TWI676344B - 返馳變換器 - Google Patents

返馳變換器 Download PDF

Info

Publication number
TWI676344B
TWI676344B TW106131003A TW106131003A TWI676344B TW I676344 B TWI676344 B TW I676344B TW 106131003 A TW106131003 A TW 106131003A TW 106131003 A TW106131003 A TW 106131003A TW I676344 B TWI676344 B TW I676344B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
switch
circuit
terminal
capacitor
converter circuit
Prior art date
Application number
TW106131003A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201826681A (zh
Inventor
傑森 張
Jason Chang
薛凌霄
Lingxiao Xue
Original Assignee
美商納維達斯半導體公司
Navitas Semiconductor, Inc.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 美商納維達斯半導體公司, Navitas Semiconductor, Inc. filed Critical 美商納維達斯半導體公司
Publication of TW201826681A publication Critical patent/TW201826681A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI676344B publication Critical patent/TWI676344B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H02M1/342—Active non-dissipative snubbers
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本發明揭示一種變換器電路。該變換器電路包含：一變壓器；及一初級電路，其連接至該變壓器之初級側，其中該初級電路包含連接至一接地之一第一開關。該變換器電路亦包含：一第二開關，其連接至該第一開關；及一箝位電容器，其連接至該第二開關且連接至輸入。該變換器電路亦包含連接至該變壓器之次級側之一次級電路，其中該次級電路包含一整流元件及連接至該整流元件之一輸出電容器。另外，該輸出電容器對該變換器電路之諧振具有一實質影響。

