CN103813591B - 低输出电流峰均比的CRM Flyback LED驱动器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低输出电流峰均比的CRM？Flyback？LED驱动器，包括主功率电路和锯齿波比较及开关管驱动电路、输入电压前馈电路、第一乘法器、第二乘法器和输出电流反馈电路，所述输入电压前馈电路如下：第一分压跟随电路的输出端分别与加法电路和减法电路的一个输入端连接；第二分压峰值取样电路的输出端与减法电路的另一个输入端连接；第三分压放大电路的输出端分别与加法电路的另一输入端和第一乘法器的第三输入端连接；加法电路的输出端与第一乘法器的第二输入端连接，减法电路的输出端与第一乘法器的第一输入端连接，第一乘法器的输出端与第二乘法器的第一输入端连接，第二乘法器输出端接入锯齿波比较及开关管驱动电路的输入端。本发明降低了输出电流峰均比。

Description

低输出电流峰均比的CRM Flyback LED驱动器

技术领域

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域，特别是一种低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器。

背景技术

高亮度发光二极管LED(light-emittingdiode)因其高效率、环保和长寿命等优点，已被誉为下一代“绿色”光源。LED可以采用单向脉动电流驱动，通过控制脉动电流的平均值控制LED输出光通量，但如果驱动电流峰均比过高，LED将会损坏。CRMFlybackLED驱动器具有输入输出隔离、控制简单和损耗小等优点，但在半个输入周期内开关管定导通时间时，输出电流峰均比较大，对LED正常工作不利。

发明内容

本发明的目的在于提供一种低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器，在保证CRMFlybackLED驱动器PF值大于应用要求的前提下，降低输出电流峰均比。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、变压器T₁、开关管Q_b、二极管D_b、滤波电容C_o、滤波电感L_o和负载LED，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与变压器T₁的第一绕组N_p的异名端连接，变压器T₁的第一绕组N_p的同名端接入开关管Q_b的漏极，开关管Q_b的源极与参考电位零点连接，变压器T₁的第二绕组N_z的异名端与参考电位零点连接，变压器T₁的第三绕组N_s的同名端与二极管D_b的阳极连接，二极管D_b的阴极分别接入滤波电容C_o的一端和滤波电感L_o的一端，滤波电容C_o的另一端接入参考电位零点，滤波电感L_o的另一端与负载LED的阳极端连接，负载LED的两端电压为输出电压V_o；

所述的控制电路包括锯齿波比较及开关管驱动电路、第一分压跟随电路、第二分压峰值取样电路、第三分压放大电路、加法电路、减法电路、第一乘法器、第二乘法器、输出电流反馈电路；其中锯齿波比较及开关管驱动电路的输出端与开关管Q_b的门极连接；第一分压跟随电路的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一分压跟随电路的输出端A分别与加法电路的正向输入端和减法电路的一个输入端连接；第二分压峰值取样电路的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第二分压峰值取样电路的输出端C与减法电路的另一个输入端连接；第三分压放大电路的输入端与主功率电路的输出电压V_o正极连接，第三分压放大电路的输出端D分别与加法电路的正向入端和第一乘法器的第三输入端v_z连接；加法电路的输出端E与第一乘法器的第二输入端v_y连接，减法电路的输出端F与第一乘法器的第一输入端v_x连接，第一乘法器的输出端与第二乘法器的第一输入端v_a连接，第二乘法器的输出端接入锯齿波比较及开关管驱动电路的输入端，输出电流反馈电路的输出端与第二乘法器的第二输入端v_b连接。

本发明与现有技术相比，其显著优点是：(1)在保持整个输入电压范围内功率因数PF值大于应用要求的前提下，有效减小了输出电流峰均比；(2)降低了LED的损坏率，延长了所驱动LED的寿命；(3)具有安全、可靠的优点，应用前景广阔。

附图说明：

图1是FlybackPFC变换器主电路示意图。

图2是CRMFlybackPFC变换器的电感电流波形图。

图3是功率因数PF值与V_m/nV_o的关系曲线图。

图4是输出电流峰均比与V_m/nV_o的关系曲线图。

图5是半个工频周期内g(ωt)的理想曲线和拟合曲线图。

图6是宽输入范围下临界电感值曲线图。

图7是不同输入电压下开关频率在半个工频周期内变化曲线图，其中(a)输入电压为85V，(b)输入电压为175V，(c)输入电压为265V。

图8是原边电流峰值I_pk和有效值I_rms在宽范围输入下的曲线图。

图9是本发明低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器的电路结构示意图。

具体实施方式

1CRMFlybackPFC变换器的工作原理

图1是FlybackPFC变换器主电路。

不失一般性，定义输入交流电压v_in的表达式为

v_in(t)＝V_msinωt(1)

其中V_m为输入电压峰值，ω＝2πf_line为输入电压角频率，f_line为输入电压频率

那么输入整流后的电压为

v_g＝V_m|sinωt|(2)

图2为一个开关周期内变换器的电感电流波形。当开关管Q导通时，二极管D截止，原边电感L_p两端的电压为v_g，电流i_Lp由零开始以v_g/L_p的斜率线性上升，那么i_Lp的峰值i_{Lp_pk}为

