JP5261173B2 - マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置 - Google Patents

マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置 Download PDF

Info

Publication number
JP5261173B2
JP5261173B2 JP2008517949A JP2008517949A JP5261173B2 JP 5261173 B2 JP5261173 B2 JP 5261173B2 JP 2008517949 A JP2008517949 A JP 2008517949A JP 2008517949 A JP2008517949 A JP 2008517949A JP 5261173 B2 JP5261173 B2 JP 5261173B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
multipath characteristic
chip
multipath
procedure
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2008517949A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2007139119A1 (ja
Inventor
直樹 末広
Original Assignee
直樹 末広
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 直樹 末広 filed Critical 直樹 末広
Priority to JP2008517949A priority Critical patent/JP5261173B2/ja
Publication of JPWO2007139119A1 publication Critical patent/JPWO2007139119A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5261173B2 publication Critical patent/JP5261173B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)

Description

本発明は、マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置に係り、特に、オーバサンプリングを用いたマルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置に関する。
無線通信において、外来雑音、自己マルチパス干渉及びチャネル間干渉が通信の品質に大きく影響する。
そこで、マルチパス特性を含む回線の特性を推定して、推定（又は推定）された回線の特性に応じて、受信信号の補正を行う必要がある。
しかしながら、マルチパス特性を含む回線の特性を正確に推定するには、広帯域のパイロット信号を用いる必要があった。このように、広帯域のパイロット信号を用いると、装置が複雑となり、コストがかかるという問題がある。
本発明は、上記問題に鑑みなされたものであり、広帯域のパイロット信号を用いることなく、回線の特性を正確に推定した受信信号補正方法、受信方法、受信信号補正装置及び受信装置を提供することを目的とするものである。
また、上記目的を達成するために、本発明のマルチパス特性推定方法は、各チップの時間長が略τで、Ｎチップのマルチパス特性測定用信号Ｓ（Ｓ０、Ｓ１・・・ＳＮ−１）を受信して、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定方法において、受信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングするオーバサンプリング手順と、前記オーバサンプリング手順で得られた信号を、長さＭのベクトル（１、０、・・・０）をＩＭとしたとき、

の整合フィルタで処理するフィルタ処理手順とを有し、前記離散フィルタ手順で得られた信号に基づいて、回線のマルチパス特性を推定するように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明のマルチパス特性推定方法は、前記マルチパス特性測定用信号は、擬周期信号であるように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明のマルチパス特性推定装置は、チップ周波数が１／τで、Ｎチップのマルチパス特性測定用信号Ｓ（Ｓ０、Ｓ１・・・ＳＮ−１）を受信して、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定装置において、受信したマルチパス特性測定用信号を、チップ周波数のＭ（Ｍは、２以上の自然数）倍の周波数でサンプリングするオーバサンプリング手段と、オーバサンプリング手段で得られた信号を、長さＭのベクトル（１、０、・・・０）をＩＭとしたとき、

