TW202241036A - 返馳變換器電源及其同步整流控制器 - Google Patents

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Abstract

提供了返馳變換器電源及其同步整流控制器。同步整流控制器包括：自我調整最小關斷時間控制單元，其基於用於控制同步整流電力MOS場效電晶體的導通與關斷的同步整流開關信號，產生控制同步整流電力MOS場效電晶體在當前開關週期中的最小關斷時間的最小關斷時間控制信號；自我調整斜率檢測單元，其基於同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓和同步整流開啟閾值，產生表徵同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓在當前開關週期中的下降沿變化速率的變化的汲極電壓下降斜率信號；自我調整面積感測單元，其基於同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓，產生表徵同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓相對於積分參考值的包絡面積的變化的包絡面積變化指示信號；以及邏輯處理單元，其基於上述三個信號控制同步整流電力MOS場效電晶體的導通。

Description

返馳變換器電源及其同步整流控制器
本發明涉及電路領域，尤其涉及一種返馳變換器電源及其同步整流控制器。
返馳變換器電源廣泛應用於交流/直流(Alternate Current,AC/Direct Current,DC)之間的轉換，通常包括電力MOS場效電晶體、變壓器、二極體、和電容，其中：脈寬調變(Pulse Width Modulation,PWM)信號控制電力MOS場效電晶體的導通與關斷；在電力MOS場效電晶體處於導通狀態時，變壓器的二次繞組通過感應變壓器的一次繞組兩端的電壓產生第一感應電壓，該第一感應電壓使得二極體處於反偏狀態而不能導通，此時由電容中存儲的電能向負載提供電壓和電流；在電力MOS場效電晶體處於關斷狀態時，變壓器的二次繞組通過感應變壓器的一次繞組兩端的電壓產生第二感應電壓，該第二感應電壓使得二極體處於正偏狀態而導通，此時變壓器磁芯中存儲的電能轉移至電容和負載。
根據本發明實施例的用於返馳變換器電源的同步整流控制器，包括：自我調整最小關斷時間控制單元，被配置為基於用於控制同步整流電力MOS場效電晶體的導通與關斷的同步整流開關信號，產生用於控制同步整流電力MOS場效電晶體在當前開關週期中的最小關斷時間的最小關斷時間控制信號；自我調整斜率感測單元，被配置為基於同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓和同步整流開啟閾值，產生用於表徵同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓在當前開關週期中的下降沿變化速率的變化的汲極電壓下降斜率信號；自我調整面積感測單元，被配置 為基於同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓，產生用於表徵同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓相對於積分參考值的包絡面積的變化的包絡面積變化指示信號，其中，積分參考值是同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓在當前開關週期中的主波峰值的第一預定比例；以及邏輯處理單元，被配置為基於最小關斷時間控制信號、汲極電壓下降斜率信號、以及包絡面積變化指示信號，產生用於控制同步整流電力MOS場效電晶體的導通的整流開啟控制信號。
根據本發明實施例的用於返馳變換器電源的同步整流控制器，可以基於同步整流電力MOS場效電晶體在當前開關週期中的最小關斷時間、同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓在當前開關週期中的下降沿變化速率的變化、以及同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓相對於當前開關週期中的積分參考值的包絡面積的變化有效地將同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓的主波與諧振波區分開，因此可以避免同步整流電力MOS場效電晶體在其汲極電壓的諧振期間誤導通。
根據本發明實施例的返馳變換器電源，包括上述用於返馳變換器電源的同步整流控制器。
由於根據本發明實施例的用於返馳變換器電源的同步整流控制器可以避免同步整流電力MOS場效電晶體在其汲極電壓的諧振期間誤導通，所以根據本發明實施例的返馳變換器電源可以避免其變壓器的原邊側和副邊側同時導通，從而避免由於其變壓器的原邊側和副邊側同時導通導致的同步整流電力MOS場效電晶體的損壞。
T:四繞組變壓器
Cbulk:濾波電容
Rst:啟動電阻
Cp:供電電容
Dp:供電二極體
Rsn:電阻
Csn、C1、C2、C3、C4、C5、C6:電容
Dsn:二極體
U1:PWM控制晶片
MS1,MS2,MS3:MOS場效電晶體
Rcs:感測電阻
Cout:輸出電容
