JP2004297927A - 過電流保護回路 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源部の間欠出力もしくはトランスの間欠通電およびフィルタコンデンサの充放電の繰返しを利用した低消費電力の電源回路によって電源が供給される負荷回路に対して、過電流保護回路を実現する。
【解決手段】直流電源部２１と、直流電源部２１から出力される直流電圧により充電されるコンデンサ２２と、コンデンサ２２と負荷回路３との共通接点に流れる負荷電流値が所定の値より大きいときは直流電圧は出力せず、小さくいときは直流電圧を出力するように直流電源部２１を制御する帰還部２３と、を備える電源回路２によって電源が供給される負荷回路３に対する過電流保護回路１は、負荷電圧の脈動の周期が所定の周期よりも短いか否かを判定する判定手段１１と、所定の周期よりも短いと判定されたとき、電流異常が生じたものとして、直流電源部２１の出力を強制的に遮断する遮断手段１２と、を備える。
【選択図】 図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源回路によって電源が供給される負荷回路に対する過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
負荷回路の消費電力の低減を図る電源回路として、例えば負荷状態に応じて電力供給を断続的に行う間欠通電が行われている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図６は、従来例による低消費電力の電源回路を例示するブロック図である。
【０００４】
ＡＣ入力にその１次側が接続されたトランス５１は商用周波数用のトランス（以下、商用トランス）であり、さらに商用トランス５１の１次側にＡＣスイッチ５６を接続する。
【０００５】
商用トランス５１の２次側に接続された整流器５２は、ＡＣをＤＣに変換する。ＤＣに変換された電圧はコンデンサ５３により平滑され、負荷回路３に供給される。
【０００６】
電流検出部５４では負荷回路３へ流れる負荷電流の大小を検出する。この検出信号はＡＣスイッチ制御部５５に出力される。ＡＣスイッチ制御部５５は、電流検出部５４からの検出信号によりＡＣスイッチ５６をオン・オフ制御する。
【０００７】
補助電源５７はＡＣスイッチ５６およびＡＣスイッチ制御部５５に電源を供給するための電源回路である。
【０００８】
図７は、図６のブロック図に対応する具体的な回路図である。
【０００９】
図中の、Ｔ１は図１の商用トランス５１に対応する。商用トランス５１の２次側に接続された整流器５２は、ＡＣをＤＣに変換するものでダイオードブリッジＤ１で構成される。電解コンデンサＤ２，Ｄ３およびコイルＬ１はコンデンサ５３に対応する。ＤＣに変換された電圧はコンデンサ５３により平滑され、負荷回路３に供給される。
【００１０】
フォトカプラＰＣ２は電流検出部５４に対応し、Ｒ３は電流制限抵抗Ｒに対応する。トランジスタＱ１はＡＣスイッチ制御部５５に対応する。
【００１１】
また、フォトトライアックユニットＰＣ１は、フォトトライアックＴＲおよびＬＥＤからなり、図６のＡＣスイッチ５６に対応する。なお、フォトトライアックユニットＰＣ１はＡＣ入力電圧のゼロクロス点でオン・オフ動作を行うようになっている。すなわち、図７のフォトトライアックＴＲのＬＥＤ側に電流が流れた時に、ＡＣスイッチ５６はオン状態となり、電流が流れない時はオフ状態になるように動作する。
【００１２】
補助電源５７は、リアクタンス素子としてのコンデンサＣ１、電解コンデンサＣ４およびダイオードブリッジＤ２で構成される。ＡＣ入力をリアクタンス素子Ｃ１により電圧降下させる。電圧降下したＡＣはダイオードブリッジＤ２により整流され、後段の負荷（電圧供給負荷）に対して必要なＤＣ電圧を供給する。リアクタンス素子Ｃ１と電圧供給負荷による分圧で電圧供給しているため、ＤＣ変換の損失を小さくすることができ、小電力負荷に適合させることができる。
【００１３】
ここで、図６および７に例示される従来例による低消費電力の電源回路の動作について簡単に説明する。
【００１４】
