JPH0362074B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明はテレビジヨン受像機に使用して好適な
映像同期検波装置に関するもので、映像中間周波
増幅回路の前段から抽出した映像キヤリア信号
を、同期検波回路の一方入力とすることで、より
正確で確実な位相検波動作が行われるようにし
た、映像同期検波装置を提供することを目的とす
る。 現在一般に市販されているテレビジヨン受像機
では、アンテナにて受信されたテレビジヨン信号
をチユーナにて周波数変換し、映像中間周波数に
変換している。そしてこの映像中間周波信号は、
映像中間周波フイルタを通り、映像中間周波増幅
回路で増幅された後、映像検波回路に供給され
る。そしてこの映像検波回路で、映像中間周波信
号から映像信号を復調しているものであるが、こ
の映像検波回路には大別して２種類の方法が採用
されている。 そのうちの一つは、ダイオード検波方式等で、
包絡線検波を行うものであり、他の一つの方法
は、ダブルバランス構成等からなる同期検波方式
である。 一般にテレビジヨン電波は、周波数の利用率を
改善するために、下側波帯の大部分を抑圧した残
留側波帯特性をもたせており、受像側では復調に
あたり、平坦な周波数特性を得るためにナイキス
ト特性を持たせている。このナイキスト特性は、
映像中間周波フイルタで得ているもので、周波数
特性やエンベロープ遅延特性は、このフイルタの
性能で決定される。 ところで、昭和47年５月１日に兼六館出版株式
会社から発行された、「放送技術47年５月号
Vol25 No.５」の第68頁乃至第78頁にわたつて記
載された、「測定用映像復調器の性能」なる論文
中においては、残留側波帯特性を持つ被変調波の
包絡線は変調信号と相似ではなくなり、このため
包絡線検波方式では、直交歪を避けることができ
ないことが述べられている。そして映像中間周波
フイルタによつてキヤリアを1/2に減衰させて包
絡線検波を行うので、みかけの変調度が高くなり
大きな直交歪が発生し、このキヤリアは振幅変調
と同時に位相変調も受けているので、包絡線検波
出力に微分位相の劣化が生ずることも述べられて
いる。詳細は前記論文中に詳記されているので、
ここでは詳細な説明は省略するが、包絡線検波方
式においては、種々の問題が内在されていること
が判る。そしてこの直交歪を完全になくすには、
同期検波方式の採用以外に適当な方法がないとさ
れている。 この同期検波方式が、前記の２種類の方法のう
ちの後者の方法である。この同期検波方式は、被
変調波の搬送波と周波数及び位相の一致した復調
用搬送波をつくり、被変調波との相乗積から低域
フイルタを通して信号波を取り出すものである
が、この同期検波方式の問題点は、同期搬送波を
得る方法にあり、回路が複雑になるなどの欠点が
あると論ぜられている。つまり同期検波方式にお
いても種々の問題点があるわけで、最良の方法と
は言い難い。 しかしこの同期検波方式は、回路を集積化する
上で極めて有利であり、最近の集積回路化された
映像中間周波増幅及び映像検波用の回路に、疑似
同期検波回路として採用されている。この疑似同
期検波回路では、現状の受像機においてはおおむ
ね良好な結果を得ているが、今後更に本格的な放
送チヤンネルの増加が見込まれている音声多重放
送用の受像機においては、微分位相特性による映
像バズ音が発生し、更に改善を計る必要がある。
そしてこの様な高品位、高性能が要求される音声
多重放送ばかりでなく、同様な性能が要求される
文字多重放送、更にはゴーストキヤンセラー受像
機には、現在よりも更に改善を計つた性能が要求
されている。特に現在使用されている疑似同期検
波方式では、前記問題点のほかに、過変調時に検
波回路出力波形が折り返る現象が発生し、ゴース
ト対策を施した受像機においては、この折り返り
現象によつてゴーストを除去できないばかりか、
かえつてゴースト成分を重畳する結果となり、逆
に受像画面の品位を損ねる問題があつた。 その対策として、位相制御回路形発振器を用い
て同期検波を行う方法が開発されている。例えば
