WO1983000973A1

WO1983000973A1 - Systeme demodulateur fm de sensibilite elevee

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Publication number: WO1983000973A1
Application number: PCT/JP1981/000206
Authority: WO
Inventors: Ltd. Oki Electric Industry Co.
Original assignee: Ohta, Tomozo; Tsutsumi, Yoshio; Sugano, Motoshi
Priority date: 1981-08-31
Filing date: 1981-08-31
Publication date: 1983-03-17
Also published as: CA1189959A; DE3175644D1; EP0086838B1; US4531148A; AU7537181A; JPS6250029B1; AU538098B2; MX151558A; EP0086838A1; EP0086838A4

Description

明細謇

. 高感度 F M復調方式技術分野

本発明は簡易構成で、低受信入力における広带域 ¾ Τ V ( 映像） - F M変調 &の復 I幫信号の雜音特性を改善する高感度復調方式に関するものである。背景技術

従来よ ]? 周波数変調された信号を復調する最も簡単方法として、 L ， C 回路又は遅延籙を用いたデイスクリミネータによる周波数復調方式が知られよく用いられてる。この場合の F M変調された入力信号の C/ （キヤリア電力対雜音電力比）に対する F M復調 ( 検波）された復調信号の S/ （信号対雑音比）は、 S ^ = C * F I ( F I :定数）として表わされ、復調 S ^iは入力信号の Q に比例する。

—方、この Cメ^ [ は雜音及び信号の带域幅を制限するため復調器の入力側に用いられる帝域 S過波器の通過帯域幅で決定される。通常この方式によれは' Cノ

1 0 dB程度まで前述の ¾係が保持され、それ以下の Cノにおて S は急激に劣化する。この点がスレツシュホールド点とよばれる。

一般に T V ( 映像）信号を伝送する通信、例えば衛星通信におては、しばしばその信号の伝送に F 調方式が用られる。この場合、通信回籙は、衛星の送信電力の制限、衛星通信伝镲路の安定性、地上受信設備の経済性から、受信に際する動作点はスレッシュホールド付近に設定される場合が多い。そのため、ときには環境状況の変動で受信入力が減少し、受信点はスレッシュホールド下の状態、と、 T V モニタ上の復調画は T V伝送中のィンハ。ルス籙音によ j) 著しく乱され、さらには復！¾·画の得られな状態にまで至る。

従って衛星受信に際して、簡単方法でこのィンハ。ルス雑音の改善を行うことは、 T V復調画質の改善、ひては受信設備の経済性におて、非常に重要な問題とされ、特に放送衛星通信等の衛星受信装置におては、簡単檮成による籙音改善（復調面質の改善）方法が極めて重要な謀題とされている。

ところで、スレッシュホールドの ¾：善万法として、従来から種々の方式があるが、一^として本発明と若干闋違のあるダイナミックトラッキングフィルタ F M 復 I 方式を第 1 図に示す（例えば PEOC IEE Vol 115 , · . 1 1 , Nov 1 9 68 , 頁 1 59 7〜 1 6 0 6 ) 。 1 は中心周波数が ¾化する狡赍域可変胥续通過^波器、 2 はリミッタ、 3 は周波 ¾デイスクリミネータ、 4 は低域通過^波器、 5 は信号入力靖子、 6 は F M信号検波出力端子である。

入力端子 5 よ ]J入る F M信号 ¾は中心局波 ¾可変帝域通過^波器 1 を通 ]?、リミッタ回路 2 を経てディスクリミネータ 3 によ ]? 復調される。復調信号は低域^ 波器 4 を通変調信号周波数以外の高域雑音を除去した後、可変^波器 1 の中心周波数を制御する。このとき 5 よ ]3 の入力信号の瞬時周波数変化に対し、可変^ 波器 1 の中心周波数は完全に追従するよう制御される。即ち周波数ディスクリミネータ出力の信号帝域成分は、振幅及び位相と.も忠実に帰還され、可変^波器の中心周波数を制御する。

次にカラー T V信号によって F M変調された信号の復調について考える。周知のように、カラー映像信号は、輝度信号と、カラーサブキャリア成分からな ]?、そのベースバンド帝域幅は、 4. 2 MHz にまでおよぶ非常に広帯域る信号である。又映像信号は、伝送する画像（被写体）の種類によ ]? 、ベースパンド信号の周波数スペクトラムの大きさが、著しく変化する。特に画像の色の濃さ（餡和度）によ ]? 、カラーサブキャリア成分の振幅は大幅に変化する。

