TWI551022B - Dynamic drive capability adjustment of the power control device - Google Patents

Description

動態驅動能力調節的電源控制裝置

本發明係有關於一種動態驅動能力調節的電源控制裝置，尤其是利用調節處理，針對切換電晶體的狀態，同時考慮電磁干擾(EMI)及切換損失，以動態調節脈衝寬度調變驅動信號，進而改善電氣品質及整體源轉換效率。

電源轉換技術對於日益蓬勃發展的電子產業相當重要，因為不同的電子產品需要不同電壓或電流的電源而運作。比如，積體電路(IC)需要5V或3V，電動馬達需要12V直流電，而液晶顯示器中的燈管需要更高壓的電源，如1150V。因此，需要不同電源轉換器以滿足所需。

在習知技術中，切換式(交換式)電源轉換技術是目前電子業界常用的電源轉換技術之一，主要是利用高頻率的脈衝寬度調變(PWM)信號以驅動切換電晶體(或稱驅動電晶體)的導通，進而控制與切換電晶串聯連接之電感(或變壓器)的電流，由於電感本身具有保持電流的作用，防止瞬間改變，所以當切換電晶體被瞬間關閉時，此時原有電流不會立即改變，而是相對緩慢的變化，使得電感被充電或放電，達到改變輸出電壓的目的。

參考第一圖，習用技術調節切換電晶體之驅動能力的示意圖，其中提供驅動信號VD1的預驅動器(pre-driver)之驅動能力是固定的供應電流/移除電流(source current/sink current)架構，。如第一圖所示，為調節切換電晶體M1的驅動能力，可配置第一閘極電阻RG1、第二閘極電阻RG2、切換二極體D1以及接地電阻(或稱下拉電阻)RGG，其中第一閘極電阻RG1及第二閘極電阻RG2是串聯而連接到切換電晶體M1的閘極G，切換二極體D1是與第二閘極電阻RG2並聯連接，且接地電阻RGG連接至切換電 晶體M1的閘極G以及接地GND。因此，在打開切換電晶體M1時，驅動信號VD1可控制驅動電流IG1經由第一閘極電阻RG1及第二閘極電阻RG2而到達切換電晶體M1的閘極G，其中切換二極體D1因反偏而關閉，進而提高閘極G的電壓而使切換電晶體M1導通。另外，在關閉切換電晶體M1時，可降低驅動信號VD1，使得閘極G的電壓因關閉電流IG2而降低，進而關閉切換電晶體M1，其中切換二極體D1因順偏而導通，所以關閉電流IG2會經由切換二極體D1及第二閘極電阻RG2，而不會流過第一閘極電阻RG1，同時，關閉電流IG2藉接地電阻RGG而導向接地GND。

舉例而言，針對切換電晶體M1的關閉操作，當第一閘極電阻RG1設定為0歐姆及第二閘極電阻RG2設定為22歐姆時，切換電晶體M1的汲源電壓Vds之下降時間為80ns，且切換電晶體M1的閘源電壓Vgs之米勒平臺約為200ns，而當第一閘極電阻RG1設定為100歐姆及第二閘極電阻RG2的總電阻值設定為22歐姆時，下降時間可拉長為104ns，同時切換電晶體M1的閘源電壓Vgs之米勒平臺拉長到約300ns。因此，可降低第一閘極電阻RG1及第二閘極電阻RG2的電阻，以提高轉換效換，但是無法改善EMI。然而，增加第一閘極電阻RG1及第二閘極電阻RG2的電阻，雖可拉長下降時間而改善EMI，但是當米勒平臺過長時，會導致切換電晶體M1之導通電阻無法迅速減小，不利於轉換效率。

很明顯的，上述的習知技術可藉調整第一閘極電阻RG1而控制切換電晶體M1的導通速度，同時利用第二閘極電阻RG2調整切換電晶體M1的關閉速度。然而，習知技術的缺點在於只能配置不同的第一閘極電阻RG1及第二閘極電阻RG2而改變驅動信號VD1對切換電晶體M1的打開時間及關閉時間，雖然可適度減少切換損失，但是無法同時降低電磁干擾。亦即，當需要導通切換電晶體時，在原有關閉狀態下的導通電流為0或趨近於0，所以如果此時的驅動電壓上升較快時，對減少切換損失的幫助不大，反而會增加EMI的不良影響。另一方面，當切換電晶體已部分導通或完全導通時，導通電流已相當大，此時如果驅動電壓的上升較慢或下降較慢，都會在整個切換過程中造成不小的電力損耗。

