TWM457343U

TWM457343U - 抑制開關電源在開機時輸出過衝電壓的電路

Info

Publication number: TWM457343U
Application number: TW101222454U
Authority: TW
Inventors: Jun Xu; Zhu-Jun Yan
Original assignee: Tpv Technology Ltd
Priority date: 2012-08-14
Filing date: 2012-11-20
Publication date: 2013-07-11
Also published as: CN202818086U

Description

抑制開關電源在開機時輸出過衝電壓的電路

本創作是有關於一種開關電源(switching power supply)，且特別是有關於一種抑制開關電源在開機時輸出過衝(overshoot)電壓的電路。

請參見圖1，圖1為現有液晶顯示產品交流轉直流(AC-DC)開關電源的一實施例電路圖。該開關電源架構為返馳式(flyback)架構，有兩個輸出電壓Vout1和Vout2。第一輸出電壓Vout1輸出一典型值例如為5V的直流電作為液晶顯示產品的主機板電路的供電電壓，而第二輸出電壓Vout2輸出一典型值例如為16V的直流電作為液晶顯示產品的發光二極體(LED)燈管驅動電路的輸入供電電壓。該輸出電壓Vout1通過電阻器R8和R9進行電壓取樣後提供給三端並聯穩壓器IC3，例如TL431的參考端R，而該輸出電壓Vout2通過電阻器R8和R10進行電壓取樣後也提供給三端並聯穩壓器IC3，例如TL431的參考端R。TL431的參考端R所得到的取樣電壓與TL431內部一電壓為2.5V的參考電壓進行比較後，TL431內部電晶體的輸出端將輸出一電流Ika，使得光耦合器IC2輸入端的發光二極體得到一電流If=Ika-Ir14=Ika-Vf/R14，其中，Ir14為流過電阻器R14的電流值，Vf為光耦合器IC2的發光二極體的正向導通電壓(約為1V左右)，R14為電阻器R14的電阻值。

光耦合器IC2的發光二極體的電流If大小決定光耦合器IC2輸出端的光電晶體的集極與射極流過電流Ic的大小，即Ic=If×CTR，其中，CTR為光耦合器IC2的電流轉移比。該電流Ic的大小直接影響到控制晶片IC1的回饋端FB的電壓大小，而回饋端FB的電壓大小將直接影響到控制晶片IC1的輸出端GATE輸出的脈寬調變(PWM)信號的工作週期(duty)大小，並通過NMOS電晶體Q1控制變壓器Tr1的能量傳輸，從而控制了輸出電壓Vout1和Vout2以達到基本恆定的直流電壓。

圖1採用了輸出電壓Vout1和Vout2雙回饋控制方式。輸出電壓Vout1為提供給主機板電路的供電電壓，需要較為精準，故目前一般輸出電壓Vout1規格都控制在誤差±5%以內，例如5V×(1±5%)=4.75V~5.25V。輸出電壓Vout2一般只提供給LED燈管的直流轉直流(DC-DC)升壓驅動電路供電，目前該DC-DC升壓驅動電路對輸入電壓範圍要求較寬鬆，例如輸出30V以上的DC-DC升壓驅動電路的輸入電壓一般落在12V~23V左右都可以。由於輸出電壓Vout1需要較為精準，故一般回饋電路會將輸出電壓Vout1設定為主回饋電路，而輸出電壓Vout2設定為次回饋電路，即該開關電源基本上是通過偵測輸出電壓Vout1的波動來決定控制晶片IC1的輸出端GATE輸出的PWM信號的工作週期大小，從而控制變壓器Tr1的能量傳輸。

請參見圖2，圖2為現有液晶顯示產品AC-DC開關電源的另一實施例電路圖，與圖1所示開關電源相比，圖2所示開關電源改採用了輸出電壓Vout1單回饋控制方式。該開關電源通常使用在多功能的液晶顯示產品，除了提供給主機板電路工作外還要提供給通用串列匯流排(USB)、音訊等電路供電，使得輸出電壓Vout1負載較大。在液晶顯示產品開機，即該開關電源輸入市用交流電時，於輸出電壓Vout1吃重載而輸出電壓Vout2未吃載時，若採用圖1的雙回饋電路容易產生輸出電壓Vout1因輸出電壓Vout2較大幅度上升而被拉低，嚴重時會使輸出電壓Vout1例如由5V瞬間掉到4V以下，使得主機板的微控制器(MCU)及影像縮放器(scaler)等晶片無法正常工作；若採用圖2的單回饋電路，此時輸出電壓Vout2主要是依靠假負載電路(由齊納二極體ZD1、電晶體Q2及電阻器R11~R13組成)來做鉗位。

