CN103813591B - 低输出电流峰均比的CRM Flyback LED驱动器 - Google Patents
低输出电流峰均比的CRM Flyback LED驱动器 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种低输出电流峰均比的CRM?Flyback?LED驱动器,包括主功率电路和锯齿波比较及开关管驱动电路、输入电压前馈电路、第一乘法器、第二乘法器和输出电流反馈电路,所述输入电压前馈电路如下:第一分压跟随电路的输出端分别与加法电路和减法电路的一个输入端连接;第二分压峰值取样电路的输出端与减法电路的另一个输入端连接;第三分压放大电路的输出端分别与加法电路的另一输入端和第一乘法器的第三输入端连接;加法电路的输出端与第一乘法器的第二输入端连接,减法电路的输出端与第一乘法器的第一输入端连接,第一乘法器的输出端与第二乘法器的第一输入端连接,第二乘法器输出端接入锯齿波比较及开关管驱动电路的输入端。本发明降低了输出电流峰均比。
Description
技术领域
本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域,特别是一种低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器。
背景技术
高亮度发光二极管LED(light-emittingdiode)因其高效率、环保和长寿命等优点,已被誉为下一代“绿色”光源。LED可以采用单向脉动电流驱动,通过控制脉动电流的平均值控制LED输出光通量,但如果驱动电流峰均比过高,LED将会损坏。CRMFlybackLED驱动器具有输入输出隔离、控制简单和损耗小等优点,但在半个输入周期内开关管定导通时间时,输出电流峰均比较大,对LED正常工作不利。
发明内容
本发明的目的在于提供一种低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器,在保证CRMFlybackLED驱动器PF值大于应用要求的前提下,降低输出电流峰均比。
实现本发明目的的技术解决方案为:一种低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器,包括主功率电路和控制电路,所述主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、变压器T1、开关管Qb、二极管Db、滤波电容Co、滤波电感Lo和负载LED,其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接,EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接,二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点,二极管整流电路RB的输出正极与变压器T1的第一绕组Np的异名端连接,变压器T1的第一绕组Np的同名端接入开关管Qb的漏极,开关管Qb的源极与参考电位零点连接,变压器T1的第二绕组Nz的异名端与参考电位零点连接,变压器T1的第三绕组Ns的同名端与二极管Db的阳极连接,二极管Db的阴极分别接入滤波电容Co的一端和滤波电感Lo的一端,滤波电容Co的另一端接入参考电位零点,滤波电感Lo的另一端与负载LED的阳极端连接,负载LED的两端电压为输出电压Vo;
所述的控制电路包括锯齿波比较及开关管驱动电路、第一分压跟随电路、第二分压峰值取样电路、第三分压放大电路、加法电路、减法电路、第一乘法器、第二乘法器、输出电流反馈电路;其中锯齿波比较及开关管驱动电路的输出端与开关管Qb的门极连接;第一分压跟随电路的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接,第一分压跟随电路的输出端A分别与加法电路的正向输入端和减法电路的一个输入端连接;第二分压峰值取样电路的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接,第二分压峰值取样电路的输出端C与减法电路的另一个输入端连接;第三分压放大电路的输入端与主功率电路的输出电压Vo正极连接,第三分压放大电路的输出端D分别与加法电路的正向入端和第一乘法器的第三输入端vz连接;加法电路的输出端E与第一乘法器的第二输入端vy连接,减法电路的输出端F与第一乘法器的第一输入端vx连接,第一乘法器的输出端与第二乘法器的第一输入端va连接,第二乘法器的输出端接入锯齿波比较及开关管驱动电路的输入端,输出电流反馈电路的输出端与第二乘法器的第二输入端vb连接。
