TWI443946B - 過功率保護補償電路及返馳式電源 - Google Patents

Description

過功率保護補償電路及返馳式電源

本發明是有關於一種具有過功率保護功能的返馳式電源，且特別是有關於一種採用寬範圍輸入電壓且採用過功率保護補償的返馳式電源。

圖1為一種現有的返馳式(flyback)電源的電路圖。請參見圖1，返馳式電源1採用寬範圍交流電壓Vac輸入。寬範圍交流電壓Vac通過電磁干擾(ElectroMagnetic Interference，簡稱EMI)濾波器11濾除EMI雜訊，再通過橋式整流器12的整流及電容C3的濾波而轉換成寬範圍輸入電壓Vin。寬範圍交流電壓Vac通常採用90Vrms-264Vrms，使得寬範圍輸入電壓Vin約為120V-370V。寬範圍輸入電壓Vin通過由變壓器T1、開關Q1及輸出整流濾波電路13所組成的返馳式直流至直流轉換電路轉換成輸出電壓Vout提供到負載。返馳式電源1通過回饋電路14取樣輸出電壓Vout以產生與負載量對應的回饋電流Ic，再通過脈寬調變(Pulse-Width Modulation，簡稱PWM)控制器U1根據其回饋端FB接收的與回饋電流Ic對應的回饋電壓Vfb，從其驅動端GATE輸出PWM信號Vgate控制開關Q1的切換，進而調整輸出電壓Vout。

為了確保輸出超載或短路時電源零件不受損壞或不產生安全隱患問題，電源通常設計有過功率保護(Over Power Protection，簡稱OPP)功能。返馳式電源1通過檢測電阻Rs及PWM控制器U1來提供OPP功能。檢測電阻Rs檢測流過開關Q1的電流Ip以產生與電流Ip對應的檢測電壓Vcs。檢測電壓Vcs通常需要通過由電阻R1及電容C1所組成的低通濾波電路來濾除因開關Q1切換所產生的高頻雜訊，以避免PWM控制器U1誤動作。PWM控制器U1根據其檢測端CS接收的濾波後的檢測電壓Vcs1，判斷電流Ip的最大值是否有達到OPP保護點來決定是否要停止從驅動端GATE輸出PWM信號Vgate，即停止電源轉換而關閉返馳式電源1。返馳式電源1設計用來提供固定的輸出電壓Vout到負載，故輸出功率與輸出電流有關，而輸出電流與流過變壓器T1次級繞組Ns1的次級電流有關，進而與流過變壓器T1初級繞組Np1的初級電流(即流過開關Q1的電流Ip)有關，因此可通過PWM控制器U1檢測並限制初級電流Ip的最大值來限制輸出功率，即提供OPP功能。

PWM控制器U1提供的OPP保護點大小主要與輸入電壓Vin有關，即與交流電壓Vac有關。例如，在輸入90Vrms的交流電壓Vac或120V的輸入電壓Vin時，OPP保護點設計在40W，則在輸入264Vrms的交流電壓Vac或370V的輸入電壓Vin時，OPP保護點變為60W。由於輸入寬範圍電壓Vin(或Vac)導致OPP保護點的漂移，返馳式電源1對其變壓器T1、開關Q1等元件要有足夠的設計裕度，以便輸出超載或短路時，在變壓器T1還未達到飽合且流過開關Q1的電流Ip還未達到其規格最大值之前，PWM控制器U1就會開始進行OPP，以確保電源零件不受損壞或不產生安全隱患。而增加設計裕度除了可能增加電源設計成本之外，還可能增加電源設計難度。

圖2為圖1所示返馳式電源1採用OPP補償的電路圖。請參見圖2，返馳式電源2即是在圖1所示返馳式電源1中加入補償電阻Rc，補償電阻Rc兩端分別耦接電容C3正端和PWM控制器U1的檢測端CS。輸入電壓Vin落於電阻Rc、R1和Rs上而產生一補償電流Irc，Irc=Vin/(Rc+R1+Rs)，此補償電流Irc通過電阻R1和Rs產生一電壓疊加到檢測端CS對OPP保護點的漂移做補償(下稱OPP補償)。例如，在輸入90Vrms的交流電壓Vac或120V的輸入電壓Vin(下稱輸入90Vrms)時，在檢測端CS會得到較小的OPP補償，在輸入264Vrms的交流電壓Vac或370V的輸入電壓Vin(下稱輸入264Vrms)時，在檢測端CS會得到較大的OPP補償，使得輸入90Vrms-264Vrms的交流電壓Vac或120V-370V的輸入電壓Vin(下稱輸入90Vrms-264Vrms)的高低兩端OPP保護點更接近。

