WO2008055545A1 - Selbstschwingender dc-dc-wandler und verfahren dazu - Google Patents

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WO2008055545A1
WO2008055545A1 PCT/EP2006/068276 EP2006068276W WO2008055545A1 WO 2008055545 A1 WO2008055545 A1 WO 2008055545A1 EP 2006068276 W EP2006068276 W EP 2006068276W WO 2008055545 A1 WO2008055545 A1 WO 2008055545A1
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bipolar transistor
electrode
coupled
winding
timer
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PCT/EP2006/068276
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Peter Niedermeier
Bernd Rudolph
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Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung
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    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
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Definitions

  • the present invention relates to a self-oscillating DC-DC converter having a first and a second input terminal for applying a DC input voltage, a first and a second bipolar transistor, each bipolar transistor having a control electrode, a reference electrode and a working electrode, at least one coupling capacitor, wherein a first Switching path is formed by the distance working electrode - reference electrode of the first bipolar transistor, and a second switching path through the distance working electrode - reference electrode of the second bipolar transistor, wherein the first and the second switching path with respect to the DC input voltage connected in series, a rectifier whose output to a first and a second output terminal for providing a DC output voltage is coupled. It also relates to a method of providing a DC voltage to such a self-oscillating DC-DC converter.
  • a further constraint is the fact that even today the cheapest MOSFET transistors are up to a factor of 10 more expensive than comparable bipolar transistors. Accordingly, it is desirable to realize the inventive self-oscillating DC-DC converter using bipolar transistors.
  • the electronic switch used in the flyback converter must have a dielectric strength that corresponds to at least twice the network peak voltage. It has to be relatively fast for a good control and low turn-off losses, so that practically only one MOSFET is suitable for realizing the electronic switch. The latter must have a reverse voltage of at least 800 V in a Central European network and is therefore very expensive. If the transformer used for the flyback converter continue to have SELV properties, a bifilar winding structure between the primary and secondary windings, which results in minimal stray inductances, is not possible due to the clearances and creepage distances to be maintained and the insulation to be maintained. Due to the then considerable stray inductances it is necessary to have one more more resistant MOSFET to use. Usually, however, a complex and above all lossy switching discharge of the MOSFET (snubber) is used.
  • Switching power supplies in half-bridge or bridge arrangement are known from the prior art from WO 01/69978 and US Pat. No. 5,060,130.
  • the object of the present invention is therefore to develop the self-oscillating DC-DC converter mentioned above in such a way that it can be implemented with bipolar transistors and enables provision of the DC low voltage isolated from the grid using a transformer in SELV criteria.
  • the task is moreover to propose a corresponding method for providing a DC voltage.
  • the first object is achieved by a self-oscillating DC-DC converter with the features of claim 1, the second-mentioned object by a method having the features of claim 12.
  • the present invention is based on the finding that the variations of the switch-off delay, which occur in a barely controllable timing compared to MOSFET transistors in bipolar transistors, can be counteracted effectively by controlling the bipolar transistors via a special, pulse-shaping timer he follows.
  • the present invention in particular, overcomes the problem of variations in the current gain of various transistors within a type.
  • each bipolar transistor having a control winding associated with it, which is connected to the control electrode of the respective - A -
  • the present invention makes possible a self-oscillating DC-DC converter using extremely inexpensive standard components, for example the bipolar transistors MPSA42 and STPSA42 for output powers up to about 10 W.
  • a good efficiency is another advantage of a DC-DC converter according to the invention, since it contains no snubber and the transformer in contrast to the flyback converter undergoes a symmetrical magnetization and thus either can be controlled less (lower losses) or higher power densities possible.
  • the influence of the storage time of the bipolar transistors on the oscillation frequency and in particular the effect of the scattering of different manufacturer batches is minimized.
  • a procedure has been found to be particularly advantageous in which the switch-off is determined by the time at which the voltage at the output of the respective timer falls below the forward voltage of the distance control electrode - reference electrode of the respective bipolar transistor. If the first and the second bipolar transistor have the same zone sequence, a first control winding and a first timer for the first bipolar transistor and a second control winding and a second timer for the second bipolar transistor are provided. In the event that the first and the second bipolar transistor have different zone sequence, it suffices to provide a first control winding and a first timer for the first and the second bipolar transistor.
  • a negative feedback in particular a power train negative feedback is provided for the first and the second bipolar transistor, whereby the effects of temperature fluctuations are reduced to the oscillation frequency and also the penetration of the input voltage is reduced to the output voltage.
  • the reference electrode of the first bipolar transistor is coupled to a first reference potential
  • the reference electrode of the second bipolar transistor is coupled to a second reference potential
  • the negative feedback being in an ohmic resistance coupled between the respective reference electrode and the respective reference potential
  • the at least one timer preferably comprises the series connection of a first ohmic resistor and a capacitor.
  • the ohmic resistance serves to limit the current, otherwise the current caused by the capacitor alone, which would be proportional to the time change of the voltage across the capacitor, becomes too high and could thus destroy the bipolar transistor.