このようるカラー映像信号特有の性質によ ]? 、従来の第 1 図の方式でこ-の種の F M変調信号を復調するには、数々の困難 ¾問題が生じる。まずベースバンド信号の広帝域性によ ] 3 、ディスクリミネータ 3 の信号成分を位相、振寝面において、堦幅器、低域^波器、可変^波器 1 の内 ¾回路、他の付属回路からる帰還回路を通して安定かつ忠実に、又入力信号の瞬時周波数変化に一致するよう 1 の中心局波数可変素子に印加す

¾ R£A

O PI ることは非常に困難な問題である。この状態が設定できるいと、正しく帰還された変調周波数成分に対する入力信号の F M変化成分は、有効に可変狭帝域萨波器を通過するが、そ—うで変調周波数成分に対しては、逆方向に作用する場合が生じる。その結杲、復^波形には歪を発生させる。 Cメが比較的低く、復調 S iが比較的低い場合には、程度によ ]) これら歪による画質劣化は目立た ¾ が、入力 q Srが高ければ高ほど、歪による画質劣化がよ ] 3 目につく。即ち 0 のよい状態においては、むしろ広帝域通過特性をもつ従来のディスクリミネータによる復調の方が良復 II特性が得られる。

さらには、周波数偏移が大きく、かつ高い変調周波数成分が正しく帰還されいと、大き F M偏移電力をもつ、この成分は可変狭带域^波器によ ]) 除去され、ひいては、リミッタ、ディスクリミネータ回路に入る

C を劣化させ、そのためスレッシュホールド以下の状態に落ち込むど逆効果を呈する場合がある。

又、上記帰還回路が正しく設定されたとしても、この広帝域帰 ¾回路を通過する入力信号に伴った広帝域

鐽.音で、；".可変帝域波器は制御され、入力信号の同雑音変調成分も狭帝 ¾可変^波器を有効に通過する。

その結果、大き入力雑音を伴った場合、復調画は乱れ、特に変詢信号成分の低い場合、復調画質には、これら雜音の影響が顕著に生じる。例えば、変調映像信一

O PI 号の飽和度が低く、カラーサブキャリア成分が小さいとき、広帯域雑音は有勃に復調され、モニタ上では色雜音として非常に目立ったものとる。

5 発明の開示

本発明はこのような問題点を解決しカラー T V信号特有の性質を利用し、 T V ( 映像）で変調された F M 信号の低信号入力時の雜音改善を計る一方策を提供する。本発明では、通過帯域幅及びその中心周波数が変 1 0 化する可変帝域通過^波器と、固定の帯域幅をもつ塞準帯域通過波器とを縦続に接続し、これを通して得られぇディスクリミネータ出力の検波信号のうち、力ラーサブキャリア成分のみを抽出して、可変帯域通過波器に帰還させ、中心周波数を制御する。又入力信 i s 号のレベル検出器又は q 検出器を傭え、これによ ]? 入力信号が所定の以上の場合には、可変帝域^波器の帝域幅を広げ、基準庐波器の通過帯域幅によ復調を行う。 C/Nが所定値よ低ぐなると、可変帯域通過波器を狭帯域化し、復詞したカラーサブキャリア

0 成分によ当 ^波器の中心周波数を入力信号の瞬時周

波数変化に従って変化させる。可変^波器の狭帝域化の度合は、基犟波器できまる入力 Q Nの大きさによ C/Nが低下するに従って違続的に狭帝域化を行うか、ステップ状に行う。更には、カラーサブキャリア成分