Description

返馳變換器
本申請案大體而言係關於返馳變換器，且更特定而言係關於具有受輸出電容器顯著影響之諧振之返馳變換器。
單開關返馳變換器拓撲普遍用於諸多應用中。在此範疇中，準諧振返馳可藉助諧振操作來減少切換損耗。然而，變壓器洩漏能量不能恢復且需要箝位裝置來保護初級開關及次級開關。另外，QR返馳通常在150 kHz以下操作以將切換損耗及EMI最小化。 圖1係對具有一次級二極體整流器之一傳統主動箝位返馳(ACF)變換器之一示意性圖解說明。Lm表示變壓器磁化電感，且Lr可係變壓器之洩漏電感或與一離散電感器串聯之變壓器之洩漏電感。電容器Cr係箝位電容器且S2係箝位開關。S1係與傳統單開關返馳所具有之開關相同之開關。D1係將電流傳導至負載之整流器二極體。Co用於對輸出電壓之切換漣波進行濾波且具有大電容。 圖1之變換器以及本文中所論述之其他變換器之開關係由一控制器(未展示)驅動，該控制器經程式化以致使變換器使用來自電容器Cr與電感器Lr共用之節點處之一輸入之能量來跨越輸出電容器Co而產生一電壓。 主動箝位返馳(ACF)係一雙開關拓撲，其達成軟性切換且恢復洩漏電感能量。連續導通模式(CCM)主動箝位返馳(諸如，圖1中所展示之箝位返馳)具有正磁化電流且因此具有較低RMS電流。然而，此電路需要一外部電感器來達成全ZVS。另外，次級整流器關斷係硬性切換。 圖2係對一傳統不連續導通模式(DCM)主動箝位返馳(ACF)變換器之一示意性圖解說明。與圖1之變換器相比，圖2中所圖解說明之變換器之不連續導通模式ACF或臨界導通模式ACF之磁化電流擺動至一負位準。此可達成對低側開關之ZVS接通且可使整流器裝置之零電流切換(ZCS)式關斷成為可能。 為了減少整流器二極體(尤其是具有高輸出電流之應用中之整流器二極體)之傳導損耗，通常使用同步整流器(SR)拓撲，如圖2中所圖解說明。SR方案可包含(舉例而言)回應於所感測到的通過SR開關S3之一電流或所感測到的跨越SR開關S3之一電壓而接通SR開關S3，所感測到之電流及電壓指示SR開關S3之內接二極體係導通的。SR開關S3可係一Si MOSFET或GaN HEMT且在第三象限中操作以降低電壓降。 SR開關通常經控制以在內接二極體開始攜載電流時導通且在內接二極體電流下降至零時阻斷。由於諸如電路延遲及寄生效應等因子，SR開關S3具有一經延遲接通及一提早關斷，具體情形取決於SR控制器效能及電路寄生效應。當關斷SR開關時，其內接二極體開始使剩餘電流轉向。若內接二極體在SR開關S3被關斷時仍攜載高電流，則發生一反向恢復程序。因此，電路經歷高損耗、電壓振鈴及EMI雜訊。因此，在關斷SR開關S3之前儘可能地減小電流。若二極體電流係零且二極體因此關斷，則其處於零電流切換(ZCS)式關斷條件下。此操作通常具有低損耗、低電壓振鈴及低EMI雜訊之益處。 為了分析ACF操作，圖3中重畫具有開關輸出電容之ACF拓撲。圖4中展示一傳統ACF變換器(諸如，圖3中所圖解說明之ACF變換器)之操作波形。輸出電容器Co之電容較大，如由其符號所指示，且因此在分析電路時可被視為一恆定電壓源。 在開關S1呈接通狀態之間隔期間，磁化電感被充電且其電流(ILm=ILr)線性地增大。另外，在開關S1呈接通狀態之間隔期間，次級電流(Is3)係零。 在開關S1呈接通狀態之間隔之結束處，關斷開關S1且接通開關S2。由於兩個初級電容器Coss與次級電容器Cj之間的分流效應，電感器電流iLr快速下降至低於磁化電流(ILm)之峰值之一值(Idip)。然後，在開關S2接通間隔(或S1關斷間隔)期間，Lr與箝位電容器Cr諧振且電感器Lr之電流(iLr)與磁化電流iLm之間的差被遞送至負載(S3)。可將電感器電流求解為(1)(2) 其中Idip係在諧振程序之前，Lr之初始電流；Vo係輸出電容器Co之電壓，且由於SR開關S3之電壓降較低而大致等於變壓器之輸出電壓；Vcr(0)係諧振電容器Cr之初始電壓，可根據諧振電容器Cr之電荷平衡而按照(3)對Vcr(0)進行求解。(3) 其中D係S1之工作循環，且Ts係切換週期。 由於箝位電容器Cr僅在開關S1關斷間隔期間才具有電流，因此組合方程式(1)與(2)且實施電荷平衡定律展示在開關S1關斷間隔之結束處，iLr係-Idip。若在開關S1關斷間隔之結束處，iLr比iLm之最小值具更高負性，則開關S3之電流(ISR)係正的，如圖4(a)中所展示。當關斷開關S2時，開關S3將在高電流下被強制關斷且其內接二極體將經受反向恢復且導致各種問題，包含電壓振鈴、電力損耗及EMI發射雜訊。 減小箝位電容器Cr之電容會縮短諧振週期，此使iLr與iLm實際上迅速合併，此中斷Lr與Cr之諧振。至開關S1關斷間隔之結束處，iLr可等於或實質上等於iLm，從而達成次級開關S3之ZCS，如圖4(b)中所展示。 然而，如圖4(b)中所展示，同步整流開關S3之電流(iS3)在開關S1之關斷間隔期間被暫時切斷。因此，SR控制器需要在此間隔期間接通並關斷SR開關兩次。此操作會增加驅動損耗且導致電路操作之不穩定性。 可透過SR控制器將SR開關S3之一最小導通時間程式化以避免多個接通問題。然而，固定最小接通時間在輕負載下導致操作異常且影響效率。另外，圖4(b)中之諧振電流iLr之振幅大於圖4(a)中之諧振電流iLr之振幅。此操作導致較大RMS值且增加開關S2及變壓器繞組之傳導損耗。 總之，為了達成次級SR開關之ZCS，具有初級諧振之現有ACF拓撲具有需多次接通SR且初級電流之RMS值高之缺陷，此導致SR控制效能差、驅動損耗高、傳導損耗高及效率低。