  • the at least one timer further comprises an inductance, which is arranged in series with the series connection of the first ohmic resistor and the capacitor. This serves to switch-on relief, thus causing a pre-determinable delay of the turn-on of the associated transistor.
  • the at least one timer further has a second ohmic resistance, which is connected in parallel to the path control electrode reference potential of the respective bipolar transistor.
  • a second ohmic resistance which is connected in parallel to the path control electrode reference potential of the respective bipolar transistor.
  • the voltage dropped across the second ohmic resistor can be related to the forward voltage of the respective transistor.
  • the falling below the forward voltage can be precisely adjusted - and thus the turn-on of the associated transistor and consequently the oscillation frequency of the inverter.
  • a DC-DC converter according to the invention and in particular the transformer can only be dimensioned precisely.
  • the reference electrode of the first bipolar transistor is coupled to a first reference potential and the reference electrode of the second bipolar transistor to a second reference potential, wherein parallel to the distance control electrode - reference potential of the first bipolar transistor, a first diode and parallel to the distance control electrode - reference potential of the second bipolar transistor a second diode is coupled, wherein the first and the second diode in conjunction with the respective bipolar transistors lent demagnetization of the transformer lent (freewheeling phase).
  • the DC-DC converter via a bistable stop circuit as described for example in US Pat EP 0 648 068 describes actively switching on and off.
  • This circuit configuration provides in the off state ( "standby") lowest losses, so that the power requirement then well below 1 W lie "g & t * •.
  • Figure 1 is a schematic representation of the structure of a first embodiment of a self-oscillating DC-DC converter according to the invention.
  • Fig. 2 shows the time course of the voltage U CE , the current Ic and the current I B for the self-oscillating DC-DC converter of Fig. 1;
  • Fig. 3 in a schematic representation of the structure of a second embodiment of a self-oscillating DC-DC converter according to the invention.
  • Fig. 1 shows a schematic representation of a circuit diagram of a first embodiment of a self-oscillating DC-DC converter according to the invention.
  • an input DC voltage U E is present at the input.
  • This intermediate circuit voltage is usually derived from the mains voltage using a rectifier and a storage capacitor, shown here as storage capacitor C9.
  • filters and measures for PFC can be provided.
  • the inventive DC-DC converter shown in FIG. 1 comprises a first bipolar transistor Q1 and a second bipolar transistor Q2 in a half-bridge arrangement.
  • Two capacitors C4, C5 serve as coupling capacitors.
  • the DC-DC converter further comprises a Diac D4, the start pulses generated from the capacitor C7 to allow starting of the self-oscillating DC-DC converter.
  • the ohmic resistor R8 serves to charge the capacitor C7. After starting the DC-DC converter, ie after the detection of a periodic oscillation, the capacitor C7 using the switch Q3 and the Ohmic resistor R7 discharged.
  • a capacitor C8 acts in a known manner as a trapezoidal capacitor, ie it takes over the current during the time during which both transistors Ql, Q2 block, and thus serves the turn-off.
  • the DC-DC converter according to the invention has a transformer TRI which comprises a primary winding PW, a secondary winding SW, a first control winding StWl and a second control winding StW2.
  • the primary winding PW is coupled between the half-bridge center HM and the connection point of the two coupling capacitors C4, C5.
  • the secondary winding is connected to the input of a rectifier GLl, the output of which is coupled to an LC element which comprises the inductance L1 and the capacitor C6, serves to filter out existing high-frequency components and provides the DC output voltage U A.
  • Each timer Z1, Z2 comprises the series connection of a capacitor C1, C2, an inductance L2, L3 and an ohmic resistance R1, R2.
  • an ohmic resistor R5, R6 is connected, which causes a current series negative feedback and thereby reduces the temperature dependence of the switches Ql, Q2, among other effects.
  • the output rectifier GLl can also be designed as a center point circuit. This variant has advantages, especially for larger output currents.
  • a plurality of secondary windings SW can be provided in order to provide a plurality of DC voltages, in particular DC voltages with different amplitudes.
  • Fig. 2 shows the time course of some sizes using the example of the switch Ql of Fig. 1.
  • the time course of the corresponding variables at the switch Q2 corresponds to those shown in Fig. 2, it is only offset by half a period.
  • the rectangular shape of the collector-emitter voltage U CE of the transistor Ql is clearly visible.
  • the voltage U CE returns to almost zero.
  • the regions of negative amplitude of the collector current Ic are due to the inverse or freewheeling current
  • the negative amplitude of the base current I B at time tl results from the outflow of storage charge from the base terminal when the base-emitter forward voltage drops below Ü BE over R3 and is used to clear out charge carriers from the base of the switch Ql and thus a defined shutdown of the transistor Ql.
  • FIG. 3 shows a second exemplary embodiment of a DC-DC converter according to the invention, in which the reference symbols introduced with reference to FIG. 1 are reused for corresponding components and therefore will not be described again, wherein the ohmic resistor R8 known from FIG two ohmic resistors R8A and R8B was split.