5 の帰 S ループに入出力特性が非直籙状に変化する非直

O PI 線回路を揷入し、復調したカラーサブキャリア成分が

小さ場合には、帰還量を小さくし、大き場合には

帰還量を大きく与える。これによ大きな雑音改善が

るされる。図面の簡単説明

第 1 図は従来の復詞方式のプロック図、第 2 図は本

発明による復調方式のブロック図、第 3 図と第 4 図と

第 5 図と第 6 図と第 7 図と第 8 図は第 2 図の装置の動

作の説明図、苐 9 図は本発明による別の復調方式のブ

ロック図、第 1 0 図は苐 .9 図における非直線回路の説

明囱、第 1 1 図は位梠検波回路の回路例、第 1 2 図は

非直籙回路の回路例である。- 発明を実施するための最良の形態

第 2 図は、本癸明の実旅例で、 7 は固定の基準带域

幅をもつ基準帚域通過萨波器、 8 は外部信号によって

通過帝域幅らびに通過中心周波数が独立に変化し得

る可変帯域通過波器、 9 は従来と同様の L ， C又は

遅延籙等よ ] 3 なる局波教ディスクリミネータ、 1 0 は

力ラーサブキャリ了成分 3. 5 8 MHz を抽出する帯域通

過^波器、 1 1 は増幅器や位相器等よ ]3 なる詞螯回路

C 回路条件が決定されれば固定化される）、 1 2 はリミッタ回路、 1 3 は入力信号の大きさを検出するレべ

ル検出器又は C i ( キヤリァ電力対 ϋ音電力比）検出

' 器、 1 4 は F M信号の入力端子、 1 5 は F M検波信号

--. を取出す検波信号出力端子、 1 6 は必要によ ]?挿入

される 3. 5 8 MHz 信号成分に対するスィツチ回路であ

O

端子 1 4 よ ]? の F M入力信号は、 .基準帯域通適^波器 7 を通、中心周波数及び通過帯域幅が独立に変化する可変帯域通過波器 8 を通 ]? 、更にリミッタ回路

1 2 を通過した後、ディスクリミネータ 9 によ ])復調される。 9 の復調（検波）信号のうち、 3. 5 8 MHz の映像カラーサブキャリア成分は、 ^波器 1 0 で抽出され、調整回路 1 1 を通って可変^波器 8 の中心周波数を制御する。一方基準^波器 7 を通過した信号は、レベル検出器（又は Cメ N検出器〕 1 3 で検出され、入力

に対応した信号は通過帯域幅制御信号として 8 に与えられる。さらには必要に ISじて、レベル検出器の出力は、カラーサブキャリア帰還回路のスィッチ 1 6 に作用し、帰還回路の開閉を行う。

この構成において、まず 1 4 よ！）入る入力信号は、レベル検出器 1 3 によ']? その信号レベル又は、基準 ^ 波器 7 の帝域幅 B a できまる Nrに対応した信号が検出される o

入力信号レベルが 7 の帝域幅においてスレッシュホ

一ルドレベル付近、即ち Q N -約 1 0 dB程度よ ]3 大きい場合、可変帝域^波器 8 はその検出信号によ J? 制御され、基犟帯续 ^波器の帯域幅 B 。よ ]?十分大きく設

CMPI

WIPO

·4 ρ_{Λ ft}A 定される。このとき同時に 3. 5 8 MHz 成分の帰還回路内のスィッチは、開放の状態に設定される（この操作は必要に応じて行われる）。従って当状態においては、ディスクリミネータに入る信号の復調带域幅は B。に等しくされる。

—方、入力信号レベルが低下し、基準帯域幅 B _Q で決まるスレツシュホールド近傍なしそれ下の状態に至したとき、レベル検出器 1 3 の出力によ ])、可変帯域通過^波器 8 はその通逼帯域幅が違続的に又はステツプ状に狭帝域化される。又これと並行して、帰還回路のスィッチは短絡され、可変帯域通過萨波器 8 の中心周波数は、カラ一サブキヤリ.ァ周波数成分によ！）制御される。可変^波器 8 を通過した信号は、リミッタ回路 1 2 を通 ]3 周波数ディスクリミネータ 9 によ復調される。 9 の復調信号のうちカラーサブキヤリァ成分は、帝埃通過^波器 1 0 を通して抽出され、その信号は可変帝域通過 ^浚器 8 の中心周波数を変化させる。このとき、可変帯续波器 8 の中心周波数の変化は、入力 F M信号のカラーサブキャリア変詢'成分による周波数偏移に一致して可変される ·。従って、可変^波器 8 に印加する 3. 5 8 Adz 成分は、その振幅，位相において、先の条件が充されるよう調整回路 1 1 によ ]? 調整される。これによ ]? の改善が計られ、スレッシュホールドレベル力善される o その効果につては後述する。ところで、従来の周波数ディスクリミネータによる復調方式において、信号の復調帝域幅 B Q は、変調信号エネルギーを充分に通過させ、復調信号の波形歪を良好に保っため、入力信号の F M周波数偏移（ピーク値）を、変調信号の最高局波玆を 11 とすると、

B ₀ 2 ( / + ^h ) と決められる。（但し、実際の復調系においては、償号搬送局波翁の変動を考慮し、带.域幅は B。よ i?若干広くとられることもある。）

このとき、ディスクリミネータに至る C Nrは Ci/l Bo ( k ：定数）となる。

第 2 図で可変帯域通逼波器 8 が除去され、 '又は 8 の帯域幅が前段の基準帝域逼逼^波器の带域幅 B 0 よ ])十分広い場合、通常の F M復調器と同様に動作する。

このとき入力信号レベルに対するディスクリミネ一タによ復調された信号の Sノは、第 3 図のように示される。通常、 T V_信号の衛星受信においてはその受信動作点は、スレッシュホールド.点 C_t よ ]?数 dB程度高い第 3 図の P領域に設定され、その領域での S は、

とるる。

ところで、スレッシュホールド点よ J? 高い信号入力において、 F M方式によ伝送され復調された映像信号のモニタ上の画質の良さは、主に熱雑音による画質の劣化と、伝送路の位相，振寝獰佺の非直線性に基ず.

( OM?I く波形歪みによる画質劣化によ ]?決ま ]3、信号の復調帯域幅 B によ ]?大きく影眷される。一般には、この帯域幅を狭くすると、熱雑音等による問題に対しては有利になるが、波形歪みによる画質の劣化が大きくなる。著しく狭帯域化すると、場合によっては、変調信号自体が除去され、 Q Nが低下し著しい雑音増加を伴う。

今、帯域幅が前述の B 。 2 ( + /h ) に選ばれた従来の復調系におて、そのスレッシュホールド付近における映像信号の復調画質をみると、視覚的に、熱雑音に.基づくスレツシュホールド ϋ音（ィンハ。ルス雑音）による特有の画質の劣化が著しく目立ち、伝送路の非直線性に起因する波形歪みによる画質の劣化は目立たずマスクされる。スレッシュホールド以下の信号レべルでは、そのレベル低下に俘う画質の劣化は著しく、面は急漦にこのインハ。ルス $i音にうずもれ、受信画の讒別は不可能になる。従ってこの領域での画質劣化は、ほとんどィンパルス籙音だけによるものと見傲しても . よく、若干の波形歪みを锾牷にしてもこの種の雜音を抑圧すれば、大幅 ¾画質改善が計られる。

本発明の一つの動作上の特截は、入力 C/^T力スレツシュホールド付近にさしかかるに従、信号の通過帯域幅を特定の方法によ狭帚 «化し、 ς/Ν を改善しようとする考え方にある。しかし、造作に狭带域化したのでは、入力 F M信号の周波^偏移の大きさの度合によ、大き ¾周波 ¾儒移をもつ信号成分は、狭帯域

ΟΜΡΙ 萨波器によ ]?通過することができず、その結果、狭帯域^波器の出力側では、この ^波器にる雑音除去効果以上に信号電力が低下し、 cノ劣化によるスレツシュホールドレベルの悪化を招く。

従つて本発明では、帯域通過^波器の狭帯域化に際して、最も大き周波数偏移を与える変調成分、即ち、変調'側でプリェンファシスを適用されたカラー映像変調信号のうち最も大きる周波数偏移を与える可能性の高カラーサブキャリア成分に着目し、この成分による瞬時周波数変化に対応し、萨波器の中心周.波数を一致させる方式をとる。又これによ ]? 回路構成の実現性が容易に ¾る。本発明は、映像伝送において、特にェンフアシスを適用した系におて有効となるが、今、 ' ェンフ了シスを適用した映像信号を考えてみる。

通常、カラー映像信号としては、輝度信号とカラー信号から ]?、約 4. 2 MHz までの周波数成分を含んでいる。そのうち.、主に輝度信号は水平走査周波数

( 1 5.75 kHz ) の倍数の低周波領域に集中し、カラー成分は、 3. 5 8 Hz 近傍に集中してる。この種の映像信号が、例えば、 CCIi * REC 4 0 5 - 1.で決められたプリエンファシス回路の適用を受けると、信号の低域部分は、約一 1 0 dBの、高域周波数成分に対しては、約 + 3 dBの電力の重み付けが与えられる。映像信号として、最も飽和度の高い代表的な標準カラーパー信号をみると、信号の最大捱 ¾ 1 4 0 IRE に対して、輝度

OMPI WIPO 信号の最大振幅 7 7 IRE ， 3- 5 8 MHz のカラーサブキャリァ成分の振轘は 8 8 IRE と ¾ つている。従ってこ

- の信号を前記のプリエンファシス回路による重み付けを行うと、カラーサブキャリア成分の振幅は 1 2 7

IRE と ]?、源信号の最大振幅 1 4 0 IRE に近い振幅と ¾る。従って、プリエンファシスが適用された映像信号で変調された F M信号の瞬時周波数変化（偏移）が最も大きくる ]?、通逼帚域幅の狭帯域化に伴う