圖3為圖2所示返馳式電源2的OPP補償的實驗數據。請參見圖3，通過調整補償電阻Rc電阻值可發現：補償電阻Rc電阻值在小於630KΩ時，輸入90Vrms-264Vrms的高低兩端OPP保護點差值較大，且OPP保護點在輸入264Vrms時反而比輸入90Vrms時大得多，OPP補償過度。補償電阻Rc電阻值在630KΩ-1MΩ時，輸入90Vrms-264Vrms的高低兩端OPP保護點差值較小，OPP補償效果較好，但此時損耗在補償電阻Rc上的功耗約為136mW-201mW，無法應用到要求低待機功耗的電子產品上。補償電阻Rc電阻值在2.2MΩ以上時，輸入90Vrms-264Vrms的高低兩端OPP保護點差值較大，OPP補償不足，且補償電阻Rc電阻值越大則OPP補償效果越差。補償電阻Rc電阻值無窮大或開路時，相當於返馳式電源1未加入補償電阻Rc的情況，此時無OPP補償。

本發明的目的就是在提出一種過功率保護(OPP)補償電路，適用於返馳式電源，可補償因輸入寬範圍電壓所導致的OPP保護點漂移問題，且可在例如待機模式的輕載或空載情況下關閉OPP補償電路。

本發明的另一目的就是在提出一種返馳式電源，採用OPP補償電路，可補償因輸入寬範圍電壓所導致的OPP保護點漂移問題，且可在例如待機模式的輕載或空載情況下關閉OPP補償電路。

本發明提出一種OPP補償電路，適用於返馳式電源。返馳式電源包括變壓器、開關、輸出整流濾波電路、回饋電路及脈寬調變(PWM)控制器。其中，變壓器包括設在其初級側的初級繞組及設在其次級側的次級繞組。初級繞組打點端耦接以接收寬範圍輸入電壓且其非打點端耦接開關第一端。開關第二端接地。次級繞組打點端接地且其非打點端耦接輸出整流濾波電路輸入端。輸出整流濾波電路輸出端提供輸出電壓到負載。回饋電路取樣輸出電壓以產生與負載量對應的回饋信號。PWM控制器具有檢測端及回饋端，通過檢測端檢測流過開關的電流以提供OPP，且通過回饋端接收回饋信號以控制開關的切換。

OPP補償電路包括補償繞組、整流濾波電路、補償電阻及開關電路。其中，補償繞組設在變壓器初級側，補償繞組打點端耦接整流濾波電路輸入端且其非打點端接地。補償電阻第一端耦接檢測端，補償電阻第二端耦接開關電路第二端。開關電路第一端耦接整流濾波電路輸出端，開關電路控制端耦接回饋端。當回饋信號表示負載量小於預定值時，開關電路關斷，當回饋信號表示負載量大於預定值時，開關電路導通。

本發明另提出一種返馳式電源，包括上述的變壓器、開關、輸出整流濾波電路、回饋電路、PWM控制器及OPP補償電路。

本發明因採用補償繞組來感應出與寬範圍輸入電壓對應的電壓，此感應電壓再通過整流濾波電路、開關電路及補償電阻在PWM控制器的檢測端提供一個偏壓補償因輸入寬範圍電壓所導致的OPP保護點漂移問題，且在例如待機模式的輕載或空載情況下(即負載量小於預定值時)，通過開關電路的關斷來關閉OPP補償電路，故可應用到要求低待機功耗的液晶顯示產品返馳式電源當中。

