  • the training-time weight generation unit 62 sets each of the optimum complex weights W Ak1 (B), W Ak2 (B),..., W AkM (B).
  • Each of the complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) for training is obtained by multiplying each component of a predetermined column vector of the Hadamard matrix determined by the training counter information. Output as W Aki (TR). If the training counter information does not indicate that training is in progress, the above complex weights W Ak1 (B), W Ak2 (B),..., W AkM (B) are used for training complex weights. W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) are output as W Aki (TR). This is because the complex weight obtained by the most recent training in the past is considered to be almost optimal.
  • the phase shifter control unit 60 includes a non-beamforming weight generation unit 61, a training weight generation unit 62, and a weight selection unit 63.
  • the non-beamforming weight generation unit 61 and the training weight generation unit 62 function as “initial diversity diversity combination information generation unit” and “training diversity combination information generation unit”, respectively.
  • the optimum weight determining unit 84 it also functions as “diversity synthesis information optimum value generating means”.
  • the counterpart wireless communication apparatus In order to pull the complex weight from the completely initial state to the optimum value of the complex weight, it is necessary to first receive a frame including a training signal from the counterpart wireless communication apparatus. However, from the beginning, it is not always possible to receive a frame including a training signal transmitted by the counterpart wireless communication device. Therefore, even in a completely initial state, the counterpart wireless communication apparatus can receive a frame including a training signal transmitted by the own wireless communication apparatus. This is because the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM are set so as to be different from each other in each training symbol and a training signal is transmitted, and the counterpart wireless communication apparatus can receive any training symbol. This can be realized.
  • the non-beam forming weight generation unit 61 generates such complex weights W Ak1 (NB), W Ak2 (NB),..., W AkM (NB) at the time of non-beam forming.
  • the complex weights W Ak1 , W Ak2 ,..., W AkM when transmitting this training signal are arbitrary, but are preferably changed for each training symbol.
  • an M-bit counter is operated with a symbol clock, and the M counter values are set as complex weights W Ak1 and W Ak2. ,..., W AkM may be used.
  • W Ak1, W Ak2, ⁇ , W AkM different complex weight W Ak1, W Ak2, ⁇ , W AkM can be used, it is possible to reliably perform the initial beamforming.
  • the beamforming effective flag generation unit 75 receives a predetermined number of training symbols, and outputs a beamforming effective flag to the weight selection unit 63 indicating that the optimum weight has been determined.
  • the beam forming effective flag is generated based on the training counter information from the training counter unit 74.
  • the beam forming valid flag is “invalid” (for example, “0”) in the initial state, but becomes “valid” (for example, “1”) when a frame is received a predetermined number of times, for example, several times. In addition, when a frame cannot be received within a predetermined period, for example, 100 ms, the beam forming valid flag may be set to “invalid”.
  • the weight selection unit 63 selects the complex weights W Ak1 (NB), W Ak2 (NB),..., W AkM (NB) from the non-training weight generation unit 61 when the beamforming valid flag is invalid. When the beam forming valid flag is valid, the complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) from the training weight generation unit 62 are selected.
  • the weight selection unit 63 selects complex weights W Ak1 (NB), W Ak2 (NB),..., W AkM (NB) until a predetermined number of frames are received.
  • Complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) are selected.
  • the held complex weights W Ak1 (TR), W Ak2 (TR),..., W AkM (TR) are read and given to the weight processing unit.
  • FIG. 30 is an example of a transmission sequence including bidirectional training in such a case.
  • the first training packet is transmitted from the base station (AP) side.
  • the training packet includes a training signal including a training field TF and a plurality of training symbols TS1 to TSM.
  • the training field TF is used in general radio packet transmission, and is composed of a known signal pattern.
  • operations such as AGC operation, timing synchronization, and carrier frequency offset compensation are performed using this.
  • a training signal including a number of training symbols TS1 to TSM corresponding to the maximum number of antennas of each antenna group on the terminal (STA) side is transmitted.
  • the STA Upon receiving this training packet, the STA immediately transmits a training packet to the AP. It is desirable that the time interval between the first training packet and the second training packet is several hundreds of us or less. For example, when this technology is applied to a wireless system such as IEEE802.11, it is desirable that the entire series of bidirectional transmissions be a single sequence and all packet intervals be SIFS.
  • the first training packet is received at the STA, the complex weight of each antenna on the STA side is almost optimized. Further, when the second training packet is received by the AP, the complex weight of each antenna on the AP side is almost optimized.
  • PHY payload transmission is performed from the AP to the STA, and finally an ACK packet is transmitted from the STA to the AP.
  • a transmission sequence can be realized by adding a training signal composed of a plurality of training symbols TS1 to TSM to RTS and CTS in a transmission sequence using RTS / CTS in IEEE802.11. Since the time length of such a series of transmission sequences is usually several milliseconds or less, even when the STA moves at high speed and the radio wave propagation environment fluctuates, the fading frequency is usually several tens Hz or less. Since the fluctuation of the radio wave propagation environment in the transmission sequence can be ignored, an almost optimal wireless transmission path can be realized.
  • the training signal is transmitted only once. Even in this case, a substantially optimal wireless transmission path can be formed, but in order to further optimize the transmission path, a plurality of bidirectional training signal transmissions as shown in FIG. 31 may be performed.
  • FIG. 30 or FIG. 31 when an error occurs in packet reception of either AP or STA as in the transmission sequence using RTS / CTS in IEEE802.11, the transmission sequence is interrupted by reception of the packet. May be. Further, for example, when an error occurs in receiving the first training packet at the STA, the AP may retransmit the packet after changing the phase shift setting in each antenna of each antenna group. . Note that training using such a transmission sequence is applicable not only to the third embodiment of the present invention but also to the first embodiment and the second embodiment of the present invention.
  • each antenna group includes two antennas. These antennas are A 1 , A 2 , B 1 , B 2, and the complex weights multiplied by the signals of the antennas A 1 , A 2 , B 1 , B 2 are respectively W A1 , W A2 , W B1 , W Let B2 .
  • the transfer functions between the antennas A 1 and A 2 and the antennas B 1 and B 2 are H A1B1 , H A1B2 , H A2B1 and H A2B2 , respectively , and the radio transmission path between the radio communication device A and the radio communication device B is flat. If it is a fading environment, the transfer functions H A1B1 , H A1B2 , H A2B1 , and H A2B2 are complex numbers and can be expressed by vectors.
  • FIG. 32 shows an example of the transfer functions H A1B1 , H A1B2 , H A2B1 and H A2B2 .
  • Each antenna A 1, A 2, B 1 , B multiplier which is connected to 2 the antenna A 1, A 2, B 1, respectively complex weight W to the received signal from B 2 A1, W A2, W Multiply B1 and WB2 .
  • the complex weight for multiplying the transmission signal during transmission is basically the same as the complex weight for multiplying the reception signal during reception. However, strictly speaking, correction is necessary due to the difference between the transmission system and the reception system in bidirectional transmission.
  • the signal distributor / synthesizer outputs a signal obtained by dividing the transmission signals S A and S B energetically into two multipliers at the time of transmission, and synthesizes the output signals from the two multipliers (vector addition) at the time of reception. ) Is output as received signals R A and R B.
  • S A / W A1 / ⁇ 2 and S A / W A2 / ⁇ 2 are obtained from the antennas A 1 and A 2 of the wireless communication device A, respectively. Sent. These signals are received by the antennas B 1 and B 2 of the wireless communication apparatus B.
  • the received signals of the antennas B 1 and B 2 are S A ⁇ (W A1 ⁇ H A1B1 + W A2 ⁇ H A2B1 ) / ⁇ 2, S A ⁇ (W A1 ⁇ H A1B2 + W A2 ⁇ H A2B2 ) / ⁇ 2
  • the received signal R B is generated by adding. Received signal R B is represented by the formula (14).
  • S B ⁇ W B1 / ⁇ 2 and S B ⁇ W B2 / ⁇ 2 are transmitted from the antennas B 1 and B 2 of the wireless communication apparatus B, respectively. These signals are received by the antennas A 1 and A 2 of the wireless communication apparatus A.
  • the received signals of the antennas A 1 and A 2 are S B ⁇ (W B1 ⁇ H A1B1 + W B2 ⁇ H A1B2 ) / ⁇ 2, S B ⁇ (W B1 ⁇ H A2B1 + W B2 ⁇ H A2B2 ) / ⁇ 2
  • Received signal R A is represented by the formula (15) is the same as the received signal R B.
  • the state in which the complex weights W A1 , W A2 , W B1 , and W B2 are optimal is a state in which the levels of the received signals R A and R B are maximized and the MIMO gain is maximized.
  • the amplitude of each complex weight W A1, W A2, W B1 , W B2 when is proportional to the amplitude of the received signal of each antenna becomes the maximum ratio combining, the amplitude of each complex weight W A1, W A2, W B1 , W B2 If it is a constant value, for example, 1, equal gain synthesis is performed.
  • each component is referred to as an elementary wave S AiBj .
  • Each elementary wave S AiBj includes three complex numbers: a transfer function H AiBj between the transmitting antenna A i and the receiving antenna B j , a complex weight W Ai corresponding to the transmitting antenna A i , and a complex weight W Bj corresponding to the receiving antenna B j. It is expressed by the product of
  • Each elementary wave S AiBj is a vector quantity. By making the directions of (M ⁇ N) elementary waves S AiBj the same, the levels of the received signals R A and R B can be maximized, and the complex weight at that time W A1 , W A2 , W B1 , W B2 are optimal.
  • FIG. 33 shows the update of the elementary wave S AiBj
  • FIG. 34 shows the update of the received signal R X (X is A or B).
  • Figure 34 shows the phase of the received signal R X of each antenna in theta X.
  • the transfer function H AiBj is always constant and does not change with time.
  • the elementary wave S AiBj in the initial state is S AiBj (0), and the elementary wave S AiBj after updating the complex weight k times (k is an integer of 1 or more) is S AiBj (k). Further, the received signal R X in the initial state is set to R X (0), and the received signal R X after updating the complex weight k times (k is an integer of 1 or more) is set to R X (k). Although the complex weight is updated only on the receiving side, the elementary wave S AiBj includes both the complex weights W A1 , W A2 , W B1 , and W B2 of the wireless communication apparatuses A and B. S AiBj is updated each time transmission is performed, regardless of the direction of transmission.
  • the received signals R A and R B are signals obtained by diversity combining the received signals from the two antennas of the receiving-side wireless communication device. Each time the elementary wave S AiBj is updated, each antenna A 1 , A 2 is updated. , B 1 , B 2 received signals R A1 , R A2 , R B1 , R B2 are also updated. For this reason, the value of k is updated every time transmission is performed regardless of the direction of transmission.
  • FIG. 33A shows the elementary wave S AiBj (0) in the initial state. Since the complex weights W A1 , W A2 , W B1 , and W B2 in the initial state are all 1, the elementary wave S AiBj (0) matches the transfer function H AiBj in FIG.
  • FIG. 34 (a) shows received signals R B1 (0), R by the antennas B 1 , B 2 of the wireless communication device B when transmission from the wireless communication device A to the wireless communication device B is performed in the initial state.
  • B2 (0) is shown.
  • the reception signal R B1 (0) from the antenna B 1 is a composite signal of two elementary waves S A1B1 (0) and S A2B1 (0)
  • the reception signal R B2 (0) from the antenna B 2 is two elementary signals. This is a composite signal of the waves S A1B2 (0) and S A2B2 (0).
  • diversity combining is performed by performing phase shift processing for the two received signals R B1 (0) and R B2 (0) so that the direction of the vector is directed to the I axis.
  • the vector of the received signal R B1 (0) is rotated by ⁇ B1 (0) ( ⁇ B1 (0) is positive), and the vector of the received signal R B2 (0) is ⁇ B2 (0) ( ⁇ Diversity combining is performed by rotating only B2 (0) is negative.
  • This process corresponds to setting the complex weights W B1 and W B2 to exp ⁇ j ⁇ B1 (0) ⁇ and exp ⁇ j ⁇ B2 (0) ⁇ , respectively.
  • the elementary waves S A1B1 (0) and S A2B1 (0) rotate by - ⁇ B1 (0)
  • the elementary waves S A1B2 (0) and S A2B2 (0) rotate by - ⁇ B2 (0).
  • FIG. 33 (b) shows this state.
  • the complex weight of the wireless communication device A is updated.
  • the elementary wave S AiBj becomes the elementary wave S AiBj (1) (FIG. 33 ( Updated to b)).
  • Transmission from the wireless communication device B to the wireless communication device A is performed using the elementary wave S AiBj (1).
  • FIG. 34 (b) shows received signals R A1 (1) and R A2 (1) by the antennas A 1 and A 2 of the wireless communication apparatus A at this time.
  • the received signal R A1 (1) from the antenna A 1 is a composite signal of two elementary waves S A1B1 (1) and S A1B2 (1)
  • the received signal R A2 (1) from the antenna A 2 is 2 This is a composite signal of two elementary waves S A2B1 (1) and S A2B2 (1).
  • diversity combining is performed by performing phase shift processing for the two received signals R A1 (1) and R A2 (1) so that the direction of the vector is directed to the I axis. That is, diversity combining is performed by rotating the vector of the received signal R A1 (1) by ⁇ A1 (1) and rotating the vector of the received signal R A2 (1) by ⁇ A2 (1).
  • This process corresponds to setting the complex weights W A1 and W A2 to exp ⁇ j ⁇ A1 (1) ⁇ and exp ⁇ j ⁇ A2 (1) ⁇ , respectively.
  • the elementary waves S A1B1 (1) and S A1B2 (1) rotate by - ⁇ A1 (2)
  • the elementary waves S A2B1 (1) and S A2B2 (1) rotate by - ⁇ A2 (2).
  • FIG. 34 (c) shows this state.
  • each elementary wave S AiBj becomes the I axis. You can see that they are aligned in a direction close to. If the complex weights are successively updated by repeatedly performing bidirectional transmission, the direction of each elementary wave S AiBj can be made closer to the I axis. However, since there are only (M + N) controllable phases for (M ⁇ N) number of elementary waves S AiBj , in general, all the elementary waves S AiBj are oriented in the direction of the I axis. Cannot match exactly. In the present invention, as a result, a state where the directions of the elementary waves S AiBj are the same or close to each other is obtained through bidirectional training.
  • an eigenvector having the maximum eigenvalue in the correlation matrix of the transmission path matrix may be a complex weight.
  • the present invention finds the optimum value of the complex weight as a result through bidirectional training signal transmission. Reception level information is used as an index at this time.
  • (M ⁇ N) elementary waves S AiBj exist, the number of phase shifts that can be controlled is only (M + N). This can be done only in a special case where the transmission line matrix satisfies a specific condition.
  • the wireless communication devices A and B can find the optimum values of the complex weights using the reception level information in bidirectional transmission as an index.
  • the above-described model configuration is generalized so that the wireless communication device A has M antennas and the wireless communication device B has N antennas.
  • the power of the received signal (reception level information) in the transmission between the wireless communication devices A and B is obtained by a mathematical formula.
  • a transmission line matrix H AB in transmission from the wireless communication apparatus A to the wireless communication apparatus B is expressed by Expression (16).
  • h i, j is a complex number and represents a transfer function between the antenna A j of the wireless communication apparatus A and the antenna B i of the wireless communication apparatus B.
  • the wireless communication device A, the complex weights W A in B, W B, respectively, formula (17) is expressed by (18).
  • X T represents a transpose matrix of the matrix X.
  • the transmission signal input to the signal distribution / combination unit of the wireless communication device A is defined as S AB and output from the signal distribution / combination unit of the wireless communication device B Assuming that the received signal is R AB , Equation (19) is established.
  • N B represents thermal noise in each of the antennas B 1 to B N of the wireless communication apparatus B.
  • E [X] represents an ensemble average of X.
  • Equation (19) represents the complex conjugate transpose of X.
  • P S is the average transmission power in the radio communication apparatus A, the formula (22). Further, the average noise power in each antenna B 1 ⁇ B N of the wireless communication device B is assumed to be the same, and this as P N. That is, equation (23) holds.
  • I N represents the unit matrix N dimensions.
  • N A represents thermal noise in each of the antennas A 1 to A M of the wireless communication apparatus A.
  • Average received signal power P A in the wireless communication device A at this time is expressed by formula (25).
  • the average transmission power in the radio communication apparatus B is assumed to be the same as average transmission power P S in the wireless communication device A. Further, the average noise power in each antenna A 1 ⁇ A M of the radio communication apparatus A is also assumed to be the same as the average noise power P N in each of the antennas B 1 ⁇ B N of the radio communication apparatus B.
  • the average received signal powers P A and P B in the wireless communication apparatuses A and B are expressed by equations (25) and (21), respectively.
  • the condition for maximizing P in Equation (27) can be obtained using Lagrange's undetermined multiplier method. That is, the condition that ⁇ is maximized under the condition that the complex weights W A and W B are both 1 can be obtained by using the Lagrange multiplier method.
  • Equation (28) the function U (W A , W B , ⁇ A , ⁇ B ) is defined by Equation (28).
  • X * represents the complex conjugate of X.
  • equation (32) Since ⁇ A and ⁇ B are equal, ⁇ A and ⁇ B are both expressed as ⁇ below.
  • equation (33) Substituting equation (33) into equation (31) yields equation (34).
  • W X (k) (X is A or B) represents the complex weight when the number of complex weight updates in the wireless communication apparatus X is k times.
  • Expression (37) represents the complex weight update operation in the wireless communication apparatus B in transmission from the wireless communication apparatus A to the wireless communication apparatus B.
  • Expression (38) represents the wireless communication apparatus from the wireless communication apparatus B to the wireless communication apparatus.
  • 3 illustrates a complex weight update operation in the wireless communication apparatus A in transmission to A.
  • Equation (37) is updated in training transmission from the wireless communication device A to the wireless communication device B.
  • value of k in the equation (38) is updated in training transmission from the wireless communication device B to the wireless communication device A.
  • Equations (37) and (38) are obtained when the frames including the transmission signals S AB and S BA equal to 1 or symbols included in the extended preamble are received by the antennas A 1 to A M and B 1 to B N , respectively.
  • the initial value of the complex weight for example, a vector represented by the equations (39) and (40) in which all the elements have the same size and all the elements face the I-axis direction can be used. .
  • Expression (30) represents that the eigenvector of the M-order square matrix [H AB T ⁇ W B ⁇ W B H ⁇ H AB * ] is W A * .
  • Expression (31) represents that the eigenvector of the N-order square matrix [H AB ⁇ W A ⁇ W A H ⁇ H AB H ] is W B * .
  • equations (41) and (42) the algorithms of equations (37) and (38) can be expressed by equations (43) and (44).
  • equations (49) and (50) are established from equations (41) and (42).
  • the complex weights W A and W B are eigenvectors of the correlation matrices [H AB H ⁇ H AB ] and [H AB * ⁇ H AB T ], respectively. Further, since the complex weights W A and W B also satisfy the condition of Expression (25), it can be seen that they are eigenvectors for the maximum eigenvalue.
  • the maximum number of eigenvectors satisfying equations (49) and (50) is M and N, respectively, but the complex weights W A and W B expressed by equations (47) and (48) are [H AB H ⁇ H AB ] k ⁇ W A (0), [H AB * ⁇ H AB T ] k ⁇ W B (0) is the eigenvector for the maximum eigenvalue. It can be seen that the eigenvector converges.
  • the optimum complex weights W A and W B can be obtained by an asymptotic algorithm that determines the complex weight on the receiving side so that the average received power becomes maximum.
  • Equations (16) to (50) the optimum value of the complex weight for the signal of each antenna of the wireless communication devices A and B can be found in the above model configuration. Furthermore, it will be explained using mathematical formulas that the optimum value of the complex weight for each antenna signal can be found even when the conventional MIMO technology is used together.
  • FIG. 35 is a block diagram illustrating a model configuration of a wireless communication system including a plurality of antenna groups.
  • the wireless communication device A antenna groups A 1, A 2, .., equipped with A m, each antenna groups A 1, A 2, .., respectively A m, M 1, M 2 , .., M m -number of antennas Is provided.
  • the radio communication apparatus B, antenna groups B 1, B 2, .., includes a B n, each antenna group B 1, B 2, .., each B n is, N 1, N 2, .. , N n pieces Equipped with an antenna.
  • the MIMO transmission / reception units A ′ and B ′ perform weight processing on signals for each antenna group, and each antenna group illustrated performs weight processing on the signals of each antenna of each antenna group. In each antenna group, optimization of complex weights is performed independently. Hierarchical MIMO is realized by the weight processing of both.
  • HAB transmission path matrix
  • the complex weights V A and V B in the MIMO transmission / reception units A ′ and B ′ are expressed by the equations (52) and (53), respectively, which are determined by what transmission is performed using the MIMO technology. .
  • the complex weights V A and V B in radio transmission from the radio communication terminal A to the radio communication terminal B can be determined, for example, as in the following (Example 1) to (Example 3). (Example 1) Multi-stream transmission when the transmission line matrix is unknown on the transmission side
  • baseband modulated signals corresponding to different data sequences are input as they are to the corresponding transmitters, converted into RF signals and transmitted (direct mapping). That is, the complex weight V A is represented by the equation (54).
  • the channel matrix H n, m is estimated in training, and using this result, a complex weight V Bp (p is a natural number equal to or less than P. P is the number of multi-streams) for each data series See 55).
  • Example 2 Multi-stream transmission using eigenbeams when the transmission path matrix is known on the transmission side
  • the transmission path matrix H n, m is estimated in training, and the complex weight V Bqr (q is a natural number equal to or less than Q.
  • Q is the number of spatial mappings.
  • R is a natural number less than or equal to R.
  • R is the code length of the block code), which is obtained by Equation (59).
  • complex weight W Bj for each antenna constituting the complex weight W Ak and antenna group B j for each antennas constituting the antenna group A k is expressed by the equation (60), (61) .
  • N Bj is an N j -th order column vector representing thermal noise in each antenna constituting the antenna group B j , and is represented by Expression (66).
  • Equation (67) is obtained by substituting Equation (63) and Equation (64) into Equation (65).
  • equation (68) when receiving the transmission signal from antenna group A k at antenna group B j, when the N j following column vector representing the received wave component at each antenna, and R AkBj, equation (68) holds.
  • the received signal R Bj synthesized by the antenna group B j is expressed by Expression (70).
  • Equation (73) is obtained by substituting Equation (72) into Equation (71).
  • training signals are alternately transmitted between the wireless communication device A and the wireless communication device B.
  • This Bi-directional training transmission and sequentially updates the complex weight W Bj of each antenna constituting the complex weight W Ak and antenna group B j of each antenna constituting the antenna group A k, optimized. This sequential optimization is performed in the radio communication device on the training signal receiving side, and the updated complex weight is used in subsequent transmissions.
  • the complex weight that maximizes the reception level is the complex conjugate of the received signal at each antenna or its complex when a signal equivalent to “1” on the IQ plane is transmitted. It is generally known that it becomes a constant multiple (complex number). However, the noise power in each antenna branch is assumed to be the same.
  • U is a natural number.
  • a model is considered in which the number of antenna groups in radio communication apparatus A and radio communication apparatus B is both 1, and the number of antennas constituting each antenna group is M and N, respectively.
  • the number of antenna groups is one.
  • the complex weights W Bj (u) and W Ak (u) converge to the optimal complex weight by the training operation, and a reception level equal to the maximum eigenvalue of the M ⁇ N-order transmission line matrix can be realized. Show.
  • the optimal complex weights W Bj (u) and W It shows convergence to Ak (u).
  • the SISO transmission / reception units A ′ and B ′ perform training as described above. It is assumed that direct mapping is performed. That is, equation (77) is assumed to hold.
  • the average received signal power P B in the wireless communication device B at this time is expressed by Expression (79).
  • E [X] represents an ensemble average of X.
  • Equation (80) is obtained by substituting Equation (78) into Equation (79).
  • the average noise power in each antenna of the radio communication apparatus B is assumed to be identical, and this as P N. That is, it holds the equation (81), where, I N is the identity matrix of N dimensions.
  • N A represents the thermal noise at each antenna of the radio communication apparatus A.
  • Average received signal power P A in the wireless communication device A at this time is expressed by formula (83).
  • the average noise power in each antenna of the wireless communication device A is assumed to be the same as the average noise power P N of each antenna of the radio communication apparatus B.
  • equation (84) equations (80) and (83) can be consolidated into equation (85).
  • the condition for maximizing P in equation (85) can be obtained using Lagrange's undetermined multiplier method. That is, the condition that ⁇ 1,1 is maximized under the condition that both W A1 and W B1 are 1 can be obtained using the Lagrange multiplier method.
  • equation (90) is obtained. Therefore, ⁇ A _ 1,1 and ⁇ B _ 1,1 are both expressed as ⁇ 1,1 below.
  • R B0 in the transmission of the training signal from the wireless communication device A to the wireless communication device B, if the vector composed of the received signals at each of the N antennas provided in the wireless communication device B is R B0 , R B0 can be expressed as 91).
  • Equation (92) is obtained by substituting Equation (91) into Equation (90).
  • R A0 a vector composed of received signals at each of the M antennas included in the wireless communication device A
  • Equation (94) is obtained by substituting Equation (93) into Equation (88).
  • V X (u) (where X is A or B represents the complex weight when the number of updates of the complex weight in the wireless communication apparatus X is u.
  • Expression (95) Represents the update operation of the complex weight in the wireless communication device B in the training signal transmission from the wireless communication device A to the wireless communication device B, and the equation (96) is from the wireless communication device B to the wireless communication device A.
  • 3 represents the update operation of the complex weight in the wireless communication apparatus A in the training signal transmission.
  • Equations (95) and (96) are the maximum ratio combining for the received signal at each antenna of the training sequence included in the training packet or packet preamble, etc., where the transmission signal is 1, at the receiving-side radio communication device Represents the operation of sequentially updating the complex weights so that
  • equations (82) and (83) can be used as the initial value of the complex weight.
  • Expressions (97) and (98) represent vectors in which all elements have the same size and all elements face the I-axis direction.
  • Equation (88) represents that the eigenvector of the M-order square matrix [H 1,1 T ⁇ W B1 ⁇ W B1 H ⁇ H 1,1 * ] is W A1 *
  • Equation (89) is indicates that eigenvectors of the N-th square matrix [H 1,1 ⁇ W A1 ⁇ W A1 H ⁇ H 1,1 H] is a W B1 *.
  • equations (99) and (100) the algorithms of equations (95) and (96) are expressed by equations (101) and (102).
  • equations (107) and (108) hold from equations (99) and (100).
  • the complex weights W A1 and W B1 are eigenvectors of the correlation matrices [H 1,1 H ⁇ H 1,1 ] and [H 1,1 * ⁇ H 1,1 T ], respectively. It turns out that it is. Furthermore, since complex weights W A1 and W B1 also satisfy the condition of equation (87), it can be seen that they are eigenvectors for the maximum eigenvalue. That is, there are a maximum of M and N eigenvectors satisfying equations (107) and (108), respectively, but the complex weights represented by equations (105) and (106) are eigenvectors for the maximum eigenvalues therein. is there.
  • the complex weights W B1 (u) and W A1 (u) obtained by the training operation converge to the optimum complex weight and the optimum complex weight. It can be seen that a reception level equal to the maximum eigenvalue of the M ⁇ N-order transmission path matrix can be realized.
  • Equations (109) and (110) are obtained by substituting Equations (91) and (92) into Equations (102) and (101), respectively.
  • Equations (75) and (76) Comparing Equations (75) and (76) with Equations (109) and (110), when the conditions of Equations (111) and (112) are satisfied, the number of transmit / receive antenna groups is 1 for both M ⁇ N configurations. It can be seen that the same complex weight as the optimum complex weight in the case of is obtained even in the case of hierarchical MIMO with an M ⁇ N configuration.
  • reception equal to the maximum eigenvalue of the M ⁇ N-order transmission path matrix is the same as when the number of antenna groups for transmission and reception is both 1. It can be seen that the level can be realized.
  • eigenbeam transmission corresponding to the maximum eigenvalue of the transmission path matrix can be realized in hierarchical MIMO.
  • eigenbeam transmission corresponding to the maximum eigenvalue can be realized for each antenna group by adopting hierarchical MIMO even in multistream transmission by MIMO.
  • R AkBj is an N j -th order column vector representing a received wave component at each antenna when the transmission signal from antenna group A k is received by antenna group B j .
  • W Bj T ⁇ R AkBj represents a combined signal of the received signals at the N j antennas constituting the antenna group B j .
  • the complex weight obtained by the training operation is expressed by Expression (114).
  • the first training sequence is transmitted from which wireless communication device.
  • the number of training signal transmissions required to form an optimum eigen beam differs depending on the type of the beam.
  • FIG. 37 shows that the base station (AP) side wireless communication apparatus does not obtain the optimum complex weight, but the terminal (STA) side wireless communication apparatus obtains the optimum complex weight.
  • the improvement of the number of training signal transmissions and the reception level distribution when the (AP) side performs the first training signal transmission is shown.
  • the number of training signal transmissions is one, that is, one round-trip training signal transmission has a degradation of about 4 dB compared to the optimum eigenbeam transmission. It can be seen that it can be realized.
  • FIG. 38 shows the improvement of the number of training signal transmissions and the reception level distribution when the terminal (STA) side performs the first training signal transmission.
  • STA terminal
  • a wireless communication device that has obtained an optimal complex weight for training signal transmission, for example, the terminal (STA) side performs the first training signal transmission, so that the training signal transmission can be performed almost in one round.
  • Optimal eigenbeam transmission can be realized.
  • almost optimal eigenbeam transmission can be realized by training signal transmission in a very short time, so that the communication area can be greatly expanded even in a high-speed fading environment.
  • eigenbeam transmission corresponding to the maximum eigenvalue is realized only by optimizing the reception state of a signal obtained by synthesizing the reception signals from a plurality of antennas in training signal transmission without obtaining information on the transmission path matrix. It can be realized by RF band processing.
  • a receiver is provided for each antenna on the receiving side, and reception signal synthesis is performed by baseband processing. For this reason, since the reception level at each antenna is not sufficiently high, burst detection, that is, arrival of a received signal may not be detected in the peripheral portion of the communication area.
  • FIG. 39 compares the improvement of the reception level in the burst detection when the received signal is synthesized by baseband processing and the received signal is synthesized by RF band processing, as in normal eigenbeam transmission. Show.
  • the reception level improvement in burst detection is about 12 dB lower than that of ideal MIMO transmission.
  • the present invention is realized by RF band processing, the amount of degradation from ideal MIMO transmission is about 2 dB.
  • the cause of this 2 dB degradation is due to the realization of complex weight processing by a phase shifter.
  • the conventional method or apparatus for realizing eigenbeam transmission with baseband processing provides a large MIMO gain in an area where burst detection is possible, thereby enabling high-speed transmission using, for example, multilevel QAM It becomes.
  • the improvement amount in the communication area is about 12 dB smaller than the MIMO gain.
  • the improvement amount in the communication area is equal to the MIMO gain. That is, according to the present invention, it is possible to achieve a significant improvement in the communication area due to the MIMO gain.
  • the multiplier of the weight processing unit is not limited to a 1-bit phase shifter or a 2-bit phase shifter, and any weighting unit may be used as long as it performs weighting in diversity combining, and a phase shifter of 2 bits or more can also be used. . If a phase shifter of 2 bits or more is used, the complex weight can be changed more finely, so finer diversity control can be performed.
  • the training signal is used for measuring the reception level information, and any signal may be used as long as it can measure the reception level information when diversity reception is performed.
  • any signal may be used as long as it can measure the reception level information when diversity reception is performed.
  • only the preamble in the header of the data frame or a plurality of symbols included in the extended preamble may be used as a training signal, and may not be specially prepared for training.
  • the time length is better.
  • the optimum value of the complex weight for the signal of each antenna can be determined with (number of antennas of the own wireless communication apparatus + 1) symbols in the shortest time.
  • the reception level information can also be obtained at that stage by converting the frequency of the RF training signal into an IF signal.
  • FIG. 40 shows an IEEE802.11n antenna selection training sequence.
  • the time length of this training sequence is 184 ⁇ s.
  • the fading frequency is at most 100 Hz, and the state of the transmission path can be considered to be almost constant during 184 ⁇ s. Therefore, this training sequence can be used in the training of the present invention. Of course, it is not limited to this.
  • the M frames for M antennas do not have to be in a single training sequence. For example, if there are four receive antennas, two antennas are optimized in one training sequence, one more antenna is optimized in the next training sequence, and the remaining one in the next training sequence. It is also possible to optimize the antenna.
  • the ACK can be detected to obtain training counter information.
  • the present invention can be used for, for example, vehicle-to-vehicle communication or vehicle-pedestrian communication.
  • the present invention is not limited to this, and it can also be used in, for example, a portable terminal for wireless communication.
  • the scope of application of the present invention is not necessarily limited to mobile communication, and can be applied to any autonomous distributed communication system that employs a multiple access scheme.
  • training signal generation unit 50,82 ... reception level holding unit, 51 ... reception level information comparison unit, 52 ... holding maximum reception level within training period , 60... Phase shifter control unit, 61... Non-beam forming weight generation unit, 62... Training weight generation unit, 63... Weight selection unit, 70. ... Frame reception detection unit, 72 ... Frame end detection unit, 73 ⁇ Sequence end detection unit, 74 ... Training count unit, 75 ... Beamforming effective flag generation unit, 80 ... Training reception information holding unit, 81 ... Baseband reception IQ signal holding unit, 84 ..Optimal weight determination unit, 85 ... Optimal weight update signal generation unit, 101 ... Signal synthesis unit, 102 ... Stream distribution unit, 103-1 to 103-K ...