の整合フィルタで処理するフィルタ処理手段とを有し、前記離散フィルタ手段で得られた信号に基づいて、回線のマルチパス特性を推定するように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明のマルチパス特性推定装置は、前記マルチパス特性測定用信号は、擬周期信号であるように構成することができる。
上記目的を達成するために、本発明の受信信号補正方法は、Ｎチップの既知のパイロット信号を受信して、受信信号の補正を行う受信信号補正方法において、受信したパイロット信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングするオーバサンプリング手順と、前記オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたＮＭ個のパイロット信号に基づいて、ＮＭ個の補正係数を生成する補正係数生成手順とを有し、前記補正係数生成手順で生成された補正係数に基づいて、受信した信号を補正するように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の受信方法は、予め、推定した回線のマルチパス特性に基づいて、各チップの時間長が略τのＮチップの受信信号からＮチップの送信信号の推定を行う受信方法において、受信信号の各チップに対応して、前記マルチパス特性に基づいて、Ｎ個の連立方程式を生成する方程式生成手順と、方程式生成手順で生成されたＮ個の連立方程式を解く連立方程式解法手順と、受信信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングする受信信号オーバサンプリング手順を有し、前記回線のマルチパス特性が、次の特性推定用信号オーバサンプリング手順と、マルチパス特性推定手順とによって、推定され、
・各チップの時間長が略τで、Ｎチップのマルチパス特性推定用信号を受信して、受信したマルチパス特性推定用信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングする特性推定用信号オーバサンプリング手順
・前記特性推定用信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマルチパス特性推定用信号を、離散フィルタ手順で、フィルタ処理することにより、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定手順
前記方程式生成手順は、受信信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされた受信信号と、前記マルチパス特性推定手順で推定されたマルチパス特性とに基づいて、ＮＭ個の連立方程式を生成し、前記連立方程式解法手順は、前記方程式生成手順で生成されたＮＭ個の連立方程式を解くように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の受信方法は、予め、推定した回線のマルチパス特性に基づいて、Ｎチップの受信信号からＮチップの送信信号の推定を行う受信方法において、前記回線のマルチパス特性が、次の特性推定用信号オーバサンプリング手順と、マルチパス特性推定手順とによって、推定され、
・各チップの時間長が略τで、Ｎチップのマルチパス特性推定用信号を受信して、受信したマルチパス特性推定用信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングする特性推定用信号オーバサンプリング手順
・前記特性推定用信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマルチパス特性推定用信号を、離散フィルタ手順で、フィルタ処理することにより、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定手順
Ｎチップの信号の全ての組合せのそれぞれに対して、前記マルチパス特性の回線を経た信号を推定して、推定した受信信号を推定受信信号記憶手段に記憶しておき、受信した受信信号と、前記推定受信信号記憶手段に記憶された相互相関の受信信号とを、最小二乗法によって比較する手順と、比較の結果、最も、誤差の少ない前記推定された受信信号を、送信信号と推定する手順とを有するように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の受信方法における前記離散フィルタ手順は、整合フィルタ処理手順又はＺＣＺフィルタ処理手順であるように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の受信信号補正装置は、Ｎチップの既知のパイロット信号を受信して、受信信号の補正を行う受信信号補正装置において、受信したパイロット信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングするオーバサンプリング手段と、前記オーバサンプリング手段でオーバサンプリングされたＮＭ個のパイロット信号に基づいて、ＮＭ個の補正係数を生成する補正係数生成手段とを有し、
前記補正係数生成手段で生成された補正係数に基づいて、受信した信号を補正するように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、予め、推定した回線のマルチパス特性に基づいて、各チップの時間長が略τのＮチップの受信信号からＮチップの送信信号の推定を行う受信装置において、受信信号の各チップに対応して、前記マルチパス特性に基づいて、Ｎ個の連立方程式を生成する方程式生成手段と、方程式生成手段で生成されたＮ個の連立方程式を解く連立方程式解法手段とを有するように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、受信信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングする受信信号オーバサンプリング手段を有し、
前記回線のマルチパス特性が、次の特性推定用信号オーバサンプリング手段と、マルチパス特性推定手段とによって、推定され、
・各チップの時間長が略τで、Ｎチップのマルチパス特性推定用信号を受信して、受信したマルチパス特性推定用信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングする特性推定用信号オーバサンプリング手段
・前記特性推定用信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマルチパス特性推定用信号を、離散フィルタ手段で、フィルタ処理することにより、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定手段
前記方程式生成手段は、受信信号オーバサンプリング手段でオーバサンプリングされた受信信号と、前記マルチパス特性推定手段で推定されたマルチパス特性とに基づいて、ＮＭ個の連立方程式を生成し、前記連立方程式解法手段は、前記方程式生成手段で生成されたＮＭ個の連立方程式を解くように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の受信装置における前記離散フィルタ手段は、整合フィルタ処理手段又はＺＣＺフィルタ処理手段であるように構成することができる。
本発明によれば、広帯域のパイロット信号を用いることなく、高精度なマルチパス特性の推定が行えるマルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置を提供することができる。
整合フィルタを説明するための図である。 オーバサンプリングを説明するための図（その１）である。 マルチパス特性推定装置（その１）を説明するための図である。 マルチパス特性推定装置（その２）を説明するための図である。 整合フィルタの出力を説明するための図である。 マルチパス特性推定装置（その３）を説明するための図である。 マルチパス特性推定装置（その４）を説明するための図である。 ＯＦＤＭにおける補正を説明するための図である。 ガードインターバルを前に設けた場合を説明するための図である。 ガードインターバルを前後に設けた場合を説明するための図である。 ＯＦＤＭにおける信号の補正係数の生成を説明するための図である。 オーバサンプリングを説明するための図（その２）である。 ＯＦＤＭにおける信号の補正を説明するための図である。 受信信号の判定（その１）を説明するための図である。 受信信号の判定（その２）を説明するための図である。 受信信号に基づく、連立方程式の生成を説明するための図である。 受信信号の補正処理方法を説明するためのフローチャートである。 ＲＦ帯でのオーバサンプリングの原理を説明するための図（その１）である。 ＲＦ帯でのオーバサンプリングを説明するための図（その２）である。 ＲＦ帯でのオーバサンプリングを説明するための図（その３）である。
なお、上記図面における主要な符号について説明する。
１２、２２、３２、４２は、パイロット信号受信部である。
１３、２３、３３、４３は、オーバサンプリング部である。
１４、２５、３５は、整合フィルタである。
５２は、Ｓ／Ｐ変換部である。
５３は、ＩＤＦＴである。
５４は、擬周期付与部である。
５５は、変調部である。
５６、６１は、アンテナ
５７は、発振器である。
６２は、復調部である。
６４は、擬周期除去部である。
６５は、信号補正部である。
６６は、ＤＦＴである。
６７は、Ｐ／Ｓ変換部である。
７２、７６は、判定回路である。
７４は、誤り訂正回路である。
（パイロット信号）
先ず、マルチパス特性を含む回線の特性するためのパイロット信号を説明する。
なお、パイロット信号は、受信側で既知の信号であり、パイロット信号には、受信信号の位相及び／又は大きさを補正するための位相・振幅補正パイロット信号と、マルチパス特性の推定用パイロット信号とがある。
位相・振幅補正用パイロット信号は、送信されるデータに先だって送信され、受信側で受信された位相・振幅補正用パイロット信号に基づいて、受信信号を補正するための補正係数を作成する。
マルチパス特性の推定用パイロット信号は、データ信号とは、別の信号で、少なくとも、データ信号とは区別される信号である。パイロット信号として、自己相関が高く、データ信号等との相互相関が低い信号が用いられる。また、送信されるパイロット信号は、受信側で既知であるので、受信側では、本来受信されるべきパイロット信号と実際に受信されたパイロット信号とを比較することにより、マルチパス特性を推定することができる。
また、パイロット信号は、送信側で次の態様で送信する。
（１）所定の期間、データの送信に先だって、パイロット信号のみを送信する。
（２）データを送信するとき、同時に、パイロット信号を送信する。
なお、位相・振幅補正パイロット信号と、マルチパス特性の推定用パイロット信号として、同一のものを用いてもよい。
ここでは、パイロット信号をＰ（１、-1、１、１）として、図１を用いて説明する。この信号Ｐ（１、-1、１、１）から、この信号の後半の１／４の長さの信号を信号Ｐの前に付加し、この信号の前半の１／４の長さの信号を信号Ｐの後に付加して、擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）を生成する。なお、擬周期信号の具体的な生成方法については、後述する。
図１の（２）、（３）に示すように、擬周期信号Ａを、（１、-1、１、１）の整合フィルタに入力すると整合フィルタから、出力（１，２、-1、０、４、０、１、０、１）が得られる。
出力信号「０」の中に、一つのピーク値４が出力されるので、このピーク値に基づいて、回線のマルチパス特性を知ることができる。