本发明与现有技术相比,其显著优点是:(1)在保持整个输入电压范围内功率因数PF值大于应用要求的前提下,有效减小了输出电流峰均比;(2)降低了LED的损坏率,延长了所驱动LED的寿命;(3)具有安全、可靠的优点,应用前景广阔。
附图说明:
图1是FlybackPFC变换器主电路示意图。
图2是CRMFlybackPFC变换器的电感电流波形图。
图3是功率因数PF值与Vm/nVo的关系曲线图。
图4是输出电流峰均比与Vm/nVo的关系曲线图。
图5是半个工频周期内g(ωt)的理想曲线和拟合曲线图。
图6是宽输入范围下临界电感值曲线图。
图7是不同输入电压下开关频率在半个工频周期内变化曲线图,其中(a)输入电压为85V,(b)输入电压为175V,(c)输入电压为265V。
图8是原边电流峰值Ipk和有效值Irms在宽范围输入下的曲线图。
图9是本发明低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器的电路结构示意图。
具体实施方式
1CRMFlybackPFC变换器的工作原理
图1是FlybackPFC变换器主电路。
不失一般性,定义输入交流电压vin的表达式为
vin(t)=Vmsinωt(1)
其中Vm为输入电压峰值,ω=2πfline为输入电压角频率,fline为输入电压频率
那么输入整流后的电压为
vg=Vm|sinωt|(2)
图2为一个开关周期内变换器的电感电流波形。当开关管Q导通时,二极管D截止,原边电感Lp两端的电压为vg,电流iLp由零开始以vg/Lp的斜率线性上升,那么iLp的峰值iLp_pk为
其中ton为Q的导通时间
当Q关断,二极管D导通,通过副边电感Ls电流iLs续流,此时副边电感Ls两端的电压为Vo,副边电感电流iLs以Vo/Ls的斜率从副边电流峰值iLs_pk下降,iLs下降到零的时间toff为
其中n为变压器原副边匝比,Ls为变压器副边电感,iLs_pk为副边电感电流峰值。
由于Flyback变换器工作在CRM模式,因此当二极管D的电流下降到零时,开关管Q开通,开始新的开关周期。
由式(4)可得占空比d为
d(t)=ton/(ton+toff)=nVo/(nVo+Vm|sinωt|)(5)
由式(3)和(5),一个开关周期内,原边电感电流的平均值iLp_av为
那么,输入电流iin为
一个开关周期内,副边电流的平均值iLs_av即输出电流io为:
那么,在半个工频周期内,输出电流平均值Io为
其中Tline为输入电压周期。
由式(1)和式(7),可以求出在半个工频周期内输入功率的平均值Pin
假设变换器效率为100%,那么输入功率等于输出功率,即Pin=Po。由式(10)可得开关管导通时间ton
由式(7)、式(10)和式(11)可以求得功率因数PF值的表达式为
由式(12),结合3.1节设计指标,功率因数PF随Vm/nVo的变化规律曲线如图3所示。
2降低输出电流峰均比的控制策略
3.1传统方式
由式(8)、式(9)和式(11),定导通时间控制方式下,输出电流瞬时值io和平均值Io之比
当ωt=π/2时,式(13)取最大值,即峰均比为
根据式(14)作出图4,可以看出采用定导通时间控制时,峰均比较大。
3.2变导通时间控制法
为降低输出电流峰均比,可在输入电流中注入3次和5次谐波,设输入电流表达式为
其中 I1为基波幅值,I3 *是3次谐波幅值基于I1的标么值,I5 *是5次谐波幅值基于I1的标么值。
由功率平衡,输出电流瞬时值io1+3+5(t)为
在半个工频周期内对式(16)积分,可得半个工频周期内输出电流平均值Io1+3+5
由式(17)可以看出,输出电流平均值与输入电流中注入3次、5次谐波量无关。保证与定导通时间控制下的输出电流相等,可得
根据式(6)、式(10)和式(15),导通时间ton1+3+5为
由式(16)和式(18),输出电流与其平均值之比为
输入电流注入3次、5次谐波后,满足PF≥0.9的前提下,I3 *、I5 *须为特定值才能使峰均比最低,取I3 *=0.382、I5 *=0.081,此时峰均比为1.40,PF=0.93。
3.3拟合变导通时间控制法
式(19)所示的导通时间变化函数用模拟电路实现比较困难,下面寻求相对简单的函数来拟合它。从式(19)可以看出,拟合函数核心是拟合其中的g(ωt)。
基于泰勒级数
仅保留一阶导数项,g(ωt)可以近似表达为
根据式(15)和式(16),可得
由式(1)和式(23)可得,采用拟合变导通时间控制后,功率因数PF为
取PF=0.93,可得k=-0.78。
根据式(24),半个工频周期内输出电流平均值为
保证在拟合变导通时间控制后,平均输出驱动电流保持不变,即
将k=-0.78代入式(27),得a=3.086。g(ωt)的理想曲线和拟合曲线如图5所示。
由式(6)、式(10)和式(23)可以求得,拟合后变导通时间为
将k=-0.78、a=3.086代入式(24),可得输出电流与其平均值之比为
对上式在半个工频周期内求导,令导数为零求极值,可以求得采用拟合变导通时间控制后,输出电流峰均比为1.44。
4性能对比
4.1原边电感和开关频率
为便于分析,设计参数如下:vin=85~265VAC、Po=60W、Vo=24V、n=4。
由式(4)和式(11),定导通时间下开关频率fs为
由式(4)和(28)可得,变导通时间下开关频率fs'为
采用定导通时间控制,输入电压Vm一定时,半个工频周期内fs不断变化,ωt=π/2时,fs最小。在不同的输入电压Vm下,fs最小值也不同。采用变导通时间控制,输入电压Vm一定时,半个工频周期内fs不断变化,ωt取[0,π/2]内某一值时,fs最小。在不同的输入电压Vm下,fs最小值不同,其对应ωt也不同。考虑人耳听觉频率范围,取fsmin=20kHz,则可作出不同输入电压下的临界电感值,如图6所示。
将宽输入范围下的临界电感值Lpmax=656μH和L’pmax=598μH分别代入式(31)和式(32),可以得到两种情况下开关管的开关频率变化函数
图7为当输入电压分别为(a)85V、(b)175V和(c)265V时半个工频周期内定导通时间和变导通时间控制下开关频率的变化范围。总体来说,在85V~175V范围内,变导通时间控制下开关管开关频率更小;在175V~265V范围内,定导通时间控制下开关管开关频率更小。
4.2电流峰值和有效值
据式(3)和式(11),可得在半个工频周期内,定导通时间控制下原边电流峰值ILp_pk和有效值ILP_rms分别为
同理,根据式(3)、式(23)和式(28),可得在半个工频周期内,变导通时间控制下原边电流峰值I'Lp_pk和有效值I'LP_rms分别为
图8为宽范围输入下两种控制方式原边电流峰值和有效值波形。从图中可以看出,相比于定时间控制,采用变导通控制,变换器原边电流峰值略小,有效值略大。
5本发明低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器
结合图9,输入电压vg经电阻第一电阻R1和第二电阻R2分压得到vA=kvgVm|sinωt|,这里kvg是分压系数。第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第一二极管D1、第一电容C1组成分压峰值取样电路,vC=1.28kvgVm,其中R3/R4=1.28R1/R2。输出电压Vo经第九电阻R9和第十电阻R10分压再经第七电阻R7、第八电阻R8、第四运算放大电路A4组成的放大器得vD=kvgnVo,其中R9/R10=R1/R2、R8/R7=n-1。vA与vC接入减法电路,其中R11=R14、R12=R13、R14/R13=0.78,则输出为vF=kvgVm(1-0.78|sinωt|)。vA与vD接入加法电路,其中R15=R16=R17=R19=2R18,则输出为vE=kvg(nVo+Vm|sinωt|)。vD、vE与vF接入第一乘法器,其输出va=[kvgVm(1-0.78|sinωt|)(nVo+Vm|sinωt|)]/nVo。输出电流io通过输出电流反馈电路得到误差信号vEA,vEA与va接入第二乘法器,其输出vc=vEA·va=[vEAkvgVm(1-0.78|sinωt|)(nVo+Vm|sinωt|)]/nVo,将vc与锯齿波交截即可得到如式(30)所示变化规律的导通时间。其中vA、vC、vD、vE、vF、va、vc、vb分别为第一分压跟随电路3、第二分压峰值取样电路4、第三分压放大电路5、加法电路6、减法电路7、第1乘法器8、第2乘法器9、输出电压输出电流反馈电路10。具体电路如下:
本发明的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器,包括主功率电路1和控制电路,所述主功率电路1包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、变压器T1、开关管Qb、二极管Db、滤波电容Co、滤波电感Lo和负载LED,其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接,EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接,二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点,二极管整流电路RB的输出正极与变压器T1的第一绕组Np的异名端连接,变压器T1的第一绕组Np的同名端接入开关管Qb的漏极,开关管Qb的源极与参考电位零点连接,变压器T1的第二绕组Nz的异名端与参考电位零点连接,变压器T1的第三绕组Ns的同名端与二极管Db的阳极连接,二极管Db的阴极分别接入滤波电容Co的一端和滤波电感Lo的一端,滤波电容Co的另一端接入参考电位零点,滤波电感Lo的另一端与负载LED的阳极端连接,负载LED的两端电压为输出电压Vo;所述的控制电路采用变化规律为Vm(nVo+Vm|sinωt|)·(1-0.78|sinωt|)/nVo的导通时间的输出信号驱动开关管Qb,包括锯齿波比较及开关管驱动电路2、第一分压跟随电路3、第二分压峰值取样电路4、第三分压放大电路5、加法电路6、减法电路7、第一乘法器8、第二乘法器9、输出电流反馈电路10,其中锯齿波比较及开关管驱动电路2的输出端与开关管Qb的门极连接;第一分压跟随电路3的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接,第一分压跟随电路3的输出端A分别与加法电路6的正向输入端和减法电路7的一个输入端连接;第二分压峰值取样电路4的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接,第二分压峰值取样电路4的输出端C与减法电路7的另一个输入端连接;第三分压放大电路5的输出端D分别与加法电路6的正向输入端和第一乘法器8的第三输入端vz连接;加法电路6的输出端E与第一乘法器8的第二输入端vy连接,减法电路7的输出端F与第一乘法器8的第一输入端vx连接,第一乘法器8的输出端与第二乘法器9的第一输入端va连接,第二乘法器9的输出端接入锯齿波比较及开关管驱动电路2的输入端,输出电流反馈电路10的输出端与第二乘法器9的第二输入端vb连接。
所述的锯齿波比较及开关管驱动电路2包括过零检测、RS触发器、驱动、锯齿波发生器、第一运算放大器A1;过零检测的输入端与变压器T1的第二绕组Nz的同名端连接,过零检测的输出端与RS触发器的S端连接,RS触发器的R端与第一运算放大器A1的输出端连接,RS触发器的Q端分别与驱动的输入端和锯齿波发生器的输入端连接,锯齿波发生器的输出端与第一运算放大器A1的正向输入端连接,驱动的输出端即锯齿波比较及开关管驱动电路2的输出端与开关管Qb的门极连接,第二乘法器9的输出端接入第一运算放大器A1的反向输入端即锯齿波比较及开关管驱动电路2的输入端。
所述的第一分压跟随电路3包括第二运算放大器A2、第一电阻R1、第二电阻R2;其中第一电阻R1的一端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接,第一电阻R1的另一端与第二电阻R2一端连接,且第一电阻R1与第二电阻R2的公共端接入第一运算放大器A2的正向输入端,第二电阻R2的另一端与参考电位零点连接,第二运算放大器A2的反向输入端与输出端A直接连接,构成同相电压跟随器。
所述的第二分压峰值取样电路4包括第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第一二极管D1、第一电容C1、第六电阻R6、第三运算放大器A3;其中第三电阻R3的一端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接,第三电阻R3的另一端与第四电阻R4一端连接,且第三电阻R3与第四电阻R4的公共端接入第五电阻R5的一端,第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接,第五电阻R5的另一端与第一二极管D1正极串联后经第一二极管D1的负极接入第三运算放大器A3的正相输入端,第一电容C1与第六电阻R6并联后一端与第三运算放大器A3的正相输入端相连、另一端接参考电位零点,第三运算放大器A3的反相输入端与输出端C直接连接。