  • the transistors Ql, Q2 of the half-bridge arrangement comprise a complementary zone sequence.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft einen selbstschwingenden DC-DC-Wandler mit zwei Eingangsanschlüssen,- einem ersten (Ql) und einem zweiten Bipolartransistor (Q2), wobei jeder Bipolartransistor (Ql, Q2) eine Steuerelektrode, eine Bezugs- elektrode und eine Arbeitselektrode aufweist; mindestens einem ersten Koppelkon- densator (C4, C5); wobei eine erste und eine zweite Schaltstrecke gebildet werden durch die Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode des ersten bzw. zweiten Bipolartransistors (Ql, Q2), wobei die beiden Schaltstrecken in Serie geschaltet sind; einem Gleichrichter (GLl), dessen Ausgang an zwei Ausgangsanschlüsse gekoppelt ist; und wobei der DC-DC-Wandler weiterhin umfasst: einen Transformator (TRI) mit einer Primärwicklung (PW), einer Sekundärwicklung (SW) und mindestens einer Steuerwicklung (StWl; StW2), wobei die Primärwicklung zwischen einer Verbindung der beiden Schaltstrecken und dem Koppelkondensator (C4; C5) gekoppelt, die Sekundärwicklung mit dem Eingang des Gleichrichters (GLl) gekoppelt, und jedem Bipolartransistor (Ql, Q2) eine Steuerwicklung zugeordnet ist, die an die Steuerelektrode des jeweiligen Bipolartransistors gekoppelt ist, sowie mindestens ein Zeitglied (Zl, Z2), das zwischen die entsprechende Steuerwicklung und die Steuerelektrode gekoppelt ist. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Betreiben des DC-DC-Wandlers.

Description

Beschreibung
SELBSTSCHWINGENDER DC-DC-WANDLER UND VERFAHREN DAZU
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen selbstschwingenden DC-DC- Wandler mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Anlegen einer Eingangsgleichspannung, einem ersten und einem zweiten Bipolartransistor, wobei jeder Bipolartransistor eine Steuerelektrode, eine Bezugselektrode und eine Arbeitselektrode aufweist, mindestens einem Koppelkondensator, wobei eine erste Schaltstrecke gebildet ist durch die Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors, und eine zweite Schaltstrecke durch die Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode des zweiten Bipolartransistors, wobei die erste und die zweite Schaltstrecke mit Bezug auf die Eingangsgleichspannung in Serie geschaltet sind, einem Gleichrichter, dessen Ausgang an einen ersten und einen zweiten Ausgangsan- schluss zur Bereitstellung einer Ausgangsgleichspannung gekoppelt ist. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Bereitstellen einer DC-Spannung an einem derartigen selbstschwingenden DC-DC- Wandler.
Stand der Technik
Elektronische Steuerschaltungen, aber auch andere Verbraucher wie zum Beispiel Geräte der Unterhaltungselektronik oder aber LEDs, benötigen zu ihrer Versorgung üblicherweise eine DC-Kleinspannung. Dabei stellt sich immer wieder das Problem, diese aus einer zur Verfügung stehenden Netzwechselspannung auf effiziente und kostengünstige Art und Weise zu erzeugen. Fast immer besteht darüber hinaus die Forderung, diese DC-Kleinspannung potentialgetrennt vom Netz zu erzeugen, in vielen Anwendungen sogar eine Schutzkleinspannung oder eine SELV (Safety Extra Low Voltage) bereitzustellen. Wenngleich, wie erwähnt, die grundsätzliche Problematik darin besteht, die gewünschte DC-Kleinspannung aus der Netzwechselspannung zu gewinnen, soll jedoch in den nachfolgenden Ausführungen davon ausgegangen werden, dass bereits eine Gleichspannung bereitgestellt wird, aus der dann die DC-Kleinspannung zu erzeugen ist. Diese Annahme kann für viele Geräte getroffen werden, beispielsweise liegt in elektronischen Vorschaltgeräten für Lampen häufig die so genannte Zwischenkreisspannung vor, die eine Gleichspannung mit einer Amplitude zwischen 200 und 400 V darstellt. Sofern diese Eingangsgleichspannung nicht vorliegt, müsste sie in bekannter Weise unter Verwendung eines Netzgleichrichters und eines Stützkondensators, gegebenenfalls unter Einbeziehung einer Anordnung zur Power Factor Correction (PFC) erzeugt werden, um sie dann dem erfindungsgemäßen DC-DC- Wandler zuführen zu können.
Eine weitere Randbedingung stellt der Sachverhalt dar, dass auch heutzutage die billigsten MOSFET-Transistoren bis zu einem Faktor 10 teurer sind als vergleichbare Bipolartransistoren. Demnach ist erwünscht, den erfindungsgemäßen selbstschwingenden DC-DC- Wandler unter Verwendung von Bipolartransistoren zu realisieren.
