TWI747997B - 驅動電路以及阻抗整合裝置 - Google Patents

驅動電路以及阻抗整合裝置 Download PDF

Info

Publication number
TWI747997B
TWI747997B TW106139887A TW106139887A TWI747997B TW I747997 B TWI747997 B TW I747997B TW 106139887 A TW106139887 A TW 106139887A TW 106139887 A TW106139887 A TW 106139887A TW I747997 B TWI747997 B TW I747997B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
state
switching element
pin diode
limiting resistor
current limiting
Prior art date
Application number
TW106139887A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201832466A (zh
Inventor
森井龍哉
中濱真之
Original Assignee
日商達誼恆股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日商達誼恆股份有限公司 filed Critical 日商達誼恆股份有限公司
Publication of TW201832466A publication Critical patent/TW201832466A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI747997B publication Critical patent/TWI747997B/zh

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32082—Radio frequency generated discharge
    • H01J37/32174—Circuits specially adapted for controlling the RF discharge
    • H01J37/32183—Matching circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/28—Impedance matching networks
    • H03H11/30—Automatic matching of source impedance to load impedance
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0115—Frequency selective two-port networks comprising only inductors and capacitors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks
    • H03H7/40—Automatic matching of load impedance to source impedance
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/74—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05H—PLASMA TECHNIQUE; PRODUCTION OF ACCELERATED ELECTRICALLY-CHARGED PARTICLES OR OF NEUTRONS; PRODUCTION OR ACCELERATION OF NEUTRAL MOLECULAR OR ATOMIC BEAMS
    • H05H1/00—Generating plasma; Handling plasma
    • H05H1/24—Generating plasma
    • H05H1/46—Generating plasma using applied electromagnetic fields, e.g. high frequency or microwave energy

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Plasma & Fusion (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Analytical Chemistry (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Plasma Technology (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

提供可以抑制熱切換(Hot Switching)引起的PIN 二極體的可靠性下降的驅動電路以及使用上述驅動電路的阻抗整合裝置。

轉換PIN二極體D的ON(通)狀態與OFF(斷) 狀態的驅動電路A1，包括切換元件SH及切換元件SL、驅動電源、以及調整PIN二極體D的順向電流的電流限制電阻R。於是，切換元件SH是ON狀態，而且切換元件SL是OFF狀態時，從上述驅動電源，經由電流限制電阻R，對PIN二極體D施加順向電壓，使PIN二極體D成為ON狀態，切換元件SH是OFF狀態，而且切換元件SL是ON狀態時，從上述驅動電源，不經由電流限制電阻R，對PIN二極體D施加逆向電壓，使PIN二極體D成為OFF狀態。

