WO2007139119A1 - マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置 - Google Patents

マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置 Download PDF

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WO2007139119A1
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multipath
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chip
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Naoki Suehiro
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Naoki Suehiro
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Definitions

  • Multipath characteristic estimation method and apparatus reception method, and reception signal correction method and apparatus
  • the present invention relates to a multipath characteristic estimation method and apparatus, a reception method, and a received signal correction method and apparatus, and more particularly to a multipath characteristic estimation method and apparatus using oversampling, a reception method, and a received signal correction.
  • the present invention relates to a method and an apparatus.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and provides a reception signal correction method, a reception method, a reception signal correction device, and a reception device that accurately estimate the characteristics of a line that uses a broadband pilot signal. It is intended to provide.
  • the multipath characteristic estimation method of the present invention is such that the time length of each chip is abbreviated and an N-chip multipath characteristic measurement signal is received and the multipath characteristic of the line is According to the multipath characteristic estimation method for estimating characteristics, an oversampling procedure for sampling M (M is a natural number of 2 or more) times for each chip of the received multipath characteristic measurement signal, A discrete filter procedure for performing discrete filter processing by the filter, and the multipath characteristics oversampled by the oversampling procedure.
  • the multipath characteristic of the line can be estimated by filtering the signal for measuring the characteristic by the discrete filter procedure.
  • the multinos characteristic estimation method of the present invention receives the N-chip multipath characteristic measurement signal with the time length of each chip being abbreviated.
  • the received multipath characteristic measurement signal is shifted and sampled N times in M (M is a natural number of 2 or more) different periods.
  • Multipath characteristics of the line are obtained by performing Nth-order discrete filtering on the sampling procedure and the M signals obtained by the sampling procedure according to the multipath characteristic measurement signal. Can be configured to estimate.
  • the multinos characteristics estimation method of the present invention has an abbreviation for the time length of each chip, receives an N-chip multipath characteristics measurement signal, and The multi-path characteristic estimation method for estimating the multi-path characteristics, and oversampling procedure for sampling M (M is a natural number of 2 or more) times for each chip of the received multi-path characteristic measurement signal.
  • M is a natural number of 2 or more
  • the sampling procedure that thins out the signal obtained by the oversampling procedure to 1ZM and the M signals obtained by the sampling procedure.
  • the multipath characteristic estimation method of the present invention can be configured such that the dispersive filter processing is matched filter processing or ZCZ filter processing.
  • the multinos characteristic estimation method of the present invention has a time length of each chip of about ⁇ , and a multipath characteristic measurement signal S (S, S ⁇ S)
  • a filter processing procedure to be processed by the matched filter and can be configured to estimate the multinos characteristic of the line based on the signal obtained by the discrete filter procedure!
  • the multipath characteristic estimation method of the present invention can be configured such that the multipath characteristic measurement signal is a pseudo-periodic signal.
  • the multinos characteristic estimation apparatus of the present invention receives an N-chip multipath characteristic measurement signal whose time length of each chip is abbreviated,
  • the multipath characteristic estimation device for estimating the multipath characteristic has an oversampling means for sampling M (M is a natural number of 2 or more) times for each chip of the received multipath characteristic measurement signal.
  • the multinos characteristic can be estimated.
  • the multinos characteristic estimation apparatus of the present invention receives an N-chip multipath characteristic measurement signal whose time length of each chip is abbreviated,
  • the multipath characteristic estimation device for estimating the multipath characteristic shifts the received multipath characteristic measurement signal and samples N times in M (M is a natural number of 2 or more) different periods.
  • Multipath characteristics of the line are obtained by performing Nth-order discrete filter processing according to the multipath characteristic measurement signal for each of the sampling means and the M signals obtained by the sampling means. Can be configured to estimate.
  • the multi-nos characteristic estimation apparatus of the present invention receives an N-chip multi-path characteristic measurement signal whose time length of each chip is abbreviated, and In a multipath characteristic estimation device that estimates multipath characteristics,
  • M is 2 or more natural Multi-path characteristic measurement for each of the oversampling means that samples a number of times, the sampling means that thins out the signal obtained by the oversampling means to 1ZM, and the M signals obtained by the sampling means It can be configured to estimate the multipath characteristics of a line by performing Nth-order discrete filter processing according to the signal used.
  • the multipath characteristic estimation apparatus of the present invention can be configured such that the dispersive filter processing is matched filter processing or ZCZ filter processing.
  • the multi-nos characteristic estimation apparatus of the present invention uses an N-chip multi-path characteristic measurement signal S (S, S... S) with a chip frequency of 1Z.
  • the received multipath characteristics measurement signal is frequency M times the chip frequency (M is a natural number of 2 or more).
  • M is a natural number of 2 or more.
  • Filter processing means for processing by the matched filter, and can be configured to estimate the multi-nos characteristics of the line based on the signal obtained by the discrete filter means.
  • the multipath characteristic estimation apparatus of the present invention can be configured such that the multipath characteristic measurement signal is a pseudo-periodic signal.
  • the received signal correction method of the present invention is a received signal correction method in which a known pilot signal of a chip is received and the received signal is corrected. Oversampling procedure that samples ⁇ ( ⁇ is a natural number of 2 or more) times and oversampling procedure. Based on NM pilot signals! /, And a correction coefficient generation procedure for generating NM correction coefficients. Based on the correction coefficients generated in the correction coefficient generation procedure, the received signal is It can be configured to correct.
  • the receiving method of the present invention is based on the estimated multipath characteristics of the line in advance from the received signal of the chip whose time length of each chip is approximately ⁇ .
  • An equation generation procedure for generating a set of simultaneous equations on the basis of the multipath characteristics corresponding to each chip of the received signal;
  • the multipath characteristic power of the line is estimated by a signal oversampling procedure for estimating the next characteristic and a multipath characteristic estimating procedure,
  • ⁇ The multipath characteristic estimation signal of the chip is received, and for each chip of the received multinos characteristic estimation signal, ⁇ ( ⁇ is a natural number of 2 or more) Signal oversampling procedure for characteristic estimation with multiple sampling
  • the equation generation procedure generates ⁇ simultaneous equations based on the received signal oversampled by the received signal oversampling procedure and the multipath characteristics estimated by the multipath characteristic estimation procedure, and the simultaneous equations
  • the solution procedure can be configured to solve the simultaneous equations generated in the equation generation procedure.
  • the receiving method of the present invention estimates the received signal power of the chip and the transmitted signal of the chip based on the multipath characteristics estimated in advance.
  • the multipath characteristics of the line are estimated by the following signal oversampling procedure for characteristic estimation and the multipath characteristic estimation procedure.
  • ⁇ The multipath characteristic estimation signal of the chip is received, and for each chip of the received multinos characteristic estimation signal, ⁇ ( ⁇ is a natural number of 2 or more) Signal oversampling procedure for characteristic estimation with multiple sampling 'Multipath characteristics estimation procedure for estimating the multipath characteristics of a line by filtering the multipath characteristics estimation signal oversampled by the characteristics estimation signal oversampling procedure using the discrete filter procedure
  • a signal that has passed through the multipath characteristic line is estimated, and the estimated received signal is stored in the estimated received signal storage means.
  • the cross-correlation received signal stored in the estimated received signal storage means is compared by the least square method, and the estimated received signal with the least error as a result of the comparison is estimated as the transmitted signal.
  • the discrete filter procedure in the reception method of the present invention can be configured to be a matched filter processing procedure or a ZCZ filter processing procedure.
  • the received signal correction apparatus of the present invention receives an N-chip known pilot signal and corrects the received signal. Based on the oversampling means that samples M (M is a natural number of 2 or more) times for each chip of the pilot signal, and NM pilot signals oversampled by the oversampling means! Correction coefficient generating means for generating NM correction coefficients,
  • the received signal can be corrected.
  • the receiving device of the present invention is based on the estimated multipath characteristics of the line in advance from the received signal of the chip whose time length is approximately ⁇ .
  • an equation generating means for generating a number of simultaneous equations based on the multipath characteristics corresponding to each chip of the received signal, and an equation generating means
  • the system can be configured to have simultaneous equation solving means for solving the generated simultaneous equations.
  • the receiving apparatus of the present invention performs reception signal oversampling that samples ⁇ ⁇ ⁇ ( ⁇ is a natural number of 2 or more) times for each chip of the reception signal. Having means,
  • the multipath characteristics of the line are estimated by the following characteristic estimation signal oversampling means and multipath characteristic estimation means,
  • N-chip multipath characteristic estimation signal is received, and for each chip of the received multinos characteristic estimation signal, M (M is a natural number of 2 or more)
  • M is a natural number of 2 or more
  • Multipath characteristic estimation means for estimating the multipath characteristic of the line by filtering the multipath characteristic estimation signal oversampled by the characteristic estimation signal oversampling procedure with a discrete filter means
  • the equation generating means generates NM simultaneous equations based on the received signal oversampled by the received signal oversampling means and the multi-nos characteristic estimated by the multipath characteristic estimating means, and the simultaneous equations
  • the solving means can be configured to solve NM simultaneous equations generated by the equation generating means.
  • the discrete filter means in the receiving apparatus of the present invention can be configured to be a matched filter processing means or a ZCZ filter processing means.
  • a multipath characteristic estimation method and apparatus a reception method, and a received signal correction method and apparatus capable of estimating multipath characteristics with high accuracy without using a broadband pilot signal. Can do.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining a matched filter.
  • FIG. 2 is a diagram (part 1) for explaining oversampling.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a multipath characteristic estimation apparatus (1).
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a multipath characteristic estimation apparatus (part 2).
  • FIG. 5 is a diagram for explaining an output of a matched filter.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining a multipath characteristic estimation apparatus (part 3).
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a multipath characteristic estimation apparatus (part 4).
  • FIG. 8 is a diagram for explaining correction in OFDM.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining a case where a guard inverter is provided in front.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the case where guard inverters are provided at the front and rear.
  • FIG. Ll is a diagram for explaining generation of a signal correction coefficient in OFDM.
  • FIG. 12 is a diagram (part 2) for explaining oversampling.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining signal correction in OFDM.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining received signal determination (part 1).
  • FIG. 15 is a diagram for explaining received signal determination (part 2).
  • FIG. 16 is a diagram for explaining generation of simultaneous equations based on received signals.
  • FIG. 17 is a flowchart for explaining a received signal correction processing method.
  • FIG. 18 is a diagram (part 1) for explaining the principle of oversampling in the RF band.
  • FIG. 19 is a diagram (part 2) for explaining oversampling in the RF band.
  • FIG. 20 is a diagram (part 3) for explaining oversampling in the RF band.
  • Reference numerals 12, 22, 32, and 42 denote pilot signal receivers.
  • Reference numerals 13, 23, 33, and 43 denote oversampling units.
  • Reference numeral 52 denotes an SZP conversion unit.
  • [0036] 53 is an IDFT.
  • Reference numeral 54 denotes a pseudo-cycle imparting unit.
  • Reference numeral 55 denotes a modulation unit.
  • Reference numeral 62 denotes a demodulation unit.
  • [0041] 64 is a pseudo-period removing unit.
  • [0042] 65 is a signal correction unit.
  • [0043] 66 is a DFT.
  • Reference numeral 67 denotes a PZS conversion unit.
  • Reference numerals 72 and 76 denote determination circuits.