昭和53年２月１日にテレビジヨン学会から発行さ
れた、「テレビジヨン学会誌1978、２月号」の第
126頁乃至第132頁にわたつて掲載された、「追従
位相型同期検波方式の映像復調器」なる論文中に
詳記されている。この論文によれば、テレビ放送
機では、その搬送波が映像信号の振幅変調に付随
してAM−PM変換と呼ばれる位相変調を受ける
ことがあり、この様なAM−PM変換を受けたテ
レビ放送波を受信したときには、受信信号の同期
信号部分の搬送波を抜き出して、これを基準位相
として生成した同期搬送波を使用する同期検波で
は、包絡線検波に比べ微分位相特性の歪みが大き
いとされている。 すなわちこの方式は、前述した通り、現在一般
に広く普及しているテレビジヨン受像機に適用し
た場合には、非常に優れた効果を発揮するであろ
うが、より高品位で忠実な画像を発生しようとす
るときには、このAM−PM変換による微分位相
特性の歪みを、更になくす方向で解決していかな
ければならない。 従つてこの論文において述べられている方式に
おいても、従来のものに比較すれば非常に優れだ
利点を有するものであるが、送信機でのAM−
PM変換による微分位相特性歪の改善を更に行う
必要があり、微分利得、微分位相特性や波形歪の
改良が、より求められている高品位なテレビジヨ
ン受像機等に対しては、必ずしも充分満足できる
だけの性能を備えておらず、更なる改善が要求さ
れている。 本発明は、この様な利点に着目し、より改善さ
れた映像同期検波装置を提供するもので、チユー
ナからの映像中間周波信号を映像中間周波増幅段
で増幅した後、同期検波回路に加え、一方チユー
ナの出力である映像中間周波信号を分岐して、狭
帯域バンドパスフイルタを通すことにより、映像
キヤリア信号のみを取り出し、これを同期検波回
路に加えて同期検波するように構成したもので、
映像中間周波増幅段、つまり映像中間周波フイル
タ以前から映像キヤリア信号のみを取りだし、こ
のキヤリア信号を利用して同期検波を行うことに
より、送信側の送信信号に忠実で、且つ種々の不
具合点を改良した映像同期検波装置を得ることを
目的とする。 以下に本発明の実施例について、図面を参照し
ながら詳細に説明する。 第１図は本発明に係る映像同期検波装置の基本
的な構成を示す回路構成図であり、アンテナ１１
によつて、送信側からの残留側波帯特性を持つテ
レビジヨン放送電波が受信され、このテレビジヨ
ン放送電波はチユーナ１２に供給される。このチ
ユーナ１２では希望のチヤンネルが選択され、高
周波テレビジヨン信号から映像中間周波信号に変
換されて出力される。この出力波形をDG，DP
（微分利得、微分位相）測定用10段ステツプ信号
波形を用いて示すと、第２図ａの様になる。この
映像中間周波信号は映像中間周波増幅段１３を構
成する映像中間周波フイルタ１４に供給される。
このフイルタ１４はナイキスト特性を持つてお
り、必要な周波数特性を得ている。このフイルタ
１４の出力は、映像中間周波増幅段１３を構成す
る映像中間周波増幅回路１５に供給されて増幅さ
れ、第２図ｂにて示す出力を得た後、同期検波回
路１６に供給される。 なお、映像中間周波増幅段１３には、図示して
いないが自動利得制御回路も内在されているもの
である。 一方、前記チユーナ１２の出力は分岐されて、
狭帯域バンドパスフイルタ１７にも供給され、こ
のフイルタ１７で映像キヤリア信号成分のみが、
第２図ｃ及びｄに示すように抽出される。なお、
第２図ｃは水平成分で、第２図ｄは垂直成分で波
形を見た場合を示している。この映像キヤリア信
号成分は、更にリミツタ回路１８に供給されて、
所定のレベルで信号がクリツプされる。この狭帯
域バンドパスフイルタ１７及びリミツタ回路１８
を通つた映像キヤリア信号は、第２図ｅに示す波
形となり、このキヤリア信号である58.75MHz信
号を拡大して示すと、第２図ｆの様になつてい
る。このキヤリア信号は前記の同期検波回路１６
に加えられて、映像中間周波信号とともに位相検
波され、同期検波回路１６の出力側に映像信号を
取り出す。 この様に構成された同期検波装置のうち、狭帯
域バンドパスフイルタ１７は、第３図のように構
