WO2002098019A1

WO2002098019A1 - Suppresseur d'interference

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Publication number: WO2002098019A1
Application number: PCT/JP2002/004806
Authority: WO
Inventors: Hiroyasu Sano
Original assignee: Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
Priority date: 2001-05-25
Filing date: 2002-05-17
Publication date: 2002-12-05
Also published as: CN1284312C; JP2002353866A; EP1392007A1; US20040131134A1; US7161976B2; CN1535511A; JP4744725B2

Description

明細書干渉キャンセラ技術分野

本発明は、移動体通信、衛星通信、および屋内通信等に利用される干渉キャンセラに関するものであり、特に、複数ユーザに対応する受信信号から、ユーザ単位に他ユーザの干渉を除去する干渉キャンセラに関するものである。背景技術

以下、従来の干渉キヤンセラにつレ、て説明する。従来の干渉キャンセラとしては、たとえば、特開 2 0 0 0— 1 3 8 6 0 5号公報に記載の「マルチユーザ受信装置」がある。

ここで、上記公報記載の従来の干渉キャンセラの動作について説明する。第 1 5図は、従来の干渉キャンセラ、すなわち、上記マルチユーザ受信装置の構成を示す図である。従来の干渉キャンセラは、高速レートのユーザ信号に対して既知のマルチユーザ時空間干渉除去を行い、低速レートのユーザ信号に対して、すなわち、受信信号から高速レートのユーザ信号を除去した信号（干渉除去残差信号

) を用いて、.アンテナ指向性制御で干渉除去を行っている。

複数の伝送レートのユーザ信号を多重化する C DMAシステムでは、高速レートのユーザ信号の数は少ないが、その干渉の影響は大きい。逆に、低速レートの各ユーザ信号による干渉の影響は少ないが、その数は多く、 H/W規模が増大する。そこで、従来の干渉キャンセラでは、低速レートの各ユーザ信号のマルチュ一ザ干渉キャンセラ動作を省略する。

上記従来の干渉キャンセラでは、アンテナ 1 0 1—1〜1 0 1—N (Nは自然数）で C DMA信号を受け取り、高速レートのユーザ信号を干渉除去処理部 1 0

2 - 1の高速レートユーザ I E U (干渉推定部：以降、単に I E Uと呼ぶ） 1 0 3— 1—：！〜 103— 1— Kへ出力する。

たとえば、 Μ (Μは 2以上の整数）段の干渉除去処理部 1 02— 1〜： 1 02— Μを形成した場合、高速レートのユーザ信号に対応する各段の I EU 1 03— 1 一；！〜 1 03— Μ— Κでは、前段の干渉除去処理で得られたアンテナ毎の干渉除去残差信号と、前段の同一ユーザ信号に対応するシンボルレプリカと、を受け取り、各段でユーザ信号固有のアンテナ指向性により復調処理を行う。そして、現段のシンボルレプリカを生成し、それを次段へ出力する。

同時に、 I EU 1 03— 1一:！〜 1 03— Μ— Κでは、アンテナ単位に、現段のシンボルレプリカと前段のシンボルレプリカとの差に関する拡散信号を生成 Ζ 出力する。

遅延器 1 05— 1— 1〜： 1 05— (Μ— 1) — Νでは、受信信号あるいはアンテナ毎の干渉処理残差信号を、各 I EUの処理結果が出力されるまで遅延させる。減算器 1 06— 1一 1〜： 1 06— (Μ— 1 ) 一 Νでは、各ユーザ信号の I EU出力をアンテナ毎に減じて、現段のアンテナ毎の干渉除去残差信号を得る。そして、最終段の各 I EUでは、高速レートの各ユーザ信号に対応する復調信号を出力する。

また、低速レートユーザ DEM (復調部：以降、単に DEMと呼ぶ） 1 04- 1〜 1 0₄— κでは、（Μ— 1 ) 段の干渉除去処理で得られたアンテナ毎の干渉除去残差信号を受け取り、各ユーザ信号固有のアンテナ指向性により復調し、低速レートの各ユーザ信号に対応する復調信号を出力する。

第 1 6図は、上記 I EUの構成を示す図である。 I EUは、複数のパス（# 1 〜#Ρ) を有するマルチパス伝送路に対応して、パス単位の処理を行う。

逆拡散部 1 1 1— 1〜1 1 1— Νでは、前段のアンテナ単位の干渉除去残差信号を受け取り、アンテナ単位に逆拡散を行う。乗算器 1 1 2—：!〜 1 1 2— Νでは、各逆拡散部の出力

を用いて重み付けを行う。加算器 1 1 3では、乗算器 1 1 2— 1〜： I 1 2— Nの出力を合成する。乗算器 1 14では、前段の同一ユーザ信号に対応するシンボルレプリカに重み付けを行う。加算器 1 1 5 では、加算器 1 1 3の出力と乗算器 1 1 4の出力とを加算する。

検波器 1 1 6では、加算器 1 1 5の出力をパス単位の伝送路推定値を用いて復調する。また、ここでは、同期検波復調を行うとともに、最大比合成を実現するための重み付けを行う。

加算器 1 2 0では、パス毎の検波器 1 1 6の出力を合成する。判定器 1 2 1では、加算器 1 2 0の出力を判定する。

乗算器 1 2 2では、判定器 1 2 1の出力にパス毎の伝送路推定値を乗じて現段のシンボルレプリカを生成し、そのシンボルレプリカを次段へ出力する。減算器 1 2 3では、乗算器 1 2 2の出力から乗算器 1 1 4の出力を減じる。乗算器 1 2 4では、減算器 1 2 3の出力に重み付けを行う。乗算器 1 2 5— 1〜 1 2 5— N では、乗算器 1 2 4の出力に対して、上記重み Wi〜W_Nをアンテナ数で正規化した複素共役重み ^ZN W^TZNを乗じる。拡散部 1 2 6— 1〜 1 2 6—Nでは、各乗算器の出力をアンテナ毎に拡散する。

カロ算器 1 2 7— 1〜 1 2 7— Nでは、各拡散部の各パスの出力をアンテナ単位に加算する。なお、初段の I E U 1 0 3— 1— 1〜 1 0 3— 1—Kにおいては、前段の干渉除去残差信号として、アンテナ受信信号を受け取り、前段の同一ユーザ信号に対応するシンボルレプリカとして、 0を用いる。また、最終段の I E U 1 0 3— M— 1〜： L 0 3— M— Kにおいては、加算器 1 2 0の出力である復調信号のみを出力し、以降の干渉推定処理および干渉除去残差信号の更新処理は行わない。また、重み Wi〜W_Nは、別途、ユーザ信号の到来方向推定に基づいて決定するステアリングアンテナ重みや適応制御重みを用いる。また、乗算器 1 1 4および乗算器 1 2 4で乗じる重み係数は、たとえば、 1— ( 1— a) は 1 以下の実数， mは段数で 2以上 Μ以下の整数）および αである。

第 1 7図は、上記 D E Mの構成を示す図である。 D E Mは、複数のパスを有するマルチパス伝送路に対応して、パス単位の処理を行う。

逆拡散部 1 3 1— 1〜： L 3 1— Νでは、前記（Μ— 1 ) 段目の干渉除去処理で得られたアンテナ毎の干渉除去残差信号を受け取り、アンテナ単位に逆拡散を行う。乗算器 1 3 2— 1〜1 3 2— Nでは、各逆拡散部の出力に重み付けを行う。加算器 1 3 3では、上記各乗算器の出力を合成する。検波器 1 3 4では、加算器 1 3 3の出力をパス単位の伝送路推定値を用いて復調する。加算器 1 3 5では、パス毎の検波器出力を合成して復調信号を出力する。

このように、従来の干渉キャンセラでは、信号電力の大きいユーザ信号に対してァンテナ指向性制御およびマルチユーザ干渉キヤンセラを用レ、て干渉除去を行レ、、信号電力の小さいユーザ信号に対してアンテナ指向性制御のみを用いて干渉除去を行うことで、比較的小さい装置規模で大きな干渉除去効果を得ている。しかしながら、上記、従来の干渉キャンセラにおいては、ァダプティブアレイアンテナのアルゴリズムにより、ビーム形成の収束に時間がかかるため、バケツトゃランダムアクセスチャネル（R A C H) 等の短い時間長の信号の受信に対応できない、という問題があった。

また、従来の干渉キャンセラにおいては、干渉キャンセラのステージ数 (レブリカ信号の減算回数）が増加するにしたがって、受信信号の S I Rは改善される力 S、一方で、最終ステージまでの復調処理に多大な遅延が発生してしまう、という問題があった。具体的にいうと、この遅延により、高速 T P C (送信電力制御 ) に対応することができなくなるため、フェージングの変動速度によっては特性が大幅に劣化してしまう、という問題があった。

従って、本発明は、パケットやランダムアクセスチャネル（RA C H) 等の短い時間長の信号の受信に対応し、さらにフェージング変動の追従性を考慮することにより高速 T P Cに対応した干渉キャンセラを提供することを目的としている。発明の開示

本発明にかかる干渉キャンセラにあっては、 N本のアンテナ素子単位の信号を用いて固定指向性を有する B個のビームを形成し、ビーム毎信号を出力するマルチビームフォーミング手段（後述する実施の形態のアンテナ 1一 1〜1— N、 A G C 2— 1〜2—N、準同期検波部 3—：！〜 3— N、 AZD 4—：！〜 4— N、マルチビームフォーミング部 5に相当）と、前記ビーム毎信号を用いて検出した P 個の有効なパスに対応するパス位置情報を生成し、さらに、前記ビーム毎信号および前記パス位置情報を用いて干渉除去後のビーム毎信号を合成した第 1のビーム合成後信号（軟判定値）を生成する、ユーザ個別のマルチビーム復調手段（低速レートユーザ用マルチビーム復調部 6—：！〜 6— Nい高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部 7— 1〜7—N_Hに相当）と、前記パス位置情報、前記第 1のビーム合成後信号、および前記第 1のビーム合成後信号を生成する際にパス毎に算出する伝送路推定結果を用いて、ビーム毎のレプリカ信号およびシンボルレプリカを生成する、ユーザ個別の高速レートユーザ用レプリカ生成手段（高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部 7—：！〜 7— N_H に相当）と、前記ビーム毎レプリカ信号生成処理にかかる時間分の遅延を与えた前記ビーム毎信号から、対応するビーム毎レプリカ信号を減算し、高速レートュ一ザによる干渉成分を除去する干渉成分除去手段（減算器 1 1一 :!〜 1 1— Bに相当）と、前記干渉成分除去後のビーム毎信号に対してパス毎のウェイト制御を施すことでァダプティブビームを形成し、その後、パス毎のァダプティブビーム形成後信号を合成して第 1のァダプティブビーム合成後信号（軟判定値）を生成する、ユーザ個別の低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段（低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 1 2—1〜1 2—N_Lに相当）と、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記マルチビーム復調手段は、前記ビーム毎信号単位に、当該信号に含まれたスロット毎の既知系列を用いて平均電力遅延プロファイルを生成し、当該平均電力遅延プロファイルのなかから所望信号に対応するパスを検出するビーム毎パス検出手段と、前記検出したパスの平均電力値の大きな方から順に P個分のパスを選択し、選択されたパスに対応する時間的 Z空間的な位置をパス位置情報として出力するパス選択手段と、を備えることを特 ί敫とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記マルチビーム復調手段は、パス単位に前記ビーム毎信号に対する伝送路推定を行い、当該ビーム毎信号をパス毎の伝送路推定値を用レ、て復調後、パス毎の復調信号を RAKE合成する R A K E合成手段と、パス単位に前記ビーム毎信号に対する干渉電力推定を行い、 R AK E合成後の復調信号を当該パス毎の干渉電力推定値を用いて正規ィ匕する正規化手段と、すべての正規化後信号を合成して前記第 1のビーム合成後信号を生成するビーム合成後信号生成手段と、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段は、前記干渉成分除去後のビーム毎信号と、前記パス位置情報と、前記第 1のァダプティブビーム合成後信号の硬判定結果に基づいて、所定のアルゴリズムによるウェイト制御を行う第 1のウェイト制御手段と、前記ゥエイト制御後の信号を合成してパス単位にァダプティブビーム形成後信号を生成する第 1のァダプティブビーム形成後信号生成手段と、前記パス毎のァダプティブビーム形成後信号に対してフェージング補償を行う第 1のフェージング補償手段と、前記パス毎に得られるフェージング補償後のァダプティブビーム形成後信号を合成し、その合成結果として第 1のァダプティブビーム合成後信号を出力する第 1の軟判定値出力手段と、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにあっては、前記第 1のビーム合成後信号と、前記第 1のァダプティブビーム合成後信号とを、所定の基準を用いて適応的に選択出力する第 1の選択手段（軟判定データ選択部 1 4に相当）、を備えることを特 ί毀とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにあっては、前記ビーム毎信号に含まれたスロット毎の既知系列および前記パス位置情報を用いて第 1の S I R推定値を算出し、一方で、前記低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段内のァダプティブビーム形成後信号に基づいて第 2の S I R推定値を算出し、当該第 1および第 2の S I R推定値を比較し、その比較結果に基づいて適応的に S I R値を捕正する第 1の S I R補正手段（S I R補正部 1 3に相当）、を備えることを特徵とする。つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記第 1の S I R補正手段は、前記第 1の S I R推定値から前記第 2の S I R推定値を減算する第 1の減算手段と、前記減算結果を複数スロットにわたり平均化して S I R補正量を算出する第 1の補正量算出手段と、前記第 1の S I R推定値と前記第 2の S I R推定値とを比較し、「第 2の S I R推定値第 1の S I R推定値（または第 2の S I R推定値 >第 1の S I R推定値）」のときに S I R値を補正する第 1の比較補正手段と、を備えることを特 ί敷とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記第 1の選択手段は、前記第 1および第 2の S I R推定値のなかから良好な S I R推定値に対応する軟判定値を選択することを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにあっては、前記干渉成分除去後のビーム毎信号に前記ビーム毎のシンボルレプリカを個別に加算し、その加算結果に対してパス毎のウェイト制御を施すことでァダプティブビームを形成し、その後、ス毎のァダプティブビーム形成後信号を合成して第 2のァダプティブビーム合成後信号（軟判定値）を生成する、ユーザ個別の高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段（高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 1 5— 1〜； 1 5 一 Ν_Ηに相当）、を備えることを特^ ¾とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段は、前記干渉成分除去後のビーム毎信号に対して前記ビーム毎のシンボルレプリカを重み付け加算する加算手段と、前記重み付け加算後のビーム毎信号と、前記パス位置情報と、前記第 2のァダプティブビーム合成後信号の硬判定結果に基づいて、所定のアルゴリズムによるウェイト制御を行う第 2 のウェイト制御手段と、前記ウェイト制御後の信号を合成してパス単位にァダプティブビーム形成後信号を生成する第 2のァダプティプビーム形成後信号生成手段と、前記パス毎のァダプティブビーム形成後信号に対してフェージング補償を行う第 2のフェージング補償手段と、前記パス毎に得られるフヱ一ジング補償後のァダプティブビーム形成後信号を合成し、その合成結果として第 2のァダプティブビーム合成後信号を出力する第 2の軟判定値出力手段と、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにあっては、前記第 1のビーム合成後信号と、前記第 2のァダプティブビーム合成後信号とを、所定の基準を用いて適応的に選択出力する第 2の選択手段（軟判定データ選択部 1 7に相当）と、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにあっては、前記ビーム毎信号に含まれたスロット毎の既知系列および前記パス位置情報を用いて第 3の S I R推定値を算出し、一方で、前記高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段内のァダプティブビーム形成後信号に基づいて第 4の S I R推定値を算出し、当該第 3および第 4の S I R推定値を比較し、その比較結果に基づいて適応的に S I R値を補正する第 2の S I R捕正手段（S I R補正部 1 6に相当）、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記第 2の S I R補正手段は、前記第 3の S I R推定値から前記第 4の S I R推定値を減算する第 2の減算手段と、前記減算結果を複数スロットにわたり平均化して S I R補正量を算出する第 2の補正量算出手段と、前記第 3の S I R推定値と前記第 4の S I R推定値とを比較し、「第 4の S I R推定値第 3の S I R推定値（または第 4の S I R推定値〉第 3の S I R推定値）」のときに S I R値を補正する第 2の比較 Z補正手段と、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記第 2の選択手段は、前記第 3および第 4の S I R推定値のなかから良好な S I R推定値に対応する軟判定値を選択することを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにあっては、 N本のアンテナ素子単位の信号を用いて固定指向性を有する B個のビームを形成し、ビーム毎信号を出力するマルチビームフォーミング手段と、前記ビーム毎信号を用いて検出した P個の有効なパスに対応するパス位置情報を生成し、さらに、前記ビーム毎信号および前記パス位置情報を用いて干渉除去後のビーム毎信号を合成した第 1のビーム合成後信号（軟判定値）を生成する、ユーザ個別のマルチビーム復調手段と、前記パス位置情報、前記第 1のビーム合成後信号、および前記第 1のビーム合成後信号を生成する際にパス毎に算出する伝送路推定結果を用いて、ビーム毎のレプリカ信号おょぴシンボルレプリカを生成する、ユーザ個別の高速レートユーザ用レブリ力生成手段と、前記ビーム毎レブリ力信号および前記ビーム毎シンボルレブリ力に対して逆ビームフォーミングを行い、 N個の逆ビームフォーミング後レプリ力信号および（B X P) 個の逆ビームフォーミング後シンポルレプリカを生成する逆ビームフォーミング手段（逆ビームフォーミング部 2 3 0—：！〜 2 3 0— N _Hに相当）と、前記逆ビームフォーミング後レプリカ信号生成処理にかかる時間分の遅延を与えた前記アンテナ素子単位信号から、対応する逆ビームフォーミング後レプリカ信号を減算し、高速レートユーザによる干渉成分を除去する干渉成分除去手段（減算器 2 3 2—：！〜 2 3 2— Nに相当）と、前記干渉成分除去後のアンテナ素子単位信号に対してパス毎のウェイト制御を施すことでァダプティブアンテナによるビームを形成し、その後、パス毎のビーム形成後信号を合成して第 2のビーム合成後信号（軟判定値）を生成する、ユーザ個別の低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段（低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部 2 3 3— 1〜2 3 3— こ相当）と、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キヤンセラにおレ、て、前記マルチビーム復調手段は、前記ビーム毎信号単位に、当該信号に含まれたスロット毎の既知系列を用いて平均電力遅延プロファイルを生成し、当該平均電力遅延プロファイルのなかから所望信号に対応するパスを検出するビーム毎パス検出手段と、前記検出したパスの平均電力値の大きな方から順に P個分のパスを選択し、選択されたパスに対応する時間的/空間的な位置をパス位置情報として出力するパス選択手段と、を備えることを特 ί敷とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記マルチビーム復調手段は、パス単位に前記ビーム毎信号に対する伝送路推定を行い、当該ビーム毎信号をパス毎の伝送路推定値を用レ、て復調後、パス毎の復調信号を RAK E合成する R A K E合成手段と、パス単位に前記ビーム.毎信号に対する干渉電力推定を行い、 R AK E合成後の復調信号を当該パス毎の干渉電力推定値を用いて正規化する正規化手段と、すべての正規化後信号を合成して第 1のビーム合成後信号を生成するビーム合成後信号生成手段と、を備えることを特徼とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段は、前記干渉成分除去後のアンテナ素子単位信号と、前記パス位置情報と、前記第 2のビーム合成後信号の硬判定結果に基づいて、所定のアルゴリズムによるウェイト制御を行う第 1のウェイト制御手段と、前記ゥェィト制御後の信号を合成してパス単位にァダプティブアンテナによるビーム形成後信号を生成する第 1のビーム形成後信号生成手段と、前記パス毎のァダプティプアンテナによるビーム形成後信号に対してフェージング捕償を行う第 1のフエ一ジング補償手段と、前記パス毎に得られるフエージング補償後のビーム形成後信号を合成し、その合成結果として第 2のビーム合成後信号を出力する第 1の軟 · 判定値出力手段と、を備えることを特敷とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにあっては、前記第 1のビーム合成後信号と、前記第 2のビーム合成後信号とを、所定の基準を用いて適応的に選択出力する第 1の選択手段、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにあっては、前記ビーム毎信号に含まれたスロット毎の既知系列および前記パス位置情報を用いて第 1の S I R推定値を算出し、一方で、前記低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段内のビーム形成後信号に基づいて第 2の S I R推定値を算出し、当該第 1および第 2の S I R推定値を比較し、その比較結果に基づいて適応的に S I R値を補正する第 1 の S I R補正手段、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記第 1の S I R補正手段は、前記第 1の S I R推定値から前記第 2の S I R推定値を減算する第 1の減算手段と、前記減算結果を複数スロットにわたり平均化して S I R補正量を算出する第 1の補正量算出手段と、前記第 1の S I R推定値と前記第 2の S I R推定値とを比較し、「第 2の S I R推定値第 1の S I R推定値（または第 2の S I R推定値 >第 1の S I R推定値）」のときに S I R値を補正する第 1の比較 Z補正手段と、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにあっては、前記干渉成分除去後のアンテナ素子単位信号に前記ビーム毎の逆ビームフォーミング後シンボルレプリカを個別に加算し、その加算結果に対してパス毎のウェイト制御を施すことでァダプテイブアンテナによるビームを形成し、その後、パス毎のビーム形成後信号を合成しャ第 3のビーム合成後信号（軟判定値）を生成する、ユーザ個別の高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段（高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部 2 3 4—：！〜 2 3 4— N_Hに相当）、を備えることを特徴とする。つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段は、前記干渉成分除去後のアンテナ素子単位信号に対して前記ビーム毎の逆ビームフォーミング後シンボルレプリカを重み付け加算する加算手段と、前記重み付け加算後のアンテナ素子単位信号と、前記パス位置情報と、前記第 3のビーム合成後信号の硬判定結果に基づいて、所定のアルゴリズムによるウェイト制御を行う第 2のウェイト制御手段と、前記ウェイト制御後の信号を合成してパス単位にァダプティプアンテナによるビーム形成後信号を生成する第 2のビーム形成後信号生成手段と、前記パス毎のァダプティプアンテナによるビーム形成後信号に対してフェージング補償を行う第 2のフェージング補償手段と、前記パス毎に得られるフェージング補償後のビーム形成後信号を合成し、その合成結果として第 3のビーム合成後信号を出力する第 2の軟判定値出力手段と、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにあっては、前記第 1のビーム合成後信号と、前記第 2のビーム合成後信号とを、所定の基準を用いて適応的に選択出力する第 2の選択手段、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにあっては、前記ビーム毎信号に含まれたスロット毎の既知系列および前記パス位置情報を用いて第 3の S I R推定値を算出し、一方" C、前記高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段内のビーム形成後信号に基づいて第 4の S I R推定値を算出し、当該第 3および第 4の S I R推定値を比較し、その比較結果に基づいて適応的に S I R値を補正する第 2 の S I R捕正手段、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記第 2の S I R補正手段は、前記第 3の S I R推定値から前記第 4の S I R推定値を減算する第 2の減算手段と、前記減算結果を複数スロットにわたり平均化して S I R補正量を算出する第 2の補正量算出手段と、前記第 3の S I R推定値と前記第 4の S I R推定値とを比較し、「第 4の S I R推定値≥第 3の S I R推定値（または第 4の S I R推定値 >第 3の S I R推定値でもよい）」のときに S I R値を補正する第 2の比較ノ補正手段と、を備えることを特徴とする。

つぎの発明にかかる干渉キャンセラにおいて、前記第 2の選択手段は、前記第 3および第 4の S I R推定値のなかから良好な S I R推定値に対応する軟判定値を選択することを特徴とする。図面の簡単な説明

第 1図は、本発明にかかる干渉キャンセラの実施の形態 1の構成を示す図であり、第 2図は、マルチビームフォーミング部 5の構成を示す図であり、第 3図は、 B個のマルチビームのイメージを示す図であり、第 4図は、低速レートユーザ用マルチビーム復調部 6— :！〜 6— N_Lの構成を示す図であり、第 5図は、パス検出部 3 0の構成を示す図であり.、第 6図は、スロット毎に設けられた既知系列を示す図であり、第 7図は、高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部 7—1〜 7— N_Hの構成を示す図であり、第 8図は、高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部 7— 1〜 7— N_Hの構成を示す図であり、第 9図は、低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 12— 1〜 12— N_Lの構成を示す図であり、第 10図は、高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 1 5-1— 15一 N_Hの構成を示す図であり、第 11図は、 S I R補正部 13およぴ 16の構成を示す図であり、第 12図は、本発明にかかる干渉キャンセラの実施の形態 2の構成を示す図であり、第 13図は、低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部 233— 1〜233— N_Lの構成を示す図であり、第 14図は、高速レートユーザ用ァダプティプアンテナ復調部 234— 1〜 234— N_Hの構成を示す図であり、第 15図は、従来の干渉キャンセラの構成を示す図であり、第 16図は、 I EUの構成を示す図であり、第 17図は、 DEMの構成を示す図である。発明'を実施するための最良の形態

以下に、本発明にかかる干渉キヤンセラの実施の形態を図面に基づレ、て詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。実施の形態 1.

第 1図は、本発明にかかる干渉キャンセラの実施の形態 1の構成を示す図である。第 1図において、 1— 1, 1一 2, 1-3, '··, 1— Nはアンテナであり、 2— 1， 2-2, 2— 3， ···, 2— Nは AGC (Auto Gain Control) であり、 3— 1, 3 - 2 , 3— 3, ···, 3— Nは準同期検波部であり、 4— 1， 4— 2, 4— 3， ···， 4— Nは A/D (アナログ Zディジタル変換部）であり、 5はマルチビームフォーミング部であり、 6— 1, …， 6—N_Lは低速レートユーザ用マルチビーム復調部（LRUMBDEM) であり、 7— 1， '··, 7— N_Hは高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部（HRUMB I CDEM) であり、 8— 1， ■··, 8一 Nい 9一 1, ···, 9— N_H, 10— 1, 10— 2, 10一 3, ·■·, 10— Bは遅延器であり、 11，1, 11-2, 11-3, ···, 11— Bは減算器であり、 12—1, ···, 12— N_Lは低速レートユーザ用ァダプティプビーム復調部（LRUABDEM) であり、 13， 16は S I R補正部であり、 14， 17は軟判定データ選択部であり、 15— 1, ···, 15— N_Hは高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部（HRUABDEM) である。

ここで、本実施の形態の干渉キャンセラの特徴動作について説明する。まず、自動利得制御、準同期検波、および AZD変換処理後のアンテナ信号 # 1〜#N を受け取ったマルチビームフォーミング部 5では、 B個のマルチビームを形成する（マルチビームは固定指向性を有するビーム）。

第 2図は、マルチビームフォーミング^ 5の構成を示す図である。第 2図において、 20— 1, 20-2, ···, 20— Bはマルチビーム形成部であり、 21, 22, 23は乗算器であり、 24は合成部である。ここでは、一例として、逆拡散前のアンテナ信号を使用してマルチビームを形成する。第 3図は、 B個のマルチビームのイメージを示す図である。

上記マルチビームフォーミング部 5において、 N本のアンテナ信号 r Xは、ベクトルで表現（各要素は複素数）すると、 r x= [r xい r x₂, ···, r x_N] ^T で与えられる。なお、 Tは転置を表す。また、ビーム毎信号 # 1〜#Βを形成するためのウェイトべクトノレは、それぞれ 1^= [M_u, M₁₂, ·■·, M_1N] ^τ, Μ₂= [ Μ₂い Μ₂₂, ···, Μ_2Ν] ^τ， ···， Μ_Β= [Μ_Βい Μ_Β2, ···, Μ_ΒΝ] ^τで表される（各要素は複素数）。したがって、上記ウェイトべクトルを行列で表現すると、（1) 式のように表すことができる。

そして、マルチビーム形成後の Β個のビーム毎信号 r yは、ベクトルで表現（各要素は複素数）すると、 r y= [r y r y₂, ···， r y_B] ^Tで与えられ、（ 2) 式のように表すことができる。

r y =M - r x ··· (2) その後、マルチビームフォーミング部 5から出力されるビーム毎信号 # 1〜# Bは、遅延器 10— 1〜10— B、低速レートユーザ用マルチビーム復調部 6一一 1〜6— N_Lおよび高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部 7— 1〜 7—N_Hに対して出力される。

つぎに、低速レートユーザ用マルチビーム復調部（LRUMBDEM) 6— 1 〜 6— N_Lの動作について説明する。第 4図は、低速レートユーザ用マチビ一ム復調部（LRUMBDEM) 6— 1〜 6— N_Lの構成を示す図である。第 4図において、 30はパス検出部であり、 31—1， 31-2, ···, 31— Bはビーム毎 RAKE合成後信号生成部であり、 32, 33は合成部であり、 40— 1， 40-2, ···, 40— Pはパス毎検波 Z干渉電力推定部であり、 41は S IR推定部であり、 42は平均化部であり、 43は合成部であり、 44は除算部であり、 50は逆拡散部であり、 51は遅延器であり、 52は伝送路推定部であり、 53 は干渉電力推定部であり、 54は複素共役算出部であり、 55は複素乗算器である。なお、ここでは、上記各低速レートユーザ用マルチビーム復調部が同様の構成を備えているため、低速レートユーザ用マルチビーム復調部 6— 1の構成を用レ、て動作を説明する。

まず、低速レートユーザ用マルチビーム復調部 6— 1では、受け取ったマルチビーム形成後のビーム毎信号 # 1〜#Bを用いて、時空間でパス検出を行う。第 5図は、パス検出部 30の構成を示す図である。第 5図において、 60— 1, 6 0 - 2, ·■·, 60—Bはビーム毎パス検出部であり、 61はパス選択部であり、 70は逆拡散部であり、 71は伝送路推定部であり、 72は平均電力値算出部であり、 73はしきい値算出部であり、 74は判定部であり、 75は干渉電力値算出部であり、 76は除算器であり、パス検出部 30では、 B個のビーム毎信号を用いて、マルチパス波の影響を受けた逆拡散後の信号から時間の異なる P個のパス選択を行う。なお、ここでは、上記各ビーム毎パス検出部が同様の構成を備えているため、ビーム毎パス検出部 60— 1の構成を用いて動作を説明する。

ビーム毎パス検出部 60—1では、逆拡散部 70が、ビーム毎信号 # 1に対して逆拡散を行う。そして、伝送路推定部 7 1が、スロット毎に設けられた既知系列であるパイロットシンボル（第 6図のス口ット構成参照）を用いて、 1スロット內の全シンボルを同相加算し、瞬時の伝送路推定値を求める。

平均電力値算出部 7 2では、伝送路推定部 7 1で求められた伝送路推定値を用いて、数スロット間にわたる電力平均化処理を行い、平均電力遅延プロファイルを算出する。しきい値算出部 7 3では、平均電力遅延プロファイルの中で、最も電力の小さいパスの電力から A d Bだけ大きい電力を、パス選択のためのしきい値とする。干渉電力値算出部 7 5では、平均電力遅延プロファイルの中で、しきい値以下のパスの電力を雑音干渉電力とみなし、その干渉電力値を算出する。判定部 7 4では、平均電力値算出部 7 2出力（平均電力遅延プロファイル）としきい値算出部 7 3出力（しきい値）との比較を行い、当該しきい値よりも大きな平均電力値を有するパスを、所望信号に対応するパスとする。そして、このパスの時間的な位置に関する情報（ビーム識別番号）を出力する。

また、上記所望信号に対応するパスのパス電力値が除算器 7 6に入力され、ここでは、上記干渉電力値を用いて正規ィヒのための除算が行われ、その除算結果を出力する。なお、パス検出部 3 0では、受信機側における HZW的あるいは S Z W的な制約から、一般的に予め定められた Ρ個のパスに対してのみ信号処理が行われることが多い。そこで、パス選択部 6 1では、 Ρ個の有効なパスが選択できるよう、正規ィヒされたパスの平均電力値の大きな方から順に Ρ個分のパスを選択する。そして、パス選択部 6 1からは、選択された各パスに対応する時間的ノ空間的な位置がパス位置情報として出力される。

このように、上記パス検出部 3 0では、マルチビームを用いて空間的に分離する、という簡易な方法で、パスの到来方向を推定するとともに、ビーム毎に干渉電力を用いて正規化を行うことで、干渉波による影響を低減（S I Rを改善）することができるため、パスの検出精度を向上させることができる。また、すべてのセクタでマルチビームを形成することで、たとえば、 1つのユーザからの信号を複数のセクタで受信する（複数のパスが角度ひろがりを持って到来する）可能性がある基地局において、セノレ全方位のパスサーチが可能となる（セクタという概念にとらわれないでパスサーチが可能）。また、全ユーザに共通の固定のマルチビームを用いているので、復調処理が容易となる。

一方、ビーム毎 RAKE合成後信号生成部 31—：！〜 31— Bでは、ビーム単位に RAKE合成後信号を生成する。なお、ここでは、上記各ビーム毎 RAKE 合成後信号生成部が同様の構成を備えているため、ビーム毎 RAKE合成後信号生成部 31一 1の構成を用いて動作を説明する。

まず、パス毎に備えられた逆拡散部 50では、受け取った時間的空間的なパス位置情報に基づいて、パス（パス # 1〜パス #P) 毎に逆拡散を行う。そして、逆拡散後の信号は、 S I R推定部 41、パス毎に備えられた遅延器 51、伝送路推定部 52および干渉電力推定部 53に出力される。

たとえば、パス # 1に対応する伝送路推定部 52では、第 6図に示されたスロット単位のパイ口ットシンボルを用いて、パス # 1の伝送路推定値を算出する。パス # 1に対応する複素共役算出部 54では、上記伝送路推定値の複素共役値を算出する。そして、パス # 1に対応する複素乗算器 55では、上記複素共役値と、遅延器 51により所定時間だけ遅延された逆拡散後の信号と、を乗算し、信号振幅に比例した重み付けおよび位相変動の除去が行われたパス # 1の信号を出力する。なお、同様の処理により、パス # 2〜パス #Pの信号がそれぞれ出力され、合成部 43では、パス # 1〜パス # Pの信号をすベて同じタイミングで合成する。また、逆拡散後の信号を受け取ったパス # 1に対応する干渉電力推定部 53では、ビーム # 1のパス # 1に対応する逆拡散後の信号 (k_s, j ) (ただし、 y_a,_b (k_s, j ) は複素数であり、 aはビーム # a、 bはパス #bを表し、 k_sはスロット、 jは第番目のスロットにおける第 j番目のパイロットシンボル）力ら、干渉電力を算出する。まず、干渉電力推定部 53では、第 k_s番自のスロット内のパイロットシンボル P_s (k_s, j ) (ただし、 I P_s (k_s, j ) | =1 ) の変調成分を除去後に全シンボルにわたって同相加算を行い、ビーム # 1のパス # 1における第 k_s番目のスロットに対する伝送路推定値 _{V l} (k_s) (ただし、 77_a,_b (k_s) は複素数である）を算出する。つぎに、干渉電力推定部 53では、算出した伝送路推定値と上記逆拡散後の信号 yい（k_s, ； i) とを用いて、（3) 式に従って、ビーム # 1のパス # 1に対応する第 k_s番目のスロットの干渉電力びい² (k_s) (ただし、び (k_s) は複素数である）を算出する。び ( ( '，ル ( ·, )- ， ² ·…（尸ゾ =1 ³⁾ ただし、 P_s* (k_s， j ) は P_s (k_s, j ) の複素共役値であり、 P_sは 1スロット中のパイ口ットシンボル数を表す。

さらに、得られた第 k_s番目の'スロットの干渉電力 o (k_s) は、式（4) に従って、複数スロットにわたって平均化処理が行われ、ここでは、ビーム # 1 のパス # 1における第 k_s番目のスロットの干渉電力推定値 I (k_s) が算出される。 ( ）= ∑ぴ ( - ） · · '（⁴) ただし、 Sは平均化に使用するスロット数を表す。

そして、式（4) によって求められる干渉電力は、ビーム # 1のパス # 1と同様に、ビーム # 1のパス #2〜#Ρに対しても算出され、平均化部 42では、式 (5) に従って平均化を行い、ビーム # 1に対応する平均干渉電力を算出する。ム ⁴⁼¹

除算（正規化）部 44では、合成部 43出力の合成信号を、受け取ったビーム # 1の平均干渉電力で割り、干渉電力で正規化されたビーム # 1に対応する RA KE合成後信号を生成/出力する。なお、この RAKE合成後信号は、ビーム # 1と同様に、ビーム # 2〜#Bについても算出される。

合成部 33では、全ビームに対応する RAKE合成後信号を合成し、ビーム合成後信号を生成 Z出力する。なお、このビーム合成後信号は、軟判定値として、第 1図に示される遅延器 8-1-8 こ対して出力される。また、ビーム # 1に対応する S I R推定部 41では、ビーム # 1に対応する信号電力対干渉電力比を算出する。具体的にいうと、ビーム単位に推定した上記 ( 3) ， (4) , (5) 式と同様の処理により、干渉電力を算出する。そして、信号電力については、以下に示す処理を行う。

たとえば、ビーム # 1のパス # 1に対応する逆拡散後の信号 (k_s, j ) から信号成分を抽出するために、 S I R推定部 41では、まず、第 k_s番目のス口ット内のパイ口ットシンボル P_s (k_s， j ) の変調成分を除去後に全シンポルにわたつて同相加算を行い、ビーム # 1のパス # 1における第 k_s番目のスロットに対する伝送路推定値 (k_s) を算出する。そして、上記伝送路推定値を用いて、（6) 式に従って電力値を算出することで、第 k_s番目のスロットにおけるビーム # 1のパス # 1の信号電力が算出される。

同様に、第 k_s番目のスロットにおけるビーム # 1のパス # 2〜パス # Pについても電力値の算出が行われ、 S I R推定部 41では、（7) 式に従って第 k_s 番目のスロットにおけるビーム # 1の信号電力を算出する。

さらに、 S I R推定部 41では、（8) 式に示すように、（5) 式と（7) 式の除算を行い、第 k_s番目のスロットにおけるビーム # 1の S I R推定値を算出する。なお、この S IR推定値は、ビーム # 1と同様の手順で、ビーム #2〜# Bについても算出される。

SIR^ ^ · · ' (8) 最後に、合成部 32では、ビーム # 1〜#Bについて算出されたすベての S I R推定値の合成を行い、ビーム合成後 S I R推定値を生成/出力する。

つぎに、高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部（HRUMB I C D EM) 7— 1〜7— N_Hの動作について説明する。第 7図おょぴ第 8図は、高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部 ₇— 1〜 ₇ _ N_hの構成を示す図である。第 7図において、 3 4は判定部である。なお、前述の低速レートユーザ用マルチビーム復調部 6— 1〜6— N_Lと同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。また、第 8図（高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部内のレプリカ生成部）において、 8 0— 1 , 8 0 - 2 , ···, 8 0—Bはビーム毎レプリカ生成部であり、 8 1— 1〜8 1— Pはパス毎シンボルレブリ力生成部であり、 8 2は乗算器であり、 8 3は拡散部であり、 8 4は合成器であり、 8 5— 1〜8 5— Bは乗算器である。なお、ここでは、上記各高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部が同様の構成を備えているため、高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部 7— 1の構成を用いて動作を説明する。

上記高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部 7— 1は、基本的に前述の低速レートユーザ用マルチビーム復調部と同様の構成を備えるが、レブリカ信号を生成するために B個のビーム毎 RAKE合成後信号生成部が各パス（ P個）に対応するビーム毎チャネル推定値（伝送路推定部 5 2出力）を出力する点と、ビーム合成後信号を仮判定するための判定部 3 4が設けられている点と、第 8図に示すレプリカ生成部が設けられている点、が異なっている。

以降、前述と異なる動作について説明を行う。まず、判定部 3 4では、レプリ力信号を生成するために必要となるデータ判定値、具体的にいうと、硬判定ィ直 ( たとえば + 1 , - 1 ) を算出する。一方、ビーム合成後信号は、軟判定値として、第 1図に示される遅延器 9— 1〜 9一 N_Hに対して出力される。

また、第 8図に示すレプリカ生成部では、下記に示すように、ビーム毎レプリ力信号を生成する。なお、ここでは、上記 B個のビーム毎レプリカ生成部が同様の構成を備えているため、ビーム毎レプリカ生成部 8 0— 1の構成を用いて動作を説明する。

まず、ビーム毎レプリカ生成部 8 0— 1.では、乗算器 8 2が、ビーム # 1において検出された P個のパス単位に、上記 P個のビーム毎チャネル推定値と、上記データ判定値と、を乗算する。そして、その乗算結果は、ビーム # 1内のパス毎 (P個）に、シンボルレプリカ（ビーム毎シンボルレプリカ # 1〜# B ) として出力される。

また、パス毎に得られた乗算結果を受け取った拡散部 8 3では、パス単位に拡散のタイミングを設定し、パス検出部 3 0から得られるパス位置情報（時間 .空間）に基づいて拡散を行う。合成部 8 4では、 P個分のパスに対応した拡散結果を合成する。なお、この合成結果は、ビーム # 1と同様の手順で、ビーム # 2〜 # Bについても算出される。

乗算器 8 5— 1〜 8 5— Bでは、ビーム毎の合成結果にひ ( 0 < α≤ 1 ) とレ、う係数を乗算し、ビーム毎レプリカ信号 # 1〜# Βを生成する。

ここで、上記低速レートユーザ用マルチビーム復調部 6—：！〜 6— N_Lおよび高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部 7— :！〜 7— N_Hを用いた場合における効果を説明する。

( 1 ) 固定のマルチビームによる受信を行っていることから、ァダプティブァレイアンテナのアルゴリズムを用いた場合のように、ビーム形成を収束するために従来技術のような長時間を必要とせず、受信 S I Rの改善を図ることができる。 'また、マルチビームのビーム単位に干渉電力が異なる可能性があるので、パイ口ットシンボルと推定された干渉電力を用いて、ビーム毎の RAK E合成後信号を正規化する。そのため、パケット、ランダムアクセスチャネル (RA C H) というような、スロット長に近くかつ時間長の短い信号の受信についても容易に対応できる。

( 2 ) また、検出されたパスについては、検出されたビーム（空間位置）での干渉電力も考慮する必要があるため、パス単位に、固定ビーム内の干渉電力を用いて正規化し、その結果として、パス毎の S I R値を算出する。そして、検出したパス毎の S I R値をユーザ単位に合成（干渉電力まで考慮した一種の最大比合成 ) することで送信電力制御用 S I R値を算出する。これにより、ビーム単位の干渉電力の違いまで考慮した送信電力用 S I R値を算出できる。

(3) また、高速 TPCのフエージング変動による追従性を考慮するため、干渉キャンセル前の信号で算出した S I R値（上記低速レートユーザ用マルチビーム復調部および高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部にて生成）と、干渉キャンセル後の信号で算出した S I R値（後述する低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部おょぴ高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部にて生成）と、を用いて、干渉キャンセラによって改善された分だけ S I R値を補正（後述の S I R補正部 16にて実施）する。これにより、高速 TPC (送信電力制御）においても容易に対応できる。

つぎに、減算器 11— 1, 11— 2, ···, 11— Bでは、遅延器 10— 1〜1

0— Bにて遅延後のビーム毎信号 # 1〜#Bと、上記各高速レートユーザ用マルチビーム干渉キヤンセラ復調部にて生成されたビーム毎レプリカ信号 # 1〜 # B と、を受け取る。そして、ビーム毎信号 # 1〜#Bからそれぞれ対応するビーム毎レプリカ信号 # 1〜#Bを減算することで、高速レートユーザによる干渉成分を除去する。

その後、上記干渉成分除去後のビーム毎信号 # 1〜 # Bは、低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 12— 1〜12— N_Lおよび高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 15—：!〜 15— N_Hに対して出力される。

つぎに、低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部（LRUABDEM) 12— 1〜12— N_Lの動作について説明する。第 9図は、低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 12—:！〜 12— N_Lの構成を示す図である。第 9図において、 90—：！〜 90— Pはパス毎フェージング捕償部であり、 91は合成器であり、 92は判定部であり、 93は S I R推定部であり、 201— 1， 20

1- 2, '··201— Bは逆拡散部であり、 202はウェイト生成部であり、 20 3は乗算部であり、 204は合成器であり、 205は伝送路推定部であり、 20

6は複素共役算出部であり、 207は乗算器である。なお、ここでは、上記各低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部が同様の構成を備えているため、低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 i 2— 1の構成を用いて動作を説明する。，

低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 1 2— 1では、減算器 1 1 - 1 〜1 1— Bから干渉除去後ビーム毎信号 # 1〜# Bを受け取る。また、低速レートユーザ用マルチビーム復調部 6—1のパス検出部 3 0からパス位置情報（時間 /空間）を受け取る。以下、上記各パス毎フェージング補償部が同様の構成を備えているため、パス毎フェージング補償部 9 0— 1の構成を用いて動作を説明する。なお、パス毎フェージング補償部 9 0— 1では、 B個の複数ビームにおいて検出された時間的な位置が同一のパスを、同一のパスとして扱うこととする。パス毎フェージング補償部 9 0— 1では、パス # 1に対応する逆拡散部 2 0 1 — 1〜2 0 1— Bが、上記パス位置情報から得られるタイミングで、ビーム単位に、上記干渉除去後ビーム毎信号の逆拡散を行う。

パス # 1に対応するゥヱイト生成部 2 0 2では、上記パス位置情報とビーム毎の逆拡散後信号と後述するァダプティブビーム形成後の判定値とを受け取り、 L MS , R L S , S M I等、 MMS E基準のアルゴリズムにより、ウェイトの算出を行う。ウェイトの初期値としては、時間的な位置が同一のパスが複数の固定マルチビームで受信されたこととなるので、複数の固定マルチビームのウェイト加算結果を設定する（これにより、ビーム形成のためのアルゴリズム収束を早めることができる）。

パス # 1に対応する乗算部 2 0 3では、たとえば、ゥエイト生成部 2 0 2で生成されたパス # 1のウェイトべクトル W_t= [w_u> w₁₂, …， _1B] τ (ウェイトベクトルの要素 _Wijにおいて、 iはパス番号を表し、 jはビーム番号を表す）を、上記逆拡散後信号と乗算する。

パス # 1に対応する合成器 2 0 4では、上記乗算結果を合成し、パス # 1に対応するァダプティブビーム形成後信号を生成する。このァダプティブビーム形成後信号は、伝送路推定部 2 0 5と S I R推定部 9 3に対して出力される。なお、伝送路推定部 2 0 5、複素共役算出部 2 0 6および S I R推定部 9 3の処理については、前述した伝送路推定部 5 2、複素共役算出部 5 4および S I R推定部 4 1の処理と同様であるためその説明を省略する。

パス # 1に対応する乗算器 2 0 7では、上記ァダプティブビーム形成後信号に対して、複素共役算出部 2 0 6にて算出された複素共役値を乗算することで、フエージング捕償を行う。なお、フェージング補償後のァダプティブビーム形成後信号は、パス # 1と同様の手順で、パス # 2〜# Pについても算出される。

合成器 9 1では、上記 P個のフェージング補償後のァダプティブビーム形成後信号を合成し、合成結果として、軟判定値を出力する。最後に、判定部 9 2では、上記軟判定値に基づいてゥヱイト生成のための硬判定を行う。

このように、上記低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部においては、高速レートユーザによる干渉を除去した後のビーム毎信号、すなわち、低速レートユーザの信号だけを受け取ることで、復調精度を向上させることができる。つぎに、高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部（HRUAB D EM) 1 5— 1〜1 5—N_Hの動作について説明する。第 1 0図は、高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 1 5—：！〜 1 5— N_Hの構成を示す図である。第 1 0図において、 2 1 0— 1〜2 1 0— Pはパス毎フェージングネ南償部であり、 2 1 1— 1， 2 1 1 - 2 , ···, 2 1 1—Bは乗算器であり、 2 1 2—1， 2 1 2— 2 , ···, 2 1 2— Bは加算器である。なお、ここでは、上記各高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部が同様の構成を備えているため、高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 1 5— 1の構成を用いて動作を説明する。

ここでは、前述した低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部と異なる動作についてのみ説明する。高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 1 5— 1では、減算器 1 1一 1〜 1 1一 Bから干渉除去後ビーム毎信号 # 1〜 # Bを受け取る。また、高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部 7— 1からパス位置情報（時間ノ空間）とビーム毎シンポルレプリカ # 1〜# Bを受け取る。なお、ここでは、上記各パス毎フェージング補償部が同様の構成を備えているため、パス毎フェージング補償部 2 1 0—1の構成を用いて動作を説明する。まず、パス毎フェージング補償部 2 1 0— 1では、乗算器 2 1 1— 1〜2 1 1 — Bが、ビーム毎シンボルレプリカ # 1〜# Bと係数ひ ( 0 < α < 1 ) とをそれぞれ乗算する。そして、加算器 2 1 2—：！〜 2 1 2— Β力 S、上記各乗算結果とビーム毎の逆拡散信号とをそれぞれ加算する。

パス # 1に対応するウェイト生成部 2 0 2では、パス位置情報と上記ビーム毎の加算結果とァダプティブビーム形成後の判定値とを受け取り、 LM S , R L S , S M I等、 MM S E基準のアルゴリズムにより、ウェイトの算出を行う（低速レ一トユーザ用ァダプティブビーム復調部と同様）。

パス # 1に対応する乗算部 2 0 3では、たとえば、ウェイト生成部 2 0 2で生成されたパス # 1のウェイトべクトル W!= [w_U) w₁₂₍ ·· ·, w_1B] ^T (ウェイトベクトルの要素において、 iはパス番号を表し、 j はビーム番号を表す）の各要素を、上記ビーム毎の加算結果とそれぞれ.乗算する。以降の処理については、前述した低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部と同様であるため説明を省略する。

このように、上記高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部においては、干渉除去後のビーム毎信号を受け取ることで、復調精度を向上させることができる。

つぎに、 S I R補正部 1 3および 1 6の動作について説明する。第 1 1図は、 S I Rネ甫正部 1 3および 1 6の構成を示す図である。第 1 1図において、 2 2 0， 2 2 5は減算器であり、 2 2 1は平均値算出部であり、 2 2 2は遅延器であり、 2 2 3は比較器であり、 2 2 4は乗算器である。なお、ここでは、上記 S I R捕正部 1 3および 1 6が同様の構成を備えているため、 S 1尺捕正部1 3の構成を用いて動作を説明する。

S I R補正部 1 3では、各低速レートユーザ用マルチビーム復調部が出力するビーム合成後 S I R値と、各低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部が出力する S I R値と、を受け取る。

減算器 2 2 0では、ビーム合成後 S I R値から S I R値を減算する。平均値算出部 2 2 1では、複数スロットにわたり平均化処理を行い、 S I R補正量を算出する。乗算器 2 2 4では、比較器 2 2 3の出力する〃 0 "，〃1 "の選択信号に基づいて乗算処理を行う。ここでは、比較器 2 2 3の出力力 S" 'の場合に、 S I R補正を行い、 " 0 "の場合には、補正を行わない。減算器 2 2 5では、低速レートュ一ザ用マルチビーム復調部が出力する S I R値から上記 S I R補正量を減算し、高速 T P C用に補正された S I R値を出力する。

また、低速レートユーザ用マルチビーム復調部からの S I R値は、干渉キャンセルまでの処理遅延を考慮して遅延器 2 2 2にて遅延が与えられ、低速レートュ一ザ用ァダブティブビーム復調部からの S I R値と同一の時刻になるように比較器 2 2 3に入力される。比較器 2 2 3では、遅延後の S I R値と低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部からの S I R値とを比較する。ここでは、たとえば、第 1 1図に示すように、 X≥Yのときに選択信号" 1 "を出力し、 Xく Υのときに選択信号" 0 "を出力する。なお、この選択信号は、後述する軟判定データ選択部において、 S I R値の大きい方の復調部の軟判定値を選択するための選択信号としても利用する。

ここで、上記 S I R補正部を用いた場合の効果について説明する。

( 1 ) たとえば、低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部およぴ高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部におけるビーム形成のためのアルゴリズムの収束までの間は、干渉を十分に抑圧できていない可能性があり、低速レートュ一ザ用マルチビーム復調部および高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部の S I R値の方が良好な状態となる場合がある。この場合は、 S I R値が大きい方の復調結果を利用することにより、復調特性の改善を図ることができる。

( 2 ) マルチビーム復調時のビーム合成後 S I R値からァダプティブビーム復調時の S I R値を引くことで S I R値の補正量を算出し、この捕正量を用いて前記マルチビーム復調時の S I R値に補正を加える。これにより、改善量が考慮された S I R値を得ることができる。 ( 3 ) また、ァダプティブビーム復調時の S I R値は、ビーム形成のためのアルゴリズムが収束するまでの間、マルチビーム復調時の S I R値よりも悪い場合がある。その場合には、送信電力が増えないように、マルチビーム復調時の S I R 値を用いることとする。さらに、ァダプティブビーム復調時の S I R値がマルチビーム復調時の S I R値よりも良好な状態のときには補正を行わず、逆のときには補正を行う。これにより、送信電力を抑えた良好な高速 T P Cを実現することができる。

つぎに、軟判定データ選択部 1 4および 1 7の動作について説明する。なお、ここでは、上記軟判定データ選択部 1 4および 1 7が同様の処理を行うため、特に軟判定データ選択部 1 4の動作について説明する。

ユーザ毎に得られる低速レートユーザ用マルチビーム復調部からの軟判定値と、ユーザ毎に得られる低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部からの軟判定値と、が軟判定データ選択部 1 4に同時に入力されるように、第 1図に示す遅延器 8— 1〜 8— N_Lでは、低速レートユーザ用マルチビーム復調部 6— 1〜 6— N_Lからの軟判定値に対して遅延を与える。軟判定データ選択部 1 4では、上記選択信号に基づいて S I R値のよい方の軟判定値を選択/出力する。すなわち、 X≥Y (または Χ > Υ) であれば X側の軟判定値を選択し、 Xく Υ (または χ≤ Υ) であれば Υ側の軟判定値を選択する。

ここで、上記軟判定データ選択部を用いた場合の効果について説明する。

( 1 ) 低速レートユーザの場合には、 S I R推定値のより良好な状態の復調部からの軟判定値を選択している。そのため、パケット等の時間長の短い送信データを復調する場合、あるいは高速に移動局が移動する場合等のように、ァダプティプビームを形成するアルゴリズムが十分に収束せず、 S I R値を十分に改善できない状況においても、良好な復調結果を得ることができる。

( 2 ) 高速レートユーザの場合においても、上記同様、 S I R推定値のより良好な状態の復調部からの軟判定値を選択している。そのため、パケット等の時間長の短い送信データを復調する場合、あるいは、高速に移動局が移動する場合等のように、干渉キャンセルが十分に行えない状況や、ァダプティブビームを形成するアルゴリズムが十分に収束せず S I R値を十分に改善できない状況においても、良好な復調結果を得ることができる。

以上、本実施の形態においては、低速レートユーザ用マルチビーム復調部およぴ高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部が、マルチビームにおけるビーム単位に干渉成分を除去し、復調結果として干渉成分除去後の軟判定値を出力する。つぎに、低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部および高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部が、干渉成分除去後のビーム毎信号を用いて復調処理を行い、復調結果として軟判定値を出力する。そして、上記低速レートユーザ用の各復調部では、それぞれが個別に推定する S I Rに基づいて最適な軟判定値を選択出力する。同様に、上記高速レートユーザ用の各復調部でも、それぞれが個別に推定する S I Rに基づいて最適な軟判定値を選択出力する。これにより、良好な復調特性を得ることができる。

なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、低速レートユーザ用マルチビーム復調部と高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部とを別個の構成として説明したが、これに限らず、低速レートユーザ用マルチビーム復調部と高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部における同一の構成を共用することとしてもよい。この場合、高速レートユーザ用マルチビーム干渉キヤンセラ復調部は、上記同様、第 7図および第 8図で構成され、低速レートユーザ用マルチビーム復調部は、上記第 4図ではなく第 7図で構成される。

実施の形態 2 .

前述の実施の形態 1では、マルチビームを入力とするァダプティブビーム形成により復調処理を行っていた。これに対し、実施の形態 2では、アンテナ素子単位の信号を入力とするァダプティプアンテナ復調器によるビーム形成により復調処理を行っている。

第 1 2図は、本発明にかかる干渉キャンセラの実施の形態 2の構成を示す図である。第 1 2図において、 2 3 0— 1 , ·'·, 2 3 0— N_Hは逆ビームフォーミング部であり、 231— 1, 231-2, 231-3, ···, 231—Nは遅延器であり、 232— 1, 232-2, 232— 3, ···, 232—Nは減算器であり、 233— 1， …， 233一 N_Lは低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部（LRUAADEM) であり、 234— 1, ···, 234—N_Hは高速レートュ一ザ用ァダプティブアンテナ復調部（HRUAADEM) である。なお、前述の実施の形態 1と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここで、本実施の形態の干渉キャンセラの特徴動作について説明する。本実施の形態では、前述の実施の形態 1と異なる動作についてのみ説明する。

逆ビームフォーミング部 230— 1〜230— N_Hでは、（9) 式を用いて逆ビームフォーミング処理を行う。たとえば、ビーム毎信号 # 1〜#Bを形成するためのゥヱイトべクトルを、実施の形態 1と同様に、それぞれ Μ- [Μ_π> Μ₁₂, ···, Μ_1Ν] ^τ， Μ₂= [Μ₂₁, Μ₂₂, ·■·, Μ_2Ν] ^τ， ···' Μ_Β= [Μ_Β1, Μ_Β2, ···, Μ_ΒΝ] ^τ とすると、逆ビームフォーミング用のウェイトは、（1) 式に示す行列 Μの逆行列 ΜΓ¹で表すことができる。

逆ビームフォーミング部 230—：！〜 230— N_Hでは、この逆行列 T¹を、各高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部（ 7— 1〜 7— N_H) 出力のビーム毎レプリカ信号 # 1〜#Bのベクトル表現 r z= [v z_v r z₂, ···， r z_B] ^Tと、ビーム毎シンボルレプリカ # 1〜#Bのべクトル表現 r v= [ r v_1; r v₂, '·', r v_B] こそれぞれ乗算する。これにより、逆ビームフォーミング後ビーム毎レプリカ信号 r _Zl= [r z_I1; r ζ_Ι2, ···, r ζ_ΙΝ] ^τおよび逆ビームフォーミング後ビーム毎シンボルレプリカ r _Vl= [r ν_η， r ν_Ι2， …， r v_IN] ^Tを得ることができる。ただし、 Nはアンテナの本数を示す。

すなわち、上記演算は、それぞれ式 (10) 式（11) に従って行う。 r z !=M^_1 - r z "' (1 0)

r _Vl=M— ¹ · r v ··· (1 1)

その後、逆ビームフォーミング部 2 3 0—：！〜 2 30— N_Hから出力される逆ビームフォーミング後レプリカ信号 r の各要素は、干渉成分のキャンセルを行うための減算器 2 3 2—：！〜 2 3 2— Nに対して出力される。また、逆ビームフォーミング後ビーム毎シンボルレプリカ r v_rの各要素は、高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部 2 34— :！〜 2 34— Nに対して出力される。このように、上記逆ビームフォーミング部を用いた場合には、固定のマルチビームで高速ユーザの干渉レプリカを生成しているため、ビーム形成までの収束時間が問題とならない。また、予め算出しておいた逆ビームフォーミング用の固定のウェイトを使用できることから、常時逆行列演算を行う必要がなくなるため、信号処理が簡易になる。

つぎに、減算器 2 3 2— 1〜2 3 2— Nでは、遅延器 23 1— :！〜 2 3 1—N にて遅延後の了ンテナ毎信号 # 1〜 # Nと、上記各逆ビームフォーミング部 2 3 0— 1〜2 3 0— Nにて生成された逆ビームフォーミング後レプリカ信号 r ζ _ϊ の各要素（# 1〜#Ν) と、を受け取る。そして、アンテナ毎信号 # 1〜#Νからそれぞれ対応する逆ビームフォーミング後レプリカ信号 # 1〜 # Νを減算することで、高速レートユーザによる干渉成分を除去する。

その後、上記干渉成分除去後のアンテナ毎信号 # 1〜#Νは、低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部 2 3 3— 1〜2 3 3— N_Lおよび高速レートュ一ザ用ァダプティブアンテナ復調部 2 34—：！〜 2 34— N_Hに対して出力される。

つぎに、低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部（LRUAADEM ) 2 3 3— 1〜2 3 3— N_Lの動作について説明する。第 1 3図は、低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部 2 3 3— 1〜2 3 3— N_Lの構成を示す図であり、前述の各低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 1 2—：！〜 1 2 —N_Lと同様である。なお、ここでは、上記各低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部が同様の構成を備えているため、低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部 2 3 3— 1の構成を用いて動作を説明する。

低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部 2 3 3— 1では、減算器 2 3 2— 1〜2 3 2— Nから干渉除去後アンテナ毎信号 # 1〜# Nを受け取る。また、低速レートユーザ用マルチビーム復調部 6— 1のパス検出部 3 0からパス位置情報（時間/空間）を受け取る。以下、各パス毎フェージングネ甫償部（9 0— 1〜 9 0 - P) が同様の構成を備えているため、パス毎フェージング捕償部 9 0— 1 の構成を用いて動作を説明する。なお、パス毎フェージング捕償部 9 0— 1では、 B個の複数ビームにおいて検出された時間的な位置が同一のパスを、同一のパスとして扱うこどとする。

パス毎フェージング補償部 9 0— 1では、パス # 1に対応する逆拡散部 2 0 1 — 1〜2 0 1— Nが、上記パス位置情報から得られるタイミングで、アンテナ単位に、上記干渉除去後アンテナ毎信号の逆拡散を行う。

パス # 1に対応するウェイト生成部 2 0 2では、上記パス位置情報とアンテナ毎の逆拡散後信号と後述するァダプティブアンテナによるビーム形成後の判定値とを受け取り、 LMS , R L S , S M I等、 MMS E基準のアルゴリズムにより、ウェイトの算出を行う。ウェイトの初期値としては、時間的な位置が同一のパスが複数の固定マルチビームで受信されたこととなるので、複数の固定マルチビームのウェイト加算結果を設定する（これにより、ビーム形成のためのァルゴリズム収束を早めることができる）。

パス # 1に対応する乗算部 2 0 3では、たとえば、ウェイト生成部 2 0 2で生成されたパス # 1のウェイトべクトル [w_u, w₁₂, ···, w_1N] ^T (ウェイトベクトルの要素において、 iはパス番号を表し、； iはアンテナ番号を表す）を、上記逆拡散後信号と乗算する。

パス # 1に対応する合成器 2 0 では、上記乗算結果を合成し、パス # 1に対応するァダプティブアンテナによるビーム形成後信号を生成する。このァダプテ

.よるビーム形成後信号は、伝送路推定部 2 0 5と S I R推定部 9 3に対して出力される。なお、伝送路推定部 2 0 5、複素共役算出部 2 0 6および S I R推定部 9 3の処理については、前述した伝送路推定部 5 2、複素共役算出部 5 4および S I R推定部 4 1の処理と同様であるためその説明を省略する。パス # 1に対応する乗算器 2 0 7では、上記ビーム形成後信号に対して、複素共役算出部 2 0 6にて算出された複素共役値を乗算することで、フェージング補償を行う。なお、フェージング補償後のビーム形成後信号は、ノ、。ス # 1と同様の手順で、パス # 2〜# Pについても算出される。

合成器 9 1では、上記 P個のフェージング補償後のビーム形成後信号を合成し、合成結果として、軟判定値を出力する。最後に、判定部 9 2では、上記軟判定値に基づいてウェイト生成のための硬判定を行う。

このように、上記低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部においては、高速レートユーザによる干渉を除去した後のアンテナ毎信号、すなわち、低速レ一トユーザの信号だけを受け取ることで、復調精度を向上させることができる。つぎに、高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部（HRUAAD EM ) 2 3 4— 1〜2 3 4— N_Hの動作について説明する。第 1 4図は、高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部 2 3 4— :！〜 2 3 4— N_Hの構成を示す図であり、前述の各高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調部 1 5—：！〜 1 5 一 N_Hと同様である。なお、ここでは、上記各高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部が同様の構成を備えているため、高速レートユーザ用ァダプティプアンテナ復調部 2 3 4— 1の構成を用いて動作を説明する。

ここでは、前述した低速レートユーザ用ァダプティプアンテナ復調部と異なる動作についてのみ説明する。高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部 2 3 4—1では、減算器 2 3 2—：！〜 2 3 2— Nから干渉除去後アンテナ毎信号 # 1〜# Nを受け取る。また、高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部 7— 1からパス位置情報（時間/空間）を受け取り、逆ビームフォーミング咅 [5 2 3 0— 1〜 2 3 0— N_Hから逆ビームフォーミング後アンテナ毎シンボルレプリカ # 1〜# Nを受け取る。なお、ここでは、上記各パス毎フェージング補償部が同様の構成を備えているため、パス毎フェージング補償部 2 1 0— 1の構成を用いて動作を説明する。

まず、パス毎フェージング補償部 2 1 0— 1では、乗算器 2 1 1— 1〜2 1 1 — Nが、逆ビームフォーミング後アンテナ毎シンボルレプリカ # 1〜# Nと係数 α ( 0 < α < 1 ) とをそれぞれ乗算する。そして、加算器 2 1 2—：!〜 2 1 2— Νが、上記各乗算結果とアンテナ毎の逆拡散信号とをそれぞれ加算する。

パス # 1に対応するウェイト生成部 2 0 2では、パス位置情報と上記アンテナ毎の加算結果とァダプティブアンテナによるビーム形成後の判定値とを受け取り、 LM S , R L S , S M I等、 MM S Ε基準のアルゴリズムにより、ウェイトの算出を行う（低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部と同様）。

パス # 1に対応する乗算部 2 0 3では、たとえば、ゥエイト生成部 2 0 2で生成されたノス # 1のウェイトべクトル [w_u, w₁₂₎ · · ', w_1N] ^T (ウェイトベクトルの要素 _Wijにおいて、 iはパス番号を表し、； jはアンテナ番号を表す）の各要素を、上記アンテナ毎の加算結果とそれぞれ乗算する。以降の処理については、前述した低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部と同様であるため説明を省略する。

このように、上記高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部においては、干渉除去後のアンテナ毎信号を受け取ることで、復調精度を向上させることができる。

つぎに、実施の形態 1と同様の S I R補正部 1 3および 1 6 (第 1 1図参照）を用いた場合の効果について説明する。

( 1 ) たとえば、低速レートユーザ用ァダプティプアンテナ復調部およぴ高速レ一トユーザ用ァダプティプアンテナ復調部におけるビーム形成のためのアルゴリズムの収束までの間は、干渉を十分に抑圧できていない可能性があり、低速レートユーザ用マルチビーム復調部およぴ高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部の S I R値の方が良好な状態となる場合がある。この場合は、 S I R値が大きい方の復調結果を利用することにより、復調特性の改善を図ることができる。

( 2 ) マルチビーム復調時のビーム合成後 S I R値からァダプティプアンテナ復調時の S I R値を引くことで S I R値の補正量を算出し、この補正量を用いて前記マルチビーム復調時の S I R値に補正を加える。これにより、改善量が考慮された S I Rィ直を得ることができる。

( 3 ) また、ァダプティブアンテナ復調時の S I R値は、ビーム形成のためのァルゴリズムが収束するまでの間、マルチビーム復調時の S I R値よりも悪い場合がある。その場合には、送信電力が増えないように、マルチビーム復調時の S I R値を用いることとする。さらに、ァダプティブアンテナ復調時の S I R値がマルチビーム復調時の S I R値よりも良好な状態のときには補正を行わず、逆のときには補正を行う。これにより、送信電力を抑えた良好な高速 T P Cを実現することができる。

以上、本実施の形態においては、低速レートユーザ用マルチビーム復調部および高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部が、マルチビームにおけるビーム単位に干渉成分を除去し、復調結果として干渉成分除去後の軟判定値を出力する。つぎに、低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部および高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調部が、干渉成分除去後のアンテナ素子単位信号を用いて復調処理を行い、復調結果として軟判定値を出力する。そして、上記低速レートユーザ用の各復調部では、それぞれが個別に推定する S I R に基づいて最適な軟判定値を選択出力する。同様に、上記高速レートユーザ用の各復調部でも、それぞれが個別に推定する S I Rに基づいて最適な軟判定値を選択出力する。これにより、良好な復調特性を得ることができる。

なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、低速レートユーザ用マルチビーム復調部と高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部とを別個の構成として説明したが、これに限らず、実施の形態 1と同様に、低速レートユーザ用マルチビーム復調部と高速レートユーザ用マルチビーム干渉キャンセラ復調部における同一の構成を共用することとしてもよい。以上、説明したとおり、本発明によれば、マルチビーム復調手段が、マルチビームフォーミング後のビーム毎信号から干渉成分を除去し、復調結果として軟判定値を出力する。そして、低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段が、マルチビームフォーミング後のビーム毎信号から高速レートユーザによる干渉成分を除去し、干渉成分除去後のビーム毎信号を用いて復調処理を行い、復調結果として軟判定値を出力する。このように、マルチビーム復調手段とァダプティブビーム復調手段とを備える構成としたため、たとえば、低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段にて、ビーム形成のためのアルゴリズムが収束せず、干渉を十分に抑圧できていない場合であっても、マルチビーム復調手段の復調結果を用いることで、復調特性の改善を図ることができる、という効果を奏する。つぎの発明によれば、マルチビームを用いて空間的に分離する、という簡易な方法で、パスの到来方向を推定するとともに、ビーム毎に干渉電力を用いて正規ィ匕を行うことで、干渉波による影響を低減（S I Rを改善）することができるため、パスの検出精度を向上させることができる、という効果を奏する。また、すベてのセクタでマルチビームを形成することで、たとえば、 1つのユーザからの信号を複数のセクタで受信する可能性がある基地局において、セル全方位のパスサーチが可能となる、という効果を奏する。また、全ユーザに共通の固定マルチビームを用いているので復調処理が容易になる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、固定マルチビームによる受信を行っていることから、ァダブティブアレイアンテナのアルゴリズムを用いた場合のように、ビーム形成を収束するために従来技術のような長時間を必要とせず、受信 S I Rの改善を図ることができる、という効果を奏する。また、マルチビームのビーム単位に干渉電力が異なる可能性があるので、パイロットシンボルと推定された干渉電力を用いて、ビーム毎の R AK E合成後信号を正規ィ匕する。そのため、パケット、ランダムァグセスチャネル（RA C H) というような、スロット長に近くかつ時間長の短レ、信号の受信にっ、ても容易に対応できる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、低速レ^"トユーザ用ァダプティブビーム復調手段においては、.高速レートユーザによる干渉を除去した後のビーム毎信号、すなわち、低速レートユーザの信号だけを受け取つているため、復調精度を大幅に向上させることができる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、良好な状態の復調手段から適応的に軟判定値を選択出力しているため、ァダプティブビームを形成するアルゴリズムが十分に収束せず、 S I R値を十分に改善できない状況においても、良好な復調結果を得ることがでぎる。

つぎの発明によれば、たと.えば、低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段では、ビーム形成のためのアルゴリズムの収束まで、干渉を十分に抑圧できていない可能性がある。すなわち、マルチビーム復調手段の S I R値の方が良好な状態となる場合がある。このような場合は、 S I R値が大きい方の復調結果を利用することにより、復調特性の改善を図ることができる、という効果を奏する。また、ァダプティブビーム復調時の S I R値がマルチビーム復調時の S I R値よりも良好な状態のときには捕正を行わず、逆のときには補正を行う。これにより、送信電力を抑えた良好な高速 T P Cを実現することができる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、マルチビーム復調時の S I R値からァダプティブビーム復調時の S I R値を引くことで S I R値の補正量を算出し、この補正量を用いてマルチビーム復調時の S I R値に補正を加える。これにより、改善量が考慮された S I R値を得ることができる。

つぎの発明によれば、 S I R推定値のより良好な状態の復調手段からの軟判定値を選択している。そのため、パケット等の時間長の短い送信データを復調する場合、あるいは高速に移動局が移動する場合等のように、ァダプティブビームを形成するアルゴリズムが十分に収束せず、 S I R値を十分に改善できなレ、状況においても、良好な復調結果を得ることができる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、マルチビーム復調手段が、マルチビームフォーミング後のビーム毎信号から干渉成分を除去し、復調結果として軟判定値を出力する。そして、高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段が、マルチビームフォーミング後のビーム毎信号から高速レートユーザによる干渉成分を除去し、干渉成分除去後のビーム毎信号を用いて復調処理を行い、復調結果として軟判定値を出力す.る。このように、マルチビーム復調手段とァダプティプビーム復調手段とを備える構成としたため、たとえば、高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段にて、ビーム形成のためのアルゴリズムが収束せず、干渉を十分に抑圧できていない場合であっても、マルチビーム復調手段の復調結果を用いることで、復調特性の改善を図ることができる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段においては、干渉除去後のビーム毎信号を受け取つているため、復調精度を大幅に向上させることができる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、良好な状態の復調手段から適応的に軟判定値を選択出力しているため、ァダプティブビームを形成するアルゴリズムが十分に収束せず、 S I R値を十分に改善できない状況においても、良好な復調結果を得ることができる。

つぎの発明によれば、たとえば、高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段では、ビーム形成のためのアルゴリズムの収束まで、干渉を十分に抑圧できていない可能性がある。すなわち、マルチビーム復調手段の S I R値の方が良好な状態となる場合がある。このような場合は、 S I R値が大きい方の復調結果を利用することにより、復調特性の改善を図ることができる、という効果を奏する。また、ァダプティブビーム復調時の S I R値がマルチビーム復調時の S I R値よりも良好な状態のときには補正を行わず、逆のときには補正を行う。これにより、送信電力を抑えた良好な高速 T P Cを実現することができる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、 S I R推定値のより良好な状態の復調手段からの軟判定値を選択している。そのため、パケット等の時間長の短い送信データを復調する場合、あるいは高速に移動局が移動する場合等のように、干渉キャンセルが十分に行えない状況や、ァダプティブビームを形成するアルゴリズムが十分に収束せず S I R値を十分に改善できなレ、状況にぉレ、ても、良好な復調結果を得ることができる、という効果を奏する。

つぎの発明よれば、マルチビーム復調手段が、マルチビームフォーミング後のビーム毎信号から干渉成分を除去し、復調結果として軟判定値を出力する。そして、低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段が、アンテナ素子単位信号から高速レートユーザによる干渉成分を除去し、干渉成分除去後のアンテナ素子単位信号を用いて復調処理を行い、復調結果として軟判定値を出力する。このように、マルチビーム復調手段とァダプティブビーム復調手段とを備える構成としたため、たとえば、低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段にて、ァダプティブアンテナによるビーム形成のためのアルゴリズムが収束せず、干渉を十分に抑圧できていなレ、場合であっても、マルチビーム復調手段の復調結果を用いることで、復調特性の改善を図ることができる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、マルチビームを用いて空間的に分離する、という簡易な方法で、パスの到来方向を推定するとともに、ビーム毎に干渉電力を用いて正規化を行うことで、干渉波による影響を低減（S I Rを改善）することができるため、パスの検出精度を向上させることができる、という効果を奏する。また、すベてのセクタでマルチビームを形成することで、たとえば、 1つのユーザからの信号を複数のセクタで受信する可能性がある基地局において、セル全方位のパスサーチが可能となる、という効果を奏する。また、全ユーザに共通の固定マルチビームを用いているので復調処理が容易になる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、固定マルチビームによる受信を行っていることから、ァ

、た場合のように、ビーム形成を収束するために従来技術のような長時間を必要とせず、受信 S I Rの改善を図ることができる、という効果を奏する。また、マルチビームのビーム単位に干渉電力が異なる可能性があるので、パイロットシンポノレと推定された干渉電力を用いて、ビーム毎の RAK E合成後信号を正規ィ匕する。そのため、パケット、ランダムアクセスチャネル（RA C H) というような、スロット長に近くかつ時間長の短レ、信号の受信についても容易に対応できる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段においては、高速レートユーザによる干渉を除去した後のアンテナ素子単位信号、すなわち、低速レートユーザの信号だけを受け取つているため、復調精度を大幅に向上させることができる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、良好な状態の復調手段から適応的に軟判定値を選択出力しているため、ァダプティブアンテナによりビームを形成するアルゴリズムが十分に収束せず、 S I R値を十分に改善できない状況においても、良好な復調結果を得ることができる。

つぎの発明によれば、たとえば、低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段では、ァダプティプアンテナによるビーム形成のためのァルゴリズムの収束まで、干渉を十分に抑圧できていない可能性がある。すなわち、マルチビーム復調手段の S I R値の方が良好な状態となる場合がある。このような場合は、 S I R値が大きい方の復調結果を利用することにより、復調特性の改善を図ることができる、という効果を奏する。また、ァダプティブアンテナ復調時の S I R値がマルチビーム復調時の S I R値よりも良好な状態のときには補正を行わず、逆のときには補正を行う。これにより、送信電力を抑えた良好な高速 T P Cを実現することができる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、マルチビーム復調時の S I R値からァダプティプアンテナ復調時の S I R値を引くことで S I R値の補正量を算出し、この補正量を用いてマルチビーム復調時の S I R値に捕正を加える。これにより、改善量が考慮された S I R値を得ることができる。つぎの発明によれば、 S I R推定値のより良好な状態の復調手段からの軟判定値を選択している。そのため、パケット等の時間長の短い送信データを復調する場合、あるいは高速に移動局が移動する場合等のように、ァダプティブアンテナによりビームを形成するアルゴリズムが十分に収束せず、 S I R値を十分に改善できない状況においても、良好な復調結果を得ることができる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、マルチビーム復調手段が、マルチビームフォーミング後のビーム毎信号から干渉成分を除去し、復調結果として軟判定値を出力する。そして、高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段が、アンテナ素子単位信号から高速レートユーザによる干渉成分を除去し、干渉成分除去後のアンテナ素子単位信号を用いて復調処理を行い、復調結果として軟判定値を出力する。このように、マルチビーム復調手段とァダプティプアンテナ復調手段とを備える構成としたため、たとえば、高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段にて、ビーム形成のためのアルゴリズムが収束せず、干渉を十分に抑圧できていない場合であっても、マルチビーム復調手段の復調結果を用いることで、復調特性の改善を図ることができる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段においては、干渉除去後のアンテナ素子単位信号を受け取つているため、復調精度を大幅に向上させることができる、という効果を奏する。

つぎの発明によれば、たとえば、高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段では、ビーム形成のためのアルゴリズムの収束まで、干渉を十分に抑圧できていない可能性がある。すなわち、マルチビーム復調手段の S I R値の方が良好な状態となる場合がある。このような場合は、 S I R値が大きい方の復調結果を利用することにより、復調特性の改善を図ることができる、という効果を奏する。また、ァダプティブアンテナ復調時の S I R値がマルチビーム復調時の S I R値よりも良好な状態のときには捕正を行わず、逆のときには補正を行う。これにより、送信電力を抑えた良好な高速 T P Cを実現することができる、という効果を奏する。 '

つぎの発明によれば、マルチビーム復調時の S I R値からァダプティブアンテナ復調時の S I R値を引くことで S I R値の補正量を算出し、この補正量を用いてマルチビーム復調時の S I R値に捕正を加える。これにより、改善量が考慮された S I R値を得ることができる。

つぎの発明によれば、 S I R推定値のより良好な状態の復調手段からの軟判定値を選択している。そのため、パケット等の時間長の短い送信データを復調する場合、あるいは高速に移動局が移動する場合等のように、干渉キャンセルが十分に行えない状況や、ァダプティブアンテナによりビームを形成するアルゴリズムが十分に収束せず S I R値を十分に改善できない状況においても、良好な復調結果を得ることができる、という効果を奏する。産業上の利用可能性

以上のように、本発明にかかる干渉キャンセラは、移動体通信、衛星通信、おょぴ屋内通信等に有用である。

Claims

請求の範囲

1 . N本のアンテナ素子単位の信号を用いて固定指向性を有する B個のビームを形成し、ビーム毎信号を出力するマルチビームフォーミング手段と、

前記ビーム毎信号を用いて検出した P個の有効なパスに対応するパス位置情報を生成し、さらに、前記ビーム毎信号および前記パス位置情報を用いて干渉除去後のビーム毎信号を合成した第 1のビーム合成後信号（軟判定値）を生成する、ユーザ個別のマルチビーム復調手段と、

前記パス位置情報、前記第 1のビーム合成後信号、および前記第 1のビーム合成後信号を生成する際にパス毎に算出する伝送路推定結果を用いて、ビーム毎のレプリカ信号およびシンボルレプリカを生成する、ユーザ個別の高速レートユーザ用レプリカ生成手段と、

前記ビーム毎レプリカ信号生成処理にかかる時間分の遅延を与えた前記ビーム毎信号から、対応するビーム毎レプリカ信号を減算し、高速レートユーザによる干渉成分を除去する干渉成分除去手段と、

前記干渉成分除去後のビーム毎信号に対してパス毎のウェイト制御を施すことでァダプティブビームを形成し、その後、パス毎のァダプティブビーム形成後信号を合成して第 1のァダプティブビーム合成後信号（軟判定値）を生成する、ュ一ザ個別の低速レートユーザ用ァダプティプビーム復調手段と、

を備えることを特徴とする干渉キャンセラ。

2 . 前記マルチビーム復調手段は、

前記ビーム毎信号単位に、当該信号に含まれたスロット毎の既知系列を用いて平均電力遅延プロファイルを生成し、当該平均電力遅延プロファイルのなかから所望信号に対応するパスを検出するビーム毎パス検出手段と、

前記検出したパスの平均電力値の大きな方から順に P個分のパスを選択し、選択されたパスに対応する時間的ノ空間的な位置をパス位置情報として出力するパス選択手段と、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の干渉キャンセラ。

3 . 前記マルチビーム復調手段は、

パス単位に前記ビーム毎信号に対する伝送路推定を行い、当該ビーム毎信号をパス毎の伝送路推定値を用いて復調後、パス毎の復調信号を R AK E合成する R AK E合成手段と、

パス単位に前記ビーム毎信号に対する干渉電力推定を行い、 RAK E合成後の復調信号を当該パス毎の干渉電力推定値を用いて正規ィヒする正規ィ匕手段と、すべての正規化後信号を合成して前記第 1のビーム合成後信号を生成するビーム合成後信号生成手段と、

4 . 前記低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段は、

前記干渉成分除去後のビーム毎信号と、前記パス位置情報と、前記第 1のァダプティブビーム合成後信号の硬判定結果に基づいて、所定のアルゴリズムによるウェイト制御を行う第 1のウェイト制御手段と、

前記ウェイト制御後の信号を合成してパス単位にァダプティプビーム形成後信号を生成する第 1のァダプティブビーム形成後信号生成手段と、

前記パス毎のァダプティブビーム形成後信号に対してフェージング補償を行う第 1のフェージング補償手段と、

前記パス毎に得られるフェージング補償後のァダプティブビーム形成後信号を合成し、その合成結果として第 1のァダプティブビーム合成後信号を出力する第

1の軟判定値出力手段と、

5 . 前記第 1のビーム合成後信号と、前記第 1のァダプティブビーム合成後信号とを、所定の基準を用いて適応的に選択出力する第 1の選択手段、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 1に記載の干渉キャンセラ。

6 . 前記ビーム毎信号に含まれたスロット毎の既知系列および前記パス位置情報を用いて第 1の S I R推定値を算出し、一方で、前記低速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段内のァダプティブビーム形成後信号に基づいて第 2の S

I R推定値を算出し、当該第 1および第 2の S I R推定値を比較し、その比較結果に基づいて適応的に S I R値を補正する第 1の S I R補正手段、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 5項に記載の干渉キャンセラ。

7 . 前記第 1の S I R補正手段は、

前記第 1の S I R推定値から前記第 2の S I R推定値を減算する第 1の減算手段と、

前記減算結果を複数スロットにわたり平均化して S I R補正量を算出する第 1 の補正量算出手段と、

前記第 1の S I R推定値と前記第 2の S I R推定値とを比較し、「第 2の S I R推定値≥第 1の S I R推定値（または第 2の S I R推定値 >第 1の S I R推定値）」のときに S I R値を補正する第 1の比較 Z補正手段と、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 6項に記載の干渉キャンセラ。

8 . 前記第 1の選択手段は、

前記第 1および第 2の S I R推定値のなかから良好な S I R推定値に対応する軟判定値を選択することを特徴とする請求の範囲第 6項に記載の干渉キャンセラ。

9 · 前記干渉成分除去後のビーム毎信号に前記ビーム毎のシンボルレプリカを個別に加算し、その加算結果に対してパス毎のゥヱイト制御を施すことでァダプティブビームを形成し、その後、パス毎のァダプティブビーム形成後信号を合成して第 2のァダプティブビーム合成後信号（軟判定値）を生成する、ユーザ個別の高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の干渉キャンセラ。 1 0 . 前記高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段は、

前記干渉成分除去後のビーム毎信号に対して前記ビーム毎のシンボルレプリカを重み付け加算する加算手段と、

前記重み付け加算後のビーム毎信号と、前記パス位置情報と、前記第 2のァダプティブビーム合成後信号の硬判定結果に基づいて、所定のアルゴリズムによるウェイト制御を行う第 2のウェイト制御手段と、

前記ウェイト制御後の信号を合成してパス単位にァダプティブビーム形成後信号を生成する第 2のァダプティブビーム形成後信号生成手段と、

前記パス毎のァダプティブビーム形成後信号に対してフェージング補償を行う第 2のフエージング補償手段と、

前記パス毎に得られるフェージング捕償後のァダプティブビーム形成後信号を合成し、その合成結果として第 2のァダプティブビーム合成後信号を出力する第 2の軟判定値出力手段と、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 9項に記載の干渉キャンセラ。 1 1 . 前記第 1のビーム合成後信号と、前記第 2のァダプティブビーム合成後信号とを、所定の基準を用いて適応的に選択出力する第 2の選択手段、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 9項に記載の干渉キャンセラ。

1 2 . 前記ビーム毎信号に含まれたス口ット毎の既知系列および前記パス位置情報を用いて第 3の S I R推定値を算出し、一方で、前記高速レートユーザ用ァダプティブビーム復調手段内のァダプティブビーム形成後信号に基づいて第 4の S I R推定値を算出し、当該第 3および第 4の S I R推定値を比較し、その比較結果に基づいて適応的に S I R値を補正する第 2の S I R捕正手段、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 1 1項に記載の干渉キャンセラ。

1 3 . 前記第 2の S I R補正手段は、

前記第 3の S I R推定値から前記第 4の S I R推定値を減算する第 2の減算手段と、

前記減算結果を複数スロットにわたり平均ィ匕して S I R捕正量を算出する第 2 の補正量算出手段と、

前記第 3の S I R推定値と前記第 4の S I R推定値とを比較し、「第 4の S I R推定値第 3の S I R推定値（または第 4の S I R推定値： >第 3の S I R推定値）」のときに S I R値を補正する第 2の比較/補正手段と、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 1 2項に記載の干渉キャンセラ。

1 4. 前記第 2の選択手段は、

前記第 3および第 4の S I R推定値のなかから良好な S I R推定値に対応する軟判定値を選択することを特徴とする請求の範囲第 1 2項に記載の干渉キャンセ

1 5 . N本のアンテナ素子単位の信号を用いて固定指向性を有する B個のビームを形成し、ビーム毎信号を出力するマルチビームフォーミング手段と、前記ビーム毎信号を用いて検出した P個の有効なパスに対応するパス位置情報を生成し、さらに、前記ビーム毎信号および前記パス位置情報を用いて干渉除去後のビーム毎信号を合成した第 1のビーム合成後信号（軟判定値）を生成する、ユーザ個別のマチビーム復調手段と、

前記ビーム毎レプリカ信号および前記ビーム毎シンボルレプリカに対して逆ビームフォーミングを行い、 N個の逆ビームフォーミング後レプリカ信号おょぴ（ B X P ) 個の逆ビームフォーミング後シンボルレプリカを生成する逆ビームフォ一ミング手段と、

前記逆ビームフォーミング後レプリカ信号生成処理にかかる時間分の遅延を与えた前記ァンテナ素子単位信号から、対応する逆ビームフォーミング後レプリカ信号を減算し、高速レートユーザによる干渉成分を除去する干渉成分除去手段と、前記干渉成分除去後のアンテナ素子単位信号に対してパス毎のウェイト制御を施すことでァダプティブアンテナによるビームを形成し、その後、パス毎のビーム形成後信号を合成して第 2のビーム合成後信号（軟判定値）を生成する、ユーザ個別の低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段と、

を備えることを特徴とする干渉キャンセラ。 1 6 . 前記マルチビーム復調手段は、

前記ビーム毎信号単位に、当該信号に含まれたスロット毎の既知系列を用いて平均電力遅延プロフアイルを生成し、当該平均電力遅延プロファイルのなかから所望信号に対応するパスを検出するビーム毎パス検出手段と、

前記検出したパスの平均電力値の大きな方から順に P個分のパスを選択し、選択されたパスに対応する時間的/空間的な位置をパス位置情報として出力するパス選択手段と、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 1 5項に記載の干渉キヤンセラ。

1 7 . 前記マルチビーム復調手段は、

パス単位に前記ビーム毎信号に対する伝送路推定を行い、当該ビーム毎信号をパス毎の伝送路推定値を用いて復調後、パス毎の復調信号を RAK E合成する R AK E合成手段と、パス単位に前記ビーム毎信号に対する干渉電力推定を行い、 RAK E合成後の復調信号を当該パス毎の干渉電力推定値を用いて正規化する正規化手段と、すべての正規化後信号を合成して第 1のビーム合成後信号を生成するビーム合成後信号生成手段と、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 1 5項に記載の干渉キャンセラ。

1 8 . 前記低速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段は、

前記干渉成分除去後のアンテナ素子単位信号と、前記パス位置情報と、前記第 2のビーム合成後信号の硬判定結果に基づレ、て、所定のァルゴリズムによるゥェィト制御を行う第 1のゥヱイト制御手段と、

前記ウェイト制御後の信号を合成してパス単位にァダプティブアンテナによるビーム形成後信号を生成する第 1のビーム形成後信号生成手段と、

前記パス毎のァダプティプアンテナによるビーム形成後信号に対してフエージング補償を行う第 1のフェージング補償手段と、

前記パス毎に得られるフェージング補償後のビーム形成後信号を合成し、その合成結果と'して第 2のビーム合成後信号を出力する第 1の軟判定値出力手段と、を備えることを特徴とする請求の範囲第 1 5項に記載の干渉キャンセラ。

1 9 . 前記第 1のビーム合成後信号と、前記第 2のビーム合成後信号とを、所定の基準を用いて適応的に選択出力する第 1の選択手段、

2 0 . 前記ビーム毎信号に含まれたス口ット毎の既知系列および前記パス位置情報を用いて第 1の S I R推定値を算出し、一方で、前記低速レートユーザ用ァダプティプアンテナ復調手段内のビーム形成後信号に基づレ、て第 2の S I R推定値を算出し、当該第 1および第 2の S I R推定値を比較し、その比較結果に基づいて適応的に S I R値を補正する第 1の S I R補正手段、を備えることを特徴とする請求の範囲第 1 9項に記載の干渉キヤンセラ。

2 1 . 前記第 1の S I R補正手段は、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 2 0項に記載の干渉キャンセラ。

2 2 . 前記第 1の選択手段は、

前記第 1および第 2の S I R推定値のなかから良好な S I R推定値に対応する軟判定値を選択することを特徴とする請求の範囲第 2 0項に記載の干渉キャンセ

2 3 . 前記干渉成分除去後のアンテナ素子単位信号に前記ビーム毎の逆ビームフォーミング後シンボルレプリカを個別に加算し、その加算結果に対してパス毎のウェイト制御を施すことでァダプテイブアンテナによるビームを形成し、その後、パス毎のビーム形成後信号を合成して第 3のビーム合成後信号（軟判定値）を生成する、ユーザ個別の高速レートユーザ用ァダプティブアンテナ復調手段、を備えることを特徴とする請求の範囲第 1 5項に記載の干渉キャンセラ。 2 4 . 前記高速レートユーザ用ァダプティプアンテナ復調手段は、

前記干渉成分除去後のアンテナ素子単位信号に対して前記ビーム毎の逆ビームフォーミング後シンボルレプリカを重み付け加算する加算手段と、前記重み付け加算後のアンテナ素子単位信号と、前記パス位置情報と、前記第 3のビーム合成後信号の硬判定結果に基づいて、所定のアルゴリズムによるゥェィト制御を行う第 2のウェイト制御手段と、

前記ウェイト制御後の信号を合成してパス単位にァダプティプアンテナによるビーム形成後信号を生成する第 2のビーム形成後信号生成手段と、

前記パス毎のァダプティブアンテナによるビーム形成後信号に対してフェージング補償を行う第 2のフェージング補償手段と、

前記パス毎に得られるフェージング補償後のビーム形成後信号を合成し、その合成結果として第 3のビーム合成後信号を出力する第 2の軟判定値出力手段と、を備えることを特徴とする請求の範囲第 2 3項に記載の干渉キヤンセラ。

2 5 . 前記第 1のビーム合成後信号と、前記第 3のビーム合成後信号とを、所定の基準を用いて適応的に選択出力する第 2の選択手段、

. を備えることを特徴とする請求の範囲第 2 3項に記載の干渉キャンセラ。

2 6 . 前記ビーム毎信号に含まれたス口ット毎の既知系列および前記パス位置情報を用いて第 3の S I R推定値を算出し、一方で、前記高速レートユーザ用ァダブティブアンテナ復調手段内のビーム形成後信号に基づいて第 4の S I R推定値を算出し、当該第 3および第 4の S I R推定値を比較し、その比較結果に基づいて適応的に S I R値を補正する第 2の S I R補正手段、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 2 5項に記載の干渉キャンセラ。

2 7 . 前記第 2の S I R補正手段は、

前記減算結果を複数スロットにわたり平均化して S I R補正量を算出する第 2 の補正量算出手段と、前記第 3の S I R推定値と前記第 4の S I R推定値とを比較し、「第 4の S I R推定値≥第 3の S I R推定値（または第 4の S I R推定値 >第 3の S I R推定値）」のときに S I R値を補正する第 2の比較/補正手段と、

を備えることを特徴とする請求の範囲第 2 6項に記載の干渉キャンセラ。

2 8 . 前記第 2の選択手段は、

前記第 3および第 4の S I R推定値のなかから良好な S I R推定値に対応する軟判定値を選択することを特徴とする請求の範囲第 2 6項に記載の干渉キャンセ