（オーバサンプリング）
ここでは、マルチパス特性の推定用パイロット信号をＰ（１、-1、１、１）として、図２を用いて、オーバサンプリングを説明する。
図２（Ａ）に示すように、信号Ｐのピッチ間隔をτ（ピッチ周波数１／τ）としたとき、ピッチ周波数の４倍の周波数（τ／４の間隔）で、オーバサンプリングを行う場合を考える。
信号Ｐ（１、−１、１、１）のそれぞれの信号に対して、４回のサンプリン（４倍のオーバサンプリング）を行う。最初のサンプリングを＃１とし、２回目のサンプリングを＃２とし、３回目のサンプリングを＃３とし、最後のサンプリングを＃４とする。
すると、オーバサンプリングされた信号は、（「１」の＃１、「１」の＃２、「１」の＃３、「１」の＃４、「−１」の＃１、「−１」の＃２、「−１」の＃３、「−１」の＃４）、「１」の＃１、「１」の＃２、「１」の＃３、「１」の＃４、「１」の＃１、「１」の＃２、「１」の＃３、「１」の＃４）となる。その結果、信号Ｑ（１、１、１、１、-1、-1、-1、-1、１、１、１、１、１、１、１、１）となる。
なお、オーバサンプリングの周期は、同一でなくてもよい。例えば、各チップの時間長が略τで、Ｎチップのマルチパス特性測定用信号に対して、各チップをＭ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリング（Ｍ倍のオーバサンプリング）するようにしてもよい。
（マルチパスの測定（その１））
図３を用いて、マルチパス特性の測定を説明する。マルチパス特性用パイロット信号をアンテナ１１で受けて、パイロット信号受信部１２で受信する。パイロット信号受信部１２では、無線周波数領域の信号を、中間周波数又はベースバンドの信号に変形する。
ここでは、パイロット信号受信部１２の出力が、パイロット信号Ｐ（１、-1、１、１）の擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）であるとして説明する。
オーバサンプリング部１３により、擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）を。サンプリング周波数４／τ（サンプリング間隔τ／４毎）で、オーバサンプリング（４倍のオーバサンプリング）すると、次の信号Ｂが得られる。
信号Ｂ：（１、１、１、１、１、１、１、１、-1、-1、-1、-1、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、）
ところで、パイロット信号受信部１２で受信された擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）の直接波と、共に、３τ/4後に、ａの大きさの反射波がある場合のオーバサンプリングの出力信号Ｃは、次のようになる。
信号Ｃ：（１、１、１、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、-1＋ａ、-1＋ａ、-1＋ａ、-1−ａ、１−ａ、１−ａ、１−ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、ａ、ａ、ａ）
この信号Ｃを、信号Ｂ（１、１、１、１、１、１、１、１、-1、-1、-1、-1、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、）の整合フィルタ１４に入力すると、図に示すように、整合フィルタ１４の出力から、直接波に基づくピーク信号Ｄ（その値４）と、その３τ/4後、反射波に基づくピーク信号Ｒ（その値４ａ）を得ることが出来る。
このようにして、回線のマルチパス特性を測定することができる。
（マルチパスの測定（その２））
図４を用いて、マルチパス特性の測定を説明する。マルチパス特性用パイロット信号をアンテナ２１で受けて、パイロット信号受信部２２で受信する。パイロット信号受信部２２では、無線周波数領域の信号を、中間周波数又はベースバンドの信号に変形する。
ここでは、パイロット信号受信部２２の出力が、パイロット信号Ｐ（１、-1、１、１）の擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）であるとして説明する。
オーバサンプリング部２３により、擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）を、サンプリング周波数４／τで、オーバサンプリングすると、次の信号Ｂが得られる。
信号Ｂ：（１、１、１、１、１、１、１、１、-1、-1、-1、-1、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、）
ところで、パイロット信号受信部１２で受信された擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）の直接波と、共に、３τ/4後に、ａの大きさの反射波がある場合のオーバサンプリングの出力信号Ｃは、次のようになる。
信号Ｃ：（１、１、１、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、-1＋ａ、-1＋ａ、-1＋ａ、-1−ａ、１−ａ、１−ａ、１−ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、ａ、ａ、ａ）
信号Ｃに対して、チップ周波数（１／τ）で、τ／４づつずらして、サンプリングし、サンプリング時点以外の信号点の値を０とした場合の４つの信号、Ｄ（１）からＤ（４）を次に示す。
Ｄ（１）：（１、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、-1＋ａ、０、０、０、１−ａ、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、ａ、０、０）
Ｄ（２）：（０、１、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、-1＋ａ、０、０、０、１−ａ、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、ａ、０）
Ｄ（３）：（０、０、１、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、-1＋ａ、０、０、０、１−ａ、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、ａ）
Ｄ（４）：（０、０、０、１＋ａ、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、-1−ａ、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、１＋ａ、０、０、０）
次いで、信号Ｄ（１）〜Ｄ（４）を、信号Ｅ（１、０、０、０、-1、０、０、０、１、０、０、０、１、０、０、０）の整合フィルタの入力したときの、４つの出力信号、信号Ｆ（１）からＦ（４）を次に示す。
Ｆ（１）：（１、０、０、０、２＋ａ、０、０、０、-1＋２ａ、０、０、０、−ａ、０、０、０、４、０、０、０、４ａ、０、０、０、１、０、０、０、ａ、０、０、０、１、０、０、０、ａ、０、０）
Ｆ（２）：（０、１、０、０、０、２＋ａ、０、０、０、-1＋２ａ、０、０、０、−ａ、０、０、０、４、０、０、０、４ａ、０、０、０、１、０、０、０、ａ、０、０、０、１、０、０、０、ａ、０）
Ｆ（３）：（０、０、１、０、０、０、２＋ａ、０、０、０、-1＋２ａ、０、０、０、−ａ、０、０、０、４、０、０、０、４ａ、０、０、０、１、０、０、０、ａ、０、０、０、１、０、０、０、ａ）
Ｆ（４）：（０、０、０、１＋a、０、０、０、２＋２ａ、０、０、０、-1−ａ、０、０、０、０、０、０、０、４＋４ａ、０、０、０、０、０、０、０、１＋ａ、０、０、０、０、０、０、０、１＋ａ、０、０、０）
４つの出力信号Ｆ（１）からＦ（４）について、ピーク値近辺の出力を図５（Ａ）に示す。図５（Ａ）の４つの出力信号、信号Ｆ（１）からＦ（４）に基づいて、後述する（受信信号の推定）により、受信信号を推定する。これにより、図５（Ｂ）の直接波が得られる。また、直接波が判明すれが、反射波も判明し、図５（Ｂ）に示すように、直接波に対して、３τ/4ずれた振幅ａの反射波が存在していることがわかる。
なお、直感的にも、図５（Ａ）の信号は、図５（Ｂ）に示されているように、直接波４と反射波４ａとが存在していることが分かる。
（マルチパスの測定（その３））
図６を用いて、マルチパス特性の測定を説明する。マルチパス特性用パイロット信号をアンテナ３１で受けて、パイロット信号受信部３２で受信する。パイロット信号受信部３２では、無線周波数領域の信号を、中間周波数又はベースバンドの信号に変形する。
ここでは、パイロット信号受信部３２の出力が、パイロット信号Ｐ（１、-1、１、１）の擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）であるとして説明する。
オーバサンプリング部３３により、擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）を、サンプリング周波数４／τで、オーバサンプリングすると、次の信号Ｂが得られる。
信号Ｂ：（１、１、１、１、１、１、１、１、-1、-1、-1、-1、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、）
ところで、パイロット信号受信部３２で受信された擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）の直接波と、共に、３τ/4後に、ａの大きさの反射波がある場合のオーバサンプリングの出力信号Ｃは、次のようになる。
信号Ｃ：（１、１、１、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、-1＋ａ、-1＋ａ、-1＋ａ、-1−ａ、１−ａ、１−ａ、１−ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、ａ、ａ、ａ）
信号Ｃに対して、チップ周波数（１／τ）で、τ／４づつずらして、サンプリングした４つの信号、Ｇ（１）からＧ（４）を次に示す。なお、ここでは、サンプリング時点以外の信号点は出力しないものとする。
Ｇ（１）：（１、１＋ａ、-1＋ａ、１−ａ、１＋ａ、１＋ａ、ａ）
Ｇ（２）：（１、１＋ａ、-1＋ａ、１−ａ、１＋ａ、１＋ａ、ａ）
Ｇ（３）：（１、１＋ａ、-1＋ａ、１−ａ、１＋ａ、１＋ａ、ａ）
Ｇ（４）：（１＋ａ、１＋ａ、-1−ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ）
次いで、信号Ｇ（１）〜Ｇ（４）を、信号Ｅ（１、-1、１、１）の整合フィルタの入力したときの、４つの出力信号、Ｈ（１）からＨ（４）を次に示す。
Ｈ（１）：（１、２＋ａ、-1＋２ａ、−ａ、４、４ａ、１、ａ、１、ａ）
Ｈ（２）：（１、２＋ａ、-1＋２ａ、−ａ、４、４ａ、１、ａ、１、ａ）
Ｈ（３）：（１、２＋ａ、-1＋２ａ、−ａ、４、４ａ、１、ａ、１、ａ）
Ｈ（４）：（１＋a、２＋２ａ、-1−ａ、０、４＋４ａ、０、１＋ａ、０、１＋ａ、）
４つの出力信号、Ｈ（１）からＨ（４）から、（その３）と同様に、図５（Ｂ）に示すように、直接波に対して、３τ/4ずれた振幅ａの反射波が存在していることがわかる。
（マルチパスの測定（その４））
図７を用いてマルチパスの測定を説明する。図７のマルチパス特性推定装置は、アンテナ４１、パイロット信号受信部４２、オーバサンプリング部（サンプリング周波数４／τでサンプリング）４３及び