変化に関し、問題になるのは、このカラーサブキヤリァ成分によるものと見傲してもよい。これらの理由で、 3. 5 8 MHz 成分によ ])、狭帯域可変萨波器の中心周波数を入力周波数偏移に追従して変化させ、有効に'信号電力を周波数ディスクリミネータに伝送し、多くの雑音を除去することによ、 C NTの改善が行われる。

又第 2 図のカラーサブキャリア帰 S回路は、単一信号に近い周波数成分（ 3. 5 8 MHz ：) のみを取 ])扱うため、安定で筒単回路檮成が容易で、最適帰逢位相，振幅の調整が容易である。

次に可変帝续通遏 ^波器による C 改善効果のあらましを示す。

第 4 図は、基準^波器 7 の帚埃幅 B。を通過してきた F M信号の瞬時局波数変化と、可変帝域通適^波器

8 の中心周波玆の薛時変ィ匕状態を示したもので、実線

(a) ，（b)は前者を、铍籙（c)は後者を示す。。は、基準 ^波器及び可変^波荐 8 が力ラーサブキャリァ成分に

ΟΜΡΙ よ j? 制御されな場合の中心周波数である。簡単のため、信号瞬時周波数変化は、カラーサブキャリア

( 3. 5 8 MHz ：) による周波数変化（a)と、輝度信号による周波数変化（b)よな ]?、その周波数差は大きく、それぞれ Jf_c 及び fi の周波数倡移を受けているものとする。これに対して可変波器の中心周波数（破線（c) ) は信号瞬時周波数変化（a)に追従し、その偏移.は ί/c に等しものとする。

第 5 図は、可変帯域通過萨波器 8 の信号電力通過の状況を示したもので、横軸は周波数を、縦軸は ^波器の通過特性を示している。実線（a) , (b)及び破線（c)は、第 4 図と同じものを又（d) , ( ），（( )は可変^波器の通過特性を示す。

今、信号の瞬時局波数が ( = y。 + /i )にあるとき、可変^波器の中心周波^は、 /。にあ ]?、瞬時周波数が t ₂ ( = / 0 + + ) に変化すると、中心周波数は、 /(» + に移行する。

従って、可変^波器の中心と、瞬時信号周教の間には、 /i の周波 ¾差が生じる。そのため^波器を通過する信号電力は、 Lだけ涙少する。

可変帝域通; ίΐ ^波器として単一共振器で稱成されたものを想定すると、その電力違過特性は、規格化して、

OMPI

WIPO と表わすことができる。ここで /は^波器中心からの離調周波数、。は該萨波器の 3 dB帝域幅である。 - 今、可変^波器 8 の入力において、信号の電力を 1 とし、雑音電力密度をとすれば、带域幅 B。（H の雜音電力は B o とな ]?、入力 Ci/^i は。とるるところで波器 8 の出力側では、信号周波数が波器の中心よ ^ i 難れてるため、通過信号出力は、

C ₀ とる

萨波器を通過する雑音電力は、第 5 図の如く、 ^波器の中心周波数が、周波数幅 B Q 内で（d) ， (d' ) , (d^) のように変動するため、その量は一様でな。中心周波数が B。の中心即ち。にあるとき、泸波器通過雑音電力も最も多く、そのとき、 ^波器 8 の出力は最も低下する。従って最悪条件としてこの状態の雜音電力を求めると

-1 B o

N 0 =2 df = b o fen. (2)

0 b 0 となる。従って、出力 C/ C = Co No )は

. 一 1

Co i/i _1 Bo

{ 1 + ( 2 )² ) b •tan

No

と ¾ j？、可変波器による q Mの改善度 57 (

は、

となる。

今、実際の一衛星システムを例にとると、 4. 2 MHz の帯域をもつ映像信号が、最高周波数偏移 1 0.7 5 MHz で伝送される。又 CCIE 4 0 5 - 1 のエンファシス特性が適用される。このとき復調器の規準帯域幅は通常

3 ひ MHz に選ばれる。

これに対して本発明を適用し、式（3)の改善 ¾果を求めると、第 6 図の如くるる。図中、 b o は可変帯域通過^波器の 3 dB帝域幅で、 /i は映像信号変調例で、プリェンフ .ァシス適用後の辉度変調分による局波数^ 移である。