  • [0046] 74 is an error correction circuit.
  • the pilot signal is a known signal on the receiving side, and the pilot signal includes a phase / amplitude correction pilot signal for correcting the phase and Z or magnitude of the received signal, and a multipath characteristic. There is an estimation pilot signal.
  • phase / amplitude correction pilot signal is transmitted prior to the data to be transmitted, and based on the phase / amplitude correction pilot signal received on the receiving side, the correction coefficient for correcting the received signal Create
  • the pilot signal for estimating the multipath characteristic is a signal different from the data signal, and at least a signal that is distinguished from the data signal.
  • the pilot signal a signal having a low cross-correlation with a data signal having a high autocorrelation is used.
  • the receiving side estimates the multipath characteristics by comparing the pilot signal that should be received with the pilot signal that is actually received. This comes out.
  • the pilot signal is transmitted on the transmission side in the following manner.
  • phase / amplitude correction pilot signal may be used as the phase / amplitude correction pilot signal and the multipath characteristic estimation pilot signal.
  • the pilot signal is assumed to be P (1, -1, 1, 1) and will be described with reference to FIG.
  • This signal From P (l, -1, 1, 1) add a signal of 1Z4 length in the second half of this signal before signal P, and add a signal of 1Z4 length in the first half of this signal after signal P.
  • the pseudo-periodic signal A (l, 1, -1, 1, 1, 1) is generated. A specific method for generating pseudo-periodic signals will be described later.
  • the oversampled signal is (# 1 of "1", # 2 of “1", # 3 of "1", # 4 of "1", # 1, "1", # 1, # 1, # 1, # 1, # 1, # 1, # 1, # 1, # 1, # 1, # 1, # 1, # 1, # 1, # 1, # 1, # 1 4, “1” # 1, “1” # 2, “1” # 3, “1” # 4).
  • the signal Q (l, 1, 1, 1, -1, -1, 1, -1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1) is obtained.
  • the oversampling cycle need not be the same.
  • the time length of each chip is approximately ⁇ , and each chip is sampled ⁇ ( ⁇ is a natural number of 2 or more) times ( ⁇ oversampling) for the multipath characteristics measurement signal of ⁇ chip. May be. (Multipath measurement (part 1))
  • the measurement of multipath characteristics will be explained using Fig. 3.
  • the multipath characteristic pilot signal is received by the antenna 11 and received by the pilot signal receiver 12.
  • the pilot signal receiver 12 transforms the radio frequency domain signal into an intermediate frequency or baseband signal. To do.
  • the output of the pilot signal receiving unit 12 is the pseudo-periodic signal A (l, 1, -1, 1, 1, 1) of the pilot signal P (l, -1, 1, 1) Will be described.
  • the oversampling unit 13 generates a pseudo-periodic signal A (l, 1, -1, 1, 1, 1).
  • a pseudo-periodic signal A (l, 1, -1, 1, 1, 1).
  • This signal C is connected to signal B (l, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1), as shown in the figure, the peak signal D based on the direct wave (value 4) and 3 After / 4, the peak signal R (its value 4a) based on the reflected wave can be obtained.
  • the measurement of multipath characteristics will be explained using Fig. 4.
  • the multipath characteristic pilot signal is received by the antenna 21 and received by the pilot signal receiver 22.
  • the no-lot signal receiving unit 22 transforms the radio frequency domain signal into an intermediate frequency or baseband signal.
  • pilot signal receiving unit 22 is pseudo-periodic signal A (l, 1, -1, 1, 1, 1) of pilot signal P (l, -1, 1, 1). Will be described.
  • the signals D (1) to D (4) are converted into the signal E (l, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0).
  • the four output signals, F (l) to F (4), when the matched filter is input are shown below.
  • F (3) (0, 0, 1, 0, 0, 0, 2 + a, 0, 0,-l + 2a, 0, 0, 0, — a, 0, 0, 0, 4, (0, 0, 0, 4a, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, a, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, a)
  • the four output signals F (1) force are also F (4), and the output near the peak value is shown in Fig. 5 (A).
  • the signal F (1) force is also F (4), the received signal is estimated by (estimated received signal) described later. This gives the direct wave in Fig. 5 (B). Also, if the direct wave is found, the reflected wave is also found, and as shown in Fig. 5 (B), it can be seen that there is a reflected wave of amplitude a that is 3 ⁇ / 4 shifted from the direct wave. .
  • the measurement of multipath characteristics will be explained using Fig. 6.
  • the multipath characteristic pilot signal is received by the antenna 31 and received by the pilot signal receiving unit 32.
  • the no-lot signal receiving unit 32 transforms the radio frequency domain signal into an intermediate frequency or baseband signal.
  • pilot signal receiving unit 32 is pseudo-periodic signal A (l, 1, -1, 1, 1, 1) of pilot signal P (l, -1, 1, 1) Will be described.
  • the oversampling unit 33 oversamples the pseudo-periodic signal A (l, 1, -1, 1, 1, 1) at the sampling frequency 4Z ⁇ , the following signal ⁇ is obtained.
  • the output signal C of oversampling in some cases is as follows.
  • the following shows four signals G (l) to G (4) sampled by shifting ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ 4 at a chip frequency (1Z ⁇ ) with respect to signal C.
  • the signals other than the sampling time are used. No issue point is output.
  • the signals G (1) to G (4) are converted from the four output signals H (l) to H (4) when the signal E (l, -1, 1, 1) matched filter is input. Shown below.
  • the multipath characteristic estimation apparatus of FIG. 7 includes an antenna 41, a pilot signal receiver 42, an oversampling unit (sampling at a sampling frequency 4Z ⁇ ) 43 and
  • the matched filter 44 is provided.
  • the pseudo-periodic signal A (l, 1, -1, 1, 1, 1) generated from the pilot signal (1, -1, 1, 1) is received by the antenna 41, and the pilot signal receiving unit Receive at 42. Furthermore, when the oversampling unit 43 oversamples the quasi-periodic signal A (l, 1, -1, 1, 1, 1) at the sampling frequency 4 ⁇ , the following signal ⁇ is obtained.
  • the output signal C of oversampling in some cases is as follows.
  • the multipath characteristics were measured using the matched filter.
  • the present invention is not limited to the matched filter.
  • a discrete filter that can obtain a large pulsed filter output with respect to the pie-pit signal is acceptable.
  • a ZCZ filter may be used.
  • (Signal correction in OFDM) 08 is an OFDM transmitter 50, which comprises an SZP (serial Z parallel) converter 52, an IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) 53, a pseudo period imparting unit 54, a modulator 55, an oscillator 57, and an antenna 56. It has been.
  • SZP serial Z parallel
  • IDFT Inverse Discrete Fourier Transform
  • Transmission data (for example, a digital information sequence) is converted into a parallel signal by an S / P (serial Z parallel) converter 52.
  • the signal converted to the parallel signal is subjected to inverse DFT by IDFT53. This corresponds to each signal converted into an amplitude force parallel signal of a plurality of individual frequencies in an orthogonal relationship (this frequency is referred to as “subcarrier”).
  • subcarrier this frequency is referred to as “subcarrier”.
  • the pseudo period giving unit 54 inserts a guard interval (cyclic pre (post) status) GI.
  • a guard interval cyclic pre (post) status
  • GI guard interval
  • this is equivalent to copying a part of the latter half of the effective symbol ST and adding it before the effective symbol.
  • the OFDM signal in which the guard interval GI is inserted is radiated from the antenna 56 after the modulation unit 55 modulates the carrier wave (carrier) output from the oscillator 57.
  • mapping unit may be provided between the SZP conversion unit 52 and the IDFT 53, and mapping may be performed on the complex plane by QAM or the like.
  • the OFDM receiver 60 in FIG. 8B includes an antenna 61, a demodulator 62, and an oscillator 6.
  • Receiving device 60 in FIG. 8B performs the reverse process of the transmitting device.
  • the demodulator 62 demodulates the output of the oscillator 63 of the oscillator 63.
  • the pseudo-period remover 64 removes the guard interval.
  • the synchronization detection / signal correction unit 65 uses the received reference code to detect the synchronization signal. Correct outgoing and received signals.
  • the transmission-controlled OFDM signal is subjected to DFT calculation by DFT66, and further, the PZS conversion unit 67 performs parallel Z-serial conversion to output received data.
  • IEEE802.11a has 52 subcarriers. Four of these subcarriers are used for phase rotation correction, and the other 48 subcarriers are used for data transmission.
  • known signals (a, a,..., A) are transmitted to subcarriers 0 to 47 where data is transmitted.
  • Signals (a, a, ..., &) are received by the receiver and oversampled.
  • oversampling # M signal is a and oversampling for signal a #
  • oversampling signal # 2 is a
  • a is a signal a
  • Oversampling # 1 signal is a and oversampling # 2
  • the 1S reception output means that the channel exists virtually every oversampling.
  • the correction factor for the oversampling # 1 channel of signal a is to compensate the received signal a for a.
  • the correction factor for the oversampling # 1 channel of signal a is a / a
  • the correction factor for the oversampling # 1 channel of signal a is a / a.
  • the correction factor for the oversampling # 2 channel of signal a is a / a
  • the correction factor of the oversampling # 2 channel of signal a is a / ⁇ , and the correction factor of the oversampling # 2 channel of signal a is a / a.
  • the oversampling of signal a # M has a correction factor of a / a
  • the oversampling #M correction factor for signal a is a / a
  • the oversampling #M correction factor for signal a is a / a
  • This transmission data (b, b, ..., b) is received and the received signal is oversampled.
  • the received signal is corrected by multiplying the received signal by the correction coefficient obtained as described above.
  • the correction factor of the oversampling # 1 channel of signal a is a / a
  • the received b is multiplied by a / a and corrected.
  • the received b- is corrected by multiplying by a and a.
  • Received b is multiplied by a a and corrected.
  • the corrected b is multiplied by a to correct it.
  • the received b is corrected by multiplying by a / a.
  • Received b is multiplied by a a and corrected.
  • the received b is a, 'a
  • the received b is corrected by multiplying by a / a.
  • the received b is corrected by multiplying by a / a.
  • ⁇ x> represents X corrected as described above (correction by the correction coefficient).
  • ku x represents the determined result force.
  • the signals ⁇ b ⁇ , b b ⁇ , ⁇ b ⁇ are the signals b ⁇ b ⁇ b force This is a corrected signal.
  • Signals b>, b>, and b> are supplemented by signals b, b, b.
  • signals b>, b>, and b> are signals b, b, b
  • signals ⁇ b>, ⁇ b>, ⁇ b> are signals related to the transmission signal b
  • the following logic is used as the determination logic of the determination circuits 72-1 to 72-47.
  • Proportion of incorrect correction signal P is set to 0.1
  • Corrected signal is positive and the percentage of signals (1 P) is 0.9.
  • the error rate of this determination circuit is 0.1.
  • the correct rate for (B) is 0.23 for 3 X (1—P) 2 XP
  • the correct rate for (C) is 3 X (1— P) XP 2 (D0. 027
  • FIG. 15 shows a case where the transmission signal (b, b,---. B) is an error correction code. Error correction times
  • the error correction circuit 74-2 performs the processing for the received transmission signals (b, b, ..., b).
  • Error correction is performed based on the number.
  • the error correction circuit 74—M provides a code for the received transmission signal (b, b,..., B).
  • Error correction is performed based on the signal.