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Abstract

　簡易な構成で、高スループットのブロードバンド無線環境の面展開を可能にすること。　無線通信装置A,B間での双方向のトレーニング信号伝送を通じて、各無線通信装置A,Bにおいて、アンテナ群A１,A２,・・・,AＰ毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための複素ウエイトを決定する。これにより決定された複素ウエイトを各アンテナ群A１,A２,・・・,AＰの各アンテナの信号に対して設定する。また、MIMO無線通信部A',B'は、MIMO技術を用いて各アンテナ群A１,A２,・・・,AＰからの信号に空間マッピング処理を実施する。これにより、階層化MIMOにおいて、最適なウエイト処理を施して送受信の通信エリアを拡大できる。

Description

マルチアンテナを用いた無線通信方法、無線通信システムおよび無線通信装置
　本発明は、マルチアンテナを用いた無線通信方法、無線通信システムおよび無線通信装置に関し、特に、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信方法、無線通信システムおよび無線通信装置に関する。
　半導体プロセスルールの微細化により複数の送受信系統の1チップ化が可能となってきたこともあり、ブロードバンド無線通信の分野では、伝送容量の増大や信頼性の向上を目的として、MIMO技術を導入したシステムが一般化しつつある。例えば、家庭やオフィスにおいて普及が進んでいる無線LANは、現状ではOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術をベースとしたIEEE802.11aあるいはIEEE802.11gに準拠したシステムが主流であるが、MIMO技術を導入した新しい標準であるIEEE802.11nの策定も進められている。最近では、IEEE802.11nのドラフトに準拠したMIMO技術を搭載した製品のリリースも始まっている。IEEE802.11nのドラフトは、非特許文献１に記載されている。
　また、近々、サービスインが予定される2.5GHz帯広帯域移動アクセスシステムで採用予定のモバイルWiMAXあるいは次世代PHSなどの標準規格においても、MIMO技術の導入が考えられている。これについては非特許文献２に記載されている。
　さらに、携帯電話システムにおいても、ブロードバンドサービスに対応するスーパー3G(NTTドコモの次世代携帯電話システムの名称)あるいはウルトラ3G(KDDIの次世代携帯電話システムの名称)以降では、MIMO技術が導入される見通しとなっている。このように、ブロードバンド無線通信が普及するにつれてMIMO技術は急速に広まる見通しである。これは、MIMO技術を用いると、空間多重により高スループット化が実現できると同時に、送受信ダイバーシチによる高信頼の無線通信が実現できるためである。
　情報理論によれば、シャノンの定理よりSISO(Single Input Single Output)の通信容量を大きくしようとすると、所要S/Nが非常に大きくなるため、QAMの多値化による高速化には限界がある。MIMO伝送によると、ある程度のS/Nが確保できる領域では、SISOと比較して通信容量を大幅に増大できる。図４１は、MIMO伝送による通信容量の増大効果を示す図である。同図において、実線、破線、一点鎖線はそれぞれ、送受信アンテナ数4×4、2×2、1×1の場合のシャノンの通信容量を示している。
　MIMO技術による通信容量の増大は、マルチストリーム伝送、すなわち、同一場所、同一周波数において、複数の独立したデータ系列を同時伝送することにより実現される。
　マルチストリーム伝送を行う方法には、受信側において擬似逆行列等の手法を用いて送信データ系列を推定する方法と、伝送路行列における複数固有ベクトルの直交性を利用して固有ビーム伝送を行う方法の2通りがある。なお、後者においては送受信間での伝送路行列の情報の共有が必要となる。
　MIMO技術では、マルチストリーム伝送以外に、送受信ダイバーシチを行うことが可能であり、S/Nが劣悪な環境下では送受信ダイバーシチを用いた方が通信容量を、より大きくできることが知られている。
　送信側において伝送路行列の情報が既知の場合には、この情報を用いて送信ダイバーシチを行うことができる。また、送信側で伝送路行列が未知の場合でも、時空間符号を用いることにより送信ダイバーシチを行うことができる。受信側におけるアンテナ数が伝送ストリーム数よりも大きい場合には、アンテナ選択ダイバーシチあるいはベースバンド処理による等利得合成ダイバーシチ、最大比合成ダイバーシチなどを行うことができる。
　ところで、MIMO技術を導入した無線システムにおいても、ハンドヘルド端末では、消費電力およびバッテリーの問題もあり、現状では1アンテナ構成を用いるのが一般的である。この場合には、マルチストリーム伝送による高速化はできないが、基地局側において、時空間符号を用いた送信ダイバーシチと受信ダイバーシチを適用することにより、基地局とハンドヘルド端末間の無線通信における平均S/Nを改善し、通信容量を増大することができる。
　図４２は、従来のMIMO技術を用いた無線通信システムを示すブロック図である。この無線通信システムでは、無線通信装置Aと無線通信装置Bとの間で双方向の無線通信を行う。
　無線通信装置Aは、P個のアンテナA１,A２,・・・,AＰ、P個の送受信回路13-1,13-2,・・・,13-P、空間マッピング部14、時空間ブロック符号・符号化復号部15、K個のベースバンド(BB)変復調部16-1,16-2,・・・,16-Kおよびストリーム分配・合成部17を備える。ここで、Kは伝送ストリーム数である。また、無線通信装置Bは、Q個のアンテナB１,B２,・・・,BＱ、Q個の送受信回路23-1,23-2,・・・,23-Q、空間マッピング部24、時空間ブロック符号・符号化復号部25、K個のBB変復調部26-1,26-2,・・・,26-Kおよびストリーム分配・合成部27を備える。
　まず、送信側で伝送路行列が未知で、マルチストリーム伝送を行う場合、送信側の無線通信装置、例えば、無線通信装置Aでは、送信データをストリーム分配・合成部17でK個(Kは2以上の自然数)のデータ系列に分割する。分割された各データ系列は、BB変復調部16-1,16-2,・・・,16-Kで変調され、ベースバンド変調信号となる。ベースバンド変調信号は、時空間ブロック符号・符号化復号部15に出力される。この場合、時空間ブロック符号は使用しないので、時空間ブロック符号・符号化復号部15の入力信号は、そのまま空間マッピング部14に出力される。空間マッピング部14では、直接マッピングが適用される。結局、各ベースバンド変調信号は、各送受信回路13-1,13-2,・・・,13-Kに入力され、RF周波数に変換されて、各アンテナA１,A２,・・・,AＫから送信される。なお、P個のアンテナの中から通信状態の良好なK個のアンテナを選択して使用することにより送信ダイバーシチを行うこともできる。例えば、IEEE802.11nにおいては、このアンテナ選択のためのアンテナ選択シーケンスが定義されている。
　受信側の無線通信装置、例えば、無線通信装置Bでは、無線通信装置Aからの送信信号を各アンテナB１,B２,・・・,BＱで受信し、各送受信回路23-1,23-2,・・・,23-Qでベースバンドに周波数変換してベースバンド受信信号とする。空間マッピング部24は、トレーニングにおいて推定した伝送路行列を用いて擬似逆行列等の手法により各データ系列に対応したベースバンド受信信号の推定値を計算し、時空間ブロック符号・符号化復号部25に出力する。この場合、時空間ブロック符号は使用しないので、時空間ブロック符号・符号化復号部25は、入力信号をそのままBB変復調部26-1,26-2,・・・,26-Kに出力する。ここで、Kは伝送ストリーム数である。BB復調部26-1,26-2,・・・,26-Kは、ベースバンド受信信号を復調し、各データ系列に対する復号データを出力する。ストリーム合成部27は、各BB復調部26-1,26-2,・・・,26-Kから出力された復号データを合成して最終的な受信データとして出力する。
　伝送路行列は、例えば、以下のようにしてプリアンブル系列において推定できる。送信側の無線通信装置Aの各アンテナA１,A２,・・・,AＰからアダマール符号等の直交系列Sをプリアンブル系列として送信する。例えば、4アンテナ構成の場合、各アンテナA１,A２,A３,A４からそれぞれ(1,1,1,1),(1,－1,1,－1),(1,1,－1,－1),(1,－1,－1,1)を送信する。受信側も4アンテナ構成とすると、プリアンブル系列に対する各アンテナB１,B２,B３,B４での受信系列BTは、4×4行列となり、伝送路行列Hは、H = T・S－1で計算できる。アダマール符号を使用する場合には、上述の計算は、プリアンブル系列の受信信号に対して加減算を行うだけで実現できる。
　次に、送信側で伝送路行列が既知であり、固有ビームを用いてマルチストリーム伝送を行う場合、無線通信装置Aでは、送信データをストリーム分配・合成部17でK個(Kは2以上の自然数)のデータ系列に分割する。分割された各データ系列は、BB変復調部16-1,16-2,・・・,16-Kで変調され、ベースバンド変調信号となる。ベースバンド変調信号は、時空間ブロック符号・符号化復号部15に出力される。この場合、時空間ブロック符号は使用しないので、時空間ブロック符号・符号化復号部15の入力信号は、そのまま空間マッピング部14に出力される。
　空間マッピング部14は、既知の伝送路行列から計算したK個の固有ベクトルを、各データ系列のベースバンド変調信号に乗算する。例えば、K=2で、4アンテナ構成の場合、2つの固有ベクトルV１(v１１,v１２,v１３,v１４)およびV２(v２１,v２２,v２３,v２４)を事前に計算しておき、2つのベースバンド変調信号m１,m２に対して、アンテナごとにそれぞれv１１・m１＋v２１・m２，v１２・m１＋v２２・m２，v１３・m１＋v２３・m２，v１４・m１＋v２４・m２を計算し、出力する。空間マッピング部14の出力信号は、各送受信回路13-1,13-2,・・・,13-4に入力され、RF周波数に変換されて、各アンテナA１,A２,・・・,A4から送信される。
　無線通信装置Bでは、無線通信装置Aからの送信信号を各アンテナB１,B２,・・・,B4で受信し、各送受信回路23-1,23-2,・・・,23-4でベースバンドに周波数変換してベースバンド受信信号とする。空間マッピング部24は、伝送路行列から計算したK個の固有ベクトルを各データ系列のベースバンド受信信号に乗算する。例えば、K=2で、4アンテナ構成の場合、2つの固有ベクトルV１′(v１１′,v１２′,v１３′,v１４′)およびV２′(v２１′,v２２′,v２３′,v２４′)を事前に計算しておき、4つのベースバンド受信信号r１,r２,r３,r４に対して、v１１′・r１＋v１２′・r２＋v１３′・r３＋v１４′・r４およびv２１′・r１＋v２２′・r２＋v２３′・r３＋v２４′を計算し、時空間ブロック符号・符号化復号部25に出力する。この場合、時空間ブロック符号は使用しないので、時空間ブロック符号・符号化復号部25は、入力信号をそのままBB変復調部26-1,26-2,・・・,26-Kに出力する。
　BB復調部26-1,26-2,・・・,26-Kは、ベースバンド受信信号を復調し、各データ系列に対する復号データを出力する。ストリーム合成部27は、各BB復調部26-1,26-2,・・・,26-Kから出力された復号データを合成して最終的な受信データとして出力する。
　なお、送信側において伝送路行列情報を取得する方法としては、直前に受信した相手端末からの受信信号のプリアンブルを用いて伝送路行列を推定する方法と、相手端末に対して事前にプリアンブルを送信し、相手端末からトレーニングの受信結果あるいはそれから求めた伝送路行列の推定値のフィードバックを受ける方法がある。
　次に、送信側で伝送路行列が未知であり、時空間符号を適用して送信ダイバーシチを行う場合、無線通信装置Aでは、送信データをストリーム分配・合成部17でK個(Kは1以上の自然数)のデータ系列に分割する。だだし、K=1の場合には、送信データがそのままBB変復調部16-1に出力される。分割された各データ系列は、BB変復調部16-1,16-2,・・・,16-Kで変調され、ベースバンド変調信号となる。ベースバンド変調信号は、時空間ブロック符号・符号化復号部15に出力される。
　時空間ブロック符号・符号化復号部15は、mシンボル(mは2以上の自然数)を用いて時空間符号によるブロック符号化を行う。例えば、1ストリームを用いるハンドヘルド端末に対しては、情報シンボル(s０,s１)、アンテナ0送信シンボル(s０,-s１ ＊)、アンテナ1送信シンボル(s１,s０ ＊)として、2アンテナを用いた符号化を行い、2シンボル期間に2シンボルの情報を伝送する(符号化率1)。この例では、1ストリームに対して2つの時空間ブロック符号系列が時空間ブロック符号・符号化復号部15から出力される。空間マッピング部14においては、直接マッピングが適用される。すなわち、時空間ブロック符号・符号化復号部15の出力信号がそのまま送受信回路13-1,13-2,・・・,13-Lに出力され、RF周波数に変換されて、各アンテナA１,A２,・・・,ALから送信される。ここで、Lは2以上の自然数であり、時空間ブロック符号の系列数を表している。
　無線通信装置Bでは、無線通信装置Aからの送信信号を各アンテナB１,B２,・・・,BＱで受信し、各送受信回路23-1,23-2,・・・,23-Qでベースバンドに周波数変換してベースバンド受信信号とし、空間マッピング部24に出力する。空間マッピング部24では、ダイバーシチ合成が行われ、Q個の入力信号を用いてL個のダイバーシチ合成されたベースバンド受信信号を得る。特に、Q=Lの場合には、入力信号をそのまま時空間ブロック符号・符号化復号部25に出力する。
　時空間ブロック符号・符号化復号部25は、トレーニングで推定した伝送路行列を用いて、各データ系列に対応したベースバンド受信信号を計算し、BB変復調部26-1,26-2,・・・,26-Kに出力する。例えば、1アンテナ構成のハンドヘルド端末では、情報シンボル(s０,s１)、受信シンボル(r０,r１)、推定シンボル(s０,s１)として、時空間ブロック符号を式(1)により復号する。なお、X＊は、Xの複素共役を表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　BB復調部26-1,26-2,・・・,26-Kは、ベースバンド受信信号を復調し、各データ系列に対する復号データを出力する。ストリーム合成部27は、各BB復調部26-1,26-2,・・・,26-Kから出力された復号データを合成して最終的な受信データとして出力する。
　これらのMIMO技術に基づくブロードバンド無線通信システムにおいては、64QAMあるいは256QAM等の多値変調およびMIMO技術の空間多重によりブロードバンドを実現しているため、高速伝送できるのはS/N(信号対雑音電力比)が良好となる基地局近傍のごく狭いエリアとなってしまう。
　MIMO技術においては、空間多重とダイバーシチを併用することにより、高速伝送の可能なエリアを拡大することも行われているが、MIMOの空間多重数と同じか、あるいはこれよりも1本ないし2本多いアンテナが使用されるのが通常であり、この場合に得られるダイバーシチ利得は高々5dB程度である。この程度のダイバーシチ利得では、高速伝送エリアの十分な拡大は期待できない。
　一例として、IEEE802.11nシステムにおけるスループットとサービスエリア半径の関係のシミュレーション結果を図４３に示す。同図は、送信電力PＴ=23dBm、電力が距離の3.5乗で減衰する伝搬モデルの場合のシミュレーション結果である。
　実線は、2(送信側)×4(受信側)のアンテナ構成を用い、2つの伝送信号(ストリーム)を空間多重(SDM)した場合のグラフである。この場合、64QAM(太線)を使用した場合のPHY伝送速度は108Mbps、MAC最大スループットは78Mbps、256QAM(細線)を使用した場合のPHY伝送速度は144Mbps、MAC最大スループットは92Mbpsであり、256QAMの方が64QAMと比較して、PHY伝送速度、MAC最大スループット共に大きな値となるが、サービスエリア半径は小さくなっている。スループットが100Mbpsに近い値をとるのは通信距離が10m程度以下となるAP近傍のエリアに限定されている。
　一方、破線は、3(送信側)×4(受信側)のアンテナ構成を用い、3ストリームを空間多重した場合のグラフである。この場合、64QAM(太線)を使用した場合にはPHY伝送速度は162Mbps、MAC最大スループットは100Mbps、256QAM(細線)を使用した場合にはPHY伝送速度は216Mbps、MAC最大スループットは118Mbpsである。この場合も、256QAMを使用した場合の方が64QAMを使用した場合よりPHY伝送速度、MAC最大スループット共に大きく、スループットが100Mbps以上の値をとるのは通信距離が10m程度以下となるAP近傍のエリアに限定されている。
　次に、一点鎖線は、4(送信側)×4(受信側)のアンテナ構成を用い、2ストリームを空間多重した場合のグラフである。この場合、64QAM(太線)を使用した場合および256QAM(細線)を使用した場合とも、2ストリーム空間多重(STBCなし)よりエリア半径は僅かに大きくなっているが、その改善効果は非常に小さく、スループットが100Mbpsに近い値をとるのは、結局、通信距離が10m程度以下となるAP近傍のエリアに限定されている。時空間符号は、送信ダイバーシチの一種であり、PHY伝送速度およびMAC最大スループットは2ストリーム空間多重(STBCなし)と同一である。
　二点鎖線は、4(送信側)×4(受信側)のアンテナ構成を用い、3ストリームの空間多重と送信アンテナ選択ダイバーシチ(TS)を併用した場合のグラフである。この場合、64QAM(太線)を使用した場合および256QAM(細線)を使用した場合とも、3ストリーム空間多重(TSなし)よりもエリア半径は若干改善している。ただし、この場合も、スループットが100Mbps以上の値をとるのは通信距離が10m程度以下となるAP近傍のエリアに限定されていることに変わりない。送信アンテナ選択は送信ダイバーシチの一種であり、PHY伝送速度およびMAC最大スループットは3ストリーム空間多重(TSなし)と同一である。
　IEEE802.11n準拠の無線LANシステムのサービスエリア半径は100m程度といわれているが、100Mbps以上の高スループット伝送ができるのは、APからの距離が10m程度以下となるPAN(Personal Area Network)エリアに限定されており、その周辺エリアにおいては、高々数Mbps程度のリアルタイム性を要求されない無線通信が利用できるにすぎない。
　IEEE802.11準拠の無線LANのサービスエリアを拡大する技術としては、例えば、米国のジラス社(Xirrus, Inc.)により開発されたものが既に存在しており、この技術を搭載した無線基地局も既に製品化されている。
　図４４は、ジラス社の技術による無線基地局の構成を示すブロック図である。この無線基地局は、16個のアクセスポイント(AP)を備え、各アクセスポイントはそれぞれ、指向性アンテナを備えている。各アクセスポイントが備えた指向性アンテナは、互いに指向性が異なり、16個の指向性アンテナで全方位をカバーする。各アクセスポイントには互いに無線周波数の異なるチャネルが割り当てられる。コントローラは、16個のアクセスポイントと指向性アンテナを制御する。図４４の構成によれば、オムニアンテナを使用する場合と比較して12dB程度のアンテナ利得を得ることができる。
　無線LANのサービスエリアを拡大する技術の他の一例としては、米国のラッカス・ワイヤレス社(Ruckus Wireless Inc.)により開発されたものが存在し、この技術を搭載した無線基地局も既に製品化されている。この技術は、特許文献１に記載されている。
　図４５は、ラッカス・ワイヤレス社の技術による無線基地局の構成を示すブロック図である。この無線基地局は、16個の指向性アンテナを使用し、アンテナ利得によりサービスエリアを拡大する点ではジラス社の技術と同じであるが、アンテナ毎にアクセスポイントを備えておらず、高周波スイッチによりアンテナの組み合わせを適応的に切り替えて使用する点が異なる。この構成では、無線基地局毎に1台のアクセスポイントを備えればよいので、低コスト化および低消費電力化を図ることができる。
　ジラス社あるいはラッカス・ワイヤレス社のような指向性アンテナ技術をAPに適用すると、送受信において12dBのアンテナ利得が得られ、この結果、100Mbps以上の高スループット伝送ができるエリアの半径は2倍程度に拡大する。しかし、それでもサービスエリア半径は20m程度に過ぎず、LANというよりもPANに近いサービスエリアとなってしまう。
　一方、MIMO技術において、通信エリアを拡大する技術として、ビームフォーミング技術がある。これは、送信側および受信側において、伝送路情報に基づき、各アンテナの信号に対するダイバーシチ合成情報を最適に設定することで、最適ビームを形成し、通信エリアを拡大する技術である。ビームフォーミング技術には、固有ビーム形成によるものと、到来方向推定によるものの２種類が存在する。前者はフェージングの抑圧により通信エリアを大きく改善できるが、フェージング変動の周波数よりも短い時間でフェージング情報をフィードバックする必要がある。一方、後者は到来方向推定に基づいてビームを形成するので、通常の移動速度ではフィードバックにそれほど高速性は要求されないが、得られる利得は送受合わせて高々12dB程度であり、大幅な通信エリアの改善は得られない。
　このように、通信エリアを大幅に拡大するためには前者のビームフォーミングを用いる、すなわち、固有伝送路を形成する必要がある。このための最適なダイバーシチ合成情報は、従来では、まず、伝送路行列の相関行列を計算し、次に、相関行列の最大固有値に対応した固有ベクトルを計算し、この固有ベクトルを各アンテナの信号に対するダイバーシチ合成情報とするという手法で求められていた。
　ここで、相関行列の計算における演算量は、アンテナ数の2乗に比例して増大し、固有ベクトルの計算における演算量はアンテナ数の3乗に比例して増大する。このように、最適なダイバーシチ合成情報を求めるための演算量は、アンテナ数の増大に伴って急激に増大するので、アンテナ数の増大には限度がある。
　また、フェージングの最大周波数を50Hz(無線周波数5GHzのとき時速10キロメートルに相当)とすると、伝送路推定誤差を小さく抑えるには、伝送路行列推定から数ミリセカンド以内に伝送を行う必要があり、この数ミリセカンドの間に固有ベクトルまで計算する必要がある。アンテナ数が5以上の場合には固有ベクトルを解析的に計算して求めることができず、反復処理による解法が必要となるので、その演算時間が問題になる。
　また、MIMOを用いて固有ビーム伝送を行うことにより非常に大きな利得が得られるが、固有ビーム伝送を行うためには伝送路行列の情報を送受信で共有しなければならないので、伝送路行列の情報を伝送する必要がある。アンテナ数が大きくなるにつれて伝送路行列の情報量も増大する。高速なフェージング環境においては伝送路行列の情報の頻繁な伝送が必要となり、システム全体の効率を大きく劣化させてしまう。
　以上のような観点から、現状ではアンテナ数の上限は4程度となる。実際、現時点の最先端のMIMO技術を取り込んだ無線通信の標準規格のIEEE802.11nあるいはIEEE802.16においても、MIMO伝送における最大アンテナ数は4となっている。
　また、従来のMIMO技術においては、ダイバーシチ合成をベースバンド処理で行っているため、送受信回路の入力信号はダイバーシチ合成前の受信信号となる。すなわち、送受信回路の入力信号においては、ダイバーシチ利得およびMIMO利得が得られない。固有ビーム形成前の初期捕捉の段階では、送信ビームフォーミングなしで、送受信回路において受信信号を検出する必要がある。このため、従来のMIMO技術においては、通信エリアは、初期捕捉により固有ビームが形成できるエリアに限定されている。
　本当の意味でのブロードバンド無線LANを実現する、すなわち、100Mbps以上の高スループット伝送をLANエリアのどこからでも実行可能とするためには、空間多重とダイバーシチの組み合わせによるMIMO技術では性能的に十分ではなく、空間多重とビームフォーミングの組み合わせによるMIMO技術が必要となるが、このような技術は現在のところ存在しない。
Circuit board having a peripheral antenna apparatus with selectable antenna elements(US Patent No.7,193,562)
IEEE802.11n Draft 5.0 IEEE802.16e-2005
　近年、MIMO技術の導入による100Mbps以上のブロードバンド無線通信システムが実用化されつつある。しかし、従来のこのようなブロードバンド無線通信システムでは、適応変調が使用されるのが一般的であり、基地局近傍の無線環境の良好なエリアではブロードバンド環境を享受できるが、基地局から離れた無線環境の劣悪なエリアではスループットが低下していた。
　すなわち、従来においては、ブロードバンド無線環境はスポット的であり、面的エリアでは、より低スループットのサービスしか受けられなかった。すなわち、100Mbps以上のブロードバンド無線環境を面的エリアに提供できないという課題があった。
　本発明の目的は、上記課題を解決し、高スループット、例えば100Mbps以上のブロードバンド無線環境の面展開を可能とする簡易な構成の、マルチアンテナを用いた無線通信方法、無線通信システムおよび無線通信装置を提供することにある。
　上記課題を解決するため、本発明の、マルチアンテナを用いた無線通信方法は、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信方法であって、　送受信を行う無線通信装置間での双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、各無線通信装置において、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１のステップと、前記第１のステップにより決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を前記無線通信装置に各々設定する第２のステップと、前記第２のステップによりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、各無線通信装置が前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３のステップを有し、前記第１のステップは、1回または複数回の双方向のトレーニング信号のダイバーシチ受信において、各アンテナ群のダイバーシチ合成受信信号の受信状態を示すトレーニング受信情報に基づいて各アンテナ群のダイバーシチ受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を取得し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ合成情報でダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定する点に特徴がある。
　また、本発明の、マルチアンテナを用いた無線通信方法は、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信方法であって、送受信を行う無線通信装置間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、各無線通信装置において、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１のステップと、前記第１のステップにより決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を前記無線通信装置に各々設定する第２のステップと、前記第２のステップによりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、各無線通信装置が前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３のステップを有し、前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、前記第１のステップは、前記トレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダーバーシチ合成情報の１つを順次変更し、変更の前後でのダイバーシチ合成受信信号の受信状態が良好な方のダーバーシチ合成情報で当該アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定する点に特徴がある。
　また、本発明の、マルチアンテナを用いた無線通信方法は、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信方法であって、送受信を行う無線通信装置間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号伝送を通じて、各無線通信装置において、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１のステップと、前記第１のステップにより決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を前記無線通信装置に各々設定する第２のステップと、前記第２のステップによりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、各無線通信装置が前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３のステップを有し、前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、前記第１のステップは、前記複数のトレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更し、各ダイバーシチ合成情報に対応した受信状態を示すトレーニング受信情報に基づき、各アンテナ群のダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を決定し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ合成情報で各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う無線通信装置の１組のアンテナ群間での間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定する点に特徴がある。
　さらに、本発明の、マルチアンテナを用いた無線通信方法は、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信方法であって、送受信を行う無線通信装置間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、各無線通信装置において、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１のステップと、前記第１のステップにより決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を前記無線通信装置に各々設定する第２のステップと、前記第２のステップによりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、各無線通信装置が前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３のステップを有し、前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、前記第１のステップは、前記複数のトレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダーバーシチ合成情報を順次変更し、各ダイバーシチ合成情報に対応した受信状態を示すトレーニング受信情報に基づき、各アンテナ群のダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化する合成ウエイト情報を決定し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ受信の合成ウエイト情報でダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定する点に特徴がある。
　本発明の、マルチアンテナを用いた無線通信システムは、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信システムであって、送受信を行う無線通信装置間での双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、各無線通信装置において、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１の手段と、前記第１の手段により決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を前記無線通信装置に各々設定する第２の手段と、前記第２の手段によりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、各無線通信装置が前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３の手段を有し、前記第１の手段は、1回または複数回の双方向のトレーニング信号のダイバーシチ受信において、各アンテナ群のダイバーシチ合成受信信号の受信状態を示すトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を取得し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ合成情報でダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定する点に特徴がある。
　また、本発明の、マルチアンテナを用いた無線通信システムは、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信システムであって、送受信を行う各無線通信装置は、相手側無線通信装置との間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１の手段と、前記第１の手段により決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を設定する第２の手段と、前記第２の手段によりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３の手段を備え、前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、前記第１の手段は、前記トレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダーバーシチ合成情報の１つを順次変更し、変更の前後でのダイバーシチ合成受信信号の受信状態が良好な方のダーバーシチ合成情報で当該アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定する点に特徴がある。
　また、本発明の、マルチアンテナを用いた無線通信システムは、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信システムであって、送受信を行う各無線通信装置は、相手側無線通信装置との間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１の手段と、前記第１の手段により決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を設定する第２の手段と、前記第２の手段によりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３の手段を備え、前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、前記第１の手段は、前記複数のトレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更し、各ダイバーシチ合成情報に対応した受信状態を示すトレーニング受信情報に基づき、各アンテナ群のダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を決定し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ合成情報で各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定する点に特徴がある。
　さらに、本発明の、マルチアンテナを用いた無線通信システムは、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信システムであって、送受信を行う各無線通信装置は、相手側無線通信装置との間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１の手段と、前記第１の手段により決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を設定する第２の手段と、前記第２の手段によりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３の手段を備え、前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、前記第１の手段は、前記複数のトレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更し、各ダイバーシチ合成情報に対応した受信状態を示すトレーニング受信情報に基づき、各アンテナ群のダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を決定し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ受信の合成ウエイト情報で各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定する点に特徴がある。
　本発明の、マルチアンテナを用いた無線通信装置は、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信装置であって、アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を生成するダイバーシチ合成情報生成手段と、前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成されたダイバーシチ合成情報に基づいて前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号の振幅および位相を制御するダイバーシチ合成情報設定手段と、前記ダイバーシチ合成情報設定手段との組み合わせにより前記アンテナ群毎にビームフォーミング送信およびダイバーシチ受信を行う信号分配合成手段を備え、前記ダイバーシチ合成情報生成手段は、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対する初期捕捉用ダイバーシチ合成情報を出力し、初期状態からダイバーシチ合成情報の最適値への引き込みを可能にする初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段と、相手側無線通信装置との間での双方向のトレーニング信号の伝送でのダイバーシチ受信に際し、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更して生成するトレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段と、前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成された各ダイバーシチ合成情報が各々設定された状態でダイバーシチ受信されるトレーニング信号の受信状態を示すトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報をダイバーシチ合成情報の最適値として決定し、データ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成のためのダイバーシチ合成情報の最適値を生成するダイバーシチ合成情報最適値生成手段を備え、１回または複数回の双方向のトレーニング信号のダイバーシチ受信において、前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成された各ダーバーシチ合成情報が各々設定された状態でダイバーシチ受信されるトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を取得し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ合成情報でダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定する点に特徴がある。
　また、本発明の、マルチアンテナを用いた無線通信装置は、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信装置であって、アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を生成するダイバーシチ合成情報生成手段と、前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成されたダイバーシチ合成情報に基づいて前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号の振幅および位相を制御するダイバーシチ合成情報設定手段と、前記ダイバーシチ合成情報設定手段との組み合わせにより前記アンテナ群毎にビームフォーミング送信およびダイバーシチ受信を行う信号分配合成手段を備え、前記ダイバーシチ合成情報生成手段は、前記アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対する初期捕捉用ダイバーシチ合成情報を生成し、初期状態からダイバーシチ合成情報の最適値への引き込みを可能にする初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段と、相手側無線通信装置との間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送でのダイバーシチ受信に際し、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更して生成するトレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段と、前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成された各ダイバーシチ合成情報が各々設定された状態でダイバーシチ受信されるトレーニング信号の受信状態を示す情報に基づいて各設定におけるダイバーシチ受信状態を判定する受信状態判定手段と、
　前記受信状態判定手段により判定されたダイバーシチ受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報をダイバーシチ合成情報の最適値として決定し、データ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成のためのダイバーシチ合成情報の最適値を生成するダイバーシチ合成情報最適値生成手段を備え、前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、前記トレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の１つを順次変更し、変更前後でのダーバーシチ合成受信信号の受信状態が良好な方のダイバーシチ合成情報で当該アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定する点に特徴がある。
　また、本発明の、マルチアンテナを用いた無線通信装置は、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信装置であって、アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を生成するダイバーシチ合成情報生成手段と、前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成されたダイバーシチ合成情報に基づいて前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号の振幅および位相を制御するダイバーシチ合成情報設定手段と、前記ダイバーシチ合成情報設定手段との組み合わせにより前記アンテナ群毎にビームフォーミング送信およびダイバーシチ受信を行う信号分配合成手段を備え、前記ダイバーシチ合成情報生成手段は、前記アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対する初期捕捉用ダイバーシチ合成情報を生成し、初期状態からダイバーシチ合成情報の最適値への引き込みを可能にする初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段と、相手側無線通信装置との間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送でのダイバーシチ受信に際し、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更して生成するトレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段と、前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成された各ダイバーシチ合成情報が各々設定された状態でダイバーシチ受信されるトレーニング信号の受信状態を示すトレーニング受信情報を保持するトレーニング受信情報保持手段と、前記トレーニング受信状態保持手段により保持されたトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報をダイバーシチ合成情報の最適値として決定し、データ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成のためのダイバーシチ合成情報の最適値を生成するダイバーシチ合成情報最適値生成手段を備え、前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、前記複数のトレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更し、各ダーバーシチ合成情報に対応したトレーニング受信情報を取得して前記トレーニング受信情報保持手段に格納し、前記トレーニング受信情報保持手段に保持されたトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を決定し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ合成情報でダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定する点に特徴がある。
　さらに、本発明の、マルチアンテナを用いた無線通信装置は、送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信装置であって、アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を生成するダイバーシチ合成情報生成手段と、前記ダイバーシチ合成情報に基づいて前記アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号の振幅および位相を制御するダイバーシチ合成情報設定手段と、前記ダイバーシチ合成情報設定手段との組み合わせにより前記アンテナ群毎にビームフォーミング送信およびダイバーシチ受信を行う信号分配合成手段とを備え、前記ダイバーシチ合成情報生成手段は、前記アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対する初期捕捉用ダイバーシチ合成情報を生成し、初期状態からダイバーシチ合成情報の最適値への引き込みを可能にする初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段と、相手側無線通信装置との間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送でのダイバーシチ受信に際し、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更して生成するトレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段と、前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成された各ダイバーシチ合成情報が各々設定された状態でダイバーシチ受信されるトレーニング信号の受信状態を示すトレーニング受信情報を保持するトレーニング受信情報保持手段と、前記トレーニング受信状態保持手段により保持されたトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化する合成ウエイト情報をダイバーシチ合成情報の最適値として前記アンテナ群毎に決定し、データ送受信における前記アンテナ群毎のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成のためのダイバーシチ合成情報の最適値を前記アンテナ群毎に生成するダイバーシチ合成情報最適値生成手段を備え、前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、前記複数のトレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更し、各ダーバーシチ合成情報に対応したトレーニング受信情報を取得して前記トレーニング受信情報保持手段に格納し、前記トレーニング受信情報保持手段に保持されたトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化する合成ウエイト情報を決定し、ダイバーシチ受信後に該合成ウエイト情報でダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定する点に特徴がある。
　本発明では、従来のMIMO技術である空間多重、ダイバーシチまたはビームフォーミングに加えて、さらにアンテナ群による、これらとは独立のビームフォーミング技術を組み合わせており、空間多重により高スループット伝送、例えば100Mbps以上の高スループット伝送ができるエリアをスポットから面的エリアに拡大することができる。また、従来のMIMO技術においては、VoIP等のアプリケーションではダイバーシチが用いられるが、ダイバーシチだけでは従来のPHSシステムのような狭帯域無線システムと比較すると通信エリアは非常に狭くなるが、本発明によると、ダイバーシチとビームフォーミングの組み合わせにより、PHSシステムのような狭帯域無線システムに匹敵する通信エリアを実現することもできる。