成されている。 即ち、チユーナ１２からの映像中間周波信号は
端子２１に供給され、コンデンサ２２，２３、発
振防止用の抵抗２４の直列回路を介して増幅用ト
ランジスタ２５のベースに供給される。このコン
デンサ２２，２３の接続点は、抵抗２６を介して
接地されると共に、コンデンサ２３と抵抗２４の
接続点には、バイアス用の分圧抵抗２７，２８の
中点が接続されている。前記トランジスタ２５の
エミツタはエミツタ抵抗２９を介して接地され、
コレクタはマツチング用の抵抗３０、コイル３１
の並列回路を介して、電源ラインに接続されてい
る。 従つて映像中間周波信号は、このトランジスタ
２５で増幅された後、コレクタから取り出され、
結合コンデンサ３２を介して水晶フイルタ回路３
３に供給される。この水晶フイルタ回路３３の入
力側と接地間には、さらにマツチング用のコンデ
ンサ３４が介在されている。このフイルタ回路３
３の構成例については後記する。このフイルタ回
路３３によつて、映像中間周波信号中から映像キ
ヤリア信号のみを抽出し、この出力を結合コンデ
ンサ３５及び発振防止用抵抗３６を介して、ドラ
イブ段を構成するトランジスタ３７のベースに供
給される。このトランジスタ３７のベースも、分
圧用抵抗３８，３９によつてバイアスされてお
り、フイルタ回路３３の出力端は、コンデンサ４
０、抵抗４１の並列回路を介して接地されてい
る。前記トラジスタ３７のエミツタは、抵抗４２
を介して接地されており、コレクタは電源ライン
に接続されている。このトランジスタ３７の出力
は、エミツタから取り出され、次段トランジスタ
４３のベースに供給される。このトランジスタ４
３のエミツタも、同様に抵抗４４を介して接地さ
れ、コレクタは抵抗４５を介して電源ラインと接
続されている。このトランジスタ４３に供給され
た信号は、コレクタから取り出され、終段トラン
ジスタ４６のベースに供給される。このトランジ
スタ４６のコレクタは、直接電源ラインに接続さ
れ、エミツタはエミツタ抵抗４７を介して接地さ
れており、エミツタから映像キヤリア成分のみ
が、抵抗４８、コンデンサ４９の直列回路を介し
て端子５０に供給される。 なお、電源ラインは、所定の電圧源に接続され
た端子５１から、直列の抵抗５２，５３を介して
ドライブ段の各トランジスタ３７，４３，４６に
供給され、また抵抗５２，５３の中点から、抵抗
５４を介してトランジスタ２５に、所定のバイア
スを供給するように構成されており、必要に応じ
て平滑用のコンデンサ５５，５６，５７，５８，
５９が、対接地間に介在されている。 前記水晶フイルタ回路３３の具体的な一回路例
を第４図ａに示す。このフイルタ回路３３は、２
個の水晶７１，７２を有するもので、この水晶７
１，７２に夫々並列にコンデンサ７３，７４が接
続され、この並列回路の出力側を供通に接続し、
入力側をトランス７５の二次巻線７６の両端に
夫々接続されている。そしてこのトランス７５の
一次巻線７７の両端に入力端子７８，７９を配置
し、二次巻線７６の中点にタツプを設けて、出力
端子８０の一方とし、出力端子の他方は、並列回
路の出力側共通接続点に端子を設けて、他方の出
力端子８１として構成している。 このフイルタ回路３３は、一般にヤーマン形と
呼ばれているもので、その等価回路は第４図ｂに
示すようになる。このフイルタ回路３３によつ
て、第５図に示すような通過帯域特性を得ること
ができる。この特性では、映像キヤリア信号周波
数をfoとしたときに、そのピークから−3dbの位
置で、その帯域幅が±7.5KHz以内に収まるよう
に設定されており、映像信号中の水平基本周波数
以下にバンド幅が設定されている。従つて映像キ
ヤリア信号のみを、水晶フイルタ回路３３から取
り出すことができ、この出力は映像信号に影響し
ない周波数スペクトラムで、送信側のキヤリアに
近似した信号となる。 しかし、このように高性能のフイルタ回路３３
を採用したとしても、垂直同期部分の低周波スペ
クトラムは分離できない。このために、この狭帯
域バンドパスフイルタ１７の出力側に、更にリミ
ツタ回路１８を設け、垂直同期部分の低周波スペ