  • the signal corrected by the error correction circuit 72-1 to error correction circuit 72-47 is determined by the determination circuit 76 in the same manner as in FIG. ⁇ , ...
  • error correction is performed on signals with the same oversampling #. Error correction may be performed on signals with different oversampling #s.
  • a method for estimating a signal received via a transmission path having a multipath will be described. There are two methods of estimation: a method of solving simultaneous equations and a method of least squares. [0131] First, estimation of a received signal by solving simultaneous equations will be described.
  • This example explains how to estimate the received signal to be received when there is no multipath.
  • 0 1 2 63 is represented by the sum of a direct wave (FIG. 16 (a)) and a multipath wave (FIG. 16 (b) and FIG. 16 (c)).
  • the received signal (b, b, b,..., B) can be estimated.
  • the received signal to be received can also be referred to as a transmitted signal. Therefore, estimating the received signal to be received is performed by estimating the transmitted signal. There is.
  • a received signal via a multipath characteristic line is estimated, and the estimated received signal is stored in estimated received signal storage means.
  • the received signal actually received and the estimated received signal stored in the estimated received signal storage means are compared by the least square method. As a result of the comparison, the estimated received signal with the least error is obtained. Estimated as a transmission signal.
  • the simultaneous equations are similarly solved to oversample the 6 received signals (b, b, b,. ⁇ ⁇ ⁇ B) can be estimated.
  • Multipath characteristic power If estimated by oversampling M times, oversampling M times is also performed for 64 received signals (b, b, b, ..., b).
  • 64 X M simultaneous equations are generated in the same manner as in (estimation of received signal).
  • 64 X M received signals (b, b, b,..., B) oversampled can be estimated.
  • the received signal correction method will be described with reference to FIG.
  • a pilot signal is received (S10), and then the received pilot signal is oversampled (Sl l). Since the no-lot signal is known, a correction coefficient is generated based on the actually received value and the value to be received (S12). The generated correction coefficient is stored (S13).
  • FIG. 18 is a principle diagram of oversampling in the RF band.
  • Figure 18 shows two sinusoidal waveforms. One is an original carrier (carrier), which is indicated by y. The other is a received carrier wave that is affected by the characteristics of the line. y
  • sampling is performed at time 0 with respect to the received carrier y and at time ⁇ + ⁇ 2.
  • phase difference between the received carrier y and the original carrier y is ⁇ and received.
  • A can be obtained for the amplitude of carrier wave y.
  • FIG. 19 is a diagram in the case of signal (1, 1, 1, ⁇ 1) force balanced modulation (BM modulation is also binary phase modulation).
  • FIG. 18A shows the signal (1, 1, 1, ⁇ 1)
  • FIG. 18B shows the modulated wave.
  • the received carrier y is calculated from the first four sample points of “1”.
  • phase difference of 2 1 is 0, “ ⁇ ”, “ ⁇ ”, “ ⁇ ”, and “ ⁇ ” are output.
  • in-phase component output (I) and quadrature component output (Q) are obtained as outputs (D) and ( ⁇ ) in FIG.
  • d and d are signals, and the case of “1” or “1” is QPSK.
  • the Q-phase output was zero. This is the case where the receiver knows the original carrier and knows the original carrier.
  • sampling is performed at time t, 90 ° after time t. Real part value at that time
  • the I-phase signal is “rcos ⁇ ”
  • the Q-phase signal is “—rcos ⁇ ”.

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Abstract

　各チップの時間長が略τで、Ｎチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定方法において、受信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングするオーバサンプリング手順と、ＮＭ次のフィルタによって、離散フィルタ処理を行う離散フィルタ手順とを有し、前記オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマルチパス特性測定用信号を、前記離散フィルタ手順で、フィルタ処理することにより、回線のマルチパス特性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定方法である。

Description

明 細 書
マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法 及び装置
技術分野
[0001] 本発明は、マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方 法及び装置に係り、特に、オーバサンプリングを用いたマルチパス特性推定方法及 び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置に関する。
背景技術
[0002] 無線通信において、外来雑音、自己マルチパス干渉及びチャネル間干渉が通信 の品質に大きく影響する。
[0003] そこで、マルチパス特性を含む回線の特性を推定して、推定 (又は推定)された回 線の特性に応じて、受信信号の補正を行う必要がある。
[0004] し力しながら、マルチパス特性を含む回線の特性を正確に推定するには、広帯域 のパイロット信号を用いる必要があった。このように、広帯域のパイロット信号を用いる と、装置が複雑となり、コストがかかるという問題がある。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] 本発明は、上記問題に鑑みなされたものであり、広帯域のパイロット信号を用いるこ となぐ回線の特性を正確に推定した受信信号補正方法、受信方法、受信信号補正 装置及び受信装置を提供することを目的とするものである。
課題を解決するための手段
[0006] 上記目的を達成するために、本発明のマルチパス特性推定方法は、各チップの時 間長が略てで、 Nチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、回線のマルチパ ス特性を推定するマルチパス特性推定方法にぉ 、て、受信したマルチパス特性測定 用信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然数）回サンプリングするオーバサ ンプリング手順と、 NM次のフィルタによって、離散フィルタ処理を行う離散フィルタ手 順とを有し、前記オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマルチパス特 性測定用信号を、前記離散フィルタ手順で、フィルタ処理することにより、回線のマル チパス特性を推定するように構成することができる。
[0007] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチノス特性推定方法は、各チッ プの時間長が略てで、 Nチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、回線のマ ルチパス特性を推定するマルチパス特性推定方法にぉ 、て、受信したマルチパス特 性測定用信号を、ずらして、 M (Mは、 2以上の自然数)個の異なる期間で、 N回サン プリングするサンプリング手順と、前記サンプリング手順で得られた M個の信号のそ れぞれに対して、マルチパス特性測定用信号に応じた N次の離散フィルタ処理を行 うことにより、回線のマルチパス特性を推定するように構成することができる。
[0008] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチノ ス特性推定方法は、各チッ プの時間長が略てで、 Nチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、回線のマ ルチパス特性を推定するマルチパス特性推定方法にぉ 、て、受信したマルチパス特 性測定用信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然数）回サンプリングするォ ーバサンプリング手順と、前記オーバサンプリング手順で得られた信号を、 1ZMに 間引ぐサンプリング手順と、前記サンプリング手順で得られた M個の信号のそれぞ れに対して、マルチパス特性測定用信号に応じた N次の離散フィルタ処理を行うこと により、回線のマルチノ ス特性を推定するように構成することができる。
[0009] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチパス特性推定方法は、前記離 散フィルタ処理は、整合フィルタ処理又は ZCZフィルタ処理であるように構成すること ができる。
[0010] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチノ ス特性推定方法は、各チッ プの時間長が略 τで、 Νチップのマルチパス特性測定用信号 S (S、 S · · · S )を
0 1 N- 1 受信して、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定方法において、受 信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、 Μ (Μは、 2以上の自然数） 回サンプリングするオーバサンプリング手順と、前記オーバサンプリング手順で得ら れた信号を、長さ Μのベクトル（1、 0、 · · ·0)を I としたとき、
Μ
[0011] [数 1] S ® I M
の整合フィルタで処理するフィルタ処理手順とを有し、前記離散フィルタ手順で得ら れた信号に基づ!/ヽて、回線のマルチノス特性を推定するように構成することができる