所述的第三分压放大电路5包括第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第四运算放大器A4;其中第七电阻R7的一端接参考电位零点,第七电阻R7的另一端与第八电阻R8的一端连接,且第七电阻R7与第八电阻R8的公共端接入第四运算放大器A4的反相输入端,第八电阻R8的另一端与第四运算放大器A4的输出端D连接,第九电阻R9的一端与主功率电路1的输出电压Vo正极连接,第九电阻R9的另一端与第十电阻R10的一端连接,且第九电阻R9与第十电阻R10的公共端接入第四运算放大器A4的正相输入端。
所述的加法电路6包括第十五电阻R15、第十六电阻R16、第十七电阻R17、第十八电阻R18、第十九电阻R19、第五运算放大器A5;其中第十五电阻R15一端与第一分压跟随电路3的输出端A连接、另一端接入第五运算放大器A5的正向输入端,第十六电阻R16一端与第三分压放大电路5输出端D连接、另一端接入第五运算放大器A5的正向输入端,第十七电阻R17一端与第五运算放大器A5的正向输入端连接、另一端接入参考点位零点,第十八电阻R18一端接入第五运算放大器A5的反向输入端、另一端接入参考点位零点,第十九电阻R19接入第五运算放大器A5的反向输入端和输出端E之间,加法电路6输出端E与第一乘法器8的第二输入端vy连接。
所述的减法电路7包括第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第六运算放大器A6;其中第十一电阻R11一端与第一分压跟随电路3的输出端A连接,另一端连接到第六运算放大器A6的反向输入端,第十二电阻R12连接到第六运算放大器A6的反向输入端与输出端F之间,第十三电阻R13一端连接到第二分压峰值取样电路4的输出端C,第十三电阻R13的另一端接入第六运算放大器A6的正向输入端,第十四电阻R14的一端接入第六运算放大器A6的正向输入端,第十四电阻R14的另一端与参考电位零点连接,第六运算放大器A6的输出端即减法电路7的输出端F接入第一乘法器8的第一输入端vx。
所述的输出电流反馈电路10包括第二变压器T2、第二二极管D2、第二十电阻R20、第二十一电阻R21、第二电容C2、第三电容C3、第二十二电阻R22、第七运算放大器A7;其中第二变压器T2的原边同名端与主功率电路1的变压器T1的第三绕组Ns的异名端连接,第二变压器T2的原边异名端与参考电位零点连接,第二变压器T2的副边同名端与第二二极管D2正极连接,第二变压器T2的副边异名端与第二十电阻R20串联后与第二二极管D2负极连接,第二十电阻R20与第二二极管D2的公共端接入第二十一电阻R21的一端,第二十一电阻R21的另一端与第二电容C2的一端连接,且第二十一电阻R21与第二电容C2的公共端接入第七运算放大器A7的反相输入端,第二电容C2的另一端与参考电位零点连接,第二十二电阻R22与第三电容C3串联后接入第七运算放大器A7的反向输入端和输出端之间,第七运算放大器A7的正向输入端与输入电压参考点Vog连接,第七运算放大器A7的输出端即输出电流反馈电路10的输出端接入第二乘法器9的第二输入端vb。
综上所述,本发明的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器,在保持功率因数PF值满足应用要求的情况下,采用变导通时间控制实现输入电流中仅含有一定量的与基波初始相位相同的三次、五次谐波,使得驱动器的开关管导通时间在一个工频周期内按照一定的规律变化,在整个85V~265VAC输入电压范围内将输出电流峰均比降低至1.44附近,减小了输出电流峰均比,同时对其他性能影响不大。
Claims (8)
1.一种低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器,其特征在于,包括主功率电路(1)和控制电路,所述主功率电路(1)包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、变压器T1、开关管Qb、二极管Db、滤波电容Co、滤波电感Lo和负载LED,其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接,EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接,二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点,二极管整流电路RB的输出正极与变压器T1的第一绕组Np的异名端连接,变压器T1的第一绕组Np的同名端接入开关管Qb的漏极,开关管Qb的源极与参考电位零点连接,变压器T1的第二绕组Nz的异名端与参考电位零点连接,变压器T1的第三绕组Ns的同名端与二极管Db的阳极连接,二极管Db的阴极分别接入滤波电容Co的一端和滤波电感Lo的一端,滤波电容Co的另一端接入参考电位零点,滤波电感Lo的另一端与负载LED的阳极端连接,负载LED的两端电压为输出电压Vo;
所述的控制电路包括锯齿波比较及开关管驱动电路(2)、第一分压跟随电路(3)、第二分压峰值取样电路(4)、第三分压放大电路(5)、加法电路(6)、减法电路(7)、第一乘法器(8)、第二乘法器(9)、输出电流反馈电路(10);其中锯齿波比较及开关管驱动电路(2)的输出端与开关管Qb的门极连接;第一分压跟随电路(3)的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接,第一分压跟随电路(3)的输出端A分别与加法电路(6)的正向输入端和减法电路(7)的一个输入端连接;第二分压峰值取样电路(4)的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接,第二分压峰值取样电路(4)的输出端C与减法电路(7)的另一个输入端连接;第三分压放大电路(5)的输入端与主功率电路(1)的输出电压Vo正极连接,第三分压放大电路(5)的输出端D分别与加法电路(6)的正向输入端和第一乘法器(8)的第三输入端vz连接;加法电路(6)的输出端E与第一乘法器(8)的第二输入端vy连接,减法电路(7)的输出端F与第一乘法器(8)的第一输入端vx连接,第一乘法器(8)的输出端与第二乘法器(9)的第一输入端va连接,第二乘法器(9)的输出端接入锯齿波比较及开关管驱动电路(2)的输入端,输出电流反馈电路(10)的输出端与第二乘法器(9)的第二输入端vb连接。
2.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器,其特征在于,所述的锯齿波比较及开关管驱动电路(2)包括过零检测、RS触发器、驱动、锯齿波发生器、第一运算放大器A1;过零检测的输入端与变压器T1的第二绕组Nz的同名端连接,过零检测的输出端与RS触发器的S端连接,RS触发器的R端与第一运算放大器A1的输出端连接,RS触发器的Q端分别与驱动的输入端和锯齿波发生器的输入端连接,锯齿波发生器的输出端与第一运算放大器A1的正向输入端连接,驱动的输出端即锯齿波比较及开关管驱动电路(2)的输出端与开关管Qb的门极连接,第二乘法器(9)的输出端接入第一运算放大器A1反向输入端即锯齿波比较及开关管驱动电路(2)的输入端。
3.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器,其特征在于,所述的第一分压跟随电路(3)包括第二运算放大器A2、第一电阻R1、第二电阻R2;其中第一电阻R1的一端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接,第一电阻R1的另一端与第二电阻R2一端连接,且第一电阻R1与第二电阻R2的公共端接入第二运算放大器A2的正向输入端,第二电阻R2的另一端与参考电位零点连接,第一运算放大器A1的反向输入端与输出端A直接连接,构成同相电压跟随器。
4.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器,其特征在于,所述第二分压峰值取样电路(4)包括第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第一二极管D1、第一电容C1、第六电阻R6、第三运算放大器A3;其中第三电阻R3的一端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接,第三电阻R3的另一端与第四电阻R4一端连接,且第三电阻R3与第四电阻R4的公共端接入第五电阻R5的一端,第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接,第五电阻R5的另一端与第一二极管D1正极串联后经第一二极管D1的负极接入第三运算放大器A3的正相输入端,第一电容C1与第六电阻R6并联后一端与第三运算放大器A3的正相输入端相连、另一端接参考电位零点,第三运算放大器A3的反相输入端与输出端C直接连接。