Description

驅動電路以及阻抗整合裝置
本發明係關於轉換PIN二極體的ON(通)狀態與OFF(斷)狀態的驅動電路以及使用上述驅動電路的阻抗整合裝置。
二極體，具有在施加順向電壓時成為導通狀態(ON狀態)，而在施加逆向電壓時成為斷開狀態(OFF狀態)的特性。利用此特性，二極體有時候用作開關。作為如此的二極體，例如，使用PIN二極體。專利文件1，揭示切換習知的PIN二極體的ON狀態與OFF狀態的驅動電路的一例。同文件中揭示的驅動電路，備置2個切換元件，配置在電源的正極側的切換元件是ON狀態時，供給驅動電路的輸出端偏壓電源+VD，配置在電源的負極側的切換元件是ON狀態時，供給驅動電路的輸出端偏壓電源-VS。上述輸出端，連接至PIN二極體的輸入端，供給上述輸入端偏壓電源+VD時，對PIN二極體施加順向電壓，PIN二極體成為ON狀態。另一方面，對上述輸入端供給偏壓電源-VS時，對PIN二極體施加逆向電壓，PIN二極體成為OFF狀態。
[先行技術文件]
[專利文件]
[專利文件1]專利第2003-110407號公開公報
[專利文件2]專利第5050062號公報
上述專利文件1中，PIN二極體連接至連結高頻輸入部與高頻輸出部的電源線上，轉換PIN二極體的ON狀態與OFF狀態，在高頻電流流動的狀態下進行。如此的通電狀態下的切換稱作「熱切換」。尤其，如上述專利文件1，高頻電流流動的狀態下的熱切換中，PIN二極體從ON狀態到OFF狀態的轉換時間長(切換速度慢)，即，PIN二極體的載子的遷移時間長時，電力損失變大。由於此電力損失，例如，PIN二極體的發熱量變大，有PIN二極體的可靠性下降的問題。因此，PIN二極體從ON狀態轉換到OFF狀態時，需要以更短的遷移時間進行。
為了解決如此的問題，專利文件2中揭示的驅動電路，備置啟動(bootstrap)電路或鉗位網路等，調整切換速度。但是，因為使用啟動(bootstrap)電路或鉗位網路等，電路構成或控制變得複雜了。
於是，有鑑於上述課題而創作本發明。其目的在於，根據簡易的電路構成，將提供可抑制熱切換引起的PIN二極體的可靠性下降的驅動電路，以及使用上述驅動電路的阻抗整合裝置。
根據本發明的第1側面提供的驅動電路，係轉換PIN二極體的ON狀態與OFF狀態的驅動電路，其特徵在於包括：一方是ON狀態時另一方成為OFF狀態的第1切換元件及第 2切換元件、使直流電壓產生的驅動電源、以及調整上述PIN二極體的順向電流的電流限制電阻；其中，上述第1切換元件是ON狀態，而且上述第2切換元件是OFF狀態時，從上述驅動電源，經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加順向電流，使上述PIN二極體成為ON狀態，上述第1切換元件是OFF狀態，而且上述第2切換元件是ON狀態時，從上述驅動電源，不經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加逆向電壓，使上述PIN二極體成為OFF狀態。根據此構成，從ON狀態轉換PIN二極體為OFF狀態時，不經由上述電流限制電阻，因為對上述PIN二極體施加逆向電壓，可以以短的遷移時間轉換PIN二極體為OFF狀態。藉此，可以抑制PIN二極體的發熱量。所以，可以抑制由於熱切換引起的PIN二極體的可靠性下降。
上述驅動電路的較佳實施形態中，上述第2切換元件的ON電阻在0.1Ω(歐姆)以下。根據此構成，因為使PIN二極體從ON狀態變成OFF狀態時的電流路徑中的電阻值變低，可以更縮短PIN二極體從ON狀態變成OFF狀態的遷移時間。
上述驅動電路的較佳實施形態中，根據上述順向電壓產生的上述PIN二極體的順向電流，由上述第1切換元件的ON電阻與上述電流限制電阻決定，上述電流限制電阻的電阻值，根據上述第1切換元件的ON電阻決定，使上述PIN二極體的順向電流成為既定電流值。根據此構成，要使順向電流成為既定電流值(例如，1A(安培)以上)，用比起PIN二極體的載子壽命足夠短的遷移時間，可以將PIN二極體從OFF狀態轉換到ON狀態。
上述驅動電路的較佳實施形態中，從上述驅動電源 的正極側的輸出端子往負極側的輸出端子依序串聯連接上述第1切換元件、上述電流限制電阻、上述第2切換元件，上述PIN二極體的正極端子連接至上述電流限制電阻與上述第2切換元件的連接點，負極端子接地。根據此構成，第1切換元件是ON狀態，而且第2切換元件是OFF狀態時，經由電流限制電阻，對PIN二極體施加順向電壓，另一方面，第1切換元件是OFF狀態，而且第2切換元件是ON狀態時，可以不經由電流限制電阻，對PIN二極體施加逆向電壓。所以，使PIN二極體從ON狀態變成OFF狀態時的電流路徑中，可以不經由電流限制電阻。
上述驅動電路的其它較佳實施形態中，從上述驅動電源的正極側的輸出端子往負極側的輸出端子依序串聯連接上述電流限制電阻、上述第1切換元件、上述第2切換元件，上述PIN二極體的正極端子連接至上述第1切換元件與上述第2切換元件的連接點，負極端子接地。根據此構成，使PIN二極體從ON狀態變成OFF狀態時的電流路徑中，也可以不經由電流限制電阻。
上述驅動電路的其它較佳實施形態中，從上述驅動電源的正極側的輸出端子往負極側的輸出端子依序串聯連接上述第2切換元件、上述電流限制電阻、上述第1切換元件，上述PIN二極體的正極端子接地，負極端子連接至上述電流限制電阻與上述第2切換元件的連接點。根據此構成，使PIN二極體從ON狀態變成OFF狀態時的電流路徑中，也可以不經由電流限制電阻。
上述驅動電路的其它較佳實施形態中，從上述驅動電源的正極側的輸出端子往負極側的輸出端子依序串聯連接上述第2切換元件、上述第1切換元件、上述電流限制電阻，上述PIN 二極體的正極端子接地，負極端子連接至上述第1切換元件與上述第2切換元件的連接點。根據此構成，使PIN二極體從ON狀態變成OFF狀態時的電流路徑中，也可以不經由電流限制電阻。
上述驅動電路的較佳實施形態中，上述連接點與上述PIN二極體之間更包括濾波器電路。根據此構成，因為可以以濾波器電路抑制高頻電力輸入第1切換元件以及第2切換元件，可以抑制這些的損壞。
上述驅動電路的較佳實施形態中，更包括對上述電流限制電阻並聯連接的加速電容器。根據此構成，轉換第1切換元件為ON狀態，第2切換元件為OFF狀態時，經由上述加速電容器的電流路徑導通。所以，因為可以由大電流轉換PIN二極體為ON狀態，可以以短的遷移時間轉換PIN二極體為ON狀態。
本發明的第2側面提供的阻抗整合裝置，係配置在以電源線連接的高頻電源與負載之間，用以使阻抗整合的阻抗整合裝置，包括複數的阻抗調整用電容器，互相並聯連接，分別一端連接至上述電源線；複數的PIN二極體，每一上述複數的阻抗調整用電容器，分別各串聯連接一個；複數的上述第1側面提供的驅動電路，每一上述複數的PIN二極體，分別各連接一個；檢出部，檢出從上述高頻電源的輸出端所見上述負載側的負載側阻抗；以及控制電路，根據上述負載側阻抗，每一上述複數的驅動電路，輸入指示上述第1切換元件以及上述第2切換元件的ON狀態與OFF狀態的轉換的驅動信號。根據此構成，藉由轉換PIN二極體的ON狀態與OFF狀態，因為連接至ON狀態的PIN二極體的阻抗調整用電容器變得有效，可 以變更阻抗整合裝置的電容。藉此，調整負載側阻抗，可以進行阻抗整合。又，因為縮短PIN二極體從ON狀態變成OFF狀態的遷移時間，提高阻抗整合的速度。所以，可以從高頻電源高效率供給負載高頻電力。
根據本發明，將PIN二極體從ON狀態轉換成OFF狀態時，不經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加逆向電壓。藉此，根據簡易的構成，可以以短的遷移時間將PIN二極體從ON狀態轉換為OFF狀態。所以，可以抑制由於熱切換引起的PIN二極體的可靠性下降。
1‧‧‧高頻電源
2‧‧‧負載
3‧‧‧阻抗整合裝置
4‧‧‧電源線
31‧‧‧阻抗檢出部
32‧‧‧控制電路
33‧‧‧阻抗調整電路
331‧‧‧電容可變電路
332‧‧‧固定電容器
333‧‧‧電感器
A1、A2、A3、A4‧‧‧驅動電路
Cd‧‧‧調整用電容器
D‧‧‧二極體
F‧‧‧濾波器電路
F1‧‧‧電感器
Fc‧‧‧電容器
L‧‧‧電源線
OUT‧‧‧輸出端子
R‧‧‧電流限制電阻
S1‧‧‧驅動信號
S1、/S1‧‧‧加速電容器
SC‧‧‧加速電容器
SH、SL‧‧‧切換元件
[第1圖]係根據第一實施形態的驅動電路的電路構成圖；[第2圖]係根據第二實施形態的驅動電路的電路構成圖；[第3圖]係根據第三實施形態的驅動電路的電路構成圖；[第4圖]係根據第四實施形態的驅動電路的電路構成圖；[第5圖]係顯示根據第五實施形態的高頻電力供給系統的全體構成圖；以及[第6圖]係顯示根據第五實施形態的阻抗整合裝置的構成圖。
關於本發明的較佳實施形態，以下參照圖面說明。
第1圖係顯示第一實施形態的PIN二極體D的驅動電路A1的電路構成。驅動電路A1，輸入未圖示的驅動電源，經由輸出端子OUT，授予PIN二極體D順向偏壓或逆向偏壓。 PIN二極體D的正極端子連接至驅動電路A1的輸出端子OUT，而且連接至高頻電流流動的電源線L。PIN二極體D的負極端子接地。又，驅動電源係直流電壓源，具有正極側的輸出端子V+與負極側的輸出端子V-。正極側的輸出端子V+，當後述的切換元件SH成為ON狀態且後述的切換元件SL成為OFF狀態時，對PIN二極體D的正極端子施加順向下降電壓(用以流動順向電壓需要的電壓)，用以使PIN二極體D成為ON狀態。又，負極側的輸出端子V-，當切換元件SL成為ON狀態且切換元件SH成為OFF狀態時，對PIN二極體D的正極端子施加負電壓(未到達崩潰電壓的範圍的電壓)，用以使PIN二極體D成為OFF狀態。
驅動電路A1，經由輸出端子OUT，對PIN二極體D施加順向電壓，使PIN二極體D成為導通狀態(ON狀態)，對PIN二極體D施加逆向電壓，使PIN二極體D成為斷開狀態(OFF狀態)。
如第1圖所示，驅動電路A1，包括2個切換元件SH、SL、電流限制電阻R、加速電容器SC以及濾波器電路F。
切換元件SH、SL，係以半導體作為材料的電路元件，例如，MOSFET(金屬氧化半導體場效電晶體)，雙極電晶體、IGBT(絕緣柵雙極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor))、光耦合器等。本實施形態中，作為切換元件SH、SL，雖然說明使用N通道型的MOSFET的狀況為例，但不限於此。
切換元件SH、SL，對閘極端子從未圖示的控制電路輸入驅動信號，根據上述驅動信號，轉換ON狀態與OFF狀態。 切換元件SH、SL，由上述驅動信號，控制一方是ON狀態時另一方是OFF狀態。例如，控制電路，產生互相高準位與低準位反轉的2個電壓信號，一方的電壓信號作為驅動信號S1，輸入切換元件SH，另一方的電壓信號作為驅動信號/S1，輸入切換元件SL。驅動信號S1(/S1)是高準位的電壓信號時，切換元件SH(SL)成為ON狀態，驅動信號S1(/S1)是低準位的電壓信號時，切換元件SH(SL)成為OFF狀態。藉此，切換元件SH與切換元件SL，互相相反成為ON狀態與OFF狀態。又，本實施例中，切換元件SH相當於專利申請範圍中記載的「第1切換元件」，切換元件SL相當於專利申請範圍中記載的「第2切換元件」。
驅動電路A1中，切換元件SH、SL，經由電流限制電阻R，串聯連接。切換元件SH連接至驅動電源的正極側，切換元件SL連接至驅動電源的負極側。所以，驅動電路A1中，從驅動電源的正極側的輸出端子V+向負極側的輸出端子V-，依照切換元件SH(第1切換元件)、電流限制電阻R、切換元件SL(第2切換元件)的順序，串聯連接這些。具體而言，切換元件SH的汲極端子連接至驅動電源的正極側的輸出端子V+，切換元件SH的源極端子連接至電流限制電阻R的一端。又，切換元件SL的汲極端子連接至電流限制電阻R的另一端，切換元件SL的源極端子連接至驅動電源的負極側的輸出端子V-。於是，切換元件SH、SL的閘極端子連接至控制電路。
又，對電流限制電阻R，並聯連接加速電容器SC。於是，電流限制電阻R與切換元件SL的連接點a，經由 濾波器電路F，連接至輸出端子OUT。濾波器電路F，例如，以L型連接的電容器Fc與電感器F1構成。具體而言，電感器F1的一端與電容器Fc的一端連接至連接點a。電感器F1的另一端，連接至輸出端子OUT，電容器Fc的另一端接地。又，濾波器電路F的構成，不限定於此。又，不備置濾波器電路F也可以，但備置濾波器電路F時，抑制流過RF(射頻)輸入端子及RF輸出端子的高頻電力輸入驅動電路A1，可以抑制切換元件SH、SL的損壞。
說明關於如上述構成的驅動電路A1轉換PIN二極體D的ON狀態與OFF狀態時的動作。
首先，說明關於將PIN二極體D從OFF狀態轉換到ON狀態時的動作。
PIN二極體D是OFF狀態時，即，切換元件SH是OFF狀態，且切換元件SL是ON狀態時，一轉換切換元件SH為ON狀態，而切換元件SL為OFF狀態，從驅動電源的正極側的輸出端子V+，經由切換元件SH、電流限制電阻R或加速電容器SC以及濾波器電路F，往PIN二極體D的正極端子的電流路徑就導通。藉此，對PIN二極體D施加順向電壓，PIN二極體D成為ON狀態。此時，將切換元件SH從OFF狀態轉換到ON狀態，將切換元件SL從ON狀態轉換到OFF狀態的瞬間，通過加速電容器SC的電流路徑導通，PIN二極體D內流入大的順向電流。又，加速電容器SC的充電一結束，通過電流限制電阻R的電流路徑導通，PIN二極體D內流入順向電流。上述順向電流，由電流限制電阻R與切換元件SH的ON電阻決 定。在此，為了使順向電流成為既定的電流值(例如，1A以上)，藉由先設定電流限制電阻R，可以供給PIN二極體D充分的順向電流。藉此，將PIN二極體D從OFF狀態轉換到ON狀態時，可以用比起PIN二極體的載子壽命足夠短的遷移時間轉換。
其次，說明關於將PIN二極體D從ON狀態轉換到OFF狀態時的動作。
PIN二極體D是ON狀態時，即，切換元件SH是ON狀態，且切換元件SL是OFF狀態時，一轉換切換元件SH為OFF狀態，而切換元件SL為ON狀態，從驅動電源的負極側的輸出端子V-，經由切換元件SL以及濾波器電路F，往PIN二極體D的正極端子的電流路徑就導通。藉此，對PIN二極體D施加逆向電壓，PIN二極體D成為OFF狀態。此時，將切換元件SH從ON狀態轉換到OFF狀態，而將切換元件SL從OFF狀態轉換到ON狀態時，不經由電流限制電阻R或加速電容器SC，電流流入切換元件SL。所以，PIN二極體D從ON狀態轉換到OFF狀態時的遷移時間，因為由切換元件SL的ON電阻決定，相較於有電流限制電阻R的情況，可以更縮短。例如，使用ON電阻小(例如，0.1Ω以下)的切換元件SL時，可以縮短遷移時間。
如以上說明，根據第一實施形態的驅動電路A1，以簡易的電路構成，可以用短的遷移時間將PIN二極體D從ON狀態轉換到OFF狀態。所以，抑制PIN二極體D的發熱等的損失，可以抑制熱切換引起的PIN二極體D的可靠性下降。
第2圖係顯示根據第二實施形態的PIN二極體D 的驅動電路A2。又，關於與上述驅動電路A1相同或類似的構成，附上相同的符號，省略其說明。如同圖所示，第二實施形態的驅動電路A2，相較於第一實施形態的驅動電路A1，電流限制電阻R的連接位置不同。
驅動電路A2中，電流限制電阻R在切換元件SH與驅動電源的正極側的輸出端子V+之間連接，直接連接切換元件SH與切換元件SL。所以，驅動電路A2中，從驅動電源的正極側的輸出端子V+向負極側的輸出端子V-，依照電流限制電阻R、切換元件SH、切換元件SL的順序，串聯連接這些。具體而言，驅動電源的正極側的輸出端子V+與電流限制電阻R的一端連接，電流限制電阻R的另一端與切換元件SH的汲極端子連接。又，切換元件SH的源極端子與切換元件SL的汲極端子連接，切換元件SL的源極端子與驅動電源的負極側的輸出端子V-連接。切換元件SH與切換元件SL的連接點b，經由濾波器電路F，連接至輸出端子OUT。又，本實施形態中，切換元件SH相當於專利申請範圍中記載的「第1切換元件」，切換元件SL相當於專利申請範圍中記載的「第2切換元件」。
如此構成的驅動電路A2中，因為與上述第一實施形態的驅動電路A1同樣動作，可以達到同樣的效果。
第3圖係顯示根據第三實施形態的PIN二極體D的驅動電路A3。又，關於與上述驅動電路A1、A2相同或類似的構成，附上相同的符號，省略其說明。第三實施形態中，相較於上述第一實施形態及上述第二實施形態，PIN二極體D的正極端子與負極端子的連接方向為逆向是不同點。具體而言， PIN二極體D的正極端子接地，PIN二極體D的負極端子連接至連接RF輸入端子與RF輸出端子的電源線L。又，驅動電路A3的輸出端子OUT，連接至PIN二極體D的負極端子。
又，驅動電路A3，相較於上述驅動電路A1，電路構成不同。具體而言，上述驅動電路A1中，切換元件SL與電流限制電阻R的連接點a，經由濾波器電路F，連接至輸出端子OUT，但驅動電路A3，是切換元件SH與電流限制電阻R的連接點c，經由濾波器電路F，連接至輸出端子OUT。又，本實施形態中，切換元件SH相當於專利申請範圍中記載的「第2切換元件」，切換元件SL相當於專利申請範圍中記載的「第1切換元件」。所以，驅動電路A3中，從驅動電源的正極側的輸出端子V+向負極側的輸出端子V-，依照切換元件SH(第2切換元件)、電流限制電阻R、切換元件SL(第1切換元件)的順序，串聯連接這些。
根據如上構成的驅動電路A3，說明關於轉換PIN二極體D的ON狀態與OFF狀態時的動作。
首先，說明關於將PIN二極體D從OFF狀態轉換成ON狀態時的動作。
PIN二極體D是OFF狀態時，即，切換元件SH是ON狀態，而且，切換元件SL是OFF狀態時，一轉換切換元件SH為OFF狀態，而切換元件SL為ON狀態，從驅動電源的負極側的輸出端子V-，經由切換元件SL、電流限制電阻R或加速電容器SC以及濾波器電路F，往PIN二極體D的負極端子的電流路徑就導通。藉此，對PIN二極體D施加順向 電壓，PIN二極體D成為ON狀態。此時，將切換元件SH從ON狀態轉換到OFF狀態，而將切換元件SL從OFF狀態轉換到ON狀態的瞬間，通過加速電容器SC的電流路徑導通，PIN二極體D內流入大的順向電流。又，加速電容器SC的充電結束時，通過電流限制電阻R的電流路徑導通，PIN二極體D內流入順向電流。上述順向電流，由電流限制電阻R與切換元件SL的ON電阻決定。在此，與上述第一實施形態相同，為了使順向電流成為既定電流值(例如，1A(安培)以上)，先設定電流限制電阻R，可以供給PIN二極體D充分的順向電流。藉此，將PIN二極體D從OFF狀態轉換到ON狀態時，可以用比起PIN二極體D的載子壽命足夠短的遷移時間轉換。
其次，說明關於將PIN二極體D從ON狀態轉換到OFF狀態時的動作。
PIN二極體D是ON狀態時，即，切換元件SH是OFF狀態，而且，切換元件SL是ON狀態時，一轉換切換元件SH為ON狀態，切換元件SL為OFF狀態，從驅動電源的正極側的輸出端子V+，經由切換元件SH以及濾波器電路F，往PIN二極體D的負端子的電流路徑就導通。藉此，對PIN二極體D施加逆向電壓，PIN二極體D成為OFF狀態。此時，將切換元件SH從OFF狀態轉換到ON狀態，而將切換元件SL從ON狀態轉換到OFF狀態時，不經由電流限制電阻R或加速電容器SC，切換元件SH內電流流入。所以，PIN二極體D從ON狀態轉換到OFF狀態時的遷移時間，因為由切換元件SH的ON電阻決定，相較於有電流限制電阻R的情況，可以更縮 短。例如，使用ON電阻小(例如，0.1Ω以下)的切換元件SH時，可以縮短遷移時間。
如以上說明，根據第三實施形態的驅動電路A3，以簡易的電路構成，可以用短的遷移時間將PIN二極體D從ON狀態轉換到OFF狀態。所以，抑制PIN二極體D的發熱等的損失，可以抑制熱切換引起的PIN二極體D的可靠性下降。
第4圖係顯示根據第四實施形態的PIN二極體D的驅動電路A4。又，關於與上述驅動電路A1~A3相同或類似的構成，附上相同的符號，省略其說明。如同圖所示，第四實施例的驅動電路A4，相較於第三實施例的驅動電路A3，電流限制電阻R的連接位置不同。
驅動電路A4中，電流限制電阻R在切換元件SL與驅動電源的負極側的輸出端子V-之間連接，直接連接切換元件SH與切換元件SL。所以，驅動電路A4中，從驅動電源的正極側的輸出端子V+向負極側的輸出端子V-，依照切換元件SH(第2切換元件)、切換元件SL(第1切換元件)、電流限制電阻R的順序，串聯連接這些。具體而言，驅動電源的正極側的輸出端子V+與切換元件SH的汲極端子連接，切換元件SH的源極端子與切換元件SL的汲極端子連接。又，切換元件SL的源極端子與電流限制電阻R的一端連接，電流限制電阻R的另一端與驅動電源的負極側的輸出端子V-連接。於是，切換元件SH的源極端子與切換元件SL的汲極端子的連接點d，經由濾波器電路F，連接至輸出端子OUT。又，本實施形態中，切換元件SH相當於專利申請範圍中記載的「第2切換元件」，切 換元件SL相當於專利申請範圍中記載的「第1切換元件」。
如此構成的驅動電路A4中，因為與根據上述第三實施形態的驅動電路A3同樣動作，可以達到同樣的效果。