[0012] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチパス特性推定方法は、前記マ ルチパス特性測定用信号は、擬周期信号であるように構成することができる。
[0013] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチノス特性推定装置は、各チッ プの時間長が略てで、 Nチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、回線のマ ルチパス特性を推定するマルチパス特性推定装置にぉ 、て、受信したマルチパス特 性測定用信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然数）回サンプリングするォ ーバサンプリング手段と、 NM次のフィルタによって、フィルタ処理を行う離散フィルタ 手段とを有し、前記オーバサンプリング手段でオーバサンプリングされたマルチパス 特性測定用信号を、前記離散フィルタ手段で、離散フィルタ処理することにより、回線 のマルチノス特性を推定するように構成することができる。
[0014] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチノス特性推定装置は、各チッ プの時間長が略てで、 Nチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、回線のマ ルチパス特性を推定するマルチパス特性推定装置にぉ 、て、受信したマルチパス特 性測定用信号を、ずらして、 M (Mは、 2以上の自然数)個の異なる期間で、 N回サン プリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段で得られた M個の信号のそ れぞれに対して、マルチパス特性測定用信号に応じた N次の離散フィルタ処理を行 うことにより、回線のマルチパス特性を推定するように構成することができる。
[0015] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチノ ス特性推定装置は、各チッ プの時間長が略てで、 Nチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、回線のマ ルチパス特性を推定するマルチパス特性推定装置において、
受信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然 数）回サンプリングするオーバサンプリング手段と、オーバサンプリング手段で得られ た信号を、 1ZMに間引ぐサンプリング手段と、前記サンプリング手段で得られた M 個の信号のそれぞれに対して、マルチパス特性測定用信号に応じた N次の離散フィ ルタ処理を行うことにより、回線のマルチパス特性を推定するように構成することがで きる。
[0016] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチパス特性推定装置は、前記離 散フィルタ処理は、整合フィルタ処理又は ZCZフィルタ処理であるように構成すること ができる。
[0017] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチノ ス特性推定装置は、チップ 周波数が 1Z てで、 Nチップのマルチパス特性測定用信号 S (S、 S · · · S )を受
0 1 N- 1 信して、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定装置において、受信 したマルチパス特性測定用信号を、チップ周波数の M (Mは、 2以上の自然数)倍の 周波数でサンプリングするオーバサンプリング手段と、オーバサンプリング手段で得 られた信号を、長さ Mのベクトル（1、 0、 · · ·0)を I としたとき、
Μ
[0018] [数 2]
S ® I Μ
の整合フィルタで処理するフィルタ処理手段とを有し、前記離散フィルタ手段で得ら れた信号に基づ!ヽて、回線のマルチノ ス特性を推定するように構成することができる
[0019] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチパス特性推定装置は、前記マ ルチパス特性測定用信号は、擬周期信号であるように構成することができる。
[0020] 上記目的を達成するために、本発明の受信信号補正方法は、 Νチップの既知のパ ィロット信号を受信して、受信信号の補正を行う受信信号補正方法において、受信し たパイロット信号の各チップに対して、 Μ (Μは、 2以上の自然数）回サンプリングする オーバサンプリング手順と、前記オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされ た NM個のパイロット信号に基づ!/、て、 NM個の補正係数を生成する補正係数生成 手順とを有し、前記補正係数生成手順で生成された補正係数に基づいて、受信した 信号を補正するように構成することができる。
[0021] また、上記目的を達成するために、本発明の受信方法は、予め、推定した回線のマ ルチパス特性に基づいて、各チップの時間長が略 τの Νチップの受信信号から Νチ ップの送信信号の推定を行う受信方法にぉ 、て、受信信号の各チップに対応して、 前記マルチパス特性に基づ 、て、 Ν個の連立方程式を生成する方程式生成手順と、 方程式生成手順で生成された Ν個の連立方程式を解く連立方程式解法手順と、受 信信号の各チップに対して、 Μ (Μは、 2以上の自然数）回サンプリングする受信信 号オーバサンプリング手順を有し、前記回線のマルチパス特性力 次の特性推定用 信号オーバサンプリング手順と、マルチパス特性推定手順とによって、推定され、
'各チップの時間長が略てで、 Νチップのマルチパス特性推定用信号を受信して 、受信したマルチノス特性推定用信号の各チップに対して、 Μ (Μは、 2以上の自然 数）回サンプリングする特性推定用信号オーバサンプリング手順
'前記特性推定用信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマル チパス特性推定用信号を、離散フィルタ手順で、フィルタ処理することにより、回線の マルチパス特性を推定するマルチパス特性推定手順
前記方程式生成手順は、受信信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリング された受信信号と、前記マルチパス特性推定手順で推定されたマルチパス特性とに 基づいて、 ΝΜ個の連立方程式を生成し、前記連立方程式解法手順は、前記方程 式生成手順で生成された ΝΜ個の連立方程式を解くように構成することができる。
[0022] また、上記目的を達成するために、本発明の受信方法は、予め、推定した回線のマ ルチパス特性に基づ 、て、 Νチップの受信信号力 Νチップの送信信号の推定を行 う受信方法において、前記回線のマルチパス特性が、次の特性推定用信号オーバ サンプリング手順と、マルチパス特性推定手順とによって、推定され、
'各チップの時間長が略てで、 Νチップのマルチパス特性推定用信号を受信して 、受信したマルチノス特性推定用信号の各チップに対して、 Μ (Μは、 2以上の自然 数）回サンプリングする特性推定用信号オーバサンプリング手順 '前記特性推定用信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマル チパス特性推定用信号を、離散フィルタ手順で、フィルタ処理することにより、回線の マルチパス特性を推定するマルチパス特性推定手順
Nチップの信号の全ての組合せのそれぞれに対して、前記マルチパス特性の回線 を経た信号を推定して、推定した受信信号を推定受信信号記憶手段に記憶しておき 、受信した受信信号と、前記推定受信信号記憶手段に記憶された相互相関の受信 信号とを、最小二乗法によって比較する手順と、比較の結果、最も、誤差の少ない前 記推定された受信信号を、送信信号と推定する手順とを有するように構成することが できる。
[0023] また、上記目的を達成するために、本発明の受信方法における前記離散フィルタ 手順は、整合フィルタ処理手順又は ZCZフィルタ処理手順であるように構成すること ができる。
[0024] また、上記目的を達成するために、本発明の受信信号補正装置は、 Nチップの既 知のパイロット信号を受信して、受信信号の補正を行う受信信号補正装置において、 受信したノ ィロット信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然数）回サンプリン グするオーバサンプリング手段と、前記オーバサンプリング手段でオーバサンプリン グされた NM個のパイロット信号に基づ!/、て、 NM個の補正係数を生成する補正係 数生成手段とを有し、
前記補正係数生成手段で生成された補正係数に基づ!ヽて、受信した信号を補正 するよう〖こ構成することがでさる。
[0025] また、上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、予め、推定した回線のマ ルチパス特性に基づいて、各チップの時間長が略 τの Νチップの受信信号から Νチ ップの送信信号の推定を行う受信装置において、受信信号の各チップに対応して、 前記マルチパス特性に基づ 、て、 Ν個の連立方程式を生成する方程式生成手段と、 方程式生成手段で生成された Ν個の連立方程式を解く連立方程式解法手段とを有 するよう〖こ構成することがでさる。
[0026] また、上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、受信信号の各チップに 対して、 Μ (Μは、 2以上の自然数）回サンプリングする受信信号オーバサンプリング 手段を有し、
前記回線のマルチパス特性が、次の特性推定用信号オーバサンプリング手段と、 マルチパス特性推定手段とによって、推定され、
'各チップの時間長が略てで、 Nチップのマルチパス特性推定用信号を受信して 、受信したマルチノス特性推定用信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然 数）回サンプリングする特性推定用信号オーバサンプリング手段
'前記特性推定用信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマル チパス特性推定用信号を、離散フィルタ手段で、フィルタ処理することにより、回線の マルチパス特性を推定するマルチパス特性推定手段
前記方程式生成手段は、受信信号オーバサンプリング手段でオーバサンプリング された受信信号と、前記マルチパス特性推定手段で推定されたマルチノ ス特性とに 基づいて、 NM個の連立方程式を生成し、前記連立方程式解法手段は、前記方程 式生成手段で生成された NM個の連立方程式を解くように構成することができる。
[0027] また、上記目的を達成するために、本発明の受信装置における前記離散フィルタ 手段は、整合フィルタ処理手段又は ZCZフィルタ処理手段であるように構成すること ができる。
発明の効果
[0028] 本発明によれば、広帯域のパイロット信号を用いることなぐ高精度なマルチパス特 性の推定が行えるマルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補 正方法及び装置を提供することができる。
図面の簡単な説明
[0029] [図 1]整合フィルタを説明するための図である。
[図 2]オーバサンプリングを説明するための図（その 1)である。
[図 3]マルチパス特性推定装置 (その 1)を説明するための図である。
[図 4]マルチパス特性推定装置 (その 2)を説明するための図である。
[図 5]整合フィルタの出力を説明するための図である。
[図 6]マルチパス特性推定装置 (その 3)を説明するための図である。
[図 7]マルチパス特性推定装置 (その 4)を説明するための図である。 [図 8]OFDMにおける補正を説明するための図である。
[図 9]ガードインターノ レを前に設けた場合を説明するための図である。
[図 10]ガードインターノ レを前後に設けた場合を説明するための図である。
[図 ll]OFDMにおける信号の補正係数の生成を説明するための図である。
[図 12]オーバサンプリングを説明するための図（その 2)である。
[図 13]OFDMにおける信号の補正を説明するための図である。
[図 14]受信信号の判定 (その 1)を説明するための図である。
[図 15]受信信号の判定 (その 2)を説明するための図である。
[図 16]受信信号に基づぐ連立方程式の生成を説明するための図である。
[図 17]受信信号の補正処理方法を説明するためのフローチャートである。
[図 18]RF帯でのオーバサンプリングの原理を説明するための図（その 1)である,
[図 19]RF帯でのオーバサンプリングを説明するための図（その 2)である。
[図 20]RF帯でのオーバサンプリングを説明するための図（その 3)である。
[0030] なお、上記図面における主要な符号について説明する。
[0031] 12、 22、 32、 42は、パイロット信号受信部である。
[0032] 13、 23、 33、 43は、オーバサンプリング部である。
[0033] 14、 25、 35は、整合フィルタである。
[0034] [数 3]
4 4は、 （ S ® I M ) の整合フィルタである。
[0035] 52は、 SZP変換部である。
[0036] 53は、 IDFTである。
[0037] 54は、擬周期付与部である。
[0038] 55は、変調部である。
[0039] 56、 61は、アンテナ
57は、発振器である。 [0040] 62は、復調部である。
[0041] 64は、擬周期除去部である。
[0042] 65は、信号補正部である。
[0043] 66は、 DFTである。
[0044] 67は、 PZS変換部である。
[0045] 72、 76は、判定回路である。
[0046] 74は、誤り訂正回路である。
発明を実施するための最良の形態
[0047] (パイロット信号）
先ず、マルチノス特性を含む回線の特性するためのパイロット信号を説明する。
[0048] なお、パイロット信号は、受信側で既知の信号であり、パイロット信号には、受信信 号の位相及び Z又は大きさを補正するための位相 ·振幅補正ノィロット信号と、マル チパス特性の推定用パイロット信号とがある。
[0049] 位相 ·振幅補正用パイロット信号は、送信されるデータに先だって送信され、受信 側で受信された位相 ·振幅補正用パイロット信号に基づ!ヽて、受信信号を補正する ための補正係数を作成する。