U2:SR控制器
Vd:MS2的汲極電壓
Vout:返馳變換器電源的輸出電壓
Vds:MS2的汲極與源極之間的壓差
AVDD:晶片內部電源
Vref、vt(slp):參考電壓
Iref:參考電流
MNH:高壓開關
Vd_in:汲極限壓
Comp_sron:SR開啟比較器
Vt(on):同步整流開啟閾值
on det:整流開啟檢測信號
tref:預定持續時間
sr:同步整流開關信號
on ctrl:整流開啟控制信號
min_ton:最小導通時間信號
NOR1、NOR2:反或閘
on det:整流開啟檢測信號
turn on:同步整流開啟信號
off det:整流關斷檢測信號
turn off:同步整流關斷信號
RS:鎖存模組
Gate:閘極驅動信號
gate1:閘極驅動信號
gate2:MS2的閘極驅動信號
ton_min:同步整流器的最小導通時間
vt(off):同步整流關斷閾值
ts:Vds從vt(slp)下降到vt(on)的時間(計時起點到計時終點之間的持續時間)
tgt:返馳變換器電源的原邊側和副邊側同時導通的持續時間
vdsp:主波峰值
1000:同步整流控制器
1002:自我調整最小關斷時間控制單元
1004:自我調整斜率檢測單元
1006:自我調整面積檢測單元
1008:邏輯處理單元
toff_min、kf˙TOFF(n-1):最小關斷時間
ctrl_toff:最小關斷時間控制信號
ctrl_slope:汲極電壓下降斜率信號
ctrl_int:包絡面積變化指示信號
S(n):MS2的第(n)個開關週期中Vds的主波波形相對於積分參考值的包絡面積
SR1(n)、SR2(n)、SR3(n)、SR4(n):MS2的第(n)個開關週期中Vds的第一個、第二個、第三個、第四個諧振波形相對於積分參考值的包絡面積
S(n+1):MS2的第(n+1)個開關週期中Vds的主波波形相對於積分參考值的包絡面積
1010:電阻分壓網路
Vd/m:汲極分壓
opa1、opa2、opa3:運算放大器
comp1、comp2、comp3:比較器
dff1、dff2、dff3:D觸發器
R1:大電阻
sw1、sw2:開關
vdsp(n)/m:Vd/m電壓的峰值
VC1:電容C1上的電壓
VC2:電容C2上的電壓
R2、R3、R4、R5:電阻
tref dbs:計時模組
on_det:整流開啟感測信號
INV:反相器
NAND:反及閘
OR:或閘
1-shot:高位準脈衝產生模組
Ichar:電流源
Idisc:電流沉
blk_min:最小遮罩時間信號
Gm:跨導放大器
AND:及閘
sw3~sw10:開關
SP1、SP2、RS1、RS2、sum1、clr2、Vds_det_2、sum2、clr1、Vds_det2i:脈衝信號
S(n)/m:Vd/m電壓的積分值
從下面結合附圖對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：
圖1和圖2分別示出了傳統的包括同步整流控制器的返馳變換器電源的系統電路圖。
圖3示出了圖1和圖2所示的同步整流控制器的電路框圖。
圖4示出了當圖1和圖2所示的返馳變換器電源工作于(Discontinuous Conduction Mode,DCM)斷續導通模式時，與圖1和圖2所示的返馳變換器電源有關的多個信號的時序圖。
圖5示出了當圖1和圖2所示的返馳變換器電源中的同步整流器異常開關時，與圖1和圖2所示的返馳變換器電源有關的多個信號的時序圖。
圖6示出了根據本發明實施例的用於返馳變換器電源的同步整流控制器的邏輯框圖；
圖7示出了用於說明圖6所示的自我調整斜率檢測單元和自我調整最小關斷時間控制單元的工作原理的多個信號的時序圖。
圖8示出了用於說明圖6所示的自我調整面積檢測單元的工作原理的多個信號的時序圖。
圖9示出了圖6所示的自我調整斜率檢測單元的示例實現的電路圖。
圖10示出了圖6所示的自我調整最小關斷時間控制單元的示例實現的電路圖。
圖11示出了圖6所示的自我調整面積檢測單元的示例實現的電路圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在附圖和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
圖1和圖2分別示出了傳統的包括同步整流 (Synchronous Rectifier,SR)控制器的返馳變換器電源的系統電路圖。在圖1和圖2所示的返馳變換器電源中，T為四繞組變壓器，Cbulk為濾波電容，Rst為啟動電阻，Cp為供電電容，Dp為供電二極體，電阻Rsn、電容Csn、以及二極體Dsn構成鉗位元吸收電路，電容Csn和電力MOS場效電晶體MS3用於實現四繞組變壓器T的原邊側的零電壓開關(Zero Voltage Switch，ZVS)控制，U1為PWM控制晶片，MS1為用於控制四繞組變壓器T的儲能與釋能的系統級電力MOS場效電晶體，Rcs為檢測電阻，Cout為輸出電容，SR控制器U2與電力MOS場效電晶體MS2共同構成同步整流器用以代替傳統的肖特基整流二極體(下面，為了描述方便，將電力MOS場效電晶體MS2稱為SR電力MOS場效電晶體)。這裡，由於SR電力MOS場效電晶體MS2具有較低的導通壓降，可以有效降低系統的熱損耗並增大系統的輸出電流能力，因此同步整流器被廣泛應用在大輸出電流系統中。