以上說明的PIN二極體D的驅動電路A1~A4，例如，使用於高頻電力供給系統中的阻抗整合裝置。以下說明上述高頻電力供給系統作為本發明的第五實施例。
第5圖係顯示根據第五實施形態的高頻電力供給系統的全體構成的一例。又，同圖中，高頻電力供給系統包括高頻電源1、負載2以及阻抗整合裝置3。高頻電源1與負載2，以電源線4連接，在這些之間配置阻抗整合裝置3。高頻電力供給系統，係將高頻電源1產生的高頻電力，經由電源線4供給至負載2的系統。又，電源線4相當於第1~4圖中的電源線L。
高頻電源1，輸出高頻電力。高頻電源1，將來自電力系統的交流電以整流電路轉換為直流電，將直流電以轉換電路轉換為高頻電力再輸出。又，高頻電源1，備置未圖示的電源控制電路，控制輸出電力或輸出電流。本實施形態中，高頻電源1，例如，輸出13.56MHz(百萬赫茲)的高頻電力。又，不限定高頻電源1的構成及頻率。
負載2，使用從高頻電源1輸入的高頻電力進行各種處理。例示如此的負載2的一例時，有電漿處理裝置或電漿產生裝置、非接觸電力傳送裝置等。例如，電漿處理裝置，備置工件部，用以加工搬入其工件部的內部的半導體晶圓、液晶基板等的元件(例如，蝕刻、CVD(化學氣相沉積)等)的裝置。電漿處理裝置，為了加工元件，工件部內導入電漿放電用氣 體，藉由給予其電漿放電用氣體高頻電源1供給的高頻電力(電壓)，使電漿放電用氣體電離，並從非電漿狀態成為電漿狀態。電漿處理裝置，利用成為電漿狀態的氣體，加工元件。電漿產生裝置，係使電漿放電用氣體電離，並從非電漿狀態成為電漿狀態，供給電漿密室等成為電漿狀態的氣體的裝置。
電漿處理裝置中，隨著電漿蝕刻、電漿CVD等的製造過程的進行，電漿的狀態時時刻刻變化。藉此，負載2的阻抗變動。所以，為了對負載2從高頻電源1高效率供給電力，高頻電力供給系統，備置阻抗整合裝置3，隨著負載2的阻抗變動，調整從高頻電源1的輸出端所見負載2側的阻抗(以下，稱作「負載側阻抗」)。
阻抗整合裝置3，藉由調整負載側阻抗，進行阻抗整合。阻抗整合裝置3，備置根據上述第一實施例的驅動電路A1及PIN二極體D。
第6圖係顯示阻抗整合裝置3的詳細電路構成的一例。同圖中，阻抗整合裝置3，備置阻抗檢出部31、控制電路32以及阻抗調整電路33。
阻抗檢出部31，配置在阻抗整合裝置3的輸入端，檢出負載側阻抗。阻抗檢出部31，輸出檢出的負載側阻抗至控制電路32。具體而言，阻抗檢出部31，檢出按照流入電源線4的高頻電流的電流以及按照電源線4中產生的高頻電壓的電壓，根據檢出的電流信號及電壓信號，求出電流實效值、電壓實效值、電流信號與電壓信號的相位差。於是，使用這些參數，演算負載側阻抗，將此輸出至控制電路32。又，阻抗檢 出部31的構成以及負載側阻抗的檢出方法，不限定於此。
控制電路32，控制阻抗調整電路33，使阻抗檢出部31輸入的負載側阻抗成為既定的阻抗值(例如，從高頻電源1的輸出端所見高頻電源1側的阻抗)。
阻抗調整電路33，包含電容可變電路331、固定電容器332以及電感器333而構成。又，不備置固定電容器332也可以。阻抗調整電路33，使電容可變電路331的電容改變，調整負載側阻抗。
電容可變電路331，包含複數的調整用電容器(阻抗調整用電容器)Cd、複數的PIN二極體D以及複數的驅動電路A1而構成，可以使電容改變。電容可變電路331中，PIN二極體D對各調整用電容器Cd，分別各串聯連接1個，調整用電容器Cd與PIN二極體D的串聯體互相並聯連接。各調整用電容器Cd的一端，連接至電源線4，另一端連接至各PIN二極體D的正極端子。又，各PIN二極體D的負極端子接地。各調整用電容器Cd的電容，互不相同，例如，設定為像1pF、2pF、4pF、…以2的冪增加。又，使用相同電容的電容器也可以。
又，各調整用電容器Cd的電容，不限於全部電容互不相同，或者，全部的電容相同的構成。例如，組合像1pF、2pF、4pF、…以2的冪電容增加的複數的調整用電容器Cd與具有其它電容(例如10pF等)的1個或複數的調整用電容器Cd也可以。又，不是意味以1個電容器實現既定的電容。例如，為了實現10pF的電容，並聯連接5pF的電容也可以，串聯連接20pF的電容也可以。
又，電容可變電路331包含一端連接至電源線4而另一端 接地之電容量不變的電容器也可以。各PIN二極體D，連接驅動電路A1。
本實施形態中，如第6圖所示，阻抗調整電路33中，固定電容器332以及電感器333串聯連接至電源線4，電容可變電路331比起這些在電源線4的上流側配置。又，固定電容器332以及電感器333的連接位置，不限定於上述。例如，只要L型、π型、T型等連接電容可變電路331、固定電容器332以及電感器333即可。
如此構成的阻抗整合裝置3中，阻抗檢出部31檢出的負載側阻抗，輸出至控制電路32。於是，控制電路32，為了使輸入負載側阻抗成為既定的阻抗，產生輸入至各驅動電路A1的驅動信號S1、/S1。產生的驅動信號S1、/S1，分別輸入至各驅動電路A1的切換元件SH、SL。藉此，根據上述第一實施形態所示的動作，轉換連接驅動電路A1的PIN二極體D的ON狀態與OFF狀態。於是，連接至成為ON狀態的PIN二極體D的調整用電容器Cd內流入流過電源線4的高頻電流，上述調整用電容器Cd變得有效，加入上述調整用電容器Cd電容的電容變成電容可變電路331的電容。以此方式，阻抗整合裝置3，藉由控制各PIN二極體D的ON狀態與OFF狀態，調整電容可變電路331的電容，調整負載側阻抗。
根據如上構成的高頻電力供給系統，以驅動電路A1轉換PIN二極體D的ON狀態與OFF狀態，藉此，如上述第一實施形態所示，因為可以抑制熱切換引起的PIN二極體D的可靠性下降，可以適當進行PIN二極體的ON狀態與OFF 狀態的轉換。所以，可以適當進行根據阻抗整合裝置3的阻抗整合。又，根據驅動電路A1，因為可以以短的遷移時間將PIN二極體D從ON狀態轉換到OFF狀態，阻抗整合裝置3可以高速進行負載側阻抗的調整。所以，高頻電力供給系統中，可以從高頻電源1對負載2高效率供給高頻電力。
根據上述第五實施形態的高頻電力供給系統中，說明阻抗整合裝置3以阻抗檢出部31檢出負載側阻抗，控制電路32根據上述負載側阻抗，控制阻抗調整電路33的情況作為範例，但不限定於此。例如，取代阻抗檢出部31，預先備置檢出流過電源線4的反射波電力的反射波電力檢出部，控制電路32控制阻抗調整電路33使上述反射波電力變低也可以。
根據上述第五實施形態的高頻電力供給系統中，雖然說明阻抗整合裝置3備置上述第一實施形態的驅動電路A1的情況作範例，但取代驅動電路A1，備置上述第二到四實施形態的驅動電路A2~A4也可以。又，驅動電路A1~A4的組合也可以。
根據本發明的PIN二極體的驅動電路以及使用上述驅動電路的阻抗整合裝置，不以限定為上述實施例。本發明的驅動電路以及阻抗整合裝置的各部的具體構成，自在變更各種設計。
a‧‧‧連接點
A1‧‧‧驅動電路
D‧‧‧PIN二極體
F‧‧‧濾波器電路
F1‧‧‧電感器
Fc‧‧‧電容器
L‧‧‧電源線
OUT‧‧‧輸出端子
R‧‧‧電流限制電阻
SC‧‧‧加速電容器
SH、SL‧‧‧切換元件