[0050] マルチパス特性の推定用パイロット信号は、データ信号とは、別の信号で、少なくと も、データ信号とは区別される信号である。パイロット信号として、自己相関が高ぐデ ータ信号等との相互相関が低い信号が用いられる。また、送信されるパイロット信号 は、受信側で既知であるので、受信側では、本来受信されるべきパイロット信号と実 際に受信されたパイロット信号とを比較することにより、マルチパス特性を推定するこ とがでさる。
[0051] また、パイロット信号は、送信側で次の態様で送信する。
(1)所定の期間、データの送信に先だって、パイロット信号のみを送信する。
(2)データを送信するとき、同時に、パイロット信号を送信する。
[0052] なお、位相 ·振幅補正パイロット信号と、マルチパス特性の推定用ノィロット信号とし て、同一のものを用いてもよい。
[0053] ここでは、パイロット信号を P (l、 -1、 1、 1)として、図 1を用いて説明する。この信号 P(l、 -1、 1、 1)から、この信号の後半の 1Z4の長さの信号を信号 Pの前に付加し、 この信号の前半の 1Z4の長さの信号を信号 Pの後に付加して、擬周期信号 A(l、 1 、 -1、 1、 1、 1)を生成する。なお、擬周期信号の具体的な生成方法については、後 述する。
[0054] 図 1の（2)、（3)に示すように、擬周期信号 Aを、（1、 -1、 1、 1)の整合フィルタに入 力すると整合フィルタから、出力（1, 2、 -1、 0、 4、 0、 1、 0、 1)が得られる。
[0055] 出力信号「0」の中に、一つのピーク値 4が出力されるので、このピーク値に基づい て、回線のマルチパス特性を知ることができる。
(オーバサンプリング）
ここでは、マルチパス特性の推定用パイロット信号を P(l、 -1、 1、 1)として、図 2を 用いて、オーバサンプリングを説明する。
[0056] 図 2(A)に示すように、信号 Pのピッチ間隔を τ (ピッチ周波数 lZ τ )としたとき、ピ ツチ周波数の 4倍の周波数（て Ζ4の間隔)で、オーバサンプリングを行う場合を考え る。
[0057] 信号 P(l、 一 1、 1、 1)のそれぞれの信号に対して、 4回のサンプリン (4倍のオーバ サンプリング）を行う。最初のサンプリングを #1とし、 2回目のサンプリングを #2とし、 3回目のサンプリングを #3とし、最後のサンプリングを #4とする。
[0058] すると、オーバサンプリングされた信号は、（「1」の#1、「1」の #2、「1」の #3、「1」 の #4、「一 1」の #1、「一 1」の #2、「一 1」の #3、「一 1」の #4)、「1」の #1、「1」の #2、「1」の #3、「1」の #4、「1」の #1、「1」の #2、「1」の #3、「1」の #4)となる。 その結果、信号 Q(l、 1、 1、 1、- 1、- 1、- 1、- 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1)となる。
[0059] なお、オーバサンプリングの周期は、同一でなくてもよ 、。例えば、各チップの時間 長が略 τで、 Νチップのマルチパス特性測定用信号に対して、各チップを Μ(Μは、 2以上の自然数）回サンプリング (Μ倍のオーバサンプリング)するようにしてもよい。 (マルチパスの測定 (その 1))
図 3を用いて、マルチパス特性の測定を説明する。マルチパス特性用パイロット信 号をアンテナ 11で受けて、パイロット信号受信部 12で受信する。ノ ィロット信号受信 部 12では、無線周波数領域の信号を、中間周波数又はベースバンドの信号に変形 する。
[0060] ここでは、パイロット信号受信部 12の出力が、パイロット信号 P (l、 -1、 1、 1)の擬周 期信号 A (l、 1、 -1、 1、 1、 1)であるとして説明する。
[0061] オーバサンプリング部 13により、擬周期信号 A (l、 1、 -1、 1、 1、 1)を。サンプリング 周波数 4Z τ (サンプリング間隔 τ Ζ4毎）で、オーバサンプリング (4倍のオーバサン プリング)すると、次の信号 Βが得られる。
[0062] 信号 Β : (1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 - 1、 - 1、 - 1、 - 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1
、 1、）
ところで、パイロット信号受信部 12で受信された擬周期信号 A (l、 1、 -1、 1、 1、 1) の直接波と、共に、 3 τ /4後に、 aの大きさの反射波がある場合のオーバサンプリング の出力信号 Cは、次のようになる。
[0063] 信号 C : (1、 1、 1、 l +a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 - l + a、 - l + a、 - l + a、 - 1— a 、 1— a、 1— a、 1— a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 &ゝ &、 a)
この信号 Cを、信号 B (l、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 -1、 -1、 -1、 -1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、）の整合フィルタ 14に入力すると、図に示すように、整合フィルタ 1 4の出力から、直接波に基づくピーク信号 D (その値 4)と、その 3 て /4後、反射波に基 づくピーク信号 R (その値 4a)を得ることが出来る。
[0064] このようにして、回線のマルチパス特性を測定することができる。
(マルチパスの測定 (その 2) )
図 4を用いて、マルチパス特性の測定を説明する。マルチパス特性用パイロット信 号をアンテナ 21で受けて、パイロット信号受信部 22で受信する。ノ ィロット信号受信 部 22では、無線周波数領域の信号を、中間周波数又はベースバンドの信号に変形 する。
[0065] ここでは、パイロット信号受信部 22の出力が、パイロット信号 P (l、 -1、 1、 1)の擬周 期信号 A (l、 1、 -1、 1、 1、 1)であるとして説明する。
[0066] オーバサンプリング部 23により、擬周期信号 A (l、 1、 -1、 1、 1、 1)を、サンプリング 周波数 4Z てで、オーバサンプリングすると、次の信号 Bが得られる。 [0067] 信号 B : (1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 - 1、 - 1、 - 1、 - 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1 、 1、）
ところで、パイロット信号受信部 12で受信された擬周期信号 A (l、 1、 -1、 1、 1、 1) の直接波と、共に、 3 τ /4後に、 aの大きさの反射波がある場合のオーバサンプリング の出力信号 Cは、次のようになる。
[0068] 信号 C : (1、 1、 1、 l +a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 - l + a、 - l + a、 - l + a、 - 1— a 、 1— a、 1— a、 1— a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 &ゝ &、 a)
信号 Cに対して、チップ周波数（1Z τ )で、 て Ζ4づっずらして、サンプリングし、サ ンプリング時点以外の信号点の値を 0とした場合の 4つの信号、 D (1)力 D (4)を次 に示す。
[0069] D (l)： (1、 0、 0、 0、 l + a、 0、 0、 0、 - l + a、 0、 0、 0、 1— a、 0、 0、 0、 l + a、 0、 0 、 0、 l + a、 0、 0、 0、 a、 0、 0)
D (2)： (0、 1、 0、 0、 0、 l + a、 0、 0、 0、 - l + a、 0、 0、 0、 1— a、 0、 0、 0、 l + a、 0 、 0、 0、 l + a、 0、 0、 0、 a、 0)
D (3)： (0、 0、 1、 0、 0、 0、 l + a、 0、 0、 0、 - l + a、 0、 0、 0、 1— a、 0、 0、 0、 1 + a 、 0、 0、 0、 1 + a, 0、 0、 0、 a)
D (4)： (0、 0、 0、 l + a、 0、 0、 0、 l + a、 0、 0、 0、 - 1— a、 0、 0、 0、 l + a、 0、 0、 0 、 1 + a, 0、 0、 0、 1 + a, 0、 0、 0)
次いで、信号 D (1)〜D (4)を、信号 E (l、 0、 0、 0、 -1、 0、 0、 0、 1、 0、 0、 0、 1、 0 、 0、 0)の整合フィルタの入力したときの、 4つの出力信号、信号 F (l)から F (4)を次 に示す。
[0070] F (l)： (1、 0、 0、 0、 2 + a、 0、 0、 0、 - l + 2a、 0、 0、 0、— a、 0、 0、 0、 4、 0、 0、 0、 4a、 0、 0、 0、 1、 0、 0、 0、 a、 0、 0、 0、 1、 0、 0、 0、 a、 0、 0)
F (2)： (0、 1、 0、 0、 0、 2 + a、 0、 0、 0、 - l + 2a、 0、 0、 0、— a、 0、 0、 0、 4、 0、 0、 0、 4a、 0、 0、 0、 1、 0、 0、 0、 a、 0、 0、 0、 1、 0、 0、 0、 a、 0)
F (3)： (0、 0、 1、 0、 0、 0、 2 + a、 0、 0、 0、 - l + 2a、 0、 0、 0、— a、 0、 0、 0、 4、 0、 0、 0、 4a、 0、 0、 0、 1、 0、 0、 0、 a、 0、 0、 0、 1、 0、 0、 0、 a) F (4)： (0、 0、 0、 l + a、 0、 0、 0、 2 + 2a, 0、 0、 0、 - 1— a、 0、 0、 0、 0、 0、 0、 0、 4 +4a、 0、 0、 0、 0、 0、 0、 0、 l + a、 0、 0、 0、 0、 0、 0、 0、 l + a、 0、 0、 0)
4つの出力信号 F (1)力も F (4)につ 、て、ピーク値近辺の出力を図 5 (A)に示す。 図 5 (A)の 4つの出力信号、信号 F (1)力も F (4)に基づ 、て、後述する (受信信号の 推定）により、受信信号を推定する。これにより、図 5 (B)の直接波が得られる。また、 直接波が判明すれが、反射波も判明し、図 5 (B)に示すように、直接波に対して、 3 τ /4ずれた振幅 aの反射波が存在していることがわかる。
[0071] なお、直感的にも、図 5 (A)の信号は、図 5 (B)に示されているように、直接波 4と反 射波 4aとが存在して 、ることが分かる。
(マルチパスの測定 (その 3) )
図 6を用いて、マルチパス特性の測定を説明する。マルチパス特性用パイロット信 号をアンテナ 31で受けて、パイロット信号受信部 32で受信する。ノ ィロット信号受信 部 32では、無線周波数領域の信号を、中間周波数又はベースバンドの信号に変形 する。
[0072] ここでは、パイロット信号受信部 32の出力が、パイロット信号 P (l、 -1、 1、 1)の擬周 期信号 A (l、 1、 -1、 1、 1、 1)であるとして説明する。
[0073] オーバサンプリング部 33により、擬周期信号 A (l、 1、 -1、 1、 1、 1)を、サンプリング 周波数 4Z τで、オーバサンプリングすると、次の信号 Βが得られる。
[0074] 信号 Β : (1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 - 1、 - 1、 - 1、 - 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1
、 1、）
ところで、パイロット信号受信部 32で受信された擬周期信号 A (l、 1、 -1、 1、 1、 1) の直接波と、共に、 3 τ /4後に、 aの大きさの反射波がある場合のオーバサンプリング の出力信号 Cは、次のようになる。
[0075] 信号 C : (1、 1、 1、 l +a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 - l + a、 - l + a、 - l + a、 - 1— a 、 1— a、 1— a、 1— a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 &ゝ &、 a)
信号 Cに対して、チップ周波数（1Z τ )で、 τ Ζ4づっずらして、サンプリングした 4 つの信号、 G (l)から G (4)を次に示す。なお、ここでは、サンプリング時点以外の信 号点は出力しないものとする。
[0076] G(l)： (1、 1+ aゝ - 1+ aゝ l—aゝ 1+ aゝ 1+ aゝ a)
G(2)： (1、 l + a、 -1 + a, 1 a、 l + a、 1 + aゝ a)
G(3)： (1、 l + a、 -1 + a, 1 a、 l + a、 1 + aゝ a)
G(4)： (1 + a, l + a、 - 1 a、 l + a、 l + a、 1 + a)
次いで、信号 G(1)〜G(4)を、信号 E(l、 -1、 1、 1)の整合フィルタの入力したとき の、 4つの出力信号、 H(l)から H (4)を次に示す。
[0077] H(l)： (1、 2 + a、 - l + 2a、 一 a、 4、 4a、 1、 a、 1、 a)
H(2)： (1、 2 + a、 - l + 2a、— a、 4、 4a、 1、 a、 1、 a)
H(3)： (1、 2 + a、 - l + 2a、— a、 4、 4a、 1、 a、 1、 a)
H(4)： (1 + a, 2 + 2a, - 1— a、 0、 4 + 4a、 0、 1 + a, 0、 1 + a, )
4つの出力信号、 H(l)から H (4)から、（その 3)と同様に、図 5(B)に示すように、 直接波に対して、 3 τ /4ずれた振幅 aの反射波が存在していることがわかる。
(マルチパスの測定 (その 4) )
図 7を用いてマルチパスの測定を説明する。図 7のマルチパス特性推定装置は、ァ ンテナ 41、 ノ ィロット信号受信部 42、オーバサンプリング部（サンプリング周波数 4Z τでサンプリング） 43及び
[0078] [数 4]
S ® I Μ
の整合フィルタ 44を有する。
[0079] パイロット信号（1、 -1、 1、 1)から生成された擬周期信号 A(l、 1、 -1、 1、 1、 1)をァ ンテナ 41で受けて、ノ ィロット信号受信部 42で受信する。さらに、オーバサンプリン グ部 43により、擬周期信号 A(l、 1、 -1、 1、 1、 1)を、サンプリング周波数 4Ζ τで、 オーバサンプリングすると、次の信号 Βが得られる。