　また、本発明では、送受信を行う無線通信装置間での双方向のトレーニング信号伝送を通じて各無線通信装置に具備された各アンテナ群におけるダイバーシチ合成情報の最適値を決定するので、無線通信装置の各アンテナ群を構成するアンテナ数が大きい場合でも、ダイバーシチ合成情報の最適値を簡単に求めることができ、このダイバーシチ合成情報の最適値を用いてデータ伝送を行うことにより大きなMIMO利得を得ることができる。本発明と同等の性能は大規模MIMOでも実現できるが、実際にはRFおよびベースバンドのハード規模が膨大となるため、コスト、消費電力および処理量の面から実現は困難である。
　さらに、各アンテナ群でのダイバーシチ合成を無線周波数帯で行うようにすれば、送受信系統数を増加することなく、すなわち、従来のMIMO技術をそのまま使用し、個々のアンテナを各アンテナ群で置換し、アンテナ群毎に最大固有値に対する固有ビーム伝送が実現できるので、コストおよび消費電力をあまり増加することなく、従来のMIMO技術での通信エリアを飛躍的に改善することができる。
　従来は、最大スループットが100Mbps以上のブロードバンド無線システムにおいても、100Mbps以上の高スループット伝送ができるエリアはスポットであったが、本発明によれば、100Mbps以上の高スループット伝送エリアを面展開できるという画期的な利点がある。
　また、従来のMIMO技術による固有ビーム伝送では、伝送路行列に関する情報を送信側と受信側で共有する必要があり、高速フェージング環境下への適用が困難であったが、本発明によれば、伝送路行列の共有は不要であり、高速フェージング環境下への固有ビーム伝送の適用が可能になるという利点もある。
　図４６は、従来のMIMO技術および本発明によるMIMO技術の初期捕捉段階における受信レベル分布の比較を示す。ここでは、無線伝送路はレイリーフェージング環境であるとし、各無線通信装置の送受信アンテナの数が４本であるとしている。また、参考としてSISOおよび最適ウエイトを使用した場合の受信レベル分布も合わせて示している。図４６を参照すると、SISOと比較した場合の従来のMIMO技術での初期捕捉における受信レベルの改善は16dBであり、最適ウエイトでのMIMO利得より11dB劣化していることが分かる。これは、送信ビームが形成されておらず、また受信でのダイバーシチ合成も行われていないためであり、SISOよりも４ブランチ選択ダイバーシチの利得分だけ改善している。
　一方、本発明におけるダイバーシチ合成情報の設定を無線周波数帯で行う場合には、初期捕捉段階においても、ほぼ最適ウエイトでのMIMO利得に近い利得を得ることができている。最適ウエイトでのMIMO利得からの劣化分は、複素ウエイトとして固有ベクトルを用いるのではなく移相器を用いて複素ウエイトを設定していることに起因する。このように、従来のMIMO技術においては、MIMO利得が通信エリアの拡大に十分活かされていないが、本発明においてダイバーシチ合成情報の設定を無線周波数帯で行う場合には、MIMO利得により通信エリアを拡大することができる。
本発明に係る無線通信システムの第１実施形態の基本構成を示すブロック図である。 ウエイト処理部に1ビット移相器を用いた場合の動作を概念的に示す図である。 ウエイト処理部の具体的構成の一例を示すブロック図である。 トレーニング信号の例を示す図である。 第１実施形態における、複素ウエイトの最適値決定処理を示すフローチャートである。 本発明に係る無線通信装置の第１実施形態の構成を示すブロック図である。 図６のビーム形成用ウエイト生成部の具体的構成を示すブロック図である。 図７のビーム形成用ウエイト生成部の動作の一例を示すタイミングチャートである。 第１実施形態におけるダイバーシチ合成受信信号生成の様子を示す図である。 トレーニング信号の他の例を示す図である。 トレーニング信号のさらに他の例を示す図である。 送信側からベースバンド送信IQ情報"１"を送信したときの受信側での受信情報を模式的に示す図である。 無線LANで使用されるバースト検出、AGC動作およびタイミング同期のためのプリアンブルにおけるベースバンドIQ信号を示す図である。 マルチパス波が存在しない場合の、相関演算の出力信号を示す 第２実施形態における、複素ウエイトの最適値決定処理を示すフローチャートである。 本発明に係る無線通信装置の第２実施形態の構成を示すブロック図である。 図１６のビーム形成用ウエイト生成部の具体的構成を示すブロック図である。 図１７のビーム形成用ウエイト生成部の動作の一例を示すタイミングチャートである。 ブロードキャストフレームもしくはマルチキャストフレームの伝送を含めた場合の、本発明の無線通信システムの動作例を示す図である。 トレーニング開始フレームの再送の送信回数とACKフレームが送信される確率の関係(STA側で移相器の最適設定が既知の場合)を示す図である。 トレーニング開始フレームの再送の送信回数とACKフレームが送信される確率の関係(STA側で移相器の最適設定が未知の場合)を示す図である。 STA側で移相器設定が最適化されている場合の、AP側の移相器設定とその時の受信レベルとの関係を示す図である。 仮想AP技術を用いた場合の、本発明の無線通信システムの動作例を示す図である。 STAがパワーセーブ動作を行う場合の動作例を示す図である。 APからSTAへのマルチキャストフレーム、ブロードキャストフレームを伝送する場合の、本発明の無縁通信システムの動作例を示す図である。 マルチキャストフレームおよびブロードキャストフレームの送信を行う場合の、本発明の無線通信システムの動作例を示す図である。 図１１に示したトレーニング信号の受信による、無線通信装置における複素ウエイトの最適値決定処理を示すフローチャートである。 本発明に係る無線通信装置の第３実施形態の構成を示すブロック図である。 図２８のビーム形成用ウエイト生成部の具体的構成を示すブロック図である。 トレーニングシンボルを用いて双方向トレーニングを行う場合の伝送シーケンスの例である。 複数回の双方向のレーニングを行う場合の伝送シーケンスの例である。 アンテナ間の伝達関数の一例を示す図である。 本発明における複素ウエイト(素波SＡｉＢｊ)の更新の一例を示す説明図である。 本発明における複素ウエイト(受信信号RＸ)の更新一例を示す説明図である。 複数のアンテナ群を備えた無線通信システムのモデル構成を示すブロック図である。 アンテナ群の数が共に1である無線通信システムのモデル構成を示すブロック図である。 基地局側が最初のトレーニング信号伝送を行った場合のトレーニング信号伝送回数と受信レベル分布の改善を示す。 端末側が最初のトレーニング信号伝送を行った場合のトレーニング信号伝送回数と受信レベル分布の改善を示す。 受信信号の合成をベースバンド処理で行った場合とRF帯処理で受信信号の合成を行った場合のバースト検出での受信レベルの改善の比較を示す。 IEEE802.11nのアンテナ選択用のトレーニングシーケンスを示す図である。 MIMO伝送による通信容量の増大効果を示す図である。 従来のMIMO技術を用いた無線通信システムを示すブロック図である。 IEEE802.11nシステムにおけるスループットとサービスエリア半径の関係のシミュレーション結果を示す図である。 従来技術による無線基地局の構成を示すブロック図である。 従来技術による無線基地局の他の構成を示すブロック図である。 従来のMIMO技術および本発明における初期捕捉段階における受信レベル分布の比較を示す図である。
　以下、図面を参照して本発明を説明する。図１は、本発明に係る無線通信システムの第１実施形態の基本構成を示すブロック図である。この基本構成は、第２および第３実施形態でも同じである。なお、本発明は、無線通信システムとしてだけでなく、無線通信方法としても実現でき、また、無線通信装置単体としても特徴がある。
　図１の無線通信システムは、無線伝送路を介して双方向の無線通信を行う2つの無線通信装置A,Bを備える。無線通信装置A,Bは、2つの無線基地局、2つの無線端末、あるいは無線基地局と無線端末であってもよい。
　無線通信装置Aは、P個のアンテナ群A１１～A１Ｍ,A２１～A２Ｍ,・・・,AＰ１～AＰＭ、P個のウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-P、P個のRF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-P、P個の送受信回路13-1,13-2,・・・,13-P、空間マッピング部14、時空間ブロック符号・符号化復号部15、K個のベースバンド(BB)変復調部16-1,16-2,・・・,16-Kおよびストリーム分配・合成部17を備える。ここで、各アンテナ群A１１～A１Ｍ,A２１～A２Ｍ,・・・,AＰ１～AＰＭはそれぞれ、M本(Mは2以上の整数)のアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭ(k=1,2,・・・,P、以下同じ)からなる。なお、各アンテナ群を構成するアンテナ数は必ずしもすべてのアンテナ群で同一である必要はない。この場合には、各アンテナ群を構成するアンテナの数の最大値をMとする。
　無線通信装置Bは、Q個のアンテナ群B１１～B１Ｎ,B２１～B２Ｎ,・・・,BＱ１～BＱＮ、Q個のウエイト処理部21-1,21-2,・・・,21-Q、Q個のRF信号分配・合成部22-1,22-2,・・・,22-Q、Q個の送受信回路23-1,23-2,・・・,23-Q、空間マッピング部24、時空間ブロック符号・符号化復号部25、K個のBB変復調部26-1,26-2,・・・,26-Kおよびストリーム分配・合成部27を備える。ここで、各アンテナ群B１１～B１Ｎ,B２１～B２Ｎ,・・・,BＱ１～BＱＮはそれぞれ、N本(Nは2以上の整数)のアンテナBｎ１,Bｎ２,・・・,BｎＮ(n=1,2,・・・,Q、以下同じ)からなる。なお、各アンテナ群を構成するアンテナ数は必ずしもすべてのアンテナ群で同一である必要はない。この場合には、各アンテナ群を構成するアンテナの数の最大値をNとする。
　なお、第１実施形態では、スマートアンテナ技術を用いたMIMOと簡易な構成の移相器を用いたMIMOを併用するので、無線通信装置A,Bの少なくとも一方が備えるアンテナ群は複数、すなわちPとQの少なくとも一方は2以上の整数である。
　各ウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-Pと各RF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-Pの組み合わせは、P個のダイバーシチ回路として機能し、各ウエイト処理部21-1,21-2,・・・,21-Qと各RF信号分配・合成部22-1,22-2,・・・,22-Qの組み合わせは、Q個のダイバーシチ回路として機能する。
　また、無線通信装置Aにおいて各RF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-Pと各ウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-Pの間、あるいは各ウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-Pと各アンテナ群Aｋ１～AｋＭの間に送信パワーアンプ、受信LNA(Low Noise Amplifier)あるいはその両方を挿入して、送信電力の増大あるいは受信感度の向上を図ることもできる。
　同様に、無線通信装置Bにおいて各RF信号分配・合成部22-1,22-2,・・・,22-Qと各ウエイト処理部21-1,21-2,・・・,21-Qの間、あるいはウエイト処理部21-1,21-2,・・・,21-Qと各アンテナ群Bｎ１～BｎＮの間に送信パワーアンプ、受信LNA(Low Noise Amplifier)あるいはその両方を挿入して、送信電力の増大あるいは受信感度の向上を図ることもできる。
　無線通信装置AのP個のウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-Pはそれぞれ、複数の乗算器を有し、各乗算器は、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭの各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭからの受信信号あるいは各RF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-Pからの送信信号にダイバーシチ合成情報(複素ウエイト)WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを乗算する。
　無線通信装置BのQ個のウエイト処理部21-1,21-2,・・・,21-Qもそれぞれ、複数の乗算器を有し、各乗算器は、各アンテナ群Bｎ１～BｎＮの各アンテナBｎ１,Bｎ２,・・・,BｎＮからの受信信号あるいは各RF信号分配・合成部22-1,22-2,・・・,22-Qからの送信信号にダイバーシチ合成情報(複素ウエイト)WＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎＮを乗算する。
　ダイバーシチ合成情報WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭ、WＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎＮは、一般的には複素数であるので、以下では、ダイバーシチ合成情報を複素ウエイトと称する。各乗算器はそれぞれ、入力信号の振幅と位相を複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭ、WＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎＮに応じて変化させて出力する。乗算器として1ビット移相器を用いることができる。この場合、複素ウエイトは"0","1"の1ビットであり、入力信号は、例えば、複素ウエイト"0","1"に応じて、そのまま、あるいは位相反転して出力される。
　しかし、ウエイト処理部11-k,21-nの乗算器は、1ビット移相器に限られるものではなく、ｎ(ｎは２以上の自然数)ビット移相器でもよい。ウエイト処理部11-k,21-nの乗算器がｎ(ｎは２以上の自然数)ビット移相器の場合については第２実施形態において説明する。
　図２は、ウエイト処理部11-kに1ビット移相器を用いた場合の動作を概念的に示す図である。アンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成する各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭからの信号あるいはRF信号分配・合成器12-kからの信号は、ウエイト処理部11-kに入力される。ウエイト処理部11-kは、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭが"0"か"1"かにより、入力信号をそのまま、あるいは位相反転して出力する。図２は、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭが"0"の時、信号がそのまま出力され、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭが"1"の時、信号が位相反転されて出力される場合を示している。
　図３は、ウエイト処理部11-kの具体的構成の一例を示すブロック図である。ウエイト処理部11-kの各乗算器は、2つの切替スイッチと180度遅延線で構成されている。2つの切替スイッチは、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭに従って同時に切り替えられる。アンテナ群を構成する各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭあるいはRF信号合成・分配器12-kからの信号は、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭが"0"の場合180度遅延線を通さずに出力側に送出され複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭが"1"の場合、180度遅延線を通して出力側に送出される。
　図１に戻って、無線通信装置AのP個の各RF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-Pは、送信時には、各送受信回路13-1,13-2,・・・,13-Pからの送信信号をエネルギー的にM分配して各ウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-Pの各乗算器に出力し、受信時には、各乗算器からの出力信号を合成(ベクトル加算)し、ダイバーシチ合成受信信号として各送受信回路13-1,13-2,・・・,13-Pに出力する。
　また、無線通信装置BのQ個の各RF信号分配・合成部22-1,22-2,・・・,22-Qは、送信時には、各送受信回路23-1,23-2,・・・,23-Qからの送信信号をエネルギー的にN分配して各ウエイト処理部21-1,21-2,・・・,21-Qの各乗算器に出力し、受信時には、各乗算器からの出力信号を合成(ベクトル加算)し、ダイバーシチ合成受信信号として各送受信回路23-1,23-2,・・・,23-Qに出力する。
　すなわち、各RF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-P、22-1,22-2,・・・,22-Qは、双方向のハイブリッド回路であり、送信時には分配器として機能し、受信時には合成器として機能する。具体的には、ウイルキンソン型分配合成回路をRF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-P、22-1,22-2,・・・,22-Qとして使用できる。
　無線通信装置AのP個の送受信回路13-1,13-2,・・・,13-Pは、送信時には、空間マッピング部14から出力されるP個のBB変調信号を入力とし、これをRF帯へ周波数変換し、RF信号をRF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-Pに出力する。また、送受信回路13-1,13-2,・・・,13-Pは、受信時には、P個のダイバーシチ合成受信信号を入力とし、これをベースバンドに周波数変換して空間マッピング部14に出力する。なお、送信時において、送信アンテナ選択ダイバーシチ等を行う場合では、P個の送受信回路13-1,13-2,・・・,13-Pの中の一部のみが使用される。
　無線通信装置BのQ個の送受信回路23-1,23-2,・・・,23-Qは、送信時には、空間マッピング部24から出力されるQ個のBB変調信号を入力とし、これをRF帯へ周波数変換し、RF信号をRF信号分配・合成部22-1,22-2,・・・,22-Qに出力する。また、送受信回路23-1,23-2,・・・,23-Qは、受信時には、Q個のダイバーシチ合成受信信号を入力とし、これをベースバンドに周波数変換して空間マッピング部24に出力する。なお、送信時において、送信アンテナ選択ダイバーシチ等を行う場合では、Q個の送受信回路23-1,23-2,・・・,23-Qの中の一部のみが使用される。
　空間マッピング部14,24は、空間マッピングあるいは空間デマッピングを行う。この過程は、従来のMIMO技術と同様である。例えば、無線通信装置Aでは、ストリーム分配・合成部17において、送信データがストリーミング数のデータに分割される。この分割されたデータは、各BB変復調部16-1,16-2,・・・,16-Kに入力されて、K個のBB変調信号が出力される。
　時空間符号が使用される場合には、該時空間符号に基づく時空間符号化処理が時空間ブロック符号・符号化復号部15で行われる。時空間符号が使用されない場合には、時空間ブロック符号・符号化復号部15では何の処理も行われない。
　空間マッピング部14は、時空間ブロック符号・符号化復号部15の出力を入力とし、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭに対するマッピングを行う。このマッピングには、Cyclic Prefix付与、Steering Matrix乗算、Direct Mapping等を利用できる。マッピングについては、非特許文献１および非特許文献２に詳細に記載されている。
　無線通信装置A,Bは、双方向のトレーニング信号伝送を通じて、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭ,Bｎ１～BｎＮにおける複素ウエイトの最適値を各々決定し、これにより決定された複素ウエイトの最適値を当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭ,Bｎ１～BｎＮのウエイト処理部11-k,21-nの乗算器に設定し、アンテナ群Aｋ１～AｋＭ,Bｎ１～BｎＮ毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う。
　トレーニング信号は、無線通信装置AおよびBの各アンテナ群Aｋ１～AｋＭ,Bｎ１～BｎＮにおける複素ウエイトの最適値を決定するために用いられる。１つのトレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号から構成される。各トレーニングサブ信号を、ウエイト処理部11-k,21-nに互いに異なる複素ウエイトを設定した状態で受信し、このときの受信レベル情報を用いて複素ウエイトの最適値を決定する。トレーニング信号としては既知の信号に対する受信レベル情報が取得できるものであればよく、任意のフレーム、シンボル、サブキャリア、拡散信号等を使用することができる。トレーニング信号の具体例については、後で詳述する。なお、ここで受信レベル情報は、複数のトレーニングサブ信号に対する受信信号の大きさが比較できるものであれば何でもよい。例えば、トレーニング信号として、同一フレームの複数シンボルを使用する場合には、ベースバンド受信IQ情報を用いて受信レベル情報を取得することができる。
　ウエイト処理部11-k,21-nは、乗算器を用いて等価的に複素ウエイトを乗算する。この複素ウエイトは、送信及び受信の両方で用いられる。すなわち、送信時にはこの複素ウエイトの乗算により送信ビームフォーミングが行われ、受信時にはこの複素ウエイトの乗算によりダイバーシチ合成が行われる。
　図４は、無線通信装置間で1トレーニング期間内に送受信されるトレーニング信号の具体例を示す。同図は、受信側無線通信装置のアンテナ数を4とした場合に用いられるトレーニング信号の一例である。図４の例では、トレーニング信号は５つのトレーニングフレーム1,2-1～2-4とACKフレーム(Acknowledgement Frame)の組み合わせからなる。トレーニングサブ信号は、１つのトレーニングフレームとこれに対するACKフレームの組み合わせからなる。ACKフレームは、トレーニングフレームの宛先の無線通信装置においてトレーニングフレームが誤りなしで受信された場合に、宛先の無線通信装置から送信される。宛先の無線通信装置でのトレーニングフレームの受信において伝送誤りが検出された場合にはACKフレームは送信されず、その時点でトレーニング信号は終了となる。また、トレーニングフレームの送信元である無線通信装置でのACKフレームの受信において伝送誤りが検出された場合には、その次のトレーニングフレームは送信されず、その時点で、トレーニング信号は終了となる。
　トレーニング信号は、各アンテナ群において、現状の複素ウエイトでダイバーシチ受信した時の受信レベル情報および現状の複素ウエイトを所定のアルゴリズムで変更してダイバーシチ受信した時の受信レベル情報を得るために用いられる。各無線通信装置は、1トレーニング期間内のトレーニング信号を受信することにより、その時点での、各アンテナ群におけるダイバーシチ受信状態を最良化する複素ウエイトの最適値を決定できる。
　先頭のトレーニングフレーム1には送信元アドレス、送信先アドレスおよびフレーム種別などの情報を含ませることができる。このトレーニングフレーム1を用いて、現状の各アンテナ群の複素ウエイトでダイバーシチ受信した時の各アンテナ群における受信レベル情報を取得する。トレーニングフレーム2-1～2-4は、複素ウエイトを所定のアルゴリズムで変更してダイバーシチ受信した時の各アンテナ群におけるダイバーシチ受信状態を測定するためのものであり、既定のプリアンブルパターンを含むフレームまたはその一部を用いて受信レベル情報を取得する。
　トレーニング信号は、相手側無線通信装置から送信される信号を所定の複素ウエイトを用いてダイバーシチ受信した時の各アンテナ群における受信レベル情報を取得するためのものであるので、図４に示される形式の信号に限られない。トレーニングフレーム1,2-1～2-4は、トレーニングのために特別に用意したものでなくてもよく、例えば、データフレームのヘッダの中の拡張プリアンブルに含ませた複数のシンボルをトレーニングフレームとすることもできる。
　図１において、例えば、無線通信装置Aにおける各アンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成するアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号に対する複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭの最適値を決定する場合、無線通信装置Aは、無線通信装置Bが送信するトレーニングフレーム1,2-1～2-4をダイバーシチ受信してそれぞれACKを返信する。
　トレーニングフレーム1は、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭでの現状の複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いてダイバーシチ受信され、トレーニングフレーム2-1～2-4は、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭでの現状の複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを所定のアルゴリズムで変更した複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いてダイバーシチ受信される。
　この時の各アンテナ群Aｋ１～AｋＭでのダイバーシチ受信状態に基づいて、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭの複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭの最適値が決定される。ACKが返信されない場合、そこでトレーニングは終了となる。ACKを用いないで、既定のアンテナ数M個分のトレーニングフレーム2-1～2-Mを常に送信してもよい。このようなACKを用いない例についても後述する。
　次に、図１の無線通信システムにおける複素ウエイトの最適値決定動作を簡単に説明する。ここでは、図４に示す形式のトレーニング信号を用いて無線通信装置Aにおける各アンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成するアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号に対する複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭの最適値を決定する場合について説明する。また、ここでは、ウエイト処理部11-kの乗算器に1ビット移相器を用いて等利得合成でダイバーシチ合成を行うものとする。
　ダイバーシチ合成には、さらに高精度の等利得合成や最大比合成などの任意の合成手法を使用することもできる。
　まず、無線通信装置Bは、過去の直近のトレーニングで取得された、各アンテナ群Bｎ１～BｎＮでの、ほぼ最適の複素ウエイトWＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎＮを用いてトレーニング信号を、各アンテナ群Bｎ１～BｎＮを構成する各アンテナBｎ１,Bｎ２,・・・,BｎＮから送信する。この無線通信装置Bの各アンテナ群Bｎ１～BｎＮにおける複素ウエイトWＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎＮは、無線通信装置Aが、その時点での複素ウエイトの最適値に更新する1トレーニング期間中で固定とする。
　なお、無線通信装置A,B間の通信が全くの初期状態からである場合、無線通信装置A,Bは、後述するように、トレーニング信号を互いに送受信して複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭ、WＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎＮの最適値への引き込みを可能にする。
　無線通信装置Aは、まず、無線通信装置Bに具備されたQ個のアンテナ群Bｎ１～BｎＮから送信された最初のトレーニングフレーム1を、無線通信装置Aに具備されたP個のアンテナAｋ１～AｋＭ群で受信し、トレーニングフレーム1に対するACKを返信する。無線通信装置Bに具備されたQ個のアンテナ群Bｎ１～BｎＮはそれぞれ、N本のアンテナBｎ１,Bｎ２,・・・,BｎＮからなり、アンテナ群Bｎ１～BｎＮ毎にN個の信号波が送信される。無線通信装置A に具備されたP個のアンテナ群Aｋ１～AｋＭはそれぞれ、M本のアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭからなり、アンテナ群Aｋ１～AｋＭ毎にM個の信号波の合成波が受信される。
　各アンテナ群Aｋ１～AｋＭ、Bｎ１～BｎＮにおいては、互いに独立に固有ビーム伝送が行われる。無線通信装置AのP個のウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-Pの各乗算器では、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成するM個のアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭからの各受信信号に、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを乗算する。各乗算器は、複素ウエイトが"0"であれば、入力信号をそのまま出力し、複素ウエイトが"1"であれば、入力信号を位相反転して出力する。
　最初のトレーニングフレーム1を受信する時の複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭとしては、過去の直近のトレーニングで取得されたものを用いる。この場合、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、現状でも、ほぼ最適値となっていると考えられる。しかし、この時に用いる複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、任意に設定することができる。この各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、後述するように、続く複数のトレーニングフレーム2-1～2-4のダイバーシチ受信を通じてさらに最適値へと更新される。
　無線通信装置AのP個のRF信号分配・合成部12-1,12,2,・・・,12-Pはそれぞれ、対応するウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-Pにおいて複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭが乗算された受信信号を加算してダイバーシチ合成受信信号を生成する。
　次に、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおいて、1つのアンテナ、例えばアンテナAｋ１の信号に対する複素ウエイトWＡｋ１だけを先の複素ウエイトの最適値WＡｋ１から反転(0⇔1)させる。この新しい複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いて、引き続くトレーニングフレーム2-1をダイバーシチ受信し、このときの各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける受信状態が先の複素ウエイトの最適WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いた時より改善されたどうかを調べる。
　このときの受信状態が先の複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いた時より改善されていなければ、先の複素ウエイトの最適WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭをそのまま保持し、改善されていれば、複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを今回のものに更新して保持する。以上により、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおけるアンテナAｋ１の信号に対する複素ウエイトの最適値WＡｋ１を決定する。
　各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおいて受信状態が改善されたかどうかは、例えば、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおけるダイバーシチ合成受信信号のレベル、送受信回路13-1,13-2,・・・,13-Pの無線受信部が備えるAGCアンプの利得、あるいはそれをレベル情報に変換したレベルなどの、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭの受信レベル情報を指標として判定できる。なお、受信レベル情報は必ずしも当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭの受信信号レベルまたはその対数に比例する必要はないが、受信信号レベルに対して単調増加または単調減少の関係を有する必要がある。トレーニング信号として、同一フレームの複数シンボルを使用する場合には、ベースバンド受信IQ情報を用いて受信レベル情報を取得することができる。
　次に、トレーニングフレーム2-1に対するACKを返信した後、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおいて、決定されたアンテナAｋ１の信号に対する複素ウエイトWＡｋ１はそのままとし、アンテナAｋ１以外、例えばアンテナAｋ２の信号に対する複素ウエイトWＡｋ２だけを先の複素ウエイトの最適値WＡｋ２から反転(0⇔1)させる。
　この新しい各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いて、引き続く2番目のトレーニングフレーム2-2をダイバーシチ受信し、この時の各アンテナ群Aｋ１～AｋＭでの受信状態が、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける先の複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いた時より改善されたどうかを調べる。
　この時の、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭでの受信状態が先の複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いた時より改善されていなければ、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける先の複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭをそのまま保持し、改善されていれば、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを今回のものに更新して保持する。以上により、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭごとに、アンテナAｋ２からの信号に対する複素ウエイトの最適値WＡｋ２を決定する。
　同様に、3番目以降のトレーニングフレーム2-3,2-4を順次受信し、この時の各アンテナ群Aｋ１～AｋＭでの受信レベル情報を基に、アンテナAｋ３, Aｋ４の信号に対する各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトの最適値WＡｋ３, WＡｋ４を、順次決定する。
　すなわち、無線通信装置BのQ個のアンテナ群Bｎ１～BｎＮを構成する各アンテナBｎ１,Bｎ２,・・・,BｎＮから送信されるトレーニングフレーム2-3を受信し、この時の、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭでの受信状態からアンテナAｋ３の信号に対する複素ウエイトの最適値WＡｋ３を決定し、続いてトレーニングフレーム2-4を受信し、このときの受信状態からアンテナAｋ４の信号に対する複素ウエイトの最適値WＡｋ４を決定する。
　このように、トレーニングフレーム1,2-1～2-Mを順次受信し、それに対するACKを返信する度に、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成する各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号に対する複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを1つずつ順次変更(反転)し、この時の受信状態を判定して各複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを順次決定する。
　これによれば、(アンテナ数M+1)回のトレーニングフレームの受信で、全てのアンテナ群Aｋ１～AｋＭの全てのアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号に対する複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを決定できる。以上により、無線通信装置Aにおいて、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成するM個のアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号に対する複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭが決定される。
　その後、無線通信装置Aは、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおいて、この複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いて、無線通信装置Bに対してトレーニングフレーム1,2-1～2-Nを送信する。
　今度は、無線通信装置Bが、無線通信装置AのP個のアンテナ群群Aｋ１～AｋＭから送信されたトレーニングフレーム1,2-1～2-Nを受信し、各アンテナ群Bｎ１～BｎＮを構成する各アンテナBｎ１,Bｎ２,・・・,BｎＮの信号に対する複素ウエイトの最適値WＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎＮを順次決定する。
　その動作は、無線通信装置Aの動作と同じであるので、説明を省略する。さらに、無線通信装置A,B間で双方向のトレーニング信号伝送を行って、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭ、Bｎ１～BｎＮにおける複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭおよびWＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎＮをより最適化することができる。
　無線通信装置A,Bは、データ送受信に際し、以上のようにして決定した各アンテナ群Aｋ１～AｋＭ、Bｎ１～BｎＮにおける複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭ、WＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎＮを用いてビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う。
　図５は、第１実施形態の無線通信装置Aにおける複素ウエイトの最適値決定処理を示すフローチャートである。ここでは、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成するアンテナ数をMとし、ウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-Pの乗算器として1ビット移相器を用いた場合を想定している。
　まず、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトの最適値WＡｋ=(WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭ)を用いて先頭のトレーニングフレーム1をダイバーシチ受信して、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭでの受信レベル情報PＡｋ０を取得し、PＡｋ０を当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける受信レベル情報の最大値PＡｋ，ＭＡＸとして保持する。また、変数iに1を代入(i←1)する(S1)。変数iは、以下のステップからなるループをアンテナ数M回だけ行わせることを規定する。
　なお、ここでの値WＡｋ=(WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭ)はそれぞれ、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭの初期の最適値である。ここではP個のウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-Pに具備された乗算器が1ビット移相器である場合を想定しているので、複素ウエイトのWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、1ビット("0"か"1")である。
　次に、次トレーニングフレームがあるか否かを判定する(S2)。S2で、次トレーニングフレームがあると判定すれば、S3に進むが、ないと判定すれば、トレーニングを終了する。S3では、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおいて、i番目の複素ウエイトWＡｋｉを反転させた複素ウエイトWＡｋでトレーニングフレームを受信し、そのときの受信レベル情報PＡｋｉを取得する。
　次に、受信レベル情報PＡｋｉを、これまでの受信レベル情報の最大値PＡｋ，ＭＡＸと比較し(S4)、PＡｋｉ＞PＡｋ，ＭＡＸであれば、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトの最適値WＡｋをS3で新たに設定された複素ウエイトWＡｋに更新する。同時に、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭでの受信レベル情報の最大値PＡｋ，ＭＡＸをPＡｋｉに更新する(S5)。その後、S6に進む。
　S4での比較結果がPｋｉ＞Pｋ，ＭＡＸでなければ、複素ウエイトの最適値WＡｋを更新せずに、S6に進む。S6では、変数iを1だけインクリメントする(i←i+1)。次に、変数iがアンテナ数M以下か否かを判定する(S7)。S7で、変数iがアンテナ数M以下と判定されれば、S2に戻って処理を繰り返し、変数iがアンテナ数M以下でないと判定されれば、変数iにi-Mを代入(i←i-M)、すなわち変数iを再び1とした後、S2に戻って処理を繰り返す。
　以上のフローにより、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成する各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号に対する複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを、最初のトレーニングフレーム1に続くトレーニングフレームを受信する度に1つずつ最適化できる。したがって、アンテナ数がMの場合、少なくとも(M+1)個のトレーニングフレームのダイバーシチ受信により各アンテナ群群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトWＡｋ=(WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭ)を最適化できる。なお、以上のフローにより、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成する各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号のベクトルの向きを合わせて最適化することはできるが、これだけでは、各アンテナ郡でダイバーシチ受信された受信信号のベクトルの向きを合わせることはできない。無線通信装置Aでの受信においては、送受信回路13-1～13-Pから出力されるベースバンド受信IQ情報におけるベクトルの向きのばらつきは、直後の空間デマッピング部14において補償され、同一向きに揃えられた上でダイバーシチ合成される。しかし、無線通信装置Aからの送信においては、送受信回路13-1～13-Pには同一向きのベクトルの送信信号が印加されるので、無線通信装置Bでの受信においては、無線通信装置Aの各アンテナ群からの信号が必ずしも同相で合成されない。このため、さらに、各アンテナ郡でダイバーシチ受信された受信信号のベクトルの向きを合わせる処理を行ってもよい。例えば、トレーニング信号として同一フレームの複数シンボルを使用する場合には、送受信回路13-1～13-Pから出力されるベースバンド受信IQ情報が右半平面内（I>0の領域）となるように当該アンテナ郡の複素ウエイトに対して回転の処理を行ってもよい。具体的には、トレーニングフレーム１に対する当該アンテナ郡でのベースバンド受信IQ情報が右半平面内にある場合には、以上のフローで求まったM個の複素ウエイトをそのまま使用し、左半平面にある場合にはM個の複素ウエイトを各々位相反転したものを複素ウエイトとして使用してもよい。
　無線通信装置Bの各アンテナ群Bｎ１～BｎＮの各アンテナBｎ１,Bｎ２,・・・,BｎＮの信号に対する複素ウエイトWＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎＮも同様のフローに従って少なくとも(N+1)個のトレーニングフレームのダイバーシチ受信で最適化できる。
　このように、本発明の無線通信システムでは、2つの無線通信装置間での双方向のトレーニング信号伝送を通じて、各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対する複素ウエイトの最適値を決定し、これにより決定された複素ウエイトを用いて、データ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う。
　なお、トレーニングにおける最初のトレーニングフレーム1は、ほぼ最適なダイバーシチ合成で受信できるが、それに続くトレーニングフレーム2-1以降の受信では複素ウエイトをほぼ最適値から故意にずらしているので、受信レベルが低くなる可能性がある。特に、最適なダイバーシチ合成受信により、かろうじて通信可能となる通信エリアの周辺部においては、トレーニングフレーム2-1以降を大部分受信できない場合が生じる。
　この場合、図４に示すように、各トレーニングフレームに対してACKを返信するものとすると、トレーニングは1フレームすなわちトレーニングフレーム1のみで終了してしまう。しかし、この場合でも、トレーニングフレーム2-1以降の最初のトレーニングフレーム2-1の受信で最適化する各アンテナ群のアンテナを1番目のアンテナに固定せず、各アンテナ群において、前回にトレーニングしたアンテナの次のアンテナからトレーニングを開始するようにすれば、通信エリアの周辺部においてもトレーニングが可能となる。
　ただし、この場合、各アンテナ群において1回のトレーニングで複素ウエイトを最適化できず、少なくともアンテナ数以上のトレーニングが必要となる。ACKを用いないで、トレーニングフレーム1に続けて既定のアンテナ数分のトレーニングフレームを常に送信する場合あるいはデータフレームのヘッダの拡張プリアンブルに含ませたアンテナ数分のシンボルを使用する場合には、当然通信エリア周辺部においても、1つのトレーニング信号での最適化が可能である。
　送受信を行う無線通信装置についての各アンテナ群における複素ウエイトは、それらの間での双方向のトレーニング信号伝送を通じてそれぞれ最適化されるので、データ送受信に際し、この各アンテナ群における複素ウエイトを用いてビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行うことにより、2つの無線通信装置の各アンテナ群間において、双方のアンテナ群を構成する複数のアンテナ間での伝達関数からなる伝送路行列の最大固有値に対応した固有伝送路に全エネルギーを集中してデータを伝送することができ、大きなMIMO利得を得ることができる。
　したがって、MIMOによる空間多重時、ダイバーシチ通信あるいはビームフォーミングにより通信のサービスエリアを拡大できるばかりでなく、通話のような双方向リアルタイム通信の品質を改善することもできる。なお、MIMO利得は、送信アンテナ利得、受信アンテナ利得およびダイバーシチ利得を含む。
　本発明と同様の効果は、無線通信において、(M×P)×(N×Q)のMIMO伝送を行うことにより原理的には実現できる。ただし、M×P個あるいはN×Q個の送受信機を具備することは、コスト的にも消費電力の面からも困難である。また、高次のMIMO伝送では演算量および演算時間が大きくなる問題もある。また、ビームフォーミングを行うためには、伝送路行列の情報を送受信で共有する必要があるが、フィードバックにおけるオーバーヘッドを考慮すると、高速フェージング環境下において高次のMIMOの実現は非常に困難である。
　しかし、本発明では、MIMO伝送を行う各アンテナ群において、伝送路行列の相関行列や相関行列の最大固有値に対応した固有ベクトルを演算することなく、双方向のトレーニング信号伝送を通じて各アンテナ群における複素ウエイトの最適値を決定するので、複素ウエイトの最適値を決定するための演算量および演算時間、双方の無線通信装置においてチャネル情報を共有化するための情報伝送および消費電力の大きな送受信回路の数の増加なしにMIMO通信における各アンテナ群間の通信品質を大幅に改善することができる。これにより、MIMOによる通信品質の改善におけるアンテナ数の制限が大幅に緩和されるので、各アンテナ群間の無線伝送におけるMIMO利得を容易に増大させることができる。
　図６は、本発明に係る無線通信装置の第１実施形態の構成を示すブロック図である。なお、図６において、図１と同一あるいは同等部分には同じ番号を付しており、ここでは図１の無線通信装置Aを示しているが、無線通信装置Bも同様である。また、図６は、無線通信装置のウエイト処理部11-kの乗算器が１ビット移相器である場合における実施形態を示している。ウエイト処理部11-kの乗算器が、ｎビット移相器(ｎは２以上の自然数)の場合については第２実施形態として説明する。