Claims (16)

  1. 一種驅動電路，轉換PIN二極體的ON狀態與OFF狀態，其特徵在於包括：第1切換元件及第2切換元件，一方是ON狀態時，另一方成為OFF狀態；驅動電源，使直流電壓產生；以及電流限制電阻，調整上述PIN二極體的順向電流；其中，上述第1切換元件是ON狀態，而且上述第2切換元件是OFF狀態時，從上述驅動電源，經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加順向電流，使上述PIN二極體成為ON狀態；上述第1切換元件是OFF狀態，而且上述第2切換元件是ON狀態時，從上述驅動電源，不經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加逆向電壓，使上述PIN二極體成為OFF狀態；其中，根據上述順向電壓產生的上述PIN二極體的順向電流，由上述第1切換元件的ON電阻與上述電流限制電阻決定；上述電流限制電阻的電阻值，根據上述第1切換元件的ON電阻決定，使上述PIN二極體的順向電流成為既定電流值。
  2. 一種驅動電路，轉換PIN二極體的ON狀態與OFF狀態，其特徵在於包括：第1切換元件及第2切換元件，一方是ON狀態時，另一方成為OFF狀態； 驅動電源，使直流電壓產生；以及電流限制電阻，調整上述PIN二極體的順向電流；其中，上述第1切換元件是ON狀態，而且上述第2切換元件是OFF狀態時，從上述驅動電源，經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加順向電流，使上述PIN二極體成為ON狀態；上述第1切換元件是OFF狀態，而且上述第2切換元件是ON狀態時，從上述驅動電源，不經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加逆向電壓，使上述PIN二極體成為OFF狀態；其中，從上述驅動電源的正極側的輸出端子往負極側的輸出端子依序串聯連接上述第1切換元件、上述電流限制電阻、上述第2切換元件；上述PIN二極體的正極端子連接至上述電流限制電阻與上述第2切換元件的連接點，負極端子接地。
  3. 一種驅動電路，轉換PIN二極體的ON狀態與OFF狀態，其特徵在於包括：第1切換元件及第2切換元件，一方是ON狀態時，另一方成為OFF狀態；驅動電源，使直流電壓產生；以及電流限制電阻，調整上述PIN二極體的順向電流；其中，上述第1切換元件是ON狀態，而且上述第2切換元件是OFF狀態時，從上述驅動電源，經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加順向電流，使上述PIN二極體 成為ON狀態；上述第1切換元件是OFF狀態，而且上述第2切換元件是ON狀態時，從上述驅動電源，不經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加逆向電壓，使上述PIN二極體成為OFF狀態；其中，從上述驅動電源的正極側的輸出端子往負極側的輸出端子依序串聯連接上述電流限制電阻、上述第1切換元件、上述第2切換元件；上述PIN二極體的正極端子連接至上述第1切換元件與上述第2切換元件的連接點，負極端子接地。
  4. 一種驅動電路，轉換PIN二極體的ON狀態與OFF狀態，其特徵在於包括：第1切換元件及第2切換元件，一方是ON狀態時，另一方成為OFF狀態；驅動電源，使直流電壓產生；以及電流限制電阻，調整上述PIN二極體的順向電流；其中，上述第1切換元件是ON狀態，而且上述第2切換元件是OFF狀態時，從上述驅動電源，經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加順向電流，使上述PIN二極體成為ON狀態；上述第1切換元件是OFF狀態，而且上述第2切換元件是ON狀態時，從上述驅動電源，不經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加逆向電壓，使上述PIN二極體成為OFF狀態； 其中，從上述驅動電源的正極側的輸出端子往負極側的輸出端子依序串聯連接上述第2切換元件、上述電流限制電阻、上述第1切換元件；上述PIN二極體的正極端子接地，負極端子連接至上述電流限制電阻與上述第2切換元件的連接點。
  5. 一種驅動電路，轉換PIN二極體的ON狀態與OFF狀態，其特徵在於包括：第1切換元件及第2切換元件，一方是ON狀態時，另一方成為OFF狀態；驅動電源，使直流電壓產生；以及電流限制電阻，調整上述PIN二極體的順向電流；其中，上述第1切換元件是ON狀態，而且上述第2切換元件是OFF狀態時，從上述驅動電源，經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加順向電流，使上述PIN二極體成為ON狀態；上述第1切換元件是OFF狀態，而且上述第2切換元件是ON狀態時，從上述驅動電源，不經由上述電流限制電阻，對上述PIN二極體施加逆向電壓，使上述PIN二極體成為OFF狀態；其中，從上述驅動電源的正極側的輸出端子往負極側的輸出端子依序串聯連接上述第2切換元件、上述第1切換元件、上述電流限制電阻；上述PIN二極體的正極端子接地，負極端子連接至上述第1切換元件與上述第2切換元件的連接點。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的驅動電路，其中，上述第2切換元件的ON電阻在0.1Ω(歐姆)以下。
  7. 如申請專利範圍第2項所述的驅動電路，其中，上述第2切換元件的ON電阻在0.1Ω(歐姆)以下。
  8. 如申請專利範圍第3項所述的驅動電路，其中，上述第2切換元件的ON電阻在0.1Ω(歐姆)以下。
  9. 如申請專利範圍第4項所述的驅動電路，其中，上述第2切換元件的ON電阻在0.1Ω(歐姆)以下。
  10. 如申請專利範圍第5項所述的驅動電路，其中，上述第2切換元件的ON電阻在0.1Ω(歐姆)以下。
  11. 如申請專利範圍第2項所述的驅動電路，更包括：濾波器電路，在上述連接點與上述PIN二極體之間連接。
  12. 如申請專利範圍第3項所述的驅動電路，更包括：濾波器電路，在上述連接點與上述PIN二極體之間連接。
  13. 如申請專利範圍第4項所述的驅動電路，更包括：濾波器電路，在上述連接點與上述PIN二極體之間連接。
  14. 如申請專利範圍第5項所述的驅動電路，更包括：濾波器電路，在上述連接點與上述PIN二極體之間連接。
  15. 如申請專利範圍第1至14項中任一項所述的驅動電路，更包括：加速電容器，對上述電流限制電阻並聯連接。
  16. 一種阻抗整合裝置，配置在以電源線連接的高頻電源與負載之間，用以使阻抗整合，包括：複數的阻抗調整用電容器，互相並聯連接，分別一端連接 至上述電源線；複數的PIN二極體，每一上述複數的阻抗調整用電容器，分別各串聯連接一個；複數的如申請專利範圍第1或2項所述的驅動電路，分別連接每一上述複數的PIN二極體；檢出部，檢出從上述高頻電源的輸出端所見上述負載側的負載側阻抗；以及控制電路，根據上述負載側阻抗，每一上述複數的驅動電路，輸入指示上述第1切換元件以及上述第2切換元件的ON狀態與OFF狀態的轉換的驅動信號。
TW106139887A 2016-11-17 2017-11-17 驅動電路以及阻抗整合裝置 TWI747997B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016223957A JP6773283B2 (ja) 2016-11-17 2016-11-17 インピーダンス整合装置
JP2016-223957 2016-11-17