為讓本發明之上述和其他目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下。

圖4為依照本發明一實施例的採用寬範圍輸入電壓且採用OPP補償的返馳式電源的電路圖。請參見圖4，返馳式電源4即是在圖1所示返馳式電源1中加入OPP補償電路，其中OPP補償電路包括補償繞組Np2、整流濾波電路41、開關電路42及補償電阻Rc。因此，返馳式電源4包括EMI濾波器11、橋式整流器12、電容C3、返馳式直流至直流轉換電路(其包括變壓器T1、開關Q1及輸出整流濾波電路13)、回饋電路14、PWM控制器U1、檢測電阻Rs、低通濾波電路(其包括電阻R1及電容C1)及OPP補償電路。返馳式電源4採用寬範圍交流電壓Vac輸入。寬範圍交流電壓Vac通過EMI濾波器11濾除EMI雜訊，再通過橋式整流器12的整流及電容C3的濾波而轉換成寬範圍輸入電壓Vin。寬範圍交流電壓Vac通常採用90Vrms-264Vrms，使得寬範圍輸入電壓Vin約為120V-370V。

寬範圍輸入電壓Vin通過返馳式直流至直流轉換電路轉換成輸出電壓Vout提供到負載。變壓器T1包括設在其初級側的初級繞組Np1和補償繞組Np2及設在其次級側的次級繞組Ns1。初級繞組Np1打點端耦接電容C3正端以接收寬範圍輸入電壓Vin且其非打點端耦接開關Q1第一端。開關Q1第二端通過檢測電阻Rs接地(初級側地)。補償繞組Np2打點端耦接整流濾波電路41輸入端且其非打點端接地(初級側地)。次級繞組Ns1打點端接地(次級側地)且其非打點端耦接輸出整流濾波電路13輸入端。輸出整流濾波電路13輸出端提供輸出電壓Vout到負載。在本實施例中，輸出整流濾波電路13包括整流二極體及由兩電容與一電感所組成的CLC低通濾波器。

回饋電路14取樣輸出電壓Vout以產生與負載量對應的回饋信號Ic。在本實施例中，回饋電路14包括電阻R2～R5、電容C2、光耦合器U2及並聯穩壓器U3，其中光耦合器U2包括發光二極體IR及光電晶體PT，並聯穩壓器U3具有陽極端A、陰極端K及參考端R，並聯穩壓器U3例如是型號TL431積體電路，其內部電路示意圖如圖5所示。請同時參見圖4及圖5，回饋電路14通過電阻R3和R4取樣輸出電壓Vout，取樣後的輸出電壓Vout1輸入到並聯穩壓器U3的參考端R。並聯穩壓器U3通過其內部運算放大器OP1將取樣後的輸出電壓Vout1和其內部參考電壓源所提供的參考電壓Vref1兩者的差異放大並輸出對應的基極電流Ib驅動其內部電晶體Q4，進而產生對應的流過電晶體Q4的電流If，因此電流If大小對應於負載量。電流If通過光耦合器U2的發光二極體IR在其光電晶體PT產生對應的集極電流Ic，因此電流Ic大小對應於負載量，可作為回饋信號來調整開關Q1的切換，進而調整輸出電壓Vout。另外，電阻R5及電容C2串接於並聯穩壓器U3輸入的參考端R及輸出的陰極端K之間，提供負回饋電路做頻率補償。

PWM控制器U1具有檢測端CS、回饋端FB及驅動端GATE。PWM控制器U1通過檢測端CS耦接檢測電阻Rs以檢測流過開關Q1的初級電流Ip，進而提供變壓器T1初級側過電流保護(Over Current Protection，簡稱OCP)，即提供變壓器T1次級側輸出的OPP。PWM控制器U1通過回饋端FB將電流形式的回饋信號(下稱回饋電流)Ic轉換成對應的電壓形式的回饋信號(下稱回饋電壓)Vfb。在檢測端CS檢測到初級電流Ip未達到OCP保護點時，PWM控制器U1根據檢測端CS接收的檢測電壓Vcs/Vcs1及回饋端FB接收的回饋電壓Vfb，從驅動端GATE輸出PWM信號Vgate控制開關Q1的切換，進而調整輸出電壓Vout。在檢測端CS檢測到初級電流Ip達到OCP保護點時PWM控制器U1，停止從驅動端GATE輸出PWM信號Vgate，即停止電源轉換而關閉返馳式電源1，輸出電壓Vout為零。