從圖1和圖2可以看出，SR控制器U2至少具有Vd引腳、Gate引腳、以及GND引腳。Vd引腳用於接收SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極電壓Vd。Gate引腳用於向SR電力MOS場效電晶體MS2的閘極提供閘極驅動信號，以驅動SR電力MOS場效電晶體MS2的導通與關斷。GND引腳用於接地。另外，如圖1所示，SR控制器還可以具有Vin引腳，該Vin引腳用於接收返馳變換器電源的輸出電壓Vout。這裡，需要說明的是，在圖1和圖2所示的返馳變換器電源中，由於SR電力MOS場效電晶體MS2的源極接地，所以也可以將SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極電壓Vd看作SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極與源極之間的壓差Vds。在下面的描述中，SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極電壓Vd和SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極與源極之間的壓差Vds可以交換使用。
圖3示出了圖1和圖2所示的SR控制器的電路框圖。在圖3所示的SR控制器中，低壓差線性穩壓器(Low-dropout regulator，LDO) 模組基於SR控制器的Vd引腳處的電壓(即，SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極電壓Vd)和/或Vin引腳處的電壓(即，返馳變換器電源的輸出電壓Vout)產生晶片內部電源AVDD；電壓/電流基準模組基於晶片內部電源AVDD產生參考電壓vref和參考電流iref；高壓開關MNH對SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極電壓Vd進行限制，以產生汲極限壓Vd_in；SR開啟比較器Comp_sron基於汲極限壓Vd_in和同步整流開啟閾值Vt(on)產生整流開啟感測信號on det(例如，當汲極限壓Vd_in小於同步整流開啟閾值Vt(on)時，整流開啟感測信號on det=0)；SR關斷比較器Comp_sroff基於汲極限壓Vd_in和同步整流關斷閾值Vt(off)產生整流關斷感測信號off det(例如，當汲極限壓信號Vd_in大於同步整流關斷閾值Vt(off)時，整流關斷感測信號off det=0)；SR開啟控制模組基於MS2的汲極電壓Vd和同步整流開關信號sr產生整流開啟控制信號on ctrl；最小導通時間控制模組基於同步整流開關信號sr產生同步整流器的最小導通時間信號min_ton；反或閘NOR1基於整流開啟控制信號on ctrl和整流開啟感測信號on det產生同步整流開啟信號turn on；反或閘NOR2基於整流關斷感測信號off det和最小導通時間信號min_ton產生同步整流關斷信號turn off；鎖存模組RS基於同步整流開啟信號turn on和同步整流關斷信號turn off產生同步整流開關信號sr；驅動器模組基於同步整流開關信號sr產生閘極驅動信號Gate來驅動SR電力MOS場效電晶體MS2的導通與關斷；驅動控制模組基於同步整流開關信號sr產生閘極遮罩信號。
通常，返馳變換器電源根據其輸入電壓、輸出電壓、以及負載(或輸出電流)，在斷續導通模式(DCM)、准諧振模式(Quasi-Resonant,QR)、或連續導通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)工作。圖4示出了當圖1和圖2所示的返馳變換器電源工作在DCM模式時，與圖1和圖2所示的返馳變換器電源有關的多個信號的時序圖。在圖4中，gate1為系統級電力MOS場效電晶體MS1的閘極驅動信號，Vds為SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極和源極之間的壓差，gate2為SR電力MOS 場效電晶體MS2的閘極驅動信號，min_ton為同步整流器的最小導通時間信號(即，SR電力MOS場效電晶體MS2的最小導通時間信號)，ton_min為同步整流器的最小導通時間(即，SR電力MOS場效電晶體MS2的最小導通時間)，vt(slp)為參考電壓(例如，2V)，vt(on)為同步整流開啟閾值(例如，-200mV)，vt(off)為同步整流關斷閾值(例如，0mV)，vout為返馳變換器電源的輸出電壓(在3V~21V之間)，ts為Vds從vt(slp)下降到vt(on)的時間。傳統的同步整流開啟條件包括：(1)ts<tref(例如，100ns)；(2)Vds<vt(on)。當條件(1)和(2)同時滿足時，SR控制器控制SR電力MOS場效電晶體MS2導通，同步整流器開啟。
在圖1和圖2所示的返馳變換器電源中，由於在變壓器T的原邊側採用了ZVS控制技術，MS2的汲極與源極之間的壓差Vds的諧振波形的下降沿會變快，傳統的同步整流開啟條件(1)(2)會同時滿足，導致同步整流器在MS2的汲極與源極之間的壓差Vds的諧振期間誤開啟(即，SR電力MOS場效電晶體MS2誤導通)。SR電力MOS場效電晶體MS2誤導通後，受最小導通時間ton_min(例如，1us)的限制無法立刻關斷，如果變壓器T的原邊側的系統級電力MOS場效電晶體MS1恰好在SR電力MOS場效電晶體MS2的最小導通時間ton_min內導通，則變壓器T的原邊側和副邊側同時導通，SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極電壓Vd會產生一個很大的尖峰電壓，此尖峰電壓會使得Vds超過SR電力MOS場效電晶體MS2的額定耐壓值，導致SR電力MOS場效電晶體MS2損壞。
另外，傳統的同步整流開啟條件從固定參考電壓vt(slp)開始計時，在系統的輸入電壓和輸出電壓不同的情況下，Vds的高位準位準幅值不同，Vds從vt(slp)下降到vt(on)的時間ts在整個Vds下降沿的占比不同，導致ts變化範圍很大，因此預定持續時間tref的選取比較困難。
圖5示出了當圖1和圖2所示的返馳變換器電源中的同步整流器異常開關時，與圖1和圖2所示的返馳變換器電源有關的多個信號的時序圖。gate1為系統級電力MOS場效電晶體MS1的閘極驅動信號， Vds為SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極和源極之間的壓差，gate2為SR電力MOS場效電晶體MS2的閘極驅動信號，min_ton為同步整流器的最小導通時間信號(即，SR電力MOS場效電晶體MS2的最小導通時間信號)，ton_min為同步整流器的最小導通時間(即，SR電力MOS場效電晶體MS2的最小導通時間)，tgt為圖1和圖2所示的返馳變換器電源的原邊側和副邊側同時導通的持續時間，vdsp為正常情況下Vds的高位準幅值。從圖5可以看出，在變壓器T的原邊側進行ZVS控制時，Vds的諧振波形的下降沿變快，傳統的同步整流開啟條件(1)和(2)同時滿足，同步整流器在Vds的諧振期間誤開啟(即，SR電力MOS場效電晶體MS2誤導通)。SR電力MOS場效電晶體MS2誤導通後，由於最小導通時間ton_min(為了防止SR電力MOS場效電晶體MS2剛導通時由於Vds被干擾而誤關斷)的限制，SR電力MOS場效電晶體MS2無法關斷，繼續導通，直到ton_min時間計滿時才關斷。在SR電力MOS場效電晶體MS2誤導通後的ton_min時間內，如果恰好碰到原邊側的gate1拉高，則系統級電力MOS場效電晶體MS1會導通。變壓器T的原邊側和副邊側同時導通會使Vds產生一個很大的尖峰電壓，該尖峰電壓與vdsp疊加在一起大於SR電力MOS場效電晶體MS2的額定耐壓值，這會導致SR電力MOS場效電晶體MS2損壞。
鑒於上述問題，提出了一種用於返馳變換器電源的同步整流控制器，以避免同步整流電力MOS場效電晶體在其汲極電壓的諧振期間誤開啟，提高同步整流器的可靠性。
圖6示出了根據本發明實施例的用於返馳變換器電源的同步整流控制器1000的邏輯框圖。如圖6所示，同步整流控制器1000包括自我調整最小關斷時間控制單元1002、自我調整斜率感測單元1004、自我調整面積感測單元1006、以及邏輯處理單元1008，其中：自我調整最小關斷時間控制單元1002被配置為基於用於控制同步整流電力MOS場效電晶體的導通與關斷的同步整流開關信號sr，產生用於控制同步整流電力 MOS場效電晶體在當前開關週期中的最小關斷時間toff_min的最小關斷時間控制信號ctrl_toff；自我調整斜率感測單元1004被配置為基於同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd和同步整流開啟閾值Vt(on)，產生用於表徵同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd在當前開關週期中的下降沿變化速率的變化的汲極電壓下降斜率信號ctrl_slope；自我調整面積感測單元1006被配置為基於同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd，產生用於表徵同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd相對於積分參考值的包絡面積的變化的包絡面積變化指示信號ctrl_int，其中，積分參考值是同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd在當前開關週期中的主波峰值的第一預定比例(例如，kr=0.5)；邏輯處理單元1008被配置為基於最小關斷時間控制信號ctrl_toff、汲極電壓下降斜率信號ctrl_slope、以及包絡面積變化指示信號ctrl_int，產生用於控制同步整流電力MOS場效電晶體的導通的整流開啟控制信號on ctrl。
根據本發明實施例的同步整流控制器基於同步整流電力MOS場效電晶體在當前開關週期中的最小關斷時間、同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd在當前開關週期中的下降沿變化速率的變化、以及同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd相對於當前開關週期中的積分參考值的包絡面積的變化，可以有效地將Vds(即，Vd)的正常波形(即，主波形)與諧振波形區分開，從而可以避免同步整流電力MOS場效電晶體在Vds的諧振期間誤導通，降低了Vds的峰值電壓，提高了同步整流器的可靠性。特別地，在原邊採用ZVS技術的系統中，Vds的諧振波形下降沿變快，採用根據本發明實施例的同步整流器可以有效避免同步整流電力MOS場效電晶體在其汲極電壓Vd的諧振期間誤導通，從而避免同步整流器誤開啟。
在一些實施例中，自我調整最小關斷時間控制單元1002可以進一步被配置為：基於同步整流開關信號sr，確定同步整流電力MOS場效電晶體在前一開關週期中處於關斷狀態的持續時間；將同步整流電力 MOS場效電晶體在前一開關週期中處於關斷狀態的持續時間的第二預定比例(例如，kf=0.75)作為同步整流電力MOS場效電晶體在當前開關週期中的最小關斷時間toff_min；以及當同步整流電力MOS場效電晶體在當前開關週期中處於關斷狀態的持續時間小於最小關斷時間toff_min時，產生指示不允許同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的最小關斷時間控制信號ctrl_toff。
在一些實施例中，自我調整最小關斷時間控制單元1002可以進一步被配置為：當同步整流電力MOS場效電晶體在當前開關週期中處於關斷狀態的持續時間不小於最小關斷時間toff_min時，產生指示允許同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的最小關斷時間控制信號ctrl_off。
在一些實施例中，自我調整斜率檢測單元1004可以進一步被配置為：將同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd從當前峰值下降到同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd在當前開關週期中的主波峰值Vdsp的第三預定比例(例如，ks=0.75)時的時間點作為計時起點；將同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd從當前峰值下降到同步整流開啟閾值Vt(on)時的時間點作為計時終點；以及當計時起點到計時終點之間的持續時間ts不小於預定持續時間tref時，產生指示不允許同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的汲極電壓下降斜率信號ctrl_slope。
在一些實施例中，自我調整斜率感測單元1004可以進一步被配置為：當計時起點到計時終點之間的持續時間ts小於預定持續時間tref時，產生指示允許同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的汲極電壓下降斜率信號ctrl_slope。
圖7示出了用於說明圖6所示的自我調整斜率感測單元和自我調整最小關斷時間控制單元的工作原理的多個信號的時序圖。如圖7所示，在SR電力MOS場效電晶體MS2的每個開關週期中，取Vds下降 到其主波峰值vdsp的一定比例，例如，ks˙vdsp時的時間作為計時起點來感測Vds的下降沿變化速率。例如，在SR電力MOS場效電晶體MS2的第(n-1)個開關週期中，雖然Vds的第四個諧振波的下降沿變快，但其幅值小於ks˙vdsp(n-1)，所以SR電力MOS場效電晶體MS2不會誤導通，同步整流器不會誤開啟。另外，如圖7所示，取SR電力MOS場效電晶體MS2在前一個開關週期中的關斷時間的某個固定比例，例如，kf˙TOFF(n-1)作為SR電力MOS場效電晶體MS2在當前開關週期中的最小關斷時間toff_min，在此時間內不允許SR電力MOS場效電晶體MS2從關斷狀態變為導通狀態。例如，在SR電力MOS場效電晶體MS2的第(n)個開關週期中，雖然Vds的第二個諧振波的下降沿變快，並且幅度也超過了ks˙vdsp(n)，但是由於最小關斷時間kf˙TOFF(n-1)尚未計滿，所以SR電力MOS場效電晶體MS2不會誤開啟。
在一些實施例中，自我調整面積感測單元1006可以進一步被配置為：獲取同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd在當前開關週期中的主波波形相對於積分參考值的主波包絡面積；獲取同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd的即時波形相對於積分參考值的即時包絡面積；以及當即時包絡面積大於主波包絡面積的第四預定比例(例如，ka=0.75)時，產生指示允許同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的包絡面積變化指示信號ctrl_int。
在一些實施例中，自我調整面積感測單元1006可以進一步被配置為：當即時包絡面積不大於主波包絡面積的第四預定比例時，產生指示不允許同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的包絡面積變化指示信號ctrl_int。
圖8示出了用於說明圖6所示的自我調整面積感測單元的工作原理的多個信號的時序圖。如圖8所示，在SR電力MOS場效電晶體MS2的每個開關週期中，取Vds的主波峰值vdsp的一定比例，例如，kr˙vdsp作為積分參考值。例如，S(n)表示在SR電力MOS場效電晶體MS2 的第(n)個開關週期中Vds的主波波形相對於積分參考值的包絡面積，SR1(n)、SR2(n)、SR3(n)、SR4(n)分別表示在SR電力MOS場效電晶體MS2的第(n)個開關週期中Vds的第一個、第二個、第三個、第四個諧振波形相對於積分參考值的包絡面積，S(n+1)表示在SR電力MOS場效電晶體MS2的第(n+1)個開關週期中Vds的主波波形相對於積分參考值的包絡面積，SR1(n)、SR2(n)、SR3(n)、SR4(n)、S(n+1)分別與ka˙S(n)(例如，ka=0.75)作比較，只有包絡面積大於ka˙S(n)時才允許SR電力MOS場效電晶體MS2從關斷狀態變為導通狀態。例如，在SR電力MOS場效電晶體MS2的第(n)個開關週期中，雖然Vds的第四個諧振波的下降沿變快，幅度也超過了ks˙vdsp(n)，最小關斷時間kf˙TOFF(n-1)也已經計滿，但是由於SR4(n)<ka˙S(n)，所以SR電力MOS場效電晶體MS2不會誤導通，同步整流器不會誤開啟。同時，vdsp(n+1)>ks˙vdsp(n)，且最小關斷時間kf˙TOFF(n-1)已經計滿，S(n+1)>ka˙S(n)，所以SR電力MOS場效電晶體MS2在第(n+1)個開關週期正常導通，同步整流器正常開啟。
在一些實施例中，邏輯處理單元1008可以進一步被配置為：當最小關斷時間控制信號ctrl_toff、汲極電壓下降斜率信號ctrl_slope、以及包絡面積變化指示信號ctrl_int均指示允許同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態時，產生用於控制同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的整流開啟控制信號on ctrl；當最小關斷時間控制信號ctrl_toff、汲極電壓下降斜率信號ctrl_slope、以及包絡面積變化指示信號ctrl_int中的至少一個信號指示不允許同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態時，產生用於控制同步整流電力MOS場效電晶體保持關斷狀態的整流開啟控制信號。
在一些實施例中，同步整流控制器1000還可以包括電阻分壓網路1010，該電阻分壓網路被配置為對同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd進行分壓，以產生易於後續單元的電路實現的汲極分壓Vd/m。應該理解的是，在對同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd 進行分壓的情況下，自我調整斜率檢測單元1004和自我調整面積檢測單元1006中用於與同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd進行比較的電壓值也需要相應地縮小到原來的1/m。例如，自我調整斜率檢測單元1004可以基於同步整流電力MOS場效電晶體的汲極分壓Vd/m和同步整流開啟閾值Vt(on)，產生用於表徵同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd在當前開關週期中的下降沿變化速率的汲極電壓下降斜率信號ctrl_slope；自我調整面積檢測單元1006可以基於同步整流電力MOS場效電晶體的汲極分壓Vd/m，產生用於表徵同步整流電力MOS場效電晶體的汲極分壓Vd/m相對於積分參考值的包絡面積的變化的包絡面積變化指示信號ctrl_int，其中，積分參考值是同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓Vd在當前開關週期中的主波峰值的第一預定比例的1/m。
圖9示出了圖6所示的自我調整斜率檢測單元的示例實現的電路圖。在圖9中，Vd/m為SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極電壓Vd的1/m(例如，1/40)，opa1、opa2為運算放大器，comp1為比較器，dff1為D觸發器，R1為大電阻，sw1、sw2為開關。Vd/m電壓的峰值vdsp(n)/m存儲在電容C1上，電容C1上的電壓VC1=vdsp(n)/m。在SR電力MOS場效電晶體MS2的閘極驅動信號gate2的上升沿，首先產生一個窄脈衝信號RS1將電容C2清零，接著產生一個一定寬度的脈衝信號SP1將電容C1與C2連接起來，ks=C1/(C1+C2)，電容C2上的電壓VC2=ks˙vdsp(n)/m。電容C2上的電壓VC2經opa2、電阻R2、R3構成的緩衝器級連到comp1的同相輸入端，comp1的反相輸入端接Vd/m。當Vd/m下降到ks˙vdsp(n)/m時，comp1輸出高位準，計時模組tref dbs開始計時。計時模組tref dbs在其計時達到預定時間時輸出低位準，否則維持高位準。根據SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極電壓Vd和同步整流開啟閾值Vt(on)產生的整流開啟感測信號on_det在Vd<vt(on)時產生一個下降沿，對計時模組tref dbs的輸出進行採樣。如果SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極電壓Vd下降沿比較快，計時模組tref dbs因為其計時尚未達到預定時 間而輸出高位準，則汲極電壓下降斜率信號ctrl_slope為低位準，Vds斜率感測條件滿足，允許SR電力MOS場效電晶體MS2導通(即，允許同步整流器開啟)；如果SR電力MOS場效電晶體MS2的汲極電壓Vd下降沿比較慢，計時模組tref dbs因為其計時達到了預定時間而輸出低位準，則ctrl_slope為高位準，Vds斜率感測條件不滿足，保持SR電力MOS場效電晶體MS2處於關斷狀態(即，不允許同步整流器開啟)。