Bekannte Lösungen zur Erzeugung einer DC-Kleinspannung aus der Netzspannung verwenden beispielsweise einen konventionellen Netztransformator. Dieser ist vor allen Dingen schwer und voluminös, billige Konstruktionen weisen oft ein unangenehmes magnetisches Streufeld auf. Im Hinblick auf die gewünschte Potentialtrennung kommt bei Schaltnetzteilen ein so genannter Sperrwandler (Flyback) in Betracht, der die Standardlösung schlechthin ist und eine Potentialtrennung ermöglicht.
Dabei gibt es jedoch mehrere Probleme: Zum einen muss der in dem Sperrwandler verwendete elektronische Schalter eine Spannungsfestigkeit haben, die mindestens der doppelten Netzspitzenspannung entspricht. Er muss für eine gute Regelung und geringe Abschaltverluste relativ schnell sein, so dass praktisch nur ein MOSFET zur Realisierung des elektronischen Schalters infrage kommt. Letzterer muss bei einem mitteleuropäischen Netz eine Sperrspannung von mindestens 800 V aufweisen und ist damit sehr teuer. Soll der für den Sperrwandler verwendete Trafo weiterhin SELV-Eigenschaften haben, so ist ein bifilarer Wicklungsaufbau zwischen Primär- und Sekundärwicklung, der minimale Streuinduktivitäten ergibt, aufgrund der einzuhaltenden Luft- und Kriechstrecken bzw. der einzuhaltenden Isolation nicht möglich. Durch die dann aber beachtlichen Streuinduktivitäten ist es notwendig, einen noch spannungsfesteren MOSFET zu verwenden. Meist wird jedoch eine aufwändige und vor allem verlustreiche Schaltentlastung des MOSFET (Snubber) eingesetzt.
Aus dem Stand der Technik sind Schaltnetzteile in Halbbrücken- oder Brückenanordnung beispielsweise bekannt aus der WO 01/69978 und der US 5,060,130.
Darstellung der Erfindung
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, den eingangs genannten selbstschwingenden DC-DC- Wandler derart weiterzubilden, dass er sich mit Bipolartransistoren realisieren lässt und eine Bereitstellung der DC-Kleinspannung potentialgetrennt vom Netz unter Verwendung eines Transformators bei SELV- Kriterien ermöglicht. Die Aufgabe besteht überdies darin, ein entsprechendes Ver- fahren zum Bereitstellen einer DC-Spannung vorzuschlagen.
Die erstgenannte Aufgabe wird gelöst durch einen selbstschwingenden DC-DC- Wandler mit den Merkmalen von Patentanspruch 1, die zweitgenannte Aufgabe durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 12.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass den im Vergleich zu MOSFET-Transistoren bei Bipolartransistoren im größeren Umfang auftretenden Variationen der Ausschaltverzögerung, die in einem kaum kontrollierbaren Timing resultieren, wirkungsvoll begegnet werden kann, indem die Ansteuerung der Bipolartransistoren über ein spezielles, impulsformendes Zeitglied erfolgt. Die vorliegende Erfindung überwindet daher insbesondere das Problem der Schwankungen in der Stromverstärkung verschiedener Transistoren innerhalb eines Typs. Durch die Verwendung eines geschickt ausgelegten Zeitglieds tritt nämlich die Varianz in der Ausschaltverzögerung, die ihre Ursache in variierenden Speichereffekten hat, völlig in den Hintergrund, so dass auch mit Bipolartransistoren ein zeitlich präzises Schalten ermöglicht wird.
Durch die Verwendung eines Transformators, der eine Primärwicklung, eine Sekundärwicklung und mindestens eine Steuerwicklung aufweist, wobei jedem Bipolartransistor eine Steuerwicklung zugeordnet ist, die an die Steuerelektrode des je- - A -
weiligen Bipolartransistors gekoppelt ist, kann auf einfache Weise eine Kleinspannung potentialgetrennt vom Netz bereitgestellt werden, die sogar SELV-Kriterien genügt. Selbst wenn der Transformator mit Mehrkammeraufbau ausgeführt werden sollte, würden die sich dadurch ergebenden erhöhten Streuinduktivitäten nicht nega- tiv auf die Funktionsweise der Schaltung auswirken; sie sorgen sogar für eine Einschaltentlastung des jeweils einzuschaltenden Schalters und können die diskret vorgesehenen Induktivitäten des mindestens einen Zeitglieds ersetzen.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht einen selbstschwingenden DC-DC- Wandler unter Verwendung äußerst preiswerter Standardbauteile, beispielsweise seien ge- nannt die Bipolartransistoren MPSA42 sowie STPSA42 für Ausgangsleistungen bis ca. 10 W.
Darüberhinaus zeichnet sie sich gegenüber einem Sperrwandler oder Flyback durch ein günstigeres EMV- Verhalten aus, insbesondere, wenn durch die Verwendung eines Trapezkondensators hochfrequente Störungen (> IMHz) durch die Bipolartran- sistoren praktisch gar nicht erst erzeugt werden.
Ein guter Wirkungsgrad ist ein weiterer Vorteil eines erfindungsgemäßen DC-DC- Wandlers, da er keinen Snubber enthält und der Transformator im Gegensatz zum Sperrwandler eine symmetrische Magnetisierung erfährt und damit entweder geringer ausgesteuert werden kann (geringere Verluste) oder aber höhere Leistungsdichten ermöglicht.