PWM控制器U1例如是型號LD7576積體電路，其內部電路示意圖如圖6所示。請參見圖6，PWM控制器U1包括上拉電阻Rfb及PWM比較器CMP1，其中上拉電阻Rfb第一端耦接供電電壓Vbias，上拉電阻Rfb第二端耦接回饋端FB且通過兩二極體及兩電阻耦接PWM比較器CMP1負輸入端，因此回饋端FB接收的回饋電壓Vfb通過兩二極體及兩電阻取樣後產生電壓Vfb2輸入PWM比較器CMP1負輸入端，電壓Vfb2對應於回饋電壓Vfb。另外，檢測端CS接收的濾波後的檢測電壓Vcs1通過領先前緣屏蔽(Leading Edge Blanking，簡稱LEB)模組將檢測電壓Vcs1波形前緣屏蔽一小段時間以避免開關Q1切換所產生的高頻雜訊造成PWM控制器U1誤動作，LEB模組處理後的檢測電壓Vcs2再通過與內部一斜率補償電壓Vslope疊加後產生電壓Vcs3輸入PWM比較器CMP1正輸入端。

PWM控制器U1還包括OCP比較器CMP2，其中OCP比較器CMP2正輸入端通過LEB模組耦接檢測端CS，OCP比較器CMP2負輸入端耦接參考電壓Vref2，因此通過LEB模組處理後的檢測電壓Vcs2輸入OCP比較器CMP2正輸入端。PWM比較器CMP1及OCP比較器CMP2的輸出通過或閘OR1的或運算處理後，再與內部時脈信號Vclk一起通過PWM產生模組產生從驅動端GATE輸出的PWM信號Vgate。

圖7為圖4所示返馳式電源在不同負載量的控制時序圖。請同時參見圖6及圖7，當PWM控制器U1內部時脈信號Vclk傳送一個觸發信號Vp時，PWM控制器U1從驅動端GATE輸出的PWM信號Vgate此時為高準位而控制開關Q1導通。此時流過開關Q1的初級電流Ip開始增加，使檢測電壓Vcs及Vcs1開始上升，進而使電壓Vcs3開始上升。當電壓Vcs3大於電壓Vfb2時，PWM控制器U1從驅動端GATE輸出的PWM信號Vgate此時為低準位而控制開關Q1關斷。此時流過開關Q1的初級電流Ip為零，使檢測電壓Vcs及Vcs1為零，進而使電壓Vcs3為零。當電壓Vcs2大於參考電壓Vref2時，表示檢測到變壓器T1初級側有過電流問題，即變壓器T1次級側輸出會有過功率問題，因此PWM控制器U1停止從驅動端GATE輸出PWM信號Vgate，關閉返馳式電源4。當電壓Vcs2小於參考電壓Vref2時，表示沒有過電流及過功率問題，PWM控制器U1從驅動端GATE輸出PWM信號Vgate。

請再參見圖4，OPP補償電路包括補償繞組Np2、整流濾波電路41、開關電路42及補償電阻Rc。其中，補償繞組Np2設在變壓器T1初級側，其打點端耦接整流濾波電路41輸入端且其非打點端接地(初級側地)。補償電阻Rc第一端耦接PWM控制器U1的檢測端CS，補償電阻Rc第二端耦接開關電路42第二端422。開關電路42第一端421耦接整流濾波電路41輸出端，開關電路42控制端423耦接PWM控制器U1的回饋端FB。當回饋信號表示負載量小於預定值時，開關電路42關斷，當回饋信號表示負載量大於預定值時，開關電路42導通，其中本例回饋信號採用回饋電壓Vfb。

直流輸入電壓Vin通過開關Q1的切換在初級繞組Np1上產生一交流電壓Vnp1，並在補償繞組Np2上感應產生一交流電壓(下稱感應電壓) Vnp2，Vnp2=Vnp1×Np2/Np1，此感應電壓Vnp2再通過整流濾波電路41的整流濾波後產生一直流電壓Vnp2’。由於直流電壓Vnp2’與寬範圍輸入電壓Vin有關，因此可模仿先前技術的做法，在開關電路42導通時，直流電壓Vnp2’落於電阻Rc、R1和Rs上而產生一補償電流Irc，Irc=Vnp2’/(Rc+R1+Rs)，此補償電流Irc通過電阻R1和Rs產生一電壓疊加到檢測端CS做OPP補償。