改善度？？は、前述の如く最小値を与えるもので、

Δ i が小さいほど大き改善効果が得られる。

可変帯域通過^波器 8 としては、種々のものが考えられるが、第 7 図に並列共振系を用いた 1 構成例を示す。 1 7 及び 1 8 は、 F M変詞信号の入出力靖、 1 9 は可変抵抗素子、 2 0 は可変容量素子、 2 1 は、第 2 図のレベル検出器 1 3 よ ) の制淘信号入力端子、 2 2 は、周波数ディスクリミネータよ ]) 帰還される 3. 5 8 MHz · カラーサブキヤリア信号成分の入力端子である。又それぞれの制御信号が独立に主旻部分に印加されるよう各所に直列共振回路、並列共捱回路、チヨ.ークコ

O PI ィル等が組込まれてる。 L。， C。（可変容量の直流分）は、入力 F M信号の中心周波数 /。に共振するよう選定される。この回路構成において、まず入力

Cノ Wが大きい場合、可変抵抗 1 9 の抵抗値 Eは 2 1 よ

]? の制御信号によ高ィンビーダンスに設定される。

従ってこの場合、端子 1 7 よ ]) の信号は、何ら周波数制限を受けず伝送される。入力が低下すると可変抵抗 R は低インビーダンスに可変され、 L 。， C。よ

]3 なる並列共振系が、入力信号に作用し、第 7 図の回路は、帯域通過萨狡器として入力信号の通逼帚域頓の制限を行う。この状態で、カラーサブキャリア信号の入力端子 2 2 よ ]? 信号が印加されると、可変容量 2 0 ( C ) はそれに応じて変化し、 L 。， C。よる共振周波数を変動させる。その結杲、帝域逼過萨波器の中心周波数が変化し、所望の可変赍埃通;！萨波器と

O

第 8 図は、可変帚域逼逼波器 8 の違：！帝； K幅 b o の制御の状態—を示したものである。同図（a)は規準波器の帯域幅 B 。で定まるスレッシュホールド点 C_t近傍で、ステップ状に通逼帝域幅の制街を行った場合、（b) は信号レベル低下に俘ゆるやかる制 ¾を与えた場合である。入力信号レベルが大きいほど、復 ϋ S lf は高いため、急漦通逼帝埃幅の変化に^う復藭形の若干の歪みは、復調酉質に影響を与えることもあ ])、その場合は、カーブ（b)の如く、可変 ^ ¾器のゆるやかな

一 O PI 制御の方が有効となる。

入力信号レベルの変化に対する可変帝域通過^波器の伝送特性制御の割合は、所望の入力信号レベルと復調画質との観点かち、 ^波器の通過特性および信号レベル（又は：) 検出器の特性によ適度に選定される。 ¾お、この信号レベル検出器として、 A G C増幅器の制御電圧を利用することも可能である。

以上説明したように、本発明は、スレッシュホールド近傍いしは、それ以下の状態におけるカラー映像信号のモニタ上の復調画質の特質、および、プリェンフアシスを適用したカラー映像.信号の特徵に立脚して行われた。第 1 の実施例では、親準帯域通;！^波器と、帯域幅及び中心周波数が独立に変化する可変帯域萨波器を縦続に接続し、主に通過帯域辐は入力信号レベル

( 入力 O N ) で制御し、中心周波数はディスクリミネータによる復調信号のカラ一サブキヤリァ成分の帰還によ ]? 制御する。

入力信号の c^Nrが大きいときには、可変 ^波器を広帯域化し復調帝域辐を規準^波器で定め、復調波形特性の良好な復調を行う。入力信号が所定の値よ ]? 低下すると、可変萨波器を狭帝域化して、入力信号のカラーサブキヤリア信号成分による周波数変化に対応させ、可変^波器の中心周波数を変化させる。そのため安定る帰還回路が容易に構成され、任意の帰還条件が容易に充される。又この特定の狭帯域信号帰還のみ

OMPI による制御のため、帰還されない雑音周波数成分に対しては、可変萨波器は応答せず、入力信号に俘ったそれらと同周波数成分の ϋ音は、 ^波器の逼逼特性によ ]3 除去される。その結果帝域幅の広帰還回 Sの場合にぐらべて、構成が容易上に、復調画質の籙音特性がよ良好になる。特に入力信号の周波数偏移の小さい状態におて、その効果はよ大きい。とのよう数々の特長をもち ¾がら、入力信号の改善、即ちスレツシュホールドレベルの改善が行われ、大幅復調画質の雑音改善が計られる。

第 9 図は本癸明の他の実施例を示す。これは第 1 の実旅例（第 2 図）にいて、カラーサブキャリア信号の帰還回路に、信号レベルの入出力比（ S o S i ：) が入力信号 S i の大きさによ変化する非直線回路 2 3 を揷入したもので、他の回路は前例と全ぐ同じである。この回路は非直籙抵抗等の組合せによ ]? 実現できるが、第 1 0 図の如き特性（a) , (b)をもたせる。即ち入力信号 S jの低領域では、入出力比 S ₀ZS i を小さく、 S i の大き領域では、 S₀ZS i を大とる。