の整合フィルタ４４を有する。
パイロット信号（１、-1、１、１）から生成された擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）をアンテナ４１で受けて、パイロット信号受信部４２で受信する。さらに、オーバサンプリング部４３により、擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）を、サンプリング周波数４／τで、オーバサンプリングすると、次の信号Ｂが得られる。
信号Ｂ：（１、１、１、１、１、１、１、１、-1、-1、-1、-1、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、１、）
ところで、パイロット信号受信部４２で受信された擬周期信号Ａ（１、１、-1、１、１、１）の直接波と、共に、３τ/4後に、ａの大きさの反射波がある場合のオーバサンプリングの出力信号Ｃは、次のようになる。
信号Ｃ：（１、１、１、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、-1＋ａ、-1＋ａ、-1＋ａ、-1−ａ、１−ａ、１−ａ、１−ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、１＋ａ、ａ、ａ、ａ）
この信号Ｃに対して、

の整合フィルタに入力すると、その出力として、（その２）で説明した、４つの出力信号Ｆ（１）〜Ｆ（４）を直接得ることができる。
（その２）と同様に、４つの出力信号Ｆ（１）〜Ｆ（４）に基づいて、復号すると図５（Ｂ）となり、直接波に対して、３τ/4ずれた振幅ａの反射波が存在していることがわかる。
上述したように、受信したマルチパス特性用パイロット信号に対して、オーバサンプリングを行うことにより、高精細なマルチパス特性（精度は、オーバサンプリングの周波数によって決定される。）を得ることができる。
なお、上記説明では、ベースバンド信号に対して、オーバサンプリングを行った例で説明したが、後述するように、高周波数領域又は中間周波数領域でオーバサンプリングを行っても、同様に実施することができる。
また、図１、図３、図４、図６及び図７等において、整合フィルタを用いて、マルチパス特性を測定したが、本願発明は、整合フィルタに限定されることはなく、所定のパイロット信号に対して、パルス状の大きなフィルタ出力を得られる離散フィルタであればよい。例えば、ＺＣＺフィルタを用いてもよい。
（ＯＦＤＭにおける信号の補正）
図８（Ａ）はOFDMの送信装置５０で、Ｓ／Ｐ（直列／並列）変換部５２、ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）５３、擬周期付与部５４、変調部５５、発振器５７及びアンテナ５６から構成されている。
送信データ（例えば、ディジタル情報系列）は、Ｓ／Ｐ（直列／並列）変換部５２で並列信号に変換される。並列信号に変換された信号は、ＩＤＦＴ５３により、逆ＤFＴをかける。これにより、直交関係にある複数の個々の周波数（この周波数を「サブキャリア」と言う。）の振幅が、並列信号に変換された各信号に対応したものとなる。例えば、Ｓ／Ｐ変換部５２で、時系列データ｛ｘ｝＝ｘ０、ｘ１、・・・ｘ５１・・・を、５２ビットずつ直列／並列変換した場合は、ｘ０、ｘ１、・・・ｘ５１が、対応する各サブキャリア（ｆ０、ｆ１、・・・、ｆ５１）の振幅（係数）となった次の信号Ｙ５２が出力される。

Ｙ５２＝ｘ０ｅｆ０ｔ＋ｘ１ｅｆ１ｔ＋・・・＋ｘ７ｅｆ５１ｔ ・・・(１)