一個一般態樣包含一變換器電路，其包含：一輸入。該變換器電路亦包含：一變壓器，其具有一初級側及一次級側；及一初級電路，其連接至該變壓器之該初級側，其中該初級電路包含：連接至一接地之一第一開關，連接至該第一開關之一第二開關，及連接至該第二開關及該輸入之一箝位電容器。該變換器電路亦包含：一次級電路，其連接至該變壓器之該次級側，其中該次級電路包含：一整流開關，及該連接至該整流開關之一輸出電容器。該變換器電路亦包含一或多個控制器，該一或多個控制器經組態以接通及關斷該第一開關及該第二開關，使得跨越該輸出電容器產生一電壓，其中在一第一間隔期間該第一開關係接通的且該第二開關係關斷的，其中在一第二間隔期間該第一開關係關斷的且該第二開關係接通的，且其中該控制器經組態以接通及關斷該整流開關，使得該變換器電路具有一次級同步整流操作，其中在該第二間隔期間，通過該整流開關之一電流變得實質上等於零少於兩次，而不論：a)該輸入處之電壓，b)跨越該輸出電容器之平均電壓，及c)通過該整流開關之平均電流如何，且其中在該第二間隔之結束處，通過該整流開關之一電流係實質上零。 實施方案可包含以下特徵中之一或多者。該變換器電路，其中該箝位電容器對該電路之諧振具有一實質影響。該變換器電路，其中該箝位電容器對該電路之諧振實質上無影響。該變換器電路，其中該次級電路進一步包含：一第二整流開關；及一第二輸出電容器，其連接至該第二整流開關，其中該變換器電路之諧振受該第二輸出電容器影響。該變換器電路，其中該輸出電容器直接連接至一負載。該變換器電路，其中該次級電路進一步包含連接至該輸出電容器之一lc濾波器，其中該lc濾波器經組態以產生具有比跨越該輸出電容器之一漣波更少之漣波之一電壓輸出。 一項一般態樣包含一變換器電路，其包含：一輸入。該變換器電路亦包含：一變壓器，其具有一初級側及一次級側，及一初級電路，其連接至該變壓器之該初級側，其中該初級電路包含：連接至一接地之一第一開關，連接至該第一開關之一第二開關，及連接至該第二開關及該輸入之一箝位電容器。該變換器電路亦包含：一次級電路，其連接至該變壓器之該次級側，其中該次級電路包含：一整流元件，及連接至該整流元件之一輸出電容器。其中如下定義之一電容比小於40：該輸出電容器之電容之值除以該變壓器之匝比之平方除以該箝位電容器之電容之值。 實施方案可包含以下特徵中之一或多者。該變換器電路，其中該整流元件包含一個二極體。該變換器電路，其中該整流元件包含一整流開關。該變換器電路，其中該箝位電容器對該電路之諧振具有一實質影響。該變換器電路，其中該箝位電容器對該電路之諧振無實質影響。該變換器電路，其中該次級電路進一步包含：一第二整流元件；及一第二輸出電容器，其連接至該第二整流元件，其中該變換器電路之諧振受該第二輸出電容器影響。該變換器電路，其中該輸出電容器直接連接至一負載。該變換器電路，其中該次級電路進一步包含連接至該輸出電容器之一lc濾波器，其中該lc濾波器經組態以產生具有比跨越該輸出電容器之一漣波更少之漣波之一電壓輸出。 一項一般態樣包含一變換器電路，其包含：一輸入。該變換器電路亦包含：一變壓器，其具有一初級側及一次級側，及一初級電路，其連接至該變壓器之該初級側，其中初級電路包含：連接至一接地之一第一開關，連接至該第一開關之一第二開關，及連接至該第二開關及該輸入之一箝位電容器。該變換器電路亦包含：一次級電路，其連接至該變壓器之該次級側，其中該次級電路包含：一整流元件，及連接至該整流元件之一輸出電容器。該次級電路進一步包含連接至該輸出電容器之一lc濾波器，其中該lc濾波器經組態以產生具有比跨越該輸出電容器之一電壓漣波更少之電壓漣波之一電壓輸出，且其中該lc濾波器之電容器之電容大於該輸出電容器之電容。 實施方案可包含以下特徵中之一或多者。該變換器電路，其中該整流元件包含一個二極體。該變換器電路，其中該整流元件包含一整流開關。該變換器電路，其中該次級電路進一步包含：一第二整流元件；及一第二輸出電容器，其連接至該第二整流元件，其中該變換器電路之諧振受該第二輸出電容器影響。該變換器電路，其中該箝位電容器對該電路之諧振具有一實質影響。該變換器電路，其中該箝位電容器對該變換器電路之諧振無實質影響。
相關申請案之交叉參考 本申請案主張2016年9月9日提出申請之標題為「FLYBACK CONVERTER」之美國臨時申請案第62/385,845號之權益，該申請案之揭示內容以引用方式併入本文中。 本文中結合圖式圖解說明本發明之特定實施例。 本文中陳述各種細節，此乃因此等細節與特定實施例有關。然而，本發明亦可以與本文中所闡述之方式不同之方式來實施。熟習此項技術者可在不背離本發明之情況下對所論述之實施例做出修改。因此，本發明並不限於本文中所揭示之特定實施例。 如上文所論述，在習用變換器中，諧振係由箝位電容器Cr支配。在本文中所論述之實施例中，輸出電容器Co支配變換器之諧振或至少對變換器之諧振產生顯著影響。 本發明之某些實施例係關於功率變換電路，該等功率變換電路改良用於電子裝置(諸如，膝上型電腦)之電力配接器之效率及/或減小電力配接器之大小。某些實施例係關於具有次級諧振之主動箝位返馳電路，該等主動箝位返馳電路允許在不同線路及負載條件下之軟性切換，恢復洩漏電感且將電力變換電路中之減震器損耗最小化。某些實施例採用eMode GaN開關及一經最佳化主動箝位返馳電路來提高切換頻率同時維持及/或改良效率。舉例而言，在某些實施例中，使用一變壓器之一磁化電感來達成初級側開關之零電壓切換式接通及次級側同步整流開關之零電流關斷式切換。由於洩漏電感能量被恢復且初級側開關之電壓被箝位，因此對一減震器之需要最小化且電路可在高頻率下高效地切換。次級諧振方案 圖5係一次級諧振方案，其使用一小電容輸出電容器Co來作為諧振元件。跨越輸出電容器Co之電壓漣波將係高的，因此此拓撲可用於其中可耐受跨越輸出電容器Co之輸出電壓漣波之應用中。此方案中之輸出電容器Co可係具有低ESR及ESL以達成低損耗之一高品質電容器。在此情形中之箝位電容器Cr係一高電容電容器，使得在分析中其電壓可被視為一恆定電壓源。Coss係S2及S1之輸出電容，且Cj係S3之輸出電容。 圖6中展示在圖5之電路之操作期間所產生之次級諧振ACF波形。在開關S1接通間隔期間之操作與習用ACF變換器(諸如，圖3中所圖解說明之ACF變換器)相同。當關斷開關S1時，iLr電流由於分流效應而下降至一較低值，該分流效應取決於初級開關Coss與次級開關輸出電容Cj之比率。此電流下降具有與一傳統ACF變換器(諸如，圖3中所圖解說明之ACF變換器)之電流下降相同或類似之原因。當開關S1、S2及S3之換向完成時，Lr開始與輸出電容器Co及箝位電容器Cr諧振。 圖7圖解說明在開關S1接通間隔期間之一等效電路，其中次級組件反映初級側。由於箝位電容器Cr相對於輸出電容器Co而言具有極大電容，因此諧振係由輸出電容器Co支配。因此，此方案被稱為一次級諧振方案。可將電感器電流iLr求解為：(4)(5) 其中Vr係跨越箝位電容器Cr之電壓且被視為恆定的。Vo係輸出電壓之平均值，Ipk係磁化電流之峰值。Vo(0)係輸出電容器Co之初始電壓，且Vo(0)之值取決於iLr電流何時等於iLm電流，且計算起來可極為複雜。在某些實施例中，較佳地在儘可能接近開關S1關斷間隔之結束處使iLr電流變得等於iLm電流，以便將RMS電流值最小化且降低傳導損耗。舉例而言，可使用一模擬器來判定此情形。因此，可合理地假定恰好在開關S1關斷間隔之結束處iLr電流變得等於iLm電流。然後，可藉由實施Cr之電荷平衡而利用方程式(6)來對Vo(0)進行求解。(6) 藉由將方程式(6)代入至方程式(4)中，可將諧振電感器電流iLr判定為(7) 方程式(7)之導數係(8) 在t=0時，如藉由方程式(8)所判定，iLr電流之導數之值始終係負的。因此，iLr電流繼續減小。在不諧振回至一較正值之情況下，iLr電流在開關S1關斷間隔期間始終小於iLm電流。因此，與圖3中所圖解說明之初級諧振電路之操作相比，無論輸入處之電壓、跨越輸出電容器之平均電壓及通過整流開關之平均電流如何，在開關S1關斷間隔期間此實施例之次級開關S3之電流iS3將不會下降至零兩次。因此，此次級諧振方案解決了SR開關之兩次接通問題，達成了可靠SR控制器操作且改良了ACF效率。 在方程式(7)中，最後項係一線性減小函數，且前兩項構成疊加於線性減小函數上之一諧振函數。圖8中標繪方程式(7)與磁化電流iLm。綠色虛線表示方程式(7)中之線性減小項。iLr電流之滯留係以線性減小項為中心或疊加於線性減小項上，使得iLr電流在底部處經歷一實質上平直部分或0導數部分，此部分之RMS低於初級諧振方案之RMS，舉例而言如所圖解說明。 對初級諧振方案及次級諧振方案進行模擬且比較諧振電流iLr與次級SR電流iS3之RMS值。在150 V輸入、20V/2.25 A輸出、變壓器匝比=4.3、Lr=900 nH之情況下執行該模擬。圖9圖解說明藉由使用優於習用初級諧振方案之次級諧振方案而達成的諧振電流iLr及次級SR電流iS3之RMS電流減小之曲線圖，如圖3中所圖解說明。如所指示，諧振電流iLr之減小在一寬輸入電壓範圍內高於30%，且次級SR電流iS3之減小在該寬輸入電壓範圍係約15%。如熟習此項技術者將理解，RMS電流節省會直接轉化成傳導損耗減少。 因此，次級諧振ACF方案(舉例而言，如圖5中所圖解說明)具有更可靠之ZCS效能而無需兩次接通次級SR開關，且具有低於習用初級諧振方案(如圖3中所圖解說明)之RMS電流。混合式諧振方案 若箝位電容器Cr之電容可與輸出電容器之電容Co/n2相當，則箝位電容器Cr及輸出電容器Co兩者與電感器Lr一起將對諧振程序具有顯著影響。由於此方案具有初級諧振及次級諧振兩者，因此其可被稱為一混合式諧振方案。諧振程序期間之等效電路與圖7中之電路相同。 依照以下方程式獲得電感器Lr之電流(iLr)之解：(9)(10) 次級諧振係混合式諧振方案之特殊情形，即當k=1時，方程式(9)及方程式(10)分別疊並成方程式(4)及方程式(5)之情形。 在其中k可逼近1之真實電路中，箝位電容器Cr對諧振之影響係實質上零。舉例而言，在某些實施例中，k ＞.999，且箝位電容器Cr之影響係實質上零，且諧振係由輸出電容器之電容支配。舉例而言，在某些實施例中，k ＞.99，且箝位電容器Cr之影響係實質上零，且諧振係由輸出電容器之電容支配。舉例而言，在某些實施例中，k ＞ .9，且箝位電容器Cr之影響係實質上零且諧振係由輸出電容器之電容支配。舉例而言，在某些實施例中，k ＞ .1，箝位電容器Cr之影響係實質上零且諧振係由輸出電容器之電容支配。舉例而言，在某些實施例中，k ＞ .05，且箝位電容器Cr之影響係實質上零，且諧振係由輸出電容器之電容支配。舉例而言，在某些實施例中，k ＞ .025，且箝位電容器Cr之影響係實質上零，且諧振係由輸出電容器之電容支配。 在其中箝位電容器Cr實質上影響電路諧振之實施例中，諧振電流將以取決於k之一比率分配於初級側與次級側之間。因此，箝位電容器Cr與輸出電容器Co之電容之間的比率影響諧振電流之分佈。因此，初級電流iLr及次級電流iS3之波形形狀改變且影響初級電流iLr及次級電流iS3之RMS值。 圖10及圖11中展示比較三種不同方法(亦即，初級諧振、次級諧振及混合式初級-次級諧振)之模擬結果。初級電感器電流iLr及次級整流器切換電流iS3被標繪。在圖12中，將使用不同諧振方案時之RMS電流值正規化至初級諧振方案下之RMS電流且比較該等RMS電流值。如所展示，次級諧振及混合式諧振所具有之RMS值低於初級諧振所具有之RMS值。雖然次級諧振方案展示出低於混合式諧振方案之電感器電流，但其具有較高整流器切換電流。總傳導損耗取決於初級側及次級側之電阻。在電阻之設計固定之情況下，可藉由在混合式諧振方案中使用不同Cr/Co比來將電流分佈最佳化而達成最低總傳導損耗。 在某些實施例中，輸出電容器Co之電容值係基於其對ZCS之影響而判定。因此，為了將ZCS最小化，輸出電容器Co之值致使iLr電流與iLm電流在開關S1關斷間隔之結束處實質上相等。另外，箝位電容器Cr之電容值致使同步整流開關S3之電流(iS3)在開關S1關斷間隔期間保持接通，使得可在開關S1關斷間隔期間使用同步整流而無需接通並關斷SR開關兩次。 用於比較初級諧振電路、次級諧振電路與混合式初級-次級諧振電路之實施例之一 度量標準係由以下方程式定義之一角頻率：此角頻率提供輸出電容器Co對電路諧振之貢獻之一指示。 對於初級諧振電路而言，ω Co 與遠大於開關S1關斷時間之一週期對應，如(舉例而言)圖6中所展示。舉例而言，與ω Co 對應之週期可大於開關S1關斷時間之20倍 相比而言，對於次級諧振電路及混合式初級-次級諧振電路而言，與ω Co 對應之週期可(舉例而言)小於開關S1關斷時間之約10倍。在次級諧振電路及混合式初級-次級諧振電路之某些實施例中，與ω Co 對應之週期可(舉例而言)小於開關S1關斷時間之約10倍、5倍、4倍、3倍、2倍、1.5倍或1.25倍。在次級諧振電路及混合式初級-次級諧振電路之某些實施例中，與ω Co 對應之週期可具有另一值。 用於比較初級諧振電路、次級諧振電路與混合式初級-次級諧振電路之實施例之另一度量標準係藉由以下方程式定義的有效電容之一比率： 比率Creff 提供輸出電容器Co對電路諧振之貢獻相對於箝位電容器Cr對諧振之貢獻的一指示。 對於初級諧振電路而言，輸出電容器Co對電路諧振之貢獻相對於箝位電容器Cr之貢獻而言可忽略不計。舉例而言，在初級諧振電路中Creff 可大於50。相比而言，對於次級諧振電路及混合式初級-次級諧振電路而言，Creff 可小於約40。在次級諧振電路及混合式初級-次級諧振電路之某些實施例中，Creff 可小於約40、30、20、10、5、4、3、2、1、0.5、0.3、0.25、0.2、0.15、0.1、0.05、0.025或0.01，使得箝位電容器Cr之影響係實質上零且諧振係由輸出電容器之電容支配。在次級諧振電路及混合式初級-次級諧振電路之某些實施例中，Creff 可具有另一值。 用於比較初級諧振電路、次級諧振電路與混合式初級-次級諧振電路之實施例之另一度量標準係輸出電容器Co處之輸出電壓漣波。 對於初級諧振電路而言，藉由使用一大輸出電容器Co來減少漣波。舉例而言，在初級諧振電路中，輸出電壓漣波可小於1%。相比而言，對於次級諧振電路及混合式初級-次級諧振電路而言，輸出電壓漣波及輸出電容器Co可大於約2.5%。在次級諧振電路及混合式初級-次級諧振電路之某些實施例中，輸出電容器Co處之輸出電壓漣波可大於約4%、5%、6%、7%、8%、9%、10%、11%、12%、13%、14%、15%。在次級諧振電路及混合式初級-次級諧振電路之某些實施例中，輸出電容器Co處之輸出電壓漣波可具有另一值。拓撲變體 ACF輸出電容器Co可在諸多不同拓撲中用作一諧振元件。 圖5展示此概念之一個實施方案。在圖5之實施例中，諧振電容器直接給負載饋電。在此實施例中，負載耐受跨越輸出電容器之電壓漣波。在此拓撲中，箝位電容器Cr可具有不同值以便使用次級諧振方案或混合式諧振方案。 在某些實施例中，舉例而言，若需要對輸出電壓漣波進行嚴格調控，則可在輸出電容器Co之後添加一濾波器(諸如，一額外LC濾波器級)，如圖13中所展示。電感器Lo係濾波電感器且Cob係濾波電容器。 電容器Cob可具有比輸出電容器Co之電容大得多之電容。在某些實施例中，電容器Cob可具有比輸出電容器Co之電容大1.5倍、2倍、5倍、10倍或100倍之一電容。 電容器Cob之電容顯著大於輸出電容器Co之電容之實施例之一有利態樣係使諧振輸出電容器Co所經歷之電流循環可因諧振輸出電容器Co之有效串聯電阻(ESR)而僅產生低損耗。如熟習此項技術者將理解，由於LC濾波器，由ESR所致之損耗限於諧振輸出電容器Co，該諧振輸出電容器Co具有一相對低ESR。因此，大電容器Cob提供低輸出漣波而無需以高ESR損耗為代價之益處。且雖然輸出電容器Co可經歷比一負載可接受之電壓漣波更大之電壓漣波，但由於與LC濾波器之大電容器Cob想比輸出電容器Co之ESR低，因此輸出電容器Co產生相對低之ESR損耗。 在某些實施例中，電感器Lo係一離散電感器。在某些實施例中，電感器Lo可係一共模扼流圈之一洩漏電感。舉例而言，一n=1變壓器可連接於輸出電容器Co與大電容器Cob之間，使得變壓器之初級側在電流去往一負載之來源路徑中連接於輸出電容器Co與大電容器Cob之間，且變壓器之次級側在電流自負載返回之路徑中連接於輸出電容器Co與大電容器Cob之間，舉例而言，如圖16中所圖解說明、下文所論述。 在某些實施例中，LC濾波器之角頻率可小於電路之諧振頻率，如(舉例而言)藉由方程式10之ω 所判定。 如熟習此項技術者將理解，圖13之實施例具有與圖5中所圖解說明之實施例之特徵及操作特性類似或相同之特徵及操作特性。 在某些實施例中，若一個二極體代替一SR開關而用作次級整流器，則可使用次級諧振方案及混合式諧振方案來減少傳導損耗且減少二極體之反向恢復。圖14、圖15及圖16中展示此拓撲之實施例。在圖16之實施例中，LC濾波器之電感器係由一共模扼流圈之一洩漏電感形成。如熟習此項技術者將理解，圖14、圖15及圖16之實施例具有與圖5及圖13中所圖解說明之實施例之特徵及操作特性類似或相同之特徵及操作特性。 圖17圖解說明具有多個輸出之一次級諧振方案或混合式諧振方案之實施例。一或多個輸出分支之輸出電容器可用作諧振元件。初級箝位電容器可具有不同電容值以便使用次級諧振方案或混合式諧振方案。LC濾波器級之使用視情況而定。次級側處之整流器元件可係(舉例而言)二極體、Si MOSFET、GaN HEMT或其他開關。如熟習此項技術者將理解，圖17之實施例具有與別處所論述之實施例之特徵及操作特性類似或相同之特徵及操作特性。 圖18A、圖18B及圖19圖解說明比較三種不同方法(初級諧振、無LC濾波器的次級諧振或混合式初級-次級諧振以及具有一LC濾波器的次級諧振或混合式初級-次級諧振)之模擬結果。如所圖解說明，初級諧振以及具有一LC濾波器的次級諧振或混合式初級-次級諧振拓撲與無LC濾波器的次級諧振或混合式初級-次級諧振之拓撲相比產生最小漣波。 儘管藉助如上文所闡述之特定實施例揭示本發明，但彼等實施例並不意欲限制本發明。基於上文所揭示之方法及技術態樣，熟習此項技術者可在不背離本發明之精神及範疇之情況下對所呈現之實施例做出變化及改變。
Co‧‧‧輸出電容器/小電容輸出電容器/大輸出電容器/主動箝位返馳輸出電容器/諧振輸出電容器
Cob‧‧‧負載電容器/濾波電容器/電容器/大電容器
Co/n2‧‧‧電容
Coss‧‧‧初級電容器/初級開關/輸出電容
Cj‧‧‧次級電容器/次級開關輸出電容/輸出電容
Cr‧‧‧電容器/箝位電容器/諧振電容器
D1‧‧‧整流器二極體
iLm‧‧‧電流/磁化電流
iLr‧‧‧電流/諧振電流/電感器電流/諧振電感器電流/初級電流/初級電感器電流
is3‧‧‧次級電流/電流/次級同步整流器電流/次級電流/次級整流器切換電流
Lm‧‧‧變壓器磁化電感
Lo‧‧‧電感器
Lr‧‧‧電感器
S1‧‧‧開關
S2‧‧‧箝位開關/開關
S3‧‧‧同步整流器開關/開關/次級開關/同步整流開關
圖1係對具有一個二極體整流器之一主動箝位返馳變換器之一示意性圖解說明。 圖2係對具有一同步整流器之一主動箝位返馳變換器之一示意性圖解說明。 圖3係對展示寄生電容之一主動箝位返馳變換器之一示意性圖解說明。 圖4A及圖4B係展示無次級ZCS (圖4A)之一主動箝位返馳變換器及有次級ZCS (圖4B)之一主動箝位返馳變換器之操作之波形圖。 圖5係對具有一次級諧振電容器之一主動箝位返馳變換器之一示意性圖解說明。 圖6係展示具有次級諧振電容器之一主動箝位返馳變換器之波形之操作之一波形圖。 圖7係對圖6電路之一等效電路在一開關S1之關斷間隔期間之一示意性圖解說明。 圖8係iLm及iLr之一曲線圖。 圖9係展示RMS電流效能之一圖表。 圖10係不同方案之iLr之一曲線圖。 圖11係不同方案之iS3之一曲線圖。 圖12係比較不同方案之RMS電流之一圖表。 圖13係對另一實施例之一示意性圖解說明。 圖14係對另一實施例之一示意性圖解說明。 圖15係對另一實施例之一示意性圖解說明。 圖16係對另一實施例之一示意性圖解說明。 圖17係對其他實施例之一示意性圖解說明。 圖18A及圖18B係圖解說明不同方案的輸出電容器Co漣波之曲線圖。 圖19係圖解說明具有一LC濾波器之一實施例之負載電容器Cob漣波之一曲線圖。

Claims (20)

  1. 一種變換器電路，其包括：一輸入；一變壓器，其具有一初級側及一次級側；一初級電路，其連接至該變壓器之該初級側，其中該初級電路包括：一第一開關，其具有一第一端子及一第二端子，該第一開關之該第一端子係連接至一接地，一第二開關，其具有一第一端子及一第二端子，該第二開關之該第一端子係連接至該第一開關之該第二端子，及一箝位電容器，其連接至該第二開關之該第二端子且連接至該輸入；一次級電路，其連接至該變壓器之該次級側，其中該次級電路包括：一整流開關，其具有一第一端子，及一輸出電容器，其連接至該整流開關之該第一端子；及一或多個控制器，其經組態以接通及關斷該第一開關及該第二開關，使得跨越該輸出電容器產生一電壓，其中在一第一間隔期間該第一開關係接通的且該第二開關係關斷的，其中在一第二間隔期間該第一開關係關斷的且該第二開關係接通的，且其中該控制器經組態以接通及關斷該整流開關，使得該變換器電路具有一次級同步整流操作，其中在該第二間隔期間，通過該整流開關之一電流變得實質上等於零少於兩次，而不論：a)該輸入處之電壓、b)跨越該輸出電容器之平均電壓及c)通過該整流開關之平均電流如何，且其中在該第二間隔之結束處，通過該整流開關之一電流係實質上零。
  2. 如請求項1之變換器電路，其中該箝位電容器對該電路之諧振具有一實質影響。
  3. 如請求項1之變換器電路，其中該箝位電容器對該電路之諧振實質上無影響。
  4. 如請求項1之變換器電路，其中該次級電路進一步包括：一第二整流開關，及一第二輸出電容器，其連接至該第二整流開關，其中該變換器電路之諧振受該第二輸出電容器影響。
  5. 如請求項1之變換器電路，其中該輸出電容器直接連接至一負載。
  6. 如請求項1之變換器電路，其中該次級電路進一步包括連接至該輸出電容器之一LC濾波器，其中該LC濾波器經組態以產生具有比跨越該輸出電容器之一漣波少之漣波之一電壓輸出。
  7. 一種變換器電路，其包括：一輸入；一變壓器，其具有一初級側及一次級側；一初級電路，其連接至該變壓器之該初級側，其中該初級電路包括：一第一開關，其具有一第一端子及一第二端子，該第一開關之該第一端子係連接至一接地，一第二開關，其具有一第一端子及一第二端子，該第二開關之該第一端子係連接至該第一開關之該第二端子，及一箝位電容器，其連接至該第二開關之該第二端子且連接至該輸入；一次級電路，其連接至該變壓器之該次級側，其中該次級電路包括：一整流元件，其具有一第一端子，及一輸出電容器，其連接至該整流元件之該第一端子，其中藉由將該輸出電容器之電容值除以該變壓器之匝比之平方(the square of the turns ratio)與該箝位電容器之電容值的乘積(product)所定義之一電容比小於40。
  8. 如請求項7之變換器電路，其中該整流元件包括一個二極體。
  9. 如請求項7之變換器電路，其中該整流元件包括一整流開關。
  10. 如請求項7之變換器電路，其中該箝位電容器對該電路之諧振具有一實質影響。
  11. 如請求項7之變換器電路，其中該箝位電容器對該電路之諧振無實質影響。
  12. 如請求項7之變換器電路，其中該次級電路進一步包括：一第二整流元件，及一第二輸出電容器，其連接至該第二整流元件，其中該變換器電路之諧振受該第二輸出電容器影響。
  13. 如請求項7之變換器電路，其中該輸出電容器直接連接至一負載。
  14. 如請求項7之變換器電路，其中該次級電路進一步包括連接至該輸出電容器之一LC濾波器，其中該LC濾波器經組態以產生具有比跨越該輸出電容器之一漣波少之漣波之一電壓輸出。
  15. 一種變換器電路，其包括：一輸入；一變壓器，其具有一初級側及一次級側；一初級電路，其連接至該變壓器之該初級側，其中該初級電路包括：一第一開關，其具有一第一端子及一第二端子，該第一開關之該第一端子係連接至一接地，一第二開關，其具有一第一端子及一第二端子，該第二開關之該第一端子係連接至該第一開關之該第二端子，及一箝位電容器，其連接至該第二開關之該第二端子且連接至該輸入；一次級電路，其連接至該變壓器之該次級側，其中該次級電路包括：一整流元件，其具有一第一端子，及一輸出電容器，其連接至該整流元件之該第一端子，其中該次級電路進一步包括連接至該輸出電容器之一LC濾波器，其中該LC濾波器經組態以產生具有比跨越該輸出電容器之一電壓漣波少之電壓漣波之一電壓輸出，且其中該LC濾波器之電容器之電容大於該輸出電容器之電容。
  16. 如請求項15之變換器電路，其中該整流元件包括一個二極體。
  17. 如請求項15之變換器電路，其中該整流元件包括一整流開關。
  18. 如請求項15之變換器電路，其中該次級電路進一步包括：一第二整流元件，及一第二輸出電容器，其連接至該第二整流元件，其中該變換器電路之諧振受該第二輸出電容器影響。
  19. 如請求項15之變換器電路，其中該箝位電容器對該電路之諧振具有一實質影響。
  20. 如請求項15之變換器電路，其中該箝位電容器對該變換器電路之諧振無實質影響。
TW106131003A 2016-09-09 2017-09-11 返馳變換器 TWI676344B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201662385845P 2016-09-09 2016-09-09
US62/385,845 2016-09-09

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201826681A TW201826681A (zh) 2018-07-16
TWI676344B true TWI676344B (zh) 2019-11-01

Family

ID=61560918

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW106131003A TWI676344B (zh) 2016-09-09 2017-09-11 返馳變換器

Country Status (4)

Country Link
US (3) US9954456B2 (zh)
CN (1) CN108352787B (zh)
TW (1) TWI676344B (zh)
WO (1) WO2018049266A1 (zh)

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9374011B2 (en) * 2013-01-22 2016-06-21 Power Integrations, Inc. Secondary controller for use in synchronous flyback converter
CN108352787B (zh) * 2016-09-09 2020-06-23 纳维达斯半导体股份有限公司 反激变换器
US9998021B2 (en) * 2016-10-25 2018-06-12 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Forced zero voltage switching flyback converter
US10651749B2 (en) 2016-11-07 2020-05-12 Delta Electronics, Inc. Flyback converter with a passive clamp
CN108075664B (zh) * 2016-11-07 2020-06-26 台达电子工业股份有限公司 变换器与其控制方法
CN109155591B (zh) * 2017-04-28 2023-04-14 雅达电子国际有限公司 包括用于调整谐振频率的自适应箝位电路的反激式功率变换器
US10666152B2 (en) * 2017-08-15 2020-05-26 Dialog Semiconductor Inc. Valley and peak detection for switching power converter
US11045247B2 (en) * 2018-02-20 2021-06-29 Covidien Lp Systems and methods for controlling arcing
CN108988652A (zh) * 2018-09-10 2018-12-11 杰华特微电子（张家港）有限公司 反激有源钳位电路及其控制方法
TWI672896B (zh) * 2018-09-28 2019-09-21 通嘉科技股份有限公司 主動鉗位反馳式電源轉換器與相關之控制方法
CN113489328B (zh) * 2018-11-08 2024-02-27 立锜科技股份有限公司 零电压切换控制电路与返驰式电源供应电路及其控制方法
CN109639149B (zh) * 2018-12-26 2020-07-28 西安华为技术有限公司 一种acf变换器、电压变换方法及电子设备
TWI729807B (zh) * 2019-11-11 2021-06-01 立錡科技股份有限公司 返馳式電源轉換器及其主動箝位緩衝器與過充保護電路
CN110912411A (zh) * 2019-12-02 2020-03-24 刘业瑞 非对称异型上、下管有源钳位反激变换器
CN111049394B (zh) * 2019-12-31 2021-05-18 联想(北京)有限公司 电源电路、电路控制方法、电源适配器、及电子设备
CN111262444B (zh) * 2020-02-20 2021-06-01 连云港杰瑞电子有限公司 副边谐振有源钳位反激的同步整流控制***及控制方法
CN111200364B (zh) * 2020-02-25 2021-02-26 浙江大学 一种基于有源箝位反激变换器的ac-dc转换装置
US11031876B1 (en) * 2020-07-14 2021-06-08 Monolithic Power Systems, Inc. Flyback circuit with energy recycling and control method thereof
TWI733552B (zh) 2020-08-11 2021-07-11 立錡科技股份有限公司 返馳式電源轉換電路及其主動箝位緩衝器
CN112271926B (zh) * 2020-09-27 2021-09-07 东南大学 一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模式控制方法
US11552573B1 (en) 2021-11-10 2023-01-10 Stmicroelectronics S.R.L. Cycle-by-cycle reverse current limiting in ACF converters
US12040722B2 (en) 2021-11-10 2024-07-16 Stmicroelectronics S.R.L. Synchronous rectifier control circuit and method