クトラムの分離と、映像変調度によつて変動する
狭帯域バンドパスフイルタ１７の出力信号レベル
変動を防止する。 このリミツタ回路１８の具体的な回路構成の一
例を第６図に示す。前述の狭帯域バンドパスフイ
ルタ１７の出力が、端子９１に供給され、この入
力信号は、コンデンサ９２，９３を介してトラン
ジスタ９４のベースに供給される。このコンデン
サ９２，９３の接続点は、抵抗９５とコイル９６
の並列回路を介して接地されており、トランジス
タ９４のベースには、バイアス抵抗９７，９８が
接続されている。このトランジスタ９４のエミツ
タは、抵抗９９を介して接地され、コレクタは抵
抗１００とコイル１０１を介して、前記抵抗９７
の一端に接続され、この接続点はコンデンサ１０
２を介して接地されると共に、抵抗１０３を介し
て電源ラインに接続されている。このトランジス
タ９４によつて増幅された信号は、コレクタから
取り出され、次段のトランジスタ１０４のベース
に供給される。トランジスタ１０４のエミツタ
は、抵抗１０５と抵抗１０６およびコンデンサ１
０７の直列回路との並列回路を介して接地されて
いる。コレクタは抵抗１０８とコイル１０９の並
列回路を介して、電源ラインに接続されている。
このトランジスタ１０４によつて増幅されたキヤ
リア信号は、結合コンデンサ１１０を介して、ト
ランス１１１の一次巻線１１２に供給される。こ
のトランス１１１の二次巻線は２分割され、一方
の二次巻線１１３の一端には、第１のダイオード
１１４のアノード側と、第２のダイオード１１５
のカソード側が夫々接続されている。また他方の
二次巻線１１６の一端には、第３のダイオード１
１７のアノード側と、第４のダイオード１１８の
カソード側が夫々接続され、二次巻線１１３，１
１６の他方端同志は、一括して抵抗１１９を介し
て電源ラインに接続されると共に、コンデンサ１
２０を介して接地されている。前記ダイオード１
１４のカソード側は、第４のダイオード１１８の
アノード側と接続されると共に、出力トランス１
２１の２つの一次巻線の一方巻線１２２の一端と
接続される。同様に、第３のダイオード１１７の
カソード側と、第２のダイオード１１５のアノー
ド側とが接続されると共に、他方の一次巻線１２
３の一端と接続されている。この両一次巻線１２
２，１２３の他方端同志は、一括して抵抗１２４
を介して接地され、そして二次巻線１２５の一端
は接地され、他端をコンデンサ１２６を介してト
ランジスタ１２７のベースに接続する。前記二次
巻線１２５には並列に抵抗１２８が接続され、ト
ランジスタ１２７のベースには、バイアス用抵抗
１２９，１３０が接続されている。この抵抗１２
９の一端は、抵抗１３１を介して電源ラインと接
続されると共に、抵抗１３２を介してトランジス
タ１２７のコレクタと接続されており、トランジ
スタ１２７のエミツタは、抵抗１３３を介して接
地されている。トランジスタ１２７の出力は、コ
レクタから取り出され、発振防止用抵抗１３４を
介してトランジスタ１３５のベースに供給され
る。前記抵抗１３２には、並列にコイル１３６、
コンデンサ１３７の並列回路が接続されると共
に、コンデンサ１３８を介して接地される。トラ
ンジスタ１３５のエミツタは、抵抗１３９を介し
て接地されると共に、抵抗１４０、コンデンサ１
４１の直列回路を介して、出力端子１４２に接続
されており、コレクタは直接電源ラインと接続さ
れている。 したがつてトランジスタ１３５の出力は、エミ
ツタから取り出されて出力端子１４２に伝達され
る。電源ラインは、電圧源に接続された端子１４
３，１４４に接続されており、端子１４３は抵抗
１４５を介して、トランス１１１の二次巻線１１
３，１１６に接続された各ダイオード１１４，１
１５，１１７，１１８に電圧を供給すると共に、
コイル１４６を介してトランジスタ９４，１０４
に夫々電圧を供給している。そして電源ラインに
は、平滑用のコンデンサ１４７，１４８，１４９
が、夫々対接地間に介在されている。一方、別の
端子１４４には、抵抗１５０が接続され、トラン
ジスタ１２７，１３５に電圧を供給すると共に、
平滑用のコンデンサ１５１，１５２が、対接地間