Durch die erfindungsgemäße Ausführung des mindestens einen Zeitglieds und seine impulsformende Wirkung auf den Basisstrom der Bipolartranistoren wird darüber hinaus der Einfluß der Speicherzeit der Bipolartranistoren auf die Schwingfrequenz und insbesondere die Auswirkung der Streuung verschiedener Herstellerchargen mi- nimiert.
Hierbei hat sich eine Vorgehensweise als besonders vorteilhaft herausgestellt, bei der der Ausschaltzeitpunkt durch den Zeitpunkt festgelegt wird, an dem die Spannung am Ausgang des jeweiligen Zeitglieds unter die Flussspannung der Strecke Steuerelektrode - Bezugselektrode des jeweiligen Bipolartransistors abfällt. Weisen der erste und der zweite Bipolartransistor gleiche Zonenfolge auf, ist eine erste Steuerwicklung und ein erstes Zeitglied für den ersten Bipolartransistor und eine zweite Steuerwicklung und ein zweites Zeitglied für den zweiten Bipolartransistor vorgesehen. Für den Fall, dass der erste und der zweite Bipolartransistor unter- schiedliche Zonenfolge aufweisen, genügt das Vorsehen einer ersten Steuerwicklung und eines ersten Zeitglieds für den ersten und den zweiten Bipolartransistor.
Bevorzugt ist für den ersten und den zweiten Bipolartransistor eine Gegenkopplung, insbesondere eine Stromseriengegenkopplung vorgesehen, wodurch die Auswirkungen von Temperaturschwankungen auf die Schwingfrequenz reduziert werden und auch der Durchgriff der Eingangsspannung auf die Ausgangsspannung vermindert wird.
Bevorzugt ist die Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors mit einem ersten Bezugspotential und die Bezugselektrode des zweiten Bipolartransistors mit einem zweiten Bezugspotential gekoppelt, wobei die Gegenkopplung in einem ohmschen Widerstand besteht, der zwischen die jeweilige Bezugselektrode und das jeweilige Bezugspotential gekoppelt ist.
Das mindestens eine Zeitglied umfasst bevorzugt die Serienschaltung eines ersten ohmschen Widerstands und eines Kondensators. Dabei dient der ohmsche Widerstand insbesondere einer Strombegrenzung, da sonst der aufgrund des Kondensators allein bewirkte Strom, der proportional zur zeitlichen Änderung der Spannung am Kondensator wäre, zu hoch werden und somit den Bipolartransistor zerstören könnte.
Bevorzugt umfasst das mindestens eine Zeitglied weiterhin eine Induktivität, die seriell zu der Serienschaltung des ersten ohmschen Widerstands und des Kondensators angeordnet ist. Diese dient der Einschaltentlastung, bewirkt also eine vorher- bestimmbare Verzögerung des Einschaltvorgangs des zugeordneten Transistors.
Besonders bevorzugt weist das mindestens eine Zeitglied weiterhin einen zweiten ohmschen Widerstand auf, der parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugspotential des jeweiligen Bipolartransistors geschaltet ist. Am zweiten ohmschen Widerstand wird demnach ein Teil des von der zugehörigen Steuerwicklung eingespeisten Stroms zum Bezugspotential abgeführt. Dadurch kann die am zweiten ohmschen Widerstand abfallende Spannung zur Flussspannung des jeweiligen Transistors in Relation gesetzt werden. Insbesondere lässt sich das Unterschreiten der Flussspannung präzise einstellen - und damit die Einschaltzeit des zugeordneten Transistors und folglich die Schwingfrequenz des Wechselrichters. Damit lässt sich ein erfindungsgemäßer DC-DC- Wandler und insbesondere der Transformator erst präzise dimensionieren.
Schließlich ist bevorzugt, dass die Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors mit einem ersten Bezugspotential und die Bezugselektrode des zweiten Bipolartransistors mit einem zweiten Bezugspotential gekoppelt ist, wobei parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugspotential des ersten Bipolartransistors eine erste Diode und parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugspotential des zweiten Bipolartransistors eine zweite Diode gekoppelt ist, wobei die erste und die zweite Diode in Verbindung mit den jeweiligen Bipolartransistoren die Abmagnetisierung des Transformators ermög- liehen (Freilaufphase).