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI236206B (en) * 2003-05-13 2005-07-11 Delta Electronics Inc AC/DC flyback converter
JP2014143909A (ja) * 2013-01-22 2014-08-07 Power Integrations Inc 同期フライバック変換器における使用のための二次コントローラ、電力変換器、および同期フライバック変換器を制御する方法
CN104022655A (zh) * 2014-06-24 2014-09-03 上海大学 一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容led驱动电源
US20140362610A1 (en) * 2013-06-05 2014-12-11 Texas Instruments Incorporated Circuits and methods for constant output current in a flyback converter

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5991171A (en) 1998-02-05 1999-11-23 Pi Electronics (H.K.) Ltd. DC-to-DC converters
US6069803A (en) 1999-02-12 2000-05-30 Astec International Limited Offset resonance zero volt switching flyback converter
TW465168B (en) * 2000-03-10 2001-11-21 Ericsson Telefon Ab L M Synchronous rectification in a flyback converter
AU2002247050A1 (en) * 2001-02-01 2002-08-12 Di/Dt, Inc. Isolated drive circuitry used in switch-mode power converters
KR20140096948A (ko) * 2013-01-25 2014-08-06 단국대학교 산학협력단 단일 전력단 역률개선회로
US9379620B2 (en) * 2014-10-02 2016-06-28 Navitas Semiconductor Inc. Zero voltage soft switching scheme for power converters
US9590492B2 (en) * 2014-12-18 2017-03-07 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switched-mode power supply
CN108352787B (zh) * 2016-09-09 2020-06-23 纳维达斯半导体股份有限公司 反激变换器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI236206B (en) * 2003-05-13 2005-07-11 Delta Electronics Inc AC/DC flyback converter
JP2014143909A (ja) * 2013-01-22 2014-08-07 Power Integrations Inc 同期フライバック変換器における使用のための二次コントローラ、電力変換器、および同期フライバック変換器を制御する方法
US20140362610A1 (en) * 2013-06-05 2014-12-11 Texas Instruments Incorporated Circuits and methods for constant output current in a flyback converter
CN104022655A (zh) * 2014-06-24 2014-09-03 上海大学 一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容led驱动电源

Also Published As

Publication number Publication date
US20180076725A1 (en) 2018-03-15
US9954456B2 (en) 2018-04-24
CN108352787B (zh) 2020-06-23
US10291141B1 (en) 2019-05-14
CN108352787A (zh) 2018-07-31
US20190149057A1 (en) 2019-05-16
TW201826681A (zh) 2018-07-16
US10097100B1 (en) 2018-10-09
WO2018049266A1 (en) 2018-03-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI676344B (zh) 返馳變換器
TWI650926B (zh) 具主動箝位之返馳式電源轉換電路及其中之轉換控制電路與控制方法
US8837174B2 (en) Switching power-supply apparatus including switching elements having a low threshold voltage
US20180248489A1 (en) Converters with hold-up operation
US10523127B1 (en) Output clamped flyback converter
US20180351469A1 (en) Multi-transformer llc resonant converter circuit
TWI732581B (zh) 具減震控制之轉換裝置及其減震控制的操作方法
CN108667307B (zh) Llc同步整流装置及其控制方法、电子设备、存储介质
KR20170132070A (ko) 능동 클램프 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법
KR20150044317A (ko) 컨버터 및 그 구동 방법
US20140192562A1 (en) Single stage ac/dc converter
JP2013201829A (ja) スイッチング電源装置
WO2019102474A1 (en) Constant frequency dc/dc power converter
US20150303813A1 (en) Ac-to-dc power converting device
CN104135154B (zh) 一种隔离型四元件谐振电路及控制方法
CN111628654B (zh) 一种开关电源电路
KR102122651B1 (ko) 센터탭과 연결된 클램프 회로를 이용한 새로운 위상천이 풀-브릿지 컨버터
KR20110138068A (ko) 역률 보상 컨버터 및 그 구동 방법
KR20160011497A (ko) 고효율 역률 개선용 단일단 ac/dc 컨버터
TWI501527B (zh) 單輔助開關之交錯式高升壓比柔切式轉換器
US20140376271A1 (en) Switching Power-Supply Device
TWI586092B (zh) 單級交流至直流轉換器
Kim et al. A study of novel flyback converter with very low power consumption at the standby operating mode
KR101721321B1 (ko) 하이브리드 방식 led 전원장치
KR101813778B1 (ko) 하이브리드 방식 led 전원장치