因此，產業界很需要一種動態驅動能力調節的電源控制裝 置，利用回授信號進行調節處理，可針對切換電晶體的狀態，同時考慮電磁干擾(EMI)及切換損失，而動態調節脈衝寬度調變驅動信號，提升電氣品質，藉以解決上述習用技術的問題。

本發明之主要目的在於提供一種動態驅動能力調節的電源控制裝置，包括變壓器、脈波寬度調變(PWM)驅動控制器、切換電晶體、隔離元件、輸出二極體、輸出電容，用以增加電磁干擾邊際，減少切換損，提升整體的電源轉換效率。具體而言，PWM驅動控制器連接切換電晶體，而切換電晶體連接變壓器，而變壓器包含初級側電感及二次側電感，其中初級側電感連接輸入電源，並與切換電晶體串聯，因而由切換電晶體控制初級側電感的電流。此外，二次側電感連接輸出二極體，提供輸出電源以供應負載。尤其是，隔離元件連接負載的一端，將輸出電源轉換成回授信號而回傳至PWM驅動控制器，使得PWM驅動控制器可依據回授信號，進行調節處理，產生PWM驅動信號，以驅動切換電晶體。

上述PWM驅動控制器的調節處理包括：在一開始時，因連續導通模式(CCM)下的初始電流較小或非連續導通模式(DCM)下初始電流為0，所以需優先考慮EMI因素，使得PWM驅動控制器的驅動電壓由0V上升到約5V的第一上升時間可適當拉長；接著，因切換電晶體的電壓和電流切換已經完成，為減小導通損耗，需要快速拉高驅動電壓到8V以上，以確保切換電晶體進入飽和導通，使得導通電阻儘量減小，亦即縮短驅動電壓由5V上升到超過約8V的第二上升時間；接著，當要關閉切換電晶體時，因驅動電壓的下降時間過長會增加導通損耗，所以需要縮短驅動電壓的下降時間，亦即縮短驅動電壓由超過8V下降到約5V的第一下降時間；以及適當縮短驅動電壓由約5V降低到0V的第二下降時間。

整體而言，本發明是藉拉長第一上升時間，而改善EMI效應，並利用縮短第二上升時間、第一下降時間及第二下降時間，而減少切換損失，很適合應用於需要進行電源轉換並需同時兼顧EMI及轉換效率的領域。

10‧‧‧脈波寬度調變驅動控制器

20‧‧‧切換電晶體(驅動電晶體)