次いで、擬周期付与部５４では、ガードインターバル（サイクリック プレ（ポスト） フィックス）ＧＩを挿入する。具体的には、図９に示すように、有効シンボルの前後に、有効シンボル（その期間をシンボル期間ＳＴとする。）の前半及び後半の一部をコピーして、それを有効シンボルの後部及び前部に付加する。
また、図１０に示すように、有効シンボルＳＴの後半の一部をコピーして、それを有効シンボルの前に付加するものと同等である。
ガードインターバルＧＩが挿入されたＯＦＤＭ信号は、変調部５５で、発振器５７の出力の搬送波（キャリア）を変調して、アンテナ５６から放射される。
なお、Ｓ／Ｐ変換部５２とＩＤＦＴ５３の間に、マッピング部を設けて、ＱＡＭ等により、複素平面にマッピングしてもよい。
図８に戻り、図８（Ｂ）のOFDMの受信装置６０は、アンテナ６１、復調部６２、発振器６３、擬周期除去部６４、同期検出・信号補正部６５、ＤＦＴ６６及びＰ／Ｓ（並列／直列）変換部６７から構成されている。
図８（Ｂ）の受信装置６０は、送信装置の逆の処理を行う。復調部６２で、発振器６３の発振器６３の出力によって、復調を行う。擬周期除去部６４で、ガードインターバルを除去する。
次いで、同期検出・信号補正部６５で、受信した参照符号を用いて、同期信号の検出及び受信信号の補正を行う。
伝送制御されたOFDM信号をＤＦＴ６６で、ＤＦＴ演算を行い、更に、Ｐ／Ｓ変換部６７で、並列／直列変換を行って、受信データを出力する。
（補正係数の作成）
ＩＥＥＥ８０２．１１ａでは、５２サブキャリアを有している。その内４つのサブキャリアは、位相回転補正に用いられており、その他の、４８サブキャリアが、データの送信に用いられる。
ここでは、オーバサンプリングを用いたＯＦＤＭにおける補正係数の作成について図１１及び図１２を用いて説明する。
本発明では、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのプリアンブル部において、データが送信されるサブキャリア０番〜４７番に、既知の信号（ａ０、ａ１、・・・、ａ４７）を送信する。受信側では、既知の信号（ａ０、ａ１、・・・、ａ４７）を受信して、補正係数を作成する。
補正係数を作成するために、送信側では、図１１に示すように、既知の信号（ａ０、ａ１、・・・、ａ４７）を送信する。
信号（ａ０、ａ１、・・・、ａ４７）が受信装置により受信され、かつ、オーバサンプリングされる。このとき、図１２に示すように、信号ａ０に対するオーバサンプリング＃１の信号をａ０−１とし、信号ａ０に対するオーバサンプリング＃２の信号をａ０−２とし、・・・信号ａ０に対するオーバサンプリング＃Ｍの信号をａ０−Ｍとし、信号ａ１に対するオーバサンプリング＃１の信号をａ１−１とし、信号ａ１に対するオーバサンプリング＃２の信号をａ１−２とし、・・・信号ａ１に対するオーバサンプリング＃Ｍの信号をａ１−Ｍとし、・・・・信号ａ４７に対するオーバサンプリング＃１の信号をａ４７−１とし、信号ａ４７に対するオーバサンプリング＃２の信号をａ４７−２とし、・・・信号ａ４７に対するオーバサンプリング＃Ｍの信号をａ４７−Ｍとする。
図１１において、送信信号（ａ０、ａ１、・・・、ａ４７）に対して、
信号ａ０―１、ａ１―１・・・ａ４７―１：オーバサンプリング＃１
信号ａ０―２、ａ１―２・・・ａ４７―２：オーバサンプリング＃２
・・・
・・・
信号ａ０―Ｍ、ａ１―Ｍ ・・・ａ４７―Ｍ：オーバサンプリング＃Ｍ
が、受信出力となっているということは、チャネルが、オーバサンプリング毎に、仮想的に存在しているとみることが出来る。
そこで、この仮想的なチャネル毎に、チャネルの補正係数（受信した信号に対して、補正のために乗ずる係数）を作成する。なお、補正は、振幅及び位相に対してなされる。
信号ａ０のオーバサンプリング＃１のチャネルの補正係数は、受信信号ａ０−１をａ０に補正するものであるから、その補正係数は、ａ０／ａ０―１となり、
同様に、信号ａ１のオーバサンプリング＃１のチャネルの補正係数は、ａ１／ａ１―１となり、
・・・
信号ａ４７のオーバサンプリング＃１のチャネルの補正係数は、ａ４７／ａ４７―１となる。
同様に、
信号ａ０のオーバサンプリング＃２のチャネルの補正係数は、ａ０／ａ０―２となり、
信号ａ１のオーバサンプリング＃２のチャネルの補正係数は、ａ１／ａ１―２となり、
・・・
信号ａ４７のオーバサンプリング＃２のチャネルの補正係数は、ａ４７／ａ４７―２となる。
・・・
同様に、
信号ａ０のオーバサンプリング＃Ｍの補正係数は、ａ０／ａ０―Ｍとなり、
信号ａ１のオーバサンプリング＃Ｍの補正係数は、ａ１／ａ１―Ｍとなり、
・・・
信号ａ４７のオーバサンプリング＃Ｍの補正係数は、ａ４７／ａ４７―Ｍとなる。
（補正係数による補正）
ＯＦＤＭにおける補正係数の補正について図１３を用いて説明する。
受信側に未知のデータ（ｂ０、ｂ１、・・・、ｂ４７）を、送信側から送信する。受信側では、この送信データ（ｂ０、ｂ１、・・・、ｂ４７）を受信し、かつ、受信した信号をオーバサンプリングして、オーバサンプリング＃１の信号ｂ０―１、ｂ１―１、・・・、ｂ４７―１、オーバサンプリング＃２の信号ｂ０―２、ｂ１―２、・・・、ｂ４７―２、・・・、オーバサンプリング＃Ｍの信号ｂ０―Ｍ、ｂ１―Ｎ、・・・、ｂ４７―Ｍを出力する。
この受信した信号に、上記のように求めた補正係数を掛けて、受信信号を補正する。
例えば、信号ａ０のオーバサンプリング＃１のチャネルの補正係数は、ａ０／ａ０―１であるので、受信したｂ０―１に、ａ０／ａ０―１を乗算して、補正する。
受信したｂ１―１には、ａ１／ａ１―１を乗算して、補正する。
・・・
受信したｂ４７―１には、ａ４７／ａ４７―１を乗算して、補正する。
同様に、
受信したｂ０―２には、ａ０／ａ０―２を乗算して、補正する。
受信したｂ１―２には、ａ１／ａ１―２を乗算して、補正する。
・・・
受信したｂ４７―２には、ａ４７／ａ４７―２を乗算して、補正する。
・・・
・・・
同様に、
受信したｂ０―Ｍには、ａ０／ａ０―Ｍを乗算して、補正する。
受信したｂ１―Ｍには、ａ１／ａ１―Ｍを乗算して、補正する。
・・・
受信したｂ４７―Ｍには、ａ４７／ａ４７―Ｍを乗算して、補正する。
これにより、ＯＦＤＭにおいて、回線における振幅・位相の変動を補正して、正確な受信を行うことができる。
（オーバサンプリングした受信信号の判定）
次に、信号の判定方法について、図１４及び図１５を用いて説明する。図１４及び図１５において、<ｘ>は、上記（補正係数による補正）のようにして、補正されたｘを表す。また、図１４及び図１５において、<<ｘ>>は、判定した結果がｘであることを表す。
つまり、図１４において、信号<ｂ０―１>、<ｂ０―２>、<ｂ０―Ｍ>は、信号ｂ０―１、ｂ０―２、ｂ０―Ｍが補正された信号であり、信号<ｂ１―１>、<ｂ１―２>、<ｂ１―Ｍ>は、信号ｂ１―１、ｂ１―２、ｂ１―Ｍが補正された信号であり、信号<ｂ４７―１>、<ｂ４７―２>、<ｂ４７―Ｍ>は、信号ｂ４７―１、ｂ４７―２、ｂ４７―Ｍが補正された信号である。
図１４において、信号<ｂ０―１>、<ｂ０―２>、<ｂ０―Ｍ>は、送信信号ｂ０に係る信号であり、判定回路７２−１が、正しく判定された場合は、判定回路７２−１から、信号ｂ０が出力される。
同様に、判定回路７２−２が、正しく判定された場合は、判定回路７２−２から、信号ｂ１が出力され、・・・、判定回路７２−４７が、正しく判定された場合は、判定回路７２−４７から、信号ｂ４７が出力される。
この判定回路７２−１〜判定回路７２―４７の判定論理は、例えば、次の論理が用いられる。
（１）平均値：判定対象の信号の平均値に基づいて判定する
（２）多数決論理：判定対象の信号に対し、多数決論理にしたがって判定する。
ここで、多数決論理の効果について説明する。補正された３つの信号に対して、多数決論理によって、判定する場合であって、
補正された信号が誤っている割合Ｐを０．１とし、
補正された信号が正しい信号である割合（１−Ｐ）を０．９
とする。
多数決論理を採用しなければ、この判定回路の誤り率は、０．１である。
ここで、多数決論理を採用すると、
３つの信号は、
（Ａ）全てが正しい場合
（Ｂ）一つ誤っている場合
（Ｃ）二つ誤っている場合
（Ｄ）全てが誤っている場合
である。全ての場合は８であって、
（Ａ）の場合の正しく判定される割合は、（１−Ｐ）３の０．７２９であり、
（Ｂ）の場合の正しく判定される割合は、３×（１−Ｐ）２×Ｐの０．２４３であり、
（Ｃ）の場合の正しく判定される割合は、３×（１−Ｐ）×Ｐ２の０．０２７であり、
（Ｄ）の場合の正しく判定される割合は、Ｐ３であり、０．００１のである。
してみると、多数決論理を採用すれば、この判定回路の誤り率は、上記の（Ａ）又は（Ｂ）の場合を採用し、上記の（Ａ）又は（Ｂ）の場合を採用しないので、結果として。この判定回路の誤り率は、０．０３８（１−（０．７２９＋０．２４３））となり、誤り率が、向上する。
なお、上記説明では、ＯＦＤＭの通信方式に対して、補正係数の生成及び補正係数による補正を説明したが、本願発明は、ＯＦＤＭの通信方式以外の全ての通信方式に適用可能なことは明らかである。
図１５は、送信信号（ｂ０、ｂ１、・・・、ｂ４７）が、誤り訂正符号の場合である。誤り訂正回路７４―１では、受信した送信信号（ｂ０、ｂ１、・・・、ｂ４７）に対するオーバサンプリング＃１の信号<ｂ０―１>、<ｂ１―１>、・・・、<ｂ４７―１>が供給され、これらの信号に基づいて、誤り訂正が行われる。
また、誤り訂正回路７４―２では、受信した送信信号（ｂ０、ｂ１、・・・、ｂ４７）に対するオーバサンプリング＃２の信号<ｂ０―２>、<ｂ１―２>、・・・、<ｂ４７―２>が供給され、これらの信号に基づいて、誤り訂正が行われる。
・・・