Für Anwendungen, bei denen ein erfindungsgemäßer DC-DC- Wandler nicht über einen Netzschalter vom Wechselspannungsnetz geschaltet werden soll, beispielsweise in der Unterhaltungselektronik, ist überdies bevorzugt, den DC-DC- Wandler über eine bistabile Stop-Schaltung, wie sie zum Beispiel in der EP 0 648 068 beschrieben ist, aktiv ein- und auszuschalten. Diese Schaltungskonfiguration gewährleistet im ausgeschalteten Zustand („Stand By") niedrigste Verluste, so dass der Leistungsbedarf dann auch weit unter 1 W lie "g&t*•.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen. Die mit Bezug auf den erfindungsgemäßen selbstschwingenden DC-DC- Wandler er- wähnten vorteilhaften Ausführungsformen und deren Vorteile gelten, sofern anwendbar, entsprechend für das erfindungsgemäße Verfahren. Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
Im Nachfolgenden werden nunmehr zwei Ausführungsbeispiele eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden DC-DC- Wandlers unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 in schematischer Darstellung den Aufbau einer ersten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden DC-DC- Wandlers;
Fig. 2 den zeitlichen Verlauf der Spannung UCE, des Stroms Ic sowie des Stroms IB für den selbstschwingenden DC-DC- Wandler von Fig. 1; und
Fig. 3 in schematischer Darstellung den Aufbau einer zweiten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden DC-DC- Wandlers.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung einen Schaltplan eines ersten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden DC-DC- Wandlers. Dabei liegt am Eingang eine Eingangsgleichspannung UE an. Diese stellt bevorzugt die so genannte Zwischenkreisspannung dar. Wie für den Fachmann bekannt, wird diese Zwischenkreisspannung üblicherweise aus der Netzspannung abgeleitet unter Ver- wendung eines Gleichrichters und eines Speicherkondensators, vorliegend dargestellt als Speicherkondensator C9. Optional können Filter und Maßnahmen zur PFC (Power Factor Correction) vorgesehen sein.
Der in Fig. 1 dargestellte erfindungsgemäße DC-DC-Wandler umfasst einen ersten Bipolartransistor Ql und einen zweiten Bipolartransistor Q2 in Halbbrückenanord- nung. Zwei Kondensatoren C4, C5 dienen als Koppelkondensatoren. Der DC-DC- Wandler umfasst weiterhin einen Diac D4, der Startpulse aus dem Kondensator C7 generiert, um ein Anlaufen des selbstschwingenden DC-DC- Wandlers zu ermöglichen. Der ohmsche Widerstand R8 dient zur Aufladung des Kondensators C7. Nach dem Anlaufen des DC-DC- Wandlers, d.h. nach der Detektion einer periodischen Schwingung, wird der Kondensator C7 unter Verwendung des Schalters Q3 und des ohmschen Widerstands R7 entladen. Ein Kondensator C8 wirkt in bekannter Weise als Trapezkondensator, d. h. er übernimmt den Strom während der Zeit, während der beide Transistoren Ql, Q2 sperren, und dient damit der Ausschaltentlastung.
Der erfindungsgemäße DC-DC- Wandler weist einen Transformator TRI auf, der eine Primärwicklung PW, eine Sekundärwicklung SW, eine erste Steuerwicklung StWl sowie eine zweite Steuerwicklung StW2 umfasst. Dabei ist die Primärwicklung PW zwischen den Halbbrückenmittelpunkt HM und den Verbindungspunkt der zwei Koppelkondensatoren C4, C5 gekoppelt. Die Sekundärwicklung ist an den Eingang eines Gleichrichters GLl angeschlossen, dessen Ausgang an ein LC-Glied ge- koppelt ist, das die Induktivität Ll und den Kondensator C6 umfasst, zum Aussieben vorhandener Hochfrequenzanteile dient und die Ausgangsgleichspannung UA bereitstellt.
Zwischen die Steuerwicklung StWl und die Basis des Transistors Ql ist ein Zeitglied Zl, zwischen die Steuerwicklung StW2 und die Basis des Transistors Q2 ein Zeitglied Z2 geschaltet. Jedes Zeitglied Zl, Z2 umfasst die Serienschaltung eines Kondensators Cl, C2, einer Induktivität L2, L3 sowie eines ohmschen Widerstands Rl, R2. Zwischen den Emitteranschluss und das Bezugspotential jedes Schalters Ql, Q2 der Halbbrücke ist ein ohmscher Widerstand R5, R6 geschaltet, der eine Stromseriengegenkopplung bewirkt und dadurch neben anderen Effekten die Temperaturab- hängigkeit der Schalter Ql, Q2 reduziert. Parallel zur jeweiligen Strecke Bezugselektrode - Bezugspotential der Transistoren Ql, Q2 sind zweierlei Bauelemente parallelgeschaltet: Zum ersten eine Diode Dl, D2, die ein Freilaufen des jeweils zugeordneten Transistors Ql, Q2 durch Ausnützen des Inversstrombetriebs der Transistoren ermöglichen. Da sie in der aktiven Phase des jeweiligen Schalters Ql, Q2 selbst nicht aktiv sind, haben sie keine Wirkung auf die Steuerelektrode des jeweiligen Schalters Ql, Q2. Zum zweiten einen ohmschen Widerstand R3, R4, der einen Anteil des von der zugeordneten Steuerwicklung StWl, StW2 gelieferten Stroms übernimmt und dadurch die genaue Einstellung des Ausschaltzeitpunkts des jeweiligen Transistors Ql, Q2 ermöglicht. Gemäß einem nicht dargestellten Ausführungsbeispiel kann der Ausgangsgleichrichter GLl auch als Mittelpunktschaltung ausgelegt sein. Diese Variante birgt insbesondere bei größeren Ausgangsströmen Vorteile.
Weiterhin können mehrere Sekundärwicklungen SW vorgesehen werden, um mehrere Gleichspannungen, insbesondere Gleichspannungen mit unterschiedlicher Amplitude, bereitzustellen.
Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf einiger Größen am Beispiel des Schalters Ql von Fig. 1. Der zeitliche Verlauf der entsprechenden Größen am Schalter Q2 entspricht denen in Fig. 2 dargestellten, er ist lediglich um eine halbe Periode versetzt. Zunächst ist deutlich der rechteckförmige Verlauf der Kollektor-Emitter-Spannung UCE des Transistors Ql zu sehen. In den Phasen, in denen ein Basisstrom IB anliegt, der ausreicht, um den Transistor Ql leitend zu schalten, fließt ein Kollektorstrom Ic, die Spannung UCE geht auf nahezu Null zurück. Die Bereiche negativer Amplitude des Kollektorstroms Ic sind auf den Invers- oder Freilaufstrom zurückzuführen Die negative Amplitude des Basisstroms IB zum Zeitpunkt tl (in der Fig. 2 übertrieben dargestellt) resultiert aus dem Herausfließen von Speicherladung aus dem Basisanschluß bei Unterschreiten der Basis-Emitter Flussspannung ÜBE über R3 und dient der Ausräumung von Ladungsträgern aus der Basis des Schalters Ql und damit einer defi- nierten Abschaltung des Transistors Ql.
Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen DC-DC- Wandlers, bei dem die mit Bezug auf Fig. 1 eingeführten Bezugzeichen für entsprechende Bauelemente weiterverwendet werden und daher nicht nochmals beschrieben werden, wobei der aus Fig. 1 bekannte ohmsche Widerstand R8 in die beiden ohm- sehen Widerstände R8A und R8B aufgeteilt wurde. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel weisen die Transistoren Ql, Q2 der Halbbrückenanordnung eine komplementäre Zonenfolge auf. Insofern genügt das Vorsehen einer einzigen Steuerwicklung StWl und eines einzigen Zeitglieds Z, das vorliegend den ohmschen Widerstand Rl, den Kondensator Cl und den ohmschen Widerstand R3 umfasst.

Claims

Ansprüche
Selbstschwingender DC-DC-Wandler mit
- einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Anlegen einer Eingangsgleichspannung (UE);
- einem ersten (Q1 ) und einem zweiten Bipolartransistor (Q2), wobei je- der Bipolartransistor (Q1 , Q2) eine Steuerelektrode, eine Bezugselektrode und eine Arbeitselektrode aufweist;
- mindestens einem ersten Koppelkondensator (C4; C5);
- wobei eine erste Schaltstrecke gebildet ist durch die Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors (Q1 ), und ei- ne zweite Schaltstrecke durch die Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode des zweiten Bipolartransistors (Q2), wobei die erste und die zweite Schaltstrecke mit Bezug auf die Eingangsgleichspannung (UE) in Serie geschaltet sind;
- einem Gleichrichter (GL1 ), dessen Ausgang an einen ersten und einen zweiten Ausgangsanschluss zur Bereitstellung einer Ausgangsgleichspannung (UA) gekoppelt ist; dadurch gekennzeichnet, dass der DC-DC-Wandler weiterhin umfasst:
- einen Transformator (TR1 ), der eine Primärwicklung (PW), eine Se- kundärwicklung (SW) und mindestens eine Steuerwicklung (StW1 ;
StW2) aufweist,
- wobei die Primärwicklung (PW) zwischen einer galvanischen Verbindung der ersten und der zweiten Schaltstrecke und dem mindestens einen Koppelkondensator (C4; C5) gekoppelt ist; - wobei die Sekundärwicklung (SW) mit dem Eingang des Gleichrichters
(GL1 ) gekoppelt ist;
- wobei jedem Bipolartransistor (Q1 , Q2) eine Steuerwicklung (StW1 ; StW2) zugeordnet ist, die an die Steuerelektrode des jeweiligen Bipolartransistors (Q1 ; Q2) gekoppelt ist, - sowie mindestens ein Zeitglied (Z1 ; Z2), das zwischen die jeweils zugeordnete Steuerwicklung (StW1 ; StW2) und die jeweilige Steuerelektrode gekoppelt ist.
2. DC-DC-Wandler nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das mindestens eine Zeitglied (Z 1 ; Z2) ausgelegt ist, den Ausschaltzeitpunkt des jeweiligen Bipolartransistors (Q1 ; Q2) festzulegen.
3. DC-DC-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausschaltzeitpunkt dadurch festgelegt ist, dass die Spannung
(UA) am Ausgang des jeweiligen Zeitglieds (Z1 ; Z2) unter die Flussspannung der Strecke Steuerelektrode - Bezugselektrode des jeweiligen Bipolartransistors (Q1 ; Q2) absinkt.