圖10示出了圖6所示的自我調整最小關斷時間控制單元的示例實現的電路圖。在圖10中，INV為反相器，dff2為D觸發器，NAND為反及閘，OR為或閘，1-shot為高位準脈衝產生模組，Ichar為電流源，Idisc為電流沉，kf=Ichar/Idisc(例如，kf=0.75)。sr為同步整流開關信號。圖10所示的下半部分的兩個相同的電路交替工作。Ichar週期性地交替給電容C3/C4充電，將SR電力MOS場效電晶體MS2在前一個開關週期中的關斷時間存儲在電容C3/C4上。Idisc週期性地交替對電容C4/C3放電，產生SR電力MOS場效電晶體MS2在當前開關週期中的最小關斷時間toff_min。1-shot產生最小遮罩時間信號blk_min，確定最小關斷時間toff_min的最小值(例如，2us)。在最小關斷時間toff_min內，ctrl_toff為高位準，SR電力MOS場效電晶體MS2保持關斷狀態(即，不允許同步整流器開啟)；最小關斷時間toff_min計滿後，ctrl_toff為低位準，允許SR電力MOS場效電晶體MS2從關斷狀態變為導通狀態(即，允許同步整流器開啟)。
圖11示出了圖6所示的自我調整面積檢測單元的示例實現的電路圖。在圖11中，comp2、comp3為比較器，Gm為跨導放大器，dff3為D觸發器，AND為及閘，1-shot為高位準脈衝產生模組，sw3~sw10為開關。開關sw3~sw10分別由信號SP2、RS2、sum1、clr2、Vds_det_2、sum2、clr1、Vds_det2i控制。(vdsp(n)/m)xkr為Vd/m峰值的一定比例(例如，kr=0.5)，由圖9所示的電路輸出。Gm的輸出端有兩路Vds積分值保持電路，它們交替工作，Vd/m電壓的積分值S(n)/m存儲在其中一個電容 C5上，C5上的電壓VC5=S(n)/m。在SR電力MOS場效電晶體MS2的閘極驅動信號gate2的每個上升沿，首先產生一個窄脈衝信號RS2將電容C6清零，接著產生一個一定寬度的脈衝信號SP2將電容C5與C6連接起來，電容C6上的電壓VC6=C5/(C5+C6)˙S(n)/m。電容C6上的電壓C6經運算放大器opa3、電阻R4、R5構成的緩衝器級連升壓後，得到vrefa(n)=ka˙S(n)/m(ka=C5x(R4+R5)/(C5+C6)/R4)，此電壓連接到comp3的同相輸入端，comp3的反相輸入端接Vd/m的即時積分值。當Vd/m的即時積分值大於ka˙S(n)/m時，comp3輸出的ctrl_int為低位準，允許SR電力MOS場效電晶體MS2從關斷狀態變為導通狀態(即，允許同步整流器開啟)，否則comp3輸出的ctrl_int維持高位準，保持SR電力MOS場效電晶體MS2處於關斷狀態。
在一些示例實現中，ctrl_int與圖10所示的電路輸出的ctrl_toff、圖9所示的電路輸出的ctrl_slope經邏輯處理後(例如，或閘)產生on ctrl，只有ctrl_slope、ctrl_toff、ctrl_int三個信號同時為低位準時，on ctrl為低位準，控制SR電力MOS場效電晶體MS2從關斷狀態變為導通狀態，否則保持SR電力MOS場效電晶體MS2處於關斷狀態。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且，落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
Vd:MS2的汲極電壓
on det:整流開啟感測信號
sr:同步整流開關信號
on ctrl:整流開啟控制信號
on det:整流開啟感測信號
1000:同步整流控制器
1002:自我調整最小關斷時間控制單元
1004:自我調整斜率感測單元
1006:自我調整面積感測單元
1008:邏輯處理單元
ctrl_toff:最小關斷時間控制信號
ctrl_slope:汲極電壓下降斜率信號
ctrl_int:包絡面積變化指示信號
1010:電阻分壓網路
Vd/m:汲極分壓

Claims (10)

  1. 一種用於返馳變換器電源的同步整流控制器，包括：
    自我調整最小關斷時間控制單元，被配置為基於用於控制同步整流電力MOS場效電晶體的導通與關斷的同步整流開關信號，產生用於控制所述同步整流電力MOS場效電晶體在當前開關週期中的最小關斷時間的最小關斷時間控制信號；
    自我調整斜率感測單元，被配置為基於所述同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓和同步整流開啟閾值，產生用於表徵所述同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓在所述當前開關週期中的下降沿變化速率的變化的汲極電壓下降斜率信號；