$i_{Lp\_pk}=\frac{V_m\left|sin\mathrm{\ω}t\right|}{L_p}{t}_{on}---\left(3\right)$

其中t_on为Q的导通时间

当Q关断，二极管D导通，通过副边电感L_s电流i_Ls续流，此时副边电感L_s两端的电压为V_o，副边电感电流i_Ls以V_o/L_s的斜率从副边电流峰值i_{Ls_pk}下降，i_Ls下降到零的时间t_off为

$t_{off}=\frac{i_{Ls\_pk}}{V_o/L_s}=\frac{{\mathrm{ni}}_{Lp\_pk}}{n^2{V}_o/L_p}=\frac{V_m\left|sin\mathrm{\ω}t\right|}{{\mathrm{nV}}_o}{t}_{on}---\left(4\right)$

其中n为变压器原副边匝比，L_s为变压器副边电感，i_{Ls_pk}为副边电感电流峰值。

由于Flyback变换器工作在CRM模式，因此当二极管D的电流下降到零时，开关管Q开通，开始新的开关周期。

由式(4)可得占空比d为

d(t)＝t_on/(t_on+t_off)＝nV_o/(nV_o+V_m|sinωt|)(5)

由式(3)和(5)，一个开关周期内，原边电感电流的平均值i_{Lp_av}为

$i_{Lp\_av}=\frac{1}{2}{i}_{Lp\_pk}d\left(t\right)=\frac{{\mathrm{nV}}_o{V}_m\left|sin\mathrm{\ω}t\right|}{2L_p({\mathrm{nV}}_o+V_m|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)}{t}_{on}---\left(6\right)$

那么，输入电流i_in为

$i_{in}\left(t\right)=\frac{{\mathrm{nV}}_o{V}_{m}sin\mathrm{\ω}t}{2L_p({\mathrm{nV}}_o+V_m|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)}{t}_{on}---\left(7\right)$

一个开关周期内，副边电流的平均值i_{Ls_av}即输出电流i_o为：

$i_o\left(t\right)=i_{Ls\_av}=\frac{1}{2}{i}_{Ls\_pk}(1-d(t\left)\right)=\frac{n{\left(V_m\right|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)}^2}{2L_p({\mathrm{nV}}_o+V_m|\sin \mathrm{\ω}t\left|\right)}{t}_{on}---\left(8\right)$

那么，在半个工频周期内，输出电流平均值I_o为

$I_o=\frac{1}{T_{line}/2}{\∫}_0^{T_{line}/2}{i}_o\left(t\right)dt---\left(9\right)$

其中T_line为输入电压周期。

由式(1)和式(7)，可以求出在半个工频周期内输入功率的平均值P_in

$P_{in}=\frac{1}{T_{line}/2}{\∫}_0^{T_{line}/2}{v}_{in}\left(t\right)i_{in}\left(t\right)dt=\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{1}{2}\frac{{\left(V_m\sin \mathrm{\ω}t\right)}^2}{L_p}{t}_{on}\frac{{\mathrm{nV}}_o}{{\mathrm{nV}}_o+V_m\left|\sin \mathrm{\ω}t\right|}d\mathrm{\ω}t---\left(10\right)$

假设变换器效率为100％，那么输入功率等于输出功率，即P_in＝P_o。由式(10)可得开关管导通时间t_on

$t_{on}=\frac{2{\mathrm{\πL}}_p{P}_o}{{\mathrm{nV}}_o{V}_m^2}\·\frac{1}{{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\left(sin\mathrm{\ω}t\right)}^2}{{\mathrm{nV}}_o+V_m\left|\sin \mathrm{\ω}t\right|}d\mathrm{\ω}t}---\left(11\right)$

由式(7)、式(10)和式(11)可以求得功率因数PF值的表达式为

$PF=\frac{P_{in}}{\frac{1}{\sqrt{2}}{V}_m{I}_{in\_rms}}=\frac{P_o}{\frac{1}{\sqrt{2}}{V}_m\sqrt{\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}}{\left(i_{in}\right(t\left)\right)}^{2}d\mathrm{\ω}t}}=\frac{\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\π}}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{\left(\sin \mathrm{\ω}t\right)}{1+\frac{V_m}{{\mathrm{nV}}_o}\left|\sin \mathrm{\ω}t\right|}}{\sqrt{{\∫}_0^{\mathrm{\π}}{\left(\frac{\sin \mathrm{\ω}t}{1+\frac{V_m}{{\mathrm{nV}}_o}\left|\sin \mathrm{\ω}t\right|}\right)}^{2}d\mathrm{\ω}t}}---\left(12\right)$