ＡＣ電源が入力されると、コンデンサＣ１、電解コンデンサＣ４およびダイオードブリッジＤ２で構成される補助電源５７が立ち上がり、ＤＣ電圧が抵抗Ｒ２を経てトランジスタＱ１のベースに直流バイアスとして与えられる。その結果、トランジスタＱ１がオンすることにより、フォトトライアックユニットＰＣ１のＬＥＤに電流が流れ、商用トランス５１の１次側に接続されているフォトトライアックＴＲが導通（オン）し、初期の起動状態となる。フォトトライアックユニットＰＣ１がオン（すなわち、ＡＣスイッチ５６がオン）することにより、商用トランスＴ１（５１）の２次側に電圧が供給され、ダイオードブリッジＤ１により整流された出力電圧は、コンデンサ５３内の電解コンデンサＣ２およびＣ３を充電しながら上昇する。
【００１５】
電解コンデンサＣ２、Ｃ３における電圧が上昇すると、電流制限抵抗Ｒ３を経てフォトカプラＰＣ２のＬＥＤに電流が流れ始める。その結果、受光トランジスタＱＲのコレクタ電流が抵抗Ｒ２を通してトランジスタＱ１のベース電流を吸い込み、トランジスタＱ１をオフ状態にする。すると、フォトトライアックユニットＰＣ１のＬＥＤの電流は流れなくなり、フォトトライアックＴＲは非導通（オフ）となる。
【００１６】
フォトトライアックＴＲがオフになると、電解コンデンサＣ２およびＣ３に充電された電圧は放電を開始する。なお、放電電圧の時間的な変化は、負荷回路３の容量（負荷が重いか軽いか）で決定される。すなわち、電解コンデンサＣ２およびＣ３の電圧は軽い負荷の時は緩やかに降下し、重い負荷の時は急激に降下する。
【００１７】
このような電解コンデンサＣ２およびＣ３の放電電圧の降下とともに、抵抗Ｒ３を介して流れていたフォトカプラＰＣ２のＬＥＤ電流は減少していく。その結果、受光側トランジスタＱＲのコレクタにおける電流の吸い込み量も減少を続ける。
【００１８】
そして最終的には、補助電源５７を経て供給されたＤＣ電圧によって抵抗Ｒ２を経てトランジスタＱ１のベースにバイアス電圧が供給されることになり、トランジスタＱ１がオンする。トランジスタＱ１のオン状態でフォトトライアックユニットＰＣ１のＬＥＤに電流が流れ、フォトトライアックＴＲはオンし、商用トランス５１の２次側へ電圧が供給され、電解コンデンサＣ２およびＣ３を再び充電しながら電解コンデンサＣ２，Ｃ３の電圧は上昇する。
【００１９】
以上の動作の繰返し、すなわちトランスの間欠通電およびコンデンサの充放電の繰返しにより、負荷回路へ流れ込む負荷電流には、コンデンサの時定数などに依存する周期を有する脈動が生じる。しかし、トランスを間欠通電することにより、トランスを常時通電させる場合に比べて負荷側での消費電力を低減することができる。
【００２０】
【特許文献１】
特開２００１−１４５３５４号公報
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
上述ような構造を有する従来例の電源回路によれば、コンデンサ５３と負荷回路３との共通接点から、商用トランス５１の１次側への帰還部が設けられているので、図７のフォトトライアックＴＲがオン（すなわち、図６のＡＣスイッチ５６がオン）状態にあるときは、図７の電解コンデンサＣ２およびＣ３（すなわち、図６のコンデンサ５３）は充電され、フォトトライアックＴＲがオフ状態にあるときは、電解コンデンサＣ２およびＣ３は放電される、といったサイクルが繰り返される。
【００２２】
放電電圧の時間的な変化は、負荷回路３の容量で決定される。すなわち、電解コンデンサＣ２およびＣ３は軽い負荷の時は緩やかに放電し、重い負荷の時は急激に放電する。したがって、何らかの原因で過負荷となると、電解コンデンサＣ２およびＣ３の充放電サイクルは速まり、負荷回路３へ供給される電流が過電流となる。
【００２３】
過電流が続くと、負荷側の素子を傷めるなどの弊害をもたらすことになるが、一方で、このような過電流に対しては何ら対策がとられていない。
【００２４】
従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、直流電源部と、直流電源部から出力される直流電圧により充電されるコンデンサと、コンデンサと負荷回路との共通接点に流れる負荷電流値が所定の値より大きくなったときは直流電圧は出力せず、小さくなったときは直流電圧を出力するように直流電源部を制御する帰還部と、を備える電源回路によって電源が供給される負荷回路に対して、過電流保護回路を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を実現するために、本発明によれば、直流電源部と、直流電源部から出力される直流電圧により充電されるコンデンサと、コンデンサと負荷回路との共通接点に流れる負荷電流値が所定の値より大きくなったとき直流電圧は出力せず、小さくなったとき直流電圧を出力するように直流電源部を制御する帰還部と、を備える電源回路を用いて負荷回路に電源を供給する場合において、まず、このような電源回路の構成上必然的に生じてしまう負荷電圧の脈動の周期を観察する。そして、この負荷電圧の脈動の周期が、所定の周期よりも短いと判定された場合は、直流電源部の出力を遮断し、負荷回路を過電流から保護する。