30‧‧‧變壓器

31‧‧‧變壓器

31A‧‧‧一次側線圈

31B‧‧‧二次側線圈

31C‧‧‧輔助線圈

40‧‧‧隔離元件

50‧‧‧負載回饋單元

Cin‧‧‧輸入電容

CK1‧‧‧電源輸入電路

Co‧‧‧輸出電容

D‧‧‧輸出二極體

D1‧‧‧切換二極體

VFB‧‧‧負載回饋信號

G‧‧‧閘極

IG1‧‧‧驅動電流

IG2‧‧‧關閉電流

Ion‧‧‧導通電流

Lleak‧‧‧漏感

Lm‧‧‧激磁電感

Lp‧‧‧初級側電感

Ls‧‧‧二次測電感

M1‧‧‧切換電晶體

MP‧‧‧米勒平臺

R1、R2‧‧‧分壓電阻

RG1‧‧‧第一閘極電阻

RG2‧‧‧第二閘極電阻

RGG‧‧‧接地電阻

Ro‧‧‧外部負載

T1‧‧‧第一上升時間

T2‧‧‧第二上升時間

T3‧‧‧第一下降時間

T4‧‧‧第二下降時間

Tf‧‧‧汲源電壓下降時間

Tr‧‧‧汲源電壓上升時間

V1‧‧‧第一電壓

V2‧‧‧第二電壓

V_comp‧‧‧回授電壓

VD PWM‧‧‧驅動信號

VD1‧‧‧驅動信號

Vin‧‧‧輸入電壓

Vo‧‧‧輸出電壓

VH‧‧‧上限值

第一圖顯示習用技術調節切換電晶體之驅動能力的示意圖。

第二圖顯示依據本發明實施例動態驅動能力調節的電源控制裝置的示意圖。

第三圖顯示本發明中驅動電壓的第一上升時間、第二上升時間、第一下降時間及第二下降時間的操作波形示意圖。

第四圖顯示本發明中驅動電壓的導通操作的波形圖。

第五圖顯示本發明中驅動電壓的關閉操作的波形圖。

第六圖顯示本發明另一實施例動態驅動能力調節的電源控制裝置的示意圖。

以下配合圖式及元件符號對本發明之實施方式做更詳細的說明，俾使熟習該項技藝者在研讀本說明書後能據以實施。

參閱第二圖，本發明實施例動態驅動能力調節的電源控制裝置的示意圖。如第二圖所示，本發明動態驅動能力調節的電源控制裝置包括脈波寬度調變(PWM)驅動控制器10、切換電晶體20、變壓器30、隔離元件40、輸出二極體D、輸出電容Co，用以將具輸入電壓Vin的輸入電源轉換成具輸出電壓Vo的輸出電源，並供電給外部負載Ro，其中變壓器30、脈波寬度調變驅動控制器10、切換電晶體20及具輸入電壓Vin的輸入電源形成驅動控制迴路，而變壓器30、輸出二極體D、輸出電容Co及隔離元件40形成回授迴路以產生回授信號，比如圖中所示的回授電壓V_comp，且外部負載Ro是並聯至輸出電容Co，而輸出電容Co的端電壓即為輸出電源的輸出電壓Vo。

具體而言，PWM驅動控制器10連接切換電晶體20，並進行調節處理，產生PWM驅動信號VD，以控制切換電晶體20的導通。此外，變壓器30包括初級側電感Lp及二次側電感Ls，且初級側電感Lp包含串接的激磁電感Lm及漏感Lleak，激磁電感Lm是能將所產生的磁通耦合至二次側電感Ls，漏感Lleak是未能將磁通耦合至二次側電感Ls。尤其，初級側電感Lp的一端連接切換電晶體20的汲極，PWM驅動控制器10連接切換電晶體20的閘極，輸入電源的輸入電壓Vin跨接初級側電感Lp的另一端及切換電晶體20的源極，且初級側電感Lp的另一端進一步連接驅動控制器10。二次側電感Ls的一端連接輸出二極體D的正端，輸出二極體D的負端連接輸出電容Co的一端及隔離元件40的一端。隔離元件40將輸出電壓Vo轉換成回授信號，比如圖中的回授電壓V_comp，再經由隔離元件40的另一端而傳送至PWM驅動控制器10。

要注意的是，上述的回授信號也可為回授電壓V_comp以外的電氣信號，比如與輸出電源相關的回授電流或功率。此外，輸入電源可為一般市電經由電橋整流後所產生的直流電，亦即市電可為110V或220V交流電，而輸入電壓Vin可為110V或220V。為去除輸入電壓Vin的高頻雜訊，可使用輸入電容Cin跨接輸入電源，以穩定輸入電源。

PWM驅動控制器10可包括微控制器(MCU)或中央處理器(CPU)的單一晶片，或可由多個獨立電子元件所構成的電路，因此，PWM驅動控制器10是以數位方式而實現。切換電晶體20可N型切換元件，包含N通道金氧半電晶體(N-channel Metal-Oxide Semiconductor，NMOS)或NPN雙載子電晶體(Bipolar Transistor)。此外，隔離元件40可包括光耦合器或由至少一被動元件所構成的電路，比如電阻或電容。