由式(12)，结合3.1节设计指标，功率因数PF随V_m/nV_o的变化规律曲线如图3所示。

2降低输出电流峰均比的控制策略

3.1传统方式

由式(8)、式(9)和式(11)，定导通时间控制方式下，输出电流瞬时值i_o和平均值I_o之比

$\frac{i_o\left(t\right)}{I_o}=\frac{{\mathrm{\πsin}}^2\mathrm{\ω}t}{{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\sin }^2\mathrm{\ω}t}{1+\frac{V_m}{{\mathrm{nV}}_o}\left|\sin \mathrm{\ω}t\right|}d\mathrm{\ω}t}\·\frac{1}{1+\frac{V_m}{{\mathrm{nV}}_o}\left|\sin \mathrm{\ω}t\right|}---\left(13\right)$

当ωt＝π/2时，式(13)取最大值，即峰均比为

$\frac{i_o\left(t\right)}{I_o}{|}_{max}=\frac{\mathrm{\π}}{{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\sin }^2\mathrm{\ω}t}{1+\frac{V_m}{{\mathrm{nV}}_o}\left|sin\mathrm{\ω}t\right|}d\mathrm{\ω}t}.\frac{1}{(1+\frac{V_m}{{\mathrm{nV}}_o})}---\left(14\right)$

根据式(14)作出图4，可以看出采用定导通时间控制时，峰均比较大。

3.2变导通时间控制法

为降低输出电流峰均比，可在输入电流中注入3次和5次谐波，设输入电流表达式为

$i_{in1+3+5}\left(t\right)=I_1(sin\mathrm{\ω}t+I_3^{*}sin3\mathrm{\ω}t+I_5^{*}sin5\mathrm{\ω}t)=I_{1}sin\mathrm{\ω}t\·g\left(\mathrm{\ω}t\right)---\left(15\right)$

其中 $g\left(\mathrm{\ω}t\right)=(1+3I_3^{*}+5I_3^{*})-4(I_3^{*}+5I_3^{*}){\sin }^2\mathrm{\ω}t+16I_5^{*}{\sin }^4\mathrm{\ω}t,$ I₁为基波幅值，I₃ ^*是3次谐波幅值基于I₁的标么值，I₅ ^*是5次谐波幅值基于I₁的标么值。

由功率平衡，输出电流瞬时值i_o1+3+5(t)为

$i_{o1+3+5}\left(t\right)=\frac{V_m\sin \mathrm{\ω}t}{V_o}{i}_{in}\left(t\right)=\frac{V_m{I}_1}{V_o}\sin \mathrm{\ω}t\·(sin\mathrm{\ω}t+I_3^{*}sin3\mathrm{\ω}t+I_5^{*}sin5\mathrm{\ω}t)=\frac{V_m{I}_1}{V_o}{\sin }^2\mathrm{\ω}t\·g\left(\mathrm{\ω}t\right)---\left(16\right)$

在半个工频周期内对式(16)积分，可得半个工频周期内输出电流平均值I_o1+3+5

$I_{o1+3+5}=\frac{2}{T_{line}}{\∫}_0^{\frac{T_{line}}{2}}{i}_{o1+3+5}dt=\frac{I_1{V}_m}{2V_o}---\left(17\right)$

由式(17)可以看出，输出电流平均值与输入电流中注入3次、5次谐波量无关。保证与定导通时间控制下的输出电流相等，可得

$I_1=\frac{2V_o{I}_{o1+3+5}}{V_m}=\frac{2V_o{I}_o}{V_m}=\frac{2P_o}{V_m}---\left(18\right)$

根据式(6)、式(10)和式(15)，导通时间t_on1+3+5为

$t_{on1+3+5}=\frac{4P_o{L}_p({\mathrm{nV}}_o+V_m|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)}{V_m^2{\mathrm{nV}}_o}g\left(\mathrm{\ω}t\right)---\left(19\right)$

由式(16)和式(18)，输出电流与其平均值之比为

$i_{o1+3+5}^{*}\left(t\right)=\frac{i_{o1+3+5}\left(t\right)}{I_{o1+3+5}}---\left(20\right)$

输入电流注入3次、5次谐波后，满足PF≥0.9的前提下，I₃ ^*、I₅ ^*须为特定值才能使峰均比最低，取I₃ ^*＝0.382、I₅ ^*＝0.081，此时峰均比为1.40，PF＝0.93。

3.3拟合变导通时间控制法

式(19)所示的导通时间变化函数用模拟电路实现比较困难，下面寻求相对简单的函数来拟合它。从式(19)可以看出，拟合函数核心是拟合其中的g(ωt)。

基于泰勒级数

$f\left(x\right)=f\left(x_0\right)+f^{\′}\left(x_0\right)(x-x_0)+\frac{f^{\′\′}\left(x_0\right)}{2!}{(x-x_0)}^2+...+\frac{f^n\left(x_0\right)}{n!}{(x-x_0)}^n+...---\left(21\right)$

仅保留一阶导数项，g(ωt)可以近似表达为

$g\left(\mathrm{\ω}t\right)\≈g\left({\mathrm{sin\ωt}}_0\right)+\frac{d\left(g\right(\mathrm{\ω}t\left)\right)}{d\left(\sin \mathrm{\ω}t\right)}{|}_{t=t_0}(sin\mathrm{\ω}t-{\mathrm{sin\ωt}}_0)=a(1+k|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)---\left(22\right)$

根据式(15)和式(16)，可得

$i_{in}\left(t\right)=\frac{2{\mathrm{aP}}_o}{V_m}sin\mathrm{\ω}t(1+k|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)---\left(23\right)$

$i_o\left(t\right)=\frac{V_{m}sin\mathrm{\ω}t}{V_o}{i}_{in}\left(t\right)=\frac{2{\mathrm{aP}}_o}{V_o}{\sin }^2\mathrm{\ω}t(1+k|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)---\left(24\right)$

由式(1)和式(23)可得，采用拟合变导通时间控制后，功率因数PF为

$PF=\frac{\frac{1}{T_{line}/2}{\∫}_0^{T_{line}/2}{v}_{in}\left(t\right)i_{in}\left(t\right)dt}{\frac{1}{\sqrt{2}}{V}_m{I}_{in\_rms}}=\frac{\frac{1}{\sqrt{2}}(1+\frac{8}{3\mathrm{\π}}k)}{\sqrt{\frac{\mathrm{\π}}{2}+\frac{8}{3}k+\frac{3\mathrm{\π}}{8}{k}^2}}---\left(25\right)$

取PF＝0.93，可得k＝-0.78。

根据式(24)，半个工频周期内输出电流平均值为

$I_o=\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}}{i}_o\left(\mathrm{\ω}t\right)d\mathrm{\ω}t=\frac{P_o}{V_o}(a+\frac{8ak}{3\mathrm{\π}})---\left(26\right)$

保证在拟合变导通时间控制后，平均输出驱动电流保持不变，即

$a+\frac{8ak}{3\mathrm{\π}}=1---\left(27\right)$

将k＝-0.78代入式(27)，得a＝3.086。g(ωt)的理想曲线和拟合曲线如图5所示。

由式(6)、式(10)和式(23)可以求得，拟合后变导通时间为

$t_{on}=4P_o{L}_p\frac{({\mathrm{nV}}_o+V_m|\sin \mathrm{\ω}t\left|\right)a(1+k|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)}{V_m^2\·{\mathrm{nV}}_o}---\left(28\right)$

将k＝-0.78、a＝3.086代入式(24)，可得输出电流与其平均值之比为

$i_o^{*}\left(t\right)=\frac{i_o\left(t\right)}{I_o}=6.16{\sin }^2\mathrm{\ω}t(1-0.78|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)---\left(29\right)$

对上式在半个工频周期内求导，令导数为零求极值，可以求得采用拟合变导通时间控制后，输出电流峰均比为1.44。

4性能对比

4.1原边电感和开关频率

为便于分析，设计参数如下：v_in＝85～265VAC、P_o＝60W、V_o＝24V、n＝4。

由式(4)和式(11)，定导通时间下开关频率f_s为

$f_s=\frac{1}{t_{on}+t_{off}}=\frac{{\mathrm{nV}}_o{V}_m^2{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\left(sin\mathrm{\ω}t\right)}^2}{{\mathrm{nV}}_o+V_m\left|\sin \mathrm{\ω}t\right|}d\mathrm{\ω}t}{2{\mathrm{\πL}}_p{P}_o(1+\frac{V_m\left|\sin \mathrm{\ω}t\right|}{{\mathrm{nV}}_o})}---\left(31\right)$

由式(4)和(28)可得，变导通时间下开关频率f_s'为

$f_s^{\′}=\frac{V_m^2{\left({\mathrm{nV}}_o\right)}^2}{12.34P_o{L}_p^{\′}}\·\frac{1}{{({\mathrm{nV}}_o+V_m|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)}^2(1-0.78|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)}---\left(32\right)$

采用定导通时间控制，输入电压V_m一定时，半个工频周期内f_s不断变化，ωt＝π/2时，f_s最小。在不同的输入电压V_m下，f_s最小值也不同。采用变导通时间控制，输入电压V_m一定时，半个工频周期内f_s不断变化，ωt取[0,π/2]内某一值时，f_s最小。在不同的输入电压V_m下，f_s最小值不同，其对应ωt也不同。考虑人耳听觉频率范围，取f_smin＝20kHz，则可作出不同输入电压下的临界电感值，如图6所示。

将宽输入范围下的临界电感值L_pmax＝656μH和L’_pmax＝598μH分别代入式(31)和式(32)，可以得到两种情况下开关管的开关频率变化函数

$f_s=\frac{{\mathrm{nV}}_o{V}_m^2{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\left(sin\mathrm{\ω}t\right)}^2}{{\mathrm{nV}}_o+V_m\left|\sin \mathrm{\ω}t\right|}d\mathrm{\ω}t}{2{\mathrm{\πL}}_{p\max }{P}_o(1+\frac{V_m\left|sin\mathrm{\ω}t\right|}{{\mathrm{nV}}_o})}---\left(33\right)$

$f_s^{\′}=\frac{V_m^2{\left({\mathrm{nV}}_o\right)}^2}{12.34P_o{L}_{pmax}^{\′}}\·\frac{1}{{({\mathrm{nV}}_o+V_m|\sin \mathrm{\ω}t\left|\right)}^2(1-0.72|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)}---\left(34\right)$