4. DC-DC-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der erste (Q1 ) und der zweite Bipolartransistor (Q2) gleiche Zonenfolge aufweisen, wobei eine erste Steuerwicklung (StW1 ) und ein erstes Zeitglied (Z1 ) für den ersten Bipolartransistor (Q1 ) und eine zweite Steuerwicklung (StW2) und ein zweites Zeitglied (Z2) für den zweiten Bipo- lartransistor (Q2) vorgesehen sind.
5. DC-DC-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der erste (Q1 ) und der zweite Bipolartransistor (Q2) unterschiedliche Zonenfolge aufweisen, wobei eine erste Steuerwicklung (StW1 ) und ein erstes Zeitglied (Z 1 ) für den ersten (Q1 ) und den zweiten Bipolartransistor
(Q2) vorgesehen sind.
6. DC-DC-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass für den ersten (Q1 ) und den zweiten Bipolartransistor (Q2) eine Gegenkopplung vorgesehen ist.
7. DC-DC-Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors (Q1 ) mit einem ersten Bezugspotential und die Bezugselektrode des zweiten Bipolartransistors (Q2) mit einem zweiten Bezugspotential gekoppelt ist, wobei die Gegenkopplung in einem ohmschen Widerstand (R5; R6) besteht, der zwischen die jeweilige Bezugselektrode und das jeweilige Bezugspotential gekoppelt ist.
8. DC-DC-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das mindestens eine Zeitglied (Z1 ; Z2) die Serienschaltung eines ersten ohmsches Widerstands (R1 ; R2) und eines Kondensators (C1 ; C2) umfasst.
9. DC-DC-Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das mindestens eine Zeitglied (Z1 ; Z2) weiterhin eine Induktivität (L2; L3) umfasst, die seriell zu der Serienschaltung des ersten ohmschen
Widerstands (R1 ; R2) und des Kondensators (C1 ; C2) angeordnet ist.
10. DC-DC-Wandler nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass das mindestens eine Zeitglied (Z1 ; Z2) weiterhin einen zweiten ohmschen Widerstand (R3; R4) aufweist, der parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugspotential des jeweiligen Bipolartransistors (Q1 ; Q2) geschaltet ist.
11. DC- DC- Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors (Q1 ) mit einem ersten Bezugspotential und die Bezugselektrode des zweiten Bipolar- transistors (Q2) mit einem zweiten Bezugspotential gekoppelt ist, wobei parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugspotential des ersten Bipolartransistors (Q1 ) eine erste Diode (D1 ) und parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugspotential des zweiten Bipolartransistors (Q2) eine zweite Diode (D2) gekoppelt ist, wobei die erste (D1 ) und die zweite Diode (D2) in Freilaufanordnung angeordnet sind.
12. Verfahren zum Bereitstellen einer DC-Spannung an einem selbstschwingenden DC-DC-Wandler mit einem ersten und einem zweiten Eingangs- anschluss zum Anlegen einer Eingangsgleichspannung (UE), einem ersten (Q1 ) und einem zweiten Bipolartransistor (Q2), wobei jeder Bipolar- transistor (Q1 , Q2) eine Steuerelektrode, eine Bezugselektrode und eine
Arbeitselektrode aufweist, mindestens einem ersten Koppelkondensator (C4; C5), wobei eine erste Schaltstrecke gebildet ist durch die Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode des ersten Bipolartransistors (Q1 ), und eine zweite Schaltstrecke durch die Strecke Arbeitselektrode - Be- zugselektrode des zweiten Bipolartransistors (Q2), wobei die erste und die zweite Schaltstrecke mit Bezug auf die Eingangsgleichspannung (UE) in Serie geschaltet sind, einem Gleichrichter (GL1 ), dessen Ausgang an einen ersten und einen zweiten Ausgangsanschluss zur Bereitstellung einer Ausgangsgleichspannung (UA) gekoppelt ist, einem Transformator (TR1 ), der eine Primärwicklung (PW), eine Sekundärwicklung (SW) und mindestens eine Steuerwicklung (StW1 ; StW2) aufweist, wobei die Primärwicklung (PW) zwischen einer galvanischen Verbindung der ersten und der zweiten Schaltstrecke und dem mindestens einen Koppelkondensator (C4; C5) gekoppelt ist, wobei die Sekundärwicklung (SW) mit dem Eingang des Gleichrichters (GL1 ) gekoppelt ist, wobei jedem Bipolartransistor (Q1 ; Q2) eine Steuerwicklung (StW1 ; StW2) zugeordnet ist, die an die Steuerelektrode des jeweiligen Bipolartransistors (Q1 ; Q2) gekoppelt ist, gekennzeichnet durch folgenden Schritt:
Festlegen des Ausschaltzeitpunkts des ersten (Q1 ) und des zweiten Bipo- lartransistors (Q2) durch ein jeweils zugeordnetes Zeitglied, das zwischen die jeweils zugeordnete Steuerwicklung (StW1 ; StW2) und die jeweilige Steuerelektrode gekoppelt ist.
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