に介在されている。 このように構成されたリミツタ回路１８によれ
ば、前段の狭帯域バンドパスフイルタ１７からの
キヤリア信号は、端子９１から導入され、トラン
ジスタ９４，１０４で増幅された後、ダイオード
１１４，１１５，１１７，１１８からなるブリツ
ジ形のリミツタ部分で所定レベルにクリツプさ
れ、その出力をトランジスタ１２７，１３５を介
して出力端子１４２から得るもので、この出力は
所定レベルにクリツプされたキヤリア信号であ
り、このリミツタ回路１８でレベル変動等を抑制
し、同期検波回路１６に同期検波用のキヤリア信
号を供給する。 以上のように映像同期検波装置を構成すること
によつて、同期検波回路１６には、ナイキスト特
性を有する映像中間周波フイルタ１４を通つて映
像周波数特性を平坦になされた映像中間周波信号
成分が供給されると共に、映像中間周波フイルタ
１４に到達する以前に分岐した映像中間周波信号
中から、狭帯域バンドパスフイルタ１７及びリミ
ツタ回路１８によつて抽出されたキヤリア信号成
分も供給される。換言すれば、この同期検波用の
映像変調信号のキヤリア信号成分は、ナイキスト
特性を有する映像中間周波フイルタ１４を通る以
前に分岐して抽出されているため、受像側の映像
中間周波増幅段１３での補正が何等加えられてお
らず、従つてその特性及び特性の変動に左右され
ていないため、送信側のキヤリア成分に、より近
似したものとなつている。このために送信側の振
幅変調−位相変調変換が吸収され、送信側の映像
信号に、より近似した映像信号が同期検波回路１
６から得ることができる。更に直交歪の問題点も
解決され、過変調時においてもキヤリア信号の位
相が変化せず、直線性の良い信号が得られるもの
である。 次に第７図を参照して本発明の実施例につき説
明する。なお、第７図において、第１図と同じ回
路部分については同じ番号を付して、その詳細な
説明は省略する。 この実施例の場合には、狭帯域バンドパスフイ
ルタ１７とチユーナ１２間に、キヤリア増幅及び
自動利得制御（以下単にAGCと略称する）回路
１６１及び第１の混合回路１７１を、リミツタ回
路１８と同期検波回路１６との間に第２の混合回
路１７２を夫々挿入し、これら混合回路１７１，
１７２に発振回路１７３を接続し、発振信号を供
給する様に構成したものである。このキヤリア増
幅及びAGC回路１６１を設けた理由は、強弱電
界時におけるチユーナ１２出力端のレベル変動に
より、リミツタ回路１８でのリミツタ動作が十分
に行えなくなることを防止するもので、更に映像
中間周波増幅回路１５に併せて設けられている
AGC回路による利得制御によつて、映像中間周
波増幅回路１５の出力点での位相変化を、狭帯域
バンドパスフイルタ１７を含む変調信号ループ中
においても、同じ様に位相変化が生ずるようにさ
せるためのものである。この両AGC回路は同じ
特性を有する回路形態とすることによつて、位相
変化が生じたとしても両者とも同じ方向、同じ量
だけ変化させることにより、相対的な変動を防止
させるもので、同期検波回路１６での検波時の位
相変動に基づく誤検出を防ぐものである。 一方、第１及び第２の混合回路１７１，１７２
を設けた目的は、狭帯域バンドパスフイルタ１７
として、映像キヤリア周波数である58.75MHzに
対し、±7.5KHz内の帯域にフイルタ特性が設定で
きない場合であつても、この混合回路１７１，１
７２を介在させることによつて、容易に対応する
ことができる様にしたもので、58.75MHzの様な
高周波数に対して、±7.5KHz内に設定することは
理論的には可能であるが、現実問題としては非常
に実現することが難しい。そこで狭帯域バンドパ
スフイルタ１７として、58.75MHzよりも更に低
い周波数を設定し、この周波数に対して±7.5K
Hzの帯域を設定することにより、設計を容易にし
製造を可能としたものである。 例えば、キヤリア増幅及びAGC回路１６１か
ら供給されるキヤリア信号として、58.75MHzを
考えた場合に、発振回路１７３で48.05MHzの発
振信号を得、この発振信号を第１の混合回路１７
１に供給する。従つてこの第１の混合回路１７１