图7为当输入电压分别为(a)85V、(b)175V和(c)265V时半个工频周期内定导通时间和变导通时间控制下开关频率的变化范围。总体来说，在85V～175V范围内，变导通时间控制下开关管开关频率更小；在175V～265V范围内，定导通时间控制下开关管开关频率更小。

4.2电流峰值和有效值

据式(3)和式(11)，可得在半个工频周期内，定导通时间控制下原边电流峰值I_{Lp_pk}和有效值I_{LP_rms}分别为

$I_{Lp\_pk}=\frac{2{\mathrm{\πP}}_o}{V_m{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\sin }^2\mathrm{\ω}t}{1+\frac{V_m}{{\mathrm{nV}}_o}\left|sin\mathrm{\ω}t\right|}d\mathrm{\ω}t}---\left(35\right)$

$\begin{array}{c}{I}_{LP\_rms}=\sqrt{\frac{2}{T_{line}}{\∫}_0^{\frac{T_{line}}{2}}{\[i_{in\_rms}\left(t\right)\]}^{2}dt}=\sqrt{\frac{2}{T_{line}}{\∫}_0^{\frac{T_{line}}{2}}{\left(\frac{V_m\left|\sin \mathrm{\ω}t\right|}{L_p}\right)}^2\·\frac{t_{on}^3}{3t_s}dt}\\ =\frac{2P_o}{V_m}\sqrt{\frac{\mathrm{\π}}{3{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\sin }^2\mathrm{\ω}t}{1+\frac{V_m}{{\mathrm{nV}}_o}\left|\sin \mathrm{\ω}t\right|}d\mathrm{\ω}t}}\end{array}---\left(36\right)$

同理，根据式(3)、式(23)和式(28)，可得在半个工频周期内，变导通时间控制下原边电流峰值I'_{Lp_pk}和有效值I'_{LP_rms}分别为

$I_{Lp\_pk}^{\′}=\frac{12.34P_o}{V_m}\left|sin\mathrm{\ω}t\right|(1+\frac{V_m\left|sin\mathrm{\ω}t\right|}{{\mathrm{nV}}_o})(1-0.78|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)---\left(37\right)$

$I_{LP\_rms}^{\′}=\frac{4P_o}{V_m}\sqrt{\frac{3.086}{3\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}}(1+\frac{V_m\left|sin\mathrm{\ω}t\right|}{{\mathrm{nV}}_o}){\sin }^2\mathrm{\ω}t{(1-0.78|sin\mathrm{\ω}t\left|\right)}^{2}dt}---\left(38\right)$

图8为宽范围输入下两种控制方式原边电流峰值和有效值波形。从图中可以看出，相比于定时间控制，采用变导通控制，变换器原边电流峰值略小，有效值略大。

5本发明低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器

结合图9，输入电压v_g经电阻第一电阻R₁和第二电阻R₂分压得到v_A＝k_vgV_m|sinωt|，这里k_vg是分压系数。第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第一二极管D₁、第一电容C₁组成分压峰值取样电路，v_C＝1.28k_vgV_m，其中R₃/R₄＝1.28R₁/R₂。输出电压V_o经第九电阻R₉和第十电阻R₁₀分压再经第七电阻R₇、第八电阻R₈、第四运算放大电路A₄组成的放大器得v_D＝k_vgnV_o，其中R₉/R₁₀＝R₁/R₂、R₈/R₇＝n-1。v_A与v_C接入减法电路，其中R₁₁＝R₁₄、R₁₂＝R₁₃、R₁₄/R₁₃＝0.78，则输出为v_F＝k_vgV_m(1-0.78|sinωt|)。v_A与v_D接入加法电路，其中R₁₅＝R₁₆＝R₁₇＝R₁₉＝2R₁₈，则输出为v_E＝k_vg(nV_o+V_m|sinωt|)。v_D、v_E与v_F接入第一乘法器，其输出v_a＝[k_vgV_m(1-0.78|sinωt|)(nV_o+V_m|sinωt|)]/nV_o。输出电流i_o通过输出电流反馈电路得到误差信号v_EA，v_EA与v_a接入第二乘法器，其输出v_c＝v_EA·v_a＝[v_EAk_vgV_m(1-0.78|sinωt|)(nV_o+V_m|sinωt|)]/nV_o，将v_c与锯齿波交截即可得到如式(30)所示变化规律的导通时间。其中v_A、v_C、v_D、v_E、v_F、v_a、v_c、v_b分别为第一分压跟随电路3、第二分压峰值取样电路4、第三分压放大电路5、加法电路6、减法电路7、第1乘法器8、第2乘法器9、输出电压输出电流反馈电路10。具体电路如下：

本发明的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器，包括主功率电路1和控制电路，所述主功率电路1包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、变压器T₁、开关管Q_b、二极管D_b、滤波电容C_o、滤波电感L_o和负载LED，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与变压器T₁的第一绕组N_p的异名端连接，变压器T₁的第一绕组N_p的同名端接入开关管Q_b的漏极，开关管Q_b的源极与参考电位零点连接，变压器T₁的第二绕组N_z的异名端与参考电位零点连接，变压器T₁的第三绕组N_s的同名端与二极管D_b的阳极连接，二极管D_b的阴极分别接入滤波电容C_o的一端和滤波电感L_o的一端，滤波电容C_o的另一端接入参考电位零点，滤波电感L_o的另一端与负载LED的阳极端连接，负载LED的两端电压为输出电压V_o；所述的控制电路采用变化规律为V_m(nV_o+V_m|sinωt|)·(1-0.78|sinωt|)/nV_o的导通时间的输出信号驱动开关管Q_b，包括锯齿波比较及开关管驱动电路2、第一分压跟随电路3、第二分压峰值取样电路4、第三分压放大电路5、加法电路6、减法电路7、第一乘法器8、第二乘法器9、输出电流反馈电路10，其中锯齿波比较及开关管驱动电路2的输出端与开关管Q_b的门极连接；第一分压跟随电路3的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一分压跟随电路3的输出端A分别与加法电路6的正向输入端和减法电路7的一个输入端连接；第二分压峰值取样电路4的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第二分压峰值取样电路4的输出端C与减法电路7的另一个输入端连接；第三分压放大电路5的输出端D分别与加法电路6的正向输入端和第一乘法器8的第三输入端v_z连接；加法电路6的输出端E与第一乘法器8的第二输入端v_y连接，减法电路7的输出端F与第一乘法器8的第一输入端v_x连接，第一乘法器8的输出端与第二乘法器9的第一输入端v_a连接，第二乘法器9的输出端接入锯齿波比较及开关管驱动电路2的输入端，输出电流反馈电路10的输出端与第二乘法器9的第二输入端v_b连接。

所述的锯齿波比较及开关管驱动电路2包括过零检测、RS触发器、驱动、锯齿波发生器、第一运算放大器A₁；过零检测的输入端与变压器T₁的第二绕组N_z的同名端连接，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接，RS触发器的R端与第一运算放大器A₁的输出端连接，RS触发器的Q端分别与驱动的输入端和锯齿波发生器的输入端连接，锯齿波发生器的输出端与第一运算放大器A₁的正向输入端连接，驱动的输出端即锯齿波比较及开关管驱动电路2的输出端与开关管Q_b的门极连接，第二乘法器9的输出端接入第一运算放大器A₁的反向输入端即锯齿波比较及开关管驱动电路2的输入端。

所述的第一分压跟随电路3包括第二运算放大器A₂、第一电阻R₁、第二电阻R₂；其中第一电阻R₁的一端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一电阻R₁的另一端与第二电阻R₂一端连接，且第一电阻R₁与第二电阻R₂的公共端接入第一运算放大器A₂的正向输入端，第二电阻R₂的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A₂的反向输入端与输出端A直接连接，构成同相电压跟随器。

所述的第二分压峰值取样电路4包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第一二极管D₁、第一电容C₁、第六电阻R₆、第三运算放大器A₃；其中第三电阻R₃的一端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第三电阻R₃的另一端与第四电阻R₄一端连接，且第三电阻R₃与第四电阻R₄的公共端接入第五电阻R₅的一端，第四电阻R₄的另一端与参考电位零点连接，第五电阻R₅的另一端与第一二极管D₁正极串联后经第一二极管D₁的负极接入第三运算放大器A₃的正相输入端，第一电容C₁与第六电阻R₆并联后一端与第三运算放大器A₃的正相输入端相连、另一端接参考电位零点，第三运算放大器A₃的反相输入端与输出端C直接连接。

所述的第三分压放大电路5包括第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第四运算放大器A₄；其中第七电阻R₇的一端接参考电位零点，第七电阻R₇的另一端与第八电阻R₈的一端连接，且第七电阻R₇与第八电阻R₈的公共端接入第四运算放大器A₄的反相输入端，第八电阻R₈的另一端与第四运算放大器A₄的输出端D连接，第九电阻R₉的一端与主功率电路1的输出电压V_o正极连接，第九电阻R₉的另一端与第十电阻R₁₀的一端连接，且第九电阻R₉与第十电阻R₁₀的公共端接入第四运算放大器A₄的正相输入端。

所述的加法电路6包括第十五电阻R₁₅、第十六电阻R₁₆、第十七电阻R₁₇、第十八电阻R₁₈、第十九电阻R₁₉、第五运算放大器A₅；其中第十五电阻R₁₅一端与第一分压跟随电路3的输出端A连接、另一端接入第五运算放大器A₅的正向输入端，第十六电阻R₁₆一端与第三分压放大电路5输出端D连接、另一端接入第五运算放大器A₅的正向输入端，第十七电阻R₁₇一端与第五运算放大器A₅的正向输入端连接、另一端接入参考点位零点，第十八电阻R₁₈一端接入第五运算放大器A₅的反向输入端、另一端接入参考点位零点，第十九电阻R₁₉接入第五运算放大器A₅的反向输入端和输出端E之间，加法电路6输出端E与第一乘法器8的第二输入端v_y连接。