また、誤り訂正回路７４―Ｍでは、受信した送信信号（ｂ０、ｂ１、・・・、ｂ４７）に対するオーバサンプリング＃Ｍの信号<ｂ０―Ｍ>、<ｂ１―Ｍ>、・・・、<ｂ４７―Ｍ>が供給され、これらの信号に基づいて、誤り訂正が行われる。
誤り訂正回路７２−１〜誤り訂正回路７２―４７で誤り訂正が行われた信号に対して、図１２と同様にして、判定回路７６で判定され、出力信号<<ｂ０>>、<<ｂ１>>、・・・、<<ｂ４７>>を得ることができる。
なお、図１５では、オーバサンプリングの＃が同じ信号に対して、誤り訂正を行ったが、オーバサンプリングの＃が異なる信号に対して誤り訂正を行ってもよい。
（受信信号の推定）
マルチパスを有する伝送路を介して受信した信号を推定する方法を説明する。推定する方法には、連立方程式を解く方法と最小二乗法による方法とがある。
先ず、連立方程式を解くことによる受信信号の推定を説明する。
信号Ａ（ａ０、ａ１、ａ２、・・・、ａ６３）から、１６ピッチ分のガードインターバルが前部に有する擬周期信号Ｔ（ａ４８、・・・、ａ６３ａ０、ａ１、ａ２、・・・、ａ６３）を生成し、この擬周期信号を受信するシステムを例に、マルチパスが無いときに、受信されるべき受信信号の推定を説明する。
送信側で、信号Ｔ（ａ４８、・・・、ａ６３、ａ０、ａ１、ａ２、・・・、ａ６３）を送信したとき、受信側におけるマルチパスが無いときの受信信号Ｒ（ｂ４８、・・・、ｂ６３、ｂ０、ｂ１、ｂ２、・・・、ｂ６３）のうちの、有効シンボル（ｂ０、ｂ１、ｂ２、・・・、ｂ６３）を推定する方法を説明する。なお、ここでは、各チップの時間長がτであるとする。
先ず、別途、マルチパス特性を推定する。その結果、直接波に対して、時間τ後にｃ１の大きさのマルチパスが、更に、時間２τ後にｃ２の大きさのマルチパスが発生しているとする。
この場合の受信信号Ｑ（ｑ０、 ｑ１、 ｑ２、・・・、 ｑ６３）は、図１６に示すように、直接波（図１６（ａ））とマルチパス波（図１６（ｂ）と図１６（ｃ））の和で示される。
したがって、
ｑ０＝ｂ０＋ｃ１ｂ６３＋ｃ２ｂ６２
ｑ１＝ｂ１＋ｃ１ｂ０＋ｃ２ｂ６３
ｑ２＝ｂ２＋ｃ１ｂ１＋ｃ２ｂ０
・
・
ｑ６３＝ｂ６３＋ｃ１ｂ６２＋ｃ２ｂ６１
となる。したがって、（ｂ０、ｂ１、ｂ２、・・・、ｂ６３）は、未知であるが、ｃ１、ｃ２及び（ｑ０、ｑ１、ｑ２、・・・、ｑ６３）が既知であるので、この６４個の連立方程式を解くことによって、６４個の受信信号（ｂ０、ｂ１、ｂ２、・・・、ｂ６３）を推定することができる。
これを一般化して、受信信号の各チップに対応して、マルチパス特性に基づいて、連立方程式を生成し、
この連立方程式を解くことにより、マルチパスが無いときに、受信されるべき受信信号を推定することができる。
なお、マルチパスが無いときに、受信されるべき受信信号は、送信信号とも言うことができるので、受信されるべき受信信号の推定を行うことは、送信信号の推定を行うことでもある。
次に、最小二乗法による受信信号の推定について、説明する。
送信されたＮチップの信号の全ての組合せのそれぞれに対して、マルチパス特性の回線を経た受信信号を推定して、推定した受信信号を推定受信信号記憶手段に記憶しておき、実際に受信した受信信号と、前記推定受信信号記憶手段に記憶された推定受信信号とを、最小二乗法によって比較して、比較の結果、最も、誤差の少ない前記推定された受信信号を、送信信号と推定する。
（受信信号の推定の変形例）
上記「オーバサンプリングによるマルチパス特性推定方法」により高精度に求めた、マルチパス特性を用いて、同様に、連立方程式を解いて、オーバサンプリングした６４個の受信信号（ｂ０、ｂ１、ｂ２、・・・、ｂ６３）を推定することができる。
マルチパス特性が、Ｍ倍のオーバサンプリングにより、推定されている場合は、６４個の受信信号（ｂ０、ｂ１、ｂ２、・・・、ｂ６３）についても、Ｍ倍のオーバサンプリングを行う。
これにより、（受信信号の推定）と同様にして、６４×Ｍ個の連立方程式が生成される。この６４×Ｍ個の連立方程式を解くことによって、オーバサンプリングされた６４×Ｍ個の受信信号（ｂ０、ｂ１、ｂ２、・・・、ｂ６３）を推定することができる。
（受信信号の補正方法）
受信信号の補正方法について、図１７を用いて説明する。
先ず、パイロット信号を受信する（Ｓ１０）、次いで、受信したパイロット信号をオーバサンプリングする（Ｓ１１）。パイロット信号は既知であるので、実際に受信した値と、本来受信すべき値とに基づいて、補正係数を生成する（Ｓ１２）。生成した補正係数を、記憶する（Ｓ１３）。
このように準備をした後に、実際のデータを受信する（Ｓ１４）。次いで、受信したデータをオーバサンプリングする（Ｓ１５）。次いで、オーバサンプリングした個々の受信データに対して、ステップ１３で記憶した補正係数を乗算することにより、受信信号の補正を行う（Ｓ１６）。
（ＲＦ帯におけるオーバサンプリング）
図１８及び図１９を用いて、ＲＦ（Radio Frequency）帯におけるオーバサンプリングを説明する。
図１８は、ＲＦ帯におけるオーバサンプリングの原理図である。図１８に、二つの正弦波形を示す。一方は、本来の搬送波（キャリア）であり、ｙ１で示されている。他方は、受信した搬送波であり、回線の特性の影響を受けたものであり。ｙ２で示されている。
受信した搬送波ｙ２と、本来の搬送波ｙ１の位相差をθとし、搬送波の角周波数をω０とし、受信した搬送波ｙ２の振幅をＡ０とすれば、受信した搬送波ｙ２は、
ｙ２＝Ａ０Ｓｉｎ（ω０ｔ＋θ） ・・・（１）
となる。
ここで、受信した搬送波ｙ２に関してθ０の時点と、θ０＋π／２の時点でサンプリングし、その値をａ１及びａ２とすると、
ａ１＝Ａ０Ｓｉｎθ０ ・・・（２）
ａ２＝Ａ０Ｓｉｎ（θ０＋π／２） ・・・（３）
＝Ａ０Ｃｏｓθ０ ・・・（４）
したがって、式（２）及び式（４）から、θ０は、
θ０＝ｔａｎ−１（ａ１／ａ２） ・・・（５）
として求められる。
このとき、受信した搬送波ｙ２の振幅をＡ０は、
Ａ０＝ａ１／Ｓｉｎθ０ ・・・（６）
として求められる。
ところで、上記二つのサンプル点は、原点からするとθ＋θ０の時点ｔ１と、θ＋θ０＋π／２の時点ｔ２である。
したがって
ｔ１＝θ＋θ０ ・・・（７）
ｔ２＝ｔ１＋π／２ ・・・（８）
＝θ＋θ０＋π／２ ・・・（９）
である。二つのサンプル点ｔ１及びｔ１は既知（受信した信号に対して、点ｔ１及びｔ１でサンプリングして、その値を得ることができる。）であるので、受信した搬送波ｙ２と、本来の搬送波ｙ１の位相差をθは、
θ＝ｔ１−θ０ ・・・（１０）
として求まる。
なお、受信した搬送波ｙ２の振幅をＡ０は式（６）から求められる。
このようにして、受信した搬送波ｙ２と、本来の搬送波ｙ１の位相差をθ及び受信した搬送波ｙ２の振幅をＡ０を求めることができる。
図１９は、信号（１、１、１、-1）が、平衡変調（ＢＭ変調は、２値の位相変調でもある。）された場合の図である。
図１８（Ａ）に、信号（１、１、１、-1）を示し、図１８（Ｂ）にその被変調波を示す。
図１８（Ｂ）の場合であれば、最初の「１」の４つのサンプル点からは、受信した搬送波ｙ２と、本来の搬送波ｙ１の位相差をθは、「ゼロ」、「ゼロ」、「ゼロ」、「ゼロ」となり、４つ目の信号「−１」の４つのサンプル点からは、受信した搬送波ｙ２と、本来の搬送波ｙ１の位相差をθは、「π」、「π」、「π」、「π」が出力される。その結果、同相成分出力（Ｉ）及び直交成分出力（Ｑ）は、図１９の（Ｄ）及び（Ｅ）の出力が得られる。
なお、一般的に、多値変調の場合（１６ＱＡＭ等）は、送信側から送信される被変調波ｙ０は、次の式で示すことができる。
ｙ０＝ｄ０ｒ０ｅｊθ０＋ｄ１ｒ１ｅｊθ１ ・・・（１１）
なお、ｄ０及びｄ１が信号であり、「―１」又は「１」の場合が、ＱＰＳＫである。
図１８及び図１９の説明は、式（１１）において、ｙ０＝ｄ０ｒ０ｅｊθ０の場合（また、ＢＰＳＫの場合であるので、Ｑ相の出力は０であった。）であって、受信側で、本来の搬送波を知っている条件の場合であった。
しかしながら、実際には、１６ＱＡＭ等の多値変調の場合は、受信される被変調波ｙ０は式（１１）に示されるものである。
この場合、時点ｔ１でのサンプリングの値がｒｃｏｓθであったとする。
その実数部がｒｃｏｓθを取る場合は、図２０において、点Ａ又は点Ｃの場合である。そこで、時点ｔ１から９０°後の時点ｔ２でのサンプリングを行う。その時点の実数部の値が-ｒｃｏｓθであれば、時点ｔ１でのサンプリングは、点Ａで行われたことが分かり、その時点の実数部の値がｒｓｉｎθであれば、時点ｔ１でのサンプリングは、点Ｃで行われたことが分かる。
したがって、時点ｔ１でのサンプリングの値と、時点ｔ１から９０°後の時点ｔ２でのサンプリングの値とにより、４相位相変調の場合の時点ｔ１での実数部と虚数部の値が求まるので、送信されたＩ相信号及びＱ相信号を受信することができる。
つまり、図２０において、点Ａであれば、Ｉ相信号は、「ｒｃｏｓθ」であり、Ｑ相信号は、「-ｒｃｏｓθ」である。
本発明は、具体的に開示された実施例に限定されるものではなく、特許請求した本発明の範囲から逸脱することなく、種々の変形例や実施例が考えられる。そのため、上述の実施例は、あらゆる点で単なる例示に過ぎず限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は請求の範囲によって示すものであり、明細書の本文にはなんら拘束されない。
本件国際出願は、２００６年６月１日に出願した日本国特許出願２００６−１５４３０号、２００６年６月３０日に出願した日本国特許出願２００６−１８１３７２号及び２００７年２月２７日に出願した日本国特許出願２００７−０４７５７６号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願日本国特許出願２００６−１５４３０号、日本国特許出願２００６−１８１３７２号及び日本国特許出願２００７−０４７５７６号の全内容を本国際出願に援用する。

