TWI405977B

TWI405977B - 電流量測電路及其量測方法

Info

Publication number: TWI405977B
Application number: TW099118086A
Authority: TW
Inventors: Martin John Edwards; Nicola Bramante
Original assignee: Innolux Corp
Priority date: 2009-06-05
Filing date: 2010-06-04
Publication date: 2013-08-21
Also published as: CN101930022A; US20100308845A1; US8405407B2; CN101930022B; TW201043974A

Description

電流量測電路及其量測方法

本發明係有關於電流量測電路，特別是有關於能在廣闊動態範圍中量測電流之電流量測電路。

在許多裝置中都需要使用到電流量測電路。第1圖係顯示揭露於美國專利公開號2008/0303507之傳統電流量測電路100，其可被應用於如主動矩陣顯示器之薄膜應用中。電流量測電路100包括電荷積分電路2、比較器電路4以及邏輯電路6。電荷積分電路2對來自待測之電流10的電荷進行積分，並根據積分的結果提供電壓上的改變至比較器電路4。比較器電路4會對輸入電壓12以及臨界電壓(threshold voltage)位準進行比較，並根據比較結果而提供比較輸出14至邏輯電路6。邏輯電路6會根據比較輸出14而產生回授信號16，並提供回授信號16至電荷積分電路2。然後，電荷積分電路2對來自所接收之回授信號16的電荷進行積分，其相對於來自電流10的積分電荷。

在第1圖中，對電流10進行積分所需的積分時間係與待測之電流10的電流量有關。舉例來說，當量測小電流時，所需的積分時間較長，而反之亦然。一個相對長的設定週期是需要的，其被使用來將比較器電路4的輸入電壓12準確地設定於臨界值。

再者，在第1圖中，回授電容C係耦接於比較器電路4的輸入端以及邏輯電路6的輸出端之間。在一量測週期的期間，由邏輯電路6應用於回授電容C的電壓為步進式(step)/階梯式，其將在比較器電路4的輸入端產生步升(step-up)電壓。理想地，在比較器電路4之輸入端上的電壓應該為固定值，使得待測之電流10能獨立於電流源60的阻抗，因而可避免在薄膜裝置中由偏壓電壓快速變化而產生的暫態電流。

因此，需要一種電流量測電路，可減少初始積分週期(設定週期)的期間、降低大電流與小電流在量測時間的差異，並減小在比較器電路之輸入端的步升(step-up)電壓。

根據本發明提供一種電流量測電路，用以量測一電流。上述電流量測電路包括：一電流積分單元，包括一電容陣列，用以在上述電容陣列對上述電流進行積分，以得到一輸入電壓；一比較器，耦接於上述電流積分單元，用以對上述輸入電壓與一特定電壓進行比較，以產生一比較輸出；以及一控制單元，耦接於上述電流積分單元以及上述比較器，用以根據上述比較輸出產生一控制信號以應用於上述電流積分單元之上述電容陣列，其中上述電流的電流量係根據上述控制信號以及上述電容陣列的電容值而得到。

再者，根據本發明提供一種量測方法，用以量測一電流。上述量測方法包括：在一電流積分單元之一電容陣列對上述電流進行積分，以得到一輸入電壓；藉由一比較器，對上述輸入電壓與一特定電壓進行比較，以產生一比較輸出；根據上述比較輸出，藉由一控制單元產生一控制信號，以應用於上述電流積分單元之上述電容陣列；以及，根據上述控制信號以及上述電容陣列的電容值，藉由上述控制單元得到上述電流的電流量。

為讓本發明之上述和其他目的、特徵、和優點能更明顯易懂，下文特舉出實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：

實施例：

第2圖係顯示根據本發明一實施例所述之電流量測電路200，用以量測電流I。待測之電流I係由電流源210所提供。在此實施例中，電流源210為光電二極體(photo diode)。電流量測電路200包括比較器220、具有磁滯(hysteresis)之斯密特(Schmitt)反相器230、控制單元240以及電流積分單元250。比較器220包括以串聯方式連接之三個反相器221、222與223、耦接於反相器221與222之間的電容C5，以及耦接於反相器222與223之間的電容C6。此外，比較器220更包括三個偏移量校正開關SW1、SW2與SW3，其中每一開關係以並聯方式連接於所對應之反相器。例如，開關SW1係並聯於反相器221，其中開關SW1包括以串聯方式連接之兩電晶體。在一實施例中，為了降低電流量測電路200的尺寸，比較器220可只包括具有一偏移量校正開關的單一反相器。再者，比較器220更包括以串聯方式連接之兩反相器224與225。反相器224會根據重置信號S_RESET 產生信號S1來切換開關SW1、SW2與SW3，而反相器225會根據信號S1來產生信號S2。在重置狀態的最後階段，當開關SW1、SW2與SW3被信號S1關閉時，電荷會注入反相器221、222與223的每一輸入端。此時，由信號S2所控制的電晶體能對電荷注入提供補償。斯密特反相器230耦接於比較器220以及控制單元240之間，並根據比較器220的輸出信號S3產生信號S4至控制單元240。在電流量測電路200中，斯密特反相器230係用來避免信號S4在重置狀態的期間會有不確定/未知的狀態發生。電流積分單元250包括電容陣列，其包括複數電容C1、C2、C3與C4。每一電容的一端係耦接於比較器220之輸入節點N_in ，而另一端係由來自控制單元240的控制信號B[3:0]所驅動。控制信號B[3:0]為多位元之二進位信號，其由四個位元信號B[3]、B[2]、B[1]與B[0]所組成，其中位元信號B[0]為最低有效位元(least significant bit，LSB)而位元信號B[3]為最高有效位元(Most significant bit，MSB)。再者，電流積分單元250更包括四個緩衝器252、254、256與258。每一緩衝器係由串聯方式連接之兩個反相器所形成，並耦接於對應之電容。在位元信號被應用在對應的電容之前，緩衝器會先對位元信號進行緩衝。在此實施例中，電容C1、C2、C3與C4的電容值為二進制加權(binary weighted)，例如C1:C2:C3:C4=1:2:4:8。

第3圖係顯示第2圖中電流量測電路200之信號波形圖的範例。在第3圖中，控制信號B[3:0]係以10進位的格式進行表示。信號V_IN 係表示比較器220之輸入節點N_in 上的電壓。在量測程序開始時，藉由在重置狀態的期間將信號S_RESET 設定為低位準，可對電流量測電路200進行重置。在重置狀態的期間，分別連接於反相器221、222與223的輸入端以及輸出端之間的開關SW1、SW2與SW3會被導通。於是，反相器221、222與223的輸入電壓以及輸出電壓會分別相同於反相器221、222與223的臨界電壓。在此實施例中，為了簡化說明，反相器221、222與223的臨界電壓具有相同值。同樣地，在重置狀態的期間，信號V_IN 的電壓亦被設定為相等於比較器220之反相器221的臨界電壓。再者，在重置狀態的期間，應用於電容C1、C2、C3與C4的控制信號B[3:0]會被設定成初始值。初始值係根據電流I的極性所選擇。在第3圖中，假設是負電流要被量測，其意謂電容C1、C2、C3與C4必須在輸入節點N_in 提供正電荷流，所以控制信號B[3:0]最初必須為低電壓。

當信號S_RESET 上升至高位準，電流量測電路200會進入量測狀態，用以根據輸入節點N_in 上的等效電容值對電流I進行積分，其中等效電容值係根據電容C1、C2、C3與C4的電容值而得到。於是，信號V_IN 的電壓開始下降，且當信號V_IN 下降並低於比較器220的臨界電壓時，斯密特反相器230的信號S4會變成低位準。接著，控制單元240會偵測到信號S4為低狀態，並對應著改變/增加控制信號B[3:0]，使得輸入節點N_in 會有正電壓步升的產生。接著，比較器220之輸入端的電壓V_IN 會上升並超過比較器220的臨界電壓，而導致信號S4又回到高位準。在增加控制信號B[3:0]之後，電流會持續在輸入節點N_in 被積分，而信號V_IN 的電壓會因而下降。假如信號V_IN 的電壓又低於比較器220的臨界電壓，則信號S4最後又將會變為低位準，然後控制單元240會以一個最低有效位元的方式來增加控制信號B[3:0]。如第3圖所顯示，在每個積分週期的開始階段，控制單元240係以增加一個最低有效位元的方式來增加控制信號B[3:0]。舉例來說，在積分週期TP1的開始階段，控制單元240會將控制信號B[3:0]設定為“1”，然後在積分週期TP2的開始階段，控制單元240會將控制信號B[3:0]設定為“2”。在量測狀態的期間，偵測信號S4的切換以及應用於電容C1、C2、C3與C4之信號V_IN 的步升電壓位準的程序會一直持續，直到任一量測狀態被完成，例如到達特定量測時間或是控制信號B[3:0]到達最大值的情況。為了補償在輸入節點N_in 所積分的電荷，改變應用於電容C1、C2、C3與C4之電壓的程序會持續在量測狀態中被重複執行。在量測狀態的最後階段，量測結果會指示電量I的電流量，其係由控制單元240根據應用於電容C1、C2、C3與C4之電壓所改變的位準以及信號S4切換的時間週期所產生。在第3圖中，控制信號B[3:0]的內容值以及積分週期TP1與TP2的時間間隔僅是個例子，然其並非用以限定本發明。