所述的减法电路7包括第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃、第十四电阻R₁₄、第六运算放大器A₆；其中第十一电阻R₁₁一端与第一分压跟随电路3的输出端A连接，另一端连接到第六运算放大器A₆的反向输入端，第十二电阻R₁₂连接到第六运算放大器A₆的反向输入端与输出端F之间，第十三电阻R₁₃一端连接到第二分压峰值取样电路4的输出端C，第十三电阻R₁₃的另一端接入第六运算放大器A₆的正向输入端，第十四电阻R₁₄的一端接入第六运算放大器A₆的正向输入端，第十四电阻R₁₄的另一端与参考电位零点连接，第六运算放大器A₆的输出端即减法电路7的输出端F接入第一乘法器8的第一输入端v_x。

所述的输出电流反馈电路10包括第二变压器T₂、第二二极管D₂、第二十电阻R₂₀、第二十一电阻R₂₁、第二电容C₂、第三电容C₃、第二十二电阻R₂₂、第七运算放大器A₇；其中第二变压器T₂的原边同名端与主功率电路1的变压器T₁的第三绕组N_s的异名端连接，第二变压器T₂的原边异名端与参考电位零点连接，第二变压器T₂的副边同名端与第二二极管D₂正极连接，第二变压器T₂的副边异名端与第二十电阻R₂₀串联后与第二二极管D₂负极连接，第二十电阻R₂₀与第二二极管D₂的公共端接入第二十一电阻R₂₁的一端，第二十一电阻R₂₁的另一端与第二电容C₂的一端连接，且第二十一电阻R₂₁与第二电容C₂的公共端接入第七运算放大器A₇的反相输入端，第二电容C₂的另一端与参考电位零点连接，第二十二电阻R₂₂与第三电容C₃串联后接入第七运算放大器A₇的反向输入端和输出端之间，第七运算放大器A₇的正向输入端与输入电压参考点V_og连接，第七运算放大器A₇的输出端即输出电流反馈电路10的输出端接入第二乘法器9的第二输入端v_b。

综上所述，本发明的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器，在保持功率因数PF值满足应用要求的情况下，采用变导通时间控制实现输入电流中仅含有一定量的与基波初始相位相同的三次、五次谐波，使得驱动器的开关管导通时间在一个工频周期内按照一定的规律变化，在整个85V～265VAC输入电压范围内将输出电流峰均比降低至1.44附近，减小了输出电流峰均比，同时对其他性能影响不大。

Claims (8)

1.一种低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路，所述主功率电路(1)包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、变压器T₁、开关管Q_b、二极管D_b、滤波电容C_o、滤波电感L_o和负载LED，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与变压器T₁的第一绕组N_p的异名端连接，变压器T₁的第一绕组N_p的同名端接入开关管Q_b的漏极，开关管Q_b的源极与参考电位零点连接，变压器T₁的第二绕组N_z的异名端与参考电位零点连接，变压器T₁的第三绕组N_s的同名端与二极管D_b的阳极连接，二极管D_b的阴极分别接入滤波电容C_o的一端和滤波电感L_o的一端，滤波电容C_o的另一端接入参考电位零点，滤波电感L_o的另一端与负载LED的阳极端连接，负载LED的两端电压为输出电压V_o；

所述的控制电路包括锯齿波比较及开关管驱动电路(2)、第一分压跟随电路(3)、第二分压峰值取样电路(4)、第三分压放大电路(5)、加法电路(6)、减法电路(7)、第一乘法器(8)、第二乘法器(9)、输出电流反馈电路(10)；其中锯齿波比较及开关管驱动电路(2)的输出端与开关管Q_b的门极连接；第一分压跟随电路(3)的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一分压跟随电路(3)的输出端A分别与加法电路(6)的正向输入端和减法电路(7)的一个输入端连接；第二分压峰值取样电路(4)的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第二分压峰值取样电路(4)的输出端C与减法电路(7)的另一个输入端连接；第三分压放大电路(5)的输入端与主功率电路(1)的输出电压V_o正极连接，第三分压放大电路(5)的输出端D分别与加法电路(6)的正向输入端和第一乘法器(8)的第三输入端v_z连接；加法电路(6)的输出端E与第一乘法器(8)的第二输入端v_y连接，减法电路(7)的输出端F与第一乘法器(8)的第一输入端v_x连接，第一乘法器(8)的输出端与第二乘法器(9)的第一输入端v_a连接，第二乘法器(9)的输出端接入锯齿波比较及开关管驱动电路(2)的输入端，输出电流反馈电路(10)的输出端与第二乘法器(9)的第二输入端v_b连接。

2.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器，其特征在于，所述的锯齿波比较及开关管驱动电路(2)包括过零检测、RS触发器、驱动、锯齿波发生器、第一运算放大器A₁；过零检测的输入端与变压器T₁的第二绕组N_z的同名端连接，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接，RS触发器的R端与第一运算放大器A₁的输出端连接，RS触发器的Q端分别与驱动的输入端和锯齿波发生器的输入端连接，锯齿波发生器的输出端与第一运算放大器A₁的正向输入端连接，驱动的输出端即锯齿波比较及开关管驱动电路(2)的输出端与开关管Q_b的门极连接，第二乘法器(9)的输出端接入第一运算放大器A₁反向输入端即锯齿波比较及开关管驱动电路(2)的输入端。