　本実施形態の無線通信装置Aは、それぞれがM本(Mは2以上の整数)のアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭ(ｋは１以上P以下の整数)からなるP個のアンテナ群Aｋ１～AｋＭ、ウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-PおよびRF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-PからなるP個のダイバーシチ回路およびMIMO送受信部19を備える。MIMO送受信部19は、図１の送受信回路13-1,13-2,・・・,13-P～ストリーム分配・合成部17に相当する。
　MIMO送受信部19は、信号合成部101、ストリーム分配部102、ベースバンド変調部103-1,103-2,・・・,103-K、時空間符号・符号化部104、空間マッピング部105、無線送信部106-1,106-2,・・・,106-P、無線受信部107-1,107-2,・・・,107-P、空間デマッピング部108、時空間符号・復号部109、ベースバンド復調部110-1,110-2,・・・,110-K、ストリーム合成部111、デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-P、伝送路特性推定部112および送受信の切替制御のための送受信制御部113を備える。これらの多くは、一般的なMIMO伝送を行う無線通信装置が備える構成要素である。時空間符号を使用しない場合には、時空間符号・符号化部および時空間符号・復号部はなくてもよい。
　MIMO送受信部19において、送信データは、信号合成部101を介してストリーム分配部102に入力され、無線伝送されるストリーム数のデータ系列に分割される。この信号は、無線伝送されるストリーム数Kと同数のベースバンド変調部103-1,103-2,・・・,103-Kに入力される。
　各ベースバンド変調部103-1,103-2,・・・,103-Kにおいては、入力されたデータ系列に基づいてベースバンド変調が行われる。例えば、OFDM変調を用いる場合には、各データ系列は、シリアルパラレル変換された後に、各サブキャリアに対応したデータに基づいてQAMマッピングが行われ、さらに逆フーリエ変換により時間系列に変換されて、複素ベースバンド変調信号となる。
　時空間符号を使用する場合、複素ベースバンド変調信号は時空間符号・符号化部104で時空間符号を用いて符号化され、時空間符号に応じた数の時間系列が出力される。時空間符号を使用しない場合には、複素ベースバンド変調信号はそのまま時空間符号・符号化部104から出力される。時空間符号・符号化部104の出力信号は、空間マッピング部105に入力される。
　空間マッピング部105では、MIMOにおける処理、例えば、空間多重、時空間符号化、送信アンテナ選択ダイバーシチ、ビームフォーミング等に応じた処理が行われる。空間マッピング部105では各アンテナ群から送出する送信信号を得るための処理が行われるが、この処理の詳細については、非特許文献１または非特許文献２に詳細に記載されている。
　空間マッピング部105から出力されるP個の複素送信IQ信号は、対応する無線送信部106-1,106-2,・・・,106-Pに入力される。無線送信部106-1,106-2,・・・,106-Pからは、例えば、この信号で直交変調されたRF送信信号が出力される。無線送信部106-1,106-2,・・・,106-Pから出力された各RF送信信号は、各デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pに入力される。
　デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pは、RF送信信号の送信とRF受信信号の受信を時間的に切り替える。例えば、送受信制御部113から送信期間に"1"となり、受信期間に"0"となる送受信制御情報を受け、送受信制御情報が"1"の場合には各無線送信部106-1,106-2,・・・,106-PからのRF送信信号をRF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-Pに出力し、送受信制御情報が"0" の場合にはRF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-PからのRF受信信号を無線受信部107-1,107-2,・・・,107-Pに出力する。デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pとしては、方向性結合器、高周波スイッチ等を使用することができる。
　デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pからの出力信号はそれぞれ、RF信号分配・合成器12-1,12-2,・・・,12-Pおよびウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-Pからなるダイバーシチ回路に入力される。P個のダイバーシチ回路はそれぞれ、M個のアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭに接続されており、(P×M)個のアンテナからRF送信信号が無線伝播路上へ送出される。
　一方、P個のアンテナ群を構成するM個のアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭにおいて受信されたRF受信信号は、P個のダイバーシチ回路において合成され、その出力信号はそれぞれ、デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pに入力される。デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pの出力信号はそれぞれ、無線受信部107-1,107-2,・・・,107-Pに入力され、複素受信IQ信号が出力される。
　これらP個の複素受信IQ信号は空間デマッピング部108に入力され、MIMOにおける処理、例えば、空間多重、時空間符号化、受信ダイバーシチ等に応じた処理が行われる。空間デマッピング部108から出力される複素IQ信号は時空間符号・復号部109に入力される。
　時空間符号を使用する場合には、当該時空間符号に対する復号処理が行われ、その処理された信号が時空間符号・復号部109から出力される。時空間符号を使用しない場合には、時空間符号・復号部109に入力された複素IQ信号がそのまま出力される。
　時空間符号・復号部109からの1つまたは複数の出力信号はそれぞれ、ベースバンド復調部110-1,110-2,・・・,110-Kに入力され、復調処理される。OFDM変調を用いる場合には、入力された複素IQ信号信号をシンボル毎に分割し、それぞれをフーリエ変換する。フーリエ変換で求まった各周波数成分をQAM復調したデータをパラレルシリアル変換して受信データ系列を得る。
　ベースバンド復調部110-1,110-2,・・・,110-Kから出力される受信データ系列は、ストリーム合成部111において1つの受信データ系列に合成される。なお、OFDM変調においては、誤り訂正符号化およびインターリーブを使用するのが一般的であり、この場合には上述の合成された受信データに対して、誤り訂正符号に対する復号処理およびデインターリーブ処理が行われる。
　P個の無線受信部107-1,107-2,・・・,107-Pから出力される複素受信IQ信号は、伝送路特性推定部112にも入力されており、例えば、RF受信信号の各フレームに含まれる既知の系列であるプリアンブルを用いて、送信側における各アンテナ群と受信側における各アンテナ群間での伝送路特性の推定が行われる。この推定された伝送路特性は、空間デマッピング部108および時空間・復号部109での処理に使用される。
　無線受信部107-1,107-2,・・・,107-Pからは、上述の複素受信IQ信号以外に、RF受信信号それぞれの各フレームについての受信レベル情報が出力される。この受信レベル情報はビーム形成用ウエイト生成部30に入力される。受信レベル情報は、ダイバーシチ合成受信信号の各フレームについての受信レベルに関連する情報ならば如何なるものでもよく、例えば、RSSI(Received Signal Strength Information)情報、あるいはそれをレベルに変換した情報、無線受信部が備えるAGCアンプの利得、あるいはそれをレベルに変換した情報などを用いることができる。なお、トレーニング信号として同一フレームの複数シンボルを使用する場合には、ベースバンド受信IQ情報を用いて受信レベル情報を取得することができるので、複素受信IQ信号以外の受信レベル情報は出力しなくてよい。
　送受信制御部113は、無線通信装置の必須の構成要素である無線アクセス制御部の一部であり、例えば、送信期間に"1"となり受信期間に"0"となる送受信制御情報をP個のデュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pおよびビーム形成用ウエイト生成部30に出力する。
　ビーム形成用ウエイト生成部30は、各アンテナ群に対する複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを保持しており、送受信制御部113から出力される送受信制御情報に基づき、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭに対して、トレーニング信号の各フレームに対して異なる複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを生成する。ここで、ｋは１以上P以下の整数である。ビーム形成用ウエイト生成部30は、さらに、P個の無線受信部107-1,107-2,・・・,107-Pから出力される受信レベル情報に基づいて、各アンテナ群に対する複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを決定する。
　ここで生成されたアンテナ群Aｋ１～AｋＭ毎の複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭに対するウエイト処理部11-kの各乗算器に与えられる。ビーム形成用ウエイト生成部30の詳細は、後述する。ビーム形成用ウエイト生成部30は、"ダイバーシチ合成情報生成手段"として機能し、それには、"初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段"、"トレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段"、"受信状態判定手段"および"ダイバーシチ合成情報最適値生成手段"が含まれている。
　トレーニング信号生成部40は、トレーニングを実行させ、相手側無線通信装置がビームフォーミングするために必要なトレーニング信号を生成する。ここで生成されるトレーニング信号は、トレーニング用の送信データ系列であり、例えば、PLCPヘッダ、MACヘッダ等の情報を含んでもよい。トレーニング信号生成部40から出力されるトレーニング用の送信データは、送信データとともに信号合成部101に入力される。
　信号合成部101は、送信データとトレーニング信号生成部40からのトレーニング用送信データを時間的に合成して出力する。信号合成部101は、送信データが与えられた場合にはこのデータをストリーム 分配部102に出力し、トレーニング信号生成部40からトレーニング用送信データが出力された場合には、これをストリーム分配部102に出力する。
　ウエイト処理部11-kは、ビーム形成用ウエイト生成部30から与えられる複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭに従って、各アンテナ群のRF受信信号およびRF送信信号にウエイト処理を施す。すなわち、各ウエイト処理部11-kは、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成する各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭのRF受信信号にウエイト処理を施して当該RF信号分配・合成部12-kに出力し、また、当該RF信号分配・合成部12-kからのRF送信信号にウエイト処理を施して各アンテナ群を構成する各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭに出力する。
　ウエイト処理部11-kにおけるウエイト処理は、1ビット移相器による0度あるいは180度の移相処理により実現できる。ウエイト処理部11-kは、"ダイバーシチ合成情報設定手段"として機能する。
　RF信号分配・合成部12-kは、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおけるRF送受信信号の分配および合成を行う。すなわち、当該ウエイト処理部11-kからのM個のRF受信信号を入力とし、それらを合成した信号を当該デュプレクサ18-kに出力し、また、当該デュプレクサ18-kからのRF送信信号を入力とし、これをM分配して当該ウエイト処理部11-kに出力する。
　なお、RF信号分配・合成部12-kで合成されてデュプレクサ18-kに出力されるRF受信信号のレベルは、インピーダンス変換に起因してウエイト処理部11-kから入力されたRF受信信号のレベルの1/√Mになる。同様に、M分配されてウエイト処理部11-kに出力されるRF送信信号のレベルは、デュプレクサ18-kから入力されたRF送信信号のレベルに対して、1/√Mになる。RF信号分配・合成部12-kは、"信号分配合成手段"として機能する。
　図７は、ビーム形成用ウエイト生成部30の具体的構成を示すブロック図である。ビーム形成用ウエイト生成部30は、基本的にはアンテナ群Aｋ１～AｋＭ毎に独立に動作する。ここでは、その中の1つの構成および動作について説明する。
　実際には、ビーム形成用ウエイト生成部30は、図７と同一のブロック構成をP個備える。すなわち、ビーム形成用ウエイト生成部30は、P個の受信レベル保持部50、P個の移相器制御部60およびタイミング部70を備え、双方向のトレーニング信号伝送を通じて、アンテナ群Aｋ１～AｋＭ毎にビームフォーミングおよびダイバーシチ合成のための複素ウエイトの最適値を決定する。
　受信レベル保持部50は、当該アンテナ群用の受信レベル情報比較部51および1トレーニング期間内最大受信レベル保持部52を備える。受信レベル保持部50は、"受信状態判定手段"として機能する。
　受信レベル情報比較部51は、トレーニング信号の各フレームについての各アンテナ群における受信レベル情報を、当該1トレーニング期間内最大受信レベル保持部が保持している受信レベル情報と比較する。そして、新たに入力された受信レベル情報の方が大きければ、当該1トレーニング期間内最大受信レベル保持部52が保持している受信レベル情報を該受信レベル情報に更新するとともに、最適ウエイト更新信号を当該移相器制御部60のトレーニング時ウエイト生成部62に出力する。なお、各アンテナ群において最大の受信レベル情報を求める際の初期値としては、トレーニング信号の先頭フレームの受信レベル情報を用いる。
　1トレーニング期間内最大受信レベル保持部52が保持する受信レベル情報は、アンテナ群毎に大きい受信レベル情報へと順次更新され、トレーニング終了時点では、各アンテナ群において最大の受信レベル情報となる。
　各移相器制御部60は、非ビーム形成時ウエイト生成部61、トレーニング時ウエイト生成部62およびウエイト選択部63を備える。非ビーム形成時ウエイト生成部61、トレーニング時ウエイト生成部62はそれぞれ、"初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段"、"トレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段"として機能し、トレーニング時ウエイト生成部62は、受信レベル情報比較部51と組み合わされて"ダイバーシチ合成情報最適値生成手段"としても機能する。
　全くの初期状態から複素ウエイトの最適値への引き込みには、まず、通信相手とする無線通信装置から少なくとも、アンテナ群を構成するアンテナの数+1個のフレームを含むトレーニング信号を受信することが必要である。しかし、当初から、通信相手とする無線通信装置が送信するトレーニング信号を受信できるとは限らない。そこで、全くの初期状態でも、自無線通信装置Aが送信する少なくとも1個のトレーニング信号((アンテナ数+1)個のフレーム)を相手側無線通信装置Bが受信できるようにする。これは、異なる複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いて複数のトレーニング信号を送信し、相手側無線通信装置Bがいずれかのトレーニング信号を受信できるようにすることにより実現できる。ここで、kは１以上P以下の整数である。
　非ビーム形成時ウエイト生成部61は、アンテナ群Aｋ１～AｋＭ毎に、このような非ビーム形成時における複素ウエイトWＡｋ１(NB),WＡｋ２(NB),・・・,WＡｋＭ(NB)を生成する。各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおいて、このトレーニング信号を送信する際の複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは任意であるが、トレーニング信号の送信毎に変化させることが望ましい。CSMA(Carrier Sense Multiple Access)システムにおいては、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭの非ビーム形成時の複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを時間的にランダムに変化させ、トレーニング信号の送信開始時点での複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを当該トレーニング信号の送信で使用することができる。具体的には、アンテナ数がMの場合、Mビットカウンタを自走クロックで動作させ、そのM個のカウンタ値を各複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭとして用いることができる。このランダム変化の時間間隔は、例えば1μs程度に設定すればよい。
　相手側無線通信装置Bがいずれかのトレーニング信号を受信して各アンテナ群Bｎ１～BｎＮにおける複素ウエイトの最適値を決定し、その最適値を設定して、各アンテナ郡Bｎ１～BｎＮからトレーニング信号をビームフォーミングして送信すれば、自無線通信装置Aは、そのトレーニング信号を受信できる。なお、相手側無線通信装置Bから同様にアンテナ群Bｎ１～BｎＮ毎にランダムに変化された複素ウエイトを用いて送信されるいずれかのトレーニング信号を受信できれば、自無線通信装置Aでそのまま各アンテナ群Aｋ１～AｋＭでの複素ウエイトの最適値への引き込みが行われる。
　各アンテナ群Aｋ１～AｋＭに対するトレーニング時ウエイト生成部62は、当該トレーニングカウント部74からのトレーニングカウンタ情報に従って、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)のうちのWＡｋｉ(TR)をフレーム毎に順次変更し、当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭの受信レベル情報比較部51から最適ウエイト更新信号が出力された時の各複素ウエイトWＡｋｉ(TR)を保持する。なお、複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)の初期の最適値は、過去の直近のトレーニングによって得られたものとするのが好ましい。その複素ウエイトは、ほぼ最適なものとなっていると考えられるからである。
　ウエイト選択部63は、非ビーム形成時ウエイト生成部61から出力される複素ウエイトWＡｋ１(NB),WＡｋ２(NB),・・・,WＡｋＭ(NB)あるいはトレーニング時ウエイト生成部62から出力される複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)をビーム形成有効フラグに基づいて選択し、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭとして出力する。
　ビーム形成有効フラグは、初期状態では"無効"(例えば"0")であるが、所定回数、例えば(アンテナ数+1)回のフレームの受信で"有効"(例えば"1")となる。また、所定の期間、例えば100msの間にフレームを十分に(例えば(アンテナ数+1)回以上)受信できなかった場合には、ビーム形成有効フラグを"無効"としてもよい。
　この結果、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭのウエイト選択部63は、所定回数のフレームが受信されるまでは複素ウエイトWＡｋ１(NB),WＡｋ２(NB),・・・,WＡｋＭ(NB)を選択し、それ以降では、複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)を選択する。
　タイミング部70は、フレーム受信検出部71、フレーム終了検出部72、シーケンス終了検出部73、トレーニングカウント部74およびビーム形成有効フラグ生成部75を備える。
　フレーム受信検出部71は、送受信制御情報および受信レベル情報を入力とし、フレーム受信検出信号を出力する。送受信制御情報は、例えば、無線送信部106-1,106-2,・・・,106-P(図６)がイネーブルとなる期間に"1"となり、無線受信部107-1,107-2,・・・,107-P(図６)がイネーブルとなる期間に"0"となる信号であり、受信レベル情報は、RSSI(Received Signal Strength Information)情報あるいはP個の無線受信部107-1,107-2,・・・,107-Pがそれぞれ備えるAGCアンプの利得などの情報であり、フレーム受信検出部71は、無線受信部107-1,107-2,・・・,107-Pのイネーブル期間における受信レベルの増加の検出に基づきフレーム受信検出信号を生成する。受信検出信号として、各アンテナ群における受信検出信号を論理和した信号を用いてもよい。
　上述のフレーム受信検出信号は、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭの1トレーニング期間内最大受信レベル保持部52、シーケンス終了検出部73およびトレーニングカウンタ部74に与えられる。フレーム受信検出信号は、各フレームの受信開始を示す信号であり、例えば、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおいて、受信レベル情報の増大に基づいて検出された各フレームの受信開始タイミングをトリガとして発生させた所定幅(例えば、1μs)のパルスを論理和した信号である。
　フレーム終了検出部72は、送受信制御情報および各アンテナ群Aｋ１～AｋＭの受信レベル情報を入力とし、フレーム終了検出信号をトレーニング時ウエイト生成部62、シーケンス終了検出部73およびトレーニングカウンタ部74へ出力する。フレーム終了検出信号は、各フレームの受信終了を示す信号であり、例えば、各アンテナ群での受信レベル情報の減少に基づいて検出された各フレームの受信終了タイミングをトリガとして発生させた所定幅(例えば、1μs)のパルスを論理和した信号である。また、トレーニングシーケンスにおいてACKを使用する場合には、ACKの送信完了を送受信制御情報により検出し、これをトリガとして前記所定幅のパルスを生成してもよい。
　送受信制御情報は、送信状態、受信状態、パワーセーブ状態などの無線通信装置の状態を表す情報である。フレーム受信検出部71およびフレーム終了検出部72は、送受信制御情報が受信状態になっている場合の受信レベル情報を用いてフレームの受信開始およびフレームの受信終了を検出することができる。
　シーケンス終了検出部72は、シーケンス終了検出信号をアンテナ群毎のトレーニング時ウエイト生成部62へ出力する。シーケンス終了検出信号はトレーニングの終了を示す信号であり、例えば、フレーム終了検出信号のパルスが発生してから一定期間(例えば、30μs)内に全てのアンテナ群においてフレーム受信検出信号のパルスが発生しないことが検出された時点のタイミングで発生させた所定幅(例えば、1μs)のパルスである。トレーニングシーケンスにおいてACKを用いる場合には、ACKの送信完了を送受信制御情報により検出し、これをトリガとして前記所定幅のパルスを生成してよい。
　図４に示した例のように、各フレームに対してACKを返信するものとすると、受信したフレームでエラーが発生しこれに対してACKを返信しない場合、その時点でトレーニングは終了する。これに対応して、全てのアンテナ群Aｋ１～AｋＭにおいてACKの返信タイミングになっても送受信制御情報が受信状態のままであり、送信状態に遷移しない場合には、シーケンス終了検出信号のパルスを生成してもよい。
　トレーニングカウント部74は、トレーニングカウンタ情報をアンテナ群Aｋ１～AｋＭ毎のトレーニング時ウエイト生成部62およびビーム形成有効フラグ生成部75へ出力する。トレーニングカウンタ情報は、トレーニング信号におけるフレーム数のカウント情報であり、例えば、フレーム終了検出信号によりカウンタのカウント値を1ずつインクリメントし、シーケンス終了検出信号により該カウンタのカウント値を"0"にクリアすることにより生成される。
　ビーム形成有効フラグ生成部75は、アンテナ群Aｋ１～AｋＭ毎に所定回数のフレームが受信されたことを示すビーム形成有効フラグを当該ウエイト選択部63へ出力する。上述のビーム形成有効フラグは、トレーニングカウンタ部74からのトレーニングカウンタ情報に基づいて生成される。ウエイト選択部63は、ビーム形成有効フラグが無効の場合、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭの非トレーニング時ウエイト生成部61からの複素ウエイトWＡｋ１(NB),WＡｋ２(NB),・・・,WＡｋＭ(NB)を選択し、ビーム形成有効フラグが有効の場合、各アンテナ群のトレーニング時ウエイト生成部62からの複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)を選択する。
　アンテナ群Aｋ１～AｋＭ毎の移相器制御部60は、基本的には、トレーニングを通じて受信レベル情報が最大となる複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)を見つけ出すように動作する。すなわち、受信側の無線通信装置Aでは、フレーム毎に、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭの複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)の各複素ウエイトWＡｋｉ(TR)を変更し、アンテナ群Aｋ１～AｋＭ毎に、その過程で受信レベル情報が大きくなった時の複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)を保持する。
　トレーニングが終-了した時、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおいて受信レベル情報が最大となった時の複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)が保持されている。トレーニングに続くデータの双方向伝送では、アンテナ群Aｋ１～AｋＭ毎に保持されている複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)を読み出してウエイト処理部11-kに与える。
　図８は、図７のビーム形成用ウエイト生成部30の動作の一例を示すタイミングチャートである。ここでは、１つのアンテナ群Aｋ１～AｋＭに対する動作を示している。他のアンテナ群においても同様の動作が独立して行われる。
　図９は、1つのアンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成するアンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の信号A1,A2,A3,A4がダイバーシチ合成(ベクトル加算)されて当該アンテナ群Aｋ１～AｋＭでのダイバーシチ合成受信信号が生成される様子を示す図である。ここでは、無線通信装置Aにおいて、1つのアンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成するアンテナの数が4であり、1つのアンテナ群Aｋ１～AｋＭにおいて各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の信号に対する複素ウエイトをWＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４とし、それらが1ビットである場合を想定している。また、受信レベルが大きいほど受信レベル情報の値が大きくなるとしている。この場合、ウエイト処理部11-kは、アンテナ数分の1ビット移相器で構成され、各移相器は各1ビットの複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４に応じて、例えば、複素ウエイトが"0"の場合には移相量0度、"1"の場合には移相量180度に制御される。
　無線通信装置Aは、通信相手の無線通信装置Bからのトレーニングフレーム1を現状の複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４を用いてダイバーシチ受信し、複数のトレーニングフレーム2-1～2-4を、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４の各複素ウエイトWＡｋｉを変更しながら順次ダイバーシチ受信する。そして、そのときの受信レベル情報に基づいて最終的に複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４を決定する。これにより決定された複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４をデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成に用いる。
　トレーニングフレーム1は、実際にトレーニングが実行される先頭フレームであり、これを受信してからトレーニングが開始されると共に、そのときの受信レベル情報が測定される。トレーニングフレーム1には送信元アドレス、送信先アドレスおよびフレーム種別などの情報を含ませることができ、これを用いて現状の複素ウエイトでダイバーシチ受信した時の受信レベル情報が取得される。後続するトレーニングフレーム2-1～2-4は、複素ウエイトを所定のアルゴリズムで変更してダイバーシチ受信した時の受信レベル情報を測定するために用いられる。
　受信レベル情報は、無線受信部のAGCアンプにおいて利得調整が起動された場合、通常、比較的短時間(例えば、10μs)に変化する。AGCアンプの利得調整は、トレーニングフレームの受信開始または受信終了でも発生するが、それ以外にも、例えば、ノイズの影響により発生する場合もある。また、トレーニングフレームの受信開始でAGCアンプの利得調整が起動された後、フレームヘッダの受信に失敗した場合では、該フレーム受信期間においてAGCアンプの利得調整が複数回起動される場合もある。受信レベル情報の測定では、これらの点を考慮する。
　まず、トレーニングカウンタ情報が"0"の時、トレーニング時ウエイト生成部52は、複素ウエイト0(WＡｋ１=1,WＡｋ２=0,WＡｋ３=1,WＡｋ４=1)を生成し、通信相手の無線通信装置Bからのトレーニングフレーム1をこの複素ウエイト0を用いてをダイバーシチ受信する。複素ウエイト0は、例えば、過去の直近のトレーニングによって得られ、前のデータフレームの受信時に用いられたものが好ましい。過去においてビームフォーミングがなされている場合、その時の複素ウエイトは、今回でもほぼ最適となっていると考えられるからである。過去においてビームフォーミングがなされていない場合には、任意の複素ウエイトを用いることができる。このときの受信レベル情報(100)が1トレーニング期間内最大受信レベル保持部52で保持される。
　図９(a)は、このときの各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の受信信号のダイバーシチ合成(ベクトル加算)を示している。なお、トレーニングフレーム1を受信する前の受信レベル情報は"5"である。これは、熱雑音レベルに相当する。また、トレーニングフレーム1を受信してから次のフレーム2-1を受信するまでの期間の受信レベル情報は"3"に低下する。これも熱雑音レベルに相当する。以下同様に、フレームの受信間で熱雑音が発生する。
　次に、フレーム1のフレーム終了が検出され、トレーニングカウンタ情報が"1"になると、トレーニング時ウエイト生成部は、複素ウエイト1(WＡｋ１=0,WＡｋ２=0,WＡｋ３=1,WＡｋ４=1)を生成する。複素ウエイト1は、複素ウエイトWＡｋ１だけが反転されたものである。複素ウエイト1を用いてトレーニングフレーム2-1を受信した時の受信レベル情報(88)は、複素ウエイト0の時の受信レベル情報(100)より低下している。
　図９(b)は、このときの各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の受信信号のダイバーシチ合成を示している。この受信レベル情報の変化は、伝送路の変化によるものではなく、複素ウエイトを変化させたことによるものである。複素ウエイト1の時の受信レベル情報(88)は、複素ウエイト0の時の受信レベル情報(100)より低下しているので、複素ウエイトWＡｋ１を"1"に決定する。1トレーニング期間内最大受信レベル保持部で保持される受信レベル情報は、"100"のまま更新されない。
　次に、トレーニングカウンタ情報が"2"になると、トレーニング時ウエイト生成部は、複素ウエイト2(WＡｋ１=1,WＡｋ２=1,WＡｋ３=1,WＡｋ４=1)を生成する。複素ウエイト2は、複素ウエイト0において複素ウエイトWＡｋ2だけが反転されたものである。複素ウエイト2を用いてトレーニングフレーム2-2を受信した時の受信レベル情報(70)も、複素ウエイト0の時の受信レベル情報(100)より低下している。
　図９(c)は、このときの各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の受信信号のダイバーシチ合成を示している。複素ウエイト2の時の受信レベル情報(70)も、複素ウエイト0の時の受信レベル情報(100)より低下しているので、複素ウエイトWＡｋ２を"0"に決定する。1トレーニング期間内最大受信レベル保持部で保持される受信レベル情報は、"100"のまま更新されない。
　次に、トレーニングカウンタ情報が"3"になると、トレーニング時ウエイト生成部は、複素ウエイト3(WＡｋ１=1,WＡｋ２=0,WＡｋ３=0,WＡｋ４=1)を生成する。複素ウエイト3は、複素ウエイト0において複素ウエイトWＡｋ３だけが反転されたものである。複素ウエイト3を用いてトレーニングフレーム2-3を受信した時の受信レベル情報(102)は、複素ウエイト0の時の受信レベル情報(100)より増大している。
　図９(d)は、このときの各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の受信信号のダイバーシチ合成を示している。複素ウエイト3の時の受信レベル情報(102)は、複素ウエイト0の時の受信レベル情報(100)より増大しているので、複素ウエイトWＡｋ３を"0"に決定する。1トレーニング期間内最大受信レベル保持部で保持される受信レベル情報は、"102"に更新される。また、最適ウエイト更新信号は、トレーニングフレーム2-1以降のフレーム受信検出信号が出力された後、当該トレーニングフレームの受信レベル情報がそれまでの最大受信レベル情報を上回った時点で出力される。トレーニングフレーム2-3の受信中に、受信レベル情報比較部から最適ウエイト更新信号が出力されるので、トレーニング時ウエイト生成部は、複素ウエイト3(WＡｋ１=1,WＡｋ２=0,WＡｋ３=0,WＡｋ４=1)を記憶する。
　次に、トレーニングカウンタ情報が"4"になると、トレーニング時ウエイト生成部は、複素ウエイト4(WＡｋ１=1,WＡｋ２=0,WＡｋ３=0,WＡｋ４=0)を生成する。複素ウエイト4は、複素ウエイト3において複素ウエイトWＡｋ４だけが反転されたものである。複素ウエイト4を用いてトレーニングフレーム2-4を受信した時の受信レベル情報(90)は、複素ウエイト3の時の受信レベル情報(102)より低下している。
　図９(e)は、このときの各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の受信信号のダイバーシチ合成を示している。複素ウエイト4の時の受信レベル情報(90)は、複素ウエイト3の時の受信レベル情報(102)より低下しているので、複素ウエイトWＡｋ４を"1"に決定する。1トレーニング期間内最大受信レベル保持部で保持される受信レベル情報は、"102"のまま更新されない。
　トレーニングフレーム2-4に対するフレーム終了検出信号が出力された時、トレーニングカウンタ情報が"5"になり、次のトレーニングフレームの受信に備えて、複素ウエイト3において複素ウエイトWＡｋ１だけが反転された複素ウエイトWＡｋ１=0,WＡｋ２=0,WＡｋ３=0,WＡｋ４=1に変更される。しかし、直後のトレーニングフレームはなく、シーケンス終了検出信号が出力されるので、次のデータフレームの送信および受信に備えて複素ウエイトは、WＡｋ１=1,WＡｋ２=0,WＡｋ３=0,WＡｋ４=1が最適値として設定される。
　以上のトレーニングにより、複素ウエイト3(WＡｋ１=1,WＡｋ２=0,WＡｋ３=0,WＡｋ４=1)が受信レベル情報を最大とすること、すなわち、複素ウエイト3が複素ウエイトの最適値であることが分かる。この複素ウエイトの最適値3(WＡｋ１=1,WＡｋ２=0,WＡｋ３=0,WＡｋ４=1)をウエイト処理部へ出力し、複素ウエイトの最適値3を用いて、続くデータフレーム送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う。
　伝送路の状況は時間とともに変化するので、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４は常に最適化しつづける必要がある。トレーニングでは、以上のようにして、複数のトレーニングフレームを受信し、大きな受信レベル情報が得られる複素ウエイトが見つかれば、この複素ウエイトを最適な複素ウエイトとして設定し直す。
　このように、トレーニング中に各アンテナの信号に対する複素ウエイトを順次変更し、そのときの受信レベル情報を調べるというアルゴリズムに従って常に複素ウエイトの最適値を見つけ出し、これをデータ送受信時の複素ウエイトの最適値として用いる。これによれば、最短で、(アンテナ数+１)個のトレーニングフレームにより各アンテナの信号に対する複素ウエイトの最適値を決定できる。
　次に、本発明に係る無線通信システムの第２実施形態について説明する。第１実施形態においては、ウエイト処理部11-kの乗算器が1ビット移相器であると想定し、等利得合成でダイバーシチ合成を行う場合の、複素ウエイトの最適値決定動作について説明した。
　しかし、ウエイト処理部11-kの乗算器は、1ビット移相器に限られるものではなく、ｎビット移相器(ｎは２以上の自然数)でもよい。例えば、ｎ＝２の場合、複素ウエイトは"00" ("0")，"01" ("1") ，"10" ("2")，"11" ("3")の２ビットであり、入力信号は、例えば、複素ウエイト"00"，"01" ，"10"，"11"に応じて、そのまま、＋９０度回転、位相反転あるいは－９０度回転して出力される。
　ｎビット移相器(ｎは２以上の自然数)を用いる場合でも、第１実施形態と同様に、複素ウエイトを順次変更し、そのときの受信レベル情報を調べるというアルゴリズムに従って常に複素ウエイトの最適値を見つけ出し、これをデータ送受信時の複素ウエイトの最適値とすることができる。
　以下に説明する第２実施形態では、ウエイト処理部11-kの乗算器にｎビット移相器(ｎは２以上の自然数)を用い、等利得合成でダイバーシチ合成を行う場合の複素ウエイトの最適値を決定する。
　上述したように、ウエイト処理部11-kの乗算器にｎビット移相器(ｎは２以上の自然数)を用いる場合でも、複素ウエイトを順次変更し、そのときの受信レベル情報を調べるというアルゴリズムに従って常に複素ウエイトの最適値を見つけ出すことができる。しかし、第２実施形態では、(アンテナ数+１)個のトレーニングサブ信号により、各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対する複素ウエイトの最適値を決定できるようにしている。
　複素ウエイトの最適値決定動作はｎの値にはよらないが、簡単のためｎ＝２とし、図１０に示すトレーニング信号を用いるものとする。トレーニング信号は、現状の複素ウエイトでダイバーシチ受信した時のアンテナ群毎のベースバンド受信IQ情報もしくはベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方、および現状の複素ウエイトを所定のアルゴリズムで変更してダイバーシチ受信した時のアンテナ群毎のベースバンド受信IQ情報もしくはベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方を得るために用いられる。
　ここで、ベースバンド受信IQ情報とは、ベースバンド送信IQ信号とベースバンド受信IQ信号の間における複素伝達関数となる情報であり、例えば、各トレーニングフレームに含まれるプリアンブルに対応したベースバンド受信IQ信号そのものである。後述するように、ベースバンド受信IQ信号に代えて、ベースバンド受信IQ信号と予め定められた特定情報系列の相関情報を用いることもできる。
　各無線通信装置は、1トレーニング期間内のトレーニング信号を受信することにより、その時点での、アンテナ群毎のダイバーシチ受信状態を最良化する複素ウエイトの最適値を決定できる。
　本例のトレーニング信号(図１０)は、1トレーニング期間内に、複数のトレーニングフレーム1,2-1～2-4を含む。この場合、トレーニングサブ信号は、各々のトレーニングフレームである。
　このような信号の具体例としては、IEEE802.11n (Draft 5.0)におけるアンテナ選択信号があり、トレーニング信号としてこのような信号を用いることができる。本例のトレーニング信号では、ACKフレームは使用されず、常に(受信側の無線通信装置のアンテナ数＋１)個のトレーニングフレームが断続的に送信される。
　先頭のトレーニングフレーム1には送信元アドレス、送信先アドレスおよびフレーム種別などの情報を含ませることができる。このトレーニングフレーム1を用いて、現状の複素ウエイトでダイバーシチ受信した時のベースバンド受信IQ情報もしくはベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方を取得する。
　トレーニングフレーム2-1～2-4は、複素ウエイトを所定のアルゴリズムで変更してダイバーシチ受信した時のアンテナ群毎のベースバンド受信IQ情報もしくはベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方を取得するためものである。
　以下では、ベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方を取得して複素ウエイトの最適値を決定する場合について説明する。
　第２実施形態の無線通信システムの基本構成は図１と同じであるので、図１を参照して、その動作を説明する。図１において、例えば、無線通信装置Aにおける複素ウエイトの最適値を決定する場合、無線通信装置Aは、無線通信装置Bが送信するトレーニングフレーム1,2-1～2-4をダイバーシチ受信する。トレーニングフレーム1は、アンテナ群毎に、現状の複素ウエイトWＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋＭを用いてダイバーシチ受信され、トレーニングフレーム2-1～2-4は、アンテナ群毎に、現状の複素ウエイトWＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋＭを所定のアルゴリズムで変更した複素ウエイトWＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋＭを用いてダイバーシチ受信される。これらのダイバーシチ受信で得られるベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方に基づいて複素ウエイトWＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋＭの最適値が決定される。
　また、無線通信装置Bは、過去の直近のトレーニングで取得された、ほぼ最適の複素ウエイトを用いてトレーニング信号を各アンテナ群の各アンテナBｎ１, Bｎ２,・・・, B ｎＮから送信する。この無線通信装置Bの複素ウエイトは、無線通信装置Aが、その時点での複素ウエイトの最適値に更新する1トレーニング期間中で固定とする。なお、無線通信装置A,B間の通信が全くの初期状態からである場合、無線通信装置A,Bは、後述するように、トレーニング信号を互いに送受信して複素ウエイトの最適値への引き込みを可能にする。
　無線通信装置Aは、まず、無線通信装置Bに具備されたQ個のアンテナ群Bｎ１～BｎＮ（n=1～Q）から送信された最初のトレーニングフレーム1を、P個のアンテナ群Aｋ１～AｋＭ（k=1～P）が備えるM本のアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭで受信する。アンテナ群毎のウエイト処理部11-kの各乗算器は、各アンテナ群の各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭからの各受信信号にアンテナ群毎の複素ウエイトWＡk１,WＡk２,・・・,WＡkＭを乗算する。
　各乗算器は、複素ウエイトが"00"であれば、入力信号をそのまま出力し、複素ウエイトが"01"であれば、入力信号を＋９０度回転して出力する。また、複素ウエイトが"10"あるいは"11"の場合には、各々、入力信号を位相反転、－９０度回転して出力する。最初のトレーニングフレーム1を受信する時の複素ウエイトWＡk１,WＡk２,・・・,WＡkＭとしては、過去の直近のトレーニングで取得されたものを用いる。この複素ウエイトWＡk１,WＡk２,・・・,WＡkＭは、現状でも、ほぼ最適値となっていると考えられる。しかし、この時に用いる複素ウエイトWＡk１,WＡk２,・・・,WＡkＭは、任意に設定することができる。複素ウエイトWＡ１,WＡ２,・・・,WＡＭは、後述するように、続く複数のトレーニングフレーム2-1～2-4のダイバーシチ受信後にさらに最適値へと更新される。
　アンテナ群毎のRF信号分配・合成部12-kは、アンテナ群毎のウエイト処理部11-kにより複素ウエイトWＡk１,WＡk２,・・・,WＡkＭが乗算された受信信号を加算してアンテナ群毎のダイバーシチ合成受信信号RＡを生成する。
　次に、アンテナ群毎に、1つのアンテナ、例えばアンテナAｋ１の信号に対する複素ウエイトWＡk１だけを先の複素ウエイトの最適値WＡk１から位相反転させる。この新しい複素ウエイトWＡk１,WＡk２,・・・,WＡkＭを用いて、引き続くトレーニングフレーム2-1をダイバーシチ受信し、このときのベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方を取得する。
　次に、アンテナAｋ１以外の1つのアンテナ、例えばアンテナAｋ２の信号に対する複素ウエイトWＡk２だけを先の複素ウエイトの最適値WＡk２から位相反転させる。この新しい複素ウエイトWＡk１,WＡk２,・・・,WＡkＭを用いて、引き続くトレーニングフレーム2-2をダイバーシチ受信し、この時のベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方を取得する。
　同様に、トレーニングフレーム2-3,2-4を順次受信し、この時のベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方を取得する。
　このように、トレーニングフレーム1,2-1～2-Mを順次受信し、その度に、アンテナ群毎に、アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号に対する複素ウエイトWＡk１,WＡk２,・・・,WＡkＭを1つずつ順次変更(位相反転)し、この時のベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方をアンテナ群毎に取得する。
　以上では、トレーニング信号として複数のトレーニングフレームを用いる場合について説明した。しかし、トレーニング信号としては、それを用いてベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方を取得できるものであればよく、任意のフレーム、シンボル、サブキャリア、拡散信号等を用いることができる。図１１は、複数のトレーニングシンボルからなるトレーニング信号の例を示す。この場合、トレーニングサブ信号は、各々のトレーニングシンボルであり、それらのシンボルは受信側において既知である。この場合、トレーニングシンボル1を用いて、現状の複素ウエイトでダイバーシチ受信した時のベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方を取得する。また、トレーニングシンボル2-1～2-4を用い、複素ウエイトを所定のアルゴリズムで変更してダイバーシチ受信した時のベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方を取得する。
　図１２は、送信側からベースバンド送信IQ情報"１"を送信したときの受信側でのアンテナ群毎の受信情報を模式的に表したものである。ここでは、無線通信装置において1つのアンテナ群を構成するアンテナをAｋ１,Aｋ２,・・・,Aｋ4の４本とし、各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,Aｋ4の受信情報をA1,A2,・・・,A4と表記している。これは、図９と同様である。
　同図(ａ)は、トレーニングフレーム１に対する受信情報rA1の一例であり、同図(ｂ)～(ｅ)は、トレーニングフレーム2-1～2-4 の受信情報rA2-1, rA2-2,・・・, rA2-4の一例である。各トレーニングフレームに含まれるプリアンブル等の既知パターンに対するベースバンド受信IQ信号から受信情報rA1, rA2-1, rA2-2,・・・, rA2-4を求めることができる。また、各フレーム受信におけるAGC利得の情報等を用いて各フレームの受信レベル情報、すなわち、受信情報rA1, rA2-1, rA2-2,・・・, rA2-4の振幅の情報を得ることができる。
　トレーニングフレーム１では、受信信号A1,A2,・・・,A4をベクトル加算したものが受信される。トレーニングフレーム2-1では受信信号-A1（A1の反転ベクトル）,A2,・・・,A4をベクトル加算したものが受信される。トレーニングフレーム2-2では受信信号A1, -A2（A2の反転ベクトル）,・・・,A4をベクトル加算したものが受信される。トレーニングフレーム2-3、2-4についても同様である。無線通信装置Aにおいて、トレーニング信号の各トレーニングフレームに対するベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方を用いてアンテナ群毎の各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号に対する複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを決定する。その決定手法については後述する。