第 2 図の前例で、復詞され^波器 1 0 ·で抽.出された力ラーサブキャリァ成分は、同^波器 1 0 の通過帯域内の ϋ音を伴ってる。そのため、 ^像信号のカラーサブキャリア成分が小さくった場合、即ち、白黒画像に近場合、この雑音成分は帰還回路の 1 1 等の増幅系で增 ijlされ、可変^波器 8 に作用する。従って 1 4 よ ]? の入力信号に伴った同周波数成分の雜音は有効に可変^波器 8 を通過し復調される。

この結果、これらの雜音成分は特に復調画質におて色雜音として作用し画質劣化をもたらす。従って、第 9 図の実旛例では、帰還回路に入出力非直線回路 2 3 を用ることによ ]?、前述の状態における可変^ 波器 8 への帰還雑音量を減少させ、これら色 ϋ音による復調画質の劣化をよ改善したも'のである。

第 1 1 図は位相検波回路 1 0 の.具体例でダイ才ード D , , D ₂ とトランス Τ とから構成され、第 1 及び第 2 入力及び I N ₂ に入力信号が印加され、出力は OUT からと J? 出される。

第 1 2 図は非直籙回路 2 5 の回路例で、 2 個のダイ才ード D ₃ ， D ₄ が逆極性で並列に接続される。

, 産業上の利用可能性

本発明は、特定の可変帝域逼過 ^波器、規準 ^波器、カラ — サブキヤリァ信号制御回路、周波数ディスクリミネ一タ等を用いることによ簡単に実現され、特定の入力信号領域において、復調を改善し、画質の改善を計る。従って低受信入力レベルで映像 - F M信号を受信する衛星受信装置等において極めて有効に利用される n

Claims

補正された譆求の範囲 (国際事務局により 1 982年 3月 9曰（09 . 03 . 82) 受理）

1. テレビの F M信号の印加される入力端子 1 4 と、固定の規準帯域幅をもつ規準泸波器 7 と、前記端子に接続される帯域幅と中心周波数が制御可能 ¾可変帯域通過萨波器 8 と、その出力に接続されるリミッタ回路 1 2 と周波数ディスクリミネ一タ回路 9 及び周波数デイスクリミネ一タ回路 9 の出力に接続される復調出力端子 1 5 と、前記ディスクリミネタ回路 9 の.出力に接続され映像信号のサブキヤリァ成分を通過させる狭帯域カラーサブキヤリァ帯域通過^波器 1 0 と、その出力に接続され前記可変帯域通過^波器の中心周波数を制御する調整回路 1 1 と、前記可変帯域通過萨波器 8 の入力レベルを検出し該レベルに従って ^波器 8 の帯域幅を制御するレベル検出器 1 3 とを有し、前記規準^波器の帯域幅できまる入力信号のスレツシュホールドレベル（又は ) 以上の信号レベルにおいては、前記信号レ ^ ル検出器出力によ ]? 前記可変帯域通過^ 波器の通過帯域幅を規準^波器の帯域幅よ ]3充分広くなるよう制御し、リミッタ回路及びディスクリミネ一タ回路に入る信号及び雑音の帯域幅該規準^波器の帯域幅で定め、入力信号レベル（又は ) が、前記スレッシュホールド付近よ ] 3 低下するに従い、前記レペル検出器の出力によ ]? 、可変帯域通過^波器の通過帯域幅を前記規準^波器の帯域幅よ狭くし、同時に前記ディスクリミネ一タ回路出力よ抽出された T V 信号の力ラーサプキヤリア信号によ D前記可変帚域通過^波器の中心周波数を、入力 F M信号のカラ一サブキヤリァ変調成分による周波数変化に一致させるよう前記調整回路によ制御し、 F M検波された信号を前記検波出力端子よ取出すことを特徵とした高感度 F M復調方式。

2. 前記可変帝域通過波器 8 が固定インダクタンス L 0 と可変キヤハ。シタン .ス 2 0 による並列共振回路を具傭し、該可変キヤハ⁰ シタンス 2 0 力カラーサブキヤリァ信号によ U制街されることを特徵とする特許請求の範囲第 1 項記载の高感度 F M復調方式。