では、映像キヤリア成分の58.75MHz信号と、発
振回路１７３からの48.05MHz信号の両者が供給
されるので、混合回路１７１の出力には、両者の
差の信号である10.7MHzに周波数変換された信号
が得られる。この周波数変換された信号が狭帯域
バンドパスフイルタ１７に供給されるので、この
狭帯域バンドパスフイルタ１７は、10.7MHzを中
心に±7.5KHzの帯域のフイルタ特性を有するも
ので構成すればよいこととなる。この結果、±
7.5KHzの帯域を確保するのに、その設定周波数
が低いため、許容される範囲が広くなり、容易に
帯域設定がおこなえる。ちなみに、58.75MHzの
場合には、±7.5KHzの値は0.01％であるのに対し、
10.7MHzにした場合には、58.75MHzの場合の７
倍の0.07％となり、その分設計が容易となり製作
もし易くなるので、汎用性のあるフイルタを使用
することも可能となる。 この狭帯域バンドパスフイルタ１７を通つた信
号は、リミツタ回路１８を通り、第２の混合回路
１７２に供給される。この第２の混合回路１７２
では、第１の混合回路１７１で周波数変換された
映像キヤリア信号を、再び元の周波数成分に変換
し直すためのもので、リミツタ回路１８を通つた
10.7MHzの信号と、発振回路１７３からの発振信
号48.05MHzとを混合回路１７２で混合し、両者
の和の信号である58.75MHzのキヤリア信号に変
換する。このキヤリア信号を同期検波回路１６に
加えて、映像中間周波信号から映像信号を復調す
るものである。 従つて、この回路構成によれば、狭帯域バンド
パスフイルタ１７の設計が容易となり、発振回路
１７３の発振周波数を自由に設定することによつ
て、汎用性のある容易に入手できる狭帯域バンド
パスフイルタを使用することができるもので、設
計の自由度が拡大する。 第８図に示す実施例では、自動位相補正回路を
設けた回路を示している。ここで自動位相補正回
路以外は、第７図に示した実施例と同様なので、
その詳細な説明は省略する。第２の混合回路１７
２の出力端には、位相シフト回路１９１が設けら
れ、この位相シフト回路１９１はAGC回路１９
２を介して同期検波回路１６と接続されている。
一方、映像中間周波増幅回路１５の出力側には、
音声キヤリア信号の54.25MHzの音声キヤリア用
トラツプ回路１９３が分岐接続され、このトラツ
プ回路１９３に位相比較回路１９４が接続されて
いる。この位相比較回路１９４には、位相シフト
回路１９１の出力端も接続されており、位相比較
回路１９４の出力端は、位相シフト回路１９１に
接続されている。この結果、自動位相補正回路
は、位相シフト回路１９１、トラツプ回路１９３
及び位相比較回路１９４から構成されていること
となる。ここで、トラツプ回路１９３を設けてい
るのは、位相検出に周波数にスペクトラムの、両
側波帯部分で狭帯域の周波数スペクトラム部分を
用いるために、54.25MHzの音声キヤリア信号を
除去しているもので、位相比較は同期信号期間に
行つている。この自動位相補正回路では、同期検
波回路１６に入力される２つの信号の位相を位相
比較回路１９４で比較し、比較回路１９４の出力
で、第２の混合回路１７２の出力であるキヤリア
信号成分の位相を、位相シフト回路１９１におい
て制御し、回路系のドリフト変動等に起因する位
相変動等を補正しているものである。 また、チユーナ１２の選局システムに電圧シン
セサイザ方式の選局装置を使用した場合におい
て、この位相比較回路１９４の出力を、チユーナ
１２の自動周波数同調制御用電圧として使用する
ことにより、周波数シンセサイザ方式の選局シス
テムを採用した場合と同様な、安定した性能が得
られる。 なお、実施例では、この自動位相補正回路の出
力側に、AGC回路１９２を挿入しているが、こ
のAGC回路１９２は自動位相補正回路での振幅
変動を防止するために挿入したもので、信号のピ
ークで動作させるようにしている。このAGC回
路１９２に代えて、リミツタ回路を挿入すること
も考えられるが、リミツタ回路を使用すると、狭
帯域バンドパスフイルタ１７系のバンドパスフイ