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201832466A TW201832466A (zh) 2018-09-01
TWI747997B true TWI747997B (zh) 2021-12-01

Family

ID=62145561

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW110140281A TWI777834B (zh) 2016-11-17 2017-11-17 阻抗整合裝置
TW106139887A TWI747997B (zh) 2016-11-17 2017-11-17 驅動電路以及阻抗整合裝置

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW110140281A TWI777834B (zh) 2016-11-17 2017-11-17 阻抗整合裝置

Country Status (5)

Country Link
US (2) US10812071B2 (zh)
JP (1) JP6773283B2 (zh)
KR (1) KR102542039B1 (zh)
TW (2) TWI777834B (zh)
WO (1) WO2018092855A1 (zh)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10431428B2 (en) 2014-01-10 2019-10-01 Reno Technologies, Inc. System for providing variable capacitance
JP6773283B2 (ja) * 2016-11-17 2020-10-21 株式会社ダイヘン インピーダンス整合装置
US11521833B2 (en) 2017-07-10 2022-12-06 Reno Technologies, Inc. Combined RF generator and RF solid-state matching network
US11476091B2 (en) 2017-07-10 2022-10-18 Reno Technologies, Inc. Impedance matching network for diagnosing plasma chamber
KR102077402B1 (ko) * 2018-10-17 2020-02-13 한국과학기술원 전자식 가변 커패시터 회로 및 이를 포함하는 임피던스 매칭 회로
JP7112952B2 (ja) * 2018-12-26 2022-08-04 株式会社ダイヘン インピーダンス整合装置及びインピーダンス整合方法
JP7105183B2 (ja) * 2018-12-27 2022-07-22 株式会社ダイヘン インピーダンス整合装置及びインピーダンス整合方法
JP2020161974A (ja) * 2019-03-26 2020-10-01 株式会社ダイヘン Ｐｉｎダイオードの駆動回路及び閾値決定方法
WO2020100357A1 (ja) * 2019-08-05 2020-05-22 株式会社日立ハイテク プラズマ処理装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4196381A (en) * 1977-08-11 1980-04-01 Communications Satellite Corporation Low-power voltage and current diode driver
US4251742A (en) * 1979-04-09 1981-02-17 Rca Corporation Current source, as for switching PIN diodes
US4253035A (en) * 1979-03-02 1981-02-24 Bell Telephone Laboratories, Incorporated High-speed, low-power, ITL compatible driver for a diode switch
US6271727B1 (en) * 1999-08-06 2001-08-07 Rf Micro Devices, Inc. High isolation RF power amplifier with self-bias attenuator
US9048840B2 (en) * 2011-08-22 2015-06-02 M/A-Com Technology Solutions Holdings, Inc. 20V to 250V high current ASIC PIN diode driver