　その後、無線通信装置Aは、このアンテナ群毎の複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いて、無線通信装置Bに対してトレーニングフレーム1,2-1～2-4を送信する。今度は、無線通信装置Bが、無線通信装置AのP個のアンテナ群Aｋ１～AｋＭ（k=1～P）から送信されたトレーニングフレーム1,2-1～2-4を受信し、アンテナ群毎の各アンテナBｎ１,Bｎ２,・・・,BｎＮ（n=1～Q）の信号に対する複素ウエイトの最適値WＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎＮを決定する。その動作は、無線通信装置Aの動作と同じである。　さらに、無線通信装置A,B間で双方向のトレーニング信号伝送を行って、アンテナ群毎に複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭおよびWＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎＮをより最適化することができる。
　無線通信装置A,Bは、データ送受信に際し、以上のようにして決定したアンテナ群毎の複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋ４およびWＢｎ１,WＢｎ２,・・・,WＢｎ４を用いて、ビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う。
　さて、アンテナ群毎の各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号に対する複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、以上のようにして得られたベースバンド受信IQ情報および受信レベル情報の両方を用いて、以下のようにして決定できる。
　トレーニングフレーム１の受信における任意のアンテナ群のベースバンド受信IQ情報rA1は、式(2)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、C1は、トレーニングフレーム１の受信における無線通信装置Aの当該アンテナ群の受信系での利得である。C1による規格化により、ベースバンド受信IQ情報rA1は、受信レベルによらず、ほぼ一定の大きさとなる。
　一方、トレーニングフレーム2-1～2-4受信における当該アンテナ群のベースバンド受信IQ情報rA2-1, rA2-2,・・・, rA2-4は、式(3)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、C2-1,C2-2,・・・,C2-4は、トレーニングフレーム2-1～2-4の受信における無線通信装置Aの当該アンテナ群の受信系での利得である。C2-1,C2-2,・・・,C2-4による規格化により、ベースバンド受信IQ情報rA2-1,rA2-2,・・・,rA2-4は、受信レベルによらず、ほぼ一定の大きさとなる。
　当該アンテナ群の受信系での利得CX は、当該アンテナ群の受信レベル情報PXから式(4)で求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、kは定数である。式(4)を式(2),(3)に代入することにより、式(5)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式(5)より、式(6)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、A1,A2,・・・,A4は複素ベクトルであり、これらの位相をそれぞれθ1,θ2,・・・,θ4とする。
　４つのベクトルA1,A2,・・・,A4の位相が同一となるように、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋ4を更新することにより、複素ウエイトWＡｋ１,WＡ２,・・・,WＡｋ4を最適化できる。ｋ
　例えば、当該アンテナ群のトレーニングフレーム１の受信情報rA1に、これらの４つのベクトルの向きを合わせることにより、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋ4を最適化できる。この場合、受信情報rA1の位相をθ0とすると、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋ4を式(7)により更新すればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　θ0,θ1, θ2,・・・, θ4は、式(8)で与えられる。ただし、実際には、θ0,θ1, θ2,・・・, θ4をｎビットで量子化した位相が複素ウエイトとして使用される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　以上では、複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを決定するためにベースバンド受信IQ情報と受信レベル情報の両方を得ているが、受信レベル情報を用いなくても複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを決定できる。例えば、図１１のトレーニング信号を用いる場合、フレーム先頭のトレーニングフィールドの一部を用いて受信AGC動作は完了するので、トレーニングシンボル1,2-1～2-4受信時の利得は同一(C1=C2-1=C2-2= C2-３=C2-4)となる。トレーニングシンボル1,2-1～2-4受信におけるベースバンド受信IQ情報rA1,rA2-1,rA2-2,・・・,rA2-4は、式(9)で表され、ベースバンド受信IQ情報rA1,rA2-1,rA2-2,・・・,rA2-4のみから各アンテナの相対的な受信信号を求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　なお、（７）式で求まる複素ウエイトを用いると、当該アンテナ群でのトレーニングフレーム１の受信情報rA1に、当該アンテナ群の各アンテナでの受信信号のベクトルの向きを合わるように動作する。一般に、トレーニングフレーム１における受信情報rA1のベクトルの向きは、アンテナ群毎に異なる。無線通信装置Aでの受信においては、無線受信部107-1～107-Pから出力される受信情報rA1におけるベクトルの向きのばらつきは、直後の空間デマッピング部108において補償され、同一向きに揃えられた上でダイバーシチ合成される。しかし、今度は無線通信装置Aからの送信においては、無線送信部106-1～106-Pには同一向きのベクトルの送信信号が印加されるので、無線通信装置Bでの受信においては、無線通信装置Aの各アンテナ群からの信号が必ずしも同相で合成されない。このため、トレーニングフレーム１での受信信号のベクトルが、例えば、第1象限に入るように、（７）式で求まる複素ウエイトをさらに回転したものを複素ウエイトとして使用してもよい。例えば、トレーニングフレーム１の受信信号ベクトルが第2象限となり、（７）式で求まる複素ウエイトが各々"00"、"01"、"10"、"11"となる場合には、複素ウエイトを各々"11"、"00"、"01"、"10"とすればよい。
　また、ダイバーシチ合成受信信号と予め定められた情報系列の相関情報もしくは該相関情報と受信レベル情報の両方に基づいて複素ウエイトの最適値WＡ１,WＡ２,・・・,WＡＭを決定することもできる。
　例えば、図１０のトレーニング信号を用いる場合、ダイバーシチ合成受信信号と予め定められた情報系列の相関情報と受信レベル情報の両方を用いて複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを決定することができる。
　図１３は、無線LANで使用されるバースト検出、AGC動作およびタイミング同期のためのプリアンブルにおけるベースバンドIQ信号を示す。ここでは、基本パターンの約4周期分を図示しているが、無線LANでは基本パターンの10周期分がプリアンブルとして送信される。受信側では、バースト検出後に、まず、AGC動作を行う。また、タイミング同期のために、ベースバンド受信IQ信号と、基本パターンの複素共役となる信号との相関演算を行う。図１４は、マルチパス波が存在しない場合の、相関演算の出力信号を示す。
　例えば、図１０のトレーニング信号を用いる場合には、相関ピークのタイミングでの上記相関演算の出力信号を式(6)におけるベースバンド受信IQ情報rA1,rA2-1,rA2-2,・・・,rA2-4の代わりに用いることができる。
　相関ピークのタイミングでの上記相関演算の出力信号をrA1,rA2-1,rA2-2,・・・,rA2-4とし、出力信号rA1の位相をθ0とすると、この場合でも、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋ4を式(7)により更新すればよい。
　また、例えば、図１１のトレーニング信号を用いる場合、フレーム先頭のトレーニングフィールドの一部を用いて受信AGC動作は完了するので、トレーニングシンボル1,2-1～2-4受信時の利得は同一(C1=C2-1=C2-2= C2-３=C2-4)となる。したがって、トレーニングシンボル1,2-1～2-4受信における、相関ピークのタイミングでの上記相関演算の出力信号rA1,rA2-1,rA2-2,・・・,rA2-4から各アンテナの相対的な受信信号を求めることができる。
　相関ピークのタイミングでの上記相関演算の出力信号は、時間的に積分された情報であり、これを用いることにより、熱雑音あるいは干渉信号の影響を低減しつつ、複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを決定することができる。
　図１５は、第２実施形態の無線通信装置Aにおけるアンテナ群毎の複素ウエイトの最適値決定処理を示すフローチャートである。ここでは、1つのアンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成するアンテナをAｋ１, Aｋ２,・・・,AｋＭのM本とし、ウエイト処理部11-kの乗算器としてｎ(ｎは２以上の自然数)ビット移相器を用いた場合のフローを示している。
　先頭のトレーニングフレーム1が受信されると(S11)、まず、当該アンテナ群の複素ウエイトの最適値WＡｋ=(WＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋＭ)を用いて先頭のトレーニングフレーム1をダイバーシチ受信してベースバンド受信IQ情報r1および受信レベル情報P1を取得する。また、変数iに1を代入(i←1)する(S12)。変数iは、以下のステップからなるループをアンテナ数M回だけ行わせることを規定する。なお、ここでのWＡｋ=(WＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋＭ)はそれぞれ、当該アンテナ群の複素ウエイトの初期値である。ここではウエイト処理部11-kの乗算器がｎビット移相器である場合を想定しているので、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭの各々は、ｎビット情報である。
　次に、トレーニングフレーム2-i が受信されると(S13)、i番目の複素ウエイトWＡｋｉを反転させた複素ウエイトWＡｋ′でトレーニングフレーム2-iを受信してベースバンド受信IQ情報r2-iおよび受信レベル情報P2-iを取得する(S14)。また、S14では、さらに変数iを1だけインクリメントする(i←i+1)。次に、変数iがアンテナ数M以下か否かを判定する(S15)。S15で、変数iがアンテナ数M以下と判定されれば、S13に戻って処理を繰り返し、変数iがアンテナ数M以下でないと判定されれば、S12およびS14で取得したベースバンド受信IQ情報 r1,r2-1,r2-2,・・・,r2-4および受信レベル情報 P1,P2-1,Pr2-2,・・・,P2-4を用いて複素ウエイトを更新する(S16)。トレーニングフレーム2-i が受信されなければ、ベースバンド受信IQ情報r2-iを0とし、受信レベル情報P2-iを1とし、また、変数iに1+1を代入(i←i+1)する(S17)
　以上のフローにより、当該アンテナ群の各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号に対する複素ウエイトW１, W２,W３,・・・,WＭを最適化できる。したがって、アンテナ数がMの場合、ｎ(ｎは２以上の自然数)ビット移相器を用いた場合においても、合計(M+1)個のフレームのダイバーシチ受信により複素ウエイトWＡｋ=(WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭ)を最適化できる。
　図１６は、本発明に係る無線通信装置の第２実施形態の構成を示すブロック図である。なお、図１６において、図１および図６と同一あるいは同等部分には同じ符号を付しており、ここでは図１の無線通信装置Aを示しているが、無線通信装置Bも同様である。また、図１６は、無線通信装置のウエイト処理部11-kの乗算器がｎビット移相器（nは２以上の自然数）である場合における実施形態を示している。
　第２実施形態の無線通信装置Aは、それぞれがM本(Mは2以上の整数)のアンテナAｋ１,Aｋ,・・・,AｋＭ(ｋは１以上P以下の整数)からなるP個のアンテナ群Aｋ１～AｋＭ、ウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-PおよびRF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-PからなるP個のダイバーシチ回路およびMIMO送受信部19を備える。該P個のダイバーシチ回路は、複素ウエイトの最適値を用いて、該アンテナ群Aｋ１～AｋＭでのビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行ってトレーニング信号やデータの送受信を行う。MIMO送受信部19は、図１の送受信回路13-1,13-2,・・・,13-P～ストリーム分配・合成部17に相当する。
　MIMO送受信部19は、信号合成部101、ストリーム分配部102、ベースバンド変調部103-1,103-2,・・・,103-K、時空間符号・符号化部104、空間マッピング部105、無線送信部106-1,106-2,・・・,106-P、無線受信部107-1,107-2,・・・,107-P、空間デマッピング部108、時空間符号・復号部109、ベースバンド復調部110-1,110-2,・・・,110-K、ストリーム合成部111、デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-P、伝送路特性推定部112および送受信の切替制御のための送受信制御部113を備える。時空間符号を使用しない場合には、時空間符号・符号化部および時空間符号・復号部はなくてもよい。ここでは、該ダイバーシチ回路をRF帯で動作させ、送受信回路13-1, 13-2,・・・,13-Pが各アンテナ群に対して1つだけで済むようにしている。すなわち、無線通信装置Aは、各アンテナ群に対して1つだけの送受信系統だけを用いてマルチアンテナでのビームフォーミングおよびダイバーシチ受信を行う。上記の各部のうち、ウエイト処理部11およびビーム形成用ウエイト生成部38以外は、一般的な無線通信装置が備える構成要素である。
　MIMO送受信部19において、送信データは、信号合成部101を介してストリーム分配部102に入力され、無線伝送されるストリーム数のデータ系列に分割される。この信号は、無線伝送されるストリーム数Kと同数のベースバンド変調部103-1,103-2,・・・,103-Kに入力される。
　各ベースバンド変調部103-kにおいては、入力されたデータ系列に基づいてベースバンド変調が行われる。例えば、OFDM変調を用いる場合には、各データ系列は、シリアルパラレル変換された後に、各サブキャリアに対応したデータに基づいてQAMマッピングが行われ、さらに逆フーリエ変換により時間系列に変換されて、複素ベースバンド変調信号となる。
　時空間符号を使用する場合、複素ベースバンド変調信号は時空間符号・符号化部104で時空間符号を用いて符号化され、時空間符号に応じた数の時間系列が出力される。時空間符号を使用しない場合には、複素ベースバンド変調信号はそのまま時空間符号・符号化部104から出力される。時空間符号・符号化部104の出力信号は、空間マッピング部105に入力される。
　空間マッピング部105では、MIMOにおける処理、例えば、空間多重、時空間符号化、送信アンテナ選択ダイバーシチ、ビームフォーミング等に応じた処理が行われる。空間マッピング部105では各アンテナ群から送出する送信信号を得るための処理が行われるが、この処理の詳細については、非特許文献１または非特許文献２に詳細に記載されている。
　空間マッピング部105から出力されるP個の複素送信IQ信号は、対応する無線送信部106-1,106-2,・・・,106-Pに入力される。無線送信部106-1,106-2,・・・,106-Pからは、例えば、この信号で直交変調されたRF送信信号が出力される。無線送信部106-1,106-2,・・・,106-Pから出力された各RF送信信号は、各デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pに入力される。
　デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pは、RF送信信号の送信とRF受信信号の受信を時間的に切り替える。例えば、送受信制御部113から送信期間に"1"となり、受信期間に"0"となる送受信制御情報を受け、送受信制御情報が"1"の場合には各無線送信部106-1,106-2,・・・,106-PからのRF送信信号をRF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-Pに出力し、送受信制御情報が"0" の場合にはRF信号分配・合成部12-1,12-2,・・・,12-PからのRF受信信号を無線受信部107-1,107-2,・・・,107-Pに出力する。デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pとしては、方向性結合器、高周波スイッチ等を使用することができる。
　デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pからの出力信号はそれぞれ、RF信号分配・合成器12-1,12-2,・・・,12-Pおよびウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-Pからなるダイバーシチ回路に入力される。P個のダイバーシチ回路はそれぞれ、M個のアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭに接続されており、(P×M)個のアンテナからRF送信信号が無線伝播路上へ送出される。
　一方、P個のアンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成するM個のアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭにおいて受信されたRF受信信号は、P個のダイバーシチ回路において合成され、その出力信号はそれぞれ、デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pに入力される。デュプレクサ18-1,18-2,・・・,18-Pの出力信号はそれぞれ、無線受信部107-1,107-2,・・・,107-Pに入力され、複素受信IQ信号が出力される。ここで、無線受信部107-1,107-2,・・・,107-Pは、RF受信信号を複素受信IQ信号に復調するだけでなく、トレーニング信号の各トレーニングフレームから各々受信レベル情報を取得する。
　これらP個の複素受信IQ信号は空間デマッピング部108およびビーム形成用ウエイト生成部30の両方に入力される。一方、受信レベル情報は、ビーム形成用ウエイト生成部30に入力される。受信レベル情報は、ダイバーシチ合成受信信号の各トレーニングフレームについての受信レベルに関連する情報ならば如何なるものでもよく、例えば、RSSI(Received Signal Strength Information)情報、あるいはそれをレベルに変換した情報、無線受信部36が備えるAGCアンプの利得、あるいはそれをレベルに変換した情報などを用いることができる。ただし、トレーニング信号として、同一フレームの複数のトレーニングシンボルを使用する場合には、受信レベル情報は複数のトレーニングシンボルで同一であるので、受信レベル情報を使用せず、P個の複素受信IQ信号だけを使用することもできる。空間デマッピング部108では、MIMOにおける処理、例えば、空間多重、時空間符号化、受信ダイバーシチ等に応じた処理が行われる。空間デマッピング部108から出力される複素IQ信号は時空間符号・復号部109に入力される。
　時空間符号を使用する場合には、当該時空間符号に対する復号処理が行われ、その処理された信号が時空間符号・復号部109から出力される。時空間符号を使用しない場合には、時空間符号・復号部109に入力された複素IQ信号がそのまま出力される。
　時空間符号・復号部109からの1つまたは複数の出力信号はそれぞれ、ベースバンド復調部110-1,110-2,・・・,110-Kに入力され、復調処理される。OFDM変調を用いる場合には、入力された複素IQ信号信号をシンボル毎に分割し、それぞれをフーリエ変換する。フーリエ変換で求まった各周波数成分をQAM復調したデータをパラレルシリアル変換して受信データ系列を得る。
　ベースバンド復調部110-1,110-2,・・・,110-Kから出力される受信データ系列は、ストリーム合成部111において1つの受信データ系列に合成される。なお、OFDM変調においては、誤り訂正符号化およびインターリーブを使用するのが一般的であり、この場合には上述の合成された受信データに対して、誤り訂正符号に対する復号処理およびデインターリーブ処理が行われる。
　P個の無線受信部107-1,107-2,・・・,107-Pから出力される複素受信IQ信号は、伝送路特性推定部112にも入力されており、例えば、RF受信信号の各フレームに含まれる既知の系列であるプリアンブルを用いて、送信側における各アンテナ群と受信側における各アンテナ群間での伝送路特性の推定が行われる。この推定された伝送路特性は、空間デマッピング部108および時空間・復号部109での処理に使用される。
　無線受信部107-1,107-2,・・・,107-Pからは、上述の複素受信IQ信号以外に、RF受信信号それぞれの各フレームについての受信レベル情報が出力される。この受信レベル情報はビーム形成用ウエイト生成部30に入力される。受信レベル情報は、ダイバーシチ合成受信信号の各フレームについての受信レベルに関連する情報ならば如何なるものでもよく、例えば、RSSI(Received Signal Strength Information)情報、あるいはそれをレベルに変換した情報、無線受信部が備えるAGCアンプの利得、あるいはそれをレベルに変換した情報などを用いることができる。
　送受信制御部113は、無線通信装置の必須の構成要素である無線アクセス制御部の一部であり、例えば、送信期間に"1"となり受信期間に"0"となる送受信制御情報をP個のデュプレクサ8-1,18-2,・・・,18-Pおよびビーム形成用ウエイト生成部30に出力する。
　ビーム形成用ウエイト生成部30は、アンテナ群毎の各アンテナAｋ１～AｋＭに対する複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭの最適値を保持しており、送受信制御部113から出力される送受信制御情報および受信レベル情報に基づき、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭに対して、トレーニング信号の各トレーニングサブ信号に対して、異なる複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを生成し、各無線受信部107-kから出力される受信レベル情報に基づいて複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを決定する。ここで生成された複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、ウエイト処理部11-kの各乗算器に与えられる。ビーム形成用ウエイト生成部30の詳細は、後述する。ビーム形成用ウエイト生成部30は、"ダイバーシチ合成情報生成手段" として機能し、それには、"初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段"、"トレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段"、"トレーニング受信情報保持手段"および"ダイバーシチ合成情報最適値生成手段"が含まれている。
　トレーニング信号生成部40は、アンテナ群毎にトレーニングを実行させ、相手側無線通信装置がビームフォーミングするために必要なトレーニング信号を生成する。ここで生成されるトレーニング信号は、トレーニング用の送信データ系列であり、例えば、PLCPヘッダ、MACヘッダ等の情報を含んでもよい。トレーニング信号生成部40から出力されるトレーニング用の送信データは、送信データとともにアンテナ群毎の信号合成部101に入力される。
　信号合成部101は、送信データとトレーニング信号生成部40からのトレーニング用送信データを時間的に合成して出力する。信号合成部101は、送信データが与えられた場合にはこのデータをストリーム 分配部102に出力し、トレーニング信号生成部40からトレーニング用送信データが出力された場合には、これをストリーム分配部102に出力する。
　ウエイト処理部11-kは、ビーム形成用ウエイト生成部30から与えられるアンテナ群毎の複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭに従って、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭのRF受信信号およびRF送信信号にウエイト処理を施す。すなわち、各ウエイト処理部11-kは、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成する各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭのRF受信信号にウエイト処理を施して当該RF信号分配・合成部12-kに出力し、また、当該RF信号分配・合成部12-kからのRF送信信号にウエイト処理を施して各アンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成する各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭに出力する。
　アンテナ群毎のウエイト処理部11-kにおけるウエイト処理は、ｎビット移相器による移相処理で実現できる。例えば、ｎ＝２の場合におけるウエイト処理は、0度、90度、180度あるいは270度の移相処理で実現できる。ウエイト処理部11-1,11-2,・・・,11-Pは、第２実施形態の無線通信装置において、"ダイバーシチ合成情報設定手段"として機能する。
　RF信号分配・合成部12-kは、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおけるRF送受信信号の分配および合成を行う。すなわち、ウエイト処理部11-kからのM個のRF受信信号を入力とし、それらを合成した信号をデュプレクサ18-ｋに出力し、また、デュプレクサ18-kからのRF送信信号を入力とし、これをM分配してウエイト処理部11-kに出力する。
　なお、RF信号分配・合成部12-kで合成されてデュプレクサ18-kに出力されるRF受信信号のレベルは、インピーダンス変換に起因してウエイト処理部11-kから入力されたRF受信信号のレベルの1/√Mになる。同様に、M分配されてウエイト処理部11-kに出力されるRF送信信号のレベルは、デュプレクサ18-kから入力されたRF送信信号のレベルに対して、1/√Mになる。これらのRF信号分配・合成部12-kは、"信号分配合成手段"として機能する。
　図１７は、図１６のビーム形成用ウエイト生成部30の具体的構成を示すブロック図である。なお、図１７において、図７と同一あるいは同等部分には同じ符号を付してある。ビーム形成用ウエイト生成部30は、基本的にはアンテナ群毎に独立に動作する。ここでは、その中の1つの構成および動作について説明する。
　　実際には、ビーム形成用ウエイト生成部30は、図１７と同一のブロック構成をP個備える。すなわち、ビーム形成用ウエイト生成部30は、P個の受信情報保持部80、P個の最適ウエイト決定部84、P個の移相器制御部60およびタイミング部70を備え、双方向のトレーニング信号伝送を通じて、アンテナ群毎にビームフォーミングおよびダイバーシチ合成のための複素ウエイトの最適値を決定する。
　トレーニング受信情報保持部80は、ベースバンド受信IQ信号保持部81および受信レベル情報保持部82を備える。トレーニング受信情報保持部80は、"トレーニング受信情報保持手段"として機能する。
　ベースバンド受信IQ信号保持部81は、トレーニングシーケンス受信に際して、各トレーニングフレームに含まれる既知パターンに対応したベースバンド受信信号であるベースバンド受信IQ信号を保持する。
　具体的には、既知パターン"1"(複素数)に対応したベースバンド受信信号を保持するものとすると、ベースバンド受信IQ信号は、送信ベースバンド部と受信ベースバンド部の間における位相回転を表す複素伝達関数(ベクトル)となる。
　既知パターンとして、例えば802.11nにおけるLTFを使用し、これに対応したベースバンド受信信号とLTFとの相関演算出力をベースバンド受信IQ信号とすることにより、複素伝達関数の推定における雑音の影響を軽減することができる。トレーニングシーケンスのすべてのトレーニングフレームに既知パターンが含まれていれば、それを用いて複素伝達関数の推定値となるベースバンド受信IQ信号を求めることができる。各トレーニングフレームに含まれる既知パターンは、すべて同一でもよいし、すべてが互いに異なっていてもよい。
　これを実現するために、ベースバンド受信IQ信号保持部81には、ベースバンド受信信号およびタイミング部70からのフレーム受信検出信号が印加されている。例えば、フレーム受信に際して、ヘッダ部分に、当該フレームがトレーニングフレームであることを示す情報要素が含まれている場合にパルスを出力し、それ以外では"0"となる信号をフレーム受信検出信号として用いることができる。トレーニングフレームの判別には、ヘッダ部分の情報要素を用いることができる。あるいはフレーム受信検出信号の時間間隔が所定値以下の場合のフレームをトレーニングフレームと判別することもできる。
　一方、受信レベル情報保持部82は、トレーニングシーケンスの受信に際して、各トレーニングフレームに含まれる既知パターンに対応した受信レベル情報を保持する。受信レベル情報としてRSSI値を用いる場合には、例えば既知パターンに対応したRSSI値を受信レベル情報として保持してもよい。あるいは、一般に先頭フレームは既知パターンであるので、これを受信した時の受信AGC利得を受信レベル情報として用いてもよい。
　複素伝達関数の情報からは、受信AGCの働きにより振幅情報が失われている。受信レベル情報を用いることにより、この振幅情報を復元して、位相情報だけではない真の複素伝達関数の情報を得ることができる。
　フレーム受信検出信号はトレーニングフレーム毎に出力され、各トレーニングフレームにおけるベースバンド受信IQ信号および受信レベル情報がトレーニング受信情報保持部80において保持される。これらの情報は、最適ウエイト決定部84に印加される。最適ウエイト決定部84は、式(6)に基づいて最適な複素ウエイトWＡｋ１(B),WＡｋ２(B),・・・,WＡｋＭ(B)を計算し、トレーニング時ウエイト生成部62に出力する。なお、最適ウエイト決定部84からの最適な複素ウエイトWＡｋ１(B),WＡｋ２(B),・・・,WＡｋＭ(B)の出力は、タイミング部70からの最適ウエイト更新信号で示されたタイミングで行われる。トレーニングシーケンス受信が終了した直後にパルスを出力し、それ以外では"0"となる信号を最適ウエイト更新信号としてもよい。
　移相器制御部60は、非ビーム形成時ウエイト生成部61、トレーニング時ウエイト生成部62およびウエイト選択部63を備える。非ビーム形成時ウエイト生成部61、トレーニング時ウエイト生成部62はそれぞれ、"初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段"、"トレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段"として機能し、トレーニング時ウエイト生成部62は、最適ウエイト決定部84と組み合わされて"ダイバーシチ合成情報最適値生成手段"としても機能する。
　全くの初期状態から複素ウエイトの最適値への引き込みには、まず、相手側無線通信装置から少なくとも、アンテナ群を構成するアンテナの数+1個のフレームを含むトレーニング信号を受信することが必要である。しかし、当初から、相手側無線通信装置が送信するトレーニング信号を受信できるとは限らない。そこで、全くの初期状態でも、自無線通信装置が送信する少なくとも1個のトレーニング信号((アンテナ数+1)個のフレーム)を相手側無線通信装置が受信できるようにする。これは、異なる複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いて複数のトレーニング信号を送信し、相手側無線通信装置がいずれかのトレーニング信号を受信できるようにすることにより実現できる。
　非ビーム形成時ウエイト生成部61は、このような非ビーム形成時の複素ウエイトWＡｋ１(NB),WＡｋ２(NB),・・・,WＡｋＭ(NB)を生成する。このトレーニング信号を送信する際の複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、任意であるが、トレーニング信号の送信ごとに変化させることが望ましい。CSMA(Carrier Sense Multiple Access)システムにおいては、非ビーム形成時かつ非送受信時の複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを時間的にランダムに変化させ、トレーニング信号の送信開始時点での複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを当該トレーニング信号の送信で使用することができる。
　具体的には、アンテナ数がMの場合、Mビットカウンタを自走クロックで動作させ、そのM個のカウンタ値を各複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭとして用いることができる。このランダム変化の時間間隔は、例えば1μs程度に設定すればよい。
　相手側無線通信装置がいずれかのトレーニング信号を受信して複素ウエイトの最適値を決定し、その最適値を設定してトレーニング信号をビームフォーミングして送信すれば、自無線通信装置は、そのトレーニング信号を受信できる。なお、相手側無線通信装置から同様にランダムに変化された複素ウエイトを用いて送信されるいずれかのトレーニング信号を受信できれば、自無線通信装置でそのまま複素ウエイトの最適値への引き込みが行われる。
　トレーニング時ウエイト生成部62は、トレーニングカウント部64からのトレーニングカウンタ情報に従って複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)の各々WＡｋｉ(TR)をフレームごとに順次変更し、最適ウエイト更新信号生成部85から最適ウエイト更新信号が出力された時の各複素ウエイトWＡｋｉ(TR)を保持する。なお、複素ウエイトWＡ１(TR),WＡ２(TR),・・・,WＡＭ(TR)の初期の最適値は、過去の直近のトレーニングによって得られたものとするのが好ましい。その複素ウエイトは、ほぼ最適なものとなっていると考えられるからである。
　ウエイト選択部63は、非ビーム形成時ウエイト生成部61から出力される複素ウエイトWＡｋ１(NB),WＡｋ２(NB),・・・,WＡｋＭ(NB)あるいはトレーニング時ウエイト生成部62から出力される複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)をビーム形成有効フラグに基づいて選択し、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭとして出力する。
　ビーム形成有効フラグは、初期状態では"無効"(例えば"0")であるが、所定回数、例えば(アンテナ数+1)回のフレームの受信で"有効"(例えば"1")となる。また、所定の期間、例えば100msの間にフレームを十分に(例えば(アンテナ数+1)回以上)受信できなかった場合には、ビーム形成有効フラグを"無効"としてもよい。
　この結果、ウエイト選択部63は、所定回数のフレームが受信されるまでは複素ウエイトWＡｋ１(NB),WＡｋ２(NB),・・・,WＡｋＭ(NB)を選択し、それ以降では、複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)を選択する。
　タイミング部70は、フレーム受信検出部71、フレーム終了検出部72、最適ウエイト更新信号生成部85、トレーニングカウント部74およびビーム形成有効フラグ生成部75を備える。
　フレーム受信検出部71は、送受信制御情報、ベースバンド受信IQ信号および受信レベル情報を入力とし、フレーム受信検出信号を出力する。送受信制御情報は、例えば、無線送信部106-1,・・・,106-P(図１６)がイネーブルとなる期間に"1"となり、それ以外で"0"となる信号であり、受信レベル情報は、RSSI (Received Signal Strength Information) 情報あるいは無線受信部107-1,・・・,107-P(図１６)が備えるAGCアンプの利得などの情報であり、フレーム受信検出部71は、無線受信部36がイネーブルとなる期間での受信レベル変化、またはベースバンド受信信号の振幅変化、あるいは既定のプリアンブルパターン、例えば802.11nにおけるLTFを検出し、かつヘッダ情報等により当該フレームがトレーニングフレームであると判定した場合に、フレーム受信検出信号を生成する。要するに、トレーニングシーケンス受信のみで、最適ウエイト更新を行い、それ以外の場合には最適ウエイト更新を行わなければよい。
　例えば、フレーム受信検出信号はトレーニングフレーム以外でも生成するが、最適ウエイト更新信号は、当該フレームがトレーニングシーケンスであると判定した場合にのみ行うようにしてもよい。また、トレーニングフレーム2-M（Mは無線通信装置のアンテナ数）における複素ウエイトは一般には最適値ではないので、受信レベル変化、ベースバンド受信信号の振幅変化、既定のプリアンブルパターンのいずれもが検出できない可能性もある。このような場合に備えて、ヘッダ情報等により当該フレームがトレーニングフレームであると判定した場合には、受信レベル変化、ベースバンド受信信号の振幅変化、既定のプリアンブルパターンのいずれもが検出できない場合でも、所定のタイミングでパルスを生成してもよい。なお、このような場合の当該トレーニングフレームに対応した複素伝達関数を"0"としてもよい。
　フレーム受信検出信号はベースバンド受信IQ信号保持部81および受信レベル情報保持部82に与えられる。フレーム受信検出信号は、各トレーニングフレームの受信開始を示す信号であり、例えば無線受信部107-1,・・・,107-Pがイネーブルとなる期間での受信レベル変化、またはベースバンド受信信号の振幅変化、あるいは既定のプリアンブルパターン、例えば802.11nにおけるLTFを検出し、かつヘッダ情報に等により当該フレームがトレーニングフレームであると判定した場合に発生させた所定幅(例えば、1μs)のパルスである。
　フレーム終了検出部72は、送受信制御情報、ベースバンド受信IQ信号および受信レベル情報を入力とし、フレーム終了検出信号をトレーニングカウント部74へ出力する。フレーム終了検出信号は、各フレームの受信終了を示す信号であり、例えば、無線受信部107-1,・・・,107-Pがイネーブルとなる期間での受信レベル変化あるいはベースバンド受信信号の振幅変化の検出に基づく各フレームの受信終了タイミングをトリガとして発生させた所定幅(例えば、1μs)のパルスである。また、トレーニングフレーム2-M（Mは無線通信装置のアンテナ数）における複素ウエイトは一般には最適値ではないので、受信レベル変化、ベースバンド受信信号の振幅変化、既定のプリアンブルパターンのいずれもが検出できない可能性もある。このような場合に備えて、ヘッダ情報等により当該フレームがトレーニングフレームであると判定した場合には、受信レベル変化、ベースバンド受信信号の振幅変化、既定のプリアンブルパターンのいずれもが検出できない場合でも、所定のタイミングでパルスを生成してもよい。
　送受信制御情報は、送信状態、受信状態、パワーセーブ状態などの無線通信装置の状態を表す情報である。フレーム受信検出部71およびフレーム終了検出部72は、送受信制御情報が受信状態になっている場合の受信レベル情報を用いてフレームの受信開始およびフレームの受信終了を検出することができる。
　最適ウエイト更新信号生成部85は、最適ウエイト更新信号をトレーニング時ウエイト生成部62へ出力する。最適ウエイト更新信号はトレーニングシーケンス受信完了後に、当該トレーニングシーケンス受信で新たに決定された最適な複素ウエイトを設定するためのタイミング信号であり、例えば、当該トレーニングシーケンスの最終フレームのフレーム終了検出信号のパルスが発生してから一定期間(例えば、3μs)後に発生させた所定幅(例えば、1μs)のパルスである。
　トレーニングカウント部74は、トレーニングカウンタ情報を、トレーニング時ウエイト生成部62、最適ウエイト更新信号生成部85およびビーム形成有効フラグ生成部75へ出力する。トレーニングカウンタ情報は、トレーニングシーケンスにおけるフレーム数のカウント情報であり、例えば、フレーム終了検出信号によりカウンタのカウント値を1ずつインクリメントし、最適ウエイト更新信号により該カウンタのカウント値を"0"にクリアすることにより生成される。
　ビーム形成有効フラグ生成部75は、所定回数のフレームが受信されたことを示すビーム形成有効フラグをウエイト選択部63へ出力する。ビーム形成有効フラグは、トレーニングカウンタ部74からのトレーニングカウンタ情報に基づいて生成される。ウエイト選択部63は、ビーム形成有効フラグが無効の場合、非トレーニング時ウエイト生成部61からの複素ウエイトWＡｋ１(NB),WＡｋ２(NB),・・・,WＡｋＭ(NB)を選択し、ビーム形成有効フラグが有効の場合、トレーニング時ウエイト生成部62からの複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)を選択する。
　移相器制御部60は、基本的には、トレーニングを通じて受信レベル情報が最大となる複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)を見つけ出すように動作する。すなわち、受信側の無線通信装置では、フレームごとに複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)の各複素ウエイトWＡｋｉ(TR)を変更し、各複素ウエイトWＡｋｉ(TR)でのベースバンド受信IQ信号および受信レベル情報を保持する。これらの保持情報から、式(7)に基づいて最適な複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WｋＡＭを求めて、複素ウエイトの更新を行う。
　トレーニングに続くデータの双方向伝送では、保持されている複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)を読み出してウエイト処理部11-kに与える。
　図１８は、図１７のビーム形成用ウエイト生成部30の動作の一例を示すタイミングチャートである。アンテナ群毎の各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４（k=1～P）の信号A1,A2,A3,A4がダイバーシチ合成(ベクトル加算)されてダイバーシチ合成受信信号が生成される様子は、図１２で示される。ここでは、無線通信装置Aのアンテナ群毎の各アンテナAｋ１～AｋＭのアンテナの数が4であり、各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の信号に対する複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４がｎビット（ｎは２以上の自然数）である場合を想定している。また、受信レベルが大きいほど受信レベル情報の値が大きくなるとしている。この場合、ウエイト処理部11-kは、アンテナ数分のｎビット移相器で構成され、各移相器は各ｎビットの複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４に応じて制御される。ｎ＝２の場合、例えば、複素ウエイトが"0"の場合には移相量0度、"1"の場合には移相量90度、"2"の場合には移相量180度、"3"の場合には移相量270度に、制御される。
　無線通信装置は、通信相手の無線通信装置からのトレーニングフレーム1を現状の複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４を用いてダイバーシチ受信し、複数のトレーニングフレーム2-1～2-4を、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４の各複素ウエイトWＡｋｉを変更しながら順次ダイバーシチ受信する。そして、得られた受信レベル情報およびベースバンド受信IQ信号を保持しておき、トレーニングシーケンス受信の終了後に、これらの保持された情報に基づいて最終的に複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４を決定する。これにより決定された複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４をデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成に用いる。
　トレーニングフレーム1は、実際にトレーニングが実行される先頭フレームであり、これを受信してからトレーニングが開始されると共に、そのときの受信レベル情報およびベースバンド受信IQ信号が測定される。例えば、IEEE802.11nのアンテナ選択シーケンスをトレーニングシーケンスとして使用する場合には、受信フレームのMACヘッダの解析を行い、当該受信フレームがアンテナ選択シーケンスである場合にトレーニングを開始してもよい。ベースバンド受信IQ信号としては、PLCP（Physical Layer Convergence Protocol）ヘッダに含まれる既知パターンに対応したベースバンド受信IQを用いることができる。例えば、IEEE802.11nの場合には、PLCPヘッダに含まれるLTF（Long Training Field）のベースバンド受信IQをベースバンド受信IQ信号として用いることができる。この場合には、ベースバンド受信IQ信号は、送信側無線通信装置のベースバンド送信IQと受信側無線通信装置のベースバンド受信IQ間の伝達関数を表す。
　トレーニングフレーム1には送信元アドレス、送信先アドレスおよびフレーム種別などの情報を含ませることができる。トレーニングフレーム1を用いて、現状の複素ウエイトでダイバーシチ受信した時の受信レベル情報が取得される。後続するトレーニングフレーム2-1～2-4は、複素ウエイトを所定のアルゴリズムで変更してダイバーシチ受信した時のベースバンド受信IQ信号および受信レベル情報を測定するために用いられる。
　受信レベル情報は、無線受信部のAGCアンプにおいて利得調整が起動された場合、通常、比較的短時間(例えば、10μs)に変化する。AGCアンプの利得調整は、トレーニングフレームの受信開始または受信終了でも発生するが、それ以外にも、例えば、ノイズの影響により発生する場合もある。また、トレーニングフレームの受信開始でAGCアンプの利得調整が起動された後、フレームヘッダの受信に失敗した場合では、該フレーム受信期間においてAGCアンプの利得調整が複数回起動される場合もある。受信レベル情報の測定では、これらの点を考慮する。
　まず、トレーニングカウンタ情報が"0"の時、トレーニング時ウエイト生成部52は、複素ウエイト0(WＡｋ１="01",WＡｋ２="00",WＡｋ３="10",WＡｋ４="11")を生成し、通信相手の無線通信装置からのトレーニングフレーム1をこの複素ウエイト0を用いてをダイバーシチ受信する。複素ウエイト0は、例えば、過去の直近のトレーニングによって得られ、前のデータフレームの受信時に用いられたものが好ましい。過去においてビームフォーミングがなされている場合、その時の複素ウエイトは、今回でもほぼ最適となっていると考えられるからである。過去においてビームフォーミングがなされていない場合には、任意の複素ウエイトを用いることができる。このときのベースバンド受信IQ信号および受信レベル情報(100)が1トレーニング期間内最大受信レベル情報保持部42で保持される。図１２(a)は、このときの各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の受信信号のダイバーシチ合成(ベクトル加算)を示している。なお、トレーニングフレーム1を受信する前の受信レベル情報は"5"である。これは、熱雑音レベルに相当する。また、トレーニングフレーム1を受信してから次のトレーニングフレーム2-1を受信するまでの期間の受信レベル情報は"3"に低下する。これも熱雑音レベルに相当する。以下同様に、トレーニングフレームの受信間で熱雑音が発生する。
　次に、トレーニングフレーム1のフレーム終了が検出され、トレーニングカウンタ情報が"1"になると、トレーニング時ウエイト生成部52は、複素ウエイト1(WＡｋ１="11",WＡｋ２="00",WＡｋ３="10",WＡｋ４="11")を生成する。複素ウエイト1は、複素ウエイトWＡｋ１だけが反転されたものである。複素ウエイト1を用いてトレーニングフレーム2-1を受信した時の受信レベル情報(88)は、複素ウエイト0の時の受信レベル情報(100)より低下している。図１２(b)は、このときの各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の受信信号のダイバーシチ合成を示している。この受信レベル情報の変化は、伝送路の変化によるものではなく、複素ウエイトを変化させたことによるものである。
　次に、トレーニングカウンタ情報が"2"になると、トレーニング時ウエイト生成部52は、複素ウエイト2(WＡｋ１="01",WＡｋ２="10",WＡｋ３="10",WＡｋ４="11")を生成する。複素ウエイト2は、複素ウエイト0において複素ウエイトWＡｋ2だけが反転されたものである。複素ウエイト2を用いてトレーニングフレーム2-2を受信した時のベースバンド受信IQ信号および受信レベル情報(70)が取得され、保持される。なお、このときの受信レベルは複素ウエイト0の時の受信レベル情報(100)より低下している。図１２(c)は、このときの各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の受信信号のダイバーシチ合成を示している。
　次に、トレーニングカウンタ情報が"3"になると、トレーニング時ウエイト生成部52は、複素ウエイト3(WＡｋ１="01",WＡｋ２="00",WＡｋ３="00",WＡｋ４="11")を生成する。複素ウエイト3は、複素ウエイト0において複素ウエイトWＡｋ３だけが反転されたものである。複素ウエイト3を用いてトレーニングフレーム2-3を受信した時のベースバンド受信IQ信号および受信レベル情報(102) が取得され、保持される。なお、このときの受信レベルは複素ウエイト0の時の受信レベル情報(100)より増大している。図１２(d)は、このときの各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の受信信号のダイバーシチ合成を示している。