在本實施例中，整流濾波電路41包括整流二極體D1及電容C4，整流二極體D1陽極端耦接整流濾波電路41輸入端，整流二極體D1陰極端耦接電容C4第一端及整流濾波電路41輸出端，電容C4第二端接地。開關電路42包括第一型開關Q2及第二型開關Q3，其中第一型開關Q2控制端收到高準位信號時導通且在收到低準位信號時關斷，而第二型開關Q3控制端收到低準位信號時導通且在收到高準位信號時關斷。第一型開關Q2第一端耦接第二型開關Q3控制端，第一型開關Q2第二端接地(初級側地)，第一型開關Q2控制端耦接開關電路42控制端423。第二型開關Q3第一端耦接開關電路42第一端421，第二型開關Q3第二端耦接開關電路42第二端422。

在本實施例中，第一型開關Q2由N通道場效應電晶體所實現，但亦可由NPN雙載子接面電晶體所實現。第二型開關Q3由PNP雙載子接面電晶體所實現，但亦可由P通道場效應電晶體所實現。開關電路42因此還包括電阻R6和R7以便在第一型開關Q2導通時可分壓提供第二型開關Q3導通所需的偏壓，另外還包括電阻R8和R9以便取樣回饋電壓Vfb，取樣後的回饋電壓Vfb1控制第一型開關Q2導通或關斷，電容C5用以濾除高頻雜訊。另外，補償繞組Np2圈數較佳為一圈，因為補償繞組Np2圈數越多則成本越高，且補償繞組Np2感應出來電壓Vnp2越高，損耗在補償電阻Rc上的功耗可能會增加。

請同時參見圖4及圖7，在t1期間，輸出負載量不變，返馳式電源4輸出電流不變，此時變壓器T1輸出功率等於電源4輸出功率，輸出電壓Vout為一個穩定的電壓，光耦合器U2的電流If及Ic為一個穩定的電流。

在t2期間，輸出負載量突然變大，返馳式電源4輸出電流變大，此時變壓器T1輸出功率小於電源4輸出功率，輸出電壓Vout瞬間下降，電流If及Ic開始下降，由於PWM控制器U1的回饋端FB內接上拉電阻Rfb，電流If及Ic開始下降會使在回饋端FB上的回饋電壓Vfb開始上升，因此PWM控制器U1從驅動端GATE輸出的PWM信號Vgate的責任週期(duty cycle)開始增大，使變壓器T1輸出功率開始增大，進而使輸出電壓Vout上升。

在t3期間，輸出電壓Vout上升到t1期間的準位，電流If及Ic開始保持較低的準位不變，使回饋電壓Vfb開始保持較高的準位不變，因此PWM控制器U1輸出的PWM信號Vgate開始保持較大的責任週期不變，使變壓器T1輸出功率等於電源4輸出功率。

在t4期間，輸出負載量突然變小，返馳式電源4輸出電流變小，此時變壓器T1輸出功率大於電源4輸出功率，輸出電壓Vout瞬間上升，電流If及Ic開始上升，使回饋電壓Vfb開始下降，因此PWM控制器U1輸出的PWM信號Vgate的責任週期開始減小，使變壓器T1輸出功率開始減小，進而使輸出電壓Vout下降。

在t5期間，輸出電壓Vout下降到t1期間的準位，電流If及/Ic開始保持較高的準位不變，使回饋電壓Vfb開始保持較低的準位不變，因此PWM控制器U1輸出的PWM信號Vgate開始保持較小責任週期不變，使變壓器T1輸出功率等於電源4輸出功率。

由此可知，當輸出負載量變大時，回饋電壓Vfb上升，當輸出負載量變小時，回饋電壓Vfb下降，OPP補償電路利用了輕重載變化引起回饋電壓Vfb變化的特性來設計開關電路42控制OPP補償電路的導通或關斷。例如，設計輸出負載量小於預定值時，返馳式電源4必然工作在待機模式而為輕載或空載，此時電流Ic會在較高的準位不變，使回饋電壓Vfb在較低的準位不變，因此可設計回饋電壓Vfb取樣後的電壓Vfb1將使第一型開關Q1關斷，進而使開關電路42關斷，不再進行OPP補償，即此時OPP補償電路幾乎沒有功耗，故可應用到要求低待機功耗的液晶顯示產品返馳式電源當中。而輸出負載量大於預定值時，返馳式電源4必然工作在正常模式而為重載，此時電流Ic會在較低的準位不變，使回饋電壓Vfb在較高的準位不變，因此可設計回饋電壓Vfb取樣後的電壓Vfb1將使第一型開關Q1導通，進而使開關電路42導通，故補償繞組Np2的感應電壓Vnp2可通過導通的開關電路42及補償電阻Rc在檢測端CS提供一個偏壓補償OPP保護點的漂移。