具體而言，控制單元240可根據控制信號B[3:0]的碼、電容C1、C2、C3與C4的電容值以及信號S4切換的時間週期來計算出電流I的電流量大小。第4圖係顯示第2圖中信號S4的切換以及應用於電容C1、C2、C3與C4之控制信號B[3:0]的碼之波形圖的另一範例。同時參考第2圖以及第4圖，首先，在重置週期TP_RESET 的期間，控制信號B[3:0]的碼會被設為F0，而開關SW1、SW2與SW3為導通。於是，信號V_IN 的電壓會被設定為接近比較器220的臨界電壓。接著，在積分週期TP1的開始階段，控制信號B[3:0]的碼會變為新值F1。所選用的值F1必須確保在重置週期TP_RESET 之後，信號S4會上升至高位準。當信號V_IN 由高至低的轉變而使得信號V_IN 的電壓具有相等於比較器220之臨界電壓的值時，信號S4會切換為低位準。因此，在這些切換程序之間，例如在時間點t1以及時間點t2之間，電流I的積分必須等於藉由改變控制信號B[3:0]而注入至輸入節點N_in 或是從輸入節點N_in 所流出的電荷。

假如由電容C1、C2、C3與C4所組成之電容陣列中二進制加權的最小電容值為C，則當控制信號B[3:0]的碼從F1改變成F2時，注入輸入節點N_in 的電荷量將為(F2-F1)×C×V，其中V表示控制信號B[3:0]之邏輯電壓的大小，而(F2-F1)×C表示應用於電容之電壓改變時的等效電容。因此，可得到在從時間點t1至時間點t5之積分週期的期間所積分的平均電流I為

I=(F5-F1)×C×V/(t5-t1)。

值得注意的是，積分週期TP1並未被用來計算電流I，原因如下。當信號S4在時間點t1、t2、t3被切換成低位準時，信號V_IN 的電壓會具有相等於比較器220之臨界電壓的特定值。在時間點t0，信號V_IN 的電壓會低於比較器220之臨界電壓，但是信號V_IN 的實際值仍為未知。因此，使用積分週期TP1來計算電流I將導致計算結果會有錯誤存在。具體地，積分週期TP1係表示電流量測電路200的設定週期。

第2圖中比較器220的臨界電壓係根據發生在重置週期TP_RESET 之最後階段的電荷注入效應而決定，其不容易預測。因此，必須藉由一程序來決定F1的值，在此程序中，控制信號B[3:0]的碼會逐漸步升，直到信號S4切換為高位準，如第5圖所顯示。第5圖係顯示第2圖中信號S4的切換以及控制信號B[3:0]的碼之波形圖的另一範例。同時參考第2圖以及第5圖，在重置週期TP_RESET 之最後階段，信號S4在低位準狀態。控制信號B[3:0]的碼會增加，而後控制單元240會對信號S4進行監測。當信號S4為高位準狀態時，量測開始。但是，假如信號S4仍然在低位準狀態，則控制信號B[3:0]的碼會再增加一次。增加控制信號B[3:0]的碼以及監測信號S4的程序會一直被重複，直到信號S4上升至高位準(例如在時間點t6)。積分週期TP1係表示電流量測電路200的設定週期。

第6圖係顯示第2圖中信號S4的切換以及控制信號B[3:0]的碼之波形圖的另一範例。在重置週期TP_RESET 之最後階段，當控制信號B[3:0]的碼尚未改變時，信號S4已上升至高位準。因此，控制信號B[3:0]的碼需先減少，直到信號S4被切換為低位準，然後再增加控制信號B[3:0]的碼，以便設定信號S4至高位準。

參考回第2圖，控制信號B[3:0]在重置之後的第一碼(例如第3-6圖的F1)可以週期性地被決定，而不是在每一量測期間被決定。此外，在考慮到從切換控制信號B[3:0]的碼至信號S4改變之間的時間延遲的情況下，控制單元240可藉由在改變控制信號B[3:0]及後續監測信號S4之間***一適當的延遲。當電流I的電流量很小時，控制單元240會在一積分週期的期間以一個最低有效位元的方式來增加或減少控制信號B[3:0]。然而，當電流I為大電流時，控制單元240會以大的增加量來增加或減少控制信號B[3:0]。因此，為了量測大電流，對應於控制信號B[3:0]之碼的每次轉變的電荷必須增加。對控制信號B[3:0]而言，當量測大電流時，在設定週期的期間亦需要較大的碼變化。

假如電容C1、C2、C3與C4沒有同時進行切換，則信號V_IN 可能會有電壓突出(voltage spike)的產生。電壓突出的極性係與應用於電容C1、C2、C3與C4之控制信號[3:0]中個別位元的切換時間點有關。電壓突出的極性可決定信號S4是否過早被切換。例如，相較於下降邊緣(falling edge)，藉由延遲應用於電容C1、C2、C3與C4之信號的上升邊緣(rising edge)，電壓突出可具有負極性，以便避免信號S4會過早被切換。

值得注意的是，先前所描述之電流量測電路200的操作係適用於負電流的量測。電流量測電路200的操作係根據電流I的極性或正負值。舉例來說，可使用電流量測電路200來量測正電流，但是應用於電容C1、C2、C3與C4之控制信號以及信號S4必須具有反相的邏輯。此外，在一量測狀態的期間，由控制單元240應用於電容C1、C2、C3與C4之電壓上的改變會被配置以補償與電流I有關的電荷，其中上述電荷係透過輸入節點N_in 上電容值所積分，使得信號V_IN 的電壓能維持在接近比較器220之臨界電壓的電壓位準。

根據本發明之實施例，電流量測電路能校正比較器之臨界電壓的變化，以便能將初始積分週期(即設定週期)的持續期間最小化。再者，藉由使用具有較低電容值之複數回授電容，可減少在電流量測電路之輸入端上電壓步進的大小，因此能較佳地接近輸入電壓為固定值的情況。

雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

2．．．電荷積分電路

4．．．比較器電路

6．．．邏輯電路

10．．．電流

12．．．輸入電壓

14．．．比較輸出

16．．．回授信號

60、210．．．電流源

100、200．．．電流量測電路

220．．．比較器

221-225．．．反相器

230．．．斯密特反相器

240．．．控制單元

250．．．電流積分單元

252、254、256、258．．．緩衝器

B[0]、B[1]、B[2]、B[3]．．．位元信號

B[3:0]．．．控制信號

C、C1-C6．．．電容

I．．．電流

N_in ‧‧‧輸入節點

S1、S2、S3、S4‧‧‧信號

S_RESET ‧‧‧重置信號

SW1、SW2、SW3‧‧‧偏移量校正開關

V_IN ‧‧‧信號

第1圖係顯示傳統電流量測電路；

第2圖係顯示根據本發明一實施例所述之用以量測電流之電流量測電路；

第3圖係顯示第2圖中電流量測電路之信號波形圖的範例；

第4圖係顯示第2圖中由控制單元所接收之信號的切換以及應用於電容之控制信號的碼之波形圖的另一範例；

第5圖係顯示第2圖中由控制單元所接收之信號的切換以及控制信號的碼之波形圖的另一範例；以及

第6圖係顯示第2圖中由控制單元所接收之信號的切換以及控制信號的碼之波形圖的另一範例。

200．．．電流量測電路

210．．．電流源

220．．．比較器

221-225．．．反相器

230．．．斯密特反相器

240．．．控制單元

250．．．電流積分單元

252、254、256、258．．．緩衝器

B[0]、B[1]、B[2]、B[3]．．．位元信號

B[3:0]．．．控制信號

C1-C6．．．電容

I．．．電流

N_in ．．．輸入節點

S1、S2、S3、S4．．．信號

S_RESET ．．．重置信號

SW1、SW2、SW3．．．偏移量校正開關

V_IN ．．．信號

Claims

一種電流量測電路，用以量測一電流，包括：一電流積分單元，包括一電容陣列，用以在上述電容陣列對上述電流進行積分，以得到一輸入電壓；一比較器，耦接於上述電流積分單元，用以對上述輸入電壓與一特定電壓進行比較，以產生一比較輸出；以及一控制單元，耦接於上述電流積分單元以及上述比較器，用以根據上述比較輸出產生一控制信號以應用於上述電流積分單元之上述電容陣列，其中上述電流的電流量係根據上述控制信號以及上述電容陣列的電容值而得到，其中上述電容陣列包括複數電容耦接於上述比較器以及上述控制單元之間，且上述電容的電容值為二進制加權，其中上述比較器包括：一第一反相器，接收一重置信號；一第二反相器，耦接於上述第一反相器之輸出端；一第三反相器，耦接於上述電流積分單元以及上述控制單元之間；一開關，與上述第三反相器並聯，具有一控制端耦接於上述第一反相器之輸出端，用以在一重置狀態的期間當上述開關被導通時，對上述第三反相器的偏移量進行校正；以及一電晶體，具有耦接於上述第二反相器之輸出端的一閘極以及耦接於上述第三反相器之輸入端的一汲極與一源極，其中上述特定電壓為上述第三反相器的一臨界電壓。
如申請專利範圍第1項所述之電流量測電路，其中上述控制單元改變上述控制信號，以便將上述輸入電壓維持於接近上述特定電壓的一電壓位準。
如申請專利範圍第1項所述之電流量測電路，更包括：一斯密特反相器，具有一磁滯，其中上述斯密特反相器係耦接於上述比較器以及上述控制單元之間。
如申請專利範圍第1項所述之電流量測電路，其中每一上述電容具有一第一端以及一第二端，其中上述第一端係耦接於上述比較器，並用以接收上述電流，而上述第二端係用以接收上述控制信號，其中上述控制信號包括複數位元信號，以及每一上述位元信號係用以應用於對應之上述電容的上述第二端，其中上述輸入電壓係根據上述電容的電容值以及上述位元信號而得到。
如申請專利範圍第1項所述之電流量測電路，其中上述電流積分單元更包括複數緩衝器，用以在上述位元信號被應用於上述電容之前，先對上述位元信號進行緩衝。
如申請專利範圍第1項所述之電流量測電路，其中在上述重置狀態的期間，上述第三反相器的一輸入電壓與一輸出電壓係相同於上述第三反相器的上述臨界電壓。
一種量測方法，用以量測一電流，包括：在一電流積分單元之一電容陣列對上述電流進行積分，以得到一輸入電壓；藉由一比較器，對上述輸入電壓與一特定電壓進行比較，以產生一比較輸出；根據上述比較輸出，藉由一控制單元產生一控制信號，以應用於上述電流積分單元之上述電容陣列；以及根據上述控制信號以及上述電容陣列的電容值，藉由上述控制單元得到上述電流的電流量，其中上述電容陣列包括複數電容耦接於上述比較器以及上述控制單元之間，且上述電容的電容值為二進制加權，其中上述比較器包括：一第一反相器，接收一重置信號；一第二反相器，耦接於上述第一反相器之輸出端；一第三反相器，耦接於上述電流積分單元以及上述控制單元之間；一開關，與上述第三反相器並聯，具有一控制端耦接於上述第一反相器之輸出端，用以在一重置狀態的期間當上述開關被導通時，對上述第三反相器的偏移量進行校正；以及一電晶體，具有耦接於上述第二反相器之輸出端的一閘極以及耦接於上述第三反相器之輸入端的一汲極與一源極，其中上述特定電壓為上述第三反相器的一臨界電壓。
如申請專利範圍第7項所述之量測方法，其中上述控制單元改變上述控制信號，以便將上述輸入電壓維持於接近上述特定電壓的一電壓位準。
如申請專利範圍第7項所述之量測方法，其中每一上述電容具有一第一端以及一第二端，其中上述第一端係耦接於上述比較器，並用以接收上述電流，而上述第二端係用以接收上述控制信號，其中上述控制信號包括複數位元信號，以及每一上述位元信號係用以應用於對應之上述電容的上述第二端，其中上述輸入電壓係根據上述電容的電容值以及上述位元信號而得到。
如申請專利範圍第7項所述之量測方法，其中上述電流積分單元更包括複數緩衝器，用以在上述位元信號被應用於上述電容之前，先對上述位元信號進行緩衝。
如申請專利範圍第7項所述之量測方法，其中在上述重置狀態期間，上述第三反相器的一輸入電壓與一輸出電壓係相同於上述第三反相器的上述臨界電壓。