　次に、トレーニングカウンタ情報が"4"になると、トレーニング時ウエイト生成部52は、複素ウエイト4(WＡｋ１="01",WＡｋ２="00",WＡｋ３="10",WＡｋ４=" 00")を生成する。複素ウエイト4は、複素ウエイト0において複素ウエイトWＡｋ４だけが反転されたものである。複素ウエイト4を用いてトレーニングフレーム2-4を受信した時のベースバンド受信IQ信号および受信レベル情報(90) が取得され、保持される。なお、このときの受信レベルは複素ウエイト0の時の受信レベル情報(100)より低下している。図１２(e)は、このときの各アンテナAｋ１,Aｋ２,Aｋ３,Aｋ４の受信信号のダイバーシチ合成を示している。
　複素ウエイト4を用いてトレーニングフレーム2-4を受信した時のベースバンド受信IQ信号および受信レベル情報(90) の取得し保持した後に、これらの保持された情報に基づいて最終的に複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４を決定する。
′
　新しい複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４は、式(6)に基づいて決定される。式(6)において、WＡｋ１,WＡｋ２,WＡｋ３,WＡｋ４はトレーニング信号受信前の複素ウエイトの最適値を表し、WＡｋ１′,WＡｋ２′,WＡｋ３′,WＡｋ４′はトレーニング信号受信後の新しく決定された複素ウエイトの最適値を表す。
　新しく決定された複素ウエイトの最適値WＡｋ１′,WＡｋ２′,WＡｋ３′,WＡｋ４′は、トレーニングフレーム2-4に対するフレーム終了検出信号が出力された後で、次のデータフレームの送信および受信に備えて設定される。
　次に、ブロードキャストフレームもしくはマルチキャストフレームの伝送を含めた場合の、本発明の無線通信システムの動作について説明する。
　図１９は、この場合のAPおよび複数STA間でのトレーニングおよびデータ伝送時の動作例を示す図である。同図は、AP-STA間で伝送される無線フレームおよびそのときのAPおよびSTAの移相器の動作を示している。なお、ここでは、APおよびSTAの各アンテナ群がそれぞれ４本のアンテナを具備し、それらのアンテナに各々１ビットの移相器が接続されるとした場合の、1つのアンテナ群についての動作を示している。また、４本のアンテナに対する移相器設定の状態を0から15までの整数で表している。例えば、移相器設定が5の場合、これは２進数表示では"0101"であることから、アンテナ１およびアンテナ３に対する移相器設定が"0度"であり、アンテナ２およびアンテナ４に対する移相器設定が"180度"であることを表している。
　APは、一定周期、例えば100msごとにビーコンを送信し、無線ネットワークの存在をその周辺に報知する。ビーコン送信時のAPにおける移相器設定は、0～15の中からランダムに決定される。この場合、移相器設定は、ビーコンの送信ごとに互いに異なる確率が大きい。
　CSMA/CAシステムにおいて、ランダムに移相器設定を決定する１つの方法として、無線装置がアイドル状態、すなわち無線装置が送信も受信も行っていない場合に、移相器設定を、例えば1usごとに変化させ、フレーム送信またはフレーム受信時に、送受信の開始時点での移相器設定とする方法がある。
　APは、ビーコンの送信に引き続き、STA1宛てのトレーニング開始フレームを送信する。このトレーニング開始フレーム送信時のAPにおける移相器設定は、0～15の中からランダムに決定される。このときの移相器設定は、最適であるとは限らないので、STA1がトレーニング開始フレームを正常に受信できる場合もあれば、そうでない場合もある。STA1がトレーニング開始フレームを正常に受信した場合、STA1からAPにACKフレームが送信される。STA1がトレーニング開始フレームを正常に受信しなかった場合、STA1からAPにACKフレームが送信されない。この場合、APは、先ほどとは異なる移相器設定を用いてSTA1宛てのトレーニング開始フレームを再送する。このトレーニング開始フレームの再送は、基本的にはSTA1からAPにACKフレームが送信されるまで繰り返される。
　図２０、図２１は、再送を含めたトレーニング開始フレームの送信回数と、これに対するACKフレームが送信される確率(初期捕捉累積確率)の関係を示す。図２０は、STA側で移相器の最適設定が既知の場合であり、図２１は、STA側で移相器の最適設定が未知の場合である。図２０を参照すると、再送を含めたトレーニング開始フレームの送信回数の平均値は2.3であり、合計で最大10フレームまで送信するようにすれば99.9%以上の確率でトレーニング開始フレームに対するACKフレームが送信されることが分かる。また、図２１を参照すると、再送を含めたトレーニング開始フレームの送信回数の平均値は2.9であり、合計で最大20フレームまで送信するようにすれば、99.9%以上の確率でトレーニング開始フレームに対するACKフレームが送信されることが分かる。実際には、フェージングの状況に応じて、図２０、図２１あるいはその中間の状況が発生する。
　APは、STA1へのトレーニング開始フレームに対するACKを受信すると、STA1に対する双方向のトレーニング信号伝送を開始する。図１９の例では、まず、STA1側からトレーニング信号を送信してAP側の移相器設定を最適化する。その後、AP側からトレーニング信号を送信してSTA側の移相器設定を最適化する。AP側の移相器設定の最適化においては、トレーニング開始フレームに対するSTA1からのACKフレームを受信したときのAP側の移相器設定を初期値としてトレーニングを行う。
　図１９の例では、APは、1個目、2個目のトレーニング開始フレームに対するACKフレームを受信しない。このため、APは、移相器設定をランダム移相にする。次に、APは、３番目のトレーニング開始フレームに対するACKフレームを受信する。APは、３番目のトレーニング開始フレーム送信時の移相器設定14（"1110"）をトレーニング初期値とする。
　本例では、APは、STA1に対してNull Data（ペイロードのデータ長0のフレーム）を送信し、これに対するSTA1からのACKフレームをトレーニング用の移相器設定で受信し、その時の受信レベルからAP側の最適な移相器設定を求める。
　具体的には、図１９に示すように、APは、まず、トレーニング開始フレームに対するACKフレームの受信レベルを、トレーニング初期設定14（"1110"）での受信レベルとして保持する。
　次に、APは、移相器設定は14（"1110"）のままとしてSTA1に対してNull Dataを送信した後、移相器設定をトレーニング用に変更する。APは、例えば、アンテナ１に対する移相器設定を反転した6（"0110"）に変更してACKフレームを受信し、その受信レベルを調べる。この場合、移相器設定が14（"1110"）の場合の方が受信レベルは高いので、APは、移相器設定を14（"1110"）に戻して、さらにNull Dataを送信する。その後、APは、アンテナ２に対する移相器設定を反転した10（"1010"）に変更してACKフレームを受信し、その受信レベルを調べる。この場合も、移相器設定が14（"1110"）の場合の方が受信レベルは高いので、APは、移相器設定を14（"1110"）に戻して、さらにNull Dataを送信する。この後、APは、さらにアンテナ３に対する移相器設定を反転した12（"1100"）に変更してACKフレームを受信して、その受信レベルを調べる。この場合の受信レベルは移相器設定が14（"1110"）の場合よりも大きいので、移相器設定を12（"1100"）とし、この移相器設定で次のNull Dataを送信する。この後、APは、アンテナ４に対する移相器設定を反転した13（"1101"）に変更してACKフレームを受信して、その受信レベルを調べる。本例では、移相器設定が12（"1100"）のとき受信レベルが最大であるので、APは、移相器設定12（"1100"）を用いて、その後のトレーニング信号送信およびデータの送受信を行う。
　AP側の４本のアンテナに対する移相器設定の最適化が完了すると、今度は、APは、最適化された移相器設定12（"1100"）を用いてトレーニング信号をSTA1に送信する。ここでは、トレーニング用にNo-AckのNull Dataフレームを使用している。STA1では、過去のトレーニングにおいて獲得した最適な移相器設定を保持しておき、この移相器設定を、直後のデータ伝送だけでなくその後のトレーニング伝送において使用する。フェージング等により最適な移相器設定は時々刻々と変化するが、この場合でも、以前に獲得した最適な移相器設定を初期値としてトレーニングを行うことにより、短時間で最適な移相器設定を決定することができる。
　図１９において、STA1は、以前に獲得した最適な移相器設定2（"0010"）を保持しているが、さらにAP側からのトレーニング信号を受信し、移相器設定をさらに最適に更新する。STA1は、まず、以前の移相器設定2（"0010"）を用いて最初のNo-AckのNull Dataフレームを受信し、移相器設定2（"0010"）での受信レベルを獲得する。STA1は、自端末宛のNo-AckのNull Dataフレームを受信することで、自端末のためのトレーニングが開始されたと判断し、引き続くNo-AckのNull Dataフレームを、トレーニング用に変更された移相器設定を用いて受信し、その受信レベルを調べる。
　具体的には、STA1は、最初のNo-AckのNull Dataフレームの受信後、アンテナ１に対する移相器設定を反転した10（"1010"）に変更して、次のNo-AckのNull Dataフレームを受信し、その受信レベルを調べる。次に、STA1は、2番目のNo-AckのNull Dataフレームの受信後、アンテナ２に対する移相器設定を反転した6（"0110"）に変更して、次のNo-AckのNull Dataフレームを受信し、その受信レベルを調べる。次に、STA1は、３番目のNo-AckのNull Dataフレームの受信後、アンテナ３に対する移相器設定を反転した0（"0000"）に変更して、次のNo-AckのNull Dataフレームを受信し、その受信レベルを調べる。さらに、STA1は、４番目のNo-AckのNull Dataフレームの受信後、アンテナ４に対する移相器設定を反転した3（"0011"）に変更して、次のNo-AckのNull Dataフレームを受信し、その受信レベルを調べる。本例では、移相器設定2（"0010"）のとき受信レベルが最大であるので、STA1は、移相器設定2（"0010"）を用いて引き続くデータの送受信を行う。
　なお、他のSTA（STA1以外のSTA）がトレーニング信号を受信してもトレーニング動作を行わないようにするため、自端末宛ではないフレームを受信してもトレーニング動作を行わないようにする。これは、STAは、MACアドレスが自端末宛ではないフレームを受信してもトレーニング動作を行わないようにする、あるいは、自端末宛のフレームに対してのみACKフレームを送信し、ACKフレーム送信後の一定期間のみでトレーニング動作を行うようにすることにより実現できる。
　以上の動作により、AP側の移相器設定が12（"1100"）に最適化され、STA1側の移相器設定が2（"0010"）に最適された後、これらの移相器設定でAPとSTA1間での双方向のデータ伝送が行われる。
　また、図１９の例では、APは、STA1とのデータ伝送の終了後に、STA1に対する移相器設定12（"1100"）を用いてSTA2宛てのトレーニング開始フレームを送信する。このときのAP側の移相器設定は、STA2に対して最適であるとは限らないので、STA2は、トレーニング開始フレームを正しく受信できる場合もあればそうでない場合もある。STA2は、このトレーニング開始フレームを正しく受信した場合、APにACKフレームを送信する。STA2は、トレーニング開始フレームを正しく受信しない場合、STA2は、APにACKフレームを送信しない。この場合、APは、先ほどとは異なる移相器設定を用いてSTA2宛てのトレーニング開始フレームを再送する。このトレーニング開始フレームの再送は、STA2からAPにACKフレームが送信されるまで繰り返される。なお、このトレーニング開始フレームの再送では、ランダムな移相器設定を用いる。
　本例では、STA2は、2番目のトレーニング開始フレームに対してACKフレームを送信する。ビーコン後におけるSTA2に対する最初の送信においてランダムな移相器設定とするために、例えば、AP側において、送信先のMACアドレスが変化した場合に、その次のフレームからランダムな移相器設定にするようにしてもよい。あるいは、ビーコン後での各STAへの送信の開始前に固有パターンの伝送を行い、この固有パターンを検出したときに、その次のフレームからランダムな移相器設定にするようにしてもよい。
　本例では、APは、２番目のトレーニング開始フレームに対してACKフレームを受信する。そこで、２番目のトレーニング開始フレームの送信で用いた移相器設定5（"0101"）を、AP側の移相器設定のトレーニング初期値とする。APは、STA2に対してNull Data（ペイロードのデータ長0のフレーム）を送信し、これに対するSTA2からのACKフレームをトレーニング用の移相器設定にて受信し、その受信レベルを調べることにより、AP側の移相器設定を最適化する。
　具体的には、APは、まず、トレーニング開始フレームに対するACKフレームの受信レベルを、トレーニング初期設定5（"0101"）での受信レベルとして保持する。次に、APは、STA2に対して、移相器設定を5（"0101"）としたままでNull Dataを送信し、その後、移相器設定をトレーニング用に変更する。
　例えば、APは、アンテナ１に対する移相器設定を反転した13（"1101"）に変更してACKフレームを受信し、その受信レベルを調べる。移相器設定が5（"0101"）の場合の方が受信レベルは高いので、APは、移相器設定を5（"0101"）に戻して、さらにNull Dataを送信する。この後、APは、アンテナ２に対する移相器設定を反転した1（"0001"）に変更してACKフレームを受信し、その受信レベルを調べる。このときの受信レベルは移相器設定が5（"0101"）の場合よりも大きいので、移相器設定を1（"0001"）とし、次のNull Dataをこの移相器設定で送信する。この後、APは、アンテナ３に対する移相器設定を反転した3（"0011"）に変更してACKフレームを受信し、その受信レベルを調べる。移相器設定が1（"0001"）の場合の方が受信レベルは高いので、移相器設定を1（"0001"）に戻して、さらにNull Dataを送信する。この後、APは、アンテナ４に対する移相器を反転した0（"0000"）に変更してACKフレームを受信し、その受信レベルを調べる。本例では、移相器設定が1（"0001"）のとき受信レベルが最大であるのでり、APは、移相器設定1（"0001"）を用いて引き続くトレーニング信号送信およびデータの送受信を行う。
　AP側の４本のアンテナに対する移相器設定の最適化が完了すると、APは、その最適化された移相器設定1（"0001"）を用いてトレーニング信号をSTA2に送信する。ここでは、トレーニング信号として、No-AckのNull Dataフレームを使用している。STA2では、過去のトレーニングにおいて獲得した最適な移相器設定を保持しておき、この移相器設定を、直後のデータ伝送だけでなくその後のトレーニング伝送において使用する。フェージング等により最適な移相器設定は時々刻々と変化するが、この場合でも、以前に獲得した最適な移相器設定を初期値としてトレーニングを行うことにより、短時間で最適な移相器設定を決定することができる。
　図１９において、STA2は、以前に獲得した最適な移相器設定15（"1111"）を保持しているが、さらにAP側からのトレーニング信号を受信し、移相器設定をさらに最適化する。STA2は、まず、以前の移相器設定15（"1111"）を用いて最初のNo-AckのNull Dataフレームを受信し、移相器設定15（"1111"）での受信レベルを獲得する。STA2は、自端末宛のNo-AckのNull Dataフレームを受信することで、自端末のためのトレーニングが開始されたと判断し、引き続くNo-AckのNull Dataフレームを、トレーニング用に変更された移相器設定を用いて受信し、その受信レベルを調べる。
　具体的には、STA2は、最初のNo-AckのNull Dataフレームの受信後、アンテナ１に対する移相器設定を反転した7（"0111"）に変更して次のNo-AckのNull Dataフレームを受信し、その受信レベルを調べる。次に、STA2は、2番目のNo-AckのNull Dataフレームの受信後、アンテナ２に対する移相器設定を反転した11（"1011"）に変更して次のNo-AckのNull Dataフレームを受信し、その受信レベルを調べる。次に、STA2は、３番目のNo-AckのNull Dataフレームの受信後、アンテナ３に対する移相器設定を反転した13（"1101"）に変更して次のNo-AckのNull Dataフレームを受信し、その受信レベルを調べる。さらに、STA2は、４番目のNo-AckのNull Dataフレームの受信後、アンテナ４に対する移相器設定を反転した14（"1110"）に変更して次のNo-AckのNull Dataフレームを受信し、その受信レベルを調べる。本例では、移相器設定が15（"1111"）のとき受信レベルが最大であるので、STA2は、移相器設定15（"1111"）を用いて引き続くデータを送受信する。
　図１９の例では、STA2とのデータ伝送が終了して無線機がアイドル状態へ移行してから一定時間が経過した時点で、AP側の各アンテナの移相器設定をランダム移相にしている。
　なお、本例の場合、ビーコンの送信時、各STAの移相器設定は最適化されないが、ビーコンは、ビーコンごとにランダムな移相器設定を用いて送信されるので、各STAでは、少なくともビーコンフレームの一部を受信することができ、これにより無線ネットワークへの接続確認を行うことができる。
　図２２は、STA側で移相器設定が最適化されている場合の、AP側の移相器設定とその時の受信レベルとの関係を示す。同図を参照すると、最適化された移相器設定を用いた場合には約20dBのMIMO利得が得られること、移相器設定をランダムとした場合に20dBのMIMO利得が得られる確率は1/8であること、および移相器設定をランダムとした場合でも約50%の確率で15dB以上のMIMO利得が得られることが分かる。すなわち、20dBのMIMO利得を考慮してエリア設計を行った場合のエリア周辺部においても1/8以上の確率でビーコンを受信することができることが分かる。
　実際には、受信レベルが低下するにつれてビーコンの受信確率は徐々に劣化する。この点を考慮すると、エリア周辺部におけるビーコンの受信確率は、1/8よりも大きな値になる。ビーコンフレームは、無線ネットワークへの接続確認のために使用されるので、必ずしもすべてのビーコンフレームを受信する必要はなく、ビーコンの受信確率は、この程度で問題ない。また、無線環境に応じて適用的に無線伝送速度を選択する無線通信システムにおいては、通信エリア内におけるスループットを高めるために、最低無線伝送速度ではなく、より高速の無線伝送速度を想定してエリア設計を行う場合もある。この場合には、エリア周辺部においても、より高い受信確率でビーコンフレームを受信できる。
　上述のように、各STAに対して、まず、双方向のトレーニング伝送を行い、これに引き続いて、そのSTAとのデータ伝送を行うためには、集中制御での無線伝送のアクセス制御を行う必要がある。TDMA(Time Division Multiple Access)方式を採用した無線システムでは、TDMAシステムにおけるスケジューラの機能を用いてこれを実現することができる。一方、CSMA/CA(Carrier Sense Multiple Access/ Collision Avoidance)方式のような分散制御を採用する無線システムでは、例えば、PCF(Point Coordination Function)機能を用いることにより、上述の一連のシーケンスを実現することができる。図１９は、CSMA/CA方式においてPCF機能を用いた場合の例であり、ビーコンフレームにおいて宣言されたCFP(Contention Free Period)期間において、各STAに対する双方向のトレーニング伝送およびデータ伝送を行う。
　以上の説明では、ビーコンを送信した後に各STAとのトレーニング伝送およびデータ伝送をシーケンシャルに行う場合について説明したが、このようなトレーニング伝送およびデータ伝送は、仮想APと呼ばれる技術を用いて実現することもできる。仮想APとは、ハードウェア的には１台のAPが、複数の異なるネットワーク情報を含むビーコンを送信し、論理的には複数のAPが存在するかのように振舞うことにより、１台のAPを用いて複数のネットワークの収容を可能とする技術である。
　以下では、仮想AP技術を用いた場合の、本発明の無線通信システムの動作について説明する。図２３は、この場合のAPおよび複数STA間でのトレーニングおよびデータ伝送時の動作例を示す図である。
　この場合の動作は、図１９に示した動作とほぼ同様であるが、各STAに対して別個のビーコンを使用している点が異なる。すなわち、APは、STA1に対するトレーニング伝送およびデータ伝送の終了後、移相器設定をランダムにし、次のビーコンの送信後に、STA2に対するトレーニング伝送およびデータ伝送を行う。APは、STA2に対するトレーニング伝送およびデータ伝送の終了後、再び移相器設定をランダムにする。STAの数が３以上の場合、各STAのための３つ以上のビーコンを送信してもよい。また、マルチアンテナを具備しないSTA、すなわちシングルアンテナのSTAをシステム内に収容するために、シングルアンテナのSTAのためのビーコンを送信してもよい。図２３において、１つ、または複数のSTAがパワーセーブ動作を行う場合には、STAごとのビーコンを用いてパワーセーブ動作を行わせることができる。
　図２４は、STA１およびSTA2の両方がパワーセーブ動作を行う場合の動作例を示す。パワーセーブ動作を行うSTAは、各ビーコンを受信あるいはビーコンをｋ個（Kは２以上の整数）間隔で受信し、それ以外の期間はスリープ状態となる。通常、ビーコンが送信される間隔は、ほぼ一定である。STAは、ビーコンを受信した後から次に受信を予定するビーコンの直前までスリープ状態となる。APは、その配下にパワーセーブ動作を行うSTAがある場合、当該STA宛てのトラフィック(フレーム)は、一旦、内部メモリに保持し、ビーコンに含まれるTIM(Traffic Indication Map)情報を用いて、当該STA宛てのトラフィックがあることを予め通知する。APは、当該STAからの応答を受けて、初めて当該STA宛てのフレームを無線伝送路上に送信する。
　図２４は、STA１は、ビーコンを受信するが、STA2は、スリープ状態にあってビーコンを受信しない場合の例である。この場合の動作は、トレーニング伝送の終了後、データ伝送の開始前に、APがSTA１に対してTIM情報を送信することを除けば、図２３と同じである。
　ビーコンフレームは、トレーニング伝送の前に送信されるため、この中に含まれるTIM情報は、STA側において受信されるとは限らない。このため、本例では、トレーニング伝送の終了後にTIM情報を再送している。なお、通常のビーコンは、すべてのSTAで受信できるように、最低の無線伝送速度で送信されるのが一般的であるが、このTIM情報の再送においては、必ずしも最低の無線伝送速度とする必要はなく、より高速の伝送速度を用いることができる。
　図２４において、STA2は、スリープ状態にあり、ビーコンを受信しない。この場合、STA2は、APからのトレーニング開始信号に対して応答しないので、トレーニングシーケンスは、ここで終了し、データ伝送も行われない。
　図２５は、APからSTAへのマルチキャストフレーム、ブロードキャストフレームを伝送する場合の、本発明の無縁通信システムの動作例を示す図である。同図に示すように、APからのマルチキャストフレーム、ブロードキャストフレームあるいはその両方は、ビーコンを送信した直後に、異なる移相器設定を用いて、複数回送信される。既に説明したように、STA側の移相器設定が最適化されている場合、APが異なる移相器設定を用いて10回程度の再送を行うことにより、99.9%程度の確率でマルチキャストフレームあるいはブロードキャストフレームを各STAに伝送することができる。
　無線環境に応じて適用的に無線伝送速度を選択する無線通信システムにおいては、通信エリア内におけるスループットを高めるために、最低無線伝送速度ではなく、より高速の無線伝送速度を想定してエリア設計を行う場合もある。この場合には、マルチキャストフレームあるいはブロードキャストフレームの再送回数を少なくした場合でも、これらのフレームが各STAに正しく伝送される確率を十分に高くすることができる。
　APからSTAへのマルチキャストフレーム、ブロードキャストフレームを伝送する方法としては、上述の方法以外にも、例えば、各STAに対してトレーニング信号を伝送した後で、かつデータを伝送する前に、トレーニングにおいて得られた最適の移相器設定を用いて、マルチキャストフレームおよびブロードキャストフレームの送信を各々行う方法がある。
　図２６は、この場合の、APからSTAへのマルチキャストフレーム、ブロードキャストフレームの伝送を示す。本例では、仮想AP技術を用い、各STAに対して個別のビーコンを使用している。また、各STAに対してトレーニング信号を伝送した後に、トレーニングにおいて得られた当該STAに対する最適の移相器の設定を用いて同一のマルチキャストフレーム、ブロードキャストフレームを、送信する。
　次に、本発明に係る無線通信システムの第３実施形態について説明する。第１および第２実施形態においては、ウエイト処理部11-kの乗算器を1ビット移相器あるいはnビット移相器(ｎは2以上の自然数)とし、等利得合成でダイバーシチ合成を行う場合の、複素ウエイトの最適値決定動作について説明した。
　しかし、ウエイト処理部11-kの乗算器は、移相器に限られるものではなく、さらに一般化して、複素乗算器を使用することもできる。この場合には、複素ウエイトは複素数となり、ウエイト処理部11-kでは、複素数での乗算が行われる。第３実施形態では、トレーニング信号をダイバーシチ受信し、その際の合成ウエイト情報で複素ウエイトを更新することにより最適な複素ウエイトを得る。これにより、１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を設定することができる。複素乗算器の具体的な実現方法としては、例えば、直交変調器を使用してもよい。直交変調器の変調信号のI成分をI（t）、Q成分をQ（t）とし、直交変調器の入力無線信号を等価低域系でZ（t）と表すと、直交変調器の出力信号U（t）は、式(10)で表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　複素乗算器を用いる場合でも、第１実施形態と同様に複素ウエイトを順次変更し、そのときの受信ベースバンド情報を調べるというアルゴリズムに従って複素ウエイトの最適値を見つけ出し、これをデータ送受信時の複素ウエイトの最適値とすることができる。
　以下に説明する第３実施形態では、アンテナ群毎のウエイト処理部11-kの乗算器に複素乗算器を用い、最大比等利得合成でダイバーシチ合成を行う場合の複素ウエイトの最適値を決定する。
　上述したように、ウエイト処理部11-kの乗算器に複素乗算器を用いる場合でも、複素ウエイトを順次変更し、そのときの受信ベースバンド情報を調べるというアルゴリズムに従って複素ウエイトの最適値を見つけ出すことができる。しかし、以下に説明する第３実施形態では、(アンテナ数)個のトレーニングサブ信号により各アンテナの信号に対する複素ウエイトの最適値を決定できるようにしている。
　以下では、一例として、図１１に示したトレーニング信号を用いた場合の、第３実施形態の無線通信システムにおける動作について説明する。各トレーニングサブ信号の受信においては、各アンテナ群での現状の複素ウエイトでダイバーシチ受信したときのベースバンド受信IQ情報、および現状の複素ウエイトを所定のアルゴリズムで変更してダイバーシチ受信した時のベースバンド受信IQ情報の取得が行われる。
　ここで、ベースバンド受信IQ情報とは、ベースバンド送信IQ信号とベースバンド受信IQ信号の間における複素伝達関数となる情報であり、例えば、各トレーニングフレームに含まれるプリアンブルに対応したベースバンド受信IQ信号そのものである。後述するように、ベースバンド受信IQ信号に代えて、ベースバンド受信IQ信号と予め定められた特定情報系列の相関情報を用いることもできる。
　各無線通信装置は、1トレーニング期間内のトレーニング信号を受信することにより、その時点での、アンテナ群毎のダイバーシチ受信状態を最良化する複素ウエイトの最適値を決定できる。
　本例のトレーニング信号（図１１）はプリアンブルのトレーニングフィールドの直後に配置される。1トレーニング信号は、複数のトレーニングシンボル1,2-1～2-3を含む。この場合、トレーニングサブ信号は、各々のトレーニングシンボルである。
　トレーニングシンボル2-1～2-3は、複素ウエイトを所定のアルゴリズムで変更してダイバーシチ受信した時のベースバンド受信IQ情報を取得するためものである。
　第３実施形態の無線通信システムの基本構成は図１と同じであるので、図１を参照して、その動作を説明する。図１において、例えば、無線通信装置Aにおける複素ウエイトの最適値を決定する場合、無線通信装置Aは、無線通信装置BのQ個のアンテナ群Bｎ１～BｎＮ（n=1～Q）から送信されるトレーニング信号（トレーニングシンボル1,2-1～2-3を含む）を各アンテナ群Aｋ１～AｋＭ（k=1～P）においてダイバーシチ受信する。トレーニングシンボル1は、当該アンテナ群の現状の複素ウエイトWＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋＭを用いてダイバーシチ受信される。一方、トレーニングシンボル2-1～2-3は、当該アンテナ群の現状の複素ウエイトWＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋＭを所定のアルゴリズムで変更した複素ウエイトWＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋＭを用いてダイバーシチ受信される。具体的には、トレーニングシンボル2-1～2-3としては現状の複素ウエイトからなる列ベクトルと４次アダマール行列の２列目～４列目の内積となるベクトルの各成分を各々複素ウエイトとすればよい。さらに具体的には、当該アンテナ群の現状の複素ウエイトをWＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋ4とすると、トレーニングシンボル1,2-1～2-3に対する複素ウエイトは下記のようにすればよい。
　　　 トレーニングシンボル1：WＡｋ１, WＡｋ２, WＡｋ3, WＡｋ4
　　　 トレーニングシンボル2-1：WＡｋ１, －WＡｋ２, WＡｋ3, －WＡｋ4
　　　 トレーニングシンボル2-2：WＡｋ１, WＡｋ２, －WＡｋ3, －WＡｋ4
　　　 トレーニングシンボル2-3：WＡｋ１, －WＡｋ２, －WＡｋ3, WＡｋ4
これらのダイバーシチ受信で得られるベースバンド受信IQ情報に基づいて各アンテナ群Aｋ１～AｋＭにおける複素ウエイトWＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋＭの最適値が決定される。
　また、無線通信装置Bは、過去の直近のトレーニングで取得された、当該アンテナ群のほぼ最適の複素ウエイトを用いてトレーニング信号をQ個のアンテナ群群Bｎ１～BｎＮのアンテナBｎ１, Bｎ２,・・・, B ｎＮから送信する。この無線通信装置Bのアンテナ群毎の複素ウエイトは、無線通信装置Aが、その時点での複素ウエイトの最適値に更新する1トレーニング期間中で固定とする。なお、無線通信装置A,B間の通信が全くの初期状態からである場合、無線通信装置A,Bは、後述するように、トレーニング信号を互いに送受信して複素ウエイトの最適値への引き込みを可能にする。
　無線通信装置Aは、まず、無線通信装置BのQ個のアンテナ群Bｎ１～BｎＮのアンテナBｎ１,Bｎ２,・・・,BｎＮから送信された最初のトレーニングシンボル1を各アンテナ群Aｋ１～AｋＭのM本のアンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭで、受信する。アンテナ群毎のウエイト処理部11-kの各乗算器はアンテナ群Aｋ１～AｋＭの各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭからの各受信信号に複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを乗算する。
　各乗算器は、複素ウエイトの複素数表現と入力信号の等価低域系での表現の乗算となる信号を出力する。最初のトレーニングフレーム1を受信する時のアンテナ群毎の複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭとしては、過去の直近のトレーニングで取得されたものを用いる。この、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、現状でも、ほぼ最適値となっていると考えられる。しかし、この時に用いる複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、任意に設定することができる。このアンテナ群毎の複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、後述するように、続く複数のトレーニングシンボル2-1～2-4のダイバーシチ受信後にさらに最適値へと更新される。
　アンテナ群毎のRF信号分配・合成部12-kは、ウエイト処理部11-kにより複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭが乗算された受信信号を加算してアンテナ群毎のダイバーシチ合成受信信号RＡを生成する。
　次に、アンテナ群毎の現状の複素ウエイトからなる列ベクトルと４次アダマール行列の２列目との内積となるベクトルの各成分を各々複素ウエイトとする。この新しい複素ウエイトWＡｋ１, －WＡｋ２, WＡｋ3, －WＡｋ4を用いて、引き続くトレーニングシンボル2-1をダイバーシチ受信し、このときのベースバンド受信IQ情報を取得する。
　次に、現状の複素ウエイトからなる列ベクトルと４次アダマール行列の３列目との内積となるベクトルの各成分を各々複素ウエイトとする。この新しい複素ウエイトWＡｋ１, WＡｋ２, －WＡｋ3, －WＡｋ4を用いて、引き続くトレーニングシンボル2-2をダイバーシチ受信し、このときのベースバンド受信IQ情報を取得する。
　同様に、トレーニングシンボル2-3を順次受信し、この時のベースバンド受信IQ情報を取得する。
　このように、トレーニングシンボル1,2-1～2-3を順次受信し、その各々において現状の複素ウエイトからなる列ベクトルと４次アダマール行列の３列目との内積となるベクトルの各成分を各々複素ウエイトとし、この時のベースバンド受信IQ情報を取得する。
　さて、アンテナ群毎の各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号に対する複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、以上のようにして得られたベースバンド受信IQ情報を用いて、以下のようにして決定できる。
　　トレーニングシンボル1,2-1～2-3の受信における任意のアンテナ群のベースバンド受信IQ情報rA1は、式(11)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ここで、C0は、トレーニングフレーム2-1～2-３に先立つプリアンブルの受信における無線通信装置Aの当該アンテナ群の受信系での利得である。
　式(11)より、式(12)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　ここで、A1,A2,・・・,A4は複素ベクトルである。
　４つのベクトルA1,A2,・・・,A4の複素共役に各々比例するように複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋ4を更新することにより、当該アンテナ群における複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋ4を最適化できる。すなわち、式(13)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　図１１のトレーニング信号の受信において、フレーム先頭のトレーニングフィールドの一部を用いて受信AGC動作は完了するので、トレーニングシンボル1,2-1～2-3受信時の利得は同一(C1=C2-1=C2-2= C2-３=C2-4)となる。したがって、トレーニングシンボル1,2-1～2-4受信における、相関ピークのタイミングでの上記相関演算の出力信号rA1,rA2-1,rA2-2,・・・,rA2-4から各アンテナの相対的な受信信号を求めることができる。
　相関ピークのタイミングでの上記相関演算の出力信号は、時間的に積分された情報であり、これを用いることにより、熱雑音あるいは干渉信号の影響を低減しつつ、複素ウエイトの最適値WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを決定することができる。
　図２７は、図１１に示したトレーニング信号の受信による、無線通信装置Aでのアンテナ群毎の複素ウエイトの最適値決定処理を示すフローチャートである。ここでは、アンテナ群毎のアンテナ数をMとし、ウエイト処理部11の乗算器として複素乗算器を用いた場合のフローを示している。
　先頭のトレーニングフィールドが受信されると(S21)、まず、当該アンテナ群の複素ウエイトの最適値WＡｋ=(WＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋＭ)を用いて、トレーニング信号の先頭のトレーニングシンボル1をダイバーシチ受信してベースバンド受信IQ情報r1を取得する。また、変数iに1を代入(i←1)する(S22)。変数iは、以下のステップからなるループをアンテナ数M回だけ行わせることを規定する。なお、ここでのWＡｋ=(WＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋＭ)はそれぞれ、当該アンテナ群の複素ウエイトの初期値である。ここでは各アンテナ群のウエイト処理部11-kの乗算器が複素乗算器である場合を想定しているので、複素ウエイトの各々WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、複素情報である。
　次に、当該アンテナ群の複素ウエイトの最適値WＡｋ=(WＡｋ１, WＡｋ２,・・・, WＡｋ4)と４次アダマール行列の第（i + 1）列の対応する成分を各々乗算して得られる複素ウエイトを用いてトレーニングシンボル2-i をダイバーシチ受信する(S23)。また、S23では、さらに変数iを1だけインクリメントする(i←i+1)。次に、変数iがアンテナ数M以下か否かを判定する(S24)。S24で、変数iがアンテナ数M以下と判定されれば、S23に戻って処理を繰り返し、変数iがアンテナ数M以下でないと判定されれば、S22およびS23で取得したベースバンド受信IQ情報 r1,r2-1,r2-2,・・・,r2-4を用いて複素ウエイトWＡｋ1,WＡｋ2,・・・,WＡｋ4を更新する(S25)。
　以上のフローにより、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭ（k=1～P）の各アンテナAｋ１,Aｋ２,・・・,AｋＭの信号に対する複素ウエイトWＡｋ２,WＡｋ３,・・・,WＡｋＭを最適化できる。したがって、各アンテナ群Aｋ１～AｋＭ（k=1～P）のアンテナ数がMの場合、乗算器として複素乗算器を用いた場合においても、合計(M+1)個のシンボルのダイバーシチ受信により当該アンテナ群の複素ウエイトWＡｋ=(WＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭ)を最適化できる。
　図２８は、本発明に係る無線通信装置の第３実施形態の構成を示すブロック図である。なお、図２８において、図１および図６と同一あるいは同等部分には同じ符号を付しており、ここでは図１の無線通信装置Aを示しているが、無線通信装置Bも同様である。また、図２８は、ウエイト処理部11-kの乗算器が複素乗算器である場合における実施形態を示している。第３実施形態のブロック構成は、第２実施形態のブロック構成とほとんど同じであるが、各無線受信部107-ｋから受信レベル情報が出力されておらず、受信ベースバンドIQ情報のみが出力されている点が異なる。各無線受信部107-kからの受信ベースバンドIQ情報は、空間デマッピング部108およびビーム形成用ウエイト生成部30の両方に、印加される。第３実施形態においては、ビーム形成用ウエイト生成部30は受信ベースバンドIQ情報のみに基づいて移相器の制御を行う。
　図２９は、図２８のビーム形成用ウエイト生成部30の具体的構成を示すブロック図である。なお、図２９において、図７と同一あるいは同等部分には同じ符号を付してある。ビーム形成用ウエイト生成部30は、"ダイバーシチ合成情報生成手段" として機能し、それには、"初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段"、"トレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段"、"トレーニング受信情報保持手段"および"ダイバーシチ合成情報最適値生成手段"が含まれている。
　ビーム形成用ウエイト生成部30は、トレーニング受信情報保持部80、最適ウエイト決定部84、移相器制御部60およびタイミング部70を備え、双方向のトレーニング信号伝送を通じて、ビームフォーミングおよびダイバーシチ合成のための複素ウエイトの最適値を決定する。
　トレーニング受信情報保持部80は、ベースバンド受信IQ信号保持部81を備える。トレーニング受信情報保持部80は、"トレーニング受信情報保持手段" として機能する。
　ベースバンド受信IQ信号保持部81は、トレーニングシーケンス受信に際して、各トレーニングフレームに含まれる既知パターンに対応したベースバンド受信信号であるベースバンド受信IQ信号を保持する。
　具体的には、既知パターン"1"(複素数)に対応したベースバンド受信信号を保持するものとすると、ベースバンド受信IQ信号は、送信ベースバンド部と受信ベースバンド部の間における位相回転を表す複素伝達関数(ベクトル)となる。
　既知パターンとして、例えば802.11nにおけるLTFを使用し、これに対応したベースバンド受信信号とLTFとの相関演算出力をベースバンド受信IQ信号とすることにより、複素伝達関数の推定における雑音の影響を軽減することができる。トレーニングシーケンスのすべてのトレーニングフレームに既知パターンが含まれていれば、それを用いて複素伝達関数の推定値となるベースバンド受信IQ信号を求めることができる。各トレーニングフレームに含まれる既知パターンは、すべて同一でもよいし、すべてが互いに異なっていてもよい。ベースバンド受信信号は、フレーム受信検出部71およびトレーニング期間シンボルクロック生成部86にも印加されている。
　フレーム受信検出部71には、送受信制御情報も印加されている。送受信制御情報は、送信状態、受信状態、パワーセーブ状態などの無線通信装置の状態を表す情報である。フレーム受信検出部71は、送受信制御情報が受信状態になっている場合のベースバンド受信IQ信号を用いてトレーニングシンボルの開始タイミングを示すフレーム受信検出信号を生成し出力する。例えば、フレーム受信検出部71は、フレーム受信に際して、プリアンブルヘッダ部分を用いてシンボルタイミングを抽出し、これによりトレーニングシンボルの開始タイミングを示すフレーム受信検出信号を生成し出力する。フレーム受信検出信号は、トレーニング期間シンボルクロック生成部86に印加される。トレーニング期間シンボルクロック生成部86は、各トレーニングシンボルに対応したトレーニング用クロック信号を生成する。トレーニング用クロック信号は、ベースバンド受信IQ信号保持部81に印加され、ベースバンド受信IQ信号保持部81 は、トレーニング用クロック信号を用いて複素伝達関数の推定値となるベースバンド受信IQ信号の情報を保持する。トレーニング用クロック信号は、トレーニングカウント部74にも印加されており、トレーニングカウント部74からは、受信したトレーニングシンボル数のカウント値であるトレーニングカウンタ情報が出力される。
　トレーニングカウンタ情報は、最適ウエイト更新信号生成部85に印加される。最適ウエイト更新信号生成部66は、カウンタ値が、例えば各アンテナ群のアンテナ数の最大値に達したときに所定時間、例えば1usの間だけ"1"となりそれ以外では"0"となるパルス信号である最適ウエイト更新信号を出力する。最適ウエイト更新信号は、最適ウエイト決定部84に印加される。最適ウエイト決定部84には、ベースバンド受信IQ信号保持部81で保持されているベースバンド受信IQ信号も印加されている。最適ウエイト決定部84は、最適ウエイト更新信号のパルス信号のタイミングで、ベースバンド受信IQ信号を例えばアダマール変換して、さらに複素共役の処理を施すことにより、最適ウエイトを求め決定する。この最適な複素ウエイトWＡｋ１(B),WＡｋ２(B),・・・, WＡｋＭ(B)はトレーニング時ウエイト生成部62に出力される。トレーニング時ウエイト生成部62にはトレーニングカウンタ部からのトレーニングカウンタ情報が印加されている。トレーニング時ウエイト生成部62は、トレーニングカウンタ情報がトレーニング中であることを示している場合、最適な複素ウエイトWＡｋ１(B),WＡｋ２(B),・・・, WＡｋＭ(B)の各々に、トレーニングカウンタ情報で決まるアダマール行列の所定の列ベクトルの各成分を乗算したものをトレーニング用の複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)の各々WＡｋｉ(TR)として出力する。トレーニングカウンタ情報がトレーニング中であることを示していない場合には、上記の最適な複素ウエイトWＡｋ１(B),WＡｋ２(B),・・・, WＡｋＭ(B)をトレーニング用の複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)の各々WＡｋｉ(TR)として出力する。これは、過去の直近のトレーニングによって得られた複素ウエイトは、ほぼ最適なものとなっていると考えられるからである。
　移相器制御部60は、非ビーム形成時ウエイト生成部61、トレーニング時ウエイト生成部62およびウエイト選択部63を備える。非ビーム形成時ウエイト生成部61、トレーニング時ウエイト生成部62はそれぞれ、"初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段"、"トレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段"として機能し、トレーニング時ウエイト生成部62は、最適ウエイト決定部84と組み合わされて"ダイバーシチ合成情報最適値生成手段"としても機能する。
　全くの初期状態から複素ウエイトの最適値への引き込みには、まず、相手側無線通信装置からトレーニング信号を含むフレームを受信することが必要である。しかし、当初から、相手側無線通信装置が送信するトレーニング信号を含むフレームを受信できるとは限らない。そこで、全くの初期状態でも、自無線通信装置が送信するトレーニング信号を含むフレームを相手側無線通信装置が受信できるようにする。これは、複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを、各トレーニングシンボルにおいて互いに異なるように設定してトレーニング信号を送信し、相手側無線通信装置がいずれかのトレーニングシンボルを受信できるようにすることにより実現できる。
　非ビーム形成時ウエイト生成部61は、このような非ビーム形成時の複素ウエイトWＡｋ１(NB),WＡｋ２(NB),・・・,WＡｋＭ(NB)を生成する。このトレーニング信号を送信する際の複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭは、任意であるが、トレーニングシンボルごとに変化させることが望ましい。
　具体的には、1つのアンテナ群Aｋ１～AｋＭを構成するアンテナの数がMの場合、Mビットカウンタをシンボルクロックで動作させ、そのM個のカウンタ値を各複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭとして用いてもよい。例えば、２M周期のカウンタ情報の中の任意のM個をあるフレームの受信において使用したとすると、次のフレームの受信においては、その続きのM個のカウンタ情報を使用することにより、フレーム毎に異なる複素ウエイトWＡｋ１,WＡｋ２,・・・,WＡｋＭを用いることができ、初期ビーム形成を確実に行うことができる。
　ビーム形成有効フラグ生成部75は、所定数のトレーニングシンボルを受信し、最適ウエイトが決定されていることを示すビーム形成有効フラグをウエイト選択部63へ出力する。ビーム形成有効フラグは、トレーニングカウンタ部74からのトレーニングカウンタ情報に基づいて生成される。
　ビーム形成有効フラグは、初期状態では"無効"(例えば"0")であるが、所定回数、例えばアンテナ数回のフレームの受信で"有効"(例えば"1")となる。また、所定の期間、例えば100msの間にフレームを受信できなかった場合には、ビーム形成有効フラグを"無効"としてもよい。ウエイト選択部63は、ビーム形成有効フラグが無効の場合、非トレーニング時ウエイト生成部61からの複素ウエイトWＡｋ１(NB),WＡｋ２(NB),・・・,WＡｋＭ(NB)を選択し、ビーム形成有効フラグが有効の場合、トレーニング時ウエイト生成部62からの複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)を選択する。
　この結果、ウエイト選択部63は、所定回数のフレームが受信されるまでは複素ウエイトWＡｋ１(NB),WＡｋ２(NB),・・・,WＡｋＭ(NB)を選択し、それ以降では、複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)を選択する。
　トレーニングに続くデータの双方向伝送では、保持されている複素ウエイトWＡｋ１(TR),WＡｋ２(TR),・・・,WＡｋＭ(TR)を読み出してウエイト処理部に与える。次に、本発明の第３実施形態において、トレーニングシンボルからなるトレーニング信号を用いる場合のトレーニング動作について詳述する。
　図３０は、このような場合における双方向トレーニングを含んだ伝送シーケンスの一例である。図３０においては、最初のトレーニング用パケットを基地局（AP）側から送信している。このトレーニング用パケットは、トレーニングフィールドTFと複数のトレーニングシンボルTS1～TSMからなるトレーニング信号を含む。トレーニングフィールドTFは、一般的な無線パケット伝送において使用されるものであり、既知の信号パターンで構成される。受信側では、これを用いて、AGC動作、タイミング同期、キャリア周波数オフセットの補償などの動作を行う。このトレーニングフィールドTFに引き続いて、端末（STA）側の各アンテナ群のアンテナの数の最大値に相当する数のトレーニングシンボルTS1～TSMからなるトレーニング信号が伝送される。このトレーニング用パケットを受信したSTAは、その直後にAPに対してトレーニング用パケットを送信する。この最初のトレーニング用パケットと２番目のトレーニング用パケットの時間間隔は数100us以下であることが望ましい。例えば、IEEE802.11のような無線システムにこの技術を適用する場合には、一連の双方向伝送の全体を単一のシーケンスとし、すべてのパケット間隔をSIFSとすることが望ましい。最初のトレーニング用パケットのSTAでの受信において、STA側の各アンテナの各アンテナに対する複素ウエイトはほぼ最適化される。また、２番目のトレーニング用パケットのAPでの受信において、AP側の各アンテナの各アンテナに対する複素ウエイトは、ほぼ最適化される。
