CN101998732B - 发光二极管驱动装置 - Google Patents
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Abstract
本发明实施例提供了一种发光二极管驱动装置，适于驱动一串发光二极管，且其包括功率因子校正反激变换器、谐波滤除单元，以及控制单元。功率因子校正反激变换器依据脉宽调变信号而工作在一操作模式，并接收交流电源以将交流电源转换为脉动电流。谐波滤除单元耦接功率因子校正反激变换器与该串发光二极管，用以接收所述脉动电流，并滤除所述脉动电流中高频谐波分量后，以驱动该串发光二极管。控制单元耦接功率因子校正反激变换器与谐波滤除单元，依据所述交流电源与所述脉动电流产生所述脉宽调变信号，并用以降低所述脉动电流的峰均比。
Description
技术领域
本发明涉及一种发光二极管驱动装置，且特别涉及一种不需利用电解电容的发光二极管驱动装置。
背景技术
近20年来，人们一直致力于新型照明光源的开发。欧盟专门制定了“彩虹计划”，提出了新型光源要符合的四个条件：高效、节能、无污染、模拟自然光。由于发光二极管(light emitting diode，LED)就具有这样的优点，且这是传统照明光源(例如：白炽灯和荧光灯)无法比拟的，因此发光二极管被公认为21世纪最有价值的“绿色”光源，将取代白炽灯和荧光灯，成为照明市场的主导产品。
目前发光二极管的主要应用领域包括大屏幕显示、通用照明、激光器、液晶显示器(liquid crystal display，LCD)背光源(backlight source)、仪器仪表显示，以及图形识别…等。随着高亮度发光二极管技术的迅速发展，对发光二极管的驱动提出了更高的要求。为了要充分发挥半导体照明的优势，发光二极管驱动电源需要具有高效率、低成本、高功率因子、长寿命等多项优点。
传统的发光二极管驱动方式有电阻限流、线性调节、电荷泵(chargepump)转换控制和开关转换器控制等，且在市电输入的日常照明场合中，大功率发光二极管的驱动电源架构大致绘示如图1。根据能源之星(Energy-Star)标准，商业照明驱动电源的输入功率因子要求不低于0.9，而家用照明不低于0.7。也因如此，市电(即交流电源)Vac必须先经由桥式整流器101与功率因子校正(Power Factor Correction，PFC)转换器103实现输入功率因子校正和AC-DC转换，通过提供24V或12V的稳定电压给后级的DC-DC转换器105。如此一来，LED驱动芯片107即会为大功率LED 109的稳定工作提供一个恒定电流。
虽然图1所示的驱动电源架构可以确保大功率LED 109具有较佳的发光质量，但是这样的设计架构却存在着器件多、体积大、寿命短等多项缺点。举例来说，假设PFC转换器103的输入功率因子为1的话，则输入电流I in与输入电压Vin是同相位的正弦波，如图2A所示。由于此时输入功率Pin是正弦平方(sin square)形式，所以若要实现恒压恒流输出(亦即输出功率Po恒定，如图2B所示)，则需要采用容值较大的电解电容(electrolyticcapacitor)C来实现输入功率Pin与输出功率Po的平衡(balance)。然而，由于电解电容C的寿命一般只有5,000小时，与发光二极管具有50,000小时的工作寿命相差甚远，因此电解电容C无疑会成为拉短发光二极管驱动电源整体寿命的主要因素。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种适于驱动至少一串发光二极管(LED)的驱动装置，其采用脉动电流来驱动大功率发光二极管，从而在实现功率因子校正的同时，去除了传统驱动电源架构中大容值的电解电容，从而大大地提高发光二极管驱动电源的寿命。