圖8為圖4所示返馳式電源4的OPP補償的實驗數據，其是在補償繞組Np2圈數為1圈且開關電路42導通為前提下的量測結果。請參見圖8，通過調整補償電阻Rc電阻值可發現：補償電阻Rc電阻值在3.9KΩ以下時，輸入90Vrms-264Vrms的高低兩端OPP保護點差值較大，且OPP保護點在輸入264Vrms時反而比輸入90Vrms時大得多，OPP補償過度。補償電阻Rc電阻值在4.3KΩ-5.6KΩ時，輸入90Vrms-264Vrms的高低兩端OPP保護點差值很小，OPP補償效果很好，且此時損耗在補償電阻Rc上的功耗約為9.78mW-12.73mW。補償電阻Rc電阻值在9.1KΩ以上時，輸入90Vrms-264Vrms的高低兩端OPP保護點差值較大，OPP補償不足，且補償電阻Rc電阻值越大則OPP補償效果越差。補償電阻Rc電阻值無窮大或開路時，相當於返馳式電源1未加入補償電阻Rc的情況，此時無OPP補償。

由於本發明的OPP補償電路在補償繞組Np2圈數為1圈且補償電阻Rc電阻值可適度補償OPP的設計下，損耗在補償電阻Rc上的功耗僅為10mW左右，因此，對於待機功耗要求較不嚴格(如低於0.5W)的液晶顯示產品，其OPP補償電路設計可以考慮不增加開關電路42以降低成本。若不增加開關電路42，則將整流濾波電路41輸出端改成直接耦接補償電阻Rc第二端。但是，對於待機功耗要求較嚴格(如低於0.3W或甚至更低)的液晶顯示產品，其OPP補償電路設計則需要增加開關電路42，以便在待機模式下關閉OPP補償電路，此時OPP補償電路幾乎沒有功耗，使低於0.3W或甚至更低的待機功耗較容易實現。

綜上所述，本發明因採用補償繞組來感應出與寬範圍輸入電壓對應的電壓，此感應電壓再通過整流濾波電路、開關電路及補償電阻在PWM控制器的檢測端提供一個偏壓補償因輸入寬範圍電壓所導致的OPP保護點漂移問題，且在例如待機模式的輕載或空載情況下(即負載量小於預定值時)，通過開關電路的關斷來關閉OPP補償電路，故可應用到要求低待機功耗的液晶顯示產品返馳式電源當中。

雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

1、2、4．．．返馳式電源

11．．．EMI濾波器

12．．．橋式整流器

13．．．輸出整流濾波電路

14．．．回饋電路

41．．．整流濾波電路

42．．．開關電路

421．．．開關電路的第一端

422．．．開關電路的第二端

423．．．開關電路的控制端

C1～C5．．．電容

CMP1．．．PWM比較器

CMP2．．．OCP比較器

D1．．．整流二極體

OP1．．．運算放大器

OR1．．．或閘

Q1．．．開關

Q2．．．第一型開關

Q3．．．第二型開關

Q4．．．電晶體

R1～R9．．．電阻

Rc．．．補償電阻

Rfb．．．上拉電阻

Rs．．．檢測電阻

T1．．．變壓器

Np1．．．初級繞組

Np2．．．補償繞組

Ns1．．．次級繞組

U1．．．PWM控制器

CS．．．PWM控制器的檢測端

FB．．．PWM控制器的回饋端

GATE．．．PWM控制器的驅動端

U2．．．光耦合器

IR．．．發光二極體

PT．．．光電晶體

U3．．．並聯穩壓器

A．．．並聯穩壓器的陽極端

K．．．並聯穩壓器的陰極端

R．．．並聯穩壓器的參考端

Ib．．．電晶體的基極電流

Ic．．．光電晶體的集極電流

If．．．發光二極體的正向電流

Ip．．．初級電流

Irc．．．補償電流

Vac．．．寬範圍交流電壓

Vbias．．．供電電壓

Vclk．．．時脈信號

Vcs．．．檢測電壓

Vcs1．．．濾波後的檢測電壓

Vcs2．．．OCP比較器正輸入端電壓

Vcs3．．．PWM比較器正輸入端電壓

Vfb．．．回饋電壓

Vfb1．．．取樣後的回饋電壓

Vfb2．．．PWM比較器負輸入端電壓

Vgate．．．PWM信號

Vin．．．寬範圍輸入電壓

Vnp1．．．初級繞組上的交流電壓

Vnp2．．．補償繞組上的感應電壓

Vnp2’．．．整流濾波後的感應電壓

Vout．．．輸出電壓

Vout1．．．取樣後的輸出電壓

Vp．．．觸發信號

Vref1、Vref2．．．參考電壓

Vslope．．．斜率補償電壓

t1～t5．．．期間

圖1為一種現有的採用寬範圍輸入電壓但不採用OPP補償的返馳式電源的電路圖。

圖2為圖1所示返馳式電源採用OPP補償的電路圖。

圖3為圖2所示返馳式電源的OPP補償的實驗數據。

圖4為依照本發明一實施例的採用寬範圍輸入電壓且採用OPP補償的返馳式電源的電路圖。

圖5為圖4所示並聯穩壓器的內部電路示意圖。

圖6為圖4所示PWM控制器的內部電路示意圖。

圖7為圖4所示返馳式電源在不同負載量的控制時序圖。

圖8為圖4所示返馳式電源的OPP補償的實驗數據。

4．．．返馳式電源

11．．．EMI濾波器

12．．．橋式整流器

13．．．輸出整流濾波電路

14．．．回饋電路

41．．．整流濾波電路

42．．．開關電路

421．．．開關電路的第一端

422．．．開關電路的第二端

423．．．開關電路的控制端

C1～C5．．．電容

D1．．．整流二極體

Q1．．．開關

Q2．．．第一型開關

Q3．．．第二型開關

R1～R9．．．電阻

Rc．．．補償電阻

Rs．．．檢測電阻

T1．．．變壓器

Np1．．．初級繞組

Np2．．．補償繞組

NS1．．．次級繞組

U1．．．PWM控制器

CS．．．PWM控制器的檢測端

FB．．．PWM控制器的回饋端

GATE．．．PWM控制器的驅動端

U2．．．光耦合器

IR．．．發光二極體

PT．．．光電晶體

U3．．．並聯穩壓器

A．．．並聯穩壓器的陽極端

K．．．並聯穩壓器的陰極端

R．．．並聯穩壓器的參考端

Ic．．．光電晶體的集極電流

If．．．發光二極體的正向電流

Ip．．．初級電流

Irc．．．補償電流

Vac．．．寬範圍交流電壓

Vcs．．．檢測電壓

Vcs1．．．濾波後的檢測電壓

Vfb．．．回饋電壓

Vfb1．．．取樣後的回饋電壓

Vgate．．．PWM信號

Vin．．．寬範圍輸入電壓

Vnp1．．．初級繞組上的交流電壓

Vnp2．．．補償繞組上的感應電壓

Vnp2’．．．整流濾波後的感應電壓

Vout．．．輸出電壓

Vout1．．．取樣後的輸出電壓

Claims (10)