針對待機功耗小於0.1W的開關電源採用的控制晶片IC1，例如通嘉的LD7750，為了控制晶片本身更加節能，其將回饋端FB(LD7750命名為COMP)輸出的最大電流Ic調為0.32mA，使得光耦合器IC2的發光二極體的電流If僅為If=Ic/CTR=0.32mA/0.7=0.45mA(假設CTR=70%)。而目前TL431本身要求在正常工作時陰極端K最小的電流至少為1mA，故而與光耦合器IC2的發光二極體並聯的電阻器R14至少需要提供Ir14=1mA-0.45mA=0.55mA以上的電流，即電阻器R14的電阻值最大不能超過R14=Vf/Ir14=1V/0.55mA=1.8kΩ，故目前光耦合器IC2的發光二極體需並聯一電阻值約為1kΩ~1.8kΩ左右的電阻器R14，但是並聯該電阻器R14會使得回饋電路的回饋速度變慢，因而會產生輸出電壓Vout1在開機瞬間的過衝電壓問題。當回饋電路中其它元件參數設置不合理時，輸出電壓Vout1在開機瞬間的過衝電壓現象將更加嚴重，甚至會使主機板電路的部分元件毀壞，影響產品可靠性。

此外，該開關電源的控制晶片IC1在待機模式下為了更加節能，通常採用突發模式(burst-mode)控制方式。而控制晶片IC1的回饋端FB的波形通常會影響到突發模式的工作頻率及其輸出端GATE在突發模式包絡中輸出的PWM信號的脈波數及PWM信號的工作週期大小。當突發模式的工作頻率介於1kHz~4kHz人耳最敏感的頻段時，變壓器Tr1便產生異音。此時通常需要加大回饋端FB對接地端GND的電容器C11的電容值及光耦合器IC2的發光二極體輸入串聯的電阻器R6的電阻值，方可使突發模式的工作頻率落在小於1kHz的頻段，但是加大電容器C11的電容值及電阻器R6的電阻值也同樣使回饋速度變慢，因而會產生輸出電壓Vout1在開機瞬間的過衝電壓問題。

本創作的目的在提出一種抑制開關電源在開機時輸出過衝電壓的電路，以改善開關電源的輸出電壓在開機瞬間的過衝電壓問題及在待機模式下採用突發模式控制時的變壓器異音問題。

為達到上述目的，本創作提出一種抑制開關電源在開機時輸出過衝電壓的電路，其中，開關電源包括開關電路及回饋電路，回饋電路包括回饋取樣電路及控制電路，開關電路具有第一電源輸出端及第二電源輸出端，第一電源輸出端輸出第一輸出電壓，第二電源輸出端輸出第二輸出電壓，回饋取樣電路電連接於第一電源輸出端及控制電路之間，控制電路電連接於回饋取樣電路及開關電路之間。該抑制開關電源在開機時輸出過衝電壓的電路包括一個電容器及一個電阻器，電容器的一端電連接於第二電源輸出端且另一端電連接於電阻器的一端，電阻器的另一端電連接於回饋取樣電路的取樣端。

在本創作一實施例中，開關電源為反馳式開關電源，而開關電路為反馳式開關電路。

在本創作一實施例中，回饋取樣電路包括第一與第二取樣電阻器、三端並聯穩壓器、光耦合器及並聯電阻器，其中，第一取樣電阻器的一端電連接於第一電源輸出端且另一端電連接於回饋取樣電路的取樣端，第二取樣電阻器的一端電連接於回饋取樣電路的取樣端且另一端電連接於地，三端並聯穩壓器的參考端、陰極端及陽極端分別電連接於回饋取樣電路的取樣端、光耦合器輸入端的光發射器及地，光耦合器輸入端的光發射器還與並聯電阻器並聯電連接，光耦合器輸出端的光偵測器電連接於控制電路內部控制晶片的回饋端。

本創作因採用在輸出第二輸出電壓的第二電源輸出端及回饋取樣電路的取樣端之間串聯電連接一個電容器及一個電阻器，可改善與回饋取樣電路電連接的第一電源輸出端所輸出的第一輸出電壓在開機瞬間的過衝電壓問題，並可改善在待機模式下採用突發模式控制時的變壓器異音問題，從而提升了產品可靠性。

為讓本創作之上述和其他目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下。

C1~C11‧‧‧電容器

D1、D2‧‧‧二極體

IC1‧‧‧控制晶片

CS‧‧‧電流偵測端

FB‧‧‧回饋端

GATE‧‧‧輸出端

GND‧‧‧接地端

VCC‧‧‧供電端

IC2‧‧‧光耦合器

IC3‧‧‧三端並聯穩壓器

A‧‧‧陽極端

K‧‧‧陰極端

R‧‧‧參考端

L1、L2‧‧‧電感器

Q1、Q2‧‧‧電晶體

R1~R7‧‧‧電阻器

R8‧‧‧第二取樣電阻器

R9‧‧‧第一取樣電阻器

R10~R13‧‧‧電阻器

R14‧‧‧並聯電阻器

Tr1‧‧‧變壓器

ZD1‧‧‧齊納二極體

P1‧‧‧第一電源輸出端

P2‧‧‧第二電源輸出端

P3‧‧‧取樣端

Vclk‧‧‧時脈信號

Vgate‧‧‧PWM信號

Vout1‧‧‧第一輸出電壓

Vout2‧‧‧第二輸出電壓

V1、Vcs、Vcs1、Vcs2、Vfb、Vfb1、Vslope‧‧‧電壓

Ic、If、Ika‧‧‧電流

T1~T4‧‧‧期間

圖1為現有液晶顯示產品AC-DC開關電源的一實施例電路圖。

圖2為現有液晶顯示產品AC-DC開關電源的另一實施例電路圖。

圖3為本創作液晶顯示產品AC-DC開關電源的一實施例電路圖。

圖4為圖3所示開關電源的兩輸出電壓在開機時的波形圖。

圖5為圖3所示開關電源的輸出電壓及其回饋電路的電壓電流在開機時的波形圖。

圖6為圖3所示開關電源的控制晶片內部的局部電路圖。

圖7為現有開關電源在開機時兩輸出電壓實際量測所得到的波形圖。

圖8為本創作的開關電源在開機時兩輸出電壓實際量測所得到的波形圖。

請參見圖3，圖3為本創作液晶顯示產品AC-DC開關電源的一實施例電路圖。與圖2所示開關電源相比，圖3所示開關電源還包括一個電容器C10及一個電阻器R10，電容器C10的一端電連接於輸出第二輸出電壓Vout2的第二電源輸出端P2，電容器C10的另一端電連接於電阻器R10的一端，電阻器R10的另一端電連接於回饋電路(或回饋取樣電路)的取樣端P3。

更具體的說，圖3所示開關電源為反馳式開關電源，其包括電磁干擾 (EMI)濾波電路、橋式整流電路、濾波電容器C1、反馳式開關電路及回饋電路，而回饋電路包括回饋取樣電路及控制電路。其中，市用交流電例如90Vrms~264Vrms輸入EMI濾波電路後，經過橋式整流電路的整流及濾波電容器C1的濾波後產生直流電提供給反馳式開關電路。反馳式開關電路包括變壓器Tr1、NMOS電晶體Q1、二極體D1和D2、電容器C4~C9、電阻器R2、R4和R5、電感器L1和L2及RCD吸收電路，反馳式開關電路具有第一電源輸出端P1及第二電源輸出端P2，第一電源輸出端P1輸出第一輸出電壓Vout1，第二電源輸出端P2輸出第二輸出電壓Vout2。在本實施例中，第一輸出電壓Vout1輸出一5V的直流電作為液晶顯示產品的主機板電路的供電電壓而需要較為精準，而第二輸出電壓Vout2輸出一16V的直流電作為液晶顯示產品的LED燈管驅動電路的輸入供電電壓。

回饋取樣電路電連接於第一電源輸出端P1及控制電路之間，回饋取樣電路包括第一取樣電阻器R9、第二取樣電阻器R8、三端並聯穩壓器IC3、光耦合器IC2、並聯電阻器R14、電阻器R6和R7及電容器C3。其中，第一取樣電阻器R9的一端電連接於第一電源輸出端P1且另一端電連接於回饋取樣電路的取樣端P3，第二取樣電阻器R8的一端電連接於回饋取樣電路的取樣端P3且另一端電連接於地，三端並聯穩壓器IC3的參考端R、陰極端K及陽極端A分別電連接於回饋取樣電路的取樣端P3、光耦合器IC2輸入端的光發射器及地，光耦合器IC2輸入端的光發射器還與並聯電阻器R14並聯電連接，光耦合器IC2輸出端的光偵測器電連接於控制電路。在本實施例中，三端並聯穩壓器IC3採用TL431，光耦合器IC2的光發射器及光偵測器分別採用發光二極體及光電晶體。

控制電路電連接於回饋取樣電路及反馳式開關電路之間，控制電路包括控制晶片IC1、電阻器R1和R3、電容器C2和C11及供電電路。其中，控制晶片IC1具有供電端VCC、接地端GND、電流偵測端CS、回饋端FB及輸出端GATE，供電端VCC接收供電電路的供電，電流偵測端CS偵測流過NMOS電晶體Q1(或變壓器Tr1初級側)的電流，回饋端FB接收回饋取樣電路針對輸出電壓Vout1取樣所得到的回饋電壓，輸出端GATE輸出PWM信號以通過NMOS電晶體Q1控制變壓器Tr1的能量傳輸，從而控制了輸出電壓Vout1以達到基本恆定的直流電壓。

下面對圖3所示開關電源做具體的原理及動作說明。請同時參見圖4及圖5，圖4為圖3所示開關電源的兩輸出電壓Vout1和Vout2在開機時的波形圖，而圖5為圖3所示開關電源的輸出電壓Vout1及其回饋電路的電壓電流在開機時的波形圖。在液晶顯示產品開機，即該開關電源輸入市用交流電時，於T1期間，兩輸出電壓Vout1和Vout2均從0V開始上升，而供電電路提供給控制晶片IC1的供電端VCC電壓也從0V開始上升。當控制晶片IC1的供電端VCC電壓達到啟動所需的電壓時，控制晶片IC1開始工作，控制晶片IC1的輸出端GATE將輸出一工作週期由小變大的PWM信號Vgate，此過程被稱為軟啟動。

於T2期間，當PWM信號Vgate的工作週期大到一定值後將不再增大。從圖4可以看出，於T1和T2期間，兩輸出電壓Vout1和Vout2均從0V開始上升，基本上呈一定斜率線性上升，且第二輸出電壓Vout2上升的斜率較第一輸出電壓Vout1大得多。在輸出電壓Vout2上升時，電容器C10將在電阻器R8上產生一電流△I=C10×dv/dt，其中，C10為電容器C10的電容值，dv/dt為電容器C10兩端的電壓對時間變化率；同時輸出電壓Vout1在上升時也在電阻器R8上產生一電流I=Vout1/(R8+R9)，其中，R8和R9為電阻器R8和R9的電阻值；故在電阻器R8會產生一電壓V1=(I+△I)×R8=[Vout1/(R8+R9)+C10×dv/dt]×R8。因此，利用開機時輸出電壓Vout2 從0V開始呈一較大的線性斜率上升的變化電壓，使電容器C10產生一電流△I，該電流△I流過限流電阻器R10及三端並聯穩壓器IC3(如TL431)的參考端R對地的電阻器R8時，對TL431的參考端R產生一補充電壓，使得TL431的參考端R在輸出電壓Vout1還未達到正常輸出電壓5V之前即提前得到一稍大於或等於2.5V的電壓，使得TL431內部電晶體導通。

例如，於T3期間一開始時，輸出電壓Vout1達到4.6V但還未達到正常輸出電壓5V)，此時電壓V1就已經提前達到TL431內部2.5V的參考電壓，故TL431內部電晶體的基極電壓開始增加，使得基極電流也開始增大，TL431內部電晶體的集極與射極之間開始產生一從0A開始增大的電流Ika。由於光耦合器IC2輸入端的發光二極體的正向電流If=Ika-Vf/R14，故光耦合器IC2輸入端的發光二極體將產生一從0A開始增大的電流If。又由於光耦合器IC2輸出端的光電晶體輸出的電流Ic=If×CTR，故光耦合器IC2輸出端的光電晶體將產生一從0A開始增大的電流Ic。該逐漸增大的電流Ic會使控制晶片IC1的回饋端FB的電壓Vfb被迅速拉低(後面會有說明原因)，使得控制晶片IC1從輸出端GATE輸出的PWM信號Vgate的工作週期減小，即變壓器T1次級側輸出的能量減小，使得輸出電壓Vout1在電壓在還未達到正常輸出電壓5V之前的那一小段電壓上升的斜率變得較為緩慢，即改善了輸出電壓Vout1在開機瞬間的過衝電壓問題。

請再參見圖6，圖6為圖3所示開關電源的控制晶片IC1內部的局部電路圖。控制晶片IC1例如LD7750，其包括前緣遮蔽(LEB)模組、PWM比較器、過電流保護(OCP)比較器、或(OR)閘、PWM產生模組及其它如電阻、二極體等元件。控制晶片IC1內部的電壓Vfb1是由回饋端FB的電壓Vfb轉換而得到，電壓Vcs2是電流偵測端CS所偵測到的電壓Vcs經內部處理(先經LEB模組轉換成電壓Vcs1後再加上電壓Vslpoe做斜率補償)後轉換而得到。當光耦合器IC2輸出端的光電晶體有電流Ic流過時，與光耦合器IC2電連接的控制晶片IC1的回饋端FB的電壓Vfb會被拉低，使得電壓Vfb1也被拉低，而且，當電流Ic越大時，電壓Vfb和Vfb1將被拉得越低。

當控制晶片IC1內部的時脈信號Vclk為高準位時，NMOS電晶體Q1導通，此時變壓器Tr1初級側產生一基本呈線性上升的電流流過電阻器R2，並經由電阻器R3及電容器C2的低通濾波後產生電壓Vcs而被控制晶片IC1的電流偵測端CS所偵測到，電壓Vcs最終轉換成電壓Vcs2與電壓Vfb1進行比較。當比較至Vcs2≧Vfb1時，控制晶片IC1從輸出端GATE輸出的PWM信號Vgate為低準位，使得NMOS電晶體Q1關閉，直到時脈信號Vclk的下一個高準位時，NMOS電晶體Q1才能再導通。因此，當電壓Vfb1越低時，NMOS電晶體Q1的導通時間越短、關閉時間越長，變壓器Tr1次級側輸出的能量就越小。也就是說，電壓Vfb將控制著控制晶片IC1從輸出端GATE輸出的PWM信號Vgate高低準位的時間長短，即控制著PWM信號Vgate的工作週期大小，也即控制著變壓器Tr1次級側輸出能量的大小。

請再參見圖5，於T3期間，隨著光耦合器IC2輸出的電流Ic的增加，控制晶片IC1從輸出端GATE輸出的PWM信號Vgate的工作週期將逐漸減小，使得輸出電壓Vout1和Vout2上升速度變得比較緩慢，上升的斜率變小，改善了輸出電壓Vout1在開機瞬間的過衝電壓問題，確保主機板電路所有元件在開關電源開機時不會因耐壓問題而被毀壞，從而提升了液晶顯示產品的可靠性。此外，還同時改善了在待機模式下採用突發模式控制時變壓器Tr1異音問題的解決難度，以往為改善該異音問題因需要考慮到輸出電壓Vout1的過衝電壓問題而使得電容器C11的電容值及電阻器R6的電阻值參數不能做較大幅度的修改，而本創作因改善了輸出電壓Vout1的過衝電壓問題而可以使電容器C11的電容值及電阻器R6的電阻值參數做較大幅度的修改來解決該異音問題。

於T4期間，當輸出電壓Vout1升到正常輸出電壓5V時，輸出電壓Vout1和Vout2均還未被吃載，控制晶片IC1的回饋端FB的電壓將保持著較低的準位，而控制晶片IC1的輸出端GATE將仍輸出較小工作週期的PWM信號Vgate。

請參見圖7，圖7為現有開關電源在開機時兩輸出電壓Vout1和Vout2實際量測所得到的波形圖，從圖中可以看出輸出電壓Vout1有產生過衝電壓現象。請再參見圖8，圖8為本創作的開關電源在開機時兩輸出電壓Vout1和Vout2實際量測所得到的波形圖，從圖中可以看出輸出電壓Vout1沒有產生過衝電壓現象。

雖然本創作已以較佳實施例揭露如上，然其並非用於限定本創作，任何熟習此技藝者，在不脫離本創作之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本創作之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。