【００２６】
上述のように、負荷電圧の脈動の周期は、トランスの間欠通電およびコンデンサの充放電の繰返しに起因する。何らかの原因で過負荷となると、コンデンサの放電サイクルが速まるので、脈動の周期も短くなる。本発明はでは、この負荷電圧の脈動の周期に基づいて負荷電流に過電流が発生したか否かを判定することを最大の特徴とする。過電流が発生したと判定された場合は、直流電源出力を遮断する。
【００２７】
図１は、本発明による過電流保護回路を示す基本ブロック図である。
【００２８】
本発明によれば、直流電源部２１と、直流電源部２１から出力される直流電圧により充電されるコンデンサ２２と、コンデンサ２２と負荷回路３との共通接点に流れる負荷電流値が所定の値より大きくなったときは直流電圧は出力せず、小さくなったときは直流電圧を出力するように直流電源部２１を制御する帰還部２３と、を備える電源回路２によって電源が供給される負荷回路３に対する過電流保護回路１は、
電源回路２の電源供給の結果生じた負荷電圧の脈動の周期が、所定の周期よりも短いか否かを判定する判定手段１１と、
判定手段１１によって、所定の周期よりも短いと判定されたとき、電流異常が生じたものとして、直流電源部２１の出力を強制的に遮断する遮断手段１２と、を備える。
【００２９】
なお、本発明の変形として、直流電源部２１を、交流電源および整流器を用いて実現してもよい。図２は、本発明の変形による過電流保護回路を示す基本ブロック図である。
【００３０】
図２に示すように、交流電源部４とトランス２４の１次側との間に接続されるスイッチ２５と、トランス２５の２次側に接続される整流器２６と、整流器２６から出力される直流電圧により充電されるコンデンサ２２と、コンデンサ２２と負荷回路３との共通接点に流れる負荷電流値が所定の値より大きくなったときはオフ、小さくなったときはオンするようにスイッチ２５を制御する帰還部２３と、を備える電源回路２によって電源が供給される負荷回路３に対する過電流保護回路１は、
電源回路２の電源供給の結果生じた負荷電圧の脈動の周期が、所定の周期よりも短いか否かを判定する判定手段１１と、
判定手段１１によって、所定の周期よりも短いと判定されたとき、電流異常が生じたものとして、スイッチ２５を強制的にオフする遮断手段１２と、を備える。
【００３１】
本発明によれば、直流電源部の間欠出力もしくはトランスの間欠通電およびコンデンサの充放電の繰返しを利用した電源回路によって電源が供給される負荷回路に対して、過電流保護回路を提供することができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例として、上述の図６および７に示した低電力消費の電源回路に、過電流保護回路を接続した場合について説明する。
【００３３】
図３は、本発明の実施例による過電流保護回路を示すブロック図である。
【００３４】
本実施例による過電流保護回路１は、図６を参照して説明した低消費電力の電源回路に接続されるものであって、電流検出部５４で検出された負荷電流値から、電流異常すなわち過電流を検出する電流異常検出部３１と、電流異常が検出されたときに出力される検出信号をラッチするラッチ３２とを備える。電流異常検出部３１およびラッチ３２の駆動電源は、補助電源５７から供給される。
【００３５】
図４は、図３のブロック図に対応する具体的な回路図である。
【００３６】
電流異常検出部３１は、低消費電力のＣＭＯＳモノマルチＩＣ（ＩＣ１１）およびＡＮＤ回路（ＩＣ１２）を備えてなる。ＣＭＯＳモノマルチＩＣ（ＩＣ１１）は、電流異常を検出するために、電流検出部５４の出力の立下りエッジを利用し、抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ１２との時定数に依存するデューティー比を有する電流異常設定パルスを、ポートＱを介して出力する。ＡＮＤ回路（ＩＣ１２）は、ＣＭＯＳモノマルチＩＣ（ＩＣ１１）の出力と、電流検出部５４に対応するフォトカプラＰＣ２の受光側トランジスタＱＲのコレクタ信号とを加算しラッチ３２へ出力する。