　図３０に示した例では、その後、APからSTAへのPHYペイロード伝送が行われ、最後にSTAからAPに対してACKパケットが送信される。このような伝送シーケンスは、IEEE802.11におけるRTS/CTSを用いた伝送シーケンスにおいて、RTSおよびCTSに複数のトレーニングシンボルTS1～TSMからなるトレーニング信号を追加することで実現できる。このような一連の伝送シーケンスの時間長は、通常数ミリセカンド以下であるので、STAが高速に移動して電波伝搬環境が変動する場合においても、通常フェージング周波数は数10Hz以下であり、一連の伝送シーケンスの中での電波伝搬環境の変動は無視できるので、ほぼ最適な無線伝送路を実現できる。
　図３０においては、トレーニング信号の伝送は１往復のみである。これでも、略最適な無線伝送路を形成できるが、より伝送路を最適化するために、図３１に示すような複数回の双方向のトレーニング信号伝送を行ってもよい。図３０あるいは図３１において、IEEE802.11におけるRTS/CTSを用いた伝送シーケンスのように、APまたはSTAのいずれかのパケット受信においてエラーが発生した場合に、当該パケットの受信で伝送シーケンスを中断してもよい。また、例えば、最初のトレーニング用パケットのSTAでの受信においてエラーが発生した場合に、APが各アンテナ群の各アンテナにおける移相設定を変更してから該パケットの再送を行うようにしてもよい。なお、このような伝送シーケンスを用いたトレーニングは、本発明の第３実施形態だけでなく、本発明の第１実施形態および第２実施形態でも適用可能である。
　次に、複素ウエイトが最適となる状態について説明する。まず、無線通信装置A,Bが共に1つのアンテナ群だけを備え、各アンテナ群が2本のアンテナを備えるモデル構成を考える。それらのアンテナをA１,A２、B１,B２とし、各アンテナA１,A２,B１,B２の信号に乗算される複素ウエイトをそれぞれWＡ１,WＡ２,WＢ１,WＢ２とする。
　アンテナA１,A２とアンテナB１,B２の間における伝達関数がそれぞれHＡ１Ｂ１,HＡ１Ｂ２,HＡ２Ｂ１,HＡ２Ｂ２であり、無線通信装置Aと無線通信装置B間の無線伝送路がフラットフェージング環境であるとすると、伝達関数HＡ１Ｂ１,HＡ１Ｂ２,HＡ２Ｂ１,HＡ２Ｂ２は複素数となり、ベクトルで表現できる。図３２は、伝達関数HＡ１Ｂ１,HＡ１Ｂ２,HＡ２Ｂ１,HＡ２Ｂ２の一例を示す。
　各アンテナA１,A２,B１,B２に接続されている乗算器は、各アンテナA１,A２,B１,B２からの受信信号にそれぞれ複素ウエイトWＡ１,WＡ２,WＢ１,WＢ２を乗算する。送信時に送信信号に乗算する複素ウエイトは、受信時に受信信号に乗算する複素ウエイトと基本的には同じである。しかし、厳密には、双方向伝送における送信系統と受信系統が異なることに起因した補正が必要になる。
　信号分配・合成部は、送信時には、送信信号SＡ，SＢをエネルギー的に2分配した信号を2つの乗算器に出力し、受信時には、2つの乗算器からの出力信号を合成(ベクトル加算)した信号を受信信号RＡ,RＢとして出力する。
　いま、無線通信装置Aから無線通信装置Bへの伝送を考えると、無線通信装置AのアンテナA１,A２からそれぞれ、SＡ・WＡ１/√2，SＡ・WＡ２/√2 が送信される。これらの信号は、無線通信装置BのアンテナB１,B２で受信される。アンテナB１,B２の受信信号はそれぞれ、SＡ・(WＡ１・HＡ１Ｂ１+WＡ２・HＡ２Ｂ１)/√2，SＡ・(WＡ１・HＡ１Ｂ２+WＡ２・HＡ２Ｂ２)/√2 となる。これらの信号に複素ウエイトを乗算した後、加算することで受信信号RＢが生成される。受信信号RＢは、式(14)で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　次に、無線通信装置Bから無線通信装置Aへの伝送を考える。無線通信装置BのアンテナB１,B２からそれぞれ、SＢ・WＢ１/√2，SＢ・WＢ２/√2 が送信される。これらの信号は、無線通信装置AのアンテナA１,A２で受信される。アンテナA１,A２の受信信号はそれぞれ、SＢ・(WＢ１・HＡ１Ｂ１+WＢ２・HＡ１Ｂ２)/√2，SＢ・(WＢ１・HＡ２Ｂ１+WＢ２・HＡ２Ｂ２)/√2 となる。これらの信号に複素ウエイトを乗算した後、加算することで受信信号RＡが生成される。受信信号RＡは、式(15)で示され、受信信号RＢと同じである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　複素ウエイトWＡ１,WＡ２,WＢ１,WＢ２が最適となる状態とは、受信信号RＡ,RＢのレベルが最大となり、MIMO利得が最大となる状態である。各複素ウエイトWＡ１,WＡ２,WＢ１,WＢ２における振幅を各アンテナの受信信号の振幅に比例させると最大比合成となり、各複素ウエイトWＡ１,WＡ２,WＢ１,WＢ２における振幅を一定値、例えば1とすると等利得合成となる。
　一般に、無線通信装置Aのアンテナ数をMとし、無線通信装置Bのアンテナ数をNとすると、受信信号RＡ,RＢは、(M×N)個のWＡｉ・HＡｉＢｊ・WＢｊ成分を含む。以下では、この各成分を素波SＡｉＢｊと称する。各素波SＡｉＢｊは、送信アンテナAｉと受信アンテナBｊ間の伝達関数HＡｉＢｊ、送信アンテナAｉに対応した複素ウエイトWＡｉおよび受信アンテナBｊに対応した複素ウエイトWＢｊの3つの複素数の積で表現される。
　各素波SＡｉＢｊは、ベクトル量であり、(M×N)個の素波SＡｉＢｊの向きを同一にすることにより、受信信号RＡ，RＢのレベルを最大化でき、その時の複素ウエイトWＡ１,WＡ２,WＢ１,WＢ２が最適となる。
　図３３および図３４は、2つの無線通信装置A,B間での伝送を通じて素波SＡｉＢｊ(i=1,2、j=1,2)の向きをI軸方向に揃えるものとした場合の動作の一例を示す説明図である。図３３は、素波SＡｉＢｊの更新を示し、図３４は、受信信号RＸ(XはAまたはB)の更新を示す。図３４では、各アンテナの受信信号RＸの位相をθＸで示している。説明を簡単にするため、以下では、伝達関数HＡｉＢｊは常に一定であり、時間的変化がないものとする。
　初期状態における素波SＡｉＢｊをSＡｉＢｊ(0)とし、ｋ回(ｋは１以上の整数)の複素ウエイトの更新後における素波SＡｉＢｊをSＡｉＢｊ(k)とする。また、初期状態における受信信号RＸをRＸ(0)とし、複素ウエイトのｋ回(ｋは１以上の整数)更新後における受信信号RＸをRＸ(k)とする。なお、複素ウエイトの更新は、受信側のみで行われるが、素波SＡｉＢｊは、無線通信装置A,Bの両方の複素ウエイトWＡ１,WＡ２,WＢ１,WＢ２を含むので、素波SＡｉＢｊは、伝送の向きによらず、伝送が行われる度に更新される。受信信号RＡ，RＢは、受信側の無線通信装置の2本のアンテナからの受信信号をダイバーシチ合成した信号であるが、素波SＡｉＢｊが更新される度に各アンテナA１,A２,B１,B２の受信信号RＡ１,RＡ２,RＢ１,RＢ２も更新される。このため、kの値は、伝送の向きによらず伝送が行われる度に更新されるものとする。
　図３３(a)は、初期状態における素波SＡｉＢｊ(0)を示す。初期状態での複素ウエイトWＡ１,WＡ２,WＢ１,WＢ２は全て1としているため、素波SＡｉＢｊ(0)は、図３２の伝達関数HＡｉＢｊと一致する。
　初期状態において、無線通信装置Aから無線通信装置Bへの伝送が行われた時、無線通信装置Bの複素ウエイトが更新される。図３４(a)は、初期状態において無線通信装置Aから無線通信装置Bへの伝送が行われた時の、無線通信装置BのアンテナB１,B２による受信信号RＢ１(0),RＢ２(0)を示す。
　アンテナB１による受信信号RＢ１(0)は、2つの素波SＡ１Ｂ１(0),SＡ２Ｂ１(0)の合成信号であり、アンテナB２による受信信号RＢ２(0)は、2つの素波SＡ１Ｂ２(0),SＡ２Ｂ２(0)の合成信号である。無線通信装置Bでは、2つの受信信号RＢ１(0),RＢ２(0)に対して、そのベクトルの向きをI軸に向けるような移相処理を行うことにより、ダイバーシチ合成を行う。すなわち、受信信号RＢ１(0)のベクトルを、-θＢ１(0)(θＢ１(0)は正)だけ回転させ、受信信号RＢ２(0)のベクトルを-θＢ２(0)(θＢ２(0)は負)だけ回転させてダイバーシチ合成を行う。この処理は、複素ウエイトWＢ１,WＢ２をそれぞれ、exp{-jθＢ１(0)}，exp{-jθＢ２(0)}とすることに相当する。これにより、素波SＡ１Ｂ１(0),SＡ２Ｂ１(0)は-θＢ１(0)だけ回転し、素波SＡ１Ｂ２(0),SＡ２Ｂ２(0)は-θＢ２(0)だけ回転する。図３３(b)は、この様子を示す。
　無線通信装置Aから無線通信装置Bへの伝送に引き続いて無線通信装置Bから無線通信装置Aへの伝送が行われた時、無線通信装置Aの複素ウエイトが更新される。無線通信装置Aから無線通信装置Bへの伝送により複素ウエイトWＡ１,WＡ２,WＢ１,WＢ２が更新された後では、素波SＡｉＢｊは、素波SＡｉＢｊ(1)(図３３(b))に更新されている。無線通信装置Bから無線通信装置Aへの伝送は、素波SＡｉＢｊ(1)を用いて行われる。図３４(b)は、このときの無線通信装置Aの各アンテナA１,A２による受信信号RＡ１(1)，RＡ２(1)を示す。アンテナA１による受信信号RＡ１(1)は、2つの素波素波SＡ１Ｂ１(1),SＡ１Ｂ２(1)の合成信号であり、アンテナA２による受信信号RＡ２(1)は、2つの素波SＡ２Ｂ１(1),SＡ２Ｂ２(1)の合成信号である。
　無線通信装置Aでは、2つの受信信号RＡ１(1),RＡ２(1)に対して、そのベクトルの向きをI軸に向けるような移相処理を行うことにより、ダイバーシチ合成を行う。すなわち、受信信号RＡ１(1)のベクトルを-θＡ１(1)だけ回転させ、受信信号RＡ２(1)のベクトルを-θＡ２(1)だけ回転させてダイバーシチ合成を行う。この処理は、複素ウエイトWＡ１,WＡ２をそれぞれ、exp{-jθＡ１(1)}、exp{-jθＡ２(1)}とすることに相当する。これにより、素波SＡ１Ｂ１(1),SＡ１Ｂ２(1)は-θＡ１(2)だけ回転し、素波SＡ２Ｂ１(1),SＡ２Ｂ２(1)は-θＡ２(2)だけ回転する。図３４(c)は、この様子を示す。
　図３３(a)～(c)を参照すると、双方向に1回ずつ伝送を行って複素ウエイトWＡ１,WＡ２,WＢ１,WＢ２を更新することにより、各素波SＡｉＢｊはI軸に近い向きに揃ってくることが分かる。双方向の伝送を繰り返し行って複素ウエイトを逐次更新すれば、各素波SＡｉＢｊの向きを、よりI軸に近づけることができる。ただし、(M×N)個の数の素波SＡｉＢｊに対して、制御可能な位相は(M+N)個しかないので、一般的には、全ての素波SＡｉＢｊをI軸の向きに完全に一致させることはできない。本発明では、結果的には、素波SＡｉＢｊの向きが同一あるいはそれに近い状態を双方向のトレーニングを通じて得ている。
　受信信号RＡ,RＢのレベルを最大化するためには、伝送路行列の相関行列における固有値が最大の固有ベクトルを複素ウエイトとすればよいことが知られている。しかし、上述したように、アンテナ数が大きな場合に受信信号を最大化する複素ウエイトを計算上で求めるには、演算量が問題になる。そこで、本発明では、双方向のトレーニング信号伝送を通じて、結果的に、複素ウエイトの最適値を見つけ出す。このときの指標として受信レベル情報を用いる。ただし、(M×N)個の素波SＡｉＢｊが存在するにもかかわらず、制御できる移相量の数は(M+N)個しかないので、実際には、全ベクトルの向きを同一化できるのは、伝送路行列が特定の条件を満足する特殊な場合に限定される。
　以下では、無線通信装置A,Bが、双方向伝送での受信レベル情報を指標として複素ウエイトの最適値をそれぞれ見つけ出すことができることを数式を用いて説明する。なお、ここでは、上記のモデル構成を一般化して、無線通信装置AがM本のアンテナ数を備え、無線通信装置BがN本のアンテナ数を備えるとする。
　まず、無線通信装置A,B間の伝送での受信信号の電力(受信レベル情報)を数式上で求める。いま、無線通信装置Aから無線通信装置Bへの伝送における伝送路行列HＡＢは、式(16)で表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　ここで、hｉ,ｊは複素数であり、無線通信装置AのアンテナAｊと無線通信装置BのアンテナBｉ間の伝達関数を表している。また、無線通信装置A,Bにおける複素ウエイトWＡ,WＢはそれぞれ、式(17),(18)で表現される。なお、XＴは、行列Xの転置行列を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　無線通信装置Aから無線通信装置Bへの伝送が行われる時、無線通信装置Aの信号分配・合成部に入力される送信信号をSＡＢとし、無線通信装置Bの信号分配・合成部から出力される受信信号をRＡＢとすると、式(19)が成り立つ。なお、NＢは無線通信装置Bの各アンテナB１～BＮにおける熱雑音を表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　このときの無線通信装置Bにおける平均受信信号電力PＢは、式(20)で表される。なお、E[X]は、Xのアンサンブル平均を表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　式(19)を式(20)へ代入すると、式(21)が得られる。なお、XＨは、Xの複素共役転置を表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　ここで、PＳは、無線通信装置Aにおける平均送信電力であり、式(22)で表される。また、無線通信装置Bの各アンテナB１～BＮにおける平均雑音電力は同一であると仮定し、これをPＮとしている。すなわち、式(23)が成り立つとしている。なお、IＮはN次元の単位行列を表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　一方、無線通信装置Bから無線通信装置Aへの伝送が行われる時、無線通信装置Bの信号分配・合成部に入力される送信信号をSＢＡ、無線通信装置Aの信号分配・合成部から出力される受信信号をRＢＡとすると、式(24)が成り立つ。なお、NＡは無線通信装置Aの各アンテナA１～AＭにおける熱雑音を表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　このときの無線通信装置Aにおける平均受信信号電力PＡは、式(25)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　ここで、無線通信装置Bにおける平均送信電力は、無線通信装置Aにおける平均送信電力PＳと同一であると仮定している。また、無線通信装置Aの各アンテナA１～AＭにおける平均雑音電力も、無線通信装置Bの各アンテナB１～BＮにおける平均雑音電力PＮと同一であると仮定している。
　以上のように、無線通信装置A,Bにおける平均受信信号電力PＡ,PＢはそれぞれ、式(25),(21)で表される。
　次に、受信信号RＡ，RＢの電力(式(25),(21))を最大化する条件を求める。複素ウエイトWＡ,WＢの大きさを共に1としても一般性は失われないので、式(26)とおくと、式(21),(25)は、式(27)に集約できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　式(27)のPを最大化する条件は、ラグランジュの未定乗数法を用いて求めることができる。すなわち、複素ウエイトWＡ,WＢの大きさが共に1であるという条件下でλが最大となる条件は、ラグランジュの未定乗数法を用いて求めることができる。
　いま、式(28)で関数U(WＡ,WＢ,λＡ,λＢ)を定義する。なお、X＊は、Xの複素共役を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　このとき、λが最大となる条件は、式(29)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　式(29)における後半の2つの条件は、複素ウエイトWＡ,WＢの大きさが1であるための条件である。一方、式(29)における前半の2つの条件を整理すると、式(30),(31)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　式(30),(31)を式(26)に代入すると、式(32)が得られる。λＡとλＢは等しいので、以下ではλＡ,λＢを共にλと表記する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
　ところで、無線通信装置Aから無線通信装置Bへの伝送において、送信信号SＡＢが1の時の、無線通信装置BのN本のアンテナB１～BＮによる受信信号のベクトルをRＢ0とすると、RＢ0は、式(33)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　式(33)を式(31)に代入すると、式(34)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
　式(34)は、無線通信装置Bにおいて、最大比合成ダイバーシチ動作を行う場合、すなわち、複素ウエイトWＢがWＢ=RＢ0 ＊/√λとなる場合に成立する。
　同様に、無線通信装置Bから無線通信装置Aへの伝送において、送信信号SＢＡが１の時の、無線通信装置AのＭ本のアンテナA１～AＭによる受信信号のベクトルをRＡ0とすると、RＡ0は、式(35)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
　式(35)を式(30)に代入すると、式(36)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
　式(36)は、無線通信装置Aにおいて、最大比合成ダイバーシチ動作を行う場合、すなわち、複素ウエイトWＡがWＡ=RＡ0 ＊/√λとなる場合に成立する。
　以上のように、MIMO伝送において、平均受信信号電力が最大となるように送受信の複素ウエイトを設定した場合、WＡ=RＡ0 ＊/√λ,WＢ=RＢ0 ＊/√λが成り立つ。これは、平均受信信号電力が最大となる条件下における複素ウエイトが、最大比合成ダイバーシチの複素ウエイトと一致することを示している。すなわち、トレーニング信号の伝送におけるダイバーシチ受信の後に、当該ダイバーシチ受信の合成ウエイト情報で複素ウエイトを更新することにより、１組の無線通信装置に対する複素ウエイトの最適値、すなわち、送受信を行う１組の無線通信装置の間での伝送における伝送行列の相関行列に最大固有値に対する固有ベクトルの組を得ることができることを示している。
　無線通信装置A,B間での双方向伝送を通じて複素ウエイトが収束するアルゴリズムは、数式表現を用いると、式(37),(38)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
　式(37),(38)において、WＸ(k)(XはAまたはB)は、無線通信装置Xにおける、複素ウエイトの更新回数がk回の時の複素ウエイトを表している。式(37)は、無線通信装置Aから無線通信装置Bへの伝送における、無線通信装置Bでの複素ウエイトの更新動作を表しており、式(38)は、無線通信装置Bから無線通信装置Aへの伝送における、無線通信装置Aでの複素ウエイトの更新動作を表している。
　なお、式(37)におけるkの値の更新は、無線通信装置Aから無線通信装置Bへのトレーニング伝送において行われる。また、式(38)におけるkの値の更新は、無線通信装置 Bから無線通信装置Aへのトレーニング伝送において行われる。
　式(37),(38)は、送信信号SＡＢ,SＢＡが1であるフレームまたは拡張プリアンブルに含ませたシンボルなどがアンテナA１～AＭ,B１～BＮで受信された時の受信信号に対して、受信側の無線通信装置において最大比合成となるように複素ウエイトを逐次更新していく動作を表している。
　複素ウエイトの初期値としては、例えば、全ての要素の大きさが等しく、かつ全ての要素がI軸方向を向いた、式(39),(40)で表されるベクトルを使用することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
　最後に、式(37),(38)で表されるアルゴリズムの適用により、式(30),(31)を満足する複素ウエイトを求めることができることについて説明する。
　式(30)は、M次正方行列[HＡＢ Ｔ・WＢ・WＢ Ｈ・HＡＢ ＊]の固有ベクトルがWＡ ＊であることを表している。一方、式(31)は、N次正方行列[HＡＢ・WＡ・WＡ Ｈ・HＡＢ Ｈ]の固有ベクトルがWＢ ＊であることを表している。これらの固有ベクトルはそれぞれ、式(41),(42)で表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000042
　式(41),(42)を用いると、式(37),(38)のアルゴリズムは式(43),(44)で表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000044
　式(33),(44)より、複素ウエイトWＡ,WＢに関する漸化式が得られる。この漸化式を式(45),(46)で示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000045
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000046
　式(45),(46)より、複素ウエイトWＡ,WＢを求めるアルゴリズムは、式(47),(48)で表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000047
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000048
　ところで、式(41),(42)より、式(49),(50)が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000049
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000050
　式(49),(50)より、複素ウエイトWＡ,WＢはそれぞれ、相関行列[HＡＢ Ｈ・HＡＢ]，[HＡＢ ＊・HＡＢ Ｔ]の固有ベクトルであることが分かる。さらに、複素ウエイトWＡ,WＢは、式(25)の条件も満足するので、最大固有値に対する固有ベクトルであることが分かる。すなわち、式(49),(50)を満足する固有ベクトルの最大数は、それぞれM個およびN個であるが、式(47),(48)で表される複素ウエイトWＡ,WＢは、最大固有値に対する固有ベクトルであり、[HＡＢ Ｈ・HＡＢ]ｋ・WＡ(0)，[HＡＢ ＊・HＡＢ Ｔ]ｋ・WＢ(0)は、kが大きくなるにつれて、最大固有値に対する固有ベクトルに収束することが分かる。
　したがって、平均受信電力が最大となるように受信側の複素ウエイトを決定する漸近アルゴリズムにより、最適な複素ウエイトWＡ,WＢを求めることができることが分かる。
　以上では、上記のモデル構成において、無線通信装置A,Bの各アンテナの信号に対する複素ウエイトの最適値を見つけ出すことができることを数式(16)～(50)を用いて説明したが、以下では、さらに従来のMIMO技術を併用しても各アンテナの信号に対する複素ウエイトの最適値を見つけ出すことができることを数式を用いて説明する。
　図３５は、複数のアンテナ群を備えた無線通信システムのモデル構成を示すブロック図である。以下では、このモデル構成において複素ウエイトが最適となる状態について説明する。無線通信装置Aは、アンテナ群A１,A２,‥,Aｍを備え、各アンテナ群A１,A２,‥,Aｍはそれぞれ、M１,M２,‥,Mｍ個のアンテナを備える。また、無線通信装置Bは、アンテナ群B１,B２,‥,Bｎを備え、各アンテナ群B１,B２,‥,Bｎはそれぞれ、N１,N２,‥,Nｎ個のアンテナを備える。
　MIMO送受信部A′,B′は、各アンテナ群毎の信号に対するウエイト処理を行うが、各アンテナ群の各アンテナの信号に対するウエイト処理は、図示の各アンテナ群が行う。各アンテナ群では複素ウエイトの最適化が独立して行われる。階層化MIMOは、これら両者のウエイト処理により実現される。
　いま、無線通信装置Aから無線通信装置Bへの無線伝送における伝達関数(伝送路行列)がHＡＢが式(51)で表現されるとする。ここで、Hｊ,ｋ(j=1,2,・・・,n、k=1,2,・・・,m)は、アンテナ群Aｋからアンテナ群Bｊへの伝送の伝送路行列である。また、M=M１+M２＋‥＋Mｍ、N=N１+N２＋‥＋Nｎが成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000051
　MIMO送受信部A′,B′における複素ウエイトVＡ,VＢはそれぞれ、式(52),(53)で表現され、これは、MIMO技術を用いてどのような伝送を行うかにより決定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000052
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000053
　無線通信端末Aから無線通信端末Bへの無線伝送における複素ウエイトVＡ,VＢは、例えば、以下の(例1)～(例3)のようにして決定できる。
(例１)送信側で伝送路行列が未知の場合のマルチストリーム伝送
　送信側では、それぞれ異なるデータ系列に対応したベースバンド変調信号がそのまま、対応する送信機に入力され、RF信号に変換されて送信される(直接マッピング)。すなわち、複素ウエイトVＡを式(54)とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000054
　受信側では、トレーニングにおいて伝送路行列Hｎ,ｍを推定し、この結果を用いて、データ系列ごとの複素ウエイトVＢｐ(pは、P以下の自然数。Pは、マルチストリーム数)を式(55)で求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000055
　(例２)送信側で伝送路行列が既知の場合の固有ビームによるマルチストリーム伝送
　送信側では、伝送路行列から計算したP個(Pはマルチストリーム数)の固有ベクトルを各データ系列のベースバンド変調信号に対する複素ウエイトVＡｐ(pは、P以下の自然数)とする。すなわち、複素ウエイトVＡｐを式(56)で求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000056
　受信側においても同様に、伝送路行列から計算したP個の固有ベクトルを各データ系列のベースバンド受信信号に対する複素ウエイトVＢｐとする。すなわち、複素ウエイトVＢｐを式(57)で求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000057
　(例３)送信側で伝送路行列が未知の場合の時空間符号を用いた送信ダイバーシチ
　送信側では、時空間符号を用いてブロック符号化された互いに異なる複数のベースバンド変調信号がそのまま、対応する送信機に入力され、RF信号に変換されて送信される(直接マッピング)。すなわち、すなわち、複素ウエイトVＡを式(58)とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000058
　受信側では、トレーニングにおいて伝送路行列Hｎ,ｍを推定し、この結果を用いて、データ系列ごとに、複素ウエイトVＢｑｒ(qは、Q以下の自然数。Qは、空間マッピング数。rは、R以下の自然数。Rは、ブロック符号の符号長)を式(59)で求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000059
　一方、階層化MIMOにおいて、アンテナ群Aｋを構成する各アンテナにおける複素ウエイトWＡｋおよびアンテナ群Bｊを構成する各アンテナにおける複素ウエイトWＢｊは、式(60),(61)で表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000060
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000061
　ここで、複素ウエイトVＡ、VＢ、WＡｋおよびWＢｊの大きさは、すべて1であるものとする。すなわち、式(62)が成り立つとする。ここで、XＴ、X＊はそれぞれ、行列Xの転置行列、複素共役を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000062
　次に、階層化MIMOにおいて、トレーニング動作により最適な複素ウエイトが求まることについて説明する。トレーニング時には、MIMO送受信部A′,B′では直接マッピングが行われるものとする。すなわち、式(63),(64)が成り立つものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000063
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000064
　また、トレーニング時には、任意のアンテナ群Aｋからの送信信号SＡｋおよび任意のアンテナ群Bｊからの送信信号SＢｊはすべて1であるものとする。
　このとき、無線通信装置Bにおける合成された受信信号をRＢとすると、式(65)が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000065
　ここで、NＢｊは、アンテナ群Bｊを構成する各アンテナにおける熱雑音を表すNｊ次の列ベクトルであり、式(66)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000066
　式(63)および式(64)を式(65)に代入することにより式(67)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000067
　ところで、アンテナ群Aｋからの送信信号をアンテナ群Bｊで受信した場合の、各アンテナでの受信波成分を表すNｊ次の列ベクトルをRＡｋＢｊとすると、式(68)が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000068
　式(68)を式(67)に代入することにより、式(69)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000069
　ところで、アンテナ群Bｊでの合成された受信信号RＢｊは、式(70)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000070
　同様に、無線通信装置Aにおける合成された受信信号をRＡとすると、式(71)が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000071
　ところで、アンテナ群Bｊからの送信信号をアンテナ群Aｋで受信した場合の、各アンテナでの受信波成分を表すNｋ次の列ベクトルをRＢｊＡｋとすると、式(72)が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000072
　式(72)を式(71)に代入することにより式(73)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000073
　また、アンテナ群Aｋでの合成された受信信号RＡｋは、式(74)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000074
　トレーニング時には、無線通信装置Aと無線通信装置Bの間で交互にトレーニング信号の送信を行う。この双方向のトレーニング伝送により、アンテナ群Aｋを構成する各アンテナの複素ウエイトWＡｋおよびアンテナ群Bｊを構成する各アンテナの複素ウエイトWＢｊを逐次更新し、最適化する。この逐次最適化はトレーニング信号の受信側の無線通信装置で行われ、更新された複素ウエイトはそれ以降の送信時において使用される。
　アンテナ群Aｋを構成する各アンテナの複素ウエイトWＡｋの初期値をWＡｋ(1)、u回(uは自然数)更新後の複素ウエイトをWＡｋ(u+1)とし、アンテナ群Bｊを構成する各アンテナの複素ウエイトWＢｊの初期値をVＢｊ(1)、u回更新後の複素ウエイトをWＢｊ(u+1)とする。また、u回目のトレーニング信号伝送における受信信号をRＡｋＢｊ(u)およびRＢｊＡｋ(u)とする。
　階層化MIMOのトレーニングにおいては、送信側ではすべてのアンテナ群を構成するすべてのアンテナからトレーニング信号の送信を行う。一方、受信側においては、アンテナ群ごとに受信レベルを最大化するように、当該アンテナ群を構成する各アンテナの複素ウエイトを決定する。
　受信レベルを最大化する複素ウエイト、すなわち、最大比合成受信時における複素ウエイトは、IQ平面上での"1"に相当する信号を送信した場合の、各アンテナでの受信信号の複素共役またはその定数倍(複素数)となることが一般に知られている。ただし、各アンテナブランチにおける雑音電力は、すべて同一であるものとしている。
　トレーニング時のアンテナ群Aｋからの送信信号SＡｋおよびアンテナ群Bｊからの送信信号SＢｊは、すべて１であるとしているので、受信レベルを最大とする複素ウエイトは、トレーニング時の受信信号の複素共役またはその定数倍(複素数)となる。以上より式(75),(76)が成り立つ。ここで、cＢｊおよびcＡｋは、任意の複素定数であり、k=1,2,‥,m、j=1,2,‥,nである。また、uは、自然数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000075
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000076
　次に、式(75),(76)の漸化式で求まる複素ウエイトWＢｊ(u)およびWＡｋ(u)が、最適な複素ウエイトに収束することについて説明する。
　図３６に示すように、無線通信装置Aおよび無線通信装置Bにおけるアンテナ群の数が共に1であり、各アンテナ群を構成するアンテナの数がそれぞれM,Nであるモデルについて考える。これは、アンテナ群の数が1である特別なケースである。まず、この場合に、トレーニング動作により複素ウエイトWＢｊ(u)およびWＡｋ(u)が最適な複素ウエイトに収束し、M×N次の伝送路行列の最大固有値に等しい受信レベルを実現できることを示す。それに続いて、無線通信装置Aおよび無線通信装置Bにおけるアンテナ群の数がそれぞれm,nである階層化MIMOにおいても、トレーニング動作により、上記と同一の最適な複素ウエイトWＢｊ(u)およびWＡｋ(u)に収束することを示す。
　図３６に示すような、アンテナ群の数が1、アンテナ群を構成するアンテナの数がそれぞれMおよびNである場合においても、先に述べたようにトレーニング時にはSISO送受信部A′,B′において直接マッピングが行われるものとする。すなわち、式(77)が成り立つものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000077
　このとき、無線通信装置Bにおいて合成された受信信号をRＢとすると、式(78)が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000078
　このときの無線通信装置Bにおける平均受信信号電力PＢは、式(79)で表される。ここで、E[X]は、Xのアンサンブル平均を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000079
　式(78)を式(79)へ代入することにより式(80)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000080
　ここで、無線通信装置Bの各アンテナにおける平均雑音電力は同一であると仮定しており、これをPＮとしている。すなわち、式(81)が成り立つ、ここで、IＮは、N次元の単位行列である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000081
　一方、無線通信装置Bから無線通信装置Aへのパケット伝送で、無線通信装置Aにおいて合成された受信信号をRＡとすると、式(82)が成り立つ。ここで、NＡは、無線通信装置Aの各アンテナにおける熱雑音を表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000082
　このときの無線通信装置Aにおける平均受信信号電力PＡは、式(83)で表される。ここで、無線通信装置Aの各アンテナにおける平均雑音電力は、無線通信装置Bの各アンテナにおける平均雑音電力PＮと同一であると仮定している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000083
　以下では、本発明における基本動作により求まる複素ウエイトWＡ１およびWＢ１は、式(80)および式(83)で求まるPＢおよびPＡを同時に最大化することについて説明する。
　いま、式(84)とおくと、式(80),(83)は、式(85)に集約できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000084
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000085
　式(85)のPを最大化する条件については、ラグランジュの未定乗数法を用いて求めることができる。すなわち、WＡ１およびWＢ１の大きさがともに1である条件下においてλ１,１が最大となる条件は、ラグランジュの未定乗数法を用いて求めることができる。
　いま、式(86)で関数U(WＡ１,WＢ１,λＡ_１,１,λＢ_１,１)を定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000086
　このとき、λ１,１が最大となる条件は、式(87)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000087
　式(87)における後半の２つの条件は、WＡ１およびWＢ１の大きさが1であるための条件である。一方、前半の２つの条件を整理すると、式(88),(89)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000088
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000089
　式(88),(89)を式(85)に代入することにより式(90)が得られる。そこで、以下ではλＡ_１,１およびλＢ_１,１を、共にλ１,１と表記することにする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000090
　ところで、無線通信装置Aから無線通信装置Bへのトレーニング信号の伝送において、無線通信装置Bに具備されたN本の各アンテナにおける受信信号からなるベクトルをRＢ０とすると、RＢ０は、式(91)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000091
　式(91)を式(90)に代入することにより式(92)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000092
　式(92)は、無線通信装置Bにおいて最大比合成ダイバーシチ動作を行う場合、すなわち、複素ウエイトがWＢ１=RＢ０ ＊/√λ１,１となる場合に成立する。
　同様に、無線通信装置Bから無線通信装置Aへのトレーニング信号伝送において、無線通信装置Aに具備されたM本の各アンテナでの受信信号からなるベクトルをRＡ０とすると、RＡ０は、式(93)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000093
　式(93)を式(88)に代入することにより式(94)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000094
 　式(94)は、無線通信装置Aにおいて最大比合成ダイバーシチ動作を行う場合、すなわち、複素ウエイトがWＡ１=RＡ０ ＊/√λ１,１となる場合に成立する。
　以上より、トレーニング信号のように送信信号1が伝送される場合には、受信側においてλ１,１を最大化する複素ウエイトを用いて合成受信することにより、最大比合成ダイバーシチが実現できることが分かる。 上述の基本動作は、数式表現を用いると、式(95),(96)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000095
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000096
　式(95),(96)において、VＸ(u)(Xは、AまたはBは、無線通信装置Xにおける複素ウエイトの更新回数がu回のときの複素ウエイトを表している。式(95)は、無線通信装置Aから無線通信装置Bへのトレーニング信号伝送における無線通信装置Bでの複素ウエイトの更新動作を表しており、式(96)は、無線通信装置Bから無線通信装置Aへのトレーニング信号伝送における、無線通信装置Aでの複素ウエイトの更新動作を表している。
　式(95),(96)は、送信信号が1となるトレーニング用パケットまたはパケットのプリアンブル等に含まれるトレーニング系列の各アンテナでの受信信号に対して、受信側の無線通信装置において最大比合成となるように逐次複素ウエイトを更新していく動作を表している。
　複素ウエイトの初期値としては、例えば、式(82),(83)で表されるベクトルを使用することができる。式(97),(98)は、すべての要素の大きさが等しく、かつすべての要素がI軸方向を向いたベクトルを表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000097
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000098
　最後に、式(95),(96)で表されるアルゴリズムの適用により、式(88),(89)を満足する複素ウエイトが求まることについて説明する。
　式(88)は、M次正方行列[H１,１ Ｔ・WＢ１・WＢ１ Ｈ・H１,１ ＊]の固有ベクトルがWＡ１ ＊であることを表しており、式(89)は、N次正方行列[H１,１・WＡ１・WＡ１ Ｈ・H１,１ Ｈ]の固有ベクトルがWＢ１ ＊であることを表している。これらの固有ベクトルは、式(99),(100)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000099
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000100
　式(99),(100)を用いると、式(95),(96)のアルゴリズムは、式(101),(102)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000101
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000102
　式(101),(102)より、複素ウエイトWＡ１およびWＢ１に関する漸化式が得られる。すなわち、複素ウエイトWＡ１およびWＢ１に関する漸化式は、式(103),(104)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000103
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000104
　式(103),(104)より、複素ウエイトWＡ１およびWＢ１は、式(105),(106)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000105
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000106
　ところで、式(99),(100)より、式(107),(108)が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000107
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000108
　式(107),(108)より、複素ウエイトWＡ１およびWＢ１はそれぞれ、相関行列[H１,１ Ｈ・H１,１]および[H１,１ ＊・H１,１ Ｔ]の固有ベクトルであることが分かる。さらに、複素ウエイトWＡ１およびWＢ１は、式(87)の条件も満足するので、最大固有値に対する固有ベクトルであることが分かる。すなわち、式(107),(108)を満足する固有ベクトルは、最大でそれぞれM個およびN個あるが、式(105),(106)で表される複素ウエイトはその中の最大固有値に対する固有ベクトルである。したがって、[H１,１ Ｈ・H１,１/λ１,１]ｕ－１・WＡ１(1)および[H１,１ ＊・H１,１ Ｔ/λ１,１]ｕ－１・WＢ１(1)は、uを大きくするにつれて、最大固有値に対応した固有ベクトルに収束することが分かる。
　すなわち、アンテナ群の数が1である特別なケースにおいては、トレーニング動作で求まる複素ウエイトWＢ１(u)およびWＡ１(u)は、最適な複素ウエイトに収束すること、およびこの最適な複素ウエイトを使用すれば、M×N次の伝送路行列の最大固有値に等しい受信レベルが実現できることが分かる。
　続いて、無線通信装置Aおよび無線通信装置Bにおけるアンテナ群の数がそれぞれmおよびn(mおよびnは自然数であり、少なくともどちらか一方は2以上)である階層化MIMOの場合においても、送受信のアンテナ群の数が共に1である場合と同様に、同一の最適な複素ウエイトWＢ１(u)およびWＡ１(u)がトレーニング動作で求まることを示す。
　式(91),(92)をそれぞれ式(102),(101)に代入することにより式(109),(110)が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000109
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000110
　式(75),(76)と式(109),(110)を比較すると、式(111),(112)の条件が成立する場合に、M×N構成で送受信アンテナ群の数が共に1である場合の最適複素ウエイトと同一の複素ウエイトが、M×N構成で階層化MIMOとした場合にも得られることが分かる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000111
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000112
　式(111),(112)より、cＢｊおよびcＡｋは、アンテナ群にはよらない定数であることが分かる。
　以上より、M×Nアンテナ構成を用いて階層化MIMOとした場合においても、送受信のアンテナ群の数を共に1とした場合と同様に、M×N次の伝送路行列の最大固有値に等しい受信レベルが実現できることが分かる。
　階層化MIMOにおいて伝送路行列の最大固有値に対応した固有ビーム伝送が実現できることは既に述べた。以下では、MIMOによるマルチストリーム伝送においても、階層化MIMOとすることにより、アンテナ群毎にその最大固有値に対応した固有ビーム伝送が実現できることを示す。
　無線通信装置Aから無線通信装置Bへのパケット伝送において、無線通信装置Bにおける合成された受信信号をRＢとすると、式(113)が成り立つ。ここで、RＡｋＢｊは、アンテナ群Aｋからの送信信号をアンテナ群Bｊで受信した場合の各アンテナでの受信波成分を表すNｊ次の列ベクトルである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000113
　式(113)において、WＢｊ Ｔ・RＡｋＢｊは、アンテナ群Bｊを構成するNｊ個のアンテナでの受信信号の合成信号を表している。これに対して、トレーニング動作により求まる複素ウエイトは、式(114)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000114
　これは、アンテナ群BｊにおけるNｊ個の受信信号の合成が最大比合成で行われることを示している。すなわち、階層化MIMOにおいて、アンテナ群毎にその最大固有値に対応した固有ビーム伝送が実現できることを示している。
　ところで、一方の無線通信装置では最適な複素ウエイトが得られているが、もう一方の無線通信装置では最適な複素ウエイトが得られていない場合において、最初のトレーニングシーケンスをどちらの無線通信装置から送信するかにより、最適な固有ビームを形成するのに必要なトレーニング信号伝送の回数は異なる。
　図３７は、基地局(AP)側の無線通信装置では最適な複素ウエイトが得られていないが、端末(STA)側の無線通信装置では最適な複素ウエイトが得られている場合に、基地局(AP)側が最初のトレーニング信号伝送を行った場合のトレーニング信号伝送回数と受信レベル分布の改善を示す。トレーニング信号伝送回数が１回、すなわち１往復のトレーニング信号伝送では最適な固有ビーム伝送と比較して4dB程度の劣化が生じており、４回のトレーニング信号伝送を行うとほぼ最適な固有ビーム伝送が実現できることが分かる。
　図３８は、端末(STA)側が最初のトレーニング信号伝送を行った場合のトレーニング信号伝送回数と受信レベル分布の改善を示す。この場合には、１回、すなわち１往復のトレーニング信号伝送でほぼ最適な固有ビーム伝送が実現できることが分かる。
　すなわち、本発明において、トレーニング信号伝送を最適な複素ウエイトが得られている無線通信装置、例えば端末(STA)側が最初のトレーニング信号伝送を行うようにすることにより、１往復のトレーニング信号伝送でほぼ最適な固有ビーム伝送が実現できる。このように、本発明によれば、ごく短時間のトレーニング信号伝送によりほぼ最適な固有ビーム伝送が実現できるので、高速フェージング環境においても通信エリアを大きく拡大することができる。
　本発明では、伝送路行列の情報を求めることなしに、トレーニング信号伝送における複数のアンテナからの受信信号を合成した信号の受信状態の最適化処理だけで最大固有値に対応した固有ビーム伝送を実現しており、RF帯処理で実現できる。一方、通常の固有ビーム伝送においては、受信側ではアンテナ毎に受信機を備えており、受信信号の合成をベースバンド処理にて行っている。このため、各アンテナでの受信レベルは十分に大きくないため、通信エリアの周辺部では、バースト検出、すなわち、受信信号の到来を検出できない場合がある。
　図３９は、通常の固有ビーム伝送のように、受信信号の合成をベースバンド処理で行った場合とRF帯処理で受信信号の合成を行った場合のバースト検出での受信レベルの改善の比較を示す。
　ベースバンド処理での固有ビーム伝送においては、バースト検出における受信レベルの改善は理想的なMIMO伝送と比較して12dB程度劣化している。一方、本発明をRF帯の処理で実現する場合には、理想的なMIMO伝送からの劣化量は2dB程度である。なお、この2dBの劣化の原因は、複素ウエイト処理を移相器で実現することに起因する。このように、従来のベースバンド処理での固有ビーム伝送を実現する方法あるいは装置では、バースト検出が可能なエリアにおいては大きなMIMO利得が得られ、これにより例えば多値QAMの使用による高速伝送が可能となる。しかし、通信エリアそのものは、バースト検出が可能なエリアに制限されるので、通信エリアにおける改善量はMIMO利得と比較すると、12dB程度小さくなってしまう。これに対して、本発明をRF帯の処理で実現する場合には、通信エリアにおける改善量はMIMO利得に等しい。すなわち、本発明によると、MIMO利得による通信エリアの大幅な改善を実現することができる。
　以上、実施形態を説明したが、本発明は、上記実施形態に限られるものではなく、種々に変形することができる。例えば、ウエイト処理部の乗算器は、1ビット移相器や2ビット移相器に限らず、ダイバーシチ合成に際しての重み付けを行うものであればよく、2ビット以上の移相器を用いることもできる。2ビット以上の移相器を用いれば、より細かく複素ウエイトを変更することができるので、より細かいダイバーシチ制御ができる。