5.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器,其特征在于,所述第三分压放大电路(5)包括第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第四运算放大器A4;其中第七电阻R7的一端接参考电位零点,第七电阻R7的另一端与第八电阻R8的一端连接,且第七电阻R7与第八电阻R8的公共端接入第四运算放大器A4的反相输入端,第八电阻R8的另一端与第四运算放大器A4的输出端D连接,第九电阻R9的一端与主功率电路(1)的输出电压Vo正极连接,第九电阻R9的另一端与第十电阻R10的一端连接,且第九电阻R9与第十电阻R10的公共端接入第四运算放大器A4的正相输入端。
6.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器,其特征在于,所述加法电路(6)包括第十五电阻R15、第十六电阻R16、第十七电阻R17、第十八电阻R18、第十九电阻R19、第五运算放大器A5;其中第十五电阻R15一端与第一分压跟随电路(3)的输出端A连接、另一端接入第五运算放大器A5的正向输入端,第十六电阻R16一端与第三分压放大电路(5)输出端D连接、另一端接入第五运算放大器A5的正向输入端,第十七电阻R17一端与第五运算放大器A5的正向输入端连接、另一端接入参考点位零点,第十八电阻R18一端接入第五运算放大器A5的反向输入端、另一端接入参考点位零点,第十九电阻R19接入第五运算放大器A5的反向输入端和输出端E之间,加法电路(6)输出端E与第一乘法器(8)的第二输入端vy连接。
7.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器,其特征在于,所述减法电路(7)包括第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第六运算放大器A6;其中第十一电阻R11一端与第一分压跟随电路(3)的输出端A连接,另一端连接到第六运算放大器A6的反向输入端,第十二电阻R12连接到第六运算放大器A6的反向输入端与输出端F之间,第十三电阻R13一端连接到第二分压峰值取样电路(4)的输出端C,第十三电阻R13的另一端接入第六运算放大器A6的正向输入端,第十四电阻R14的一端接入第六运算放大器A6的正向输入端,第十四电阻R14的另一端与参考电位零点连接,第六运算放大器A6的输出端即减法电路(7)的输出端F接入第一乘法器(8)的第一输入端vx。
8.根据权利要求1所述的低输出电流峰均比的CRMFlybackLED驱动器,其特征在于,所述输出电流反馈电路(10)包括第二变压器T2、第二二极管D2、第二十电阻R20、第二十一电阻R21、第二电容C2、第三电容C3、第二十二电阻R22、第七运算放大器A7;其中第二变压器T2的原边同名端与主功率电路(1)的变压器T1的第三绕组Ns的异名端连接,第二变压器T2的原边异名端与参考电位零点连接,第二变压器T2的副边同名端与第二二极管D2正极连接,第二变压器T2的副边异名端与第二十电阻R20串联后与第二二极管D2负极连接,第二十电阻R20与第二二极管D2的公共端接入第二十一电阻R21的一端,第二十一电阻R21的另一端与第二电容C2的一端连接,且第二十一电阻R21与第二电容C2的公共端接入第七运算放大器A7的反相输入端,第二电容C2的另一端与参考电位零点连接,第二十二电阻R22与第三电容C3串联后接入第七运算放大器A7的反向输入端和输出端之间,第七运算放大器A7的正向输入端与输入电压参考点Vog连接,第七运算放大器A7的输出端即输出电流反馈电路(10)的输出端接入第二乘法器(9)的第二输入端vb。
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