為進一步清楚說明本發明的實際操作特點，將以NMOS的切換電晶體20當作範例。

PWM驅動控制器10依據來自隔離元件40的回授信號，決定目前負載Ro的負載狀態，同時如第三圖的波形所示，並參考第四圖及第五圖的導通操作及關閉操作的波形圖，藉以進行包括以下步驟的調節處理：在第一上升時間T1內，將PWM驅動控制器10的PWM驅動 信號VD的驅動電壓由0V上升到第一電壓V1；在第二上升時間T2內，將PWM驅動信號VD的驅動電壓由第一電壓V1上升到超過大於第一電壓V1的第二電壓V2，其中用以開始導通切換電晶體20而使切換電晶體20的汲源電壓Vds會下降；維持一預設時間，其中驅動電壓VD是進一步超出第二電壓V2，且驅動電壓VD不大於上限值VH；在第一下降時間T3內，將PWM驅動信號VD的驅動電壓由超過第二電壓V2下降到第一電壓V1；以及在第二下降時間T4內，將PWM驅動信號VD的驅動電壓由第一電壓V1降低到0V。

具體而言，第一電壓V1是用以開始導通切換電晶體20，使得切換電晶體20的汲源電壓Vds下降。此外，第一電壓V1約為切換電晶體20的米勒平臺，其中米勒平臺是指切換電晶體20在關閉至導通的切換過程中可維持某一定值的閘源電壓Vgs，且當切換電晶體20的汲極電流Id為零時，可拉長第一上升時間T1以降低電磁干擾(EMI)，因為在此期間的汲極電流Id為零，不會影響切換損失。亦即，可在符合EMI的要求範圍內，儘可能降低PWM驅動信號VD的驅動電壓由0V上升到第一電壓V1的上升速度。同時，儘可能縮短第二上升時間T2、第一下降時間T3及第二下降時間T4以降低切換損失至一極小值，因為在此期間的汲極電流Id不為零，所以速度太慢會導致耗電增加，降低整體轉換效率。因此，可藉加大或減少PWM驅動控制器10的驅動能力而分別動態調整控制第一上升時間T1、第二上升時間T2、第一下降時間T3及第二下降時間T4。

更要注意的是，如果使用PMOS當作切換電晶體20，則相對應的驅動電壓為反相，且上升及下降的操作為互反，藉以控制PMOS的導通及關閉的動作。

以下將詳細說明上述調節處理的具體功效。

首先，在連續導通模式(CCM)下的初始導通電流Ion較小(比如電源轉換一開始時)，或非連續導通模式(DCM)下初始導通電流Ion為0，所以可不需考慮切換損失，而只考慮EMI因素，亦即儘量壓制EMI的效應，此時，可適當拉長圖中的第一上升時間T1而達成。

對於PWM驅動信號VD由5V上升到約8V的第二上升時間T2，此時，切換電晶體20的電壓和電流切換已經完成，導通電流Ion上升，因此為了減小導通損耗，需要快速拉高驅動電壓到8V以上，以確保切換電晶體20快速進入飽和導通，儘量減小導通電阻，降低切換損失。

驅動電壓的第一下降時間T3實質上是第二上升時間T2的相反過程，此時，切換電晶體20的電壓和電流尚未進行切換，所以PWM驅動信號VD降低的時間如果太長，將增加導通損耗，因此，需縮短第一下降時間T3，使導通電流Ion快速減少。

驅動電壓的第二下降時間T4實質上是第一上升時間T1的相反過程，此時導通電流Ion較大，應優先考慮效率因素，亦即需要適當縮短第二下降時間T4，快速關閉切換電晶體20，使導通電流Ion降到0或約為0。

因此，本發明能依據回授信號進行調節處理，調節最佳化的脈衝寬度調變驅動信號，改變切換電晶體(驅動電晶體)的驅動能力，同時達成降低EMI及導通損失的雙重功能，不僅改善電氣操作品質，並提高整體電源轉換效率。

綜上所述，本發明的特點主要在於利用脈波寬度調變驅動控制器的調節處理，且在DCM下切換電晶體的初始導通電流為0時，儘可能降低切換電晶體的開通速度，因而減少電壓的切換斜率，達到增加EMI邊際的目的，降低EMI。此外，當切換電晶體在CCM下的初始導通電流不為0時，可加快切換電晶體的開通速度，減少切換損失，進而提升轉換效率，同時確保電氣品質。

