JP4473627B2 - 定電流源、その定電流源を使用した増幅回路及び定電圧回路 - Google Patents

Description

本発明は、自己較正が可能な定電流源に関し、特にモニタ電流源の電流値を時間変換し、変換された時間に基づいたデジタル信号によって複数の定電流回路の電流値を設定するようにした定電流源と、該定電流源を使用した増幅回路及び定電圧回路に関する。

図８は、半導体装置内でよく用いられている従来の基準電流源１００の回路例を示した図である。
図８において、基準電流源１００は、デプレッション型のＮＭＯＳトランジスタＭ１０１とエンハンスメント型のＮＭＯＳトランジスタＭ１０２で構成されている。なお、以下、特に明記していないＭＯＳトランジスタはすべてエンハンスメント型である。
ＮＭＯＳトランジスタＭ１０１のゲートはソースに接続され、該接続部はＮＭＯＳトランジスタＭ１０２のドレインに接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＭ１０２のゲートとドレインが接続されている。

図９は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１０１及びＭ１０２におけるゲート電圧とドレイン電流との関係例を示した図である。
図９から分かるように、ＮＭＯＳトランジスタＭ１０１は、ゲート電圧が０Ｖのときでも電流値ｉ０のドレイン電流が流れる。ＮＭＯＳトランジスタＭ１０１のゲートがソースに接続されていることから、ＮＭＯＳトランジスタＭ１０１のドレイン電流は電流値ｉ０になる。ＮＭＯＳトランジスタＭ１０２のドレイン電流は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１０１のドレイン電流と同じであるためやはり電流値ｉ０になる。ＮＭＯＳトランジスタＭ１０２のゲート電圧Ｖｇ１０２は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１０２のドレイン電流が電流値ｉ０になる電圧値に設定され、基準電流源１００は、簡易の基準電圧源としても利用されている。

しかし、デプレッション型のＮＭＯＳトランジスタは、製造プロセスでのバラツキが大きく、ドレイン電流の電流値ｉ０のバラツキは、＋１００％から−６０％の範囲になる。更に温度依存性も大きいため、図８のような回路では、電流精度が要求される用途に使用することができなかった。
そこで、製造プロセスでのバラツキに影響されない定電流源として、図１０で示すようなものがあった（例えば、特許文献１参照。）。
図１０の定電流源１１０は、３つのＮＭＯＳトランジスタＭ１１２〜Ｍ１１４と、該３つのＮＭＯＳトランジスタＭ１１２〜Ｍ１１４から１回のドナーイオンのインプランテーションのみで作られるデプレッション型のＮＭＯＳトランジスタＭ１１１とで構成され、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１１〜Ｍ１１４において、サブストレートゲートとソースがそれぞれ接続されている。

チャネルの幅及び長さの比と導電係数との積からなるチャネル係数において、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１１のチャネル係数とＮＭＯＳトランジスタＭ１１２のチャネル係数との比の平方根と、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１１のチャネル係数とＮＭＯＳトランジスタＭ１１３のチャネル係数との比の平方根との和が１となる物理的寸法のパターンで、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１１〜Ｍ１１４を接続している。

この結果、図１０の定電流源１１０では、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１１〜Ｍ１１４のパターンを特定のサイズとし、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１１を、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１２〜１１４から１回のドナーイオンのインプランテーションのみで作ることにより、打ち込みイオンの総数を、正確に制御することができ、定電流値の製造プロセスでのバラツキを小さくすることができ、更に温度特性のコントロールも容易になった。
特開平６−４１６０号公報

しかし、このような従来の定電流源では、製造プロセスが制約されてしまうため、他の特性を向上させるために別の製造プロセスを使うといったことができなくなるという問題があった。また、温度特性のコントロールが容易になった反面、温度特性そのものが大きくなるという問題があり、更に、トランジスタのしきい値電圧のばらつき自体は改善されていないため、定電流源からの電流のばらつきそのものは残ってしまうという問題があった。また、デプレッション型、エンハンスメント型のどちらのＭＯＳトランジスタとも、Ｗ（チャネル幅）／Ｌ（チャネル長）のサイズ比に制約があるため、該制約とは異なるＷ／Ｌサイズ比が必要で、温度特性フラットなＥＤ型基準電圧源と共用することができず、結果として総消費電流が増加するという問題があった。

本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、製造プロセスの制約がなく、ＭＯＳトランジスタのしきい値のバラツキや温度依存性の影響を受けず、更にＥＤ型基準電圧源と共用することが可能な定電流源、並びにその定電流源を使用した増幅回路及び定電圧回路を得ることを目的とする。

この発明に係る定電流源は、設定された電流値の定電流を生成して出力する定電流源において、
所定のモニタ電流ｉ１を生成して出力するモニタ電流源と、
入力された制御信号Ｓ２に応じて、該モニタ電流源からのモニタ電流値を時間に変換する動作を開始し、該変換が終了すると所定の変換終了信号Ｓ３を出力する電流−時間変換回路部と、
該電流−時間変換回路部に前記制御信号Ｓ２を出力して動作制御を行い、該電流−時間変換回路部による変換に要した時間に応じた電流設定コードＳ４を生成して出力する電流設定コード生成回路部と、
該電流設定コード生成回路部から出力される電流設定コードＳ４に応じた電流を生成して出力する少なくとも１つの定電流回路部と、
を備え、
前記電流設定コード生成回路部は、入力された制御信号Ｓ１に応じて前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させ、該変換に要した時間に応じた電流設定コードＳ４を生成して出力し、定電流回路部から出力される定電流値の補正を行うものである。

具体的には、前記電流−時間変換回路部は、
前記モニタ電流値に比例した電流を生成して出力する第１比例電流生成回路と、
該第１比例電流生成回路の出力電流によって充電されるコンデンサと、
所定の基準電圧Ｖｒを生成して出力する基準電圧発生回路と、
前記コンデンサの端子電圧Ｖｃと該基準電圧Ｖｒとの電圧比較を行い、該比較結果に応じた信号を出力する比較回路と、
前記制御信号Ｓ２に応じて前記コンデンサに充電された電荷を放電する放電回路と、
を備え、
前記放電回路は、前記制御信号Ｓ２に応じてモニタ電流値を時間に変換する動作を開始する場合、前記コンデンサに対して放電を停止させて第１比例電流生成回路の出力電流によって充電させ、前記比較回路は、該コンデンサの端子電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒになると前記所定の変換終了信号Ｓ３を出力するようにした。

また、前記電流設定コード生成回路部は、
前記制御信号Ｓ１に応じて、前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させる変換制御回路と、
該変換制御回路が前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させてから、電流−時間変換回路部が前記所定の変換終了信号Ｓ３を出力するまでの時間を計測する時間計測回路と、
該時間計測回路の計測時間Ｔ１と所定の基準時間Ｔｓとの差分に応じたｍ（正の整数）ビットのデジタル信号である電流設定コードＳ４を生成して出力するコード生成回路と、
を備えるようにした。

また、前記定電流回路部は、
所定の基準電流ｉ２を生成して出力する基準電流源と、
該基準電流ｉ２に比例した複数の電流をそれぞれ生成して出力する第２比例電流生成回路と、
前記電流設定コードＳ４に応じて該第２比例電流生成回路から出力された各比例電流の少なくとも１つを選択して出力する選択回路と、
を備えるようにした。

一方、前記モニタ電流ｉ１と前記基準電流ｉ２は、比例関係にあるようにし、前記基準電流源は、モニタ電流源をなすようにしてもよい。

また、前記電流設定コード生成回路部は、電源投入時又は起動時に、前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させることを指示する前記制御信号Ｓ１が入力されるようにした。

また、前記電流設定コード生成回路部は、所定の時間ごとに、前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させることを指示する前記制御信号Ｓ１が入力されるようにしてもよい。

前記モニタ電流源、電流−時間変換回路部、電流設定コード生成回路部及び定電流回路部は、１チップ半導体装置に集積され、前記モニタ電流源、電流−時間変換回路部及び電流設定コード生成回路部は、１チップにそれぞれ１つ集積されるようにしてもよい。

また、この発明に係る増幅回路は、定電流源からバイアス電流が供給される増幅回路において、
前記定電流源は、
所定のモニタ電流ｉ１を生成して出力するモニタ電流源と、
入力された制御信号Ｓ２に応じて、該モニタ電流源からのモニタ電流値を時間に変換する動作を開始し、該変換が終了すると所定の変換終了信号Ｓ３を出力する電流−時間変換回路部と、
該電流−時間変換回路部に前記制御信号Ｓ２を出力して動作制御を行い、該電流−時間変換回路部による変換に要した時間に応じた電流設定コードＳ４を生成して出力する電流設定コード生成回路部と、
該電流設定コード生成回路部から出力される電流設定コードＳ４に応じた電流を生成して出力する少なくとも１つの定電流回路部と、
を備え、
前記電流設定コード生成回路部は、入力された制御信号Ｓ１に応じて前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させ、該変換に要した時間に応じた電流設定コードＳ４を生成して出力し、定電流回路部から出力される定電流値の補正を行うものである。

また、この発明に係る定電圧回路は、定電流源からバイアス電流が供給される誤差増幅回路を使用した定電圧回路において、
前記定電流源は、
所定のモニタ電流ｉ１を生成して出力するモニタ電流源と、
入力された制御信号Ｓ２に応じて、該モニタ電流源からのモニタ電流値を時間に変換する動作を開始し、該変換が終了すると所定の変換終了信号Ｓ３を出力する電流−時間変換回路部と、
該電流−時間変換回路部に前記制御信号Ｓ２を出力して動作制御を行い、該電流−時間変換回路部による変換に要した時間に応じた電流設定コードＳ４を生成して出力する電流設定コード生成回路部と、
該電流設定コード生成回路部から出力される電流設定コードＳ４に応じた電流を生成して出力する少なくとも１つの定電流回路部と、
を備え、
前記電流設定コード生成回路部は、入力された制御信号Ｓ１に応じて前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させ、該変換に要した時間に応じた電流設定コードＳ４を生成して出力し、定電流回路部から出力される定電流値の補正を行うものである。

本発明によれば、１チップに多数の定電流源が集積された半導体装置の各定電流回路部の電流値を、モニタ電流源の電流値を測定することで各定電流回路部の電流値と設計値とのズレ量を調べ、該ズレ量に基づいて定電流回路部の電流値を補正する信号を生成し、該補正信号によって各定電流回路部の電流値を補正するようにした。このことから、製造プロセスの制約や、ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧のばらつきによる影響もなく、しかもＥＤ型基準電圧源との共用も可能な、高精度の定電流源を得ることができる。
また、モニタ電流源の電流値測定を所定の時間ごとに繰り返し行い、その度に電流補正量の更新を行うようにしたため、温度依存性の大きい定電流源においても、温度変化による電流の変化を補正することができ、高精度の電流を出力することができる。

次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態における定電流源の構成例を示したブロック図である。
図１において、定電流源１は、所定のモニタ電流を生成するモニタ電流源２と、該モニタ電流源２で生成された電流値を時間に変換する電流−時間変換回路３と、該電流−時間変換回路３から入力される変換終了信号Ｓ３に基づいて、電流設定コードＳ４を生成し出力する電流設定コード生成回路４と、該電流設定コード生成回路４の起動制御を行う制御回路５と、電流設定コードＳ４に応じた電流値の定電流を生成して出力する複数の定電流回路Ａ１〜Ａｎ（ｎは、ｎ＞０の整数）とを備えている。

制御回路５は、ＣＰＵ等で構成され必要に応じて電流設定コード生成回路４に起動信号Ｓ１を出力する。該起動信号Ｓ１は、機器に電源が投入されたときや、スタンバイ状態から起動したときに一度だけ出力されるようにしてもよいし、所定の時間経過する度に出力されるようにしてもよい。
定電流回路Ａ１〜Ａｎは、基準電流源をそれぞれ備え、モニタ電流源２や該基準電流源の温度特性が大きい場合等においては、機器の使用中に機器内の温度が上昇するとモニタ電流源２や前記基準電流源の電流値が変化する。このため、起動信号Ｓ１が所定の時間経過する度に出力されるようにして、温度変化により生じた前記基準電流源の電流変化を補正することが望ましい。

電流設定コード生成回路４は、起動信号Ｓ１が入力されると、測定開始信号Ｓ２を生成して電流−時間変換回路３に出力する。電流−時間変換回路３には、モニタ電流源２が接続され、電流−時間変換回路３は、測定開始信号Ｓ２が入力されると、モニタ電流源２の電流値を時間に変換して、該変換が終了すると変換終了信号Ｓ３を生成して電流設定コード生成回路４に出力する。電流設定コード生成回路４は、測定開始信号Ｓ２を出力してから変換終了信号Ｓ３が入力されるまでの時間Ｔ１を測定し、該測定した時間Ｔ１と所定の基準時間Ｔｓとを比較してその差分に応じたｍ（正の整数）ビットのデジタル信号である電流設定コードＳ４を生成し定電流回路Ａ１〜Ａｎにそれぞれ出力する。

定電流回路Ａ１〜Ａｎは、モニタ電流源２と電流値が比例した（等しい場合も含む）電流を生成して出力する基準電流源を備え、該基準電流源の電流値に電流設定コードＳ４に応じた補正を施した値の電流をそれぞれ出力する。
モニタ電流源２と定電流回路Ａ１〜Ａｎの基準電流源には、製造プロセスによって電流値が大きくばらつく前記図８のような構成の基準電流源を使用することができる。電流設定コード生成回路４は、電流−時間変換回路３による高精度な電流−時間変換と、該変換された時間を高精度の基準時間Ｔｓとを比較することによって、モニタ電流源２の電流値のばらつき量を求め、該ばらつき量を補正するデータを、デジタル信号である電流設定コードＳ４にして、各定電流回路Ａ１〜Ａｎへそれぞれ出力する。このようにすることにより、各定電流回路Ａ１〜Ａｎから出力される電流が所定の電流値になるように補正することができる。

図２は、図１の電流−時間変換回路３の回路例を示した図である。
図２において、電流−時間変換回路３は、モニタ電流源２から供給された電流値に比例した電流を出力するカレントミラー回路を形成するＰＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２と、ＰＭＯＳトランジスタＭ２のドレインに接続されたコンデンサＣ１と、コンデンサＣ１に並列に接続されコンデンサＣ１の電荷を放電するＮＭＯＳトランジスタＭ３と、所定の基準電圧Ｖｒを生成して出力する基準電圧発生回路１１と、コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃ及び基準電圧Ｖｒの電圧比較を行う比較回路ＣＭＰ１とで構成されている。なお、ＰＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２は第１比例電流生成回路をなし、ＮＭＯＳトランジスタＭ３は放電回路をなす。

ＰＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２の各ソースは電源電圧Ｖｄｄにそれぞれ接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２の各ゲートは接続され、該接続部はＰＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１のドレインと接地電圧との間にはモニタ電流源２が接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２のドレインと接地電圧との間にはコンデンサＣ１及びＮＭＯＳトランジスタＭ３が並列に接続されている。コンデンサＣ１の端子電圧、すなわちＰＭＯＳトランジスタＭ２、ＮＭＯＳトランジスタＭ３及びコンデンサＣ１との接続部の電圧Ｖｃは、比較回路ＣＭＰ１の非反転入力端に入力され、比較回路ＣＭＰ１の反転入力端には基準電圧Ｖｒが入力されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ３のゲートには測定開始信号Ｓ２が入力され、比較回路ＣＭＰ１の出力信号は、変換終了信号Ｓ３をなす。

図３は、図２の各部の波形例を示したタイミングチャートである。
図３において、測定開始信号Ｓ２がハイレベルである間は、ＮＭＯＳトランジスタＭ３がオンしているため、ＰＭＯＳトランジスタＭ２から出力される電流はＮＭＯＳトランジスタＭ３でバイパスされ、コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃは０Ｖである。次に、測定開始信号Ｓ２がローレベルに変化すると、ＮＭＯＳトランジスタＭ３がオフし、ＰＭＯＳトランジスタＭ２から出力された電流によってコンデンサＣ１は充電され、時間の経過にしたがって端子電圧Ｖｃが上昇する。端子電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒになると、比較回路ＣＭＰ１の出力信号がローレベルからハイレベルになり、該出力信号が変換終了信号Ｓ３として出力される。

測定開始信号Ｓ２がハイレベルからローレベルに変化してから、変換終了信号Ｓ３がローレベルからハイレベルに変化するまでの時間Ｔ１は、モニタ電流源２の電流値ｉ１に比例する。該時間Ｔ１は、モニタ電流ｉ１の電流値の他に、コンデンサＣ１の静電容量や基準電圧Ｖｒの各精度によっても変動するが、これらの精度はモニタ電流源２の電流値ｉ１と比較して、製造プロセスにおけるバラツキを小さくすることができる。更に精度を上げる必要がある場合は、コンデンサＣ１と基準電圧Ｖｒのいずれか、又は両方をトリミングによって調整することができる構成にし、トリミングを施すことによって精度を上げることもできる。

次に、図４は、図１の電流設定コード生成回路４の構成例を示したブロック図である。
図４において、電流設定コード生成回路４は、測定開始信号生成回路２１、時間計測回路２２及びコード生成回路２３で構成されている。なお、測定開始信号生成回路２１は変換制御回路をなす。
測定開始信号生成回路２１は、所定の起動信号Ｓ１が入力されると、測定開始信号Ｓ２を生成して電流−時間変換回路３に出力すると共に、開始信号Ｓ５を生成して時間計測回路２２に出力する。

時間計測回路２２は、所定の周波数のクロック信号ＣＰ、電流−時間変換回路３からの変換終了信号Ｓ３及び測定開始信号生成回路２１からの開始信号Ｓ５がそれぞれ入力され、計測時間Ｔ１を示すデータ信号Ｓ６を生成してコード生成回路２３に出力する。更に、コード生成回路２３には、所定の基準時間Ｔｓを示すデータ信号Ｓｓが入力され、コード生成回路２３は、測定した時間Ｔ１と所定の基準時間Ｔｓとを比較してその差分に応じた電流設定コードＳ４を生成し定電流回路Ａ１〜Ａｎにそれぞれ出力する。

図５は、図４の各信号例を示したタイミングチャートである。
図５において、測定開始信号生成回路２１は、制御回路５からの起動信号Ｓ１を受けて測定開始信号Ｓ２を生成し電流−時間変換回路３に出力すると共に、開始信号Ｓ５を生成して時間計測回路２２に出力する。なお、測定開始信号Ｓ２と開始信号Ｓ５は同じ信号であってもよい。
時間計測回路２２は、開始信号Ｓ５がローレベルに変化してから、変換終了信号Ｓ３がハイレベルに変化するまでに入力されるクロック信号ＣＰのパルス数を計数し、計測時間Ｔ１を示すデータ信号Ｓ６を生成する。
コード生成回路２３は、計測時間Ｔ１を示すデータ信号Ｓ６と基準時間Ｔｓを示すデータ信号Ｓｓを比較し、該差分に応じたデータ信号を電流設定コードＳ４として出力する。なお、基準時間Ｔｓを示すデータ信号Ｓｓは、モニタ電流源２の電流値が設計値と同じときには、時間計測回路２２から出力されるデータ信号Ｓ６と同じになる。

図６は、図１の定電流回路Ａ１〜Ａｎの回路例を示した図である。なお、定電流回路Ａ１〜Ａｎは同じ回路構成をなすことから、図６では、任意の定電流回路Ａｋ（ｋ＝１〜ｎ）を例にして示している。
定電流回路Ａｋは、デプレッション型のＮＭＯＳトランジスタＭ１０と、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１８とで形成されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ１０及びＮＭＯＳトランジスタＭ１１は、モニタ電流源２の電流値ｉ１と同じか又は比例した電流値ｉ２を生成して出力する基準電流源２５をなし、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１５は、電流値ｉ２に比例した電流をそれぞれ生成して出力するカレントミラー回路２６を形成する。また、ＮＭＯＳトランジスタＭ１６〜Ｍ１８は、カレントミラー回路２６の各出力端に対応して接続されたスイッチをそれぞれなす。なお、カレントミラー回路２６は第２比例電流生成回路を、ＮＭＯＳトランジスタＭ１６〜Ｍ１８は選択回路をそれぞれなす。

基準電流源２５は、モニタ電流源２の出力電流ｉ１に比例した電流を出力し、温度特性をモニタ電流源２に合わせるためには、モニタ電流源２と同一の回路構成にするのが望ましい。
カレントミラー回路２６において、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１５の各ゲートはそれぞれ接続され、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１５の各ソースはそれぞれ接地電圧に接続されている。このため、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２〜Ｍ１５の各ドレイン電流ｉ１２〜ｉ１５は、それぞれ定電流ｉ２に比例した電流になる。該比例定数は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のトランジスタサイズと、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２〜Ｍ１５の各トランジスタサイズとの比で決まる。また、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２〜Ｍ１５の各ドレイン電流ｉ１２〜ｉ１５をすべて同じになるようにしてもよいし、別々の電流になるように設定してもよい。

ＮＭＯＳトランジスタＭ１６〜Ｍ１８において、各ソースはＮＭＯＳトランジスタＭ１３〜Ｍ１５の対応するドレインにそれぞれ接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ１６〜Ｍ１８の各ゲートには、電流設定コードＳ４の対応するビットデータ信号がそれぞれ入力されている。更に、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインと、ＮＭＯＳトランジスタＭ１６〜Ｍ１８の各ドレインはそれぞれ接続され、該接続部は出力端子ＯＵＴｋをなしている。
ＮＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインにスイッチをなすトランジスタが接続されていないのは、電流設定コードＳ４の各ビットデータ信号がすべてローレベルである場合においても、最低限の出力電流値を確保するようにしたためである。言うまでもなく、用途によっては、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２〜Ｍ１５の各ドレインにそれぞれスイッチをなすトランジスタを設けるようにしてもよい。

定電流回路Ａｋの出力電流は、出力端子ＯＵＴｋから出力され、該出力電流値は、スイッチが接続されていないＮＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流ｉ１２と、電流設定コードＳ４に応じてオンしているスイッチが接続されているＮＭＯＳトランジスタのドレイン電流との合計電流値となる。例えば、ＮＭＯＳトランジスタＭ１６及びＭ１８がそれぞれオンした場合の設定電流値は、（ｉ１２＋ｉ１３＋ｉ１５）となる。
また、ＮＭＯＳトランジスタＭ１３のトランジスタサイズを１とし、ＮＭＯＳトランジスタＭ１４のトランジスタサイズを２にすると共に、ＮＭＯＳトランジスタＭ１５のトランジスタサイズを４にすると、８通りの電流値を設定することができる。なお、図６では、カレントミラー回路２６を形成する３つのＮＭＯＳトランジスタＭ１３〜Ｍ１５にそれぞれスイッチを設けたが、用途によっては、スイッチを接続するＮＭＯＳトランジスタの数を増減して目的の電流精度を得るようにすればよい。

１チップの半導体装置の中に多くの電流源を集積した場合、従来は電流源ごとに、所定の電流値になるようにトリミングをそれぞれ行う必要があった。しかし、基準電流源２５の電流値のばらつきは製造プロセスのバラツキによって発生するため、半導体ウエハごとには該ばらつきが大きく異なっていても、同じウエハ上であればばらつきは小さく、しかも、ウエハ上の距離が近いほど該ばらつきも小さくなる。更に、同一チップ上であればその差はほとんどないため、同一チップ上に作られたモニタ電流源２と基準電流源２５との電流比のバラツキは極めて小さい。そのため、モニタ電流源２についてだけ設計上の電流値との偏差を調べることにより、同一チップ上にある他の基準電流源２５についても設計電流値との偏差はモニタ電流源２の場合とほぼ同じと推定することができる。

また、同一チップ上に基準電流源２５が数多く作られているが、その中の１つをモニタ電流源２としても使用することもできる。図６において、ＮＭＯＳトランジスタＭ１９はＮＭＯＳトランジスタＭ１１とカレントミラー回路を構成しており、端子２７は電流−時間変換回路３に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ１９のドレイン電流ｉ１は基準電流源２５からの電流値ｉ２に比例した電流となっており、モニタ電流源２をなしている。また、定電流回路Ａ１〜Ａｎ内の各基準電流源２５の１つをモニタ電流源２に兼用することにより、モニタ電流源２を別途設ける必要がなくなる。

図７は、定電圧回路を構成する誤差増幅回路に定電流源１を使用した場合の例を示した図である。なお、図７では定電圧回路としてシリーズレギュレータを例にして示している。
図７において、定電圧回路３０は、入力電圧である電源電圧Ｖｄｄから所定の定電圧を生成し出力電圧Ｖｏとして出力端子ＯＵＴから出力する。
定電圧回路３０は、所定の基準電圧Ｖｓを生成して出力する基準電圧発生回路３１と、出力電圧Ｖｏを分圧して分圧電圧ＶＦＢを生成し出力する出力電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２と、ゲートに入力される信号に応じて出力端子ＯＵＴに出力する電流の制御を行うＰＭＯＳトランジスタからなる出力ドライバトランジスタＭ２４と、分圧電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｓになるように出力電圧制御トランジスタＭ２４の動作制御を行う誤差増幅回路３２とを備えている。

誤差増幅回路３２は、カレントミラー回路を形成するＰＭＯＳトランジスタＭ２０及びＭ２１と、差動対をなすＮＭＯＳトランジスタＭ２２及びＭ２３と、定電流源１とを備えている。ＰＭＯＳトランジスタＭ２０及びＭ２１のカレントミラー回路は、ＮＭＯＳトランジスタＭ２２及びＭ２３の差動対の負荷をなし、定電流源１は、該カレントミラー回路及び該差動対で形成された回路に対して所定のバイアス電流を供給する。ＰＭＯＳトランジスタＭ２０及びＭ２１の各ソースは電源電圧Ｖｄｄに接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２０及びＭ２１の各ゲートは接続され、該接続部はＰＭＯＳトランジスタＭ２１のドレインに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ２０のドレインはＮＭＯＳトランジスタＭ２２のドレインに接続され、該接続部は誤差増幅回路３２の出力端をなし出力ドライバトランジスタＭ２４のゲートに接続されている。

また、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のドレインはＮＭＯＳトランジスタＭ２３のドレインに接続され、ＮＭＯＳトランジスタＭ２２のゲートには基準電圧Ｖｓが入力され、ＮＭＯＳトランジスタＭ２３のゲートには分圧電圧ＶＦＢが入力されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ２２及びＭ２３の各ソースは接続され、該接続部と接地電圧との間に定電流源１が接続されている。すなわち、ＮＭＯＳトランジスタＭ２２及びＭ２３の各ソースの接続部は、定電流源１の定電流回路Ａ１の出力端子ＯＵＴ１に接続されている。
このような構成において、誤差増幅回路３２のバイアス電流源に定電流源１を使用したことから、誤差増幅回路３２のバイアス電流を精度よく設定することができる。

一方、定電圧回路３０では、多量の負帰還を施しているため、図示していないが定電圧回路３０の発振防止用に位相補償が行われている。該位相補償の量が少ないと定電圧回路３０が発振するため、位相補償の量は大きめに設定している。しかし位相補償の量が大きすぎると、応答速度が遅くなり過ぎるという不具合が発生する。また、位相補償の量は誤差増幅回路３２のバイアス電流と関連があるため、位相補償の量を適切に設定するためには、誤差増幅回路３２のバイアス電流が所定の電流値の範囲内に収まっていることが重要である。

そこで、定電流源１を使用することにより、誤差増幅回路３２に高精度のバイアス電流を供給することができるため、位相補償の余裕量を小さくすることができ、定電圧回路３０の応答速度を上げることができると共に、定電圧回路３０の消費電流のバラツキを抑えることができる。また、１チップの半導体装置内に、図７で示した回路構成の定電圧回路を多数備えていても、１つのモニタ電流源２のモニタ電流ｉ１を測定するだけで、すべての定電圧回路の各バイアス電流を所定の電流範囲にそれぞれ収めることができる。

このように、本第１の実施の形態における定電流源は、モニタ電流源２から供給されるモニタ電流ｉ１の偏差を正確に調べ、該偏差の量をデジタル信号として定電流回路Ａ１〜Ａｎにそれぞれ出力し、各定電流回路Ａ１〜Ａｎ内の各基準電流源２５の電流値ｉ２をそれぞれ補正するようにした。このことから、従来のように製造プロセスの制約を受ける回路を使用することなく、出力電流を所定の電流値に設定することができる。

本発明の第１の実施の形態における定電流源の構成例を示したブロック図である。 図１の電流−時間変換回路３の回路例を示した図である。 図２の各部の波形例を示したタイミングチャートである。 図１の電流設定コード生成回路４の構成例を示したブロック図である。 図４の各信号例を示したタイミングチャートである。 図１の定電流回路Ａｋ（ｋ＝１〜ｎ）の回路例を示した図である。 定電圧回路を構成する誤差増幅回路に定電流源１を使用した場合の例を示した図である。 従来の基準電流源１００の回路例を示した図である。 図８のＮＭＯＳトランジスタＭ１０１及びＭ１０２におけるゲート電圧とドレイン電流との関係例を示した図である。 従来の定電流源の例を示した回路図である。

符号の説明

１ 定電流源
２ モニタ電流源
３ 電流−時間変換回路
４ 電流設定コード生成回路
５ 制御回路
２１ 測定開始信号生成回路
２２ 時間計測回路
２３ コード生成回路
２５ 基準電流源
２６ カレントミラー回路
３０ 定電圧回路
３１ 基準電圧発生回路
３２ 誤差増幅回路
Ａ１〜Ａｎ 定電流回路
Ｍ２４ 出力ドライバトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗

Claims (11)

1. 設定された電流値の定電流を生成して出力する定電流源において、
   所定のモニタ電流ｉ１を生成して出力するモニタ電流源と、
   入力された制御信号Ｓ２に応じて、該モニタ電流源からのモニタ電流値を時間に変換する動作を開始し、該変換が終了すると所定の変換終了信号Ｓ３を出力する電流−時間変換回路部と、
   該電流−時間変換回路部に前記制御信号Ｓ２を出力して動作制御を行い、該電流−時間変換回路部による変換に要した時間に応じた電流設定コードＳ４を生成して出力する電流設定コード生成回路部と、
   該電流設定コード生成回路部から出力される電流設定コードＳ４に応じた電流を生成して出力する少なくとも１つの定電流回路部と、
   を備え、
   前記電流設定コード生成回路部は、入力された制御信号Ｓ１に応じて前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させ、該変換に要した時間に応じた電流設定コードＳ４を生成して出力し、定電流回路部から出力される定電流値の補正を行うことを特徴とする定電流源。
2. 前記電流−時間変換回路部は、
   前記モニタ電流値に比例した電流を生成して出力する第１比例電流生成回路と、
   該第１比例電流生成回路の出力電流によって充電されるコンデンサと、
   所定の基準電圧Ｖｒを生成して出力する基準電圧発生回路と、
   前記コンデンサの端子電圧Ｖｃと該基準電圧Ｖｒとの電圧比較を行い、該比較結果に応じた信号を出力する比較回路と、
   前記制御信号Ｓ２に応じて前記コンデンサに充電された電荷を放電する放電回路と、
   を備え、
   前記放電回路は、前記制御信号Ｓ２に応じてモニタ電流値を時間に変換する動作を開始する場合、前記コンデンサに対して放電を停止させて第１比例電流生成回路の出力電流によって充電させ、前記比較回路は、該コンデンサの端子電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒになると前記所定の変換終了信号Ｓ３を出力することを特徴とする請求項１記載の定電流源。
3. 前記電流設定コード生成回路部は、
   前記制御信号Ｓ１に応じて、前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させる変換制御回路と、
   該変換制御回路が前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させてから、電流−時間変換回路部が前記所定の変換終了信号Ｓ３を出力するまでの時間を計測する時間計測回路と、
   該時間計測回路の計測時間Ｔ１と所定の基準時間Ｔｓとの差分に応じたｍ（正の整数）ビットのデジタル信号である電流設定コードＳ４を生成して出力するコード生成回路と、
   を備えることを特徴とする請求項１又は２記載の定電流源。
4. 前記定電流回路部は、
   所定の基準電流ｉ２を生成して出力する基準電流源と、
   該基準電流ｉ２に比例した複数の電流をそれぞれ生成して出力する第２比例電流生成回路と、
   前記電流設定コードＳ４に応じて該第２比例電流生成回路から出力された各比例電流の少なくとも１つを選択して出力する選択回路と、
   を備えることを特徴とする請求項１、２又は３記載の定電流源。
5. 前記モニタ電流ｉ１と前記基準電流ｉ２は、比例関係にあることを特徴とする請求項４記載の定電流源。
6. 前記基準電流源は、モニタ電流源をなすことを特徴とする請求項４又は５記載の定電流源。
7. 前記電流設定コード生成回路部は、電源投入時又は起動時に、前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させることを指示する前記制御信号Ｓ１が入力されることを特徴とする請求項１、２、３、４、５又は６記載の定電流源。
8. 前記電流設定コード生成回路部は、所定の時間ごとに、前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させることを指示する前記制御信号Ｓ１が入力されることを特徴とする請求項１、２、３、４、５又は６記載の定電流源。
9. 前記モニタ電流源、電流−時間変換回路部、電流設定コード生成回路部及び定電流回路部は、１チップ半導体装置に集積され、前記モニタ電流源、電流−時間変換回路部及び電流設定コード生成回路部は、１チップにそれぞれ１つ集積されることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７又は８記載の定電流源。
10. 定電流源からバイアス電流が供給される増幅回路において、
    前記定電流源は、
    所定のモニタ電流ｉ１を生成して出力するモニタ電流源と、
    入力された制御信号Ｓ２に応じて、該モニタ電流源からのモニタ電流値を時間に変換する動作を開始し、該変換が終了すると所定の変換終了信号Ｓ３を出力する電流−時間変換回路部と、
    該電流−時間変換回路部に前記制御信号Ｓ２を出力して動作制御を行い、該電流−時間変換回路部による変換に要した時間に応じた電流設定コードＳ４を生成して出力する電流設定コード生成回路部と、
    該電流設定コード生成回路部から出力される電流設定コードＳ４に応じた電流を生成して出力する少なくとも１つの定電流回路部と、
    を備え、
    前記電流設定コード生成回路部は、入力された制御信号Ｓ１に応じて前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させ、該変換に要した時間に応じた電流設定コードＳ４を生成して出力し、定電流回路部から出力される定電流値の補正を行うことを特徴とする増幅回路。
11. 定電流源からバイアス電流が供給される誤差増幅回路を使用した定電圧回路において、
    前記定電流源は、
    所定のモニタ電流ｉ１を生成して出力するモニタ電流源と、
    入力された制御信号Ｓ２に応じて、該モニタ電流源からのモニタ電流値を時間に変換する動作を開始し、該変換が終了すると所定の変換終了信号Ｓ３を出力する電流−時間変換回路部と、
    該電流−時間変換回路部に前記制御信号Ｓ２を出力して動作制御を行い、該電流−時間変換回路部による変換に要した時間に応じた電流設定コードＳ４を生成して出力する電流設定コード生成回路部と、
    該電流設定コード生成回路部から出力される電流設定コードＳ４に応じた電流を生成して出力する少なくとも１つの定電流回路部と、
    を備え、
    前記電流設定コード生成回路部は、入力された制御信号Ｓ１に応じて前記電流−時間変換回路部に対してモニタ電流値の時間変換を開始させ、該変換に要した時間に応じた電流設定コードＳ４を生成して出力し、定電流回路部から出力される定電流値の補正を行うことを特徴とする定電圧回路。
    

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