1. 一種過功率保護補償電路，適用於一返馳式電源，該返馳式電源包括一變壓器、一開關、一輸出整流濾波電路、一回饋電路及一脈寬調變控制器，該變壓器包括設在其初級側的一初級繞組及設在其次級側的一次級繞組，該初級繞組打點端耦接以接收一寬範圍輸入電壓且其非打點端耦接該開關第一端，該開關第二端接地，該次級繞組打點端接地且其非打點端耦接該輸出整流濾波電路輸入端，該輸出整流濾波電路輸出端提供一輸出電壓到一負載，該回饋電路取樣該輸出電壓以產生與該負載量對應的一回饋信號，該脈寬調變控制器具有一檢測端及一回饋端，通過該檢測端檢測流過該開關的電流以提供過功率保護，且通過該回饋端接收該回饋信號以控制該開關的切換，該過功率保護補償電路包括：一補償繞組，設在該變壓器初級側，其非打點端接地；一整流濾波電路，其輸入端耦接該補償繞組打點端；一補償電阻，其第一端耦接該檢測端；以及一開關電路，該開關電路第一端耦接該整流濾波電路輸出端，該開關電路第二端耦接該補償電阻第二端，該開關電路控制端耦接該回饋端，當該回饋信號表示該負載量小於一預定值時，該開關電路關斷，當該回饋信號表示該負載量大於該預定值時，該開關電路導通。
2. 如申請專利範圍第1項所述之過功率保護補償電路，其中該補償繞組圈數為一圈。
3. 如申請專利範圍第1項所述之過功率保護補償電路，其中該整流濾波電路包括一整流二極體及一電容，該整流二極體陽極端耦接該整流濾波電路輸入端，該整流二極體陰極端耦接該電容第一端及該整流濾波電路輸出端，該電容第二端接地。
4. 如申請專利範圍第1項所述之過功率保護補償電路，其中該開關電路包括一第一型開關及一第二型開關，該第一型開關在其控制端收到高準位信號時導通，該第二型開關在其控制端收到低準位信號時導通，該第一型開關第一端耦接該第二型開關控制端，該第一型開關第二端接地，該第一型開關控制端耦接該開關電路控制端，該第二型開關第一端耦接該開關電路第一端，該第二型開關第二端耦接該開關電路第二端。
5. 如申請專利範圍第4項所述之過功率保護補償電路，其中該第一型開關由N通道場效應電晶體或NPN雙載子接面電晶體所實現，該第二型開關由P通道場效應電晶體或PNP雙載子接面電晶體所實現。
6. 如申請專利範圍第1項所述之過功率保護補償電路，其中該脈寬調變控制器包括一上拉電阻及一脈寬調變比較器，該上拉電阻第一端耦接一供電電壓，該上拉電阻第二端耦接該回饋端及該脈寬調變比較器負輸入端，該脈寬調變比較器正輸入端耦接該檢測端，當該脈寬調變比較器正輸入端電壓大於該脈寬調變比較器負輸入端電壓時，該脈寬調變控制器控制該開關關斷，當該脈寬調變控制器內部一時脈信號傳送一觸發信號時，該脈寬調變控制器控制該開關導通。
7. 如申請專利範圍第1項所述之過功率保護補償電路，其中該脈寬調變控制器包括一過電流保護比較器，該過電流保護比較器正輸入端耦接該檢測端，該過電流保護比較器負輸入端耦接一參考電壓，當該過電流保護比較器正輸入端電壓小於該參考電壓時，該脈寬調變控制器輸出一脈寬調變信號控制該開關的切換，當該過電流保護比較器正輸入端電壓大於該參考電壓時，該脈寬調變控制器停止輸出該脈寬調變信號。
8. 如申請專利範圍第1項所述之過功率保護補償電路，其中該脈寬調變控制器通過該檢測端耦接一檢測電阻以檢測流過該開關的電流，該開關第二端通過該檢測電阻接地。
9. 如申請專利範圍第1項所述之過功率保護補償電路，其中當該返馳式電源工作在待機模式時，該回饋信號表示該負載量小於該預定值，當該返馳式電源工作在正常模式時，該回饋信號表示該負載量大於該預定值。
10. 一種返馳式電源，包括：一開關；一輸出整流濾波電路；一變壓器，包括設在其初級側的一初級繞組及設在其次級側的一次級繞組，該初級繞組打點端耦接以接收一寬範圍輸入電壓且其非打點端耦接該開關第一端，該開關第二端接地，該次級繞組打點端接地且其非打點端耦接該輸出整流濾波電路輸入端，該輸出整流濾波電路輸出端提供一輸出電壓到一負載；一回饋電路，取樣該輸出電壓以產生與該負載量對應的一回饋信號；一脈寬調變控制器，具有一檢測端及一回饋端，通過該檢測端檢測流過該開關的電流以提供過功率保護，且通過該回饋端接收該回饋信號以控制該開關的切換；以及一過功率保護補償電路，包括：一補償繞組，設在該變壓器初級側，其非打點端接地；一整流濾波電路，其輸入端耦接該補償繞組打點端；一補償電阻，其第一端耦接該檢測端；以及一開關電路，該開關電路第一端耦接該整流濾波電路輸出端，該開關電路第二端耦接該補償電阻第二端，該開關電路控制端耦接該回饋端，當該回饋信號表示該負載量小於一預定值時，該開關電路關斷，當該回饋信號表示該負載量大於該預定值時，該開關電路導通。