　また、トレーニング信号は、受信レベル情報を測定するために用いられるものであり、ダイバーシチ受信した時の受信レベル情報を測定できるものであればどのようなものでもよい。例えば、データフレームのヘッダ中のプリアンブルのみ、拡張プリアンブルに含ませた複数のシンボルなどをトレーニング信号として利用することもでき、トレーニング用として特別に用意されたものでなくてもよい。ただし、トレーニング中の伝送路の状況はほぼ一定であるとみなしているので、その時間長は短い方がよい。
　なお、複数のシンボルをトレーニング信号として用いる場合、最短で、(自無線通信装置のアンテナ数+1)個のシンボルで各アンテナの信号に対する複素ウエイトの最適値を決定できる。また、受信レベル情報は、RFトレーニング信号をIF信号に周波数変換し、その段階で取得することもできる。
　図４０は、IEEE802.11nのアンテナ選択用のトレーニングシーケンスである。このトレーニングシーケンスの時間長は、184μsである。高速移動時においても、フェージング周波数は高々100Hzであり、184μsの間で伝送路の状況はほぼ一定とみなすことができるので、本発明のトレーニングでは、このトレーニングシーケンスを用いることができる。もちろん、これに限られない。
　また、M個のアンテナに対するM個のフレームは、単一のトレーニングシーケンス内にある必要はない。例えば、受信アンテナ数が4本の場合、1つのトレーニングシーケンス内で2本のアンテナを最適化し、次のトレーニングシーケンス内でさらに1本のアンテナを最適化し、その次のトレーニングシーケンス内で残り1本のアンテナの最適化するというようなことも可能である。
　さらに、相手の無線通信装置から、トレーニング信号の各フレームに対するACKが返信される場合には、ACKを検出してトレーニングカウンタ情報を得ることもできる。
　本発明は、例えば、車車間通信や車両歩行者間通信に利用することができる。しかし、それに限られるものではなく、その他、例えば、無線通信用の携帯端末などでも利用することもできる。また、本発明は、必ずしも移動通信にその適用範囲が限定されるものではなく、多元接続方式を採用する自律分散型の任意の無線通信システムに適用することができる。
　11-1～11-P,21-1～21-Q・・・ウエイト処理部、12-1～12-P,22-1～22-Q・・・RF信号分配・合成部、13-1～13-P,23-1～23-Q・・・送受信回路、14,24,105・・・空間マッピング部、15,25・・・時空間ブロック符号・符号化復号部、16-1～16-K,26-1～26-K・・・BB変復調部、17,27・・・ストリーム分配・合成部、18-1～18-P・・・デュプレクサ、19・・・MIMO送受信部、30・・・ビーム形成用ウエイト生成部、40・・・トレーニング信号生成部、50,82・・・受信レベル保持部、51・・・受信レベル情報比較部、52・・・トレーニング期間内最大受信レベル保持部、60・・・移相器制御部、61・・・非ビーム形成時ウエイト生成部、62・・・トレーニング時ウエイト生成部、63・・・ウエイト選択部、70・・・タイミング部、71・・・フレーム受信検出部、72・・・フレーム終了検出部、73・・・シーケンス終了検出部、74・・・トレーニングカウント部、75・・・ビーム形成有効フラグ生成部、80・・・トレーニング受信情報保持部、81・・・ベースバンド受信IQ信号保持部、84・・・最適ウエイト決定部、85・・・最適ウエイト更新信号生成部、101・・・信号合成部、102・・・ストリーム分配部、103-1～103-K・・・ベースバンド変調部、104・・・時空間符号・符号化部、106-1～106-P・・・無線送信部、107-1～107-P・・・無線受信部、108・・・空間デマッピング部、109・・・時空間符号・復号部、110-1～110-K・・・ベースバンド復調部、111・・・ストリーム合成部、112・・・伝送路特性推定部、113・・・送受信制御部、A,B・・・無線通信装置、A′,B′・・・MIMO(またはSISO)送受信部、A１１～AＰＭ,B１１～BＱＮ・・・アンテナ

Claims (52)

  1. 　送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信方法において、
    　送受信を行う無線通信装置間での双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、各無線通信装置において、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１のステップと、
    　前記第１のステップにより決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を前記無線通信装置に各々設定する第２のステップと、
    　前記第２のステップによりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、各無線通信装置が前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３のステップを有し、
    　前記第１のステップは、1回または複数回の双方向のトレーニング信号のダイバーシチ受信において、各アンテナ群のダイバーシチ合成受信信号の受信状態を示すトレーニング受信情報に基づいて各アンテナ群のダイバーシチ受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を取得し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ合成情報でダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定することを特徴とるマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  2. 　送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信方法において、
    　送受信を行う無線通信装置間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、各無線通信装置において、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１のステップと、
    　前記第１のステップにより決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を前記無線通信装置に各々設定する第２のステップと、
    　前記第２のステップによりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、各無線通信装置が前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３のステップを有し、
    　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、
    　前記第１のステップは、前記トレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダーバーシチ合成情報の１つを順次変更し、変更の前後でのダイバーシチ合成受信信号の受信状態が良好な方のダーバーシチ合成情報で当該アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定することを特徴とするマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  3. 　送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信方法において、
    　送受信を行う無線通信装置間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号伝送を通じて、各無線通信装置において、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１のステップと、
    　前記第１のステップにより決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を前記無線通信装置に各々設定する第２のステップと、
    　前記第２のステップによりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、各無線通信装置が前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３のステップを有し、
    　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、
    　前記第１のステップは、前記複数のトレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更し、各ダイバーシチ合成情報に対応した受信状態を示すトレーニング受信情報に基づき、各アンテナ群のダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を決定し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ合成情報で各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う無線通信装置の１組のアンテナ群間での間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定することを特徴とするマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  4. 　送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信方法において、
    　送受信を行う無線通信装置間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、各無線通信装置において、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１のステップと、
    　前記第１のステップにより決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を前記無線通信装置に各々設定する第２のステップと、
    　前記第２のステップによりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、各無線通信装置が前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３のステップを有し、
    　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、
    　前記第１のステップは、前記複数のトレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダーバーシチ合成情報を順次変更し、各ダイバーシチ合成情報に対応した受信状態を示すトレーニング受信情報に基づき、各アンテナ群のダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化する合成ウエイト情報を決定し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ受信の合成ウェイト情報でダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定することを特徴とるマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  5. 　前記トレーニング受信情報は、ダイバーシチ合成受信信号のベースバンド受信ＩＱ情報もしくはベースバンド受信ＩＱ情報および受信レベル情報の両方であることを特徴とする請求項１、３、４のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  6. 　前記トレーニング受信情報は、ダイバーシチ合成受信信号と予め定められた情報系列の相関情報もしくは該相関情報と受信レベル情報の両方であることを特徴とする請求項１、３、４のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  7. 　前記ダイバーシチ合成情報が１ビット情報であり、前記第１のステップは、相手側無線通信装置からの(自無線通信装置のアンテナ数＋１)回のトレーニングサブ信号受信により各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項２に記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  8. 　前記ダイバーシチ合成情報がｎビット情報（ｎは２以上の自然数）であり、前記第１のステップは、相手側無線通信装置からの(自無線通信装置のアンテナ数＋１)回のトレーニングサブ信号受信により各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項３または４に記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  9. 　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号として少なくとも(自無線通信装置のアンテナ数＋１)個のフレームを含み、前記各アンテナ群において、この２番目以降のフレームを、当該アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更して受信することを特徴とする請求項２ないし４のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  10. 　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号として少なくとも(自無線通信装置のアンテナ数＋１)個のシンボルを含み、前記各アンテナ群において、この２番目以降のシンボルを、当該アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更して受信することを特徴とする請求項２ないし４のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  11. 　前記第１のステップは、直前の双方向のトレーニング信号の伝送を通じてダイバーシチ合成情報の最適値が設定されている場合には、前記各アンテナ群において、このダイバーシチ合成情報の最適値を初期値として新たにダイバーシチ合成情報の最適値を決定し、ダイバーシチ合成情報の最適値が設定されていない場合にはランダムな初期値を用いて新たにダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  12. 　一方の無線通信装置には直前の双方向のトレーニング信号の伝送を通じてダイバーシチ合成情報の最適値が設定されているが、もう一方の無線通信装置にはダイバーシチ合成情報の最適値が設定されていない場合において、次のトレーニング信号の伝送をダイバーシチ合成情報の最適値が設定されている方の無線通信装置から開始することを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  13. 　複数の無線通信装置と無線通信を行う基地局側の無線通信装置における前記第１のステップでは、常にランダムな初期値を用いてダイバーシチ合成情報の最適値の決定を行い、基地局と無線通信を行う端末側の無線通信装置における前記第１のステップでは、直前の双方向のトレーニング信号の伝送を通じてダイバーシチ合成情報の最適値が設定されている場合には、このダイバーシチ合成情報の最適値を初期値として新たにダイバーシチ合成情報の最適値を決定し、ダイバーシチ合成情報の最適値が設定されていない場合にはランダムな初期値を用いて新たにダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  14. 　複数の無線通信装置と無線通信を行う基地局側の無線通信装置からのブロードキャストフレームもしくはマルチキャストフレームの送信では、互いに異なる複数のダイバーシチ合成情報を用いて、同一フレームを複数回送信することを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  15. 　複数の無線通信装置と無線通信を行う基地局側の無線通信装置からのブロードキャストフレームもしくはマルチキャストフレームの送信では、前記複数の無線通信装置の各々に対して、双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、前記第１のステップにより決定され、前記第２のステップにより設定されたダイバーシチ合成情報の最適値を用いて、ブロードキャストフレーム、もしくはマルチキャストフレームを各々送信することを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  16. 　複数の無線通信装置と無線通信を行う基地局側の無線通信装置における前記第１のステップでは、直前の双方向のトレーニング信号の伝送において決定されたダイバーシチ合成情報の最適値を、当該基地局と無線通信を行う端末側の無線通信装置ごとに記憶しておき、これを初期値として、トレーニングサブ信号の受信における前記複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更し、これに対するダイバーシチ受信状態に基づいてダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項２ないし４のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  17. 　前記第２のステップは、各ダイバーシチ合成情報の最適値をＲＦ帯において前記無線通信装置に各々設定することを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信方法。
  18. 　送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信システムにおいて、
    　送受信を行う無線通信装置間での双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、各無線通信装置において、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１の手段と、
    　前記第１の手段により決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を前記無線通信装置に各々設定する第２の手段と、
    　前記第２の手段によりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、各無線通信装置が前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３の手段を有し、
    　前記第１の手段は、1回または複数回の双方向のトレーニング信号のダイバーシチ受信において、各アンテナ群のダイバーシチ合成受信信号の受信状態を示すトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を取得し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ合成情報でダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定することを特徴とるマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  19. 　送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信システムにおいて、
    　送受信を行う各無線通信装置は、
    　相手側無線通信装置との間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１の手段と、
    　前記第１の手段により決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を設定する第２の手段と、
    　前記第２の手段によりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３の手段を備え、
    　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、
    　前記第１の手段は、前記トレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダーバーシチ合成情報の１つを順次変更し、変更の前後でのダイバーシチ合成受信信号の受信状態が良好な方のダーバーシチ合成情報で当該アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定することを特徴とするマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  20. 　送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信システムにおいて、
    　送受信を行う各無線通信装置は、
    　相手側無線通信装置との間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１の手段と、
    　前記第１の手段により決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を設定する第２の手段と、
    　前記第２の手段によりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３の手段を備え、
    　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、
    　前記第１の手段は、前記複数のトレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更し、各ダイバーシチ合成情報に対応した受信状態を示すトレーニング受信情報に基づき、各アンテナ群のダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を決定し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ合成情報で各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定することを特徴とするマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  21. 　送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信システムにおいて、
    　送受信を行う各無線通信装置は、
    　相手側無線通信装置との間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、前記アンテナ群毎にダイバーシチ受信状態を最良化するための前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報をそれらの最適値として各々決定する第１の手段と、
    　前記第１の手段により決定された、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を設定する第２の手段と、
    　前記第２の手段によりダイバーシチ合成情報の最適値が設定された状態で、前記アンテナ群毎にデータ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行う第３の手段を備え、
    　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、
    　前記第１の手段は、前記複数のトレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更し、各ダイバーシチ合成情報に対応した受信状態を示すトレーニング受信情報に基づき、各アンテナ群のダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を決定し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ受信の合成ウエイト情報で各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定することを特徴とするマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  22. 　前記トレーニング受信情報は、ダイバーシチ合成受信信号のベースバンド受信ＩＱ情報もしくはベースバンド受信ＩＱ情報および受信レベル情報の両方であることを特徴とする請求項１８、２０、２１のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  23. 　前記トレーニング受信情報は、ダイバーシチ合成受信信号と予め定められた情報系列の相関情報もしくは該相関情報と受信レベル情報の両方であることを特徴とする請求項１８、２０、２１のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  24. 　前記ダイバーシチ合成情報が１ビット情報であり、前記第１の手段は、相手側無線通信装置からの(自無線通信装置のアンテナ数＋１)回のトレーニングサブ信号受信により各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項１９に記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  25. 　前記ダイバーシチ合成情報がｎビット情報（ｎは２以上の自然数）であり、前記第１の手段は、相手側無線通信装置からの(自無線通信装置のアンテナ数＋１)回のトレーニングサブ信号受信により各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項２０または２１に記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  26. 　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号として少なくとも(自無線通信装置のアンテナ数＋１)個のフレームを含み、前記各アンテナ群において、この２番目以降のフレームを、当該アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更して受信することを特徴とする請求項１９ないし２１のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  27. 　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号として少なくとも(自無線通信装置のアンテナ数＋１)個のシンボルを含み、前記各アンテナ群において、この２番目以降のシンボルを、当該アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更して受信することを特徴とする請求項１９ないし２１のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  28. 　前記第１の手段は、直前の双方向のトレーニング信号の伝送を通じてダイバーシチ合成情報の最適値が設定されている場合には、このダイバーシチ合成情報の最適値を初期値として新たにダイバーシチ合成情報の最適値を決定し、ダイバーシチ合成情報の最適値が設定されていない場合にはランダムな初期値を用いて新たにダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項１８ないし２１のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  29. 　一方の無線通信装置には直前の双方向のトレーニング信号の伝送を通じてダイバーシチ合成情報の最適値が設定されているが、もう一方の無線通信装置にはダイバーシチ合成情報の最適値が設定されていない場合において、次のトレーニング信号の伝送をダイバーシチ合成情報の最適値が設定されている方の無線通信装置から開始することを特徴とする請求項１８ないし２１のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  30. 　複数の無線通信装置と無線通信を行う基地局側の無線通信装置における前記第１の手段では、常にランダムな初期値を用いてダイバーシチ合成情報の最適値の決定を行い、基地局と無線通信を行う端末側の無線通信装置における前記第１の手段では、直前の双方向のトレーニング信号の伝送を通じてダイバーシチ合成情報の最適値が設定されている場合には、このダイバーシチ合成情報の最適値を初期値として新たにダイバーシチ合成情報の最適値を決定し、ダイバーシチ合成情報の最適値が設定されていない場合にはランダムな初期値を用いて新たにダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項１８ないし２１のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  31. 　複数の無線通信装置と無線通信を行う基地局側の無線通信装置からのブロードキャストフレームもしくはマルチキャストフレームの送信では、互いに異なる複数のダイバーシチ合成情報を用いて、同一フレームを複数回送信することを特徴とする請求項１８ないし２１のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  32. 　複数の無線通信装置と無線通信を行う基地局側の無線通信装置からのブロードキャストフレームもしくはマルチキャストフレームの送信では、前記複数の無線通信装置の各々に対して、双方向のトレーニング信号の伝送を通じて、前記第１の手段により決定され、前記第２の手段により設定されたダイバーシチ合成情報の最適値を用いて、ブロードキャストフレーム、もしくはマルチキャストフレームを各々送信することを特徴とする請求項１８ないし２１のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  33. 　複数の無線通信装置と無線通信を行う基地局側の無線通信装置における前記第１の手段では、直前の双方向のトレーニング信号の伝送において決定されたダイバーシチ合成情報の最適値を、当該基地局と無線通信を行う端末側の無線通信装置ごとに記憶しておき、これを初期値として、各トレーニングサブ信号の受信における前記複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更し、これらに対するダイバーシチ受信状態に基づいてダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項１９ないし２１のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  34. 　前記第２の手段は、各ダイバーシチ合成情報の最適値をＲＦ帯において前記無線通信装置に各々設定するすることを特徴とする請求項１８ないし２１のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  35. 　送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信装置において、
    　アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を生成するダイバーシチ合成情報生成手段と、
    　前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成されたダイバーシチ合成情報に基づいて前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号の振幅および位相を制御するダイバーシチ合成情報設定手段と、
    　前記ダイバーシチ合成情報設定手段との組み合わせにより前記アンテナ群毎にビームフォーミング送信およびダイバーシチ受信を行う信号分配合成手段を備え、
    　前記ダイバーシチ合成情報生成手段は、
    　前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対する初期捕捉用ダイバーシチ合成情報を出力し、初期状態からダイバーシチ合成情報の最適値への引き込みを可能にする初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段と、
    　相手側無線通信装置との間での双方向のトレーニング信号の伝送でのダイバーシチ受信に際し、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更して生成するトレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段と、
    　前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成された各ダイバーシチ合成情報が各々設定された状態でダイバーシチ受信されるトレーニング信号の受信状態を示すトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報をダイバーシチ合成情報の最適値として決定し、データ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成のためのダイバーシチ合成情報の最適値を生成するダイバーシチ合成情報最適値生成手段を備え、
    　１回または複数回の双方向のトレーニング信号のダイバーシチ受信において、前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成された各ダーバーシチ合成情報が各々設定された状態でダイバーシチ受信されるトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を取得し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ合成情報でダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定することを特徴とするマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  36. 　送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信装置において、
    　アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を生成するダイバーシチ合成情報生成手段と、
    　前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成されたダイバーシチ合成情報に基づいて前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号の振幅および位相を制御するダイバーシチ合成情報設定手段と、
    　前記ダイバーシチ合成情報設定手段との組み合わせにより前記アンテナ群毎にビームフォーミング送信およびダイバーシチ受信を行う信号分配合成手段を備え、
    　前記ダイバーシチ合成情報生成手段は、
    　前記アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対する初期捕捉用ダイバーシチ合成情報を生成し、初期状態からダイバーシチ合成情報の最適値への引き込みを可能にする初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段と、
    　相手側無線通信装置との間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送でのダイバーシチ受信に際し、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更して生成するトレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段と、
    　前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成された各ダイバーシチ合成情報が各々設定された状態でダイバーシチ受信されるトレーニング信号の受信状態を示す情報に基づいて各設定におけるダイバーシチ受信状態を判定する受信状態判定手段と、
    　前記受信状態判定手段により判定されたダイバーシチ受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報をダイバーシチ合成情報の最適値として決定し、データ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成のためのダイバーシチ合成情報の最適値を生成するダイバーシチ合成情報最適値生成手段を備え、
    　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、
    　前記トレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報の１つを順次変更し、変更前後でのダーバーシチ合成受信信号の受信状態が良好な方のダイバーシチ合成情報で当該アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定することを特徴とするマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  37. 　送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信装置において、
    　アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を生成するダイバーシチ合成情報生成手段と、
    　前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成されたダイバーシチ合成情報に基づいて前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号の振幅および位相を制御するダイバーシチ合成情報設定手段と、
    　前記ダイバーシチ合成情報設定手段との組み合わせにより前記アンテナ群毎にビームフォーミング送信およびダイバーシチ受信を行う信号分配合成手段を備え、
    　前記ダイバーシチ合成情報生成手段は、
    　前記アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対する初期捕捉用ダイバーシチ合成情報を生成し、初期状態からダイバーシチ合成情報の最適値への引き込みを可能にする初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段と、
    　相手側無線通信装置との間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送でのダイバーシチ受信に際し、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更して生成するトレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段と、
    　前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成された各ダイバーシチ合成情報が各々設定された状態でダイバーシチ受信されるトレーニング信号の受信状態を示すトレーニング受信情報を保持するトレーニング受信情報保持手段と、
    　前記トレーニング受信状態保持手段により保持されたトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報をダイバーシチ合成情報の最適値として決定し、データ送受信時のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成のためのダイバーシチ合成情報の最適値を生成するダイバーシチ合成情報最適値生成手段を備え、
    　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、
    　前記複数のトレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更し、各ダーバーシチ合成情報に対応したトレーニング受信情報を取得して前記トレーニング受信情報保持手段に格納し、前記トレーニング受信情報保持手段に保持されたトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化するダイバーシチ合成情報を決定し、ダイバーシチ受信後に該ダイバーシチ合成情報でダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定することを特徴とするマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  38. 　送信および受信の少なくとも一方において複数の送受信機を用いるMIMO(Multiple Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)あるいはSIMO(Single Input Multiple Output)無線通信において、送受信系統毎に複数のアンテナからなるアンテナ群を用い、前記アンテナ群毎にMIMO技術を適用して無線通信を行う、マルチアンテナを用いた無線通信装置において、
    　アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を生成するダイバーシチ合成情報生成手段と、
    　前記ダイバーシチ合成情報に基づいて前記アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号の振幅および位相を制御するダイバーシチ合成情報設定手段と、
    　前記ダイバーシチ合成情報設定手段との組み合わせにより前記アンテナ群毎にビームフォーミング送信およびダイバーシチ受信を行う信号分配合成手段とを備え、
    　前記ダイバーシチ合成情報生成手段は、
    　前記アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対する初期捕捉用ダイバーシチ合成情報を生成し、初期状態からダイバーシチ合成情報の最適値への引き込みを可能にする初期捕捉用ダイバーシチ合成情報生成手段と、
    　相手側無線通信装置との間での１回または複数回の双方向のトレーニング信号の伝送でのダイバーシチ受信に際し、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更して生成するトレーニング用ダイバーシチ合成情報生成手段と、
    　前記ダイバーシチ合成情報生成手段により生成された各ダイバーシチ合成情報が各々設定された状態でダイバーシチ受信されるトレーニング信号の受信状態を示すトレーニング受信情報を保持するトレーニング受信情報保持手段と、
    　前記トレーニング受信状態保持手段により保持されたトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化する合成ウエイト情報をダイバーシチ合成情報の最適値として前記アンテナ群毎に決定し、データ送受信における前記アンテナ群毎のビームフォーミングおよびダイバーシチ合成のためのダイバーシチ合成情報の最適値を前記アンテナ群毎に生成するダイバーシチ合成情報最適値生成手段を備え、
    　前記トレーニング信号は、複数のトレーニングサブ信号からなり、
    　前記複数のトレーニングサブ信号のダイバーシチ受信に際し、無線通信装置に具備された各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次変更し、各ダーバーシチ合成情報に対応したトレーニング受信情報を取得して前記トレーニング受信情報保持手段に格納し、前記トレーニング受信情報保持手段に保持されたトレーニング受信情報に基づいてダイバーシチ合成受信信号の受信状態を最良化する合成ウエイト情報を決定し、ダイバーシチ受信後に該合成ウエイト情報でダイバーシチ合成情報を更新することにより、送受信を行う１組の無線通信装置の各アンテナ群間での伝送における伝送路行列の相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルの組に漸近するベクトルの組を、該１組の無線通信装置の各アンテナ群間でのダイバーシチ合成情報の最適値として決定することを特徴とするマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  39. 　前記トレーニング受信情報は、ダイバーシチ合成受信信号のベースバンド受信ＩＱ情報もしくはベースバンド受信ＩＱ情報および受信レベル情報の両方であることを特徴とする請求項３５、３７、３８のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信システム。
  40. 　前記トレーニング受信情報は、ダイバーシチ合成受信信号と予め定められた情報系列の相関情報もしくは該相関情報と受信レベル情報の両方であることを特徴とする請求項３５、３７、３８のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  41. 　前記ダイバーシチ合成情報が１ビット情報であり、前記ダイバーシチ合成情報生成手段は、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次位相反転して生成し、前記受信状態判定手段は、前記位相反転の前後での、前記トレーニング受信情報としての受信レベル情報を比較して前記アンテナ群毎のダイバーシチ受信状態を判定し、前記ダイバーシチ合成情報最適値生成手段は、前記受信状態判定手段により判定されたダイバーシチ受信状態に基づいて前記アンテナ群毎の当該複数のアンテナにおけるダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項３６に記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  42. 　前記ダイバーシチ合成情報がｎビット情報（ｎは２以上の自然数）であり、前記ダイバーシチ合成情報生成手段は、前記各アンテナ群を構成する複数のアンテナの各々の信号に対するダイバーシチ合成情報を順次位相反転して生成し、前記トレーニング受信情報保持手段は、前記位相反転の前後の、前記トレーニング受信情報としてのベースバンド受信ＩＱ情報もしくはベースバンド受信ＩＱ情報および受信レベル情報の両方を保持し、前記ダイバーシチ合成情報最適値生成手段は、前記トレーニング受信情報保持手段により保持されたトレーニング受信情報に基づいて前記アンテナ群毎の当該複数のアンテナにおけるダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項３７または３８に記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  43. 　前記ダイバーシチ合成情報生成手段は、直前の双方向のトレーニング信号の伝送を通じてダイバーシチ合成情報の最適値が設定されている場合には、このダイバーシチ合成情報の最適値を初期値として新たにダイバーシチ合成情報の最適値を決定し、ダイバーシチ合成情報の最適値が設定されていない場合にはランダムな初期値を用いて新たにダイバーシチ合成情報の最適値を決定することを特徴とする請求項３５ないし３８のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  44. 　端末側の無線通信装置として機能するマルチアンテナを用いた無線通信装置であって、基地局側の無線通信装置との間のデータ送受信においてビームフォーミングおよびダイバーシチ合成を行うための直前の双方向のトレーニング信号の伝送において、最初のトレーニング信号の送信を行うことを特徴とする請求項３５ないし３８のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  45. 　基地局側の無線通信装置として機能するマルチアンテナを用いた無線通信装置であって、前記ダイバーシチ合成情報生成手段において、直前に双方向のトレーニング信号の伝送を行った場合においても、そうでない場合においても常にランダムな初期値を用いて新たにダイバーシチ合成情報を決定することを特徴とする請求項３５ないし３８のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  46. 　複数の無線通信装置と無線通信を行う基地局側の無線通信装置からのブロードキャストフレームもしくはマルチキャストフレームの送信では、互いに異なる複数のダイバーシチ合成情報を用いて、同一フレームを複数回送信することを特徴とする請求項３５ないし３８のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  47. 　複数の無線通信装置と無線通信を行う基地局側の無線通信装置からのブロードキャストフレームもしくはマルチキャストフレームの送信では、前記複数の無線通信装置の各々に対して、双方向のトレーニング信号の伝送を通じて取得されたダイバーシチ合成情報の最適値を用いて、ブロードキャストフレーム、もしくはマルチキャストフレームを各々送信することを特徴とする請求項３５ないし３８のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  48. 　複数の無線通信装置と無線通信を行う基地局側の無線通信装置において、双方向のトレーニング信号の伝送を通じて取得されたダイバーシチ合成情報の最適値を、当該基地局と無線通信を行う端末側の無線通信装置毎に記憶するためのダイバーシチ合成情報最適値記憶手段を備え、前記ダイバーシチ合成情報設定手段は、端末側の無線通信装置との間でのデータ送受信に先立ち、前記ダイバーシチ合成情報最適値記憶手段に保持された当該無線通信装置に対するダイバーシチ合成情報の最適値を設定することを特徴とする請求項３５ないし３８のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  49. 　前記ダイバーシチ合成情報設定手段は、ＲＦ帯においてダイバーシチ合成情報を設定することを特徴とする請求項３５ないし３８のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  50. 　前記受信状態判定手段は、前記各アンテナ群毎のダイバーシチ合成受信信号レベルあるいはAGCアンプの利得を指標としてダイバーシチ受信状態を判定することを特徴とする請求項３６に記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  51. 　前記トレーニング信号が、前記トレーニングサブ信号として複数のフレームまたはシンボルを含み、前記ダイバーシチ合成情報最適値生成手段は、前記各アンテナ群毎の各フレームまたはシンボルのベースバンドＩＱ信号またはＩＦ信号の振幅を指標としてダイバーシチ合成受信信号の受信状態を判定することを特徴とする請求項３７または３８に記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
  52. 　前記ダイバーシチ合成情報設定手段および前記信号分配合成手段は、ＲＦ帯で動作しており、１つの送受信系統だけを用いてマルチアンテナでのビームフォーミング送信およびダイバーシチ受信を行うことを特徴とする請求項３５ないし３８のいずれかに記載のマルチアンテナを用いた無線通信装置。
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