    自我調整面積感測單元，被配置為基於所述同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓，產生用於表徵所述同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓相對於積分參考值的包絡面積的變化的包絡面積變化指示信號，其中，所述積分參考值是所述同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓在所述當前開關週期中的主波峰值的第一預定比例；以及
    邏輯處理單元，被配置為基於所述最小關斷時間控制信號、所述汲極電壓下降斜率信號、以及所述包絡面積變化指示信號，產生用於控制所述同步整流電力MOS場效電晶體的導通的整流開啟控制信號。
  2. 根據請求項1所述的同步整流控制器，其中，所述自我調整最小關斷時間控制單元進一步被配置為：
    基於所述同步整流開關信號，確定所述同步整流電力MOS場效電晶體在前一開關週期中處於關斷狀態的持續時間；
    將所述同步整流電力MOS場效電晶體在所述前一開關週期中處於關斷狀態的持續時間的第二預定比例作為所述同步整流電力MOS場效電晶體在所述當前開關週期中的最小關斷時間；以及
    當所述同步整流電力MOS場效電晶體在所述當前開關週期中處於關斷狀態的持續時間小於所述最小關斷時間時，產生指示不允許所述同步整 流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的最小關斷時間控制信號。
  3. 根據請求項2所述的同步整流控制器，其中，所述自我調整最小關斷時間控制單元進一步被配置為：
    當所述同步整流電力MOS場效電晶體在所述當前開關週期中處於關斷狀態的持續時間不小於所述最小關斷時間時，產生指示允許所述同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的最小關斷時間控制信號。
  4. 根據請求項1所述的同步整流控制器，其中，所述自我調整斜率感測單元進一步被配置為：
    將所述同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓從當前峰值下降到所述同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓在所述當前開關週期中的主波峰值的第三預定比例時的時間點作為計時起點；
    將所述同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓從所述當前峰值下降到所述同步整流開啟閾值時的時間點作為計時終點；以及
    當所述計時起點到所述計時終點之間的持續時間不小於預定持續時間時，產生指示不允許所述同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的汲極電壓下降斜率信號。
  5. 根據請求項4所述的同步整流控制器，其中，所述自我調整斜率感測單元進一步被配置為：
    當所述計時起點到所述計時終點之間的持續時間小於所述預定持續時間時，產生指示允許所述同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的汲極電壓下降斜率信號。
  6. 根據請求項1所述的同步整流控制器，其中，所述自我調整面積感測單元進一步被配置為：
    獲取所述同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓在所述當前開關週期中的主波波形相對於所述積分參考值的主波包絡面積；
    獲取所述同步整流電力MOS場效電晶體的汲極電壓的即時波形相對於所述積分參考值的即時包絡面積；以及
    當所述即時包絡面積大於所述主波包絡面積的第四預定比例時，產生指示允許所述同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的包絡面積變化指示信號。
  7. 根據請求項6所述的同步整流控制器，其中，所述自我調整面積感測單元進一步被配置為：
    當所述即時包絡面積不大於所述主波包絡面積的第四預定比例時，產生指示不允許所述同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的包絡面積變化指示信號。
  8. 根據請求項3、5、7中任一項所述的同步整流控制器，其中，所述邏輯處理單元進一步被配置為：
    當所述最小關斷時間控制信號、所述汲極電壓下降斜率信號、以及所述包絡面積變化指示信號均指示允許所述同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態時，產生用於控制所述同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態的整流開啟控制信號。
  9. 根據請求項3、5、7中任一項所述的同步整流控制器，其中，所述邏輯處理單元進一步被配置為：
    當所述最小關斷時間控制信號、所述汲極電壓下降斜率信號、以及所述包絡面積變化指示信號中的至少一個信號指示不允許所述同步整流電力MOS場效電晶體從關斷狀態變為導通狀態時，產生用於控制所述同步整流電力MOS場效電晶體保持關斷狀態的整流開啟控制信號。
  10. 一種返馳變換器電源，包括請求項1至9中任一項所述的同步整流控制器。
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