[0080] 信号 Β: (1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 - 1、 - 1、 - 1、 - 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1 、 1、）
ところで、パイロット信号受信部 42で受信された擬周期信号 A (l、 1、 -1、 1、 1、 1) の直接波と、共に、 3 τ /4後に、 aの大きさの反射波がある場合のオーバサンプリング の出力信号 Cは、次のようになる。
[0081] 信号 C : (1、 1、 1、 l +a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 - l + a、 - l + a、 - l + a、 - 1— a 、 1— a、 1— a、 1— a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 l + a、 &ゝ &、 a)
この信号 Cに対して、
[0082] [数 5]
( S ® I M )
の整合フィルタに入力すると、その出力として、（その 2)で説明した、 4つの出力信号
F (1)〜F (4)を直接得ることができる。
[0083] (その 2)と同様に、 4つの出力信号 F (1)〜F (4)に基づ 、て、復号すると図 5 (B)と なり、直接波に対して、 3 τ /4ずれた振幅 aの反射波が存在していることがわかる。
[0084] 上述したように、受信したマルチノス特性用パイロット信号に対して、オーバサンプ リングを行うことにより、高精細なマルチノス特性 (精度は、オーバサンプリングの周 波数によって決定される。）を得ることができる。
[0085] なお、上記説明では、ベースバンド信号に対して、オーバサンプリングを行った例 で説明したが、後述するように、高周波数領域又は中間周波数領域でオーバサンプ リングを行っても、同様に実施することができる。
[0086] また、図 1、図 3、図 4、図 6及び図 7等において、整合フィルタを用いて、マルチパス 特性を測定したが、本願発明は、整合フィルタに限定されることはなぐ所定のパイ口 ット信号に対して、パルス状の大きなフィルタ出力を得られる離散フィルタであればよ い。例えば、 ZCZフィルタを用いてもよい。
(OFDMにおける信号の補正） 08 (A)は OFDMの送信装置 50で、 SZP (直列 Z並列）変換部 52、 IDFT(lnvers e Discrete Fourier Transform) 53、擬周期付与部 54、変調部 55、発振器 57及びァ ンテナ 56から構成されて 、る。
[0087] 送信データ (例えば、ディジタル情報系列）は、 S/P (直列 Z並列）変換部 52で並 列信号に変換される。並列信号に変換された信号は、 IDFT53により、逆 DFTをか ける。これにより、直交関係にある複数の個々の周波数 (この周波数を「サブキャリア」 と言う。）の振幅力 並列信号に変換された各信号に対応したものとなる。例えば、 S ZP変換部 52で、時系列データ {x} =x、 X、 · · ·χ
0 1 51…を、 52ビットずつ直列 Ζ並 列変換した場合は、 X、 X、 · ' ·χ 1S 対応する各サブキャリア (f 、 f 、…、 f )の振
0 1 51 0 1 51 幅 (係数)となった次の信号 Y
52が出力される。
T fOt , fit , , f51t ί ヽ
Υ =x e 十 x e + · · · +x e · ·•(lj
52 0 1 7
次いで、擬周期付与部 54では、ガードインターバル (サイクリック プレ（ポスト） フ イツタス） GIを挿入する。具体的には、図 9に示すように、有効シンボルの前後に、有 効シンボル (その期間をシンボル期間 STとする。 )の前半及び後半の一部をコピーし て、それを有効シンボルの後部及び前部に付加する。
[0088] また、図 10に示すように、有効シンボル STの後半の一部をコピーして、それを有効 シンボルの前に付加するものと同等である。
[0089] ガードインターバル GIが挿入された OFDM信号は、変調部 55で、発振器 57の出 力の搬送波（キャリア）を変調して、アンテナ 56から放射される。
[0090] なお、 SZP変換部 52と IDFT53の間に、マッピング部を設けて、 QAM等により、 複素平面にマッピングしてもよい。
[0091] 図 8に戻り、図 8 (B)の OFDMの受信装置 60は、アンテナ 61、復調部 62、発振器 6
3、擬周期除去部 64、同期検出 ·信号補正部 65、 DFT66及び PZS (並列 Z直列） 変換部 67から構成されて 、る。
[0092] 図 8 (B)の受信装置 60は、送信装置の逆の処理を行う。復調部 62で、発振器 63の 発振器 63の出力によって、復調を行う。擬周期除去部 64で、ガードインターバルを 除去する。
[0093] 次いで、同期検出 ·信号補正部 65で、受信した参照符号を用いて、同期信号の検 出及び受信信号の補正を行う。
[0094] 伝送制御された OFDM信号を DFT66で、 DFT演算を行 、、更に、 PZS変換部 6 7で、並列 Z直列変換を行って、受信データを出力する。
(補正係数の作成）
IEEE802. 11aでは、 52サブキャリアを有している。その内 4つのサブキャリアは、 位相回転補正に用いられており、その他の、 48サブキャリアが、データの送信に用い られる。
[0095] ここでは、オーバサンプリングを用いた OFDMにおける補正係数の作成について 図 11及び図 12を用いて説明する。
[0096] 本発明では、 IEEE802. 11aのプリアンブル部において、データが送信されるサブ キャリア 0番〜 47番に、既知の信号 (a、 a、 ···、 a )を送信する。受信側では、既
0 1 47
知の信号 (a、&、 ···、& )を受信して、補正係数を作成する。
0 1 47
[0097] 補正係数を作成するために、送信側では、図 11に示すように、既知の信号 (a、 a
0 1
、 …ゝ a )を送信する。
47
[0098] 信号 (a、 a、 ···、 & )が受信装置により受信され、かつ、オーバサンプリングされ
0 1 47
る。このとき、図 12に示すように、信号 aに対するオーバサンプリング #1の信号を a
0 0 とし、信号 aに対するオーバサンプリング # 2の信号を a とし、 · · ·信号 aに対す
-1 0 0-2 0 るオーバサンプリング # Mの信号を a とし、信号 aに対するオーバサンプリング #
0-M 1
1の信号を a とし、信号 aに対するオーバサンプリング # 2の信号を a とし、 · · · 信号 aに対するオーバサンプリング #Mの信号を a とし、 ····信号 a に対するォ
1 1-M 47 ーバサンプリング #1の信号を a とし、信号 a に対するオーバサンプリング #2の
47-1 47
信号を a とし、 ···信号 a に対するオーバサンプリング #Mの信号を a とする
47-2 47 47— M
[0099] 図 11にお 、て、送信信号 (a、 a、 · · ·、 a )に対して、
0 1 47
信号 a 、a ---a ：オーバサンプリング #1
0—1 1—1 47—1
信号 a 、a ---a ：オーバサンプリング #2 信号 a 、a - - - a ：オーバサンプリング # M
0— M 1— M 47— M
1S 受信出力となっているということは、チャネルが、オーバサンプリング毎に、仮想 的に存在しているとみることが出来る。
[0100] そこで、この仮想的なチャネル毎に、チャネルの補正係数 (受信した信号に対して、 補正のために乗ずる係数)を作成する。なお、補正は、振幅及び位相に対してなされ る。
[0101] 信号 aのオーバサンプリング # 1のチャネルの補正係数は、受信信号 a を aに補
0 0- 1 0 正するものであるから、その補正係数は、 a /a となり、
0 0—1
同様に、信号 aのオーバサンプリング # 1のチャネルの補正係数は、 a /a となり
信号 a のオーバサンプリング # 1のチャネルの補正係数は、 a /a となる。
47 47 47—1 同様に、
信号 aのオーバサンプリング # 2のチャネルの補正係数は、 a /a となり、
0 0 0—2
信号 aのオーバサンプリング # 2のチャネルの補正係数は、 a /Ά となり、 信号 a のオーバサンプリング # 2のチャネルの補正係数は、 a /a となる。
[0103]
| F3J様に、
信号 aのオーバサンプリング # Mの補正係数は、 a /a となり、
0 < 0— M
信号 aのオーバサンプリング # Mの補正係数は、 a /a となり、 信号 a のオーバサンプリング # Mの補正係数は、 a /a となる。
47 47 47— M
(補正係数による補正）
OFDMにおける補正係数の補正について図 13を用いて説明する。
[0104] 受信側に未知のデータ (b、 b、 · · ·、 b )を、送信側から送信する。受信側では、
0 1 47
この送信データ (b、 b、 · · ·、 b )を受信し、かつ、受信した信号をオーバサンプリン
0 1 47
グして、オーバサンプリング # 1の信号 b 、 b 、 · · ·、 b 、オーバサンプリング # 2の信号 b 、 b 、 · · ·、 b 、 · · ·、オーバサンプリング # Mの信号 b 、 b
0—2 1—2 47—2 0— M 1— N
、 、 b を出力する。
47— M
この受信した信号に、上記のように求めた補正係数を掛けて、受信信号を補正する
[0106] 例えば、信号 aのオーバサンプリング # 1のチャネルの補正係数は、 a /a であ
0 0 0—1 るので、受信した b 〖こ、 a /a を乗算して、補正する。
0 0-
[0107] 受信した b—には、 a , a を乗算して、補正する。
[0108]
受信した b には、 a a を乗算して、補正する。
47—1 4
[0109] 同 に、
した b には a を乗算して、補正する。
[0110] 受信した b には、 a /a を乗算して、補正する。
[0111]
受信した b には、 a a を乗算して、補正する。
[0112] 同 ¾に、
受信した b には、 a , 'a
0— Mを乗算して、補正する。
[0113] 受信した b には、 a /a を乗算して、補正する。
-M -M
[0114]
受信した b には、 a /a を乗算して、補正する。
47— M 47 47— M
[0115] これにより、 OFDMにおいて、回線における振幅 '位相の変動を補正して、正確な 受信を行うことができる。
(オーバサンプリングした受信信号の判定）
次に、信号の判定方法について、図 14及び図 15を用いて説明する。図 14及び図 15において、く x〉は、上記 (補正係数による補正）のようにして、補正された Xを表す。 また、図 14及び図 15において、くく x》は、判定した結果力 であることを表す。
[0116] つまり、図 14において、信号く b 〉、く b 〉、く b 〉は、信号 b ゝ b ゝ b 力 補正された信号であり、信号く b 〉、く b 〉、く b 〉は、信号 b 、b 、b が補
1—1 1—2 1— M 1—1 1—2 1— M 正された信号であり、信号く b 〉、く b 〉、く b 〉は、信号 b 、b 、b が
47—1 47—2 47— M 47—1 47—2 47— M 補正された信号である。
[0117] 図 14において、信号く b 〉、く b 〉、く b 〉は、送信信号 bに係る信号であり、
0—1 0—2 0— M 0
判定回路 72— 1が、正しく判定された場合は、判定回路 72— 1から、信号 bが出力
0 される。
[0118] 同様に、判定回路 72— 2が、正しく判定された場合は、判定回路 72— 2から、信号 bが出力され、 · · ·、判定回路 72— 47が、正しく判定された場合は、判定回路 72— 47から、信号 b が出力される。
47
[0119] この判定回路 72— 1〜判定回路 72— 47の判定論理は、例えば、次の論理が用い られる。
[0120] (1)平均値:判定対象の信号の平均値に基づいて判定する
(2)多数決論理:判定対象の信号に対し、多数決論理にしたがって判定する。
[0121] ここで、多数決論理の効果について説明する。補正された 3つの信号に対して、多 数決論理によって、判定する場合であって、
補正された信号が誤っている割合 Pを 0. 1とし、
補正された信号が正 、信号である割合（ 1 P)を 0. 9
とする。
[0122] 多数決論理を採用しなければ、この判定回路の誤り率は、 0. 1である。
[0123] ここで、多数決論理を採用すると、
3つの信号は、
(A)全てが正しい場合
(B)—つ誤っている場合
(C)二つ誤っている場合
(D)全てが誤っている場合
である。全ての場合は 8であって、
(A)の場合の正しく判定される割合は、（1— P) 3の 0. 729であり、
(B)の場合の正しく判定される割合は、 3 X (1— P) 2 X Pの 0. 243であり、 (C)の場合の正しく判定される割合は、 3 X ( 1— P) X P2(D0. 027であり、
(D)の場合の正しく判定される割合は、 P3であり、 0. 001のである。
[0124] してみると、多数決論理を採用すれば、この判定回路の誤り率は、上記の (A)又は
(B)の場合を採用し、上記の (A)又は（B)の場合を採用しないので、結果として。こ の半 IJ定回路の誤り率は、 0. 038 ( 1 - (0. 729 + 0. 243) )となり、誤り率力 向上す る。
[0125] なお、上記説明では、 OFDMの通信方式に対して、補正係数の生成及び補正係 数による補正を説明したが、本願発明は、 OFDMの通信方式以外の全ての通信方 式に適用可能なことは明らかである。
[0126] 図 15は、送信信号 (b、b、 - - - . b )が、誤り訂正符号の場合である。誤り訂正回
0 1 47
路 74— 1では、受信した送信信号 (b、 b、 · · ·、 b )に対するオーバサンプリング #
0 1 47
1の信号く b 〉、く b 〉、 · · ·、く b 〉が供給され、これらの信号に基づいて、誤り
0—1 1—1 47—1
訂正が行われる。
[0127] また、誤り訂正回路 74— 2では、受信した送信信号 (b、 b、…、 b )に対するォ
0 1 47
ーバサンプリング # 2の信号く b 〉、く b 〉、 · · ·、く b 〉が供給され、これらの信
0—2 1—2 47—2
号に基づいて、誤り訂正が行われる。
[0128] . . .