【００３７】
ラッチ３２は、トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３およびＱ１４、抵抗Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８およびＲ１９、ならびにコンデンサＣ１３で構成される。未だ過電流入力パルスが入力されていない状態、すなわち、電流異常検出部３１の出力がＬレベルである状態では、各トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３およびＱ１４は全てオフ状態とし、負荷電流の正常時における過電流保護回路の電力消費を抑制する。
【００３８】
なお、これら電流異常検出部３１およびラッチ３２には、ダイオードブリッジＤ２からの出力電圧が駆動電源として供給される。
【００３９】
次に、図３および４に例示される本実施例による過電流保護回路の動作について説明する。
【００４０】
図５は、図４の回路図における各部の波形のタイムチャートであり、（ａ）は電界コンデンサＣ３と負荷回路３との共通接点で検知される負荷電圧、（ｂ）はフォトカプラＰＣ２内のＬＥＤを流れるＬＥＤ電流、（ｃ）は電流検出部５４の出力信号、（ｄ）は電流異常設定パルス、（ｅ）は電流異常検出信号、（ｆ）はラッチ出力、（ｇ）はＡＣスイッチ制御部５５の出力信号を示す。これら図５（ａ）〜（ｇ）に示された波形は、図４中に示された各点（ａ）〜（ｇ）における波形に対応する。
【００４１】
ＡＣ電源が投入されると、ダイオードブリッジＤ２で整流されたＤＣ電圧が抵抗Ｒ２を経てトランジスタＱ１のベースに直流バイアスとして与えられる。すると、トランジスタＱ１がオンし（図５の（ｇ）参照）、フォトトライアックユニットＰＣ１のＬＥＤに電流が流れる。その結果、フォトトライアックユニットＰＣ１のフォトトライアックＴＲがオンする。フォトトライアックＴＲがオンすることにより、商用トランスＴ１の１次側に交流電圧が印加され始め、そして２次側には電圧が誘導される。商用トランスＴ１の２次側の誘導電圧はダイオードブリッジＤ１により整流され、ダイオードブリッジＤ１の出力電圧により電解コンデンサＣ２およびＣ３は徐々に充電されていく（図５の（ａ）参照）。電解コンデンサＣ２、Ｃ３における電圧が上昇すると、電流制限抵抗Ｒ３を経てフォトカプラＰＣ２のＬＥＤに電流が流れ始める（図５の（ｂ）参照）。その結果、受光トランジスタＱＲのコレクタが抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１のベース電流を吸い込み、トランジスタＱ１をオフ状態にする（図５の（ｇ）参照）。以上の初期状態の一連の動作における各部の波形は、図５の期間（ア）内に示される。
【００４２】
トランジスタＱ１がオフになると、フォトトライアックユニットＰＣ１のＬＥＤの電流は流れなくなり、フォトトライアックＴＲはオフとなる。フォトトライアックＴＲがオフになると、電解コンデンサＣ２およびＣ３に充電されていた電圧は放電を開始する（図５の（ａ）参照）。以上の一連の動作における各部の波形は、図５の期間（イ）内に示される。
【００４３】
電解コンデンサＣ２およびＣ３の放電電圧の降下とともに、抵抗Ｒ３を介して流れていたフォトカプラＰＣ２のＬＥＤ電流は減少していく（図５の（ｂ）参照）。その結果、受光側トランジスタＱＲのコレクタにおける電流の吸い込み量も減少を続ける。そして最終的には、補助電源５７を経て供給されたＤＣ電圧によって抵抗Ｒ２を経てトランジスタＱ１のベースにバイアス電圧が供給されることになり（図５の（ｃ）参照）、トランジスタＱ１がオンする（図５の（ｇ）参照）。トランジスタＱ１のオンでフォトトライアックユニットＰＣ１のＬＥＤに電流が流れ、フォトトライアックＴＲはオンし、商用トランス５１の２次側へ電圧が供給され、電解コンデンサＣ２およびＣ３を再び充電しながら電解コンデンサＣ２，Ｃ３の電圧は上昇する（図５の（ａ）参照）。以上の一連の動作における各部の波形は、図５の期間（ウ）内に示される。
【００４４】
以降、負荷電流に異常が生じなければ、負荷電圧には、上述した期間（イ）および（ウ）を１周期とする脈動が生じる。
【００４５】
本実施例では、負荷電圧の脈動の周期が、正常時のときよりも短いか否かを検知するために、図５の（ｄ）に示すような、所定の期間を有する電流異常設定パルスを発生させる。
【００４６】
具体的には、ＣＭＯＳモノマルチＩＣ（ＩＣ１１）によって、電流検出部５４の出力の立下りエッジ時に、電流異常設定パルスが立ち上がるように生成される。また、この電流異常設定パルスは、ＣＭＯＳモノマルチＩＣ（ＩＣ１１）に接続された抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ１２との時定数に依存するデューティー比を有する。つまり、負荷電流の正常時における電流異常設定パルスのＨレベルの期間（オ）の長さ（図５の（ｄ）参照）は、抵抗Ｒ１３およびコンデンサＣ１２で決まる時定数に依存する。この時定数に依存する電流異常設定パルスのＨレベルの期間（オ）は、期間（イ）よりも短く設定する。
【００４７】
負荷電流に異常が生じると、すなわち過電流が発生すると、既に説明したように電解コンデンサＣ２およびＣ３の充放電サイクルは速まるので、負荷電圧の脈動の周期は正常時よりも短くなる（図５の（ａ）〜（ｃ）参照）。図５に示す実施例では、電流検出部５４に対応するフォトカプラＰＣ２の受光側トランジスタＱＲのコレクタ信号は、正常時であればパルスの立下りから期間（イ）したのち再度パルスが立ち上がるが、負荷電流異常時では、期間（イ）よりも短い期間（エ）経過後でパルスが立ち上がってしまう（図５の（ｃ）参照）。上述のように電流異常設定パルスは電流検出部５４の出力の立下りエッジ時に立ち上がるので、負荷電流異常時では、期間（オ）の途中であっても、電流検出部５４の出力の立下りエッジ時を新たな基準として次のサイクルの電流異常設定パルスが立ち上がるので、さらに長い時間、Ｈレベルが維持されることになる。したがって、図５の（ｄ）に示すように、電流異常設定パルスのＨレベルの継続時間は、期間（オ）よりも長い期間（カ）になる。
【００４８】
以上のことから本実施例では、負荷電流の正常時における電流異常設定パルスのＨレベルの期間（オ）を調節しさえすれば、検知できる電流異常のレベルすなわち過電流の大きさを容易に設定できることがわかる。なお、例えば抵抗Ｒ１３を可変抵抗で実現すれば、検知できる電流異常のレベルすなわち過電流の大きさをさらに手軽に設定することも可能である。
【００４９】
ＣＭＯＳモノマルチＩＣ（ＩＣ１１）のポートＱから出力された電流異常設定パルス（図５の（ｄ）参照）は、ＡＮＤ回路（ＩＣ１２）によって、電流検出部５４に対応するフォトカプラＰＣ２の受光側トランジスタＱＲのコレクタ信号（図５の（ｃ）参照）とのＡＮＤをとる。すなわち、ＡＮＤ回路（ＩＣ１２）は入力の“Ｈ”期間のみ出力される。この結果生じる波形は図５の（ｅ）に示される。
【００５０】
ラッチ３２には、ＡＮＤ回路（ＩＣ１２）による演算結果が入力される。
【００５１】
ラッチ３２内の各トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３およびＱ１４は、既に説明したように、電流異常検出部３１の出力がＬレベルである状態、すなわち正常時では全てオフである。したがって、この状態での過電流保護回路の電力消費は非常に少ない。
【００５２】
このとき、過電流が発生し、過電流検出部３１の出力がＨレベルになると、トランジスタＱ１２はオンする。
【００５３】
すると、トランジスタＱ１１およびＱ１３のベースはＬレベルになるので、これらトランジスタＱ１１およびＱ１３はオンになる。
【００５４】
これによりトランジスタＱ１４は、そのベースがＨレベルになるのでオン状態になる。この結果、ダイオードブリッジＤ２から出力される電流は、抵抗Ｒ２およびトランジスタＱ１４のコレクタ−エミッタを介して流れることになる。
【００５５】
すると、トランジスタＱ１はオフになり（図５の（ｇ）参照）、したがってフォトトライアックユニットＰＣ１のＬＥＤの電流は流れなくなるので、フォトトライアックＴＲはオフする。フォトトライアックＴＲがオフすると、商用トランスＴ１の１次側には交流電圧が印加されなくなり、２次側には電圧が誘導されなくなる。結果として、ダイオードブリッジＤ１による直流電圧の出力は遮断されたことになり、負荷回路３は過電流から保護される。なお、トランジスタＱ１１はオン状態にあるので、トランジスタＱ１２のベースはＨレベルが維持されるのことになり、したがって、ラッチ３２による「ラッチ状態」が成立している。つまり過電流が検出されて過電流保護動作が働くとその状態は維持されるので、負荷回路はこれ以上過電流の影響を受けることはない。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、直流電源部と、直流電源部から出力される直流電圧により充電されるコンデンサと、コンデンサと負荷回路との共通接点に流れる負荷電流値が所定の値より大きくなったときは直流電圧は出力せず、小さくなったときは直流電圧を出力するように直流電源部を制御する帰還部と、を備える電源回路によって電源が供給される負荷回路に対して、この負荷回路を、過電流から保護する過電流保護回路を実現することができる。
【００５７】
なお検知できる電流異常のレベルは、負荷電流の正常時における電流異常設定パルスのディユーティー比を調節することで容易に設定可能である。
【００５８】
また、本発明による過電流保護回路は、負荷電流の正常時ではほとんど電流が消費されないので経済的である。したがって、例えばリモコンなどにおけるスタンバイ電源回路における過電流保護回路に特に適している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による過電流保護回路を示す基本ブロック図である。
【図２】本発明の変形による過電流保護回路を示す基本ブロック図である。
【図３】本発明の実施例による過電流保護回路を示すブロック図である。
【図４】図３のブロック図に対応する具体的な回路図である。
【図５】図４の回路図における各部の波形のタイムチャートであり、（ａ）は電界コンデンサＣ３と負荷回路３との共通接点で検知される負荷電圧、（ｂ）はフォトカプラＰＣ２内のＬＥＤを流れるＬＥＤ電流、（ｃ）は電流検出部５４の出力信号、（ｄ）は電流異常設定パルス、（ｅ）は電流異常検出信号、（ｆ）はラッチ出力、（ｇ）はＡＣスイッチ制御部５５の出力信号を示す。
【図６】従来例による低消費電力の電源回路を例示するブロック図である。
【図７】図６のブロック図に対応する具体的な回路図である。
【符号の説明】
１…過電流保護回路
２…電源回路
３…負荷回路
４…交流電源部
１１…判定手段
１２…遮断手段
２１…直流電源部
２２、５３…コンデンサ
２３…帰還部
２４…トランス
２５…スイッチ
２６、５２…整流器
３１…電流異常検出部
３２…ラッチ
５１…商用トランス
５４…電流検出部
５５…ＡＣスイッチ制御部
５６…ＡＣスイッチ
５７…補助電源

Claims (3)

1. 直流電源部と、該直流電源部から出力される直流電圧により充電されるコンデンサと、該コンデンサと負荷回路との共通接点に流れる負荷電流値が所定の値より大きくなったとき直流電圧は出力せず、小さくなったとき直流電圧を出力するように前記直流電源部を制御する帰還部と、を備える電源回路によって電源が供給される負荷回路に対する過電流保護回路であって、
   前記電源回路の電源供給の結果生じた負荷電圧の脈動の周期が、所定の周期よりも短いか否かを判定する判定手段と、
   該判定手段によって、前記所定の周期よりも短いと判定されたとき、電流異常が生じたものとして、前記直流電源部の出力を強制的に遮断する遮断手段と、
   を備えることを特徴とする過電流保護回路。
2. 交流電源部とトランスの１次側との間に接続されるスイッチと、前記トランスの２次側に接続される整流器と、該整流器から出力される直流電圧により充電されるコンデンサと、該コンデンサと負荷回路との共通接点に流れる負荷電流値が所定の値より大きくなったときはオフ、小さくなったときはオンするように前記スイッチを制御する帰還部と、を備える電源回路によって電源が供給される負荷回路に対する過電流保護回路であって、
   前記電源回路の電源供給の結果生じた負荷電圧の脈動の周期が、所定の周期よりも短いか否かを判定する判定手段と、
   該判定手段によって、前記所定の周期よりも短いと判定されたとき、電流異常が生じたものとして、前記スイッチを強制的にオフする遮断手段と、
   を備えることを特徴とする過電流保護回路。
3. 前記判定手段は、前記所定の周期を設定する設定手段を備える請求項１または２に記載の過電流保護回路。

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