Family Cites Families (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5810690A (ja) * 1981-07-13 1983-01-21 日本原子力事業株式会社 原子炉格納容器監視装置
JPS58106902A (ja) * 1981-12-18 1983-06-25 Nec Corp Ｐｉｎダイオ−ド駆動回路
JP2875010B2 (ja) * 1990-11-29 1999-03-24 株式会社東芝 ダイオードスイッチ駆動回路
US6677828B1 (en) 2000-08-17 2004-01-13 Eni Technology, Inc. Method of hot switching a plasma tuner
US6566890B2 (en) * 2001-03-02 2003-05-20 Teradyne, Inc. Circuit for improved test and calibration in automated test equipment
JP2003110407A (ja) 2001-09-27 2003-04-11 Hitachi Kokusai Electric Inc 容量切替型フィルタ
EP1836716A4 (en) 2005-01-11 2009-12-23 Innovation Engineering Llc METHOD FOR DETECTING A LOAD POWER DELIVERED TO A LOAD, AND THE COMPLEX IMPEDANCE OF THE LOAD
EP1891650A4 (en) 2005-03-05 2012-03-28 Innovation Engineering Llc ELECTRONICALLY VARIABLE CAPACITOR ARRAY
US9496122B1 (en) 2014-01-10 2016-11-15 Reno Technologies, Inc. Electronically variable capacitor and RF matching network incorporating same
US9196459B2 (en) 2014-01-10 2015-11-24 Reno Technologies, Inc. RF impedance matching network
US10679824B2 (en) 2015-06-29 2020-06-09 Reno Technologies, Inc. Capacitance variation
US9745660B2 (en) 2014-05-02 2017-08-29 Reno Technologies, Inc. Method for controlling a plasma chamber
US10699880B2 (en) 2015-06-29 2020-06-30 Reno Technologies, Inc. Voltage reduction circuit
US9844127B2 (en) 2014-01-10 2017-12-12 Reno Technologies, Inc. High voltage switching circuit
US9697991B2 (en) 2014-01-10 2017-07-04 Reno Technologies, Inc. RF impedance matching network
US9728378B2 (en) 2014-05-02 2017-08-08 Reno Technologies, Inc. Method for controlling an RF generator
US10454453B2 (en) 2014-01-10 2019-10-22 Reno Technologies, Inc. RF impedance matching network
US10455729B2 (en) 2014-01-10 2019-10-22 Reno Technologies, Inc. Enclosure cooling system
US20160065207A1 (en) * 2014-01-10 2016-03-03 Reno Technologies, Inc. High voltage control circuit for an electronic switch
US10431428B2 (en) 2014-01-10 2019-10-01 Reno Technologies, Inc. System for providing variable capacitance
US9865432B1 (en) * 2014-01-10 2018-01-09 Reno Technologies, Inc. RF impedance matching network
US9755641B1 (en) 2014-01-10 2017-09-05 Reno Technologies, Inc. High speed high voltage switching circuit
US9345122B2 (en) 2014-05-02 2016-05-17 Reno Technologies, Inc. Method for controlling an RF generator
US9591739B2 (en) 2014-05-02 2017-03-07 Reno Technologies, Inc. Multi-stage heterodyne control circuit
US10679823B2 (en) 2015-02-18 2020-06-09 Reno Technologies, Inc. Switching circuit
US11017983B2 (en) 2015-02-18 2021-05-25 Reno Technologies, Inc. RF power amplifier
US9525412B2 (en) 2015-02-18 2016-12-20 Reno Technologies, Inc. Switching circuit
US9306533B1 (en) 2015-02-20 2016-04-05 Reno Technologies, Inc. RF impedance matching network
US10340879B2 (en) 2015-02-18 2019-07-02 Reno Technologies, Inc. Switching circuit
US9729122B2 (en) 2015-02-18 2017-08-08 Reno Technologies, Inc. Switching circuit
US10431424B2 (en) 2015-02-18 2019-10-01 Reno Technologies Inc. Parasitic capacitance compensation circuit
US10692699B2 (en) 2015-06-29 2020-06-23 Reno Technologies, Inc. Impedance matching with restricted capacitor switching
JP6773283B2 (ja) * 2016-11-17 2020-10-21 株式会社ダイヘン インピーダンス整合装置
US10110218B2 (en) * 2016-11-18 2018-10-23 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Integrated biasing for pin diode drivers
US20180234086A1 (en) * 2017-02-13 2018-08-16 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. High speed pin diode driver circuit
US11315758B2 (en) 2017-07-10 2022-04-26 Reno Technologies, Inc. Impedance matching using electronically variable capacitance and frequency considerations
US10483090B2 (en) 2017-07-10 2019-11-19 Reno Technologies, Inc. Restricted capacitor switching
JP7105183B2 (ja) * 2018-12-27 2022-07-22 株式会社ダイヘン インピーダンス整合装置及びインピーダンス整合方法
JP2020161974A (ja) * 2019-03-26 2020-10-01 株式会社ダイヘン Ｐｉｎダイオードの駆動回路及び閾値決定方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4196381A (en) * 1977-08-11 1980-04-01 Communications Satellite Corporation Low-power voltage and current diode driver
US4253035A (en) * 1979-03-02 1981-02-24 Bell Telephone Laboratories, Incorporated High-speed, low-power, ITL compatible driver for a diode switch
US4251742A (en) * 1979-04-09 1981-02-17 Rca Corporation Current source, as for switching PIN diodes
US6271727B1 (en) * 1999-08-06 2001-08-07 Rf Micro Devices, Inc. High isolation RF power amplifier with self-bias attenuator
US9048840B2 (en) * 2011-08-22 2015-06-02 M/A-Com Technology Solutions Holdings, Inc. 20V to 250V high current ASIC PIN diode driver

Also Published As

Publication number Publication date
KR20190077001A (ko) 2019-07-02
KR102542039B1 (ko) 2023-06-09
US20190288683A1 (en) 2019-09-19
TW202209809A (zh) 2022-03-01
WO2018092855A1 (ja) 2018-05-24
TWI777834B (zh) 2022-09-11
US11211930B2 (en) 2021-12-28
JP2018082332A (ja) 2018-05-24
US10812071B2 (en) 2020-10-20
US20200412364A1 (en) 2020-12-31
JP6773283B2 (ja) 2020-10-21
TW201832466A (zh) 2018-09-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI747997B (zh) 驅動電路以及阻抗整合裝置
TWI795654B (zh) 奈秒脈衝射頻隔離
US10026594B2 (en) RF impedance matching network
US10340879B2 (en) Switching circuit
JP5808012B2 (ja) プラズマ処理装置
US9844127B2 (en) High voltage switching circuit
JP7112952B2 (ja) インピーダンス整合装置及びインピーダンス整合方法
KR20020014765A (ko) 플라즈마 튜너를 핫 스위칭하기 위한 방법
US20090026181A1 (en) Radio frequency power supply
US20160065207A1 (en) High voltage control circuit for an electronic switch
KR20210034059A (ko) 기판 프로세싱 시스템들에서 매치리스 플라즈마 소스를 위한 직접 주파수 튜닝
TWI434398B (zh) 用於超高壓晶片的靜電放電保護電路
CN116134581A (zh) 用于等离子体辅助处理设备的电压波形发生器
WO2018151889A1 (en) Ion directionality esc
JP4100938B2 (ja) アーク遮断回路、スパッタ用電源及びスパッタ装置
US20160343546A1 (en) Plasma power supply utilizing ignition circuit with bypass switch with reactive impedance
JP2023521233A (ja) インピーダンス整合回路およびプラズマ給電システムおよび動作させるための方法
KR20230075743A (ko) Dc 가변 커패시터 소자
TWI506664B (zh) 離子束源及用以濺射非傳導材料之裝置
KR20230036116A (ko) 플라즈마 보조 처리 장치들을 위한 전압 파형 생성기
KR20130086824A (ko) 임피던스매칭장치 및 기판처리장치
US20110285207A1 (en) Switching apparatus