また、誤り訂正回路 74— Mでは、受信した送信信号 (b、 b、 · · ·、 b )に対するォ
0 1 47
ーバサンプリング # Mの信号く b 〉、く b 〉、 · · ·、く b 〉が供給され、これらの
0— M 1— M 47— M
信号に基づいて、誤り訂正が行われる。
[0129] 誤り訂正回路 72— 1〜誤り訂正回路 72— 47で誤り訂正が行われた信号に対して、 図 12と同様にして、判定回路 76で判定され、出力信号くく b》、くく b》、 · · ·、くく b
0 1 47
〉〉を得ることができる。
[0130] なお、図 15では、オーバサンプリングの #が同じ信号に対して、誤り訂正を行った 力 オーバサンプリングの #が異なる信号に対して誤り訂正を行ってもよい。
(受信信号の推定）
マルチパスを有する伝送路を介して受信した信号を推定する方法を説明する。推 定する方法には、連立方程式を解く方法と最小二乗法による方法とがある。 [0131] 先ず、連立方程式を解くことによる受信信号の推定を説明する。
[0132] 信号 A (a、 a、 a、 · · ·、 a )から、 16ピッチ分のガードインターバルが前部に有す
0 1 2 63
る擬周期信号 T (a 、 ···、& a、a、&、 ···、 & )を生成し、この擬周期信号を受信
48 63 0 1 2 63
するシステムを例に、マルチパスが無いときに、受信されるべき受信信号の推定を説 明する。
[0133] 送信側で、信号 T(a 、 ···、& 、a、a、a、 ···、& )を送信したとき、受信側にお
48 63 0 1 2 63
けるマルチパスが無いときの受信信号 R(b , ---.b 、b、b、b、 、b )のうち
48 63 0 1 2 63 の、有効シンボル (b、 b、 b、 · · ·、 b )を推定する方法を説明する。なお、ここでは
0 1 2 63
、各チップの時間長が τであるとする。
[0134] 先ず、別途、マルチパス特性を推定する。その結果、直接波に対して、時間て後に cの大きさのマルチパス力 更に、時間 2 τ後に cの大きさのマルチパスが発生して
1 2
いるとする。
[0135] この場合の受信信号 Q(q、 q、 q、 ···、 q )
0 1 2 63 は、図 16に示すように、直接波（ 図 16 (a) )とマルチパス波（図 16(b)と図 16(c))の和で示される。
[0136] したがって、
q =b - c b +c b
0 0 1 63 2
q =b - c b +c b
1 0 2 6
q =b - c b +c b
2 2
q =b +c b +c b
63 63 1 62 2 61
となる。したがって、（b、 b、 b、 · · ·、 b )は、未知である力 c、 c及び（q、 q、 q
0 1 2 63 1 2 0 1
、 ···、 q )が既知であるので、この 64個の連立方程式を解くことによって、 64個の
2 63
受信信号 (b、 b、 b、 · · ·、 b )を推定することができる。
0 1 2 63
[0137] これを一般ィ匕して、受信信号の各チップに対応して、マルチノ ス特性に基づいて、 連立方程式を生成し、
この連立方程式を解くことにより、マルチパスが無いときに、受信されるべき受信信 号を推定することができる。 [0138] なお、マルチパスが無いときに、受信されるべき受信信号は、送信信号とも言うこと ができるので、受信されるべき受信信号の推定を行うことは、送信信号の推定を行う ことでちある。
[0139] 次に、最小二乗法による受信信号の推定について、説明する。
[0140] 送信された Nチップの信号の全ての組合せのそれぞれに対して、マルチパス特性 の回線を経た受信信号を推定して、推定した受信信号を推定受信信号記憶手段に 記憶しておき、実際に受信した受信信号と、前記推定受信信号記憶手段に記憶され た推定受信信号とを、最小二乗法によって比較して、比較の結果、最も、誤差の少な い前記推定された受信信号を、送信信号と推定する。
(受信信号の推定の変形例）
上記「オーバサンプリングによるマルチノス特性推定方法」により高精度に求めた、 マルチパス特性を用いて、同様に、連立方程式を解いて、オーバサンプリングした 6 4個の受信信号 (b、 b、 b、 · · ·、 b )を推定することができる。
0 1 2 63
[0141] マルチパス特性力 M倍のオーバサンプリングにより、推定されている場合は、 64 個の受信信号 (b、 b、 b、 · · ·、 b )についても、 M倍のオーバサンプリングを行う。
0 1 2 63
[0142] これにより、（受信信号の推定）と同様にして、 64 X M個の連立方程式が生成され る。この 64 X M個の連立方程式を解くことによって、オーバサンプリングされた 64 X M個の受信信号 (b、 b、 b、 · · ·、 b )を推定することができる。
0 1 2 63
(受信信号の補正方法）
受信信号の補正方法について、図 17を用いて説明する。
[0143] 先ず、パイロット信号を受信する（S10)、次いで、受信したパイロット信号をオーバ サンプリングする（Sl l)。ノ ィロット信号は既知であるので、実際に受信した値と、本 来受信すべき値とに基づいて、補正係数を生成する（S 12)。生成した補正係数を、 記憶する（S 13)。
[0144] このように準備をした後に、実際のデータを受信する（S14)。次いで、受信したデ ータをオーバサンプリングする（S15)。次いで、オーバサンプリングした個々の受信 データに対して、ステップ 13で記憶した補正係数を乗算することにより、受信信号の 補正を行う（S 16)。 (RF帯におけるオーバサンプリング）
図 18及び図 19を用いて、 RF(Radio Frequency)帯におけるオーバサンプリングを 説明する。
[0145] 図 18は、 RF帯におけるオーバサンプリングの原理図である。図 18に、二つの正弦 波形を示す。一方は、本来の搬送波（キャリア)であり、 yで示されている。他方は、受 信した搬送波であり、回線の特性の影響を受けたものであり。 y
2で示されている。
[0146] 受信した搬送波 yと、本来の搬送波 yの位相差を Θとし、搬送波の角周波数を ω とし、受信した搬送波 yの振幅を Aとすれば、受信した搬送波 yは、
2 0 2
y =A Sin(c t+ Θ) …ひ）
2 0 0
となる。
[0147] ここで、受信した搬送波 yに関して 0 の時点と、 θ +πΖ2の時点でサンプリング
2 0 0
し、その値を a及び aとすると、
1 2
a = A Sin θ ··· (2)
1 0 0
a =Α Sin( θ +π/2) · · · (3)
2 0 0
=Α Cos θ (4)
0 0
したがって、式（2)及び式 (4)から、 Θ は、
0
Θ =tan_1(al/a2) · · · (5)
0
として求められる。
[0148] このとき、受信した搬送波 yの
2 振幅を A
0は、
A =a /Sin0 …（6)
0 1 0
として求められる。
[0149] ところで、上記二つのサンプル点は、原点からすると 0 + 0 の時点 tと、 0 + 0 +
0 1 0 πΖ2の時点 tである。
2
[0150] したがって
t = θ + Θ •(7)
1 0
t =t + π/2 (8)
θ + θ +π/2 •••(9)
ο
である。二つのサンプル点 t及び tは既知（受信した信号に対して、点 t及び tで サンプリングして、その値を得ることができる。）であるので、受信した搬送波 yと、本
2 来の搬送波 yの位相差を Θは、
Θ =t - θ · ' · (10)
1 0
として求まる。
[0151] なお、受信した搬送波 yの振幅を Aは式（6)から求められる。
2 0
[0152] このようにして、受信した搬送波 yと、本来の搬送波 yの位相差を Θ及び受信した
2 1
搬送波 yの振幅を Aを求めることができる。
2 0
[0153] 図 19は、信号（1、 1、 1、 -1)力 平衡変調 (BM変調は、 2値の位相変調でもある。 ) された場合の図である。
[0154] 図 18 (A)に、信号（1、 1、 1、 - 1)を示し、図 18 (B)にその被変調波を示す。
[0155] 図 18 (B)の場合であれば、最初の「1」の 4つのサンプル点からは、受信した搬送波 y
2と、本来の搬送波 y
1の位相差を 0は、「ゼロ」、「ゼロ」、「ゼロ」、「ゼロ」となり、 4つ 目の信号「一 1」の 4つのサンプル点からは、受信した搬送波 yと、本来の搬送波 y
2 1 の位相差を 0は、「 π」、「 π」、「 π」、「 π」が出力される。その結果、同相成分出力（ I)及び直交成分出力（Q)は、図 19の (D)及び (Ε)の出力が得られる。
[0156] なお、一般的に、多値変調の場合（16Q AM等）は、送信側から送信される被変調 波 y
0は、次の式で示すことができる。
[0157] y =d r ej (, 0 + d r ej (! 1 · ' · (11)
0 0 0 1 1
なお、 d及び dが信号であり、「一 1」又は「1」の場合が、 QPSKである。
0 1
[0158] 図 18及び図 19の説明は、式（11)において、 y =d r ej 0 Gの場合（また、 BPSKの
0 0 0
場合であるので、 Q相の出力は 0であった。）であって、受信側で、本来の搬送波を知 つて 、る条件の場合であった。
[0159] し力しながら、実際には、 16QAM等の多値変調の場合は、受信される被変調波 y
0 は式（11)に示されるものである。
[0160] この場合、時点 tでのサンプリングの値が rcos Θであったとする。
[0161] その実数部が rcos Θを取る場合は、図 20において、点 A又は点 Cの場合である。
そこで、時点 tから 90° 後の時点 tでのサンプリングを行う。その時点の実数部の値
1 2
が- rcos Θであれば、時点 tでのサンプリングは、点 Aで行われたことが分かり、その 時点の実数部の値が rsin 0であれば、時点 tでのサンプリングは、点 Cで行われたこ とが分かる。
[0162] したがって、時点 tでのサンプリングの値と、時点 tから 90° 後の時点 tでのサンプ
1 1 2 リングの値とにより、 4相位相変調の場合の時点 tでの実数部と虚数部の値が求まる ので、送信された I相信号及び Q相信号を受信することができる。
[0163] つまり、図 20において、点 Aであれば、 I相信号は、「rcos Θ」であり、 Q相信号は、「 — rcos Θ」である。
[0164] 本発明は、具体的に開示された実施例に限定されるものではなぐ特許請求した本 発明の範囲力 逸脱することなぐ種々の変形例や実施例が考えられる。そのため、 上述の実施例は、あらゆる点で単なる例示に過ぎず限定的に解釈してはならな 、。 本発明の範囲は請求の範囲によって示すものであり、明細書の本文にはなんら拘束 されない。
[0165] 本件国際出願は、 2006年 6月 1日に出願した日本国特許出願 2006— 15430号、 2006年 6月 30曰〖こ出願した曰本国特許出願 2006— 181372号及び 2007年 2月 2 7日に出願した日本国特許出願 2007— 047576号に基づく優先権を主張するもの であり、日本国特許出願日本国特許出願 2006— 15430号、 日本国特許出願 2006 181372号及び日本国特許出願 2007— 047576号の全内容を本国際出願に援 用する。

Claims

請求の範囲
[1] 各チップの時間長が略 τで、 Νチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、 回線のマルチノ ス特性を推定するマルチノ ス特性推定方法において、
受信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、 Μ (Μは、 2以上の自然 数）回サンプリングするオーバサンプリング手順と、
ΝΜ次のフィルタによって、離散フィルタ処理を行う離散フィルタ手順とを有し、 前記オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマルチパス特性測定用 信号を、前記離散フィルタ手順で、フィルタ処理することにより、回線のマルチパス特 性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定方法。
[2] 各チップの時間長が略 τで、 Νチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、 回線のマルチノ ス特性を推定するマルチノ ス特性推定方法において、
受信したマルチノス特性測定用信号を、ずらして、 Μ (Μは、 2以上の自然数)個の 異なる期間で、 Ν回サンプリングするサンプリング手順と、