本发明的其它目的和优点可以从本发明所揭露的技术特征中得到进一步的了解。
为达上述之一或部份或全部目的或是其它目的，本发明所提供的发光二极管驱动装置包括功率因子校正反激变换器、谐波滤除单元，以及控制单元。功率因子校正反激变换器(PFC flyback converter)依据脉宽调变信号(PWMsignal)而工作在一操作模式，并接收交流电源以将交流电源转换为脉动电流(pulsating current)。
谐波滤除单元耦接功率因子校正反激变换器与该串发光二极管，用以接收所述脉动电流，并滤除所述脉动电流中高频谐波分量后，以驱动该串发光二极管。控制单元耦接功率因子校正反激变换器与谐波滤除单元，依据所述交流电源与所述脉动电流产生所述脉宽调变信号，并用以降低所述脉动电流的峰均比。
在本发明的一实施例中，功率因子校正反激变换器包括全桥整流器、变压器、开关，以及二极管。全桥整流器用以接收所述交流电源，并对所述交流电源进行整流。变压器的一次侧用以接收经全桥整流器整流过后的交流电源。开关受所述脉宽调变信号所控制，并与变压器的一次侧串接。二极管耦接变压器的二次侧，并用以输出所述脉动电流。
在本发明的一实施例中，谐波滤除单元由一电感与一薄膜电容所组成。
在本发明的一实施例中，控制单元包括电流互感单元、低通滤波器、误差调节器、第一分压器、前馈控制单元，以及脉宽调变控制芯片。电流互感单元耦接功率因子校正反激变换器与谐波滤除单元，用以检测所述脉动电流。低通滤波器耦接电流互感单元，用以对电流互感单元所检测的脉动电流取平均值。误差调节器耦接低通滤波器，用以对已取平均值的脉动电流与一参考电流进行误差调节，从而输出误差调节信号。第一分压器用以采样经全桥整流器整流过后的交流电源，并据以产生第一分压信号。前馈控制单元耦接误差调节器与第一分压器，用以接收所述误差调节信号与所述第一分压信号，并据以产生控制信号。脉宽调变控制芯片耦接前馈控制单元，用以接收所述控制信号，并据以产生所述脉宽调变信号。在此条件下，功率因子校正反激变换器工作在电流断续模式。
在本发明的一实施例中，控制单元包括电流互感单元、低通滤波器、误差调节器、削顶电路、乘法器，以及电流调节器。电流互感单元耦接功率因子校正反激变换器与谐波滤除单元，用以检测所述脉动电流。低通滤波器耦接电流互感单元，用以对电流互感单元所检测的脉动电流取平均值。误差调节器耦接低通滤波器，用以对已取平均值的脉动电流与一参考电流进行误差调节，从而输出误差调节信号。削顶电路用以接收并对经全桥整流器整流过后的交流电源进行一削顶处理，并据以产生一削顶信号。乘法器耦接削顶电路与误差调节器，用以接收所述削顶信号与所述误差调节信号，并据以产生一第一电流信号。电流调节器耦接乘法器与开关，用以对所述第一电流与流经开关的一第二电流进行电流调节，从而输出所述脉宽调变信号。在此条件下，功率因子校正反激变换器工作在电流临界模式。
基于上述可知，本发明所提出的发光二极管驱动装置适用于交流输入的高功率因子和长寿命的发光二极管驱动电源，其采用脉动电流以驱动发光二极管，且去除了传统发光二极管驱动电源电路中的电解电容，从而大大地提高了发光二极管驱动电源的寿命。
另一方面，在满足能源之星所定义功的率因子要求的同时，本发明所提出的发光二极管驱动装置通过谐波滤除单元与控制单元来优化(opt imized)驱动发光二极管的脉动电流的波形，从而大大地降低功率因子校正反激变换器所输出的脉动电流的峰均比。如此一来，即可确保大功率发光二极管长时间安全稳定的工作，从而不影响到发光二极管的工作寿命。
为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举多个实施例，并配合所附图式，作详细说明如下，但是上述一般描述及以下实施方式仅为例示性及阐释性的，其并不能限制本发明所欲主张的范围。
附图说明
图1为传统发光二极管的驱动电源架构示意图；
图2A为传统交流电源的输入电流与输入电压的示意图；
图2B为传统交流电源的输入功率与输出功率的示意图；
图3为本发明一实施例的发光二极管驱动装置的方块图；
图4为本发明一实施例的发光二极管驱动装置的实际电路图；
图5为本发明另一实施例的发光二极管驱动装置的实际电路图；
图6为本发明一实施例的整流后的交流电源与削顶信号的波形示意图；
图7为本发明一实施例的削顶电路的具体实施电路图。
附图标记说明：
101：桥式整流器； 103：功率因子校正(PFC)转换器；
105：DC-DC转换器； 107：发光二极管(LED)驱动芯片；
109、L1～Ln：发光二极管； 300、500：驱动装置；
301：功率因子校正反激变换器； 303：谐波滤除单元；
305、305’：控制单元； 401：全桥整流器；
403：变压器； 405：电流互感单元；
407：低通滤波器； 409：误差调节器；
411、423：分压器； 413：前馈控制单元；
415：脉宽调变控制芯片； 417：电流互感器；
419：射极跟随器； 421：保持单元；
425：减法电路； 427：乘除法器；
501：削顶电路； 503：乘法器；
505：电流调节器； EA：误差放大器；
CA：电流放大器； OP1、OP2：运算放大器；
C：电解质电容； Q：开关；
D、Dct、D1、D2：二极管； OP1、OP2、OP 3：运算放大器；
P1～P4：接脚； Lo：电感；
Co：薄膜电容；
Rct、Rf、Rc、RD1～RD4、Rs、RI1～RI4、Rb1、Rb2、R1～R8：电阻；
Cf、Cc、Cs、Cb、C1、C2：电容；Vac：市电、交流电源；
Iin：输入电流； Vin：输入电压；
Pin：输入功率； Po：输出功率；
PS：脉宽调变信号； VEA：误差调节信号；
VD1、VD2：分压信号； CS：控制信号；
VST：削顶信号； VA：幅值检测信号；
FS：前馈信号； Iref：参考电流；
Ipa：脉动电流； I1、I2：电流；
DGND：危险地； SGND：安全地。
具体实施方式
有关本发明的前述及其它技术内容、特点与功效，在以下配合参考图式的多个实施例的详细说明中，将可清楚地呈现。
现将详细参考本发明实施例，并在附图中说明所述实施例的实例。另外，凡可能之处，在图式及实施方式中使用相同标号的组件/构件代表相同或类似部分。
图3为本发明一实施例的发光二极管驱动装置的方块图。图4为本发明一实施例的发光二极管驱动装置的实际电路图。请合并参照图3与图4，驱动装置300适于驱动多颗串接在一起的大功率发光二极管(light emittingdiode，LED)L1～Ln，且其包括有功率因子校正反激变换器(PFC flybackconverter)301、谐波滤除单元303，以及控制单元305。PFC反激变换器301会依据脉宽调变(pulse width modulation，PWM)信号PS而工作在电流断续模式(discontinuous current mode，DCM)，并接收一交流电源Vac(例如市电)以将交流电源Vac转换为一脉动电流(pulsating current)Ipa。
谐波滤除单元303耦接PFC反激变换器301与该串发光二极管L1～Ln，用以接收脉动电流Ipa，并滤除脉动电流Ipa中高频谐波分量(high frequencyharmonic component)后，以驱动该串发光二极管L1～Ln。控制单元305耦接PFC反激变换器301与谐波滤除单元303，依据交流电源Vac与脉动电流Ipa来产生脉宽调变信号PS，并用以降低脉动电流Ipa的峰均比(peak-to-average ratio，PAR)。
在本实施例中，PFC反激变换器301包括全桥整流器(full bridgerectifier)401、变压器(trans former)403、开关(switch)Q，以及二极管(diode)D。全桥整流器401用以接收交流电源Vac，并对交流电源Vac进行整流。全桥整流器401在实务上具有四个接脚P1～P4，其中接脚P1与P2用以接收交流电源Vac，而接脚P3则耦接至一危险地(dangerous ground)DGND。变压器403的一次侧(primary side)的第一端耦接全桥整流器401的接脚P4。开关Q的控制端用以接收脉宽调变信号PS，开关Q的第一端耦接变压器403的一次侧的第二端，而开关Q的第二端则耦接至危险地DGND。二极管D的阳极(anode)耦接变压器403的二次侧(secondary side)的第一端，而二极管D的阴极(cathode)则用以输出脉动电流I pa。
谐波滤除单元303包括电感(inductor)Lo与薄膜电容(film capacitor)Co。电感Lo的第一端耦接二极管D的阴极，而电感Lo的第二端则耦接该串发光二极管L1～Ln的阳极。薄膜电容Co的第一端耦接二极管D的阴极，而薄膜电容Co的第二端则耦接至该串发光二极管L1～Ln的阴极以及一安全地(safety ground)SGND。因此，只要属于变压器403的一次侧的地就为危险地DGND；而只要属于变压器403的二次侧的地就为安全地SGND。
在此先值得一提的是，由于该串发光二极管L1～Ln的光通量(亦即输出光功率)仅取决于脉动电流Ipa的平均值(average)，而与其频率(frequency)无关。因此，只要善加控制脉动电流Ipa的平均值，就可以精准地控制该串发光二极管L1～Ln的光通量。然而，虽然该串发光二极管L1～Ln的光通量与脉动电流Ipa的频率无关，但却要保证脉动电流Ipa的频率高于人眼视觉暂留的频率；否则，人眼将会感受到闪烁。一般而言，由于人眼能够将看到的影像暂时保存1/24秒(即24Hz)，所以脉动电流Ipa的频率只要大于24Hz即可，例如为100Hz，但并不限制于此。
另外，本实施例特将PFC反激变换器301设计工作在电流断续模式(DCM)的原因乃是为了要致使PFC反激变换器301可以自动实现功率因子校正，且还可以避免变压器403的二次侧端的二极管D发生反向恢复(backwardrecovery)。再者，本实施例特别采用PFC反激变换器301的原因乃是由于发光二极管本身具有半导体的特性(亦即当发光二极管导通时，其两端电压等于它的导通压降)，所以PFC反激变换器301的负载可以视为一个恒压源(constant voltage source)。如此一来，变压器403的二次侧则可以不需要输出滤波电容(filter capacitor)。换言之，即可以省去容值较大的电解电容，从而大大地提高发光二极管L1～Ln的驱动电源的寿命。
除此之外，如果直接采用变压器403的二次侧所输出的脉动电流Ipa来驱动发光二极管L1～Ln的话，则很有可能会因为脉动电流Ipa过大的峰值而造成发光二极管L1～Ln的损毁，故而本实施例不仅要考虑脉动电流Ipa的平均值的大小外，还必须保证脉动电流Ipa的峰值不会造成发光二极管L1～Ln的损坏。因此，在满足脉动电流Ipa的平均值得以确保PFC反激变换器301处于正常工作的条件下，脉动电流Ipa的峰值和有效值越小越好。
有鉴于此，本实施例特别在发光二极管L1～Ln的支路中串入一个电感Lo(感值例如为15～30μH，但并不限制于此)，同时于变压器403的二次侧并联一个薄膜电容Co(容值例如为0.47μF～3μF，但并不限制于此)，从而滤除基于开关Q的频率(亦即脉宽调变信号PS的频率)在脉动电流Ipa中所引起的高频谐波分量，从而减小脉动电流Ipa的峰值。因此，脉动电流Ipa实质上会很接近理想的正弦平方波(sine square waveform)。
而为了要更加有效地将脉动电流Ipa的峰均比拉低，本实施例特别设计一个控制单元305，以于交流电源Vac升高的过程中，减小脉宽调变信号PS的占空比(duty ratio)；并在交流电源Vac降低的过程中，增大脉宽调变信号PS的占空比，从而来降低脉动电流Ipa的峰均比。
更清楚来说，控制单元305包括电流互感单元405、低通滤波器(low passfilter)407、误差调节器409、分压器411、前馈控制单元413，以及脉宽调变控制芯片415。电流互感单元405耦接PFC反激变换器301与谐波滤除单元303，用以检测脉动电流I pa，亦即检测流经二极管D的电流。在本实施例中，电流互感单元405包括电流互感器(current transformer)417、二极管Dct，以及电阻Rct。电流互感器417的一次侧的第一端耦接变压器403的二次侧的第二端，而电流互感器417的一次侧的第二端则耦接薄膜电容Co的第二端。二极管Dct的阳极耦接电流互感器417的二次侧的第一端。电阻Rct的第一端耦接二极管Dct的阴极，而电阻Rct的第二端则耦接电流互感器417的二次侧的第二端以及危险地DGND。
低通滤波器407耦接电流互感单元405，用以对电流互感单元405所检测的脉动电流Ipa取平均值。在本实施例中，低通滤波器407包括电阻Rf与电容Cf。电阻Rf的第一端耦接二极管Dct的阴极。电容Cf的第一端耦接电阻Rf的第二端，而电容Cf的第二端则耦接至危险地DGND。
误差调节器409耦接低通滤波器407，用以对已取平均值的脉动电流I pa与参考电流(reference current)I ref进行误差调节，从而输出误差调节信号VEA。在本实施例中，误差调节器409包括误差放大器(error amplifier)EA、电阻Rc，以及电容Cc。误差放大器EA的负输入端耦接电容Cf的第一端，误差放大器EA的正输入端用以接收参考电流Iref，而误差放大器EA的输出端则用以输出误差调节信号VEA。电阻Rc的第一端耦接误差放大器EA的负输入端。电容Cc的第一端耦接电阻Rc的第二端，而电容Cc的第二端则耦接误差放大器EA的输出端。
分压器411耦接于全桥整流器401的接脚P3与P4之间，用以采样经全桥整流器401整流过后的交流电源Vac，并据以产生分压信号VD1。在本实施例中，分压器411包括电阻RD1与RD2。电阻RD1的第一端耦接全桥整流器401的接脚P4，而电阻RD1的第二端则用以产生分压信号VD1。电阻RD2的第一端耦接电阻RD1的第二端，而电阻RD2的第二端则耦接至危险地DGND。
前馈控制单元413耦接误差调节器409与分压器411，用以接收误差调节信号VEA与分压信号VD1，并据以产生控制信号CS。如此一来，耦接至前馈控制单元413的脉宽调变控制芯片(例如为TI所生产的UCC3844，但并不限制于此)415即会接收控制信号CS，并据以产生脉宽调变信号PS来控制开关Q的运作(operation)，亦即导通(conductive)或截止(cut-off)。
在本实施例中，前馈控制单元413包括射极跟随器(emitter follower)419、保持单元421、分压器423、减法电路425，以及乘除法器427。射极跟随器419用以接收并输出分压信号VD1。具体来说，射极跟随器419包括运算放大器(operational amplifier)OP1。运算放大器OP1的正输入端耦接电阻RD1的第二端，而运算放大器OP1的负输入端与输出端则耦接在一起。
保持单元421耦接射极跟随器419，用以接收射极跟随器419所输出的分压信号VD1，并据以产生幅值检测信号VA(其正比于交流电源Vac的峰值)。具体来说，保持单元421包括电阻Rs与电容Cs。电阻Rs的第一端耦接运算放大器OP1的输出端，而电阻Rs的第二端则用以产生幅值检测信号VA。电容Cs的第一端耦接电阻Rs的第二端，而电容Cs的第二端则耦接至危险地DGND。
分压器423耦接射极跟随器419，用以接收射极跟随器419所输出的分压信号VD1，并据以产生另一分压信号VD2(例如为0.6VA|sinωt|，但并不限制于此)。具体来说，分压器423包括电阻RD3与RD4。电阻RD3的第一端耦接运算放大器OP1的输出端，而电阻RD3的第二端则用以产生分压信号VD2。电阻RD4的第一端耦接电阻RD3的第二端，而电阻RD4的第二端则耦接至危险地DGND。
减法电路425耦接保持单元421与分压器423，用以接收幅值检测信号VA与分压信号VD2，并对幅值检测信号VA与分压信号VD2进行减法运算后，输出前馈信号FS。具体来说，减法电路425包括电阻RI1～RI4以及运算放大器OP2。电阻RI1的第一端耦接电阻Rs的第二端。电阻RI2的第一端耦接电阻RI1的第二端，而电阻RI2的第二端则耦接至危险地DGND。运算放大器OP2的正输入端耦接电阻RI2的第一端，而运算放大器OP2的输出端则用以输出前馈信号FS。电阻RI3的第一端耦接电阻RD3的第二端，而电阻RI3的第二端则耦接至运算放大器OP2的负输入端。电阻RI4的第一端耦接电阻RI3的第二端，而电阻RI4的第二端则耦接至运算放大器OP2的输出端。
乘除法器427耦接误差调节器409、脉宽调变控制芯片415、保持单元421以及减法电路425，用以接收前馈信号FS、幅值检测信号VA以及误差调节信号VEA，并将前馈信号FS乘上误差调节信号VEA而除以幅值检测信号VA后，输出控制信号CS，亦即：CS＝(FS*VEA)/VA。
基于上述可知，由于发光二极管本身具有半导体的特性(亦即当发光二极管导通时，其两端电压等于它的导通压降)，所以PFC反激变换器301的负载可以视为一个恒压源。如此一来，变压器403的二次侧则可以不需要输出滤波电容。换言之，即可以省去容值较大的电解电容，从而大大地提高发光二极管L1～Ln的驱动电源的寿命。
另外，由于本实施例透过电感Lo与薄膜电容Co来滤除基于开关Q的频率(亦即脉宽调变信号PS的频率)在脉动电流Ipa中所引起的高频谐波分量，所以交流电源Vac的输入电流会完全跟踪其输入电压(亦即两者等相位)，故而交流电源Vac的输入电流的谐波会很小，从而使得输入功率因子可以高于0.9，甚至可以趋近为1。
再者，由于本实施例透过控制单元305以于交流电源Vac升高的过程中，减小脉宽调变信号PS的占空比；并在交流电源Vac降低的过程中，增大脉宽调变信号PS的占空比。如此一来，PFC反激变换器301所输出的脉动电流Ipa的峰均比实质上会被大幅地拉降(大约可以被拉低至1.4，但并不限制于此)，从而保证/避免脉动电流Ipa的峰值不会造成发光二极管L1～Ln的损坏。
除此之外，图5为本发明另一实施例的发光二极管驱动装置的实际电路图。请合并参照图4与图5，从图5中可以清楚看出，驱动装置500与300的不同处在于：驱动装置500的控制单元305’中采用电路结构相当简单的削顶电路(chopped circuit)501、乘法器503以及电流调节器505来取代驱动装置300的控制单元305中的前馈控制单元413与脉宽调变控制芯片415。而且，驱动装置500的PFC反激变换器301会工作在电流临界模式(Boundary Conduction Mode，BCM)。
在本实施例中，削顶电路501用以接收并对经全桥整流器401整流过后的交流电源Vac进行削顶处理(如图6所示)，并据以产生一削顶信号VST。乘法器503耦接削顶电路501与误差调节器409，用以接收削顶信号VST与误差调节信号VEA，并据以产生第一电流信号I1。电流调节器505耦接乘法器503与开关Q，用以对第一电流I1与流经开关Q的第二电流I1进行电流调节，从而输出脉宽调变信号PS。
另外，削顶电路501的具体实施电路可以如图7所示，但并不限制于此。削顶电路501包括八个电阻R1～R8、两个电容C1与C2、两个二极管D1与D2，以及三个运算放大器OP1、OP2与OP3。其中，电阻R1的第一端用以接收经全桥整流器401整流过后的交流电源Vac，而电阻R2则耦接于电阻R1的第二端与危险地DGND之间。电容C1并接在电阻R2的两端。运算放大器OP1的正输入端(+)耦接电阻R1的第二端与运算放大器OP3的正输入端(+)。运算放大器OP1的负输入端(-)耦接二极管D1的阴极、电阻R4与R5的第一端以及电容C2的第一端。运算放大器OP1的输出端耦接二极管D1的阳极。
运算放大器OP3的负入端(-)与输出端耦接在一起，并且耦接至电阻R3的第一端。电阻R4与电容C2的第二端耦接危险地DGND。电阻R5的第二端耦接电阻R6的第一端与运算放大器OP2的正输入端(+)。电阻R6的第二端耦接危险地DGND。运算放大器OP2的负输入端(-)与输出端耦接在一起，并且耦接至二极管D2的阴极。二极管D2的阳极耦接电阻R3的第二端与电阻R7的第一端。电阻R7的第二端耦接电阻R8的第一端，并用以输出削顶信号VST，而电阻R8的第二端则耦接至危险地DGND。
另一方面，电流调节器505包括电流放大器CA、电阻Rb1与Rb2，以及电容Cb。其中，电流放大器CA的正输入端(+)用以接收第一电流I1，电流放大器CA的负输入端(-)用以接收第二电流I2。电阻Rb1的第一端耦接电流放大器CA的负输入端(-)，而电阻Rb1的第二端则耦接电容Cb的第一端。电容Cb的第二端耦接电流放大器CA的输出端以及开关Q的控制端。电阻Rb1的第一端耦接开关Q的第二端与电阻Rb1的第一端，而电阻Rb1的第二端则耦接至危险地DGND。
基于图5所绘示的驱动装置500可知，为了要简化前述实施例的控制单元305的实现电路，从而降低成本。本实施例避免采用前述实施例的控制单元305中为达到目的所需要的前馈控制单元413与脉宽调变控制芯片415。不同于前述实施例通过前馈控制单元413与脉宽调变控制芯片415来产生特定的奇数谐波(odd harmonics)注入(例如3、5、7…等奇数谐波)，本实施例是采用简单的削顶电路501以将整流后的交流电源Vac的波形进行削顶处理，从而作为输入电流的基准波形(即开关Q的控制端的波形)。如此一来，不但可以达到与前述实施例几乎同样的效果，且控制单元的实现电路可以更为简单。
综上所述，本发明所提出的驱动装置适用于交流输入的高功率因子和长寿命的发光二极管驱动电源，其采用脉动电流进行驱动发光二极管，且去除了传统发光二极管驱动电源电路中的电解电容，从而大大地提高了发光二极管驱动电源的寿命。另一方面，在满足能源之星所定义的功率因子要求的同时，本发明所提出的驱动装置藉由谐波滤除单元与控制单元来优化驱动发光二极管的脉动电流的波形，从而大大地降低PFC反激变换器所输出的脉动电流的峰均比。如此一来，即可确保大功率发光二极管长时间安全稳定的工作，从而不影响到发光二极管的工作寿命。
换个方式来说，本发明所提出的驱动装置通过加入串联电感和输入电压回馈的脉动电流平均值控制策略的PFC反激变换器，可以为发光二极管负载提供优化的脉动电流，从而满足发光二极管在额定功率安全稳定地工作。同时，与传统发光二极管驱动电源相比，本发明所提出新型大功率发光二极管驱动电源不需要电解电容，从而可以大大地提高其工作寿命，且更加适合于大功率发光二极管的驱动。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
Claims (9)
1.一种发光二极管驱动装置，适于驱动至少一串发光二极管，所述驱动装置包括：
一功率因子校正反激变换器，依据一脉宽调变信号而工作在一操作模式，并接收一交流电源以将所述交流电源转换为一脉动电流；
一谐波滤除单元，耦接所述功率因子校正反激变换器与所述串发光二极管，用以接收所述脉动电流，并滤除所述脉动电流中高频谐波分量后，以驱动所述串发光二极管；以及
一控制单元，耦接所述功率因子校正反激变换器与所述谐波滤除单元，该控制单元采用一电流互感单元检测所述脉动电流，并依据所述交流电源与经检测的所述脉动电流来产生所述脉宽调变信号，且该控制单元更会反应于所述交流电源的升高而减小所述脉宽调变信号的占空比，以及于所述交流电源的降低而增大所述脉宽调变信号的占空比，从而降低所述脉动电流的峰均比以保证所述脉动电流的峰值不会造成所述串发光二极管的损坏。
2.根据权利要求1所述的发光二极管驱动装置，其中所述功率因子校正反激变换器包括：
一全桥整流器，用以接收所述交流电源，并对所述交流电源进行整流；
一变压器，其一次侧用以接收经所述全桥整流器整流过后的所述交流电源；
一开关，其受所述脉宽调变信号所控制，并与所述变压器的一次侧串接；以及
一二极管，耦接所述变压器的二次侧，并用以输出所述脉动电流。
3.根据权利要求2所述的发光二极管驱动装置，其中所述谐波滤除单元由一电感与一薄膜电容所组成。
4.根据权利要求3所述的发光二极管驱动装置，其中所述电流互感单元耦接所述功率因子校正反激变换器与所述谐波滤除单元以检测所述脉动电流，所述控制单元还包括：
一低通滤波器，耦接所述电流互感单元，用以对所述电流互感单元所检测的所述脉动电流取平均值；以及
一误差调节器，耦接所述低通滤波器，用以对所述已取平均值的脉动电流与一参考电流进行误差调节，从而输出一误差调节信号。
5.根据权利要求4所述的发光二极管驱动装置，其中所述控制单元还包括：
一第一分压器，用以采样经所述全桥整流器整流过后的所述交流电源，并据以产生一第一分压信号；
一前馈控制单元，耦接所述误差调节器与所述第一分压器，用以接收所述误差调节信号与所述第一分压信号，并据以产生一控制信号；以及
一脉宽调变控制芯片，耦接所述前馈控制单元，用以接收所述控制信号，并据以产生所述脉宽调变信号。
6.根据权利要求5所述的发光二极管驱动装置，其中所述操作模式为一电流断续模式。
7.根据权利要求5所述的发光二极管驱动装置，其中所述前馈控制单元包括：
一射极跟随器，用以接收并输出所述第一分压信号；
一保持单元，耦接所述射极跟随器，用以接收所述射极跟随器所输出的所述第一分压信号，并据以产生一幅值检测信号；
一第二分压器，耦接所述射极跟随器，用以接收所述射极跟随器所输出的所述第一分压信号，并据以产生一第二分压信号；
一减法电路，耦接所述保持单元与所述第二分压器，用以接收所述幅值检测信号与所述第二分压信号，并对所述幅值检测信号与所述第二分压信号进行减法运算后，输出一前馈信号；以及
一乘除法器，耦接所述误差调节器、所述脉宽调变控制芯片、所述保持单元以及所述减法电路，用以接收所述前馈信号、所述幅值检测信号以及所述误差调节信号，并将所述前馈信号乘上所述误差调节信号而除以所述幅值检测信号后，输出所述控制信号。
8.根据权利要求4所述的发光二极管驱动装置，其中所述控制单元还包括：
一削顶电路，用以接收并对经所述全桥整流器整流过后的所述交流电源进行一削顶处理，并据以产生一削顶信号；
一乘法器，耦接所述削顶电路与所述误差调节器，用以接收所述削顶信号与所述误差调节信号，并据以产生一第一电流信号；以及
一电流调节器，耦接所述乘法器与所述开关，用以对所述第一电流与流经所述开关的一第二电流进行电流调节，从而输出所述脉宽调变信号。
9.根据权利要求8所述的发光二极管驱动装置，其中所述操作模式为一电流临界模式。
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