3. 並列共振回路がダイオード 1 9 をして回路に接続され、該ダイオードの抵抗分を信号レベル検出器

1 3 の出力によ！）制御して可変帯域通過^波器 8 の帯域幅を制御することを特徵とする特許請求の範囲第 2 項記載の高感度 F M復調方式。

4. 可変帯域通逼^波器 8 の中心周波数の制御が、該 ^波器の帯域頃が狭ときのみに行なわれるごとく、調整回路 1 1 の出力にスィツチ回路 1 6 がもうけられることを特徵とする特許請求の範囲第 1 項記載の高感度 F M復調方式。

5. 入力端子 1 4 と可変帝域通過波器 8 との間に帯域幅が一定の帚垓通過^波器 7 がもうけられることを特徵とする特許請求の範囲第 1 項記载の高感度 F M復調方式。

O.V.PI

- 。

6. 可変帯域通過萨波器 8 の帯域幅が、 ς がほぼ

1 0 dB以上のときはほぼ 3 6 MHz であ、 C/Nが上記値に未た ¾ ときはほぽ 1 5 MHz となるごとく制御されることを特徴とする特許請求の範囲第 1 項記載の高感度 F M復調方式。

7. テレビの F M信号の印加される入力端子 1 4 と、該端子に接続される帯域幅と中心周波数が制御可能可変帯域通過波器 8 と、その出力に接続されるリミッタ回路 1 2 と周波数ディスクリミネータ回路 9 及び周波数ディスクリミネータ回路 9 の出力に接続される復調出力端子 1 5 と、前記ディスクリミネータ回路 9 の出力に接続され映像信号のサブキヤリァ成分を通過させる狭帯域カラーサブキヤリァ帯域通過^波器 1 0 と、サブキャリア成分に対して入出力レペルの比が入カレベルよ変化する非直鎳回路 2 3 と、その出力に接続され前記可変帯域通過^波器の中心周波数を制御する調整回路 1 1 と、前記可変帯域通過^波器 8 の入力レベルを検出し該レペルに従って ^波器 8 の帯域幅を制御するレベル検出回路 1 3 とを有し、入力信号のスレツシュホールドレペルにおては、前言己信号レベル検出器出力によ ]? 前記可変 w域通過 ^波'器の通過帯域幅を規準 ^波器の帯域幅よ充分広くるよう制御し、リ. ミッタ回路及びディスクリミネ一タ回路に入る信号及び雑音の帯域幅を該規準^波器の帯域幅で定め、入力信号レベル（又は Q ) が、前記スレッシュ

•0 く

,τ ホールド付近よ jp 低下する従い、前記レベル検出器の出力によ ]? 、可変帯域通過^波器の通過帝域幅を前記規準^波器の帯域幅よ ]) 狭くし、同時に前記ディスクリミネ一タ回路出力よ ]? 抽出された T V信号のカラ一サブキャリァ信号によ U 前記可変帯域通逼^波器の中心周波数を、入力 F M信号のカラ一サブキャリア変調成分による周波数変化に一致させるよう前記調整回路によ！）制御し、 F M検波された信号を前記検波出力端子よ ]3 取出すことを特徵とした高感度 F M復調方0. 式 O

8. 前記可変帯域通過^ 器 8 が固定ィンダクタンス L 0 と可変キヤハ⁰ シタンス 2 0 による並列共振回路を具傭し、該可変キャシタンス 2 0 がカラーサブキヤリァ信号によ）制御されることを特锾とする特許請求5 の範囲第 7項記載の高感度 F M復調方式。

9. 並列共振回路がダイオード 1 9 を介して回路に接続され、該ダイオードの笾抗分を信号レベル検出器

1 3 の出力によ制御して可変帝埃通過波器 8 の帯域幅を制御することを特竄とする卷許請求の範囲第 80 項記載の高感度 F M復調方式。

10. 可変帯域通過波器 8 の中心周波数の制御が、該

^波器の帯域幅が狭いときのみに行われるごとく、調整回路 1 1 の出力にスィツチ回路 1 6 がもうけられることを特徵とする特許請求の範园第 7 項記载の高感度 F M復調方式。

11. 入力端子 1 4 と可変帯域通過^波器 8 との間に帯域幅が一定の帯域通過波器 7 がもうけられることを特徵とする特許請求の範囲第 7 項記載の高感度 F M復調式。

12. 可変帯域通過^波器 8 の帯域幅が.、 Q bi がほぼ

1 0 dB以上のときはほぽ 3 0 MHz であ ]? 、 C/ i が上記値に未た ¾いときはほぼ 1 5 MHz と ¾ るごとく制御されることを特徵とする特許請求の範囲第 7項記載の高感度 F M復調方式。

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