前記サンプリング手順で得られた Μ個の信号のそれぞれに対して、マルチパス特 性測定用信号に応じた Ν次の離散フィルタ処理を行うことにより、回線のマルチパス 特性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定方法。
[3] 各チップの時間長が略 τで、 Νチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、 回線のマルチノ ス特性を推定するマルチノ ス特性推定方法において、
受信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、 Μ (Μは、 2以上の自然 数）回サンプリングするオーバサンプリング手順と、
前記オーバサンプリング手順で得られた信号を、 1ZMに間引ぐサンプリング手順 と、
前記サンプリング手順で得られた Μ個の信号のそれぞれに対して、マルチパス特 性測定用信号に応じた Ν次の離散フィルタ処理を行うことにより、回線のマルチパス 特性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定方法。
[4] 前記離散フィルタ処理は、整合フィルタ処理又は ZCZフィルタ処理であることを特 徴とする請求項 1な 、し 3 、ずれか一項に記載のマルチパス特性推定方法。
[5] 各チップの時間長が略てで、 Νチップのマルチパス特性測定用信号 S (S、 S · · · s )を受信して、回線のマルチノ ス特性を推定するマルチノ ス特性推定方法にお
N- 1
いて、
受信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然 数）回サンプリングするオーバサンプリング手順と、
前記オーバサンプリング手順で得られた信号を、長さ Mのベクトル（1、 0、 · · ·0)を I としたとき、
Μ
[数 6]
( S ® I Μ )
の整合フィルタで処理するフィルタ処理手順とを有し、
前記離散フィルタ手順で得られた信号に基づ!/、て、回線のマルチパス特性を推定 することを特徴とするマルチパス特性推定方法。
[数 7]
なお、 ®は、 クロネッカ積である。
[6] 前記マルチパス特性測定用信号は、擬周期信号であることを特徴とする請求項 1な
V、し 5 、ずれか一項に記載のマルチパス特性推定方法。
[7] 各チップの時間長が略 τで、 Νチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、 回線のマルチノ ス特性を推定するマルチノ ス特性推定装置において、
受信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、 Μ (Μは、 2以上の自然 数）回サンプリングするオーバサンプリング手段と、
ΝΜ次のフィルタによって、フィルタ処理を行う離散フィルタ手段とを有し、 前記オーバサンプリング手段でオーバサンプリングされたマルチパス特性測定用 信号を、前記フィルタ手段で、離散フィルタ処理することにより、回線のマルチパス特 性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定装置。
[8] 各チップの時間長が略 τで、 Νチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、 回線のマルチノ ス特性を推定するマルチノ ス特性推定装置において、
受信したマルチノス特性測定用信号を、ずらして、 Μ (Μは、 2以上の自然数)個の 異なる期間で、 Ν回サンプリングするサンプリング手段と、
前記サンプリング手段で得られた Μ個の信号のそれぞれに対して、マルチパス特 性測定用信号に応じた Ν次の離散フィルタ処理を行うことにより、回線のマルチパス 特性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定装置。
[9] 各チップの時間長が略 τで、 Νチップのマルチパス特性測定用信号を受信して、 回線のマルチノ ス特性を推定するマルチノ ス特性推定装置において、
受信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、 Μ (Μは、 2以上の自然 数）回サンプリングするオーバサンプリング手段と、
オーバサンプリング手段で得られた信号を、 1ZMに間引ぐサンプリング手段と、 前記サンプリング手段で得られた Μ個の信号のそれぞれに対して、マルチパス特 性測定用信号に応じた Ν次の離散フィルタ処理を行うことにより、回線のマルチパス 特性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定装置。
[10] 前記離散フィルタ処理は、整合フィルタ処理又は ZCZフィルタ処理であることを特 徴とする請求項 7な 、し 9 、ずれか一項に記載のマルチパス特性推定装置。
[11] チップ周波数が 1Zてで、 Νチップのマルチパス特性測定用信号 S (S、 S · · ' S
0 1 Ν-
)を受信して、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定装置において 受信したマルチノ ス特性測定用信号を、チップ周波数の Μ (Μは、 2以上の自然数 )倍の周波数でサンプリングするオーバサンプリング手段と、
オーバサンプリング手段で得られた信号を、長さ Μのベクトル（1、 0、 · · ·0)を I とし
Μ
たとき、
[数 8] C S ® I M )
の整合フィルタで処理するフィルタ処理手段とを有し、
前記離散フィルタ手段で得られた信号に基づ ヽて、回線のマルチパス特性を推定 することを特徴とするマルチパス特性推定装置。
[数 9]
なお、 ®は、 クロネッカ積である。
[12] 前記マルチパス特性測定用信号は、擬周期信号であることを特徴とする請求項 6な
V、し 1 IV、ずれか一項に記載のマルチパス特性推定装置。
[13] 各チップの時間長が略てで、 Nチップの信号の処理回路において、
各チップの信号に対して、 M (Mは、 2以上の自然数）回サンプリングするオーバサ ンプリング手 j噴と、
各チップに対するオーバサンプリングの時点を同じくする信号を集約する集約手順 と、
前記集約手順で集約された信号を処理する処理手順とを有する信号処理回路。
[14] Nチップの既知のパイロット信号を受信して、受信信号の補正を行う受信信号補正 方法において、
受信したパイロット信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然数）回サンプリ ングするオーバサンプリング手順と、
前記オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされた NM個のパイロット信号に 基づ 、て、 NM個の補正係数を生成する補正係数生成手順とを有し、
前記補正係数生成手順で生成された補正係数に基づ ヽて、受信した信号を補正 することを特徴とする受信信号補正方法。
[15] 予め、推定した回線のマルチパス特性に基づいて、各チップの時間長が略ての N チップの受信信号力 Nチップの送信信号の推定を行う受信方法において、 受信信号の各チップに対応して、前記マルチパス特性に基づいて、 N個の連立方 程式を生成する方程式生成手順と、
方程式生成手順で生成された N個の連立方程式を解く連立方程式解法手順と、 受信信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然数）回サンプリングする受信 信号オーバサンプリング手順を有し、
前記回線のマルチパス特性は、次の特性推定用信号オーバサンプリング手順と、 マルチパス特性推定手順とによって、推定され、
'各チップの時間長が略てで、 Nチップのマルチパス特性推定用信号を受信して 、受信したマルチノス特性推定用信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然 数）回サンプリングする特性推定用信号オーバサンプリング手順
'前記特性推定用信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマル チパス特性推定用信号を、離散フィルタ手順で、フィルタ処理することにより、回線の マルチパス特性を推定するマルチパス特性推定手順
前記方程式生成手順は、受信信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリング された受信信号と、前記マルチパス特性推定手順で推定されたマルチパス特性とに 基づいて、 NM個の連立方程式を生成し、
前記連立方程式解法手順は、前記方程式生成手順で生成された NM個の連立方 程式を解くことを特徴とする受信方法。
[16] 予め、推定した回線のマルチパス特性に基づ 、て、 Nチップの受信信号力 Nチッ プの送信信号の推定を行う受信方法にぉ 、て、
前記回線のマルチパス特性が、次の特性推定用信号オーバサンプリング手順と、 マルチパス特性推定手順とによって、推定され、
'各チップの時間長が略てで、 Nチップのマルチパス特性推定用信号を受信して 、受信したマルチノス特性推定用信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然 数）回サンプリングする特性推定用信号オーバサンプリング手順
'前記特性推定用信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマル チパス特性推定用信号を、離散フィルタ手順で、フィルタ処理することにより、回線の マルチパス特性を推定するマルチパス特性推定手順
Nチップの信号の全ての組合せのそれぞれに対して、前記マルチパス特性の回線 を経た信号を推定して、推定した受信信号を推定受信信号記憶手段に記憶しておき 受信した受信信号と、前記推定受信信号記憶手段に記憶された相互相関の受信 信号とを、最小二乗法によって比較する手順と、
比較の結果、最も、誤差の少ない前記推定された受信信号を、送信信号と推定す る手順とを有し、
ことを特徴とする受信方法。
[17] 前記離散フィルタ手順は、整合フィルタ処理手順又は ZCZフィルタ処理手順である ことを特徴とする請求項 16記載の受信方法。
[18] Nチップの既知のパイロット信号を受信して、受信信号の補正を行う受信信号補正 装置において、
受信したパイロット信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然数）回サンプリ ングするオーバサンプリング手段と、
前記オーバサンプリング手段でオーバサンプリングされた NM個のパイロット信号に 基づ 、て、 NM個の補正係数を生成する補正係数生成手段とを有し、
前記補正係数生成手段で生成された補正係数に基づ!ヽて、受信した信号を補正 することを特徴とする受信信号補正装置。
[19] 予め、推定した回線のマルチパス特性に基づいて、各チップの時間長が略ての N チップの受信信号力 Nチップの送信信号の推定を行う受信装置において、 受信信号の各チップに対応して、前記マルチパス特性に基づいて、 N個の連立方 程式を生成する方程式生成手段と、
方程式生成手段で生成された N個の連立方程式を解く連立方程式解法手段とを 有することを特徴とする受信装置。
[20] 受信信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然数）回サンプリングする受信 信号オーバサンプリング手段を有し、 前記回線のマルチパス特性が、次の特性推定用信号オーバサンプリング手段と、 マルチパス特性推定手段とによって、推定され、
'各チップの時間長が略てで、 Nチップのマルチパス特性推定用信号を受信して 、受信したマルチノス特性推定用信号の各チップに対して、 M (Mは、 2以上の自然 数）回サンプリングする特性推定用信号オーバサンプリング手段
'前記特性推定用信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマル チパス特性推定用信号を、離散フィルタ手段で、フィルタ処理することにより、回線の マルチパス特性を推定するマルチパス特性推定手段
前記方程式生成手段は、受信信号オーバサンプリング手段でオーバサンプリング された受信信号と、前記マルチパス特性推定手段で推定されたマルチノ ス特性とに 基づいて、 NM個の連立方程式を生成し、
前記連立方程式解法手段は、前記方程式生成手段で生成された NM個の連立方 程式を解くことを特徴とする請求項 6記載の受信装置。
前記離散フィルタ手段は、整合フィルタ処理手段又は ZCZフィルタ処理手段である ことを特徴とする請求項 20記載の受信装置。
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