雖然本發明基本上是以第二圖的電路結構進行詳細說明，尤其第二圖是使用二次側回授的方式，不過本發明實質上也可應用於其他電 路系統，亦即可涵蓋隔離系統(如具有變壓器)、隔離的降壓/升壓(buck/boost)系統、非隔離的系統等等，尤其是回授的方式也可使用一次側回授。

為進一步說明本發明的特點，請參考第六圖，本發明另一實施例動態驅動能力調節的電源控制裝置的示意圖，用以解釋本發明可利用一次側迴授的架構以實現電源控制。

如第六圖所示，本實施例動態驅動能力調節的電源控制裝置是類似於第二圖的架構，而主要的差異點在於本實施例使用包含一次側線圈31A、二次側線圈31B、輔助線圈31C的變壓器31，其中次側線圈31A連接輸入電源Vin，並與切換電晶體20串聯，切換電晶體20控制一次側線圈31A的電流，二次側線圈31B連接輸出二極體Co，提供輸出電源以供應負載Ro，且輔助線圈31C是與一次側線圈31A及二次側線圈31B相互耦合。此外，本實施例使用負載回饋單元50當作迴路架構，包含串接的二分壓電阻R1及R2構成，其中負載回饋單元50是連接至輔助線圈31C，且分壓電阻R1及R2的串接點產生負載回饋信號VFB，提供如第二圖實施例回授電壓V_comp的作用，使得PWM驅動控制器10接收負載回饋信號VFB，並據以產生PWM驅動信號VD，而控制切換電晶體20的導通。

具體而言，第六圖的PWM驅動控制器10是依據負載回饋信號VFB以決定目前負載Ro的負載狀態，而第三圖、第四圖及第五圖為實際的導通操作及關閉操作的波形圖，藉以進行相同的調節處理，在此不再贅述。

此外，進一步如第六圖所示，本實施例還可包含電源輸入電路CK1，用以對交流電的輸入電源Vin進行整流及濾波處理，得到直流電源而輸入到的變壓器31。

因此，本發明可利用第一側迴授或二次側回授的架構而構成控制迴路，實現對負載狀態的感測功能，因而能動態調整任何切換式電源系統的切換電晶體的驅動能力，進而達到動態調整驅動器能力的目的，改善整體操作效率。

以上所述者僅為用以解釋本發明之較佳實施例，並非企圖據 以對本發明做任何形式上之限制，是以，凡有在相同之發明精神下所作有關本發明之任何修飾或變更，皆仍應包括在本發明意圖保護之範疇。

10‧‧‧脈波寬度調變驅動控制器

20‧‧‧切換電晶體(驅動電晶體)

30‧‧‧變壓器

40‧‧‧隔離元件

Cin‧‧‧輸入電容

Co‧‧‧輸出電容

D‧‧‧輸出二極體

Lleak‧‧‧漏感

Lm‧‧‧激磁電感

Lp‧‧‧初級側電感

Ls‧‧‧二次測電感

Ro‧‧‧外部負載

V_comp‧‧‧回授電壓

Vin‧‧‧輸入電壓

Vo‧‧‧輸出電壓

Claims (5)