3.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器，其特征在于，所述的第一分压跟随电路(3)包括第二运算放大器A₂、第一电阻R₁、第二电阻R₂；其中第一电阻R₁的一端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一电阻R₁的另一端与第二电阻R₂一端连接，且第一电阻R₁与第二电阻R₂的公共端接入第二运算放大器A₂的正向输入端，第二电阻R₂的另一端与参考电位零点连接，第一运算放大器A₁的反向输入端与输出端A直接连接，构成同相电压跟随器。

4.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器，其特征在于，所述第二分压峰值取样电路(4)包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第一二极管D₁、第一电容C₁、第六电阻R₆、第三运算放大器A₃；其中第三电阻R₃的一端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第三电阻R₃的另一端与第四电阻R₄一端连接，且第三电阻R₃与第四电阻R₄的公共端接入第五电阻R₅的一端，第四电阻R₄的另一端与参考电位零点连接，第五电阻R₅的另一端与第一二极管D₁正极串联后经第一二极管D₁的负极接入第三运算放大器A₃的正相输入端，第一电容C₁与第六电阻R₆并联后一端与第三运算放大器A₃的正相输入端相连、另一端接参考电位零点，第三运算放大器A₃的反相输入端与输出端C直接连接。

5.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器，其特征在于，所述第三分压放大电路(5)包括第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第四运算放大器A₄；其中第七电阻R₇的一端接参考电位零点，第七电阻R₇的另一端与第八电阻R₈的一端连接，且第七电阻R₇与第八电阻R₈的公共端接入第四运算放大器A₄的反相输入端，第八电阻R₈的另一端与第四运算放大器A₄的输出端D连接，第九电阻R₉的一端与主功率电路(1)的输出电压V_o正极连接，第九电阻R₉的另一端与第十电阻R₁₀的一端连接，且第九电阻R₉与第十电阻R₁₀的公共端接入第四运算放大器A₄的正相输入端。

6.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器，其特征在于，所述加法电路(6)包括第十五电阻R₁₅、第十六电阻R₁₆、第十七电阻R₁₇、第十八电阻R₁₈、第十九电阻R₁₉、第五运算放大器A₅；其中第十五电阻R₁₅一端与第一分压跟随电路(3)的输出端A连接、另一端接入第五运算放大器A₅的正向输入端，第十六电阻R₁₆一端与第三分压放大电路(5)输出端D连接、另一端接入第五运算放大器A₅的正向输入端，第十七电阻R₁₇一端与第五运算放大器A₅的正向输入端连接、另一端接入参考点位零点，第十八电阻R₁₈一端接入第五运算放大器A₅的反向输入端、另一端接入参考点位零点，第十九电阻R₁₉接入第五运算放大器A₅的反向输入端和输出端E之间，加法电路(6)输出端E与第一乘法器(8)的第二输入端v_y连接。

7.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器，其特征在于，所述减法电路(7)包括第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃、第十四电阻R₁₄、第六运算放大器A₆；其中第十一电阻R₁₁一端与第一分压跟随电路(3)的输出端A连接，另一端连接到第六运算放大器A₆的反向输入端，第十二电阻R₁₂连接到第六运算放大器A₆的反向输入端与输出端F之间，第十三电阻R₁₃一端连接到第二分压峰值取样电路(4)的输出端C，第十三电阻R₁₃的另一端接入第六运算放大器A₆的正向输入端，第十四电阻R₁₄的一端接入第六运算放大器A₆的正向输入端，第十四电阻R₁₄的另一端与参考电位零点连接,第六运算放大器A₆的输出端即减法电路(7)的输出端F接入第一乘法器(8)的第一输入端v_x。

8.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器，其特征在于，所述输出电流反馈电路(10)包括第二变压器T₂、第二二极管D₂、第二十电阻R₂₀、第二十一电阻R₂₁、第二电容C₂、第三电容C₃、第二十二电阻R₂₂、第七运算放大器A₇；其中第二变压器T₂的原边同名端与主功率电路(1)的变压器T₁的第三绕组N_s的异名端连接，第二变压器T₂的原边异名端与参考电位零点连接，第二变压器T₂的副边同名端与第二二极管D₂正极连接，第二变压器T₂的副边异名端与第二十电阻R₂₀串联后与第二二极管D₂负极连接，第二十电阻R₂₀与第二二极管D₂的公共端接入第二十一电阻R₂₁的一端，第二十一电阻R₂₁的另一端与第二电容C₂的一端连接，且第二十一电阻R₂₁与第二电容C₂的公共端接入第七运算放大器A₇的反相输入端，第二电容C₂的另一端与参考电位零点连接，第二十二电阻R₂₂与第三电容C₃串联后接入第七运算放大器A₇的反向输入端和输出端之间，第七运算放大器A₇的正向输入端与输入电压参考点V_og连接，第七运算放大器A₇的输出端即输出电流反馈电路(10)的输出端接入第二乘法器(9)的第二输入端v_b。