ルタ特性に影響を与えるために、この特性に影響
を与えることがないAGC回路１９２を採用した
ものである。 なお、狭帯域バンドパスフイルタに、十分な大
きさの信号が供給できるのであれば、キヤリア増
幅及びAGC回路１６１は省略することも可能で
あり、その他種々の改良及び応用が可能である。 以上述べてきたように、本発明によれば同期検
波用の映像変調信号のキヤリア信号成分は、ナイ
キスト特性を有する映像中間周波フイルタを通る
以前に分岐して抽出されており、このため送信側
のキヤリア成分に、より近似したキヤリア信号成
分を同期検波段に供給することができ、送信側キ
ヤヤリア信号に追従したキヤリア信号で、同期検
波を行うことができる。 更に、本発明の同期検波装置と従来の疑似同期
検波装置との、微分利得（DG）と微分位相
（DP）との比較を示すと、次の通りである。

【表】 この表に示す測定値の微分利得（DG）の結果
から、本発明の同期検波装置の方が測定値が小さ
く、送信側の色に対して受信側で、より忠実な色
が再現されていることが判り、微分位相（DP）
をみても本発明の同期検波装置の方が測定値が小
さく、送信側の色相に対し受信側での色相変化が
小さいことが判る。従つて、振幅変調−位相変調
変換が吸収され、より送信側の映像信号に近似し
た映像信号を復調することができ、更に直交歪の
問題も解消し、過変調時においてもキヤリア信号
の位相も変化せず、直線性の良好なものとするこ
とができるという利点を有する。 更に、キヤリア増幅及びAGC回路を付加した
場合には、強弱電界時においても、確実なリミツ
タ動作を行わせることができると共に、この
AGC回路は映像中間周波段に設けたAGC回路と
同形態にすることによつて、相対的に位相変動を
防止することができるので、広範囲の電界状態に
おいて、正確かつ安定な復調動作を行わせること
ができる。 更にまた、自動位相補正回路を設けた場合に
は、回路系のドリフト変動等に起因する位相変動
等も補正することができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る映像同期検波装置の基本
的な回路構成を示す回路構成図、第２図は第１図
に示す装置の各部の信号波形を示す波形図、第３
図は第１図に示す装置を構成する狭帯域バンドパ
スフイルタを示す回路図、第４図は第３図に示す
バンドパスフイルタを構成する水晶フイルタ回路
を示す回路図及び等価回路図、第５図は同じく狭
帯域バンドパスフイルタの特性を示す特性図、第
６図は第１図に示す装置を構成するリミツタ回路
を示す回路図、第７図は本発明に係る映像同期検
波装置の実施例を示す回路構成図、第８図は同じ
く他の実施例を示す回路構成図である。 １２……チユーナ、１３……映像中間周波増幅
段、１６……同期検波回路、１７……狭帯域バン
ドパスフイルタ、１８……リミツタ回路、１７１
……第１の混合回路、１７２……第２の混合回
路、１７３……発振回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ チユーナによつて周波数変換された映像中間
   周波信号を増幅する映像中間周波増幅段と、この
   映像中間周波増幅段の出力を入力する同期検波回
   路を少なくとも有する検波段と、前記チユーナか
   らの映像中間周波信号を受入れ発振回路出力によ
   つて周波数変換する第１の混合回路と、この混合
   回路によつて周波数変換された映像中間周波信号
   中の映像キヤリア信号に相当する信号成分を抽出
   する映像信号中の水平基本周波数以下にバンド幅
   を設定した狭帯域バンドパスフイルタと、このフ
   イルタ出力を所定レベルで振幅制限するリミツタ
   回路と、このリミツタ回路出力及び発振回路出力
   が供給され前記第１の混合回路にて変換される以
   前の周波数に変換し前記同期検波回路にキヤリア
   信号を供給する第２の混合回路とを具備し、前記
   同期検波回路では前記映像中間周波信号と映像キ
   ヤリア成分とを用いて位相検波することを特徴と
   する映像同期検波装置。