1. 一種動態驅動能力調節的電源控制裝置，用以將具一輸入電壓的一輸入電源轉換成具一輸出電壓的一輸出電源而提供一輸出功率給外部的一負載，該電源控制裝置包括：一切換電晶體，係為一N型切換元件，包含一N通道金氧半電晶體(N-channel Metal-Oxide Semiconductor，NMOS)或一NPN雙載子電晶體(Bipolar Transistor)；一脈波寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)驅動控制器，連接該切換電晶體，並進行一調節處理，產生一PWM驅動信號，以控制該切換電晶體的導通；一輸出二極體；一輸出電容，係並聯至該輸出二極體；一變壓器，包含一初級側電感及一二次側電感，其中該初級側電感連接該輸入電源，並與該切換電晶體串聯，而由該切換電晶體控制該初級側電感的電流，該二次側電感連接該輸出二極體，提供該輸出電源以供應該負載；以及一隔離元件，連接該負載的一端，將該輸出電源轉換成一回授信號而回傳至該PWM驅動控制器，其中該PWM驅動控制器的調節處理包括以下步驟：在一第一上升時間內，將該PWM驅動控制器的PWM驅動信號的一驅 動電壓由0V上升到一第一電壓；在一第二上升時間內，將該驅動電壓由該第一電壓上升到超過大於該第一電壓的一第二電壓，其中用以開始導通該切換電晶體而使該切換電晶體的汲源電壓會下降；維持一預設時間，其中該驅動電壓進一步超出該第二電壓，且該驅動電壓不大於一上限值；在一第一下降時間內，將該驅動電壓由超過該第二電壓下降到該第一電壓；以及在一第二下降時間內，將該驅動電壓由該第一電壓降低到0V，其中該第一電壓約為該切換電晶體的米勒平臺，而該米勒平臺是指該切換電晶體在關閉至導通的切換過程中維持某一定值的閘源電壓，且當該切換電晶體的汲極電流為零時，拉長該第一上升時間以降低電磁干擾(EMI)，同時縮短該第二上升時間、該第一下降時間及該第二下降時間以降低切換損失。
2. 一種動態驅動能力調節的電源控制裝置，用以將具一輸入電壓的一輸入電源轉換成具一輸出電壓的一輸出電源而提供一輸出功率給外部的一負載，該電源控制裝置包括：一切換電晶體，係為一N型切換元件，包含一N通道金氧半電晶體(NMOS)或一NPN雙載子電晶體； 一脈波寬度調變(PWM)驅動控制器，連接該切換電晶體，並進行一調節處理，產生一PWM驅動信號，以控制該切換電晶體的導通；一輸出二極體；一輸出電容，係並聯至該輸出二極體；一變壓器，包含一包含一次側線圈、二次側線圈及輔助線圈，該次側線圈連接該輸入電源或經由一電源輸入電路而連接該輸入電源，並與該切換電晶體串聯，該切換電晶體控制該一次側線圈的電流，該二次側線圈連接該輸出二極體，提供該輸出電源以供應該負載，而該輔助線圈是與該一次側線圈及該二次側線圈相互耦合；以及一負載回饋單元，連接至該輔助線圈，並包含串接的二分壓電阻，且該二分壓電阻的串接點產生一負載回饋信號，係當作一回授信號而回傳至該PWM驅動控制器，其中該PWM驅動控制器的調節處理包括以下步驟：在一第一上升時間內，將該PWM驅動控制器的PWM驅動信號的一驅動電壓由0V上升到一第一電壓；在一第二上升時間內，將該驅動電壓由該第一電壓上升到超過大於該第一電壓的一第二電壓，其中用以開始導通該切換電晶體而使該切換電晶體的汲源電壓會下降；維持一預設時間，其中該驅動電壓進一步超出該第二電壓，且該驅動電壓不大於一上限值； 在一第一下降時間內，將該驅動電壓由超過該第二電壓下降到該第一電壓；以及在一第二下降時間內，將該驅動電壓由該第一電壓降低到0V，其中該第一電壓約為該切換電晶體的米勒平臺，而該米勒平臺是指該切換電晶體在關閉至導通的切換過程中維持某一定值的閘源電壓，且當該切換電晶體的汲極電流為零時，拉長該第一上升時間以降低電磁干擾(EMI)，同時縮短該第二上升時間、該第一下降時間及該第二下降時間以降低切換損失。
3. 依據申請專利範圍第1項或第2項所述之動態驅動能力調節的電源控制裝置，其中該第一電壓為3V至6V，而該第二電壓為7V至9V。
4. 依據申請專利範圍第1項或第2項所述之動態驅動能力調節的電源控制裝置，其中該切換電晶體的一汲源電壓下降時間及一汲源電壓上升時間在該輸出功率為36W時係分別小於約200ns及約100ns，且該汲源電壓下降時間是指該切換電晶體在導通過程中的一汲源電壓由一最高汲源電壓下降至一最低汲源電壓的時間，而該汲源電壓上升時間是指該切換電晶體在關閉過程中該汲源電壓由一最低汲源電壓上升至一最高汲源電壓的時間。
5. 依據申請專利範圍第1項或第2項所述之動態驅動能力調節的電源控制裝置，其中該第一上升時間、該第二上升時間、該第一下降時間及該第二下降時間係藉加大或減少該PWM驅動控制器的驅動能力而分別動態調整控制。