Claims (19)

  1. 各チップの時間長が略τ（アナログ信号の長さがほぼτであること）で、
    Ｎチップのマルチパス特性測定用信号Ｓ（Ｓ０、Ｓ１・・・ＳＮ−１）を受信して、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定方法において、受信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングするオーバサンプリング手順と、ＮＭ次のフィルタによって、離散フィルタ処理を行う離散フィルタ手順とを有し、前記オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマルチパス特性測定用信号を、前記離散フィルタ手順で、フィルタ処理することと、前記オーバサンプリング手順で得られた信号を、長さＭのベクトル（１、０、・・・０）をＩＭとしたとき、
    の整合フィルタで処理するフィルタ処理手順とを有し、
    前記離散フィルタ手順で得られた信号に基づいて、
    回線のマルチパス特性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定方法。
  2. 各チップの時間長が略τ（アナログ信号の長さがほぼτであること）で、
    Ｎチップのマルチパス特性測定用信号Ｓ（Ｓ０、Ｓ１・・・ＳＮ−１）を受信して、
    回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定方法において、
    受信したマルチパス特性測定用信号を、ずらして、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）個の異なる期間で、Ｎ回サンプリングするサンプリング手順と、
    前記サンプリング手順で得られたＭ個の信号のそれぞれに対して、マルチパス特性測定用信号に応じたＮ次の離散フィルタ処理を行うことと、前記サンプリング手順で得られた信号を、長さＭのベクトル（１、０、・・・０）をＩＭとしたとき、
    の整合フィルタで処理するフィルタ処理手順とを有し、前記離散フィルタ手順で得られた信号に基づいて、
    回線のマルチパス特性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定方法。
  3. 各チップの時間長が略τ（アナログ信号の長さがほぼτであること）で、
    Ｎチップのマルチパス特性測定用信号Ｓ（Ｓ０、Ｓ１・・・ＳＮ−１）を受信して、
    回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定方法において、
    受信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、
    Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングするオーバサンプリング手順と、
    前記オーバサンプリング手順で得られた信号を、１／Ｍに間引く、サンプリング手順と、
    前記サンプリング手順で得られたＭ個の信号のそれぞれに対して、
    マルチパス特性測定用信号に応じたＮ次の離散フィルタ処理を行うことと、前記オーバサンプリング手順で得られた信号を、長さＭのベクトル（１、０、・・・０）をＩＭとしたとき、
    の整合フィルタで処理するフィルタ処理手順とを有し、
    前記離散フィルタ手順で得られた信号に基づいて、
    回線のマルチパス特性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定方法。
  4. 前記離散フィルタ処理は、整合フィルタ処理又はＺＣＺフィルタ処理であることを特徴とする請求項１ないし３いずれか一項に記載のマルチパス特性推定方法。
  5. 前記マルチパス特性測定用信号は、擬周期信号であることを特徴とする請求項１ないし４いずれか一項に記載のマルチパス特性推定方法。
  6. 各チップの時間長が略τ（アナログ信号の長さがほぼτであること）、
    Ｎチップのマルチパス特性測定用信号Ｓ（Ｓ０、Ｓ１・・・ＳＮ−１）を受信して、
    回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定装置において、
    受信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングするオーバサンプリング手段と、
    ＮＭ次のフィルタによって、離散フィルタ処理を行う離散フィルタ手段とを有し、
    前記オーバサンプリング手段でオーバサンプリングされたマルチパス特性測定用信号を、前記離散フィルタ手段で、フィルタ処理することと、
    前記オーバサンプリング手段で得られた信号を、長さＭのベクトル（１、０、・・・０）をＩＭとしたとき、
    の整合フィルタで処理するフィルタ処理手段とを有し、
    前記離散フィルタ手段で得られた信号に基づいて、
    回線のマルチパス特性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定装置。
  7. 各チップの時間長が略τ（アナログ信号の長さがほぼτであること）で、
    Ｎチップのマルチパス特性測定用信号Ｓ（Ｓ０、Ｓ１・・・ＳＮ−１）を受信して、
    回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定装置において、
    受信したマルチパス特性測定用信号を、ずらして、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）個の異なる期間で、Ｎ回サンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段で得られたＭ個の信号のそれぞれに対して、マルチパス特性測定用信号に応じたＮ次の離散フィルタ処理を行うことと、前記サンプリング手段で得られた信号を、長さＭのベクトル（１、０、・・・０）をＩＭとしたとき、
    の整合フィルタで処理するフィルタ処理手段とを有し、
    前記離散フィルタ手段で得られた信号に基づいて、
    回線のマルチパス特性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定装置。
  8. 各チップの時間長が略τ（アナログ信号の長さがほぼτであること）で、
    Ｎチップのマルチパス特性測定用信号Ｓ（Ｓ０、Ｓ１・・・ＳＮ−１）を受信して、
    回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定装置において、
    受信したマルチパス特性測定用信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングするオーバサンプリング手段と、前記オーバサンプリング手段で得られた信号を、１／Ｍに間引く、サンプリング手段と、
    前記サンプリング手段で得られたＭ個の信号のそれぞれに対して、マルチパス特性測定用信号に応じたＮ次の離散フィルタ処理を行う
    ことと、前記オーバサンプリング手段で得られた信号を、長さＭのベクトル（１、０、・・・０）をＩＭとしたとき、
    の整合フィルタで処理するフィルタ処理手段とを有し、
    前記離散フィルタ手段で得られた信号に基づいて、
    回線のマルチパス特性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定装置。
  9. チップ周波数が１／τで、Ｎチップのマルチパス特性測定用信号Ｓ（Ｓ０、Ｓ１・・・ＳＮ−１）を受信して、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定装置において、
    受信したマルチパス特性測定用信号を、チップ周波数のＭ（Ｍは、２以上の自然数）倍の周波数でサンプリングするオーバサンプリング手段と、
    ＮＭ次のフィルタによって、離散フィルタ処理を行う離散フィルタ手段とを有し、
    前記オーバサンプリング手段でオーバサンプリングされたマルチパス特性測定用信号を、前記離散フィルタ手段で、フィルタ処理することと、
    オーバサンプリング手段で得られた信号を、
    長さＭのベクトル（１、０、・・・０）をＩＭとしたとき、
    の整合フィルタで処理するフィルタ処理手段とを有し、
    前記離散フィルタ手段で得られた信号に基づいて、回線のマルチパス特性を推定することを特徴とするマルチパス特性推定装置。
  10. 前記離散フィルタ処理は、整合フィルタ処理又はＺＣＺフィルタ処理であることを特徴とする請求項６ないし９いずれか一項に記載のマルチパス特性推定装置。
  11. 前記マルチパス特性測定用信号は、擬周期信号であることを特徴とする
    請求項６ないし１０いずれか一項に記載のマルチパス特性推定装置。
  12. 請求項６ないし１０のいずれか一項に記載のマルチパス特性推定装置において、
    各チップの時間長が略τ（アナログ信号の長さがほぼτであること）で、
    Ｎチップの信号の処理手段において、各チップの信号に対して、
    Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングするオーバサンプリング手順またはＮ回サンプリングするサンプリング手段と、
    各チップに対するサンプリングの時点を同じくする信号を集約する集約手段と、
    前記集約手段で集約された信号を処理する処理手段とを有するマルチパス特性推定装置。
  13. 予め、推定した回線のマルチパス特性に基づいて、各チップの時間長が略τ（アナログ信号の長さがほぼτであること）のＮチップの受信信号からＮチップの送信信号の推定を行う受信方法において、
    受信信号の各チップに対応して、前記マルチパス特性に基づいて、Ｎ個の連立方程式を生成する方程式生成手順と、
    方程式生成手順で生成されたＮ個の連立方程式を解く連立方程式解法手順と、
    受信信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングする受信信号オーバサンプリング手順を有し、
    前記回線のマルチパス特性は、次の特性推定用信号オーバサンプリング手順と、
    マルチパス特性推定手順とによって、推定され、
    ・各チップの時間長が略τで、Ｎチップのマルチパス特性推定用信号を受信して、
    受信したマルチパス特性推定用信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングする特性推定用信号オーバサンプリング手順
    ・前記特性推定用信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマルチパス特性推定用信号を、離散フィルタ手順で、フィルタ処理することにより、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定手順
    前記方程式生成手順は、受信信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされた受信信号と、前記マルチパス特性推定手順で推定されたマルチパス特性とに基づいて、ＮＭ個の連立方程式を生成し、
    前記連立方程式解法手順は、前記方程式生成手順で生成されたＮＭ個の連立方程式を解くことを特徴とする受信方法。
  14. 予め、推定した回線のマルチパス特性に基づいて、Ｎチップの受信信号からＮチップの送信信号の推定を行う受信方法において、
    前記回線のマルチパス特性が、次の特性推定用信号オーバサンプリング手順と、マルチパス特性推定手順とによって、推定され、
    ・各チップの時間長が略τ（アナログ信号の長さがほぼτであること）で、
    Ｎチップのマルチパス特性推定用信号を受信して、受信したマルチパス特性推定用信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングする特性推定用信号オーバサンプリング手順
    ・前記特性推定用信号オーバサンプリング手順でオーバサンプリングされたマルチパス特性推定用信号を、離散フィルタ手順で、フィルタ処理することにより、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定手順
    Ｎチップの信号の全ての組合せのそれぞれに対して、前記マルチパス特性の回線を経た信号を推定して、推定した受信信号を推定受信信号記憶手段に記憶しておき、
    受信した受信信号と、前記推定受信信号記憶手段に記憶された相互相関の受信信号とを、最小二乗法によって比較する手順と、
    比較の結果、最も、誤差の少ない前記推定された受信信号を、送信信号と推定する手順とを有し、
    ことを特徴とする受信方法。
  15. 前記離散フィルタ手順は、整合フィルタ処理手順又はＺＣＺフィルタ処理手順であることを特徴とする請求項１４記載の受信方法。
  16. 予め、推定した回線のマルチパス特性に基づいて、
    各チップの時間長が略τ（アナログ信号の長さがほぼτであること）の
    Ｎチップの受信信号からＮチップの送信信号の推定を行う受信装置において、
    受信信号の各チップに対応して、前記マルチパス特性に基づいて、Ｎ個の連立方程式を生成する方程式生成手段と、
    方程式生成手段で生成されたＮ個の連立方程式を解く連立方程式解法手段とを有することを特徴とする受信装置。
  17. 受信信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングする受信信号オーバサンプリング手段を有し、
    前記回線のマルチパス特性が、次の特性推定用信号オーバサンプリング手段と、マルチパス特性推定手段とによって、推定され、
    ・各チップの時間長が略τ（アナログ信号の長さがほぼτであること）で、
    Ｎチップのマルチパス特性推定用信号を受信して、受信したマルチパス特性推定用信号の各チップに対して、Ｍ（Ｍは、２以上の自然数）回サンプリングする特性推定用信号オーバサンプリング手段
    ・前記特性推定用信号オーバサンプリング手段でオーバサンプリングされたマルチパス特性推定用信号を、離散フィルタ手段で、フィルタ処理することにより、回線のマルチパス特性を推定するマルチパス特性推定手段
    前記方程式生成手段は、受信信号オーバサンプリング手段でオーバサンプリングされた受信信号と、前記マルチパス特性推定手段で推定されたマルチパス特性とに基づいて、ＮＭ個の連立方程式を生成し、
    前記連立方程式解法手段は、前記方程式生成手段で生成されたＮＭ個の連立方程式を解くことを特徴とする請求項１６記載の受信装置。
  18. 前記離散フィルタ手段は、整合フィルタ処理手段又はＺＣＺフィルタ処理手段であることを特徴とする請求項１７記載の受信装置。
  19. 各チップの時間長が略τ（アナログ信号の長さがほぼτであること）で、
    Nチップのマルチパス特性推定用信号を受信して、
    受信したマルチパス特性推定用信号の各チップに対して、
    M(Mは、2以上の自然数)回サンプリングする、マルチパス特性推定用信号オーバサンプリング手段と、
    受信信号オーバサンプリング手段でオーバサンプリングされた受信信号と、
    前記マルチパス特性推定手段で推定されたマルチパス特性とに基づいて、
    NM個の連立方程式を生成する手段と、
    前記連立方程式生成手段で生成されたNM個の連立方程式を解く手段を有する受信装置。
JP2008517949A 2006-06-01 2007-05-29 マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置 Expired - Fee Related JP5261173B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008517949A JP5261173B2 (ja) 2006-06-01 2007-05-29 マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置

Applications Claiming Priority (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006153430 2006-06-01
JP2006153430 2006-06-01
JP2006181372 2006-06-30
JP2006181372 2006-06-30
JP2007047576 2007-02-27
JP2007047576 2007-02-27
PCT/JP2007/060926 WO2007139119A1 (ja) 2006-06-01 2007-05-29 マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置
JP2008517949A JP5261173B2 (ja) 2006-06-01 2007-05-29 マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2007139119A1 JPWO2007139119A1 (ja) 2009-10-08
JP5261173B2 true JP5261173B2 (ja) 2013-08-14

Family

ID=38778638

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2008517949A Expired - Fee Related JP5261173B2 (ja) 2006-06-01 2007-05-29 マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP5261173B2 (ja)
WO (1) WO2007139119A1 (ja)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009010754A (ja) 2007-06-28 2009-01-15 Naoki Suehiro 並列サンプリング装置、並列サンプリング方法、受信装置及び受信方法
WO2019094720A1 (en) * 2017-11-13 2019-05-16 Nanosemi, Inc. Non-linear equalizer in communication receiver devices

Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63502789A (ja) * 1986-01-30 1988-10-13 プレッシー　セミコンダクターズ　リミテッド アナログ／ディジタル変換：その方法および装置
JPH09233140A (ja) * 1996-02-26 1997-09-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd データ受信装置
JP2000091973A (ja) * 1998-09-10 2000-03-31 Kokusai Electric Co Ltd Ｒａｋｅ合成回路
JP2000253080A (ja) * 1999-02-22 2000-09-14 Lucent Technol Inc ラグランジュ多項式補間を用いたチャネル歪みを補正するための方法およびシステム
WO2000065759A1 (fr) * 1999-04-21 2000-11-02 Toyo Communication Equipment Co., Ltd. Systeme de communication cdma avec fonction de separation des interferences pour la prise en charge des trames pilotes
WO2002023782A1 (fr) * 2000-09-12 2002-03-21 Toyo Communicatin Equipment Co., Ltd. Systeme de communication multiplex a repartition par code a inversion par rotation
WO2002073853A1 (fr) * 2001-03-12 2002-09-19 Toyo Communication Equipment Co., Ltd. Systeme de communication amdc utilisant une sequence de diffusion de plusieurs types
JP2002300083A (ja) * 2001-04-03 2002-10-11 Hitachi Kokusai Electric Inc スペクトル拡散通信用相関回路
WO2004021597A1 (ja) * 2002-08-30 2004-03-11 Yokohama Tlo Company, Ltd. 送信信号形成方法、通信方法、及び送信信号のデータ構造
WO2004021598A1 (ja) * 2002-08-30 2004-03-11 Yokohama Tlo Company, Ltd. 送信信号形成方法、通信方法、及び送信信号のデータ構造
WO2005046074A1 (ja) * 2003-11-06 2005-05-19 Yokohama Tlo Company, Ltd. 通信方法、送信信号形成方法、及び送信信号のデータ構造
WO2006059619A1 (ja) * 2004-11-30 2006-06-08 Naoki Suehiro 無線通信システム、無線通信方法及び通信装置

Patent Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63502789A (ja) * 1986-01-30 1988-10-13 プレッシー　セミコンダクターズ　リミテッド アナログ／ディジタル変換：その方法および装置
JPH09233140A (ja) * 1996-02-26 1997-09-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd データ受信装置
JP2000091973A (ja) * 1998-09-10 2000-03-31 Kokusai Electric Co Ltd Ｒａｋｅ合成回路
JP2000253080A (ja) * 1999-02-22 2000-09-14 Lucent Technol Inc ラグランジュ多項式補間を用いたチャネル歪みを補正するための方法およびシステム
WO2000065759A1 (fr) * 1999-04-21 2000-11-02 Toyo Communication Equipment Co., Ltd. Systeme de communication cdma avec fonction de separation des interferences pour la prise en charge des trames pilotes
WO2002023782A1 (fr) * 2000-09-12 2002-03-21 Toyo Communicatin Equipment Co., Ltd. Systeme de communication multiplex a repartition par code a inversion par rotation
WO2002073853A1 (fr) * 2001-03-12 2002-09-19 Toyo Communication Equipment Co., Ltd. Systeme de communication amdc utilisant une sequence de diffusion de plusieurs types
JP2002300083A (ja) * 2001-04-03 2002-10-11 Hitachi Kokusai Electric Inc スペクトル拡散通信用相関回路
WO2004021597A1 (ja) * 2002-08-30 2004-03-11 Yokohama Tlo Company, Ltd. 送信信号形成方法、通信方法、及び送信信号のデータ構造
WO2004021598A1 (ja) * 2002-08-30 2004-03-11 Yokohama Tlo Company, Ltd. 送信信号形成方法、通信方法、及び送信信号のデータ構造
WO2005046074A1 (ja) * 2003-11-06 2005-05-19 Yokohama Tlo Company, Ltd. 通信方法、送信信号形成方法、及び送信信号のデータ構造
WO2006059619A1 (ja) * 2004-11-30 2006-06-08 Naoki Suehiro 無線通信システム、無線通信方法及び通信装置

Also Published As

Publication number Publication date
WO2007139119A1 (ja) 2007-12-06
JPWO2007139119A1 (ja) 2009-10-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9001905B2 (en) Distance estimation
CN1881823B (zh) 校正通信***中数据流的数据包的采样频率偏移的方法
CA2327785C (en) Method and apparatus for fine frequency synchronization in multi-carrier demodulation systems
EP0772330A2 (en) Receiver and method for receiving OFDM signals
CN108512791B (zh) 基于定时频偏补偿的星载ais解调方法
JP2008544626A (ja) マルチキャリア信号を受信するための受信装置
CN104272692A (zh) 载波再生装置和载波再生方法
CN107135174B (zh) 信号发送装置、载波相位恢复装置及方法
JP3782237B2 (ja) Ｏｆｄｍ信号復調装置
JP2010515403A (ja) Ｏｆｄｍシステムにおける搬送波間干渉を低減する方法および装置
CN110300079B (zh) 一种msk信号相干解调方法及***
CN1197316C (zh) 用于正交调制数字通信***的盲载波偏移检测
CN113114605B (zh) 一种信号处理方法、装置及***
CN101656703B (zh) 接收设备、信号处理方法和程序
JP4295012B2 (ja) 半導体集積回路及び復調装置
JP5261173B2 (ja) マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置
CN105162533B (zh) 一种发射机幅度不平衡和相位不平衡测量方法
CN104333525A (zh) 一种gmsk调制***同步方法
WO2021255124A1 (en) Demodulating modulated signals
CN113115430A (zh) 一种高速突发数字解调***
JP2019501594A (ja) 離散コサイン変換に基づく無線データ通信
US10257009B2 (en) Method for multichannel signal search and demodulation and technique to demodulate and detect DBPSK FDMA ultra-narrow band signal
CN114338334B (zh) 一种基于伪码导频的相位噪声估计与补偿方法
US20190372818A1 (en) Systems and methods for ofdm duobinary transmission
JP3946893B2 (ja) ディジタル通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
A529 Written submission of copy of amendment under article 34 pct

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A5211

Effective date: 20081125

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20100515

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20100515

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20110512

RD03 Notification of appointment of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423

Effective date: 20110512

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20120720

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20120918

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821

Effective date: 20120919

RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422

Effective date: 20121115

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20130110

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821

Effective date: 20130118

RD04 Notification of resignation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424

Effective date: 20130118

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20130308

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20130329

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20130426

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20160502

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R3D02

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees