JP2002539666A - Ｃｄｍａ端末のための無監督適応チップ分離フィルタ - Google Patents

Ｃｄｍａ端末のための無監督適応チップ分離フィルタ

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JP2002539666A JP2000604534A JP2000604534A JP2002539666A JP 2002539666 A JP2002539666 A JP 2002539666A JP 2000604534 A JP2000604534 A JP 2000604534A JP 2000604534 A JP2000604534 A JP 2000604534A JP 2002539666 A JP2002539666 A JP 2002539666A
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コムライネン，ペトリ
ヘイッキラ，マルック
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ノキア モービル フォーンズ リミティド
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Abstract

(57)【要約】 ＣＤＭＡ電気通信システムに用いられる受信機が開示されている。この受信機は、ＣＤＭＡチャネルから信号を受信するための少なくとも１つのアンテナを含んでおり、受信される信号は所望のユーザ信号を含む。この受信機は、チップ波形フィルタリングおよび最大比合成を実行して、受信された信号の相関し合うチップ推定値を作るための合成回路も含んでいる。この受信機は、その相関し合うチップ推定値を適応的に分離するための適応分離器と、この適応分離器の出力を逆拡散して、所望のユーザ信号のデータ・シンボルについての推定値を得るための相関器とをさらに含む。また、この受信機は、合成回路に結合されてチャネルの応答を推定するための推定回路をさらに含んでおり、この合成回路はこのチャネル応答推定値を基準として利用する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 これは、Petri KomulainenおよびMarkku J. Heikkilaによる「Unsupervised A
daptive Chip Separation Filter for CDMA Terminal」と題された米国特許出願
第09/ 号（代理人整理番号872.8547 USU、2000年3月3日出願、Ex
press Mail No.:EL 470231259US)の一部継続出願であり、これは、Petri Komula
inenおよびMarkku J. Heikkilaによる「Unspervised Adaptive Separation Filt
er」と題された仮特許出願第60/123,603号(1999年3月10日出願）からの米国特許
法第１１９条（ｅ）による優先権を主張している。この暫定特許出願の開示内容
の全体を参照により取り入れたものとする。
【０００２】 （発明の分野） 本発明は、一般的には通信システムに関し、特に適応性チャネル等化を実行す
る受信機に関する。
【０００３】 （発明の背景） ＣＤＭＡシステムは、ディジタル広帯域スペクトル拡散技術に基づいており、
それは多数の独立ユーザ信号を無線スペクトルの割り当てられた部分を介して伝
送する。ＣＤＭＡでは、各ユーザ信号は異なる直交符号と疑似ランダム２進シー
ケンスとを含んでおり、それは搬送波を変調して、波形のスペクトルを拡散させ
、多数のユーザ信号が同じ周波数スペクトルを共有できるようにする。ユーザ信
号は、受信機において、選択された直交符号を有する信号だけを逆拡散解除する
ことができる相関器により分離される。その符号が調和しない他のユーザ信号は
逆拡散されずに、そのままシステム・ノイズの原因となる。システムの信号対雑
音比は、全ての干渉信号の和に対する所望の信号パワーの比により決定され、シ
ステム処理利得とベースバンド・データ・レートに対する拡散帯域幅の比とによ
り高められる。
【０００４】 セルラー・ダイレクトシーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）のダウ
ンリンク（基地局から移動局へ）では、いろいろなユーザが典型的には直交拡散
符号によりチャネルに多重化される。現在提案されている第３世代広帯域ＣＤＭ
Ａ（ＷＣＤＭＡ）規格の場合もそうであり、この場合にはいろいろな拡散係数と
可変ユーザ・データ・レートとを同時に支援することができる。しかし、マルチ
パス伝搬および周波数選択性フェージングに起因して、いろいろなユーザの波形
間の直交性が劣化し、多元接続干渉が受信機の性能を低下させる。アップリンク
（移動端末から基地局へ）受信機については、多元接続干渉を緩和するためにマ
ルチユーザ検出方式が提案されている。しかし、移動端末は、基地局と同程度の
計算の複雑さに配慮することはできない。
【０００５】 ＣＤＭＡ受信機のための低複雑度干渉抑圧の手段として、確率的勾配方法およ
び最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ）基準に基づくいくつかの適応アルゴリズムが提
案されている。公知のトレーニング・データ・シーケンスが存在するときには、
最小平均平方（ＬＭＳ）アルゴリズムを使用することができる。
【０００６】 これに関して、「An Adaptive Direct-Sequence Code-Division Multiple Acc
ess Receiver for Multiuser Interference Rejection」（S. L. Miller、IEEE
Transactions on Communications、vol.43、1746〜1755ページ、1995年2月〜4月
）を参照することができる。
【０００７】 「Advanced receivers for wideband CDMA、Doctoral thesis」(M. Latva-aho
、Department of Electrical Engineering、University of Oulu、フィンランド
、1998年）に開示されているように、従来のレイク受信機によってＬＭＳのため
の充分なトレーニングを提供することもできる。
【０００８】 トレーニングの必要を避けるために、「Blind adaptive multiuser detection
」（M. L. Honig、U. MadhowおよびS. Verdu、IEEE Transactions on Informati
on Theory、vol. 41、944〜960ページ、1995年7月)に記載されているように、ま
た「Blind adaptation algorithms for direct-sequence spread-spectrum CDMA
single-user detection」（N. ZecevicおよびJ. H. Reed、IEEE International
Vehicular Technology Conference、VTC'97、1997年5月、2133〜2137ページ)に
記載されているように、ブラインド適応方式が提案されている。
【０００９】 「Adaptive bootstrap CDMA multi-user detection」(Y. Bar-NessおよびJ. B
. Punt、Wireless Personal Communications、Kluwer Academic Publishers、vo
l. 3、no. 1、55〜71ページ、1996年）および「Simplified bootstrap adaptive
decorrelator for CDMA downlink」（P. Komulainen、Y. Bar-NessおよびJ. Li
lleberg、IEEE International Conference on Communications、ICC'98、Atlant
a、USA、1998年6月、380〜384ページ)は、共にブラインド信号分離に基づくアル
ゴリズムを開示しており、これらのアルゴリズムは線形ＭＭＳＥ受信機で同等の
性能を有することが示されている。しかし、マルチパス・チャネルでは、ブライ
ンド適応方式は何らかの形のチャネル応答評価を必要とすることに留意するべき
である。チャネル評価のために、共通パイロット・チャネルあるいは専用パイロ
ット・シンボルを利用することができる。
【００１０】 以前提案された適応アプローチはデータ・シンボルの検出に焦点を合わせてお
り、従ってこのシンボルがシンボル・レベルでサイクロステーショナリー（cycl
ostationary)であることを必要とする。あいにく、これは、長疑似ノイズ（ＰＮ
）スクランブル符号を採用しているシステムへの適用を妨げるが、それは１シン
ボル間隔から他へと信号の相関特性を変化させる。
【００１１】 ほとんどのディジタル無線通信システムでは、チャネルにおけるマルチパス伝
搬に起因してシンボル間干渉（ＩＳＩ）がもたらされる。この問題は、特に高い
データ・レートで顕著であり、これはチャネル等化によって緩和することができ
る。
【００１２】 これに関して「Wireless channel equalisation」（D. P. Taylor、G. M. Vit
etta、B. D. HartおよびA. Mammela、European Transactions on Telecommunica
tions、vol. 9、no. 2、117〜143ページ、1998年）を参照することができる。
【００１３】 ＣＤＭＡダウンリンクでは、全てのユーザの信号が同じ周波数選択性マルチパ
スチャネルを通って興味ある受信機へ伝搬するので、多元接続干渉は本質的にチ
ャネルにより引き起こされる。従って、「Downlink channel decorrelation in
CDMA systems with long codes」(S. WernerおよびJ. Lilleberg、IEEE Interna
tional Vehicular Technology Conference、VTC'99、Houston、Texas、1999年5
月）に記載されているようにチャネル効果を補償することによってユーザ間の直
交性を回復することができると共に干渉を抑圧することができる。
【００１４】 （発明の目的および利点） 異なるユーザの波形間の直交性を回復するために適応チャネル等化機能を利用
する改良された受信機を提供することが本発明の目的および利点である。
【００１５】 連続して送信されるチップを相関解除することにより、適応チップ分離による
線形チップ間干渉チップのキャンセルを実行する受信機において適応チャネル等
化機能を利用することが本発明の別の目的および利点である。
【００１６】 第３世代ＷＣＤＭＡシステムなどの長スクランブル符号を使用するシステムに
適する改良された性能を有する受信機を提供することが本発明の別の目的および
利点である。
【００１７】 （発明の要約） 本発明の実施態様の方法および装置によって前述のおよびその他の問題が克服
され、本発明の目的が実現される。
【００１８】 ＣＤＭＡ電気通信システムに用いられる受信機が開示される。この受信機はＣ
ＤＭＡチャネルから信号を受信するための少なくとも１つのアンテナを含んでお
り、その受信される信号は所望のユーザ信号を含んでいる。この受信機は、受信
された信号の相互に相関するチップ推定値を作るために、チップ波形フィルタリ
ングおよび最大比合成を実行する合成回路も含んでいる。この受信機は、更に、
相互に相関するチップ推定値を適応的に分離するための適応分離器と、適応分離
器の出力を逆拡散して所望のユーザ信号のデータ・シンボルについての推定値を
得るための相関器とを含んでいる。
【００１９】 さらに、この受信機は、チャネルの応答を推定するための、合成回路に結合さ
れた推定回路を含んでおり、この合成回路はチャネル応答推定値を基準として利
用する。
【００２０】 本発明の上記のおよびその他の特徴は、次に続く発明の詳細な説明を添付図面
と関連させて読めばいっそう明らかとなる。
【００２１】 （発明の詳細な説明） 前述したように、直交符号を使用する同期ＣＤＭＡダウンリンクでは、多元接
続干渉（ＭＡＩ）は本質的にマルチパス・チャネルに起因する。従って、線形チ
ャネル等化によってＭＡＩを抑圧することができる。チャネル等化アルゴリズム
を使用する受信機が開示されるが、それは、適応チップ分離によって線形チップ
間干渉のキャンセルを実行する。その方法は、提案されている第３世代広帯域Ｃ
ＤＭＡシステム等の、長符号スクランブルを伴うシステムに適している。従来の
レイク受信機と比較したときに相当な性能利得を提供する結果が以下に示される
。
【００２２】 本発明の一態様においては、長符号スクランブルを採用するＣＤＭＡシステム
のダウンリンクのためのＣＤＭＡ端末空間−時間適応受信機を開示する。この受
信機のＭＡＩを抑圧する能力はマルチパス・チャネルの効果を等化することに基
づいており、それは本質的に異なるユーザ同士間の直交性を回復させる。適応ル
ールはブートストラップ原理から得られ、その適用可能性は、ここでは、ダウン
リンク信号が相関性のないかなり強い電力の信号エレメントすなわちマルチユー
ザ・チップ、のシーケンスであるという所見に由来する。適応分離の目的は、チ
ャネルに起因するチップ間の相関を除去することである。この受信機は、連続し
て送信されるチップを適応的に相関解除することによって線形チャネル等化を実
行する。同期基地局送信機により送信される信号は相関性のないマルチユーザ・
チップのシーケンスにより形成され、このアプリケーションのためにそれが適当
な信号対雑音比を有するので、このアプローチは特にＣＤＭＡダウンリンクに応
用される。多元接続信号全体の電力を適応のために利用することができる。
【００２３】 １． ダウンリンク信号モデル Ａ． 送信される信号 ＣＤＭＡダウンリンクでは、いろいろなユーザの信号はシンボル同期であり、
直交（ウォルシュ）符号で互いに識別される。Ｋ個の同時ユーザを伴う単一基地
局送信機の典型的構造が図１に描かれている。シンボルｂ1 、・・・、ｂk は、
１〜Ｋユーザの各々についての複素直角シフトキーイング(complex quadraphase
shift keying (QPSK)）データ・シンボルである。各ユーザについてのウォルシ
ュ符号は、ｓ1(ｎ）、・・・、ｓk(ｎ）で表され、接合点１００1 〜１００k で
適用される。ユーザに依存する電力制御振幅はａ1 、・・・、ａk として示され
ていて、連結部１１０1 〜１００k で適用される。その結果としての信号は合計
機能１２０により結合される。その結合された信号に、共通複素スクランブル符
号ｃ（ｎ）が接合点１３０で適用される。その結果としての信号がｄ（ｎ）とし
て示されている。
【００２４】 全マルチユーザ・チップ・シーケンスは、
【数１】 であり、ここで、ｋ番目のユーザについて、ａk は電力制御の結果としての実数
で正の振幅であり、ｂk(ｉ）はｉ番目のＱＰＳＫデータ・シンボルであり、ｓk
はウォルシュ符号である。ここで、ｎ＝０、１、・・・、Ｎ−１について、ｓk(
ｎ）＝±１であり、その他では０である。共通複素スクランブル符号ｃ（ｎ）の
周期はシンボルのフレーム全体にわたって広がることができる。長ＰＮ符号スク
ランブルの結果として、｛ｄ（ｎ）｝n は無相関複素信号エレメントのシーケン
スであり、ユーザに依存する電力制御の結果として、その振幅分布は受信機には
分からない。しかし、適応という観点から、ｄ（ｎ）は推定されるべき信号を表
す。
【００２５】 チップには限られた帯域幅の送信波形ｐ（ｔ）が与えられる。従って多元接続
ベースバンド信号についての連続時間モデルは、
【数２】 であり、ここでＴｃはチップ間隔持続時間である。
【００２６】 Ｂ． 受信される信号 マルチパス伝搬の結果として、ｍ番目の受信機アンテナにおいて受信されるチ
ップ波形は、
【数３】 であり、ここでγmlは複素利得であり、τl はマルチパス・チャネルのｌ番目の
経路の相対遅延である。チップ・レートと比べて、チャネル・パラメータはゆっ
くりと時間変化するので、それらは興味ある時間間隔にわたって一定であると見
なされても良い。従ってｍ番目のアンテナで受信される信号は、
【数４】 であり、ここでηm(ｔ）は２面の電力スペクトル密度Ｎ0 ／２を伴う白色ガウス
バックグランドノイズ（ＡＷＧＮ）のプロセスである。行列表示のために、連続
時間波形ｈm(ｔ−ｎＴｃ）をベクトルｈm(ｎ）に離散化することができる。受信
された無限Ｍ次元信号を積み重ねてベクトル
【数５】 とすることができ、これは行列式
【数６】 から得られ、ここでベクトルｄは送信されるマルチユーザ・チップ
【数７】 を含んでおり、行列Ｈは受信される波形
【数８】 を含んでおり、ｎ＝・・・−１、０、１、・・・についての行列Ｈの列ベクトル
の各々
【数９】 は、送信されるマルチユーザ・チップｄ（ｎ）の情報を伝える受信される波形を
表す。
【００２７】 ＩＩ． 適応受信機 Ａ． 全体としての受信機構造 受信機１０の構造のブロック図が図２に描かれている。信号ｒl(ｔ）〜ｒM(ｔ
）は少なくとも１つのあるいは複数のアンテナ１４０l ・・・１４０M を通して
受信され、その各々は対応するチップ・マッチド・フィルタ１５０l ・・・１５
０M に結合されている。各チップ・マッチド・フィルタ１５０l ・・・１５０M
は１チップあたりに少なくとも１つのサンプルをその出力おいて作る。チップ・
サンプル・シーケンスは、場合によってはあり得るチャネル推定遅延を補償する
ために遅延１６０l ・・・１６０M を通過する。
【００２８】 相互に相関するチップ推定値を決定するために、コヒーレント・レイク受信機
１７０は、マルチパス成分およびアンテナ・エレメントでのチップ最大比合成(m
aximal ratio combining：ＭＲＣ）を実行するための、チップＭＲＣ１７５と称
されるユニットを含んでいる。動作はチャネル・マッチド・フィルタリングに対
応し、その様なものとして、等化の前に情報の喪失を伴わずに信号の次元の数（
dimentionality）を最小にする。
【００２９】 その点について、「Exploiting multipath activity using low complexity e
qualisation techniques for high speed wireless LANs」（I. Kaya、A. R. Ni
xおよびR. Benjamin、IEEE International Vehicular Technology Conference、
VTC'98、Ottawa、Canada、1998年5月、1593〜1597ページ)を参照することができ
る。
【００３０】 相互に相関するチップ推定値は、適応分離フィルタ１８０によって適応的に分
離される。適応分離フィルタ１８０の出力は相関器１９０に結合されており、そ
れは、信号を逆拡散し、すなわち符号発生器２００により供給される共役長スク
ランブル符号およびユーザ特有のウォルシュ符号を乗じ、次にシンボル周期にわ
たって積分することによって所望のユーザのデータ・シンボルについての推定値
を得る。相関器１９０の出力はデインターリーバ２１０に結合されており、それ
は復号器２２０に結合されている。デインターリーバー２１０および復号器２２
０の構成および動作は従来のものであって良い。
【００３１】 チャネルについての完全な知識を仮定すると、チップＭＲＣ１７５のｎ番目の
出力エレメントは、
【数１０】 であり、ここで（)*は複素共役を取ることを意味し、（)Hはエルミート転置行列
を取ることを意味する。行列形では、総合出力シーケンスｘ＝［・・・、ｘ（−
１）、ｘ（０）、ｘ（１）、・・・]Tは
【数１１】 であり、ここで相関行列Ｐ＝ＨH Ｈが示されている。
【００３２】
【数１２】
【００３３】 式（１１）から、ベクトルｘに左からＰ-1を乗じることによりチップ相関解除
あるいはゼロ強制等化（zero-forcing equalization)が実行されることが容易に
分かる。しかし、この様な操作は、相当のノイズ強化の結果として、利点をほと
んどもたらさない。
【００３４】 Ｂ． 適応分離 マルチパス伝搬に起因して、合成されるチップは相互に相関している。適応分
離フィルタ１８０の目的は、この相関を取り除くすることである。相関行列Ｐは
テプリッツ（Toeplitz）形なので、分離はフィルタリング問題に還元される。図
３に示されるように、対称形フィルタｖが使用される。このフィルタは、理想的
には無限に長いが、実際にはそれは処理しやすい長さに切り詰められる。適当な
フィルタ長は、主としてチャネル遅延拡散により決定されることができる。
【数１３】 と表示することにより、ここで２Ｆ＋１はフィルタ長であるが、分離フィルタ１
８０の出力を、
【数１４】 と表現することができる。
【００３５】 Y. Bar-NessおよびJ. B. Punt により記述された上記のブートストラップ・ア
ルゴリズムと同様に、適応はブラインド線形相関解除に基づく。ｆ＝１、２、・
・・、Ｆについての重みの適応ステップは次のように表現され得る。
【数１５】 ここでμ（ｎ）は（場合によっては正規化されている）ステップ・サイズ・パラ
メータである。初期状態では、ｆ＝１、２、・・・、Ｆについてｖf ＝０におい
ては、受信機全体が従来のレイク受信機として動作することに留意されたい。
【００３６】 式（１３）から、適応が定常状態（平均で）に達したときには次の条件、
【数１６】 が満たされることを証明することができる。ノイズ・レベルが取るに足らないと
きには、この条件はゼロ強制等化器によっても満たされる。
【００３７】 定常状態フィルタの重みを曖昧さを伴わずに式（１４）から解くことはできず
、このアルゴリズムは包括的収斂を提供しないことに留意するべきである。しか
し、もしステップ・サイズが程良い小ささに保たれるならば適応は安定している
ことがシミュレーションにより示された。
【００３８】 ＩＩＩ． 性能評価 この節では、適応チップ分離器のビット・エラー・レート（ＢＥＲ）性能を決
定するコンピュータ・シミュレーションの結果を提示し、従来のレイク受信機の
それと比較する。Ｋ個のアクティブな同一電力のユーザでのＷＣＤＭＡダウンリ
ンク信号と、ＱＰＳＫデータ変調と、長さＮ＝４または３２の実直交ウォルシュ
符号と、スクランブルのための長複素Ｇｏｌｄシーケンスとを考察する。固定さ
れたステップ・サイズのパラメータが適応のために使用され、分離フィルタの長
さは１７（Ｆ＝８）にセットされる。誤り訂正符号化はこのシミュレーションか
らは除外される。
【００３９】 受信機は、遅延幅１μｓで、各々独立に古典的ドップラー・スペクトルに従っ
てフェージングする同一平均電力の分解できる３つのパスを伴う、時間変化する
レイリー・チャネルにおいて試験される。４ＭＨｚのチップ・レート、根二乗余
弦パルス形状フィルタリング（root raised cosine pulse shape filtering）、
２ＧＨｚの搬送波周波数、および５ｋｍ／ｈの車両速度がこのシミュレーション
において使用される。単一アンテナ受信機および２アンテナ受信機の両方がシミ
ュレートされる。２アンテナの場合には、エレメント間の独立したフェージング
の結果としてフル・ダイバーシティが仮定される。チャネル・インパルス応答の
完全な推定値が受信機に与えられる。
【００４０】 図４には、拡散係数Ｎ＝３２、いろいろな数のユーザの場合における単一アン
テナ受信機のＢＥＲ性能曲線が描かれている。対応するチャネル負荷状態におけ
る２アンテナ受信機の性能が図５に示されている。ここで、ｘ軸は１アンテナ・
エレメントあたりのＥb ／Ｎ0 を示している。これに対応的して、低拡散係数Ｎ
＝４の場合における単一アンテナ受信機および２アンテナ受信機についての結果
が図６および７において与えられている。
【００４１】 見て分かるとおりに、チップ分離器は、特に負荷の大きなチャネルにおいてレ
イクと比べて相当の利得を提供する。この分離器は、ダイバーシティ・アンテナ
により与えられる余分の寸法からより多くの利益を得るように思われる。しかし
、データ・レートが低くて拡散係数Ｎ＝３２が大きいシングル・ユーザの場合に
は適応ジッタに起因して検出性能がわずかに低下する。けれども、高データ・レ
ート・ユーザでＮ＝４が明らかにシングル・ユーザの場合にも分離から利益を得
ることは全く無価値である。
【００４２】 このシミュレーションは、特にデータ・レートが高くて拡散係数が小さいとき
、あるいは多数のユーザによりシステムに重い負荷が加わっているときに適応チ
ップ分離器の性能が従来のレイク受信機を上回ることを示している。
【００４３】 ここに記載された機能を個々別々の回路エレメントで、あるいは適当なデータ
処理装置により実行されるソフトウェア・ルーチンとして、実現することができ
ることが理解されるべきである。回路エレメントとソフトウェア・ルーチンとの
組み合わせを使用することもできる。
【００４４】 本発明をその好ましい実施態様に関して具体的に示し記述したが、本発明の範
囲および精神から逸脱することなく形および細部に変更を加え得ることを当業者
は理解するであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ＣＤＭＡ基地局送信機のブロック図を示す。
【図２】 本発明の一態様による受信機のブロック図を示す。
【図３】 本発明の教示による適応分離フィルタの構造のブロック図を示す。
【図４】 拡散係数Ｎ＝３２および単一の受信機アンテナを使用する受信機のビット・エ
ラー・率（ＢＥＲ）性能曲線を示す。
【図５】 拡散係数Ｎ＝３２と２つのアンテナとを使用するＢＥＲ性能曲線を示す。
【図６】 拡散係数Ｎ＝４と単一の受信機アンテナとを使用するときのＢＥＲ性能曲線を
示す。
【図７】 拡散係数Ｎ＝４が２アンテナ受信機と共に使用されるときのＢＥＲ性能曲線を
示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 ０９／５２１，４３９ (32)優先日 平成12年３月７日(2000．3．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｒ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ， ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，Ｋ Ｒ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ， ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，Ｓ Ｉ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＣＤＭＡ電気通信システムで使用される受信機であって、こ
    の受信機は、 ＣＤＭＡチャネルから信号を受信するための少なくとも１つのアンテナであっ
    て、前記信号は所望のユーザ信号を備えるアンテナと、 該アンテナに結合され、マルチパス成分およびアンテナ・エレメントに対して
    チップ波形フィルタリングおよび最大比合成を実行して、前記受信された信号の
    相関し合うチップ推定値を作る合成回路と、 該合成回路に結合され、前記相関し合うチップ推定値を適応的に分離する適応
    分離器をと、 該適応分離器に結合され、前記適応分離器の出力を逆拡散して前記所望のユー
    ザ信号のデータ・シンボルについての推定値を得る相関器とを備える受信機。
  2. 【請求項２】 前記合成回路に結合され、前記チャネルの応答を推定するた
    めの推定回路をさらに備え、前記合成回路は前記チャネル応答推定値を基準とし
    て利用する請求項１に記載の受信機。
  3. 【請求項３】 前記逆拡散器は、前記適応分離器の前記出力に共役長スクラ
    ンブル符号とウォルシュ符号とを乗じ、その結果をシンボル周期にわたって積分
    する回路をさらに備える請求項１に記載の受信機。
  4. 【請求項４】 ＣＤＭＡ電気通信システムにおいて信号を受信する方法であ
    って、該方法は、 ＣＤＭＡチャネルから信号を受信するステップであって、前記信号は所望のユ
    ーザ信号を備えるステップと、 マルチパス成分およびアンテナ・エレメントに対してチップ波形フィルタリン
    グと最大比合成とを実行するステップであって、前記受信された信号の相関し合
    うチップ推定値を作るステップと、 相関し合う前記チップ推定値を適応的に分離するステップと、 前記分離された相関し合うチップ推定値を逆拡散するステップであって、前記
    所望の信号のデータ・シンボルについての推定値を得るステップと、を備える方
    法。
  5. 【請求項５】 前記チャネルを推定するステップをさらに備え、前記チップ
    波形フィルタリングと最大比合成とを実行するステップは、前記チャネル応答推
    定値を基準として利用することをさらに備える請求項４に記載の方法。
  6. 【請求項６】 前記逆拡散するステップは、前記適応的に分離された相関し
    合うチップ推定値に共役長スクランブル符号とウォルシュ符号とを乗じ、その後
    にその結果をシンボル周期にわたって積分するステップをさらに備える請求項４
    に記載の方法。
  7. 【請求項７】 所望のユーザ信号を備える受信されたＣＤＭＡ波形に使用す
    るコヒーレント・レイク受信機であって、該受信機は、 前記受信されたＣＤＭＡ波形に応答して、マルチパス成分およびアンテナ・エ
    レメントに対してチップ波形フィルタリングおよび最大比合成を実行して、前記
    受信されたＣＤＭＡ波形の相関し合うチップ推定値を作る合成回路と、 該合成回路に結合され、前記相関し合うチップ推定値を適応的に分離する適応
    分離器と、 該適応分離器に結合され、前記適応分離器の出力を逆拡散して、前記所望のユ
    ーザ信号のデータ・シンボルについての推定値を得る相関器と、を備えるコヒー
    レント・レイク受信機。
JP2000604534A 1999-03-10 2000-03-10 Ｃｄｍａ端末のための無監督適応チップ分離フィルタ Pending JP2002539666A (ja)

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