JPS61274495A - Ｃｎ比測定方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、衛星テレビジョン放送受信信号の主搬送信号
の電力とその主搬送信号が占有する周波数帯域幅内に含
まれる雑音電力との比（以下０Ｍ比という）を測定する
ＣＭ比測定方式に関するものである。

［ｖＡ示の概要］ 本発明は、テレビジ、ン映像信号と音声副搬送信号とを
周波数多重して主搬送波を周波数変調した主搬送波信号
における主搬送波の電力Ｃとその主搬送波が占有する周
波数帯域幅内に含まれる雑音電力Ｎとの比Ｃ／Ｎを求め
るＣ）ｌ比測定方式において、テレビジョン映像信号の
垂直帰線期間内の等化パルス期間のペデスタルの時間に
おける主搬送波の電力と、前記時間における主搬送波の
周波数帯域と音声副搬送信号によって生じる側帯信号の
周波数帯域を除く周波数帯域の雑音成分を抽出して得た
雑音電力とからＣ／Ｎを求めることにより、衛星放送受
信信号のＣＮ比を測定する際に、測定のために無変調信
号を用意することなく放送信号そのままの形態で容易に
０Ｍ比を測定できる技術を開示するものである。

なお、この概要はあくまでも本発明の技術内容に迅速に
アクセスするためにのみ供されるものであって、本発明
の技術的範囲および権利解釈に対しては何の影響も及ぼ
さないものである。

［従来の技術］ 放送衛星からテレビジョン放送として発射される主搬送
信号は、テレビジョン映像信号と音声副搬送信号とを周
波数多重した変調信号によって周波数置Ｉｔ（以下衛星
放送Ｆｌｌ！号という）された１２ＧＨｚ帯の信号であ
り、その占有周波数帯域幅は２７ＭＨｚである。

この信号を受信する最も一般的な受信装置は。

受信アンテナ（以下ＢＳアンテナ）と周波数変換用コン
バータ（以下ＢＳコンバータ）とが一体に構成されたア
ンテナ装置と、このアンテナ装置でＩＧＨｚ帯の中間周
波数に変換された信号（以下Ｂ５−４Ｆ信号という）を
入力してテレビジョン映像信号および音声信号を復調す
るための復調器（選局機能をも有するもので以下これを
ＢＳチューナという）とを具備している。

衛星放送の電波は、地上における電力束密度が微弱であ
ることを考慮すると、家庭用として最も多く普及してい
るＢＳアンテナは比較的小形であるためアンテナ利得が
小さく、受信波強度がさほど高くは得られない、したが
って、ＢＳ−ＩＦ信号には外来熱雑音のほかＯＳコンバ
ータ内部で発生するランダム雑音が相対的に多く含まれ
ることとなる。

衛星放送を好ましい画像として受信するためには、受信
信号のＣＮ比が１４ｄＢ以上であればよいことが知られ
ている。そのため、普及形の受信装置では、０Ｍ比が１
４ｄＢ程度もしくは若干の余裕が得られるものを推奨し
ているのが実状である。

しかし、衛星放送ＦＭ信号には、　ＣＮ比が１４ｄＢよ
り下回っても９ｄＢぐらいまでは、徐々に受信画質が低
下するものの、９ｄＢよりもさらに低下すると、受信画
質は急激に劣化する性質を有している。したがって、実
用的な画質が得られる範囲はわずか数ｄＢＬかない。

また、衛星放送に用いられる１２ＧＨｚ帯の電波は降雨
の減衰を受は易い性質を有しており、降雨時の減衰をも
含めて０Ｍ比に少しでも多くの余裕をもたせるように細
心の注意を払って受信装置の建設を行うのが実状である
。

このように、受信したＢＳ−ＩＦ信号は、受信設備各点
のレベルを必要な値に定めることも必要であるのは当然
であるが、その信号の０Ｍ比が受信画像の品質を最も左
右し易いので、これを確認しておくことが極めて重要な
こととなる。

従来、ＣＮ比測定方法としては次のものがある。

その１つは、試験信号を用いる方法である。　０Ｍ比を
測定するには、被測定信号がテレビジョン映像信号によ
って変調されているとその帯域内の雑音電力のみを知る
ことが困難であるため、かかる方法では、　ＣＭ比測定
時には無変調搬送波のみとし、占有帯域内の信号成分の
無い周波数帯の雑音電力を測定する。

しかし、この方法は、変調された放送波の場合には適さ
ない。

他の１つは、変調された放送波を受信 し、被測定信号の占有帯域幅（２７ＭＨｚ）外近傍の雑
音電力を測定し、被測定信号帯域内にも同等の雑音電力
が存在すると仮定してＣＰＩ比を推定する。しかし、こ
の方法では、被測定信号が、受信設備伝送上の事情等で
占有帯域幅のみを通過させるフィルタが挿入されている
場合、測定が不可能になる。占有帯域内雑音電力を測定
できる０Ｍ比測定器が現存しない現状では、この方法が
最も多く用いられている。

他の１つは、ＢＳアンテナ装置出力信号のＣＮ比を推定
する場合に適用されるものであり、ＢＳアンテナの利得
、ＢＳコンバータの雑音指数、利得など電気性能の値が
既知の受信装置を用いて、０Ｍ比を推定する方法である
。この方法はあくまでも１つの目安であり、＠頼性に乏
しい。

［発明が解決しようとする問題点］ そこで、本発明の目的は、受信して得られる衛星放送Ｆ
Ｍ信号の０Ｍ比を映像および音声信号などで変調された
ままの受信信号から測定することのできるＣＭ比測定方
式を提供することにある。

本発明の他の目的は、比測定信号が占有する周波数帯域
内の雑音成分を抽出することによって、ＣＮ比を測定す
ることのできる方式を提供することにある。

［問題点を解決するための手段］ かかる目的を達成するために、本発明は、テレビジョン
映像信号と音声副搬送信号とを周波数多重して主搬送波
を周波数変調した主搬送波信号における主搬送波の電力
Ｃとその主搬送波が占有する周波数帯域幅内に含まれる
雑音電力Ｎとの比Ｃ／Ｎを求めるＣＮ比測定方式におい
て、テレビジョン映像信号の垂直帰線期間内の等化パル
ス期間のペデスタルの時間における主搬送波の電力と、
時間における主搬送波の周波数帯域と音声副搬送信号に
よって生じる側帯信号の周波数帯域を除く周波数帯域の
雑音成分を抽出して得た雑音電力とからＣ／Ｎを求める
ことを特徴とする。

［作用］ 本発明によれば、衛星放送ＦＭ信号のＣａｌ比を測定す
る際に、測定のために無変調信号を用意することなく放
送信号そのままの形態で容易に０Ｍ比が測定できる。

ここで、雑音測定方法にあたって、ＳＮ比を測定する場
合と本発明のように０Ｍ比を測定する場合との優劣につ
いて説明する。

本来、高周波のままの被測定信号の信号レベルとその信
号の占有する帯域幅内の雑音レベルとを測定してその比
を求めるＣａｌ比の測定の必要性は。

その信号を復調後、復調信号中に雑音が含まれる程度を
知るための１つの手段である。

従って、高周波段階でのＣＮ比と、それを復調して得ら
れる、例えばテレビジョン映像信号のＳＮＮ比 定の関係がある。

前者の０Ｍ比は、その扱う信号の高周波信号レベル（電
力）そのものと、その信号が占有する帯域幅内に存在す
る雑音レベル（電力）（ただし、雑音とは称しても帯域
制限されているので、実際には瞬時的にはランダムな振
幅を有する高周波信号）の比である。

後者の場合は、高周波信号を、例えばＦＭ検波器に通し
て変調信号を復調し、これを衛星放送信号の場合のよう
にデエンファシス特性を有する回路を介し、送信側にお
ける変調前テレビ映像信号まで復元し、なおかつ、映像
信号のペデスタルから１００％自レベルまでの、すなわ
ち画像成分振幅分の電圧をＳとして扱うものである。ま
た、雑音Ｎはこうして復元された映像信号中に含む雑音
の実効値電圧とするものである。

したがって、　０Ｍ比の値とＳＮ比の値の間には関係が
あるとは言っても１両者の間には、復調器が介在し、そ
れらの電気約諾特性によって影響されるので、換算する
のには、充分な注意が必要となる。すなわち、復調器の
緒特性を何を標準として定義するかが問題となる。

しかし、０Ｍ比を測定する本来の目的が、得られ際に衛
星放送システムの回線設計に当っては、復調後のＳＮ比
がある一定の量を確保するために必要な０Ｍ比を確保す
ることを目安にしている事実からも言える。

しかし、実際には、復調器の特性として、理論通りの緒
特性を得ることは容易なことではなく、実用上支障のな
い範囲で製作されることを考慮し、平均的にえられる性
能として扱う場合に言えることである。さらに、ＳＮ比
は、０Ｍ比と直線的な関係を有しない性質があることも
考慮しなければならない、　ＦＮ＠号は、雑音が混入す
るとき、ある０Ｍ比までは、ＳＮ比とほぼ直線的関係を
有するが、０Ｍ比がいわゆるスレッシ奮ルド値を境に直
線関係を維持しなくなる特性を有する。

このことは、一般的にはあてはまるが、現実には復調回
路の方式によっては、ＣＮ比に対するＳＮ比るなどの要
因もある。

従って、受信した高周波信号のいわば信号の品質として
評価する場合には０Ｍ比で定義することが望ましく、こ
のＣＮ比を測定する必要がしばしばある。

ＣＮ比を求めるに当って、　ＳＮ比から換算することは
、原理的には可能であるが、その測定結果はやはり推定
値の域を出ず信頼性にやや欠ける。もし、これをある程
度実用性のある０Ｍ比測定器として実現しようとすると
、そのためには、電気諸特性が十分管理された復調器が
必要になり、しかも、復調映像信号のＳＮ比を求めるに
あたっても、本発明の０Ｍ比測定に要する回路構成と同
等かもしくはやや複雑な回路構成となるため、０Ｍ比測
定方法としては、本発明のように高周波において実施す
る方がより優れている。

［実施例］ 以下に、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

本発明では、被測定信号の周波数帯域内の雑音成分を抽
出するにあたって、ある時間継続してその被測定信号を
構成するスペクトラムが存在しない周波数帯があること
を利用する。

衛星放送受信信号における雑音成分の抽出が可能な時間
と周波数帯域の例を第１図および第２図を用いて説明す
る。

第１図は、本発明における雑音抽出の可能な時間を説明
するために、テレビジョン映像信号の垂直帰線期間の垂
直同期信号およびその前後の波形を示すものであり、同
図において、垂直同期信号前側の等化パルス期間中のペ
デスタルレベル時間１〜ａ６、垂直同期信号尖頭値レベ
ル時間す。

〜ｂも、垂直同期信号後側の等化パルス期間中のペデス
タルレベル時間Ｃ１＃　Ｃ（、、および垂直帰線期間の
画像信号を伝送しない水平走査時間におけるペデスタル
レベル時間ｄｌからのいくつかの画像信号を伝送しない
水平走査時間を前記雑音抽出時間として利用できる。

第２図は、−例として、上記　０１〜ｃもの時間におけ
る衛星放送ＦＭ信号のスペクトラム分布状ｙ島を示す図
であり、この時間には、主搬送信号成分スペクトラム１
と音声副搬送信号（５，７３７３ＭＨｚ）とによる上下
側帯波スペクトラム２，３，４．５が存在する。これら
のスペクトラムの間の周波数奇Ｂ、７゜８．９には、被
測定信号を形成するスペクトラム成分が存在しない。

ここで、搬送波電力の測定について詳述する。

比測定信号電力は２７ＭＨｚ帯域内にある全ての信号分
スペクトラムの電力の総和であり、したがって、第２図
の例では、スペクトラム１，２，３，４．５の電力相で
ある。

しかし、第２図中の主搬送波成分１の電力を知るのみで
も、上述の全スペクトルの電力相を知ることは可能であ
る。その理由は次の通りである。

衛星放送ＦＭ信号は、音声副搬送信号（中心周波数５．
７２７２７２ＮＨ２）による主搬送信号の周波数変移幅
は±３．２５ＭＨ２としているので、このときの変調指
数は０．５８７５である、従って、主搬送信号が無変調
時の場合に対する第２図中のスペクトラム！の振幅の相
対値は約０．９２１．スペクトラム２および３の音声副
搬送波による上下の第１側帯波スペクトラムの振幅は約
０．２７１　、同様にスペクトラム４および５の振幅は
０．０５である。これら５つのスペクトラムの電力相が
１．０となる関係にある。　ここで、スペクトラム１に
着目すると、相対振幅が０．９２１であることは、被測
定波の信号レベルを１．０　とすると、本来かかる信号
レベルに対して、−０，７１５ｄＢ低下していることと
なる。

被測定信号の０Ｍ比を測定しようとする場合、信号分電
力Ｃと雑音分電力にとを分離して求めなければＡいが、
このときのＣ１すなわち信号電力を、第２図中のスペク
トラムｌを求め、かつ上述のようにｏ　、　７１５ｄＢ
分を換算すれば求めることができる。

実際に、本発明を実施する測定器の場合には。

特段に換算操作を測定時に行うことをせず、その測定器
の表示目盛を付す際に既知量の入力信号に対して、対応
する目盛を付しておけばよい。

′なお、Ｃを求めるためには、第２図中のスペクトラム
２，３，４．５を抽出するようにしてもよい、すなわち
、スペクトラム２，３，４．５のいずれかを利用してＣ
を求めることも可能であるが、これらは。

音声副搬送信号によって生じる側帯波成分であり、従っ
て変調指数の影響をそのまま受ける性質があるので、衛
星放送の送信側における変調諸元の若干の変動分を考え
ると、あまり望ましいとは言えない、他方、前述のよう
にスペクトラム１を利用する場合には、これらの影響が
格段に小さいので、測定確度を保持するためにはこの方
が望ましい。

さらに雑音電力の測定について詳述すると、１２ＧＨｚ
帯の衛星放送信号の受信波のレベルは小さい、従って、
この信号の帯域内には雑音成分が比較的多く含むことと
なる。

この雑音源には次のものがある。

１つは、自然界のあらゆる物質からその物質の温度（絶
対温度）に比例したいわゆる熱雑音が発生していること
が知られている。この雑音は周波数に依存せず極めて高
周波に至るまで均一な分布をしており、雑音電力は取り
扱う周波数帯域幅に比例した値を示す、ある帯域幅に制
限された雑音電力は瞬時的に変動しており、その瞬時電
力値の時間的確立分布がガウス分布をしていることも知
られている。従って、このような雑音をランダム雑音と
言い、特定の時刻に雑音エネルギーが集中するようなパ
ルス性雑音とは異なっている。

他の１つは、ＢＳコンバータなど一般に能動素子を用い
た電子回路から発生する雑音で、これは前記熱雑音とは
区別して扱うことが多いが、性質は熱雑音と同様にラン
ダム雑音であり、取り扱う上では熱雑音と同様にしてい
る。

一般に、衛星放送受信波に含まれるランダム雑音は、前
者よりも後者が多く、従って、雑音の少ない受信波を得
るためには、ＢＳコンバータ内で発生する雑音量が少な
い性能のもの（ＮＦ値の小さいもの）が用いられる。

このように、雑音電力が帯域内全体に分布しているよう
な熱雑音の測定は、一部の帯域幅の雑音量を知って、帯
域幅換算することにより求めることが可能である。すな
わち、雑音電力は、帯域幅に比例するので、第２図の周
波数帯８，７，８．９の信号成分のない一部の帯域幅内
の雑音を抽出し、その抽出に用いた帯域通過フィルタの
通廣過帯域幅（一般には理想フィルタは作れないので、
例えばを被測定信号帯域幅に換算すれば求めることがで
きる０例えば、被測定信号の帯域幅が２７ＭＨｚとする
ときに、雑音抽出に用いたフィルタの帯域幅が１ＭＨｚ
であるとすると、抽出して得られた雑音電力を２７倍す
ることとなる。一般的には、求めたい帯域幅を８５とし
、測定器の帯域幅をＢ％とするときに、帯域幅換算量に
は、 として、デシベル値を知ることができる。

本発明を実際の測定器に応用した場合は、前記信号電力
を求める際の換算と同様に、雑音電力の表示目盛を付す
場合に、雑音電力を既知の量の入力信号によって、較正
しておけば、当該測定器の使用時に上記帯域の換算を行
うための操作の必要は生じない。

この測定方法によって得られる、被測定信号帯域内の雑
音電力は、真の雑音電力ではなく、扱う雑音が、帯域内
に一様に分布しているものと仮定した値である。しかし
、通常は、はぼ一様に分布するものとみなしても支障が
無い場合が多いので、実用上はこの測定法で充分であり
、その意味では、簡易形測定として用いることができる
。

Ｆに信号の占有帯域内の全雑音については、前述したと
おり、実際には、換算操作をすることはなく、測定器を
製作後、信号電力（レベル）、雑音電力（レベル）が独
立して求まるので、それぞれの表示部指示値を目盛る際
に、信号および雑音とも既知量の入力信号（較正信号）
によって指示値を目盛っておくこととなる。

上述したように、周波数帯８，７，８．９の雑音成分を
抽出すれば雑音成分のみを抽出することが可能である。

すなわち、被測定信号の占有周波数帯域内に熱雑音ある
いはそれと同等の性質を有するランダム雑音がほぼ一様
に分布し、かつその雑音レベルが前記抽出時間以外にも
変動なく存在する場合は、このように特定の時間に特定
の周波数帯の雑音電力を求め、被測定信号帯域内全体の
雑音電力を算出しても支障はない。

雑音抽出時間として、ＷＩＪ１図中のａ１〜ａ＆＋Ｊ　
〜ｂ６　、　　Ｃ１ｗ　Ｃ（、、ｄｔ　〜のうちのいず
れの時間を利用するかは任意所望に決めることができる
。

また、雑音抽出の周波数帯は、第２図中の周波数帯８，
７，８．９の全部でも一部分でもよい。

このようにサンプリングして得られた雑音電力から、被
測定信号占有周波数帯域幅（２７１１Ｈｚ）内に含まれ
る雑音電力を換算によって求めることができる。

一方、信号電力を知るためには、上記雑音成分を抽出す
る時間と同一の時間の間に、第２図中に示した主搬送波
信号成分１のみを帯域通過フィルタを用いて抽出する。

これによれば、雑音電力の場合と同様に信号電力を求め
ることができる。このようにして求めた信号電力は、フ
ィルタの帯域幅が狭いので、その帯域幅内に存在する雑
音電力を小さくする効果があり、したがって、信号電力
の値に雑音電力による誤差を抑える作用があり、望まし
い。

しかし、被測定信号のＣＮ比が７〜８１８以上であれば
、上記のような方法で信号電力を求めなくても、被測定
信号のほぼ全帯域を通過させ、かつ、スイッチング操作
をしない信号の電力をそのまま信号電力として扱っても
、雑音電力による誤差分はわずかであるため、簡便な方
法として利用できる。

以上のように、本発明は、衛星放送受信信号の０Ｍ比を
測定するにあたって、テレビジョン映像信号と音声副搬
送信号とを周波数多重して主搬送波を周波数変調した信
号において、テレビジ言ン映像信号の垂直帰線期間内の
等化パルス期間の等化パルスを除くペデスタルレベルの
時間、または垂直同期信号の尖頭値レベルの時間におけ
る被変調搬送信号を形成する主搬送信号スペクトラムお
よび音声副搬送信号によって生じる上下側帯波スペクト
ラムの周波数を除く周波数帯の雑音成分を抽出すること
によって、被測定信号中に含まれる雑音電力を知るよう
にする。

この方式を具現化するためには、雑音成分を帯域通過フ
ィルタによって抽出し、その抽出信号を所定の抽出時間
のみにわたって通過させるようにスイッチング回路を構
成する。

なお、本発明は、上述してきた衛星放送の場合のみに限
らず、従来の地上放送ＡＭ＠号にも応用が可能であるこ
とは言うまでもない。

本発明を実施するＣＮ比測定装置の第１の実施例を第３
図に示す。

第３図において、被測定信号の入力端子ｌＯには、衛星
放送を受信し、ＢＳコンバータで周波数変換されたＩＧ
Ｉ（ｚ帯のＢＪ−ＩＦ信号、あるいは、［１（Ｆ放送波
帯（４７０〜７７０ＭＨｚ）に周波数を再変換された場
合や、ＣＡＴＶに伝送するため、例えば２２２〜４７０
ＭＨｚ　　帯である場合など、いずれの周波数帯の信号
であってもよいが、衛星放送ＦＭ信号を入力する。

周波数変換器１１は、入力信号を測定装置内で処理しや
すい一定の中間周波数に変換するものであり、汎用測定
器として構成する場合には、この周波数変換器１１に周
波数選択機能をもたせることとなる。

この出力信号を中間周波増幅器１２に入力し、ここで、
必要なレベルまで増幅すると共に、信号レベルおよび雑
音レベル測定に必要な帯域幅に制限する。

かかる必要な帯域幅とは、第３図中のスイッチング信号
発生回路１７において前述した雑音成分抽出時間のみを
スイッチングさせるための信号を形成するためのテレビ
ジ重ン同期信号を復調するのに最低限必要な帯域幅を有
し、その帯域幅内に雑音抽出用帯域フィルタ１５の帯域
が含まれていればよい。

すなわち、衛星放送ＦＭ信号は、テレビジョン映像信号
と音声副搬送信号とを周波数多重した信号によって主搬
送波を２７ＭＨｚの占有帯域幅に変調されているが、映
像信号は変調前にデエンファシスされているため、同期
信号のみの周波数シフト幅は約１．５ＫＨｚ程度である
。

しかし、衛星−放送では、他通信への妨害を軽減ら、こ
の周波数シフト分０．ＯＭＨｚと、その他に映像信号の
画像内容によってＡＰＬが変化することにより、同期信
号の相対的周波数が常に変動する分の約２ＭＨｚ程度と
がある。

したがって、同期信号を復調するために最低限の信号ス
ペクトラムｌおよび雑音成分のみが存在する帯域６を含
む位置に設定すれば、この間には、テレビ同期信号も含
まれるので、所要の各種信号が含まれている。

このように中間周波ダ増幅器１２の通過帯域幅を２７Ｍ
Ｈｚよりも狭くすることは、周波数検波器ＩＢで同期信
号を復調する際にＳＮ比のよい信号が得られやすい利点
を有するとともに、振幅検波器１３および信号レベル表
示部１４から成る信号レベルの測定糸 Ｉから得られる結果において雑音成分による誤差が小さ
くなる効果を有する。

この中間周波増幅器１２の出力は、信号レベルを表示す
るための振幅検波器１３によって振幅検波される。なお
、本実施例における信号レベルＣの測定方式は、前記中
間周波数信号帯域内を通過する信号成分をスイッチング
しないまま扱う方式である。

ＦＭ信号は、本来一定振幅の信号であるが、振幅検波器
１３の入力信号の周波数帯域は制限されているので、こ
の入力信号には振幅変化分が生じており、したがって、
ピーク検波特性をもたせることが必要である。

振幅検波器１３の出力を信号レベル表示部で表示し、以
て信号入力端子ｌＯに加えられた信号レベルを、それに
対応したレベルとして読みとることができるようにする
。

この信号レベル表示部１４では、加えられた信号を対数
圧縮して表示値のダイナミックレンジを拡げることも可
能であるが、ダイナミックレンジの圧縮が不要な場合に
は、レンジ切換機能をもたせたり、あるいは信号入力端
子１０と周波数変換器１１との間にステップ切換減衰器
を挿入するようにしてもよい。

中間周波増幅器１２の出力は、前述した雑音抽出のため
の帯域通過フィルタ１５およびテレビジョン同期信号復
調のための周波数検波器１８にも供給する。

帯域通過フィルタ１５は、雑音抽出時間中においては、
第２図に示した周波数帯６のほぼ中央の周波数に一致さ
せてあり、その通過帯域幅は、０．２〜１．、ＯＭＨｚ
が妥当である。その理由は、第２図に示した主搬送信号
スペクトラム１および音声副搬送信号の下側第１側帯波
スペクトラム２が前述のようにデスバーサル信号および
画像信号ＡＰＬの変化によって半値幅的１．３ＭＨｚ程
度変動するため、雑音成分のみを常時安定に抽出できる
帯域幅は約２）ｌ）Ｉｚ程度になってしまう。

したがって、雑音抽出用帯域通過フィルタ！５の帯域外
減衰特性をも考慮すると、かかる帯域幅は１−ＯＮＨｚ
以下となる。また、このフィルタ１５の帯域幅が極端に
狭い場合には、第１図に示したように雑音抽出時間のそ
れぞれが、水平走査時間の半分以下であるため、応答速
度がある程度高いことが要求される。このため、少なく
とも２００ＫＨ２以上の帯域幅を有することが望ましい
、また、この雑音抽出用のフィルタ１５の帯域幅は、広
ければ広いほど、抽出した雑音レベルを大きくとれると
いう効果を有する。

この帯域通過フィルタ１５の出力は、スイッチャ１８に
おいて、周波数検波器ＩＢおよびスイッチング信号発生
器１７によって形成されたスイッチング信号に応動して
、雑音成分抽出時間中のみが取り出されるようにスイッ
チングされ、以てフィルタ１５出力のうちの雑音成分の
みが抽出される。

このようにして抽出された雑音成分は、振幅検波器１９
によって検波整流される。この振幅検波器１９には積分
機能をもたせておき、検波整流出力を直流電圧に変換す
る。

この直流電圧出力を雑音レベル表示部２０に供給し、入
力信号端子１０に加えられた被測定信号の２７ＭＨｚ帯
域内に含まれる雑音レベルに換算した雑音レベルを表示
する。この雑音レベル表示部２０には、対数圧縮機箋を
もたせることにより、ダイナミックレンジを拡大するこ
とも可能であるが、レンジ切換スイッチを用いて表示レ
ンジを切換えるようにしてもよい。

この第１の実施例は、回路構成が比較的簡易であるが、
ＣＮ比を求めるためには１両表示部１４および２０に表
示された信号レベルおよび雑音レベルの数値をそれぞれ
個別に読み取ってＣＮ比を計算で求めることとなる。

また、雑音抽出用帯域通過フィルタ１５の中心周波数と
被測定信号の周波数との関係が正確でなければならず、
周波数変換器１１の局部発振信号の周波数を安定化して
おく必要がある。

これらの点をより取り扱いやすくした本発明の第２の実
施例を第４図に示す、この実施例では。

雑音抽出を安定に行うために、　ＡＦＣ動作を採用し、
さらにＣＮ比が直読できるように構成する。

第４図において、周波変換器２１は、１ｓｌ実施例に用
いた周波数変換器１１と動作周波数は同じであるが、可
変増幅機能をもち、ＡＧＯ動作が可能であると共に１局
部発振器の発振周波数を電子的に変えられるようにして
ＡＦＣ動作を可能にしたものである。ここで変換された
中間周波数は、第１実施例と同じでもよい。

中間周波増幅Ｉｆ！２２は、その通過帯域幅は、第１実
施例と同等としてもよいが、ＡＦＣ機能をもたせること
により、ディスパーナル信号による周波数シフトおよび
画像信号ＡＰＬ変動による周波数シフトを吸収し、安定
した中間周波信号が得られることを考慮すると、第１実
施例が約４菖）１ｚの帯域幅であるのに対し、約半分程
度に狭くすることも可能である。しかし、あまり狭くす
ると、入力され、た被測定信号で直ちにＡＦＣ＠能の作
動が困難になる。しかも、テレビジ璽ン同期信号がある
程度復調される必要があるので、あまり狭くすることは
得策でない、したがって、３ＭＨｚ程度が妥当な帯域幅
である。

この第２実施例では、被測定信号入力レベルが任意のレ
ベルであっても中間周波増幅器２２の出力レベルが一定
振幅になるようにＡＧＯ動作を行うので、振幅検波器２
３としては振幅検波の振幅性検波特性が良好なものであ
ることは必要ではなく、ある一定の閾値を越えた入力信
号を検波整流して、ＡＧＣを作動させるための＾ＧＣ信
号２４が得られる機能を有していればよい。

この振幅検波器２３から得られたムＧＣ信号２４は、信
号入力端子１０に加えられた信号レベルに対応して変化
するので、次段の信号レベル表示部２６では、このＡＧ
Ｏ信号２４を読み取ることによって信号レベルを知るこ
ととなる。一般に１周波数変換器２１および中間周波増
幅器２２の利得可変を行うＡＧＣ信号は、対数圧縮に近
似した電圧となるので、信号レベル表示部２６の目盛は
等間隔のｄＢ値を目盛ればよく、それとともに、信号レ
ベルのダイナミックレンジを広くとれる利点もある。し
たがって、信号レベル表示部２Ｂは、比較的電圧変化の
少ない電圧を表示する単純な回路で済む。

以上のようにしてレベルが一定になった中間周波信号は
、２つの周波数検波器１Ｂおよび２７に供給する０周波
数検波器１Ｂは第１実施例と同様にテレビジョン同期信
号を復調する目的だけに使用するものであり、復調信号
の周波数帯域幅も同期信号を再生できる程度のものでよ
く、また直線性も特に良好であることは必要ない、この
ような周波数検波器１Ｂを実現するためには１例えば、
１個の共振回路を利用したスロープ検波方式のもので十
分実用となる。

周波数検波器２７は、前述のＡＦＣ制御を行うための制
御信号を得るためのものであり、例えば、水平同期信号
尖頭値の周波数が一定になるようにする場合、その水平
同期信号の尖頭値の検波出力が検波特性の中心になるよ
うに設定したものがあればよい、この出力をサンプルホ
ールド回路２９に供給して、スイッチング信号発生器２
日で発生させた水平同期信号尖頭値の中央部分の短い時
間のみをサンプリングし、その電圧を直流に変換してＡ
ＦＣ動作をさせるためのＡＦＣ信号３０を得る。このＡ
ＦＣ信号３０を周波数変換器２１に供給する。

このようにしてレベルが一定で、かつ周波数も安定化さ
れた中間周波信号を、帯域通過フィルタ１５、スイッチ
ャ１８および振幅検波器１９を介して、第１実施例と同
様に、雑音成分のみを抽出し、そのレベルをＣＭ表示部
３１により表示する。

この表示部３１に表示されたレベルは、被測定入力信号
のレベルが一定化された中に含まれる雑音レベルを示し
ているので、その指示値に直接ｄＢ値を付すことで、信
号入力端子１０に加えられた被測定信号レベルの如何に
かかわらず、■比をデシベル値で直読できることが可能
になり、測定器を使用する上での便利さが向上する。

［発明の効果］ 以上から明らかなように、本発明によれば、衛星数送受
＠信号の０Ｍ比を測定する際に、測定のために無変調信
号を用意することなく放送信号そのままの形態で容易に
Ｃｌ１ｌ比を測定できる。

衛星放送信号を受信してＦＭ信号のまま再送信するＣＡ
ＴＶ施設等においては、伝送信号帯域のみを通過させる
帯域フィルタを用いることとなるが、このような信号に
対しても、従来のＣＭ比測定方式では帯域外近傍の雑音
レベルを測定することができなかったのに対して、本発
明では支障なくＯＮ比を測定できる。

本発明によれば、Ｃに比測定と信号レベル測定が１を 同時ｔ’１ｘｙｙ可能な携帯形測定器を実現できるので
、現場で日常的に使用できる効果ははなはだ大きい。

なお、本発明は、衛星放送受信信号の０Ｍ比測定のみな
らず、従来のテレビジョン地上放送ＡＭ信号にも有効に
適用可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を説明するためのテレビジ言ン映像信号
垂直帰線期間を示す信号波形図。 第２図は本発明を説明するための衛星放送ＦＮ信イし 号の垂直帰線期間中の等１パルス期間ペデスタルンベル
値時間における搬送信号のスペクトラム分布例を示す線
図、 第３図は本発明の第１実施例を示すブロック図、 第４図は本発明の第２実施例を示すブロック図である。 ！０・・・信号入力端子。 １１．２１・・・周波数変換器、 １２．２２・・・中間周波増幅器、 １３．１９，２３・・・振幅検波器、 １４．２８−・・信号レベル表示器、 １５・・・帯域通過フィルタ、 １８．２７・・・周波数検波器。 １７．２８・・・スイッチング信号発生器、１８・・・
スイッチャ、 ２０・・・雑音レベル表示部、 ２４・・・ＡＧＣ信号、 ２９・・・サンプルホールド回路。 ３０・・・ＡＦＣ信号。 ３１・・・ＣＭ比比表郡部

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）テレビジョン映像信号と他の信号とを周波数多重し
   て主搬送波を変調した主搬送波信号における前記主搬送
   波の電力Ｃと伝送周波数帯域幅内に含まれる雑音電力Ｎ
   との比Ｃ／Ｎを求めるＣＮ比測定方式において、前記テ
   レビジョン映像信号の垂直帰線期間内の等化パルス期間
   のペデスタルの時間における前記主搬送波の電力と、前
   記時間における前記主搬送波の周波数帯域と前記他の信
   号によって生じる側帯信号の周波数帯域を除く周波数帯
   域の雑音成分を抽出して得た電力とから前記Ｃ／Ｎを求
   めることを特徴とするＣＮ比測定方式。 ２）特許請求の範囲第１項記載のＣＮ比測定方式におい
   て、主搬送波の周波数帯域と前記他の信号によって生じ
   る側帯信号の周波数帯域を除く周波数帯域の雑音成分を
   抽出するための帯域通過フィルタと、前記時間の間のみ
   、前記帯域通過フィルタからの出力を通過させるための
   スイッチング回路とを具備したことを